KR20210012303A - Full duplex 통신 시스템에서 자기 간섭 신호를 제거하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

Full duplex 통신 시스템에서 자기 간섭 신호를 제거하기 위한 방법 및 장치 Download PDF

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KR20210012303A
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Abstract

본 개시는 전 이중(full duplex) 통신 시스템에서 자기 간섭 신호를 제거하기 위한 방법 및 장치에 관한 것으로, 통신 장치는 제1 프레임 내의 제1 구간에서 제2 통신 장치로부터 제1 임계 값보다 크기가 작은 신호를 수신하고, 제1 구간에서, 제3 통신 장치로 제1 신호를 전송하고, 제1 구간에서 수신하는 신호 및 제1 구간에서 전송한 제1 신호를 기초로, 자기 간섭 신호가 전송되는 자기 간섭 채널을 추정할 수 있다. 여기서, 자기 간섭 신호는, 통신 장치에서 전송되어 자기 간섭 채널을 통해 상기 통신 장치에서 수신되는 신호일 수 있다.

Description

Full duplex 통신 시스템에서 자기 간섭 신호를 제거하기 위한 방법 및 장치 {METHODS AND APPARATUS FOR CANCELLATION OF SELF INTERFERENCE SIGNAL IN FULL DUPLEX COMMUICATION SYSTEM}
본 개시는 Full duplex 통신 시스템에서 자기 간섭 신호를 제거하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
고속의 데이터 전송이 요구되는 서비스의 증가와 IoT (Internet of Things)의 발달로 무선 네트워크의 스펙트럼 자원 효율 향상이 지속적으로 요구되고 있다. 이에 따라 대역폭, 데이터 전송률 등을 발전시키기 위해 다양한 연구가 진행되어 왔다. 이중 full-duplex (FD) 통신 시스템은 부족한 주파수 자원의 효율성 향상을 위한 차세대 기술로 각광받아 왔다. In-band FD 통신은 동일한 주파수 대역에서 동시에 송신과 수신을 수행하는 무선 통신 기술이다. FD 통신은 동일한 주파수 대역을 이용하는 half duplex (HD) 통신 대비 이론적으로 두 배의 네트워크의 통신 용량을 얻을 수 있다. 이론적으로는 FD 통신시 발생할 수 있는 자기 간섭 신호를 정확하게 알 수 있어 이를 쉽게 제거할 수 있지만, 실제로는 자기 간섭 신호와 희망 신호(desired signal)의 큰 전력차 때문에 구현의 어려움이 있다.
FD 통신에서 자기 간섭 제거 기법이란 자신이 송신한 신호의 정보로 자기 간섭 신호를 추정해 제거하는 것이다. 자기 간섭 제거는 일반적으로 전파 영역, 아날로그 영역, 디지털 영역에서 수행된다. 전파 영역의 자기 간섭 제거 기법은 별도의 신호처리 없이 안테나의 설계 또는 배치 등을 통해 자기 간섭 신호가 감쇠 상태로 수신 안테나에 수신되도록 하는 기법이다. 전파 영역의 자기 간섭 제거는 송수신 안테나가 분리된 환경과 송수신 안테나가 하나의 물리 구조로 공유되는 환경에서 각기 다른 기법이 사용된다. 분리 안테나 환경에서는 전파 영역 자기 간섭 제거 기법의 예시로 다중 송신 안테나를 사용해 수신 안테나의 위치에서 자기 간섭 신호가 서로 상쇄되도록 배치하는 방법이 있다. 공유 안테나 환경의 전파 영역 자기 간섭 제거 기법의 예시로 써큘레이터를 사용하여 송신단에서 수신단으로 전달되는 신호의 전력을 저감하는 방법이 있다. 아날로그 영역의 자기 간섭 제거 기법은 송신기의 아날로그 영역에서 주로 전력 증폭기를 거친 송신 신호를 참고하여 수신된 자기 간섭 신호를 추정하고 제거하는 기법이다. 디지털 영역의 자기 간섭 제거 기법은 송신기의 디지털 신호를 이용해 자기 간섭 신호를 추정하고 제거하는 기법이다. 최종적으로 잔여 자기 간섭 신호를 열 잡음 혹은 외부 간섭 신호의 전력 수준으로 줄일 수 있다면 자기 간섭 제거 기법은 성공적이라 할 수 있다.
이러한 자기 간섭 제거 기법 중 디지털 영역 자기 간섭 제거 기법은 디지털 영역에서 자기 간섭 채널을 추정하여 자기 간섭 제거를 수행한다. 기존 FD 통신 시스템에서는 주로 정적(static)인 채널을 가정하고 수신단에 희망 신호 (desired signal)가 입력되지 않는 상황에서 자기 간섭 채널을 추정하고, FD 통신 중에는 사전에 추정한 자기 간섭 채널 정보를 이용해 자기 간섭 신호를 제거한다. 이 때 희망 신호는 수신단이 수신해야 할 FD 통신 상대가 전송한 신호이다. 채널이 정적인 경우, 한번의 자기 간섭 채널 추정값을 오랫동안 사용할 수 있다. 채널 추정의 갱신은 매우 느린 주기로 설정할 수 있으므로, 희망 신호가 없을 때만 자기 간섭 제거가 수행되면 된다. 그러나, 이동통신과 같은 통신 환경에서는 송신 안테나를 통해 송출된 신호가 주변의 변하는 환경에 반사되어 수신 안테나로 들어오는 성분에 대한 채널이 일반적으로 시변성을 가지므로 전체 자기 간섭 채널이 시변이 될 수 있다. 따라서, 자기 간섭 채널이 변하는 환경에서 적시에 자기 간섭 채널을 추정해 자기 간섭 채널 정보를 갱신하지 않으면 자기 간섭 제거 성능이 크게 열화될 수 있다. 그러므로, 자기 간섭 채널이 변하는 환경에서도 채널 추정 및 자기 간섭 제거 성능을 강인하게 유지시킬 방법이 필요하다.
본 개시는 FD(Full Duplex) 통신의 이동 상황과 같이 시변 채널 성분이 존재하는 환경에서 자기 간섭 채널을 추정 및 자기 간섭 제거 성능을 잘 유지하기 위한 방법 및 장치를 제안한다. 구체적으로 본 개시는, FD 통신에서 희망 신호 혹은 외부 간섭을 피하기 위한 FD 통신 시스템의 프레임 구조 설계 방법과 FD 통신 시스템의 스케줄링 방법 및 장치를 제안한다.
본 개시의 일 실시예에 따른, 무선 통신 시스템에서 자기 간섭 신호를 제거하기 위한 제1 통신 장치의 동작 방법은, 제1 프레임 내의 제1 구간에서 제2 통신 장치로부터 제1 임계 값보다 크기가 작은 신호를 수신하는 단계; 상기 제1 구간에서, 제3 통신 장치로 제1 신호를 전송하는 단계; 및 상기 제1 구간에서 수신하는 신호 및 상기 제1 구간에서 전송한 상기 제1 신호를 기초로, 자기 간섭 신호가 전송되는 자기 간섭 채널을 추정하는 단계를 포함할 수 있고, 상기 자기 간섭 신호는, 상기 제1 통신 장치에서 전송되어 상기 자기 간섭 채널을 통해 상기 제1 통신 장치에서 수신되는 신호일 수 있다. 이 때, 상기 제1 통신 장치는 동일대역 전이중(in-band full duplex) 통신 장치일 수 있다. 또한, 상기 제2 통신 장치로 전송하는 신호는, 제2 주파수 대역을 통해 전송되고, 상기 제3 통신 장치로부터 수신되는 신호는, 제3 주파수 대역을 통해 수신될 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 따르면, 상기 제3 통신 장치는 상기 제2 통신 장치를 포함하고, 상기 제2 통신 장치로부터 수신되는 신호 및 상기 제2 통신 장치로 전송하는 신호는, 상기 제1 주파수 대역에서 동시에 송수신될 수 있다. 또한, 제1 통신 장치의 동작 방법은, 상기 제1 프레임 내의 제2 구간에서, 상기 제2 통신 장치로 제2 임계 값 보다 크기가 작은 신호를 전송하는 단계를 더 포함할 수 있다. 여기서, 상기 제1 구간은, 상기 제2 통신 장치가 상기 제1 통신 장치로 상기 제1 임계 값 보다 작은 크기로 신호를 전송하도록 스케줄링 되는 구간이고, 상기 제2 구간은, 상기 제1 통신 장치가 상기 제2 통신 장치로 상기 제2 임계 값 보다 작은 크기로 신호를 전송하도록 스케줄링 되는 구간일 수 있다. 또한, 상기 제1 구간 및 상기 제2 구간을 포함하는 프레임은, 소정의 프레임마다 스케줄링 될 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 따르면, 상기 제1 통신 장치의 동작 방법은, 상기 제1 통신 장치의 스펙트럼 효율과 상기 제2 통신 장치의 스펙트럼 효율에 기초하여, 상기 제1 구간의 길이 및 상기 제2 구간의 길이를 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 이 때, 상기 제1 구간의 길이 및 상기 제2 구간의 길이를 결정하는 단계는, 상기 제1 통신 장치의 스펙트럼 효율과 상기 제2 통신 장치의 스펙트럼 효율의 합을, 상기 제1 프레임의 길이에 대한 상기 제1 구간의 길이의 비율 (
Figure pat00001
) 및 상기 제1 프레임의 길이에 대한 상기 제2 구간의 길이의 비율 (
Figure pat00002
)에 기초하여 계산하는 단계; 및 상기 제1 통신 장치의 스펙트럼 효율과 상기 제2 통신 장치의 스펙트럼 효율의 합이 최대가 되도록, 상기 제1 구간의 길이 및 상기 제2 구간의 길이를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 따른, 제1 통신 장치의 동작 방법은, 제3 구간에서, 상기 제2 통신 장치로부터 희망 신호(desired signal)를 수신하는 단계; 상기 제3 구간에서, 상기 제3 통신 장치로 제2 신호를 전송하는 단계; 및 상기 제2 신호 및 상기 추정된 자기 간섭 채널에 기초하여, 상기 희망 신호를 포함하는 상기 제3 구간에서 수신된 신호에서 상기 자기 간섭 신호를 제거하는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 개시를 통해 자기 간섭 채널 추정을 방해하는 희망 신호 및 전력이 높은 외부 간섭 신호를 피해 자기 간섭 채널을 추정해 충분한 자기 간섭 제거 성능을 획득할 수 있다.
도. 1은, 본 개시의 일 실시예에 따른 FD(full duplex) 통신 장치의 구조를 도시한 도면이다.
도. 2는, 본 개시의 일 실시예에 따른 비선형 다항식 모델 기반 디지털 자기 간섭 제거 절차를 도시한 순서도이다.
도. 3은, 본 개시의 일 실시예에 따른 희망 신호 전력이 낮은 구간의 길이 비율에 따른 자기 간섭 제거 후 SINR에 대한 그래프를 도시한 도면이다.
도. 4는, 본 개시의 일 실시예에 따른 FD 통신 장치에서 신호를 송수신하는 상황을 도시한 도면이다.
도 5는, 본 개시의 일 실시예에 따른 단일 FD 링크에서 제1 FD 통신장치와 제2 FD 통신장치가 신호를 송수신하는 예시를 도시한 도면이다.
도. 6은, 본 개시의 일 실시예에 따른 단일 FD 링크 환경에서 대칭 채널을 통해 신호를 송수신하는 제1 통신 장치 및 제2 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 7은, 본 개시의 일 실시예에 따른 단일 FD 링크 환경에서 비대칭 채널을 통해 신호를 송수신하는 제1 통신 장치 및 제2 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 8은, 본 개시의 일 실시예에 따른, 단일 FD 링크 환경에서 FD 통신 장치의 복수의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 9는, 본 개시의 일 실시예에 따른, 단일 FD 링크 환경에서 제1 FD 통신 장치와 제2 FD 통신 장치의 OFDM 기반의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 10은, 본 개시의 일 실시예에 따른 FD 통신을 수행하는 기지국에 대해 상향링크 단말 및 하향링크 단말이 각각 하나씩 존재하는 상황에서, 자기 간섭 채널 추정을 위한 스케줄링의 예시를 도시한 도면이다.
도. 11은, 본 개시의 일 실시예에 따른 FD 통신을 수행하는 기지국에 대해 다수의 상향링크 단말과 다수의 하향링크 단말이 존재하는 상황에서, 기지국이 자기 간섭 채널 추정을 위한 스케줄링을 하는 예시를 도시한 도면이다.
도. 12는, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 복수의 통신 장치들이 신호를 송수신하는 상황을 도시한 도면이다.
도. 13은, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 14는, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 직교 단일 슬롯 할당 방식에 따른 복수의 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 15는, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 비 직교 단일 슬롯 할당 방식에 따른, 복수의 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 16은, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 다중 슬롯 패턴 할당 방식에 따른, 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 17은, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 무작위(random) 선택 방식에 따른, 복수의 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 18은, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 결정론적 방식에 따른, 복수의 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 19는, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 차이 집합(difference set)을 활용하여 결정된, 복수의 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 20은, 본 개시의 일 실시예에 따른 통신 장치의 구조를 도시한 도면이다.
이하, 본 개시의 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 또한 본 개시를 설명함에 있어서 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 개시에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 개시의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 개시는 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 개시의 개시가 완전하도록 하고, 본 개시가 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 개시는 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
이때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.
또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예를 들면, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.
이때, 본 실시예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA(Field Programmable Gate Array) 또는 ASIC(Application Specific Integrated Circuit)과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다. 또한 실시예에서 ‘~부’는 하나 이상의 프로세서를 포함할 수 있다.
하기에서 본 개시를 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 이하 첨부된 도면을 참조하여 본 개시의 실시 예를 설명하기로 한다.
이하 설명에서 사용되는 접속 노드(node)를 식별하기 위한 용어, 망 객체(network entity, 네트워크 엔티티)들을 지칭하는 용어, 메시지들을 지칭하는 용어, 망 객체들 간 인터페이스를 지칭하는 용어, 다양한 식별 정보들을 지칭하는 용어 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 개시가 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 대상을 지칭하는 다른 용어가 사용될 수 있다.
이하 설명의 편의를 위하여, 본 개시는 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 규격에서 정의하고 있는 용어 및 명칭들을 사용한다. 하지만, 본 개시가 상기 용어 및 명칭들에 의해 한정되는 것은 아니며, 다른 규격에 따르는 시스템에도 동일하게 적용될 수 있다. 본 개시에서 eNB는 설명의 편의를 위하여 gNB와 혼용되어 사용될 수 있다. 즉 eNB로 설명한 기지국은 gNB를 나타낼 수 있다. 또한 단말이라는 용어는 핸드폰, NB-IoT 기기들, 센서들뿐만 아니라 또 다른 무선 통신 기기들을 나타낼 수 있다.
이하, 기지국은 단말의 자원할당을 수행하는 주체로서, gNode B, eNode B, Node B, BS (Base Station), 무선 접속 유닛, 기지국 제어기, 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 단말은 UE (User Equipment), MS (Mobile Station), 셀룰러폰, 스마트폰, 컴퓨터, 또는 통신기능을 수행할 수 있는 멀티미디어시스템을 포함할 수 있다. 물론 상기 예시에 제한되는 것은 아니다.
특히 본 개시는 3GPP NR (5세대 이동통신 표준)에 적용할 수 있다. 또한 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스(예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 또는 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있다. 본 발명에서 eNB는 설명의 편의를 위하여 gNB와 혼용되어 사용될 수 있다. 즉 eNB로 설명한 기지국은 gNB를 나타낼 수 있다. 또한 단말이라는 용어는 핸드폰, NB-IoT 기기들, 센서들뿐만 아니라 또 다른 무선 통신 기기들을 나타낼 수 있다.
도. 1은, 본 개시의 일 실시예에 따른 FD(full duplex) 통신 장치의 구조를 도시한 도면이다.
FD(full duplex) 통신 장치(100)는, 동일한 주파수 대역에서 동시에 신호를 송수신하는 동일 대역 전이중(In-band full duplex) 통신을 수행하는 무선 통신 장치일 수 있다. 디지털 영역 자기 간섭 제거 기법은 아날로그 영역 자기 간섭 제거 이후의 잔여 자기 간섭 신호에 대해 진행될 수 있다. FD 통신 장치(100)는, 디지털 영역의 송신 신호가 겪은 자기 간섭 채널을 추정한 후, 송신된 디지털 신호를 이용하여 자기 간섭 신호와 유사한 신호를 구성하여 수신 신호에서 뺌으로써 자기 간섭 신호를 제거할 수 있다. 디지털 영역의 간섭 제거가 성공적으로 이루어진 경우, 최종적인 잔여 자기 간섭 신호는 열 잡음 이하의 전력으로 저감될 수 있다.
비선형 다항식 모델 기반 자기 간섭 제거를 수행하는 FD 통신 장치(100)는 디지털 영역 자기 간섭 제거에 앞서, 안테나 단(110)에서 전파 영역 자기 간섭 제거를 수행하고, 아날로그 영역 자기 간섭 제거기(120)에서 아날로그 영역 자기 간섭 제거를 수행할 수 있다. 두 기법의 성능 합이 전력 증폭기의 잡음을 열 잡음 수준 이하로 제거하는 것을 가정하며, 경우에 따라 FD 통신 장치(100)가 전파 영역 자기 간섭 제거와 아날로그 영역 자기 간섭 제거 중 하나만 수행하는 경우도 있을 수 있다.
디지털 영역 자기 간섭 제거기(130)에서는 다항식 모델 기반 자기 간섭 제거가 수행될 수 있다. FD 통신 장치(100)의 수신기의 디지털 영역 수신 신호
Figure pat00003
는 아래 수식 (1)과 같이 나타낼 수 있다.
수식 (1):
Figure pat00004
수식 (1)에서,
Figure pat00005
는 자기 간섭 신호,
Figure pat00006
는 희망 신호(desired signal),
Figure pat00007
은 잡음이다.
잡음 및 희망 신호가 없는 상황을 가정하면, 수신 신호
Figure pat00008
는 디지털 영역 자기 간섭 신호
Figure pat00009
로만 주어질 수 있으며, 아래 수식 (2)와 같이 디지털 송신 신호
Figure pat00010
의 함수로 표현될 수 있다. 여기서 디지털 송신 신호
Figure pat00011
는, FD 통신 장치(100)의 송신기에서 송신된 신호일 수 있다. 아래 수식 (2)는, 비선형 함수로 송신단, 수신단 그리고 무선 채널에서의 동작을 포함할 수 있다.
수식 (2):
Figure pat00012
수식 (2)에서,
Figure pat00013
은 송신단, 수신단, 무선 채널의 연접에 의해 발생한 메모리 효과의 메모리 길이이고,
Figure pat00014
는 디지털 송신 신호 벡터
Figure pat00015
중 순시(instantaneous) 출력
Figure pat00016
에 영향을 주는 성분
Figure pat00017
를 의미한다.
수식 (2)의 비선형 함수
Figure pat00018
를 근사하기 위해, 메모리 길이가
Figure pat00019
인 P차 다항식 모델이 사용될 수 있다. 수식 (1)의 수신 신호
Figure pat00020
와 송신 신호
Figure pat00021
로부터 계수
Figure pat00022
를 추정하여 수식 (2)의 비선형 함수
Figure pat00023
의 근사 함수
Figure pat00024
가 도출될 수 있다. 자기 간섭 채널의 추정은, 일반적으로 희망 신호가 없는
Figure pat00025
인 상황에 진행될 수 있다. 채널 추정 방법의 예로는, 최소 제곱법 (LS: Least Square Method)이 있을 수 있다. 모든 p와 m에 대한 계수
Figure pat00026
을 한번에 추정하는 것은 계산 복잡도가 매우 높을 수 있으므로, 낮은 p부터 순차적으로 계수
Figure pat00027
가 추정될 수 있다. 추정 계수
Figure pat00028
은 아래 수식 (3)의 다항식 모델의 계수로 사용될 수 있다.
수식 (3):
Figure pat00029
여기서, 근사 함수
Figure pat00030
는 추정된 자기 간섭 채널을 나타내는 함수 일 수 있으며, 자기 간섭 채널은 FD 통신 장치(100)의 송신 신호와 수신 신호를 기초로 추정될 수 있다. 또한, 송신 신호
Figure pat00031
와 수신 신호
Figure pat00032
를 입력으로 하는 머신 러닝(machine learning)을 통해 근사 함수
Figure pat00033
가 추정될 수 있다. FD 통신 장치(100)가 자기 간섭 채널에 이용하는 수신 신호는, 희망 신호를 포함하지 않는 신호(즉, 상대 통신 장치로부터 신호를 수신하지 않거나, 신호를 저전력으로 수신하는 경우의 신호)일 수 있다.
FD 통신 장치(100)는 채널 추정을 통하여 얻은 근사 함수
Figure pat00034
를 이용하여, 자기 간섭 신호를 수신 신호에서 제거할 수 있다. FD 통신 장치(100)는
Figure pat00035
로부터 자기 간섭 신호 추정값
Figure pat00036
를 생성하고, 수신된 디지털 영역 신호
Figure pat00037
에서 자기 간섭 신호 추정값
Figure pat00038
를 제거하여 다항식 기반 자기 간섭 제거 기법을 수행할 수 있다. 자기 간섭 제거는 아래 수식 (4)와 같이 수행될 수 있다.
수식 (4):
Figure pat00039
자기 간섭 신호 제거 후의 신호
Figure pat00040
는, 희망 신호
Figure pat00041
와 잡음을 포함하는 잔여 간섭 신호
Figure pat00042
를 포함할 수 있다. 희망 신호
Figure pat00043
으로 설정하면, 자기 간섭 신호 제거 후의 신호
Figure pat00044
로부터 잔여 간섭 전력이 쉽게 측정될 수 있다. FD 통신 장치(100)는 희망 신호가 0이 아닌 상황(
Figure pat00045
)에서, 자기 간섭 신호 추정값에 기초하여 자기 간섭 신호를 제거할 수 있다.
도. 2는, 본 개시의 일 실시예에 따른 비선형 다항식 모델 기반 디지털 자기 간섭 제거 절차를 도시한 순서도이다.
단계 210에서, FD 통신 장치(100)는 디지털 영역 자기 간섭 제거기(130)의 입력 신호
Figure pat00046
와 디지털 송신 신호
Figure pat00047
를 이용하여 다항식 모델(수식 (3))에서 사용할 계수
Figure pat00048
를 추정할 수 있다.
단계 220에서, FD 통신 장치(100)는 추정된 계수
Figure pat00049
와 디지털 송신 신호
Figure pat00050
를 이용해 수식 (1)과 같이 추정 자기 간섭 신호
Figure pat00051
를 계산할 수 있다.
단계 230에서, FD 통신 장치(100)는 디지털 영역의 수신 신호
Figure pat00052
에서 추정 자기 간섭 신호
Figure pat00053
를 제거하여 자기 간섭 신호가 제거된
Figure pat00054
를 출력할 수 있다.
여기서, 계수
Figure pat00055
의 추정은 채널의 변화가 거의 없는 경우 간헐적으로 갱신될 수 있다.
기존의 FD 통신 시스템의 자기 간섭 제거 기법은 주로 시불변 채널을 가정하고 개발되었다. 채널의 변화가 없거나, 변화가 매우 느린 상황에서는 자기 간섭 채널 모델의 계수를 한번 추정하면 오랫동안 자기 간섭 제거에 이용하는 것이 가능하다. 그러므로, 수신기는 비동작 환경 혹은 희망 신호가 존재하지 않는 상황에서 자기 간섭 채널을 추정하고, 그 결과를 간섭 제거에 활용할 수 있다. 여기서, 희망 신호(desired signal)는 통신 장치가 다른 통신 장치로부터 수신하고자 하는 신호(또는, 수신을 기대하는 신호)일 수 있다.
그러나, 이동통신 환경에서는 송수신 안테나의 배열이 고정적이라도, 주변 사물로부터의 반사로 인하여 채널이 빠르게 변할 수 있다. 이 채널 변화에 대응하여 자기 간섭 제거를 하기 위해서는 자기 간섭 채널 추정도 자주 이루어져야 할 수 있다. 이는 FD(full duplex) 통신의 동작 환경에서 채널 추정이 이루어져야 함을 의미할 수 있다. 그러나, 자기 간섭 신호와 희망 신호가 동시에 수신되는 상황에서는 기존의 FD 통신 시스템으로 자기 간섭 채널 추정 시 희망 신호가 자기 간섭 채널 추정에 잡음으로 작용할 수 있다. 따라서, 자기 간섭 채널 추정 성능이 저하될 수 있으며, 이는 자기 간섭 제거 성능의 저하를 유발할 수 있다.
실제 FD(full duplex) 통신이 이루어지는 과정에서 자기 간섭 채널을 추정하는 경우, 희망 신호가 잡음으로 작용하며 자기 간섭 제거 성능을 제한할 수 있다. 본 개시에서는 정확한 자기 간섭 채널 추정을 위해 FD 통신을 하는 두 통신 장치에 대해 각 통신 장치의 요구 SINR (Signal to Interference plus Noise Ratio) 확보를 위한 HD 또는 quasi-HD로 동작하는 구간 및 길이를 설정함으로써 자기 간섭 채널 추정 성능을 개선할 수 있다.
본 개시에서는 단일 FD(full duplex) 링크 상황에서 자기 간섭 채널 추정의 정확도를 높이기 위하여 전송 프레임 내에 HD(Half Duplex), 또는 quasi-HD로 동작하는 구간을 설정하여 자기 간섭 채널 추정을 정교하게 할 수 있도록 하는 방법을 제안하고자 한다. 또한, 본 개시에서는 HD 또는 quasi-HD 구간의 길이를 데이터 전송률 관점에서 최적화하는 방법을 제안하고자 한다.
이하에서, HD 또는 quasi-HD로 동작하는 구간을 quasi-HD 구간으로 지칭하도록 한다. 여기서, quasi-HD 구간은 자기 간섭 채널 추정을 위한 구간으로, 저전력(zero or low power) 전송 구간과 고전력(high power) 전송 구간으로 구성될 수 있다. 여기서, 저전력 전송 구간은 통신 장치가 소정의 값(임계 값)보다 낮은 크기로 신호를 전송하는 구간을 의미할 수 있으며, 고전력 전송 구간은 통신 장치가 소정의 값보다 높은 크기로 신호를 전송하는 구간을 의미할 수 있다. 고전력 전송 구간에서, 통신 장치는 다른 통신 장치의 희망 신호(즉, 다른 통신 장치가 수신하기를 기대하는 신호)를 해당 통신 장치에게 전송할 수 있다.
FD 통신 장치는 quasi-HD 구간 내의 고전력 전송 구간에서, 자기 간섭 채널 추정에 간섭으로 작용하는 외부 신호(예를 들어, 희망 신호)의 전력이 낮은 구간을 찾아 자기 간섭 채널 추정을 수행할 수 있다. 저전력 전송 구간에서 FD 통신 장치는, 인접한 다른 FD 통신 장치가 자기 간섭 채널 추정을 수행할 수 있도록 신호를 저전력으로 송신할 수 있다.
또한 FD 구간은, 전송 프레임에서 자기 간섭 채널 추정을 위한 quasi-HD 구간 이외의 구간으로, 고전력으로 신호를 전송하는 구간을 의미할 수 있다. FD 통신 장치는 FD 구간에서 다른 통신 장치가 수신하길 희망하는 신호(즉, 다른 통신 장치의 희망 신호)를 고전력으로 전송할 수 있다.
이는, 송신기 관점에서 프레임 내에서 전송을 하는 구간과 전송을 하지 않고 쉬는 구간을 적절하게 배분하는 방법일 수 있다. 수신기는 희망 신호가 없는 (또는, 희망 신호의 전력이 낮은) 구간에서 자기 간섭 채널을 추정하여 자기 간섭 채널 추정 성능 및 자기 간섭 제거 성능을 향상시킬 수 있다.
또한, 본 개시에서는 단일 FD 링크 시나리오를 확장한 다중 통신 장치 환경에서 FD 통신을 하는 다수의 통신 장치에 대해 각 통신 장치의 요구 SINR 확보를 위한 quasi-HD 구간을 설정하는 방법을 제안하고자 한다. 다중 통신 장치 FD 네트워크 상황에서, FD 통신을 수행하는 다수의 통신 장치에 대해, 기지국은 각 통신 장치가 원하는 수신 SINR (Signal to Interference Plus Noise Ratio) 확보를 위한 각 통신 장치가 HD 또는 quasi-HD로 동작하는 구간 내의 저전력 전송 구간을 스케줄할 수 있다. 본 개시는, HD 또는 quasi-HD 구간을 활용하여 다중 사용자가 효과적으로 송수신을 스케줄 하는 방법을 제공할 수 있다.
FD 통신은 동일한 주파수 대역에서 동시에 송신과 수신을 수행하는 통신 방법으로, 자신의 송신 안테나에서 전파된 신호가 자신의 수신 안테나를 통해 수신될 수 있다. 송신 안테나와 수신 안테나가 분리되어 있는 경우, 자기 간섭 신호는 송신 안테나에서 수신 안테나로 직접 전파되는 경로와 송신 안테나에서 전파된 신호가 외부에서 반사되어 수신되는 경로로 수신될 수 있다. 하나의 물리 안테나로 송신과 수신을 모두 수행하고 써큘레이터를 이용하여 신호 전달 경로를 분리시키는 경우, 써큘레이터 내부의 전류 누출 경로, 송수신 안테나의 내부에서 발생한 반사 경로, 및 송수신기 외부에서 발생한 신호 반사 경로를 통해 자기 간섭 신호가 수신될 수 있다. 자기 간섭 신호는 신호의 근원지가 수신 안테나에서 가깝기 때문에, 수신 안테나를 통해 수신되는 신호 중 가장 큰 전력(power) 비중을 차지하므로, 희망 신호의 복호를 방해할 수 있다. 따라서, 희망 신호를 온전하게 복호하기 위해 자기 간섭 신호를 제거해야 한다.
FD 통신에서 자기 간섭 제거 기법이란 자신의 송신 신호 정보로 자기 간섭 신호를 추정해 제거하는 것으로 전파 영역, 아날로그 영역, 디지털 영역에서 수행될 수 있다. 전파 영역의 자기 간섭 제거 기법은 별도의 신호처리 없이 안테나의 설계 또는 배치를 통해 자기 간섭 신호가 감쇠 혹은 상쇄된 상태로 수신 안테나에 수신되도록 하는 기법이고, 아날로그 영역의 자기 간섭 제거 기법은 송신기의 송신 안테나에서 전파되는 신호를 이용해 수신되는 자기 간섭 신호를 추정해 제거하는 기법이다. 디지털 영역의 자기 간섭 제거 기법은 아날로그 영역의 자기 간섭 신호 제거 후 남은 잔여 자기 간섭 신호를 송신기의 디지털 신호를 이용해 추정하고 제거하는 기법으로 외부 간섭이 따로 존재하지 않는 경우 잔여 자기 간섭 신호의 전력을 열 잡음의 수준으로 낮추고자 하는 기법이다.
종래 기술의 디지털 영역 간섭 제거에서는 송신된 신호를 알 수 있으므로, 송신 신호를 기초로 자기 간섭 채널이 추정될 수 있다. 추정된 채널을 이용하여 자기 간섭 신호가 제거될 수 있다. 이 때, 희망 신호가 자기 간섭 신호와 함께 수신되면, 희망 신호로 인해 자기 간섭 채널 추정 성능이 저하될 수 있다. 따라서 디지털 영역 자기 간섭 제거 기법은 정적(static) 채널에서의 동작을 가정할 수 있다. 전술한 과정을 이용하여, FD 통신 이전에는 송신 신호를 기초로 희망 신호가 존재하지 않는 상황에서 자기 간섭 채널이 추정될 수 있고, FD 통신 중에는 사전에 추정된 자기 간섭 채널 정보를 이용해 자기 간섭 제거가 수행될 수 있다.
희망 신호가 없는 상황에서의 채널 추정의 경우 정밀한 채널 추정이 가능할 수 있으므로, 희망 신호가 없는 상황에서의 채널 추정을 통해 열 잡음(thermal noise) 수준까지 자기 간섭 제거가 가능할 수 있다. 다만, 이 경우는 희망 신호가 없으므로, 간섭 제거 기능을 평가하고자 할 때만 의미가 있을 수 있다. 이 때, 디지털 자기 간섭 제거기의 출력 신호
Figure pat00056
를 수식으로 나타내면 아래 수식 (5)와 같을 수 있다.
수식 (5):
Figure pat00057
수식 (5)에서,
Figure pat00058
는 수신한 디지털 영역 자기 간섭 신호,
Figure pat00059
는 추정 자기 간섭 신호,
Figure pat00060
는 열잡음을 의미한다.
희망 신호가 있는 상황에서의 채널 추정의 경우, 희망 신호가 자기 간섭 채널 추정 과정에서 잡음으로 작용하여 채널 추정 성능이 저하될 수 있다. 따라서, 채널 추정 오류로 자기 간섭 신호를 열잡음(
Figure pat00061
) 수준까지 제거하기 어려울 수 있다. 디지털 자기 간섭 제거기의 출력 신호
Figure pat00062
를 수식으로 나타내면 아래의 수식 (6)과 같을 수 있다. 이 때 자기 간섭 제거기 출력 신호
Figure pat00063
는 자기 간섭 제거가 충분히 수행되지 않은 신호일 수 있고, 수식 (7)과 같이 열잡음 보다 큰 신호가 자기 간섭 제거기에서 출력될 수 있다.
수식 (6):
Figure pat00064
수식 (7):
Figure pat00065
수식 (6) 및 수식 (7)에서,
Figure pat00066
는 수신한 디지털 영역 자기 간섭 신호,
Figure pat00067
는 열 잡음,
Figure pat00068
는 희망 신호,
Figure pat00069
는 희망 신호가 있는 환경에서의 추정 자기 간섭 신호를 의미한다.
외부 간섭 신호
Figure pat00070
가 함께 존재할 때 디지털 간섭 제거기의 출력 신호는 수식 (8)과 같이 표현될 수 있다. 외부 간섭 신호가 존재하는 경우, 희망 신호와 외부 간섭 신호로 인해 자기 간섭 제거 성능이 열화될 수 있으며, 아래의 수식 (9)과 같이 잔여 간섭이 열잡음(
Figure pat00071
) 및 외부 간섭 신호
Figure pat00072
보다 클 수 있다.
수식 (8):
Figure pat00073
수식 (9):
Figure pat00074
수식 (8) 및 수식 (9)에서,
Figure pat00075
는 자기 간섭 신호,
Figure pat00076
는 열 잡음,
Figure pat00077
는 희망 신호,
Figure pat00078
는 희망 신호가 있는 환경에서의 추정 자기 간섭 신호를 의미할 수 있다. 수신 단에서의 post SINR은 수식 (8)로부터 수식 (10)과 같이 정의될 수 있다. 수식 (10)에서
Figure pat00079
은 외부 간섭이 존재하는 상황에서의 외부 간섭 신호를 의미한다. 이하에서, post SINR은 FD 통신 시 수신 신호에서 자기 간섭 신호를 제거하였을 때의 SINR을 의미할 수 있다.
수식 (10):
Figure pat00080
희망 신호가 있는 상황에서 FD 통신 시 자기 간섭 신호가 충분히 제거되지 않으면, 수신기의 post SINR이 감소할 수 있다. 네트워크의 스루풋(throughput)을 증가시키기 위해서는 수신되는 희망 신호의 post SINR이 높아야 한다. 이를 위해 정교한 자기 간섭 채널 추정을 통한 높은 성능의 자기 간섭 제거의 수행이 필요할 수 있다. 자기 간섭 채널 추정을 정교하게 수행하기 위해서는, 채널 추정에 잡음으로 작용하는 외부 신호인 희망 신호(
Figure pat00081
)와 외부 간섭 신호(
Figure pat00082
)를 피해서 자기 간섭 채널을 추정해야 할 수 있다.
도. 3은, 본 개시의 일 실시예에 따른 희망 신호 전력이 낮은 구간의 길이 비율에 따른 자기 간섭 제거 후 SINR에 대한 그래프를 도시한 도면이다.
도. 3의 그래프는, 희망 신호의 전력이 약 -50dBm이고 외부 간섭 신호의 전력이 약 -80dBm인 환경에서의 실험 결과에 따른 것일 수 있다. 희망 신호 전력이 낮은 구간의 길이 비율 (
Figure pat00083
)은 희망 신호 전력이 낮은 구간의 길이를 하나의 전송 프레임 길이로 나눈 값으로 정의될 수 있다. 이 때 하나의 전송 프레임은 1만개의 심벌로 구성될 수 있다.
도. 3은 단일 반송파 신호로 통신이 이루어지는 상황에 대한 일 예시이나, orthogonal frequency-division multiplexing (OFDM)과 같은 다중 반송파 신호의 경우에도 OFDM 심볼 단위로 스케줄링이 수행될 수 있고, 다중 반송파 신호로 통신이 이루어지는 상황에 대해서도 도. 3과 같은 그래프를 얻을 수 있다.
도. 3을 참조하면,
Figure pat00084
가 낮은 구간에서는
Figure pat00085
가 커짐에 따라 post SINR이 증가하는 경향을 보이나, 특정
Figure pat00086
값에 도달하면 post SINR이 포화(saturation) 상태가 될 수 있다. 이 때,
Figure pat00087
값이 증가함에 따라, post SINR 값은 증가하는 반면, 전송률 손실(rate-loss)이 커지는 트레이드 오프(trade-off)가 존재할 수 있다. 따라서, 주어진 환경에서 전송률 손실과 post SINR을 절충하는 적절한
Figure pat00088
값의 선택이 필요할 수 있다.
도. 4는, 본 개시의 일 실시예에 따른 FD 통신 장치에서 신호를 송수신하는 상황을 도시한 도면이다.
도. 4를 참조하면, FD 통신 장치(400)의 송신 안테나(410)로부터 전송된 자기 간섭 신호(415)가 수신 안테나(420)에서 수신될 수 있다. 이때, FD 통신장치(400)는 자기 간섭 제거를 위해 자기 간섭 채널을 추정할 수 있는데, 수신하고자 하는 희망 신호(desired signal, 425)가 있는 상황에서의 채널 추정의 경우 희망 신호가 자기 간섭 채널 추정 시 잡음으로 작용할 수 있으므로 채널 추정 성능이 저하될 수 있다. 따라서, 본 개시에서는 FD 통신 시 희망 신호가 존재할 때, 정확한 자기 간섭 채널 추정을 위해 전송 프레임에서 HD(half-duplex) 또는 quasi-HD 동작 구간 및 길이를 설정하는 방법을 제안하고자 한다.
구체적으로, FD 통신 신호의 스케줄링을 통해 통신장치 각각에 대해 저전력 전송 구간(전송 신호 전력이 매우 낮은 또는 0에 가까운) 구간이 설정될 수 있다. 각각의 통신 장치는 FD 통신 상대의 저전력 전송 구간(즉, 희망 신호의 전력이 낮은 구간)에서, 전송신호를 기초로 자기 간섭 채널을 추정할 수 있다.
FD 통신 장치(400)는 추정한 자기 간섭 채널 정보를 이용하여 희망 신호가 존재하는 구간에서 자기 간섭 신호를 제거 할 수 있다. 이 때, 희망 신호의 전력이 낮은 구간의 길이는, 희망 신호의 전력이 높은 구간에서 원하는 SINR을 확보할 수 있는지에 기초하여 결정될 수 있다. 즉, FD 통신 장치(400)가 FD(full duplex) 구간에서 원하는 SINR을 확보할 수 있도록, FD 통신 상대의 전송 신호 전력의 크기가 작은 구간의 길이가 결정될 수 있다. 또한, 외부 간섭 신호가 존재하는 경우, 외부 간섭 신호의 크기도 고려하여 희망 신호의 세기가 작은 구간의 길이가 결정될 수 있다.
도 5는, 본 개시의 일 실시예에 따른 단일 FD 링크에서 제1 FD 통신장치와 제2 FD 통신장치가 신호를 송수신하는 예시를 도시한 도면이다.
도. 5를 참조하면, 제1 FD 통신장치(510)와 제2 FD 통신장치(520)는 제1 신호(512) 및 제2 신호(522)를 송수신할 수 있다. 제1 FD 통신장치(510)가 제2 FD 통신장치(520)에게 전송하는 제1 신호(512)는 제2 FD 통신장치(520)의 희망 신호일 수 있고, 제2 FD 통신장치(520)가 제1 FD 통신장치(510)에게 전송하는 제2 신호(522)는 제1 FD 통신장치(510)의 희망 신호일 수 있다.
제1 FD 통신장치(510)의 수신단에서는 제2 FD 통신장치(520)로부터 수신하는 제2 신호(522) 이외에도, 송신단에서의 신호 전송에 의한 제1 자기 간섭 신호(514)가 함께 수신될 수 있다. 제2 FD 통신장치(520)의 수신단에서는 제1 FD 통신장치(510)로부터 수신하는 제1 신호(512) 이외에도, 송신단에서의 신호 전송에 의한 제2 자기 간섭 신호(524)가 함께 수신될 수 있다.
이 때, 제1 FD 통신장치(510)와 제2 FD 통신장치(520)는 모두 자기 간섭 신호(514, 524)를 제거할 필요가 있으며, 자기 간섭 제거를 위한 자기 간섭 채널 추정에 있어서 제1 신호(512)와 제2 신호(514)가 각각 잡음으로 작용할 수 있다. 따라서, 자기 간섭 제거를 위한 정확한 자기 간섭 채널 추정을 위해, 제1 FD 통신장치(510)의 전송 프레임 및 제2 FD 통신장치(520)의 전송 프레임에 대해 HD(half-duplex) 또는 quasi-HD 구간 및 그의 길이 설정이 함께 이루어져야 할 필요가 있을 수 있다.
기지국은, 단일 FD 링크에서 FD 통신을 수행하는 두 FD 통신장치 (510, 520)에 대해 각각의 프레임 구조를 결정할 수 있다. 기지국은 각 FD 통신 장치의 희망 신호, 외부 간섭 신호, 및 자기 간섭 신호의 크기를 고려하여, 상대 FD 통신 장치의 자기 간섭 채널 추정에 필요한 quasi-HD 구간의 길이를 설정할 수 있다.
quasi-HD 구간 내 저전력(zero or low power) 전송 구간에서는 희망 신호가 자기 간섭 채널 추정에 영향을 주지 않도록 희망 신호의 크기가 작게 설정될 수 있으며, quasi-HD 구간 내 고전력(high power) 전송 구간에서의 자기 간섭 채널 추정을 통해 추정된 자기 간섭 채널 계수는 FD 구간의 자기 간섭 제거에 이용될 수 있다.
이하에서는, 단일 FD 링크에서 quasi-HD 구간의 길이를 결정하고 최적화하는 방법에 대하여 설명한다. 먼저, 매 프레임마다 채널 추정을 위해 quasi-HD 구간을 포함하는 quasi-HD 프레임을 사용하는 경우에, quasi-HD 구간의 길이를 결정하고 최적화하는 방법에 대하여 설명한다. 이어서, quasi-HD 구간을 포함하는 프레임이 주기적으로 사용되는 경우에 대한 quasi-HD 구간의 길이 결정 방법을 설명한다.
도. 6은, 본 개시의 일 실시예에 따른 단일 FD 링크 환경에서 대칭 채널을 통해 신호를 송수신하는 제1 통신 장치 및 제2 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
단일 FD(full duplex) 링크에서 두 FD 통신 장치(제1 FD 통신 장치, 제2 FD 통신 장치)의 (희망 신호 전력, 외부 간섭 신호 전력)이 각각
Figure pat00089
이고, 두 FD 통신 장치 사이의 채널이 대칭(symmetric)인 경우,
Figure pat00090
이고 두 FD 통신 장치의 전송 프레임 구조는 도. 6과 같을 수 있다.
이 때, 전체 전송 프레임(600)의 길이 대비 저전력 전송 구간(610, 620)의 길이 비율
Figure pat00091
는, 전송 신호의 전력이 소정의 값보다 낮은(또는 0에 가까운) 구간의 길이
Figure pat00092
를 전체 송신 프레임 길이
Figure pat00093
로 나눈 값으로 아래 수식 (11)과 같이 정의될 수 있다.
수식 (11):
Figure pat00094
이 때, 전술한 바와 같이
Figure pat00095
값이 증가함에 따라, post SINR 값은 증가하는 반면 전송률 손실이 커지는 트레이드 오프(trade-off)가 존재할 수 있다. 따라서, 주어진 환경에서 전송률 손실과 post SINR을 절충하는 적절한
Figure pat00096
값이 선택될 필요가 있을 수 있다.
본 개시의 일 실시에 따르면
Figure pat00097
값을 최적화하는 기준으로 스펙트럼 효율(spectrum efficiency)이 이용될 수 있다. Quasi-HD 구간 내에 포함된 저전력 전송 구간에서 전송되는 신호의 전력이 매우 낮아 0에 가깝다고 가정하고, 대칭(symmetric) 채널 환경에서 두 FD 통신 장치의 전체 전송 프레임(600) 대비 저전력 전송 구간(610, 620)의 비율이 모두
Figure pat00098
일 때, 두 FD 통신 장치의 합 스펙트럼 효율(spectral efficiency sum)은 아래 수식 (12)와 같이 표현될 수 있다.
수식 (12):
Figure pat00099
수식 (12)에서,
Figure pat00100
은 전송 신호의 전력이 소정의 값보다 낮은(또는 0에 가까운) 구간 길이 비율이
Figure pat00101
일 때의 post SINR 값을 의미한다. 이 때, SINR은 자기 간섭 제거 기법의 성능에 영향을 받을 수 있고, 자기 간섭 제거 기법 및 채널 추정 방법에 따라
Figure pat00102
가 변할 수 있다.
수식 (12)의 값은 특정한
Figure pat00103
값에서 최대가 될 수 있다. 수식 (12)의 값을 최대화하는
Figure pat00104
값을
Figure pat00105
로 정의할 수 있으며, 이를 수식으로 나타내면 아래 수식 (13)과 같을 수 있다.
수식 (13):
Figure pat00106
도. 7은, 본 개시의 일 실시예에 따른 단일 FD 링크 환경에서 비대칭 채널을 통해 신호를 송수신하는 제1 통신 장치 및 제2 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
단일 FD(full duplex) 링크에서 두 FD 통신 장치(제1 FD 통신 장치, 제2 FD 통신 장치)의 (희망 신호 전력, 외부 간섭 신호 전력)이 각각
Figure pat00107
일 때 두 FD 통신 장치 사이의 채널이 비대칭(asymmetric)인 경우,
Figure pat00108
이고 프레임 구조는 도. 7과 같을 수 있다. 이 때, 프레임 내부에서 quasi-HD 구간의 위치는 반드시 가장 앞일 필요가 없으며, 프레임 내부에서 자유롭게 위치될 수 있다.
제1 FD 통신 장치와 제2 FD 통신장치는 채널 추정을 위해 사용하는 quasi-HD 구간의 길이가 서로 같을 수 있다. 다만, quasi-HD 구간 내에 포함된 저전력 전송 구간(710, 720)은, 제1 FD 통신 장치의 전송 프레임과 제2 FD 통신 장치의 전송 프레임에서 서로 다를 수 있다. 제1 FD 통신 장치 및 제2 FD 통신 장치는 저전력 전송 구간의 길이 비율
Figure pat00109
가 서로 다를 수 있으며, 이를 각각
Figure pat00110
,
Figure pat00111
로 정의 한다. 전체 전송 프레임(700) 길이를
Figure pat00112
라 할 때,
Figure pat00113
은 아래 수식 (14)로 정의될 수 있으며,
Figure pat00114
는 아래 수식 (15) 로 정의될 수 있다.
수식 (14):
Figure pat00115
수식 (15):
Figure pat00116
대칭(symmetric) 채널 환경과 같이 비대칭(asymmetric) 채널 환경에서도 두 FD 통신 장치의 합 스펙트럼 효율을 최대화하는
Figure pat00117
값이 있을 수 있고, 이를 각각
Figure pat00118
로 정의하도록 한다.
Figure pat00119
는 아래 수식 (16)과 같이 정의될 수 있다.
수식 (16):
Figure pat00120
수식 (16)에서,
Figure pat00121
는 제 i FD 통신 장치의 quasi-HD 구간 길이 비율이
Figure pat00122
일 때의 post SINR 값을 의미한다.
도. 8은, 본 개시의 일 실시예에 따른, 단일 FD 링크 환경에서 FD 통신 장치의 복수의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
단일 FD(full duplex) 링크에서 두 FD 통신 장치가 서로 FD 통신을 하는 상황에서, 서로 K 개의 프레임을 송수신할 때, quasi-HD 구간은 K 개의 프레임 중 일부 프레임에만 할당될 수 있다. K 개의 프레임마다 주기적으로 quasi-HD 구간을 포함하는 quasi-HD 프레임이 할당되는 경우에 저전력 신호 전송 구간 비율
Figure pat00123
는 다음과 같이 최적화할 수 있다.
도. 8을 참조하면, 자기 간섭 제거를 위해 K 개의 프레임 당 하나의 프레임에 quasi-HD 구간이 포함될 수 있다.
K 개의 프레임 중 한 개의 프레임만 quasi-HD 구간을 포함하고, 나머지 (K-1)개의 프레임은 quasi-HD 구간을 통한 자기 간섭 채널 추정을 하지 않을 수 있다. 이 때, 전체 프레임들의 평균 스펙트럼 효율은 아래 수식 (17)과 같이 계산될 수 있다.
수식 (17):
Figure pat00124
대칭(symmetric) 채널 환경에서 전체 프레임들의 평균 스펙트럼 효율을 최적화하기 위한, 저전력 전송 구간 비율은 아래 수식 (18)과 같이 계산될 수 있다.
수식 (18):
Figure pat00125
비대칭(asymmetric) 채널 환경에서 전체 프레임들의 평균 스펙트럼 효율을 최적화하기 위한 방법은 다음과 같을 수 있다. 각 FD 통신 장치에 대해, K개의 송신 프레임 중 한 개의 프레임이 quasi-HD 구간을 포함하고, 해당 프레임에 대하여 저전력 신호 전송 구간 비율
Figure pat00126
를 각각
Figure pat00127
과
Figure pat00128
라 할 때, 두 FD 통신 장치의 스펙트럼 효율 합은 수식 (19)와 같이 계산될 수 있다.
수식 (19):
Figure pat00129
다중 FD 통신 장치 비대칭(asymmetric) 채널 환경에서 각 FD 통신 장치들의 저전력 신호 전송 구간 비율을
Figure pat00130
라 할 때 N개의 FD 통신 장치의 스펙트럼 효율 합은 아래 수식 (20)으로 표현될 수 있다.
수식 (20):
Figure pat00131
도. 9는, 본 개시의 일 실시예에 따른, 단일 FD 링크 환경에서 제1 FD 통신 장치와 제2 FD 통신 장치의 OFDM 기반의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 9를 참조하면, 제1 FD 통신 장치와 제2 FD 통신 장치는 다수의 주파수 캐리어 중 일부의 캐리어에서만 데이터를 전송함으로써 전송 전력을 낮출 수 있다. 이를 통해 quasi-HD 구간 내의 저전력 신호 전송 구간에서 모든 신호를 저전력으로 전송하는 방법보다 더 높은 데이터 전송률을 달성할 수 있다.
도. 10은, 본 개시의 일 실시예에 따른 FD 통신을 수행하는 기지국에 대해 상향링크 단말 및 하향링크 단말이 각각 하나씩 존재하는 상황에서, 자기 간섭 채널 추정을 위한 스케줄링의 예시를 도시한 도면이다.
도. 10을 참조하면, 상향링크(uplink, UL) 단말(1010)은 상향링크 전송 프레임(1012)의 일부(1014)에서만 기지국(1000)에게 고전력으로 신호를 전송하고, 기지국(1000)은 하향링크 송신 프레임(1002)에서 항상 하향링크(downlink, DL) 단말(1020)에게 고전력으로 신호를 전송할 수 있다. 여기서, 기지국(1000)은 동일한 주파수 대역에서 동시에 상향링크 단말(1010)로부터 신호를 수신하고, 하향링크 단말(1020)에게 신호를 전송할 수 있다.
이 때, 기지국(1000)은 수신되는 상향링크 신호의 크기가 소정의 값보다 낮은(또는 0에 가까운) 구간(1112)에서 자기 간섭 채널 추정을 수행할 수 있다.
기지국(1000)에서 수신되는 상향링크 신호의 크기가 소정의 값보다 낮은(또는 0에 가까운) 구간(112, 저전력 구간)의 길이는, 도. 6의 내용과 같이 스펙트럼 효율을 최대로 하는 길이로 결정될 수 있다. 예를 들어, 기지국(1000)의 수신 프레임(즉, 상향링크 단말(1010)로의 상향링크 전송 프레임) 및 전송 프레임(즉, 하향링크 단말(1020)로의 하향링크 전송 프레임)의 스펙트럼 효율의 합(spectral efficiency sum)이 최대가 되도록 상향링크 신호의 크기가 소정의 값보다 낮은(또는 0에 가까운) 구간(112)의 길이는, 도. 6의 내용과 같이 스펙트럼 효율을 최대로 하는 길이로 결정될 수 있다. 여기서, 상향링크 및 하향링크 스펙트럼 효율의 합은, 저전력 구간의 길이에 대한 전체 상향링크 전송 프레임의 길이의 비율(
Figure pat00132
)에 기초하여 계산될 수 있으며, 상향링크 및 하향링크 스펙트럼 효율의 합이 최대가 되는
Figure pat00133
를 계산하여, 저전력 구간의 길이를 결정할 수 있다.
도. 11은, 본 개시의 일 실시예에 따른 FD 통신을 수행하는 기지국에 대해 다수의 상향링크 단말과 다수의 하향링크 단말이 존재하는 상황에서, 기지국이 자기 간섭 채널 추정을 위한 스케줄링을 하는 예시를 도시한 도면이다.
도. 11을 참조하면, 기지국(1100)은 항상 하향링크(downlink, DL) 단말들(1110, 1112, 1114)로 고전력으로 신호를 송신하고, 상향링크(uplink, UL) 단말들(1120, 1122, 1124)은 송신 프레임의 일부에서만 기지국(1100)에게 고전력으로 신호를 전송할 수 있다.
이 때, 자기 간섭 신호 제거를 위해 채널 추정을 할 필요가 있는 기지국(1100)은 수신되는 상향링크 신호의 크기가 소정의 값보다 낮은(또는 0에 가까운) 구간, 즉 간섭이 적은 상황에서 하향링크의 자기 간섭 채널을 추정할 수 있다.
도. 12는, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 복수의 통신 장치들이 신호를 송수신하는 상황을 도시한 도면이다.
도. 12를 참조하면, 1대1 통신을 하는 통신 장치들이 다중 통신 장치 FD 네트워크를 형성할 수 있다. FD 통신을 수행하는 FD 통신 장치의 송신 신호와 수신 신호는 같은 통신 자원(주파수, 시간)을 사용할 수 있다. 통신 장치들은 송수신을 동시에 할 수 있으며, 희망 신호를 수신하는 통신 장치와 희망 신호를 송신하는 통신 장치는 서로 다를 수 있다. 또한, 일부 통신 장치는 HD(half duplex) 통신만을 수행할 수도 있다.
예를 들어 도. 12를 참조하면, 다중 통신 장치 FD 네트워크의 통신 시나리오는 제1 통신 장치(1210)와 제2 통신 장치(1220)처럼 두 통신 장치가 서로에게 동시에 송신과 수신을 수행하는 시나리오를 포함할 수 있다. 또한, 다중 통신 장치 FD 네트워크의 통신 시나리오는, 제4 통신 장치(1240)가 제3 통신 장치(1230)로부터의 수신과 제5 통신 장치(1250)로의 송신을 동시에 수행되는(즉, 송신 대상과 수신 대상이 다른) 시나리오를 포함할 수 있다. 이 때, 제4 통신 장치(1240)는 FD 통신을 수행할 수 있다.
FD 통신을 수행하는, FD 통신 장치의 수신 신호는 자기 간섭 신호와 희망 신호, 그리고 외부 간섭 신호로 구성될 수 있다. 이 때, 신호를 수신하는 입장에서 희망 신호는 복호가 되어야 하므로, 외부 간섭 신호보다 높은 전력으로 희망 신호가 수신된다고 가정할 수 있다. 다중 FD 링크 환경에서는 희망 신호 및 외부 간섭 신호가 자기 간섭 신호 제거를 위한 자기 간섭 채널 추정을 방해할 수 있다. 따라서, 충분한 자기 간섭 제거 성능을 획득하려면 희망 신호 및 외부 간섭 신호를 피해서 자기 간섭 채널이 추정되어야 할 수 있다.
도. 13은, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
도. 13을 참조하면, 단일 FD 링크 환경과 동일하게 다중 FD 링크 환경에서 전송 프레임(1300)은 FD 구간(1320)과 quasi-HD 구간(1310)으로 구성될 수 있다. FD 구간은 FD 통신 장치가 데이터를 송신하는 경우,데이터를 포함하는 신호를 고전력으로 송신하는 구간일 수 있다. FD 통신 장치는 FD 구간(1320)에서, 자기 간섭 신호와 더불어 희망 신호 및 외부 간섭 신호를 수신할 수 있다. 반면, quasi-HD 구간(1310)은 다수의 슬롯(slot)으로 구성될 수 있으며, 각 통신 장치는 quasi-HD 구간 내에서 일부 선택된 슬롯(즉, 고전력 전송 구간)에서만 신호를 송신하고, 나머지 슬롯(즉, 저전력 전송 구간)에서는 다른 통신 장치가 자기 간섭 제거를 위한 채널 추정을 할 수 있도록 0에 가까운 전력으로 신호를 송신할 수 있다. 이 때, 저전력으로 신호를 송신하는 슬롯들은 모여 있을 수도, 분산되어 있을 수도 있다. 이 때, quasi-HD 구간의 전송 슬롯 패턴 결정 및 네트워크 내부의 통신 장치에 대한 quasi-HD 구간 패턴 할당과 quasi-HD 구간을 포함하는 프레임은 해당 통신 장치을 스케줄링하는 기지국에 의해 결정될 수 있다.
또한, 도. 13을 참조하면 quasi-HD 구간에서 자기 간섭 신호와 희망 신호, 외부 간섭 신호는 일부 슬롯에만 존재할 수 있으며, 각 신호가 존재하는 슬롯의 위치는 다를 수 있다. 자기 간섭 채널 추정을 위한 quasi-HD 구간은 모든 프레임에 존재할 필요는 없으나, 채널 변화 속도가 빠를수록 빈번하게 사용되어야 할 수 있다.
다중 FD 링크 환경에서, 각 통신 장치의 quasi-HD 구간의 전송 슬롯 패턴을 결정하는 방법은, 고전력 전송 구간이 할당되는 슬롯의 개수에 따라 단일 슬롯 패턴 할당 방식과 다중 슬롯 패턴 할당 방식으로 구분될 수 있다.
단일 슬롯 패턴 할당 방식은, quasi-HD 구간을 다수의 슬롯으로 나누고, 네트워크 내부의 통신 장치에게 quasi-HD 구간 내에서 각각 하나의 슬롯을 고전력 전송 구간으로 할당하는 방식이다. 도. 13을 참조하면, 각 통신 장치는 quasi-HD 구간에 포함된 슬롯 중 하나의 슬롯에서만 고전력으로 신호를 전송할 수 있다.
단일 슬롯 패턴 할당 방식은, 직교(orthogonal) 단일 슬롯 패턴 할당 방식과 비 직교(non-orthogonal) 단일 슬롯 패턴 할당 방식으로 구분될 수 있다. 직교 단일 슬롯 패턴 할당 방식은, 하나의 슬롯에서 하나의 통신 장치만 고전력으로 신호를 전송하는 방식으로 네트워크 내부의 통신 장치 수가 quasi-HD 구간에 포함된 슬롯 수보다 많은 경우에는 적용될 수 없다. 비 직교 단일 슬롯 패턴 할당 방식은, 하나의 슬롯에서 둘 이상의 통신 장치가 고전력으로 신호를 전송할 수 있으며, 네트워크 내부의 통신 장치 수가 quasi-HD 구간에 포함된 슬롯 수보다 많은 경우에도 적용될 수 있다.
도. 14는, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 직교 단일 슬롯 할당 방식에 따른 복수의 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
직교 단일 슬롯 할당 방식은, quasi-HD 구간에 포함된 슬롯들을 각 통신 장치에게 하나씩 직교적으로 할당하여, 한 슬롯에서 하나의 통신 장치만 고전력으로 신호를 전송할 수 있도록 하는 방식이다. 직교 단일 슬롯 할당 방식을 통해 네트워크 간 낮은 간섭이 유지될 수 있다.
Quasi-HD 구간에 포함된 슬롯의 수는 네트워크 내의 통신 장치의 수보다 크거나 같을 수 있다. 직교 단일 슬롯 할당 방식을 통해 자기 간섭 채널의 추정을 하는데 있어서, 희망 신호 및 외부 간섭 신호를 회피할 수 있다. 도. 14를 참조하면, 네트워크 내에 4개의 통신 장치가 존재하는 상황에서, 4개의 통신 장치 각각에게 quasi-HD 구간 내의 고전력 신호 전송 슬롯이 직교 단일 슬롯 할당 방식으로 할당될 수 있다.
도. 14에서와 같이 각 통신 장치마다 quasi-HD 구간 내의 고전력 신호 전송 슬롯의 패턴이 서로 다를 수 있으며, 각 통신 장치마다 quasi-HD 구간 내 고전력으로 신호가 전송되는 슬롯을 제외한 나머지 슬롯에서는 0에 가까운 낮은 전력으로 신호가 전송될 수 있다.
직교 단일 슬롯 할당 방식의 quasi-HD 구간 패턴 결정 절차는 아래와 같을 수 있다.
1) Quasi-HD 구간을 N개의 슬롯으로 분할한다.
2) 분할된 quasi-HD 구간의 N개의 슬롯 중 하나의 슬롯만 고전력 신호 전송(high power)에 사용되도록 N개의 전송 슬롯 패턴이 결정될 수 있다.
3) 결정된 전송 슬롯 패턴은 최대 N개의 통신 장치에게 할당될 수 있다. 이 때, 하나의 전송 슬롯 패턴은 한 개의 통신 장치에게만 할당될 수 있으며, 서로 다른 두 통신 장치의 전송 슬롯 패턴은 서로 다르다.
도. 15는, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 비 직교 단일 슬롯 할당 방식에 따른, 복수의 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
비 직교 단일 슬롯 할당 방식은, quasi-HD 구간에 포함된 슬롯들을 각 통신 장치에게 하나씩 비 직교적으로 할당하여, 각 통신 장치가 적어도 하나의 전송 슬롯에서 고전력으로 신호를 전송하면서 희망 신호는 수신하지 않을 수 있도록 하는 방식이다. 이 때, quasi-HD 구간에 포함된 슬롯의 수보다 네트워크 내의 통신 장치의 수가 많을 수 있다. 도. 15를 참조하면, 네트워크 내의 4개의 통신 장치가 존재하는 상황에서, 4개의 통신 장치 각각에게 quasi-HD 구간 내의 고전력 신호 전송 슬롯이 비 직교 단일 슬롯 할당 방식으로 할당될 수 있다.
도. 15에서는, 제3 통신 장치가 전송하는 신호가 제1 통신 장치의 희망 신호가 아니면서, 제1 통신 장치의 신호가 제3 통신 장치의 희망 신호가 아닌 상황을 가정한다. 이 때, 제1 통신 장치와 제3 통신 장치는 동일한 슬롯에서 고전력으로 신호 전송을 하여도, 자기 간섭 신호 제거를 위한 채널 추정을 하는데 있어 서로에게 영향을 미치지 않을 수 있다.
즉, 하나의 통신 장치에게, 희망 신호가 수신되지 않는 슬롯은 외부 간섭 신호의 존재 여부와 관계없이 고전력으로 신호를 전송하기 위한 슬롯으로 할당될 수 있다. 희망 신호를 피해 전송 슬롯을 할당하기 위한 방법의 하나로, 분산형 동작 시 에너지 검출(energy detection)을 통해 희망 신호가 없을 것으로 예상되는 에너지가 낮은 슬롯들 중에서, 하나의 슬롯이 전송 슬롯으로 할당될 수 있다.
비 직교 단일 슬롯 할당 방식의 quasi-HD 구간 패턴 결정 절차는 아래와 같을 수 있다.
1) Quasi-HD 구간을 N개의 슬롯으로 분할한다.
2) 분할된 quasi-HD 구간의 N개의 슬롯 중 하나의 슬롯만 고전력 신호 전송에 사용되도록 N개의 전송 슬롯 패턴이 결정될 수 있다.
3) 결정된 전송 슬롯 패턴은 네트워크 내의 통신 장치들에게 할당될 수 있다. 하나의 전송 슬롯 패턴은 하나 이상의 통신 장치에게 할당될 수 있다. 이 때, 복수의 통신 장치에게 동일한 전송 슬롯 패턴이 할당되는 경우, 동일한 전송 패턴이 할당된 통신 장치들은 서로 FD 링크를 형성하지 않을 수 있다.
도. 16은, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 다중 슬롯 패턴 할당 방식에 따른, 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
Quasi-HD 구간을 여러 슬롯으로 나누고 네트워크 내의 통신 장치에게 각각 하나의 슬롯을 할당하는 단일 슬롯 할당 방식과는 달리, 다중 슬롯 패턴 할당 방식은 네트워크 내의 통신 장치에게 다수의 슬롯을 할당할 수 있다. 이 때, 자기 간섭 채널 추정 시 희망 신호를 최대한 피할 수 있도록 전송 슬롯 패턴이 결정될 수 있으며, 한 개 이상의 슬롯이 자기 간섭 채널 추정을 위해 사용될 수 있다. 또한 다중 슬롯 패턴 할당 방식에서는, 한 개 이상의 슬롯이 고전력 신호 전송에 사용되어, 단일 슬롯 할당 방식에 비해 높은 데이터 전송률을 확보함과 동시에 채널 추정을 위한 슬롯 선택의 폭이 늘어날 수 있으므로, diversity 이득을 얻을 수 있다.
다중 슬롯 패턴 할당 방식은 불확실성 관점에 따라 무작위 다중 슬롯 패턴 할당 과 같은 비결정론적(non-deterministic) 슬롯 패턴 할당 방식과, 특정 규칙에 기반한 결정론적(deterministic) 슬롯 패턴 할당 방식으로 구분될 수 있다.
도. 17은, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 무작위(random) 선택 방식에 따른, 복수의 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
Quasi-HD 구간 내에서 고전력 전송 슬롯의 위치를 결정하는 방식으로 무작위로 전송 슬롯을 선택하여 전송 슬롯 패턴을 결정하는 무작위(random) 선택 방식이 이용될 수 있다. 무작위 선택 방식에서, Quasi-HD 구간 내에 포함된 각각의 슬롯이 고전력 전송 슬롯으로 선택될 확률은 모든 슬롯에 대해 동일하다. 이 때, 하나의 통신 장치의 고전력 전송 슬롯은 무작위 선택에 의해 다른 통신 장치에게도 고전력 전송 슬롯으로 할당될 수 있으므로, 하나의 통신 장치의 고전력 전송 슬롯 내에서 희망 신호 및 외부 간섭 신호의 제어가 불가능할 수 있다.
무작위 선택 방식에서는, 각 슬롯에서 자기 간섭 제거 후 남은 신호에 대한 에너지 검출(energy detection)을 통해 희망 신호를 피하도록 자기 간섭 채널 추정을 위한 슬롯이 결정될 수 있다. 이를 통해, 무작위 선택 방식에 기초하여 우수한 자기 간섭 채널 추정 성능을 얻을 수 있다.
무작위 선택에 의한 다중 슬롯 패턴 할당 방식의 quasi-HD 구간 패턴 결정 절차는 아래와 같을 수 있다.
1) Quasi-HD 구간을 N개의 슬롯으로 분할한다.
2) 네트워크 내의 간섭 크기를 고려하여 quasi-HD 구간의 밀도(density), 즉 quasi-HD 구간 내에서 고전력으로 신호를 전송할 슬롯의 수를 결정한다.
3) 결정된 quasi-HD 구간의 밀도에 기초하여, quasi-HD 구간 내에서 M개의 슬롯을 무작위로 선택하여 전송 슬롯 패턴을 결정한다. (M ≤ N)
4) 결정된 전송 슬롯 패턴을 네트워크 내의 통신 장치들에게 할당한다.
도. 18은, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 결정론적 방식에 따른, 복수의 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
Quasi-HD 구간 내에서 고전력 전송 슬롯 위치를 결정하는 또 다른 방식으로 사전에 결정된 패턴에 기반한 결정론적 방식이 이용될 수 있다. 결정론적 방식의 일 예시로, 연속된 n개의 슬롯을 전송 슬롯 패턴으로 결정하는 방식이 이용될 수 있으며, 이때의 프레임 구조 예시는 도. 17과 같다.
도. 18에 도시된 연속된 n개의 슬롯을 전송 슬롯 패턴으로 결정하는 다중 슬롯 할당 방식의 경우, 어떠한 경우에도 고전력 전송 슬롯으로 결정된 슬롯 중 최소 하나의 슬롯에서 희망 신호가 수신되지 않을 수 있다. 연속된 n개의 슬롯을 전송 슬롯 패턴으로 결정하는 결정론적 다중 슬롯 패턴 할당 방식의 quasi-HD 구간 패턴 결정 절차는 아래와 같을 수 있다.
1) Quasi-HD 구간을 N개의 슬롯으로 분할한다.
2) 네트워크 내의 간섭 크기를 고려하여 quasi-HD 구간의 밀도, 즉 quasi-HD 구간 내에서 고전력으로 신호를 전송할 슬롯의 수를 결정한다.
3) 결정된 quasi-HD 구간의 밀도에 기초하여, M개의 연속된 슬롯을 선택하여 전송 슬롯 패턴을 결정한다. 이 때, 하나의 전송 슬롯 패턴은 다른 전송 슬롯 패턴의 순환 이동일 수 있으며, 사용될 수 있는 전송 슬롯 패턴은 N개이다.
4) 결정된 전송 슬롯 패턴을 최대 N개의 통신 장치에게 할당한다. 이 때, 하나의 전송 슬롯 패턴은 한 개의 통신 장치에게만 할당될 수 있으며, 서로 다른 두 통신 장치의 전송 슬롯 패턴은 항상 다를 수 있다.
도. 19는, 본 개시의 일 실시예에 따른 다중 FD 링크 환경에서 차이 집합(difference set)을 활용하여 결정된, 복수의 통신 장치의 전송 프레임 구조의 예시를 도시한 도면이다.
다른 다중 슬롯 패턴 할당 방식으로, 차이 집합(difference set)을 활용하여 결정된 다중 슬롯 패턴이 통신 장치에게 할당될 수 있다. 차이 집합은 순환군에 속한 집합이며, 차이 집합에 포함된 시퀀스의 길이 v, 시퀀스에 포함된 0이 아닌 원소의 개수 k를 파라미터로 가진다.
또한, 하나의 차이 집합에 포함된 서로 다른 두 시퀀스를 무작위로 선택하여 시퀀스 내 원소 단위 (element-wise)로 곱하였을 때 0이 아닌 원소의 개수를 λ로 정의할 수 있다. 일반적으로 알려져 있는 difference set의 종류로 (v, k, λ)=(7, 3, 1), (7, 4, 2), (11, 5, 2) 등이 있다.
도. 19는, 3개의 통신 장치가 존재하는 환경에서 difference set = (7, 4, 2) 기반의 quasi-HD 구간 다중 슬롯 위치를 결정하는 패턴의 예시를 도시한다. 각 통신 장치의 고전력 전송 슬롯에 1을 할당하고, 저전력 슬롯에 0을 할당하여, 슬롯 패턴 간 원소 단위 곱을 적용하였을 때 0이 아닌 원소의 개수는 항상 λ=2이다.
도. 19의 환경에서 제1 통신 장치의 희망 신호가 제2 통신 장치에서 전송되는 신호인 경우를 상술하면 다음과 같다. 제1 통신 장치의 quasi-HD 구간 중 고전력으로 신호를 전송하는 0, 3, 5, 6번 슬롯에 대하여, 제2 통신 장치 2가 0, 6번 슬롯에서 고전력으로 희망 신호를 전송하므로, 0, 6번 슬롯은 제1 통신 장치의 자기 간섭 채널 추정을 위한 슬롯 후보에서 제외될 수 있다. 반면, 3, 5번 슬롯에 대하여 제2 통신 장치 2는 저전력으로 제1 통신 장치에게 희망 신호를 전송하므로, 제1 통신 장치는 3번과 5번 슬롯을 통해 자기 간섭 채널을 추정할 수 있다. 만일 보다 정교한 자기 간섭 채널 추정이 필요한 경우, 제3 통신 장치가 고전력으로 신호를 전송하는 5번 슬롯보다는 3번 슬롯에서 외부 간섭 신호의 전력이 더 낮을 수 있으므로, 제1 통신 장치는 3번 슬롯을 통해 자기 간섭 채널 추정을 할 수 있다.
전술한 차이 집합을 다중 슬롯 패턴 할당을 위해 사용할 경우, 통신 장치 별 고전력 신호 전송 슬롯에 대해 각 통신 장치의 희망 신호가 존재하지 않는 전송 슬롯의 수가 한 개 이상일 수 있으므로 통신 장치의 자기 간섭 채널 추정을 위한 슬롯의 선택 폭이 넓어질 수 있다.
차이 집합 기반 결정론적 다중 슬롯 패턴 할당 방식의 quasi-HD 구간 패턴 결정 절차는 아래와 같을 수 있다.
1) Quasi-HD 구간을 N개의 슬롯으로 분할한다.
2) 네트워크 내의 간섭 크기를 고려하여 차이 집합의 파라미터를 결정한다.
3) 결정된 차이 집합을 활용해 전송 슬롯 패턴을 결정한다. 이 때, 하나의 전송 슬롯 패턴은 다른 전송 슬롯 패턴의 순환 이동일 수 있으며, 사용될 수 있는 전송 슬롯 패턴은 N개이다.
4) 결정된 전송 슬롯 패턴을 최대 N개의 통신 장치에게 할당한다. 이 때, 하나의 전송 슬롯 패턴은 한 개의 통신 장치에게만 할당되며, 서로 다른 두 통신 장치의 전송 슬롯 패턴은 항상 다를 수 있다.
다중 FD 링크 환경(다중 통신 장치 환경)에서의 자기 간섭 채널 추정은, 랜덤(random) 다중 슬롯 할당 또는 결정론적 다중 슬롯 할당을 통해 통신 장치들의 전송 패턴이 미리 결정된 상태에서 진행될 수 있다.
통신 장치는 quasi-HD 구간의 각 슬롯 별로 채널 추정 및 자기 간섭 제거를 통해 각 슬롯의 희망 신호를 포함한 외부 신호 전력을 계산할 수 있다. 통신 장치는 quasi-HD 구간에 포함된 슬롯 중 외부 신호 전력이 상대적으로 높은 슬롯에 희망 신호가 있다고 판단하고, 해당 슬롯을 자기 간섭 채널 추정을 위한 슬롯 후보에서 제외할 수 있다. 통신 장치는, quasi-HD 구간 내에서 희망 신호가 있다고 판단된 슬롯을 제외한 나머지 슬롯을 자기 간섭 채널 추정을 위한 슬롯으로 결정할 수 있다.
보다 정교한 자기 간섭 제거 성능이 요구되는 경우, 통신 장치는 희망 신호가 있다고 판단된 슬롯 이외에 quasi-HD 구간 내에서 외부 간섭 신호의 전력이 상대적으로 높은 슬롯들을 추가로 제외한 슬롯들에서 자기 간섭 채널 추정을 하여, 더 정교한 자기 간섭 채널 추정 성능을 획득할 수 있다. 통신 장치는 quasi-HD 구간 내에서 자기 간섭 채널 추정을 위한 슬롯으로 선택된 전송 슬롯에서 자기 간섭 채널을 추정하고, 추정된 채널 정보를 저장할 수 있다.
도. 20은 본 개시의 일부 실시예에 따른 통신 장치의 세부 구조를 도시한다.
도. 20에 도시되는 바와 같이, 본 개시의 통신 장치는 프로세서(2001), 송수신부(2002), 메모리(2003)를 포함할 수 있다. 다만 통신 장치의 구성 요소가 전술한 예에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, 통신 장치는 전술한 구성 요소보다 더 많은 구성 요소를 포함하거나 더 적은 구성 요소를 포함할 수 있다. 뿐만 아니라, 프로세서(2001), 송수신부(2002) 및 메모리(2003)이 하나의 칩(Chip) 형태로 구현될 수도 있다.
프로세서(2001)는 상술한 본 개시의 실시 예에 따라 통신 장치가 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들면, 본 개시의 실시 예에 따르는 Full duplex 통신 시스템에서 자기 간섭 신호를 제거하는 방법을 수행하도록 통신 장치의 구성 요소들을 제어할 수 있다.
예를 들면, 도. 20의 통신 장치를 제1 통신 장치라고 할 때, 제1 통신 장치의 프로세서(2001)는 제1 프레임(송수신 프레임) 내의 제1 구간(제2 통신 장치의 저전력 전송 구간)에서 제2 통신 장치로부터 소정의 값(제1 임계 값)보다 크기가 작은 신호를 수신하고, 제1 구간에서, 제3 통신 장치로 제1 신호를 전송할 수 있다. 이 때, 제1 구간에서 제2 통신 장치가 신호를 전송하지 않는 경우, 제1 통신 장치는 제3 통신 장치로 제1 신호를 전송하기만 하고 제2 통신 장치로부터 신호를 수신하지 않을 수 있다. 프로세서(2001)는 제1 구간에서 수신하는 신호 및 제1 구간에서 전송한 제1 신호를 기초로, 자기 간섭 신호가 전송되는 자기 간섭 채널을 추정할 수 있다. 이 때 자기 간섭 신호는, 제1 통신 장치에서 전송되어 자기 간섭 채널을 통해 통신 장치에서 수신되는 신호일 수 있다.
제1 통신 장치는 동일대역 전이중(in-band full duplex) 통신 장치(FD 통신 장치)일 수 있으며, 프로세서(2001)는 동일한 주파수 대역(제1 주파수 대역)에서, 동시에 제2 통신 장치로부터 신호를 수신하고 제3 통신 장치로 신호를 전송할 수 있다. 이 때, 제2 통신 장치로 전송하는 신호는, 제2 주파수 대역을 통해 전송되고, 제3 통신 장치로부터 수신되는 신호는, 제3 주파수 대역을 통해 수신될 수 있다. 단일 FD 링크 상황에서, 제3 통신 장치는 상기 제2 통신 장치를 포함할 수 있고, 제2 통신 장치로부터 수신되는 신호 및 제2 통신 장치로 전송하는 신호는, 제1 주파수 대역에서 동시에 송수신될 수 있다.
프로세서(2001)는, 제1 프레임 내의 제2 구간에서, 제2 통신 장치로 소정의 값보다 크기가 작은 신호를 전송할 수 있다. 이 때, 제1 구간은, 제2 통신 장치가 제1 통신 장치로 소정의 값(제1 임계 값)보다 작은 크기로 신호를 전송하도록 스케줄링 되는 구간이고, 제2 구간은, 제1 통신 장치가 제2 통신 장치로 소정의 값(제2 임계 값)보다 작은 크기로 신호를 전송하도록 스케줄링 되는 구간일 수 있다. 또한, 제1 구간 및 제2 구간을 포함하는 프레임은, 소정의 프레임마다 스케줄링 될 수 있다.
프로세서(2001)는, 제1 통신 장치의 스펙트럼 효율과 제2 통신 장치의 스펙트럼 효율에 기초하여, 상기 제1 구간의 길이 및 상기 제2 구간의 길이를 결정할 수 있다. 프로세서(2001)는, 제1 통신 장치의 스펙트럼 효율과 제2 통신 장치의 스펙트럼 효율의 합을, 제1 프레임의 길이에 대한 제1 구간의 길이의 비율 (
Figure pat00134
) 및 제1 프레임의 길이에 대한 제2 구간의 길이의 비율 (
Figure pat00135
)에 기초하여 계산할 수 있다. 프로세서(2001)는 제1 통신 장치의 스펙트럼 효율과 제2 통신 장치의 스펙트럼 효율의 합이 최대가 되도록, 제1 구간의 길이 및 제2 구간의 길이를 결정할 수 있다.
프로세서(2001)는, 제3 구간에서, 제2 통신 장치로부터 희망 신호(desired signal)를 수신하고, 제3 구간에서, 제3 통신 장치로 제2 신호를 전송하고, 제2 신호 및 추정된 자기 간섭 채널에 기초하여, 희망 신호를 포함하는 제3 구간에서 수신된 신호에서 자기 간섭 신호를 제거할 수 있다. 이를 통해, FD 링크 상에서 희망신호를 송수신하는 상황에서 추정된 자기 간섭 채널에 기초하여 자기 간섭 신호가 제거 될 수 있다.
송수신부(2002)는 단말과 신호를 송수신할 수 있다. 단말과 송수신하는 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 송수신부(2002)는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 다만, 이는 송수신부(1302)는 일 실시예일뿐이며, 송수신부(2002)의 구성요소가 RF 송신기 및 RF 수신기에 한정되는 것은 아니다. 또한, 송수신부(2002)는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 프로세서(2001)로 출력하고, 프로세서(2001)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 프로세서(2001)는 복수 개일 수 있으며, 프로세서(2001)는 메모리(2003)에 저장된 프로그램을 실행함으로써 전술한 본 개시의 Full duplex 통신 시스템에서 자기 간섭 신호를 제거하는 방법을 수행할 수 있다.
일부 실시예에 따르면, 메모리(2003)는 통신 장치의 동작에 필요한 프로그램 및 데이터를 저장할 수 있다. 또한, 메모리(2003)는 통신 장치가 송수신하는 신호에 포함된 제어 정보 또는 데이터를 저장할 수 있다. 메모리(2003)는 롬(ROM), 램(RAM), 하드디스크, CD-ROM 및 DVD 등과 같은 저장 매체 또는 저장 매체들의 조합으로 구성될 수 있다. 또한, 메모리(2003)는 복수 개일 수 있다. 일부 실시예에 따르면, 메모리(2003)는 전술한 본 개시의 실시예들인 Full duplex 통신 시스템에서 자기 간섭 신호를 제거하는 방법을 수행하기 위한 프로그램을 저장할 수 있다. 본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시예들에 따른 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 구현될(implemented) 수 있다.
소프트웨어로 구현하는 경우, 하나 이상의 프로그램(소프트웨어 모듈)을 저장하는 컴퓨터 판독 가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장되는 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치(device) 내의 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능하도록 구성된다(configured for execution). 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치로 하여금 본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들을 실행하게 하는 명령어(instructions)를 포함한다.
이러한 프로그램(소프트웨어 모듈, 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 (random access memory), 플래시(flash) 메모리를 포함하는 불휘발성(non-volatile) 메모리, 롬(ROM: Read Only Memory), 전기적 삭제가능 프로그램가능 롬(EEPROM: Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), 자기 디스크 저장 장치(magnetic disc storage device), 컴팩트 디스크 롬(CD-ROM: Compact Disc-ROM), 디지털 다목적 디스크(DVDs: Digital Versatile Discs) 또는 다른 형태의 광학 저장 장치, 마그네틱 카세트(magnetic cassette)에 저장될 수 있다. 또는, 이들의 일부 또는 전부의 조합으로 구성된 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 각각의 구성 메모리는 복수 개 포함될 수도 있다.
또한, 프로그램은 인터넷(Internet), 인트라넷(Intranet), LAN(Local Area Network), WLAN(Wide LAN), 또는 SAN(Storage Area Network)과 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합으로 구성된 통신 네트워크를 통하여 접근(access)할 수 있는 부착 가능한(attachable) 저장 장치(storage device)에 저장될 수 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통하여 본 개시의 실시예를 수행하는 장치에 접속할 수 있다. 또한, 통신 네트워크 상의 별도의 저장 장치가 본 개시의 실시예를 수행하는 장치에 접속할 수도 있다.
본 개시의 전술한 실시예들에 따를 때, FD 통신의 스케줄링을 통해 전송 프레임에 전송 신호 전력이 낮은(또는 0에 가까운) quasi-HD 구간을 추가하여 다중 통신 장치 FD 통신 중에도 자기 간섭 신호 제거를 정교하게 수행할 수 있다. 이를 통해, FD 통신이 구현된 모바일 환경, 차량 간 통신 환경 등 다중 통신 장치 환경에서 FD 네트워크의 전송 효율 및 신뢰도를 높일 수 있다.
상술한 본 개시의 구체적인 실시예들에서, 본 개시에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 개시가 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.
한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 개시의 실시예들은 본 개시의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 개시의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 개시의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 개시의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능하다는 것은 본 개시의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 또한 상기 각각의 실시 예는 필요에 따라 서로 조합되어 운용할 수 있다. 예를 들면, 본 개시의 일 실시예와 다른 일 실시예의 일부분들이 서로 조합되어 기지국과 단말이 운용될 수 있다. 또한, 본 개시의 실시예들은 다른 통신 시스템에서도 적용 가능하며, 실시예의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들 또한 실시 가능할 것이다.

Claims (20)

  1. 무선 통신 시스템에서, 자기 간섭 신호를 제거하기 위한 제1 통신 장치의 동작 방법은,
    제1 프레임 내의 제1 구간에서 제2 통신 장치로부터 제1 임계 값보다 크기가 작은 신호를 수신하는 단계;
    상기 제1 구간에서, 제3 통신 장치로 제1 신호를 전송하는 단계; 및
    상기 제1 구간에서 수신하는 신호 및 상기 제1 구간에서 전송한 상기 제1 신호를 기초로, 자기 간섭 신호가 전송되는 자기 간섭 채널을 추정하는 단계를 포함하고,
    상기 자기 간섭 신호는, 상기 제1 통신 장치에서 전송되어 상기 자기 간섭 채널을 통해 상기 제1 통신 장치에서 수신되는 신호인, 방법.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 통신 장치는 동일대역 전이중(in-band full duplex) 통신 장치인, 방법.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 제3 통신 장치는 상기 제2 통신 장치를 포함하고,
    상기 제2 통신 장치로부터 수신되는 신호 및 상기 제2 통신 장치로 전송하는 신호는, 상기 제1 주파수 대역에서 동시에 송수신되는, 방법.
  4. 제3 항에 있어서,
    상기 제1 프레임 내의 제2 구간에서, 상기 제2 통신 장치로 제2 임계 값 보다 크기가 작은 신호를 전송하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  5. 제4 항에 있어서,
    상기 제1 구간은, 상기 제2 통신 장치가 상기 제1 통신 장치로 상기 제1 임계 값 보다 작은 크기로 신호를 전송하도록 스케줄링 되는 구간이고,
    상기 제2 구간은, 상기 제1 통신 장치가 상기 제2 통신 장치로 상기 제2 임계 값 보다 작은 크기로 신호를 전송하도록 스케줄링 되는 구간인, 방법.
  6. 제5 항에 있어서,
    상기 제1 구간 및 상기 제2 구간을 포함하는 프레임은, 소정의 프레임마다 스케줄링 되는, 방법.
  7. 제4 항에 있어서,
    상기 제1 통신 장치의 스펙트럼 효율과 상기 제2 통신 장치의 스펙트럼 효율에 기초하여, 상기 제1 구간의 길이 및 상기 제2 구간의 길이를 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  8. 제7 항에 있어서, 상기 제1 구간의 길이 및 상기 제2 구간의 길이를 결정하는 단계는,
    상기 제1 통신 장치의 스펙트럼 효율과 상기 제2 통신 장치의 스펙트럼 효율의 합을, 상기 제1 프레임의 길이에 대한 상기 제1 구간의 길이의 비율 (α1) 및 상기 제1 프레임의 길이에 대한 상기 제2 구간의 길이의 비율 (α2)에 기초하여 계산하는 단계; 및
    상기 제1 통신 장치의 스펙트럼 효율과 상기 제2 통신 장치의 스펙트럼 효율의 합이 최대가 되도록, 상기 제1 구간의 길이 및 상기 제2 구간의 길이를 결정하는 단계를 포함하는, 방법.
  9. 제1 항에 있어서,
    상기 제2 통신 장치로 전송하는 신호는, 제2 주파수 대역을 통해 전송되고,
    상기 제3 통신 장치로부터 수신되는 신호는, 제3 주파수 대역을 통해 수신되는, 방법.
  10. 제1 항에 있어서,
    제3 구간에서, 상기 제2 통신 장치로부터 희망 신호(desired signal)를 수신하는 단계;
    상기 제3 구간에서, 상기 제3 통신 장치로 제2 신호를 전송하는 단계; 및
    상기 제2 신호 및 상기 추정된 자기 간섭 채널에 기초하여, 상기 희망 신호를 포함하는 상기 제3 구간에서 수신된 신호에서 상기 자기 간섭 신호를 제거하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  11. 무선 통신 시스템에서, 자기 간섭 신호를 제거하기 위한 제1 통신 장치는,
    송수신부;
    메모리; 및
    적어도 하나의 프로세서를 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는,
    제1 프레임 내의 제1 구간에서 제2 통신 장치로부터 제1 임계값 보다 크기가 작은 신호를 수신하고,
    상기 제1 구간에서, 제3 통신 장치로 제1 신호를 전송하고,
    상기 제1 구간에서 수신하는 신호 및 상기 제1 구간에서 전송한 상기 제1 신호를 기초로, 자기 간섭 신호가 전송되는 자기 간섭 채널을 추정하고,
    상기 자기 간섭 신호는, 상기 제1 통신 장치에서 전송되어 상기 자기 간섭 채널을 통해 상기 제1 통신 장치에서 수신되는 신호인, 제1 통신 장치.
  12. 제11 항에 있어서,
    상기 제1 통신 장치는 동일대역 전이중(in-band full duplex) 통신 장치인, 방법.
    상기 제1 통신 장치는 제1 주파수 대역에서, 동시에 상기 제2 통신 장치로부터 신호를 수신하고 상기 제3 통신 장치로 신호를 전송하는, 제1 통신 장치.
  13. 제12 항에 있어서,
    상기 제3 통신 장치는 상기 제2 통신 장치를 포함하고,
    상기 제2 통신 장치로부터 수신되는 신호 및 상기 제2 통신 장치로 전송하는 신호는, 상기 제1 주파수 대역에서 동시에 송수신되는, 제1 통신 장치.
  14. 제13 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는,
    상기 제1 프레임 내의 제2 구간에서, 상기 제2 통신 장치로 제2 임계 값보다 크기가 작은 신호를 전송하는, 제1 통신 장치.
  15. 제14 항에 있어서,
    상기 제1 구간은, 상기 제2 통신 장치가 상기 제1 통신 장치로 상기 제1 임계 값보다 작은 크기로 신호를 전송하도록 스케줄링 되는 구간이고,
    상기 제2 구간은, 상기 제1 통신 장치가 상기 제2 통신 장치로 상기 제2 임계 값보다 작은 크기로 신호를 전송하도록 스케줄링 되는 구간인, 제1 통신 장치.
  16. 제15 항에 있어서,
    상기 제1 구간 및 상기 제2 구간을 포함하는 프레임은, 소정의 프레임마다 스케줄링 되는, 제1 통신 장치.
  17. 제14 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는,
    상기 제1 통신 장치의 스펙트럼 효율과 상기 제2 통신 장치의 스펙트럼 효율에 기초하여, 상기 제1 구간의 길이 및 상기 제2 구간의 길이를 결정하는, 제1 통신 장치.
  18. 제17 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는,
    상기 제1 통신 장치의 스펙트럼 효율과 상기 제2 통신 장치의 스펙트럼 효율의 합을, 상기 제1 프레임의 길이에 대한 상기 제1 구간의 길이의 비율 (α1) 및 상기 제1 프레임의 길이에 대한 상기 제2 구간의 길이의 비율 (α2)에 기초하여 계산하고,
    상기 제1 통신 장치의 스펙트럼 효율과 상기 제2 통신 장치의 스펙트럼 효율의 합이 최대가 되도록, 상기 제1 구간의 길이 및 상기 제2 구간의 길이를 결정하는, 제1 통신 장치.
  19. 제11 항에 있어서,
    상기 제2 통신 장치로 전송하는 신호는, 제2 주파수 대역을 통해 전송되고,
    상기 제3 통신 장치로부터 수신되는 신호는, 제3 주파수 대역을 통해 수신되는, 제1 통신 장치.
  20. 제11 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는,
    제3 구간에서, 상기 제2 통신 장치로부터 희망 신호(desired signal)를 수신하고,
    상기 제3 구간에서, 상기 제3 통신 장치로 제2 신호를 전송하고,
    상기 제2 신호 및 상기 추정된 자기 간섭 채널에 기초하여, 상기 희망 신호를 포함하는 상기 제3 구간에서 수신된 신호에서 상기 자기 간섭 신호를 제거하는, 제1 통신 장치.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022225336A1 (en) * 2021-04-23 2022-10-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and device for self-interference cancellation in wireless communication system
US12082232B2 (en) 2020-11-12 2024-09-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for scheduling transmission resource for full-duplex wireless communication system

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016145238A1 (en) * 2015-03-10 2016-09-15 Elemental Machines, Inc. Method and apparatus for environmental sensing
US20220110068A1 (en) * 2020-10-06 2022-04-07 Qualcomm Incorporated Power control in full duplex systems based on pl-rs for self-interference measurement
US20230254101A1 (en) * 2022-01-20 2023-08-10 Qualcomm Incorporated Automatic gain control (agc) symbol indication
TWI817733B (zh) * 2022-09-22 2023-10-01 中華電信股份有限公司 帶內全雙工通信自干擾估計系統及方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20170033916A1 (en) * 2015-07-30 2017-02-02 Futurewei Technologies, Inc. Multi-user, full duplex in-band communication in wireless networks
US20170163404A1 (en) * 2014-08-26 2017-06-08 Huawei Technologies Co., Ltd. Wireless communication method, device, and system

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10020867B2 (en) 2013-10-22 2018-07-10 Lg Electronics Inc. Interference management for mobile relay in full-duplex radio communication system
KR102310974B1 (ko) * 2015-07-08 2021-10-12 삼성전자주식회사 전이중 통신 시스템에서 자기 간섭 제거 방법 및 장치
KR20170061087A (ko) 2015-11-24 2017-06-02 한국전자통신연구원 자기간섭제거 회로 및 이를 포함하는 동일대역 전이중 송수신기

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20170163404A1 (en) * 2014-08-26 2017-06-08 Huawei Technologies Co., Ltd. Wireless communication method, device, and system
US20170033916A1 (en) * 2015-07-30 2017-02-02 Futurewei Technologies, Inc. Multi-user, full duplex in-band communication in wireless networks

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US12082232B2 (en) 2020-11-12 2024-09-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for scheduling transmission resource for full-duplex wireless communication system
WO2022225336A1 (en) * 2021-04-23 2022-10-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and device for self-interference cancellation in wireless communication system

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