KR20210057488A - 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈 전류 및 전압 제어방법 및 이를 수행하는 제어모듈 - Google Patents

모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈 전류 및 전압 제어방법 및 이를 수행하는 제어모듈 Download PDF

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KR20210057488A KR1020190144288A KR20190144288A KR20210057488A KR 20210057488 A KR20210057488 A KR 20210057488A KR 1020190144288 A KR1020190144288 A KR 1020190144288A KR 20190144288 A KR20190144288 A KR 20190144288A KR 20210057488 A KR20210057488 A KR 20210057488A
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current
submodule
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오창열
김기룡
김태진
이종필
김호성
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한국전기연구원
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Abstract

본 발명은 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈을 테스트 하기 위한 서브모듈 전류 및 전압 제어방법으로서, 상기 서브모듈로 공급되는 전류에 포함되는 전류오프셋을 생성하는 전류오프셋생성단계와; 상기 서브모듈로 공급되는 전류에 포함되는 제2고조파전류를 생성하는 제2고조파생성단계와; 상기 서브모듈로부터 피드백 받은 암전류(IL), 상기 전류오프셋 및 상기 제2고조파전류를 이용하여 상기 서브모듈로 공급될 암전류(IL)를 제어하기 위한 전류제어신호형성단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어방법을 개시한다.

Description

모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈 전류 및 전압 제어방법 및 이를 수행하는 제어모듈 {Method for controlling current and voltage of submodule for modular multilevel converter and control module performing the same}
본 발명은 전기 기기 테스트 시스템에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈을 테스트하기 위한 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈 전류 및 전압 제어방법 및 이를 수행하는 제어모듈에 관한 것이다.
최근 고압, 대용량 컨버터 분야에서 모듈형 다단 컨버터(Modular Multilevel Convertor; MMC)가 관심을 받으며 활발한 연구가 진행되고 있다. 모듈형 다단 컨버터(MMC)는 많은 수의 서브 모듈이 직렬로 연결되므로 전압 레벨 확장이 용이하며, 낮은 스위칭 주파수에서도 높은 전압 레벨로 인해 우수한 출력을 얻을 수 있는 장점으로 고압 직류(HVDC) 송전, 무효 전력 보상기(STATCOM), 모터 드라이브 분야에 활용되고 있다.
도 1은 모듈형 다단 컨버터(MMC)의 서브 모듈을 설명하기 위한 하프 브릿지 컨버터의 회로도이다. 도 1에 나타낸 것처럼, 하프 브릿지 컨버터는 상보적으로 동작하는 IGBT 스위치 2개와 에너지를 저장하기 위한 커패시터로 구성된다.
암 전류 방향이 양(Positive)일 경우, 스위치 S1이 턴-온 시 암 전류가 환류 다이오드 D1을 거쳐 커패시터로 흐르므로 커패시터가 충전된다. 스위치 S2가 턴-온 시 커패시터를 우회하므로 커패시터 전압은 변동하지 않는다.
반대로 암 전류 방향이 음(Negative)일 경우, 스위치 S1이 턴-온 시 암 전류가 커패시터로 흐르므로 커패시터가 방전되며, 스위치 S2가 턴-온 시 암 전류는 환류 다이오드 D2로 흘러 커패시터를 우회하므로 커패시터 전압의 변동은 없다. 따라서, 스위치 S1이 턴-온 될 때 암 전류의 방향에 따라 커패시터의 충전 및 방전이 결정된다.
도 2는 모듈형 다단 컨버터(MMC)의 구성을 설명하기 위한 회로도이다. 도 2에 나타낸 것처럼, 직렬 연결된 N개의 서브 모듈(11)과 암 인덕터(12)가 연결되어 암(A절점-B절점)을 구성하고, 교류 출력단을 기준으로 2개의 암이 연결되어 하나의 레그(A절점-C절점)를 구성한다.
암 인덕터(12)는 단락 사고 시 단락 전류의 급격한 상승을 방지하는 역할을 한다. 각 서브 모듈 커패시터 전압은 직류단 전압을 N 등분한 크기를 가지며, 한 암에서 출력되는 전압은 암을 구성하는 각 서브 모듈의 출력전압의 합과 같다.
이와 같이 고압에서 사용되는 고가의 커패시터는 그 신뢰도를 유지하는 것이 매우 중요하며, 이를 위해 커패시터 개발시 커패시터 초기 특성, 정격 용량 등 다양한 특성에 대해 테스트를 수행하고 있다.
그런데, 종래의 테스트 장치는 커패시터에 사인파, 또는 단순 펄스 파형 정도만을 인가할 수 있는 수준이어서, 커패시터가 동작하는 다양한 동작 조건을 적절히 모의하여 테스트를 수행할 수가 없었다.
예를 들어, MMC의 경우 동작시 전류가 쵸핑(chopping)되어 인가되며, 더구나, 실제 사용시에는 다단으로 사용되어 커패시터에 인가되는 쵸핑 형태가 다양하게 변화하게 된다. 그런데, 종래의 테스트 장치로는 이와 같이 실제 MMC 동작시 커패시터에 인가되는 전류에 의한 스트레스 등을 테스트할 수 있는 방법이 없었다.
이러한 문제를 해결하기 위해, 본 출원인은 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈에 포함된 커패시터 소자가 실제 동작시에 발생할 수 있는 다양한 동작 조건을 다양한 특성의 커패시터에 대해 인가함으로써, 테스트 대상 커패시터의 신뢰도를 보장할 수 있도록 해주는 테스트 시스템에 대한 출원을 특허출원번호 제10-2016-0128904호를 통해 출원한 바 있다. 도 3은 특허출원번호 제10-2016-0128904호의 대표도이다.
도 3에 도시된 회로는 HVDC용 MMC 컨버터를 구성하는 서브모듈(SM)에 존재하는 커패시터를 테스트하기 위한 장치의 회로이며, 도 3의 회로에 의하는 경우, 실제 서브모듈(SM) 커패시터에 인가되는 전류 스트레스 및 전압 스트레스를 쉽게 구현할 수 있게 되고, 동시에 커패시터 상태를 실시간으로 추정할 수 있게 된다.
하지만, 이 방식은 커패시터 충방전 테스트를 수행하기 위한 쵸핑 회로의 구조가 복잡하다는 문제점이 있다. 또한, 기본적으로 서브모듈용 커패시터를 테스트하기 위한 장치이기 때문에, 서브모듈 자체를 테스트할 수 없는 단점이 있으며, 종래의 서브모듈 테스트회로는 서브모듈에 실제 동작시에 발생할 수 있는 다양한 형태의 전류 및 전압을 인가하기 위한 전류 및 전압제어방법을 구체적으로 제시하지 못하고 있는 문제점이 있다.
KR 101171584 B1
본 발명은 상술한 종래의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로서, 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈에 포함된 커패시터 소자가 실제 동작시에 발생할 수 있는 다양한 동작 조건을 다양한 특성의 커패시터에 대해 인가할 수 있어, 테스트 대상 커패시터의 신뢰도를 보장할 수 있도록 해주는 테스트 시스템을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 상기 목적을 달성하기 위한 것으로, 본 발명은 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈을 테스트 하기 위한 서브모듈 전류 및 전압 제어방법으로서, 상기 서브모듈로 공급되는 전류(IL)에 포함되는 전류오프셋을 생성하는 전류오프셋생성단계와; 상기 서브모듈로 공급되는 전류에 포함되는 제2고조파전류를 생성하는 제2고조파생성단계와; 상기 서브모듈로 공급되는 전류(IL)를 피드백 받으며, 상기 피드백 받은 전류, 상기 전류오프셋 및 상기 제2고조파전류를 이용하여 상기 서브모듈로 공급될 전류(IL)를 제어하기 위한 전류제어신호를 형성하는 전류제어신호형성단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어방법을 개시한다.
상기 전류오프셋생성단계는, 상기 서브모듈로부터 피드백 받은 커패시터전압(Vcap)과 미리 설정된 기준전압(Vref) 사이의 오차(Verr)를 이용하여 상기 전류오프셋을 생성할 수 있다.
상기 제어방법은, 미리 설정된 기준전류(Iref)에 상기 제2고조파전류를 가감하고 상기 전류오프셋을 합성하여 기준공급전류(ILref)를 형성하는 기준공급전류형성단계를 포함할 수 있다.
상기 전류제어신호형성단계는, 상기 피드백 받은 전류(IL)와 상기 기준공급전류(ILref) 사이의 오차(Ierr)를 이용하여 전류제어를 위한 제어입력신호를 산출하는 제어입력신호산출단계를 추가로 포함할 수 있다.
상기 전류제어신호형성단계는, 상기 제어입력신호를 기초로 상기 서브모듈로 전류를 공급하기 위한 인버터부를 제어하는 PWM신호를 형성하는 PWM신호형성단계를 추가로 포함할 수 있다.
상기 서브모듈 전류 및 전압제어방법은, 상기 커패시터의 전압을 제어하기 위하여 상기 서브모듈에 포함되는 적어도 두 개 이상의 스위치부 각각의 온-오프를 스위칭하는 스위칭제어단계를 포함할 수 있다.
다른 측면에서 본 발명은, 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈을 테스트 하기 위한 서브모듈 전류 및 전압 제어모듈로서, 상기 서브모듈의 커패시터전압을 제어하기 위하여 전류오프셋을 생성하는 전압제어부와; 상기 서브모듈에 공급되는 전류(IL)를 피드백 받으며, 상기 서브모듈로 공급되는 전류(IL)에 포함되는 제2고조파전류를 생성하며, 상기 피드백 받은 전류(IL), 상기 전류오프셋 및 상기 제2고조파전류를 이용하여 상기 서브모듈로 공급될 전류(IL)를 제어하는 전류제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어모듈을 개시한다.
상기 전압제어부는, 상기 서브모듈로부터 커패시터전압(Vcap)을 피드백 받고, 상기 커패시터전압(Vcap)과 미리 설정된 기준전압(Vref) 사이의 오차(Verr)를 이용하여 상기 전류오프셋을 생성하는 전류오프셋생성부를 포함할 수 있다.
상기 전류제어부는, 미리 설정된 기준전류(Iref)에 상기 제2고조파전류를 가감하고 상기 전류오프셋을 합성하여 기준공급전류(IL,ref)를 형성할 수 있다.
상기 전류제어부는, 상기 피드백 받은 전류(IL)와 상기 기준공급전류(IL,ref) 사이의 오차(Ierr)를 이용하여 전류제어를 위한 제어입력신호를 산출할 수 있다.
상기 전류제어부는, 상기 제어입력신호를 기초로 상기 서브모듈로 전류를 공급하기 위한 인버터부를 제어하는 PWM신호를 형성하는 PWM신호생성부를 포함할 수 있다.
다른 측면에서 본 발명은, 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈에 전류를 공급하는 전원공급부; 상기 서브모듈에 공급되는 전류 및 전압을 제어하는 서브모듈 전류 및 전압 제어모듈; 상기 서브모듈의 스위치의 스위칭을 제어하는 스위치제어부; 상기 커패시터에서의 전압 및 전류 데이터를 측정하는 데이터측정부; 및 상기 측정된 전압 및 전류 데이터를 이용하여 상기 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈의 상태를 평가하는 상태평가부를 포함하는 것을 특징으로 하는 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈 테스트 시스템을 개시한다.
상기 스위치제어부는, 상기 서브모듈에 포함되는 적어도 두 개 이상의 스위치부 각각의 온-오프를 스위칭하여 상기 커패시터의 전압을 제어할 수 있다.
상기 서브모듈은 미리 설정된 복수의 종류 중에서 선택될 수 있고, 상기 스위치제어부는 선택된 상기 서브모듈의 종류에 따라 상기 서브모듈 스위치의 스위칭을 제어할 수 있다.
상기 미리 설정된 복수의 종류는 상기 서브모듈로 구성된 밸브(Valve)의 종류를 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈 전류 및 전압 제어방법은, 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈에 포함된 커패시터 소자가 실제 동작시에 발생할 수 있는 다양한 동작 조건을 다양한 특성의 커패시터에 대해 인가할 수 있어, 테스트 대상 커패시터의 신뢰도를 보장할 수 있는 이점이 있다.
보다 구체적으로, 본 발명은 MMC 동작 중 발생하는 2차고조파와 전류불평형(전류오프셋)을 모사함으로써, MMC 동작 시 커패시터 전류와 동일한 전류를 형성할 수 있고, 그에 따라 서브모듈 테스트의 신뢰도를 보장할 수 있는 이점이 있다.
도 1은 모듈형 다단 컨버터(MMC)의 서브 모듈을 설명하기 위한 하프 브릿지 컨버터의 회로도이다.
도 2는 모듈형 다단 컨버터(MMC)의 구성을 설명하기 위한 회로도이다.
도 3은 특허출원번호 제10-2016-0128904호의 대표도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈 테스트 시스템의 개략적인 블록도이다.
도 5는 도 4의 제어 구조의 예를 도시한 도면이다.
도 6은 도 4의 실제 구현 회로 일 예의 회로도이다.
도 7은 커패시터 전압 제어 시뮬레이션 결과가 도시된 그래프이다.
도 8 내지 도 10은 SM에 흐르는 전류의 옵셋 조절 기능을 시뮬레이션한 결과가 도시된 그래프이다.
도 11은 도 6의 인버터부 및 서브모듈 스위치의 스위칭 파형을 도시한 그래프이다.
도 12 및 도 13은 인버터 전류가 양의 방향일 때 스위치의 동작 모드가 도시된 도면이다.
도 14 및 도 15는 인버터 전류가 음의 방향일 때 스위치 동작 모드가 도시된 도면이다.
도 16은 커패시터 용량 추정 방법을 설명하기 위한 그래프이다.
도 17 및 도 18은 도 4를 실제 구현한 다른 예들의 회로도이다.
도 19는 도 6과 다른 형태의 서브모듈을 테스트하는 예가 도시된 회로도이다.
도 20은 서브모듈이 확장된 밸브(Valve)를 테스트하는 예가 도시된 회로도이다.
도 21은 도 5의 제어부의 구성 및 제어과정을 도시한 블록도이다.
도 22은 도 21의 제어부의 예를 보여주는 블록도이다.
도 23은 도 22의 제어부의 구현 예를 보여주는 개념도이다.
도 24는 본 발명의 제어부의 동작에 의해 시간에 따라 서브모듈의 커패시터에 흐르는 전류(Ic)를 보여주는 그래프이다.
도 25a 내지 도 25d는 서브모듈의 스위칭에 따른 커패시터 전류(Ic)의 흐름을 보여주는 회로도이다.
도 26은, 도 22의 제2고조파생성부에 의해 생성된 제2고조파와 기본파가 가감된 형태의 전류파형을 보여주는 그래프이다.
도 27a 내지 도 27b는, 도 22의 전류오프셋 생성부에 의해 형성된 전류오프셋과 서브모듈 스위칭에 따라 형성되는 커패시터전류(Ic)를 보여주는 그래프이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈 테스트 시스템의 개략적인 블록도이고, 도 5는 도 4의 제어 구조의 예를 도시한 도면이며, 도 6은 도 4의 실제 구현 회로 일 예의 회로도이다.
도 4에서 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈 테스트 시스템(100)은 전원공급부(110), 제어부(120)(전류제어부(122), 전압제어부(124)) 스위치제어부(140), 데이터측정부(150), 상태평가부(160), 및 용량산출부(170)를 포함한다. 또한, 전원 공급부(110)는 인버터부(112)를, 인버터부(112)는 다시 인덕터(112-1)를 포함한다.
또한, 도 5에서 전원공급부(110)는 인버터부(112) 이외에 AC 전원(114)과 정류부(116)를 더 포함하도록 구현되어 있으며, 인덕터(112-1)는 필터부로, 스위치제어부(140)는 펄스조절부로 각각 구현되어 있다.
전원공급부(110)는 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈(200)에 전류를 공급한다. 이때, 인버터부(112)는 직류 전류를 교류 전력으로 변환한다. 도 5에서, 전원공급부(110)는 AC 전원(112), 정류부(114), 및 인버터부(116)를 포함하도록 구현되어 있지만, 전원공급부(110)는 다른 형태로 구현될 수도 있으며, 예를 들어 AC 전원(114), 및 정류부(116)는 DC 전원으로 대체될 수도 있을 것이다.
제어부(120)는, 서브모듈(200)로 공급되는 전류의 크기와 형태를 제어하고, 서브모듈(200)의 커패시터(210)에서의 전압의 크기를 제어할 수 있다.
보다 구체적으로, 전류제어부(122)는 서브모듈(200)로 공급되는 전류의 크기와 형태를 제어하고, 전압제어부(124)는 서브모듈(200)의 커패시터(210)에서의 전압의 크기를 제어한다. 이를 위해, 전류제어부(122) 및 전압제어부(124)는 인버터부(112)를 이용하여 커패시터(210)에서의 전류 및 전압을 제어할 수 있다. 인버터부(112)를 이용하여 인덕터(112-1)에 흐르는 전류(IL)를 제어하는 것이다.
도 5에는 제어부(120)(전류제어부(122)와 전압제어부(124))가 필터부(112-1)로부터 전류(IL)를 피드백받고, 서브모듈(200)의 커패시터(210)로부터 전압(Vcap)을 피드백받아 인버터부(112)를 제어하는 구성이 도시되어 있다.
도 7은 커패시터 전압 제어 시뮬레이션 결과가 도시된 그래프이다. 도 7에는 SM의 커패시터의 전압 V c_out 을 인버터부(112)의 전압 제어 기능을 이용하여 시뮬레이션한 결과가 도시되어 있다.
한편, 인버터부(112)의 전압제어부(124)는 필터부(112-1)에 흐르는 전류의 옵셋 전류의 크기를 조절할 수 있다. 즉 전류 옵셋을 양의 방향으로 증가시키면 커패시터(210)의 충전량이 많아지므로 전압이 상승하고, 전류 옵셋을 음의 방향으로 증가시키면 커패시터(210)의 방전량이 많아지므로 SM(200)의 커패시터(210) 전압이 감소한다. 이러한 인버터부(112)의 전압 제어기능을 통해서 SM(200)에 DC 전압 역시 제어가 잘 됨을 확인할 수 있다.
도 8 내지 도 10은 SM에 흐르는 전류의 옵셋 조절 기능을 시뮬레이션한 결과가 도시된 그래프이다. 도 8은 옵셋 0%로 충전량과 방전량이 동일한 파형이며, 도 9는 +20%의 옵셋을 인가한 전류 파형이고, 도 10은 -20%의 옵셋 전류를 인가한 파형이다. 이와 같이, 옵셋 전류 조절 기능을 통해서 실제 HVDC 시스템에 흐르는 전류 스트레스를 모의할 수 있다.
스위치제어부(140)는 서브모듈(200)의 스위치(220)의 스위칭을 제어한다. 도 11은 도 6의 인버터부(112) 및 서브모듈 스위치(220)의 스위칭 파형을 도시한 그래프이다. 도 11에는 SM 시험 평가 장치의 인버터부(112) 및 테스트용 SM(200)에 인가되는 스위칭 전압 전류 파형이 도시되어 있다.
제안하는 테스트 장치(100)는 인버터부(112)에서 전류 제어를 통해서 SM(200)에 인가되는 입력 전류를 제어할 수 있기 때문에, 사인 파형 및 고주파가 결합된 형태의 실제 HVDC 시험 조건에 일치하는 전류 파형을 생성해 낼 수 있다.
도 11의 인버터 제어 전류 Iref와 같이 기본파에 2고조파를 결합한 형태로 HVDC SM(200)에 흐르는 실제 전류의 파형과 같으며, 제안하는 장치는 이런 형태의 전류를 용이하게 구현할 수 있다.
제안하는 SM 시험 평가 장치(100)의 동작 모드는 인버터부(112)의 전류 I L 방향에 따라서 크게 충전과 방전 모드로 구분할 수 있다. 충전과 방전 모드는 인버터 전류가 양의 방향 혹은 음의 방향일 때로 나눌 수 있으며, 각각에 방향에 맞는 스위칭 패턴을 펄스조절부(140)에서 제어한다.
도 12 및 도 13은 인버터 전류가 양의 방향일 때 스위치의 동작 모드가 도시된 도면이다. 도 12 및 도 13에는 I L 전류가 양의 방향일 때의 커패시터를 충전하는 모드 스위칭 패턴이 도시되어 있다.
T1 시간에 사인파 전류가 양의 방향일 때 S1은 항상 OFF 상태를 유지한다. 이때 PWM 스위칭을 하는 스위치는 S2이며, S2의 스위칭 동작에 따라서 I L 전류가 쵸핑되어 커패시터에 흐르는 전류 I c_out 이 흐르게 된다.
S2가 ON 되었을 때, 전류는 S2 스위치를 통해서 흐른다. 도 12에서는 전류가 양의 방향으로 바이패스되는 경우의 스위치의 동작 모드가 도시되어 있다. 이때는 인버터부의 전류가 바이패스되어 흐르는 모드이며, 이때 커패시터 C out 에 흐르는 전류는 0이다.
동시에 C out 에 충전된 전압은 S1 스위치의 다이오드에 의해서 방전 패스가 차단되어 전압이 방전되지 않는다. S2가 OFF 되었을 때, IL의 전류는 S1의 다이오드를 통해서 커패시터로 흐르게 된다. 이때 동시에 커패시터에 전압을 충전한다. 도 13에는 전류가 양의 방향으로 충전되는 경우의 스위치의 동작 모드가 도시되어 있다.
도 14 및 도 15는 인버터 전류가 음의 방향일 때 스위치 동작 모드가 도시된 도면이다. 도 14 및 도 15에는 I L 전류가 음의 방향일 때의 커패시터를 방전하는 모드 스위칭 패턴이 도시되어 있다.
T2 시간에 사인파 전류가 음의 방향일 때 S2은 항상 OFF 상태를 유지한다. 이때 PWM 스위칭을 하는 스위치는 S1이며, S1의 스위칭 동작에 따라서 I L 전류가 쵸핑되어 커패시터로부터 방전되는 전류 I c_out 이 흐르게 된다.
S1이 OFF 되었을 때, 전류는 S2 스위치의 다이오드를 통해서 흐른다. 이때는 인버터부의 전류가 바이패스되어 흐르는 모드이며, 이때 커패시터 C out 에 흐르는 전류는 0이다. 동시에 C out 에 충전된 전압은 S1 스위치의 다이오드에 의해서 방전 패스가 차단되어 전압이 방전되지 않는다. 도 14에는 전류가 음의 방향으로 바이패스되는 경우의 스위치의 동작 모드가 도시되어 있다.
S1이 ON 되었을 때, IL의 전류는 S1의 스위치를 통해서 커패시터로부터 흐르게 된다. 이때 동시에 커패시터에 전압을 방전된다. 도 15에서는 전류가 음의 방향으로 방전되는 경우의 스위치의 동작 모드가 도시되어 있다.
제안하는 회로의 스위칭 패턴은 SM의 스위치 및 커패시터에 인가되는 전류 IL을 연속적으로 흐르게 할 수 있고, 다양한 스위칭 스트레스 패턴을 만들어서 SM을 테스트할 수 있다. 이 특성을 이용해서 실제 SM에 인가되는 전류 모의하여 안정적으로 쵸핑할 수 있게 된다. 예시는 하프브릿지(Half-bridge) 형태의 SM의 동작만 들었지만 풀브릿지(Full-bridge) 형태의 SM에도 동일한 방식으로 적용 가능하다.
데이터측정부(150)는 커패시터에서의 전압 및 전류 데이터를 측정하며, 상태평가부(160)는 측정된 전압 및 전류 데이터를 이용하여 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈(200)의 상태를 평가한다.
이와 같은 구성에 의하면, 테스트 대상 서브모듈의 스위치를 실제 사용시와 동일하게 제어함으로써, 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈에 포함된 커패시터 소자가 실제 동작시에 발생할 수 있는 다양한 동작 조건을 다양한 특성의 커패시터에 대해 인가할 수 있어, 테스트 대상 커패시터의 신뢰도를 보장할 수 있게 된다.
또한, 별도의 복잡한 회로 없이, 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈에 포함된 커패시터는 물론 서브모듈 자체의 테스트도 수행할 수 있게 된다.
용량산출부(170)는 측정된 전압 및 전류 데이터를 이용하여 커패시터(220)의 용량을 산출한다. 이로 인해, 제안하는 SM 시험 평가 및 진단 시스템(100)은 서브모듈(SM, 200)에 존재하는 커패시터(210)의 충방전 테스트를 진행하면서 동시에 커패시터(210) 용량을 추정할 수 있다.
도 16은 커패시터 용량 추정 방법을 설명하기 위한 그래프이다. 시스템 동작중 테스트하려는 커패시터(210)의 전압 (V c_Test ) 및 흐르는 전류 (I c_Test )를 측정해서 커패시터(210)의 용량을 실시간으로 측정할 수 있다.
Figure pat00001
위 커패시터(210)의 전류와 전압관계 식을 이용하여, 커패시터(210)의 충전전압 (V c_Test )의 차이 β c1 과 β c2 를 측정할 수 있다. 커패시터(210)에 흐르는 전류 (I c_Test )는 인버터부에서 전류 Peak 크기를 알 수 있으며, 전류 초핑부(140)에서는 전류 쵸핑 패턴을 이용해서 평균 전류량을 계산할 수 있다.
쵸핑된 사인파 전류를 주파수가 f p ,
Figure pat00002
과
Figure pat00003
시간의 평균 전류를 i c.av1 과 i c.ac2 라 정의한다면, 커패시터(210)의 용량 C Test 는 다음과 같이 계산될 수 있다.
Figure pat00004
위 수식을 이용해서 커패시터(210) 충방전 테스트 및 커패시터(220) 용량 추정을 동시에 수행할 수 있다. 이와 같이, 제안하는 장치는 HVDC용 서브모듈(200)에 스위치류(220)와 커패시터(210)에 실제 HVDC 장치와 동일한 전압과 전류 스트레스를 인가함과 동시에 커패시터(210)의 용량을 추정할 수 있는 장점을 가진다.
정리하면, 제안하는 시스템은 정류부와 인버터부와 테스트 대상인 HVDC용 서브모듈(SM) 테스트 회로로 구성된다. 정류부는 입력 AC 전압을 승압 및 정류하여 인버터부의 입력 전압에 적합한 DC 전압으로 정류하는 역할을 한다. 인버터부는 인덕터 L에 흐르는 전류의 크기 및 모양을 제어한다.
SM 테스트 회로는 HVDC용으로 개발된 서브모듈을 그대로 활용 가능한 장점을 가진다. 인버터부에서 제어되는 전류 파형을 SM 테스트 회로에서 쵸핑하여 서브모듈의 커패시터 C out 에 쵸핑 전류 I c_out 와 DC 전압을 인가한다. 쵸핑 전류 I c_out 을 스위치에 스트레스 없이 흘려줄 수 있도록 스위치의 스위칭 패턴을 도 11에 제안하였다.
따라서 제안하는 장치는 HVDC용 SM에 실제 정격 전류와 같은 패턴의 전류를 인가하여 SM용 스위치를 테스트함과 동시에 SM에 존재하는 커패시터에 실제 전류와 동일한 스트레스의 전류 패턴 및 전압을 인가할 수 있다.
이를 위해, 테스트하려는 SM(200)에 인가되는 전압 및 전류의 크기는 인버터부(112)에서 전압 및 전류 피드백을 통해서 제어된다. 인버터부(112)는 필터부(112-1)의 인덕터의 전류 크기를 제어한다.
테스트를 위한 서브모듈(200)에서는 인버터부(112)에서 발생한 전류를 스위치(220)에 스트레스 없이 쵸핑한다. 쵸핑의 듀티 크기 및 패턴은 펄스조절부(140)에서 결정한다. 펄스조절부(140)를 통해서 쵸핑된 전류가 테스트하려는 서브모듈(200)의 커패시터(210)에 인가된다.
한편, 제안하는 SM 시험 평가 장치는 도 6과 같은 형태의 기본적인 형태뿐만 아니라 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 이를 위해, 정류부와 인버터부가 다양한 형태로 구현될 수 있다.
도 17 및 도 18은 도 4를 실제 구현한 다른 예들의 회로도이다. 도 17과 도 18에서 정류부는 각각 NPC 정류기와 3상 정류기로 구현되어 있으며, 인버터부는 각각 단상 인버터와 멀티 레벨 인버터로 구현되어 있다.
이와 같이, 서브모듈(200)에 인가되는 전압 및 전류 용량에 따라서 풀-브릿지(Full-bridge) 컨버터, 하프-브릿지(Half-bridge) 컨버터, NPC(Neutral Point Clamped) 타입 컨버터 등 다양한 형태가 적용될 수 있다. 이러한 전력 변환 토폴로지는 테스트하려는 SM 입출력 사양 및 용량에 따라 선택적으로 사용될 수 있다.
또한, 테스트용 서브모듈도 다양한 형태가 적용 가능한데, 도 19는 도 6과 다른 형태의 서브모듈을 테스트하는 예가 도시된 도면이고, 도 20은 서브모듈이 확장된 밸브(Valve)를 테스트하는 예가 도시된 회로도이다. 도 19에는 풀브릿지 서브모듈(Full-bridge SM)을 테스트하는 회로가 도시되어 있고, 도 20에는 서브모듈들로 구성된 밸브(Valve)를 테스트하는 예가 도시되어 있다.
특히, 도 20에 도시된 바와 같이 제안하는 서브모듈 시험 평가 장치는 한 개의 서브모듈이 아닌 서브모듈 다수대가 직렬로 연결된 구조의 밸브(Valve) 형태의 구조에도 적용할 수 있다. 다수대의 직렬로 연결된 서브모듈(SM)에 입력되는 입력 전류를 인버터부의 제어를 통해서 생성하고 이를 각각의 서브모듈의 스위칭을 통해서 실제 HVDC의 밸브(Valve)에 흐르는 전류 스트레스를 인가하는 것이다.
이하, 서브모듈(200)로 공급되는 전류 및 서브모듈(200) 커패시터(210)의 전압을 제어하기 위한 제어부(120)의 구성 및 동작방법에 대해, 도 21 내지 도 27을 참조하여 자세히 설명한다.
제어부(120)는, 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈을 테스트 하기 위한 서브모듈 전류 및 전압 제어모듈일 수 있다.
도 21를 참조하면, 제어부(120)는, 서브모듈(200)의 커패시터전압(Vcap)을 제어하기 위하여 전류오프셋을 생성하는 전압제어부(124)와; 서브모듈(200)에 공급되는 전류(IL)를 피드백 받으며, 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)에 포함되는 제2고조파전류를 생성하며, 피드백 받은 전류(IL), 전류오프셋 및 제2고조파전류를 이용하여 서브모듈(200)로 공급될 전류(IL)를 제어하는 전류제어부(122)를 포함할 수 있다.
상기 전압제어부(124)는, 서브모듈(200)의 커패시터전압(Vcap)을 제어하기 위하여 전류오프셋(Ioffset)을 생성하는 구성으로 다양한 구성이 가능하다.
상기 전압제어부(124)는, 전류오프셋(Ioffset)을 생성하여 서브모듈(200)에 공급될 전류(IL)에 오프셋성분이 추가될 수 있도록 함으로써, 커패시터전압(Vcap)을 제어할 수 있고 MMC 동작 중 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)에 발생되는 전류불평형을 재현할 수 있다.
구체적으로, 상기 전압제어부(124)는, 서브모듈(200)로부터 커패시터전압(Vcap)을 피드백 받고, 커패시터전압(Vcap)과 미리 설정된 기준전압(Vref) 사이의 오차(Verr)를 이용하여 전류오프셋을 생성하는 전류오프셋생성부(127)를 포함할 수 있다.
예로서, 상기 전류오프셋생성부(127)는, 도 23에 도시된 바와 같이, 두 개의 입력값(피드백 받은 커패시터전압(Vcap) 및 미리 설정된 기준전압(Vref)) 사이의 오차(Verr)를 이용해 커패시터전압(Vcap)을 제어하는 PI제어기(Proportional-Integral control)를 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
상기 전류제어부(122)는, 서브모듈(200)에 공급되는 전류(IL)를 제어하기 위한 구성으로, 특히, 서브모듈(200)에 공급되는 전류(IL)에 제2고조파전류 성분을 포함시키기 위한 구성으로 다양한 구성이 가능하다.
먼저, 상기 전류제어부(122)는, 도 21 및 도 22에 도시된 바와 같이, 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)를 피드백 받을 수 있다.
여기서, 상기 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)는, 필터부(122-1)에 흐르는 전류일 수 있다.
예로서, 상기 전류제어부(122)는, 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)에 포함되는 제2고조파전류를 생성하는 제2고조파생성부(123)를 포함할 수 있다.
상기 제2고조파생성부(123)는, 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)의 기본파에 대하여 제2고조파를 생성하는 구성으로 다양한 구성이 가능하며, 예로서, 도 23에 도시된 바와 같이, 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)의 기본파(sinΘ)에 대한 제2고조파(K*sin(2Θ))를 생성할 수 있다.
이때, 상기 전류제어부(122)는, 미리 설정된 기준전류(Iref)에 상기 제2고조파전류를 가감하고 상기 전류오프셋을 합성하여 기준공급전류(IL,ref)를 형성할 수 있다.
상기 전류제어부(122)는, 피드백 받은 전류(IL)와 기준공급전류(IL,ref) 사이의 오차(Ierr)를 이용하여 전류제어를 위한 제어입력신호를 산출할 수 있다.
예로서, 상기 전류제어부(122)는, 도 23에 도시된 바와 같이, 두 개의 입력값(피드백 받은 전류(IL) 및 기준공급전류(IL,ref)) 사이의 오차(Ierr)를 이용해 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)를 제어하는 PI제어기(Proportional-Integral control)를 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
여기서, 상기 전류제어부(122)는, 제어입력신호를 기초로 서브모듈(200)로 전류(IL)를 공급하기 위한 인버터부(112)를 제어하는 PWM신호를 형성하는 PWM신호생성부(125)를 포함할 수 있다.
상기 PWM신호생성부(125)는 제어입력신호를 받아 인버터부(112) 제어를 위한 PWM신호를 생성하는 구성으로 다양한 구성이 가능하다. 예로서, 상기 PWM신호생성부(125)는 도 23에 도시된 바와 같이 제어입력신호와 외부에서 수신되는 기준파(삼각파, 톱니파 등)를 비교하여 PWM신호를 형성하는 비교기(comparator), 버퍼 및 인버터 등을 포함할 수 있다.
이하, 상술한 구성을 가지는 제어모듈(제어부, 120)에서 서브모듈(200)에 공급되는 전류(IL) 및 커패시터전압(Vcap)을 제어하는 과정을 자세히 설명한다.
본 발명은, 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈을 테스트 하기 위한 서브모듈 전류 및 전압 제어방법으로서, 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)에 포함되는 전류오프셋(Ioffset)을 생성하는 전류오프셋생성단계와; 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)에 포함되는 제2고조파전류를 생성하는 제2고조파생성단계와; 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)를 피드백 받으며, 전류오프셋(Ioffset) 및 제2고조파전류를 이용하여 서브모듈(200)로 공급될 전류(IL)를 제어하기 위한 전류제어신호형성단계를 포함할 수 있다.
상기 전류오프셋생성단계는, 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)에 전류오프셋(Ioffset) 포함시키기 위하여 전류오프셋(Ioffset)을 생성할 수 있다.
도 27에 도시된 바와 같이, 전류오프셋생성단계를 통해 양 또는 음의 전류오프셋(Ioffset)이 생성되어 서브모듈(200)의 커패시터전류(Ic)에 오프셋이 형성될 수 있다.
도 27a는 양의 전류오프셋이 생성된 경우로 양의 전류오프셋(Ioffset)에 의해 커패시터의 전압이 증가될 수 있다. 도 27b는 음의 전류오프셋이 생성된 경우로 음의 전류오프셋(Ioffset)에 의해 커패시터의 전압이 감소될 수 있다.
상기 전류오프셋생성단계는, 서브모듈(200)로부터 피드백 받은 커패시터전압(Vcap)과 미리 설정된 기준전압(Vref) 사이의 오차(Verr)를 이용하여 전류오프셋(Ioffset)을 생성할 수 있다.
구체적으로, 상기 전류오프셋생성단계는, 서브모듈(200)로부터 피드백 받은 커패시터전압(Vcap)과 미리 설정된 기준전압(Vref) 사이의 오차(Verr)를 이용해 커패시터전압(Vcap)과 기준전압(Vref)의 오차가 감소되도록 PI제어를 수행할 수 있다.
상기 제2고조파생성단계는, 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)에 포함되는 제2고조파전류(K*sin(2Θ))를 생성할 수 있다.
상기 전류제어신호형성단계는, 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)를 피드백 받으며, 피드백 받은 전류, 전류오프셋 및 제2고조파전류를 이용하여 서브모듈(200)로 공급될 전류(IL)를 제어하기 위한 전류제어신호를 형성할 수 있다.
먼저, 상기 전류제어신호형성단계는, 도 23에 도시된 바와 같이, 미리 설정된 기준전류(Iref)에 제2고조파전류를 가감하고 전류오프셋생성단계에서 생성된 전류오프셋을 합성하여 기준공급전류(IL,ref)를 형성할 수 있다.
도 26은 전류제어신호형성단계를 통해 기준전류(Iref)와 제2고조파전류가 가감된 전류형태를 보여주는 그래프이다.
본 발명은 기준전류(Iref)에 제2고조파전류(Ih)를 가감(Iref+Ih 또는 Iref-Ih)하여 MMC 동작시 형성되는 전류를 모사할 수 있다.
이때, 제2고조파전류(Ih)의 가감은 모사하고자 하는 전력의 흐름에 따라 결정될 수 있다.
다음으로, 상기 전류제어신호형성단계는, 피드백 받은 전류(IL)와 기준공급전류(IL,ref) 사이의 오차(Ierr)를 이용하여 전류제어를 위한 제어입력신호를 산출하는 제어입력신호산출단계를 더 포함할 수 있다.
상기 제어입력신호산출단계는, 도 23에 도시된 바와 같이, 피드백 받은 전류(IL)과 기준공급전류(IL,ref) 사이의 오차(Ierr)를 이용하여 제어입력신호를 생성할 수 있다.
구체적으로, 상기 제어입력신호산출단계는, 피드백 받은 전류(IL)과 기준공급전류(IL,ref) 사이의 오차(Verr)를 이용해 서브모듈(200)로 공급되는 전류(IL)과 기준공급전류(IL,ref)의 오차가 감소되도록 PI제어를 수행함으로써 제어입력신호를 산출할 수 있다.
다음으로, 상기 전류제어신호형성단계는, 제어입력신호산출단계에서 산출된 제어입력신호를 기초로 서브모듈(200)로 전류를 공급하기 위한 인버터부(112)를 제어하는 PWM신호를 형성하는 PWM신호형성단계를 포함할 수 있다.
상기 PWM신호형성단계는, 제어입력신호와 외부 기준파(삼각파, 톱니파 등)을 비교기(comparator)를 통해 입력받아 인버터부(112) 제어에 필요한 PWM신호를 형성할 수 있다.
즉, 본 발명은, 제2고조파전류와 전류오프셋을 모두 고려하여 PWM신호를 형성하기 때문에, 인버터부(112) 제어를 통해 전류오프셋(Ioffset) 및 제2고조파전류(Ih)가 포함된 전류(IL)를 서브모듈(200)로 공급할 수 있고, 이는 MMC 동작 중 발생되는 실제적인 전류를 모사할 수 있어 서브모듈(200) 테스트의 신뢰도를 크게 향상시킬 수 있는 이점이 있다.
한편, 본 발명은, 전류오프셋(Ioffset)와 서브모듈(200)의 스위칭제어를 조합하여 서브모듈(200) 커패시터(210)의 전압을 제어할 수 있다.
구체적으로, 상기 제어방법은, 커패시터의 전압을 제어하기 위하여 서브모듈(200)에 포함되는 적어도 두 개 이상의 스위치부(SW1, SW2) 각각의 온-오프를 스위칭하는 스위칭제어단계를 포함할 수 있다.
도 24 및 도 25a 내지 도 25b를 참조하여, 서브모듈(200)의 스위치부(SW1, SW2)의 스위칭제어에 따른 커패시터전류(Ic) 변화를 자세히 설명한다.
먼저, 도 24는 한 주기(T) 동안 인버터부(112)의 전류(필터부(112-1)의 전류, IL), 제1스위치(SW1) 및 제2스위치(SW2)의 온-오프 스위칭, 커패시터(210)에 흐르는 전류(Ic)를 보여주는 그래프이다.
도 25a는, 0(s)에서 T/2(s) 사이 정방향 전류에서 SW1은 오프 SW2는 온 상태일 때 전류의 흐름을 나타내며, 도 25b는, 0(s)에서 T/2(s) 사이 정방향 전류에서 SW1은 오프 SW2는 오프 상태일 때 전류의 흐름을 나타내며, 도 25c는, T/2(s)에서 T(s) 사이 역방향 전류에서 SW1은 온 SW2는 오프 상태일 때 전류의 흐름을 나타내며, 도 25d는, T/2(s)에서 T(s) 사이 역방향 전류에서 SW1은 오프 SW2는 오프 상태일 때 전류의 흐름을 나타낸다.
도 27a 내지 도 27b는, 이러한 커패시터전류(Ic)에 상술한 전류오프셋(Ioffset)이 추가된 경우 커패시터(210)에 흐르는 전류(Ic)를 나타내는 그래프이다(편의 상 제2고조파전류(Ih)가 가감된 형태로 도시하지는 않았으나, 제2고조파성분이 포함될 수 있음은 물론이다).
도 27a 및 도 27b에서 ①, ②, ③, ④ 영역의 크기는 제1스위치부(SW1) 및 제2스위치부(SW2)의 스위칭 패턴에 따라 가변될 수 있다.
그런데, 커패시터(210)에 저장되는 에너지 관점에서는, 아래와 같은 식이 성립할 수 있다.
① - ②-(③- ④) > 0 : 커패시터(210) 전압 상승
① - ②-(③- ④) < 0 : 커패시터(210) 전압 하강
즉, 스위치제어부는, 서브모듈(200)에 포함되는 적어도 두 개 이상의 스위치부(SW1, SW2) 각각의 온-오프를 스위칭하여 커패시터(210)의 전압을 제어할 수 있는 것이다.
다시 말해, 본 발명에 따른 제어방법은, 전류오프셋(Ioffset)와 스위칭제어부(140)를 통한 서브모듈(200) 스위칭 제어를 연동하거나 조합함으로써 커패시터(210)의 전압을 효율적으로 제어할 수 있는 방법을 제공할 수 있다.
본 발명에 따른 제어모듈은, 상술한 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈 테스트 시스템에 적용될 수 있으나, 설명된 실시예에 한정되어 적용되는 것은 아니다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서 본 발명에 기재된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 한정되는 것은 아니다.
100: 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈 테스트 시스템
110: 전원공급부
112: 인버터부
112-1: 인덕터
114: AC 전원
116: 정류부
120: 제어부
122: 전류제어부
124: 전압제어부
140: 스위치제어부
150: 데이터측정부
160: 상태평가부
170: 용량산출부

Claims (14)

  1. 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈을 테스트 하기 위한 서브모듈 전류 및 전압 제어방법으로서,
    상기 서브모듈로 공급되는 전류(IL)에 포함되는 전류오프셋을 생성하는 전류오프셋생성단계와;
    상기 서브모듈로 공급되는 전류에 포함되는 제2고조파전류를 생성하는 제2고조파생성단계와;
    상기 서브모듈로 공급되는 전류(IL)를 피드백 받으며, 상기 피드백 받은 전류, 상기 전류오프셋 및 상기 제2고조파전류를 이용하여 상기 서브모듈로 공급될 전류(IL)를 제어하기 위한 전류제어신호를 형성하는 전류제어신호형성단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 전류오프셋생성단계는,
    상기 서브모듈로부터 피드백 받은 커패시터전압(Vcap)과 미리 설정된 기준전압(Vref) 사이의 오차(Verr)를 이용하여 상기 전류오프셋을 생성하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어방법.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 전류제어신호형성단계는,
    미리 설정된 기준전류(Iref)에 상기 제2고조파전류를 가감하고 상기 전류오프셋을 합성하여 기준공급전류(ILref)를 형성하는 기준공급전류형성단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어방법.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 전류제어신호형성단계는,
    상기 피드백 받은 전류(IL)와 상기 기준공급전류(ILref) 사이의 오차(Ierr)를 이용하여 전류제어를 위한 제어입력신호를 산출하는 제어입력신호산출단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어방법.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 전류제어신호형성단계는,
    상기 제어입력신호를 기초로 상기 서브모듈로 전류를 공급하기 위한 인버터부를 제어하는 PWM신호를 형성하는 PWM신호형성단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어방법.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 서브모듈 전류 및 전압제어방법은,
    상기 커패시터의 전압을 제어하기 위하여 상기 서브모듈에 포함되는 적어도 두 개 이상의 스위치부 각각의 온-오프를 스위칭하는 스위칭제어단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어방법.
  7. 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈을 테스트 하기 위한 서브모듈 전류 및 전압 제어모듈로서,
    상기 서브모듈의 커패시터전압을 제어하기 위하여 전류오프셋을 생성하는 전압제어부와;
    상기 서브모듈에 공급되는 전류(IL)를 피드백 받으며, 상기 서브모듈로 공급되는 전류(IL)에 포함되는 제2고조파전류를 생성하며, 상기 피드백 받은 전류(IL), 상기 전류오프셋 및 상기 제2고조파전류를 이용하여 상기 서브모듈로 공급될 전류(IL)를 제어하는 전류제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어모듈.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 전압제어부는,
    상기 서브모듈로부터 커패시터전압(Vcap)을 피드백 받고, 상기 커패시터전압(Vcap)과 미리 설정된 기준전압(Vref) 사이의 오차(Verr)를 이용하여 상기 전류오프셋을 생성하는 전류오프셋생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어모듈.
  9. 청구항 7에 있어서,
    상기 전류제어부는,
    미리 설정된 기준전류(Iref)에 상기 제2고조파전류를 가감하고 상기 전류오프셋을 합성하여 기준공급전류(IL,ref)를 형성하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어모듈.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 전류제어부는, 상기 피드백 받은 전류(IL)와 상기 기준공급전류(IL,ref) 사이의 오차(Ierr)를 이용하여 전류제어를 위한 제어입력신호를 산출하며,
    상기 제어입력신호를 기초로 상기 서브모듈로 전류를 공급하기 위한 인버터부를 제어하는 PWM신호를 형성하는 PWM신호생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 서브모듈 전류 및 전압 제어모듈.
  11. 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브모듈에 전류를 공급하는 전원공급부;
    상기 서브모듈에 공급되는 전류 및 전압을 제어하는 청구항 7 내지 청구항 10 중 어느 하나의 항에 따른 서브모듈 전류 및 전압 제어모듈;
    상기 서브모듈의 스위치의 스위칭을 제어하는 스위치제어부;
    상기 커패시터에서의 전압 및 전류 데이터를 측정하는 데이터측정부; 및
    상기 측정된 전압 및 전류 데이터를 이용하여 상기 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈의 상태를 평가하는 상태평가부를 포함하는 것을 특징으로 하는 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈 테스트 시스템.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 스위치제어부는, 상기 서브모듈에 포함되는 적어도 두 개 이상의 스위치부 각각의 온-오프를 스위칭하여 상기 커패시터의 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈 테스트 시스템.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 서브모듈은 미리 설정된 복수의 종류 중에서 선택될 수 있고,
    상기 스위치제어부는 선택된 상기 서브모듈의 종류에 따라 상기 서브모듈 스위치의 스위칭을 제어하는 것을 특징으로 하는 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈 테스트 시스템.
  14. 청구항 13에 있어서,
    상기 미리 설정된 복수의 종류는 상기 서브모듈로 구성된 밸브(Valve)의 종류를 포함하는 것을 특징으로 하는 모듈러 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈 테스트 시스템.
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