KR20190143604A - Bidirectional dc-dc converter - Google Patents

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KR20190143604A
KR20190143604A KR1020180071231A KR20180071231A KR20190143604A KR 20190143604 A KR20190143604 A KR 20190143604A KR 1020180071231 A KR1020180071231 A KR 1020180071231A KR 20180071231 A KR20180071231 A KR 20180071231A KR 20190143604 A KR20190143604 A KR 20190143604A
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Abstract

The present invention relates to a bidirectional DC-DC converter, capable of using a high switching frequency, which comprises: a first leg (310) having first and second switches connected in series; a second leg (320) having third and fourth switches connected in series; a first snubber capacitor; a second snubber capacitor; and a magnetically coupled inductor.

Description

양방향 직류-직류 컨버터{BIDIRECTIONAL DC-DC CONVERTER}Bidirectional DC-DC Converters {BIDIRECTIONAL DC-DC CONVERTER}

본 발명은 에너지 저장 시스템에 적용되는 양방향 직류-직류 컨버터(DC-DC convert)의 설계 기술에 관한 것으로, 특히 에너지 소스단과 배터리 셀 간에 에너지 교환 동작을 할 때, 에너지 밀도를 높이는 고주파 스위칭영역에서 발생하는 스위치와 인덕터의 손실을 줄일 수 있도록 한 양방향 직류-직류 컨버터에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a design technique of a bidirectional DC-DC converter applied to an energy storage system. In particular, the present invention relates to a high frequency switching region that increases energy density when an energy exchange operation between an energy source stage and a battery cell is performed. The present invention relates to a bidirectional DC-DC converter to reduce the loss of a switch and an inductor.

에너지 저장 시스템(ESS: Energy Stroge System)의 전체적인 구성은 전력 변환 장치인 PCS(Power Conversion System), 배터리 관리 시스템인 BMS(Battery Management System) 및 ESS를 제어하는 시스템인 EMS(Energy Management System)을 포함한다. PCS는 다양한 에너지원(Energy Source)으로부터 공급되는 전원을 상용의 교류전원(AC)으로 변환하거나 배터리 셀(Battery Cell)에 저장하는데 적당하도록 변환해 주는 장치이다. 여기서, DC 링크(Link) 단과 배터리 셀 간에 양방향으로 에너지 변환이 필요하게 되는데, 이 역할을 하는 전력 변환 장치를 양방향 직류-직류 컨버터라고 한다. The overall configuration of the Energy Stroge System (ESS) includes the Power Conversion System (PCS), a power conversion unit, the Battery Management System (BMS), and the Energy Management System (EMS), a system that controls the ESS. do. PCS is a device that converts power supplied from various energy sources into commercial AC power or suitable for storage in a battery cell. Here, the DC link stage and the battery cell Energy conversion is needed in both directions, and the power converter that plays this role is called a bidirectional DC-DC converter.

DC 링크단과 배터리 셀 간에 설치되는 양방향 직류-직류 컨버터의 효율을 향상시키면 양방향 직류-직류 컨버터에 사용되는 소자들의 크기를 줄일 수 있게 되므로 양방향 직류-직류 컨버터의 가격 경쟁력을 확보할 수 있다. 게다가, 소프트 스위칭을 통해 높은 효율 뿐아니라 EMI/EMC 노이즈 대책에도 유리하다. Improving the efficiency of the bidirectional DC-DC converter installed between the DC link stage and the battery cell can reduce the size of elements used in the bidirectional DC-DC converter, thereby securing the price competitiveness of the bidirectional DC-DC converter. In addition, soft switching is beneficial not only for high efficiency but also for EMI / EMC noise countermeasures.

일반적으로, 직류-직류 컨버터의 소자들을 좀 더 작은 소자로 사용하고자 하는 경우 직류-직류 컨버터의 스위칭 주파수를 높여주게 되는데, 이에 비례하여 스위치 손실이 크게 발생되는 문제점이 있다. 하지만, 직류-직류 컨버터의 스위칭 방식으로써, 소프트 스위칭의 일종인 ZVS(Zero Voltage Switching) 스위칭 방식을 채택하면 스위치 손실을 유발하지 않고 직류-직류 컨버터의 스위칭 주파수를 높일 수 있다. In general, when using elements of the DC-DC converter as a smaller device to increase the switching frequency of the DC-DC converter, there is a problem that a large switch loss occurs in proportion to this. However, when switching the DC-DC converter, the Zero Voltage Switching (ZVS) switching method, which is a kind of soft switching, can increase the switching frequency of the DC-DC converter without causing a switch loss.

도 1은 종래 기술에 의한 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도로서 이에 도시한 바와 같이 양방향 직류-직류 컨버터(100)는, 에너지원(Energy Source)으로부터 공급되는 전원인 디씨링크단전원(VL)에 병렬로 연결된 제1레그(110), 배터리 셀 모듈의 전원인 배터리전원(VH)에 병렬로 연결된 제2레그(120), 상기 제1레그(110)의 제1중간노드(N1)와 상기 제2레그(120)의 제2중간노드(N2)의 사이에 연결된 인덕터(L)를 포함한다. 여기서, 상기 제1레그(110)는 직렬 연결된 스위치(SW1,SW2)이고, 상기 제2레그(120)는 직렬 연결된 스위치(SW3,SW4)이다.1 is bi-directional direct current according to the prior art bi-directional direct current as shown in this illustrated a circuit diagram of a DC converter to DC converter 100, an energy source (Energy Source) power the DC link stage power source (V L) supplied from a The first leg 110 connected in parallel, the second leg 120 connected in parallel to the battery power (V H ) that is the power source of the battery cell module, the first intermediate node (N1) of the first leg 110 and the It includes an inductor (L) connected between the second intermediate node (N2) of the second leg (120). Here, the first leg 110 is a switch (SW1, SW2) connected in series, the second leg 120 is a switch (SW3, SW4) connected in series.

도 1을 참조하면, 제1레그(110)의 스위치(SW1,SW2)와 제2레그(120)의 스위치(SW3,SW4)가 상보적으로 스위칭 동작하여, 충전모드(Buck Mode)에서 디씨링크단전원(VL)이 인덕터(L)를 통해 배터리전원(VH)에 공급되거나, 방전모드(Boost Mode)에서 배터리전원(VH)이 인덕터(L)를 통해 디씨링크단전원(VL)에 공급된다. Referring to FIG. 1, the switches SW1 and SW2 of the first leg 110 and the switches SW3 and SW4 of the second leg 120 complementarily switch to operate the DC link in the charge mode. stage power source (V L) through the inductor (L), or supplied to the battery power source (V H), the discharge mode (Boost mode) battery power source (V H) through the inductor (L), DC link stage power source in the (V L Is supplied.

그런데, 이와 같은 종래 기술에 의한 양방향 직류-직류 컨버터는 고주파 동작에서 턴오프 손실(Turn off loss)과 코어 손실(Core loss)이 커서 효율이 저하되는 문제점이 있다. 이에 따라, 스위칭 주파수를 증가시켜 소자들의 사이즈를 줄이는데 어려움이 있고, 방열에 대한 대책이 추가적으로 요구되는 문제점이 있다. However, such a bidirectional DC-DC converter according to the related art has a problem in that efficiency is lowered due to large turn off loss and core loss in high frequency operation. Accordingly, it is difficult to reduce the size of the device by increasing the switching frequency, there is a problem that additional measures for heat dissipation are required.

도 2는 종래 기술에 의한 또 다른 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도로서 이에 도시한 바와 같이 양방향 직류-직류 컨버터(200)는, 직렬 연결된 스위치(SW1, SW2),(SW3,SW4)로 각기 이루어져 병렬 연결된 제1레그(210) 및 제2레그(220), 디씨링크단전원(VL)의 정극성 단자와 상기 제1레그(110)의 제1중간노드(N1)의 사이에 연결된 제1인덕터(L1) 및 배터리전원(VH)의 정극성 단자와 상기 제2레그(210)의 제2중간노드(N2)의 사이에 연결된 제2인덕터(L2)를 포함한다. FIG. 2 is a circuit diagram of another bidirectional DC-DC converter according to the prior art, and the bidirectional DC-DC converter 200, as shown in FIG. First inductor connected between the first leg 210 and the second leg 220, the positive terminal of the DC link terminal power supply (V L ) and the first intermediate node (N1) of the first leg (110) And a second inductor L2 connected between the first terminal L2 and the positive terminal of the battery power source V H and the second intermediate node N2 of the second leg 210.

도 2를 참조하면, 제1레그(210)의 스위치(SW1,SW2)와 제2레그(220)의 스위치(SW3, SW4)가 상보적으로 스위칭 동작하여, 충전모드(Buck Mode)에서 디씨링크단전원(VL)이 제1인덕터(L1)를 통해 배터리전원(VH)에 공급되거나, 방전모드(Boost Mode)에서 배터리전원(VH)이 제2인덕터(L2)를 통해 디씨링크단전원(VL)에 공급된다. 이때, 제1,2레그(210),(220)에 병렬로 연결된 커패시터(Clink)와 제1,2인덕터(L1),(L2)로 인하여 입출력단의 필터 용량이 줄어들고, 양방향 직류-직류 컨버터(200)의 구조와 제어과정이 간단해 진다.Referring to FIG. 2, the switches SW1 and SW2 of the first leg 210 and the switches SW3 and SW4 of the second leg 220 complementarily switch to operate the DC link in the charge mode. stage power source (V L) a first inductor (L1) supplied to the battery power source (V H), or through, the discharge mode (Boost mode) battery power source (V H) the first through the second inductor (L2), DC link stage in the It is supplied to the power supply V L. At this time, due to the capacitor C link and the first and second inductors L1 and L2 connected in parallel to the first and second legs 210 and 220, the filter capacity of the input and output terminals is reduced, and the bidirectional DC-DC The structure and control process of the converter 200 is simplified.

그런데, 이와 같은 또 다른 종래 기술에 의한 양방향 직류-직류 컨버터는 디씨링크단전원이나 배터리전원의 전달 과정에서 추가적으로 소자를 사용하게 되므로, 양방향 직류-직류 컨버터 비용과 사이즈가 증가되는 문제점이 있고, 코어 손실량이 기본적인 구조를 갖는 양방향 직류-직류 컨버터에 비하여 증가되는 문제점이 있다.However, the bidirectional DC-DC converter according to another prior art as described above uses an additional element in the process of transferring DC link stage power or battery power, thereby increasing the cost and size of the bidirectional DC-DC converter. There is a problem that the amount of loss is increased compared to the bidirectional DC-DC converter having a basic structure.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 양방향 직류-직류 컨버터에서, 자기결합인덕터를 이용하여 코어의 자속(magnetic flux)을 저감시키고 누설 인덕터의 전류와 스너버 커패시터(Snubber Capacitor)를 이용하여 스위치에 대한 소프트 스위칭을 구현하여, 높은 스위칭 주파수를 사용할 수 있도록 하는데 있다.The problem to be solved by the present invention is to reduce the magnetic flux of the core by using a magnetic coupling inductor in the bidirectional DC-DC converter, and to use the current of the leakage inductor and the Snubber Capacitor to soften the switch. By implementing switching, it is possible to use a high switching frequency.

상기 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 실시예에 따른 양방향 직류-직류 컨버터는, 직렬 연결된 제1,2스위치를 구비하여 디씨링크단전원인 입력전원에 병렬로 연결된 제1레그; 직렬 연결된 제3,4스위치를 구비하여 배터리 셀 모듈의 전원인 출력전원에 병렬로 연결된 제2레그; 상기 제1레그의 중간노드와 상기 입력전원의 부극성 단자의 사이에 연결된 제1스너버 커패시터; 상기 제2레그의 중간노드와 상기 입력전원의 부극성 단자의 사이에 연결된 제2스너버 커패시터; 및 상기 제1레그의 중간노드와 상기 제2레그의 중간노드의 사이에 연결된 자기결합 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 한다.According to an aspect of the present invention, there is provided a bidirectional DC-DC converter, including: a first leg having first and second switches connected in series and connected in parallel to an input power source of a DC link stage power source; A second leg having third and fourth switches connected in series and connected in parallel to an output power source of a battery cell module; A first snubber capacitor connected between the intermediate node of the first leg and the negative terminal of the input power source; A second snubber capacitor connected between the intermediate node of the second leg and the negative terminal of the input power source; And a magnetic coupling inductor connected between the intermediate node of the first leg and the intermediate node of the second leg.

본 발명은 양방향 직류-직류 컨버터에서, 자기결합인덕터를 이용하여 코어의 자속(magnetic flux)을 저감시키고 누설 인덕터의 전류와 스너버 커패시터(Snubber Capacitor)를 이용하여 스위치에 대한 소프트 스위칭을 구현 함으로써, 높은 스위칭 주파수를 사용할 수 있는 효과가 있다.In the bidirectional DC-DC converter, the magnetic flux of the core is reduced by using a magnetic coupling inductor, and the soft switching of the switch is realized by using a leakage inductor and a snubber capacitor. There is an effect that high switching frequency can be used.

이에 따라, 양방향 직류-직류 컨버터 비용과 사이즈가 줄어들고, 코어 손실량이 기본적인 구조를 갖는 양방향 직류-직류 컨버터에 비하여 저감되는 효과가 있다.Accordingly, the cost and size of the bidirectional DC-DC converter are reduced, and the core loss amount is reduced as compared with the bidirectional DC-DC converter having a basic structure.

도 1은 종래 기술에 의한 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도.
도 2는 종래 기술에 의한 또 다른 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도.
도 3은 본 발명에 의한 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도.
도 4는 양방향 직류-직류 컨버터가 부스트 컨버터 모드로 동작할 때 각부의 파형도.
도 5는 양방향 직류-직류 컨버터가 부스트 컨버터 모드로 동작할 때 각 모드별 소자들의 동작 상태를 나타낸 회로도.
도 6은 양방향 직류-직류 컨버터가 벅 컨버터 모드로 동작할 때 각부의 파형도.
도 7은 양방향 직류-직류 컨버터가 벅 컨버터 모드로 동작할 때 각 모드별 소자들의 동작 상태를 나타낸 회로도.1 is a circuit diagram of a bidirectional DC-DC converter according to the prior art.
2 is a circuit diagram of another bidirectional DC-DC converter according to the prior art.
3 is a circuit diagram of a bidirectional DC-DC converter according to the present invention.
4 is a waveform diagram of each part when the bidirectional DC-DC converter operates in the boost converter mode.
FIG. 5 is a circuit diagram illustrating an operation state of elements in each mode when the bidirectional DC-DC converter operates in the boost converter mode. FIG.
6 is a waveform diagram of each part when the bidirectional DC-DC converter operates in the buck converter mode.
FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an operation state of elements in each mode when the bidirectional DC-DC converter operates in a buck converter mode. FIG.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 3은 본 발명에 의한 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도로서 이에 도시한 바와 같이 양방향 직류-직류 컨버터(300)는, 직렬 연결된 스위치(SW1,SW2)를 구비하여 에너지원(Energy Source)으로부터 공급되는 디씨링크단전원인 입력전원(VL)에 병렬로 연결된 제1레그(310); 직렬 연결된 스위치(SW3,SW4)를 구비하여 배터리 셀 모듈의 전원인 출력전원(

Figure pat00001
)에 병렬로 연결된 제2레그(320); 상기 제1레그(310)의 중간노드(N1)와 상기 입력전원(
Figure pat00002
)의 부극성 단자의 사이에 연결된 제1스너버 커패시터(
Figure pat00003
); 상기 제2레그(320)의 중간노드(N2)와 상기 입력전원(
Figure pat00004
)의 부극성 단자의 사이에 연결된 제2스너버 커패시터(
Figure pat00005
); 상기 중간노드(N1),(N2)의 사이에 연결되며 누설 인덕터(Leakage inductor)(
Figure pat00006
)를 포함하는 자기결합 인덕터(
Figure pat00007
); 상기 입력전원(
Figure pat00008
)에 병렬로 연결된 디씨링크단 커패시터(
Figure pat00009
); 상기 출력전원(
Figure pat00010
)에 병렬 연결된 배터리전원단 커패시터(
Figure pat00011
)를 포함한다. 상기 스위치(SW1,SW2), (SW3,SW4)의 종류는 특별하게 한정되지 않으며, 여기서는 MOS 트랜지스터를 예로 하여 설명한다.3 is a circuit diagram of a bidirectional DC-DC converter according to the present invention. As shown in FIG. 2, the bidirectional DC-DC converter 300 includes switches SW1 and SW2 connected in series to be supplied from an energy source. A first leg 310 connected in parallel to an input power source V L which is a DC link stage power source; It is provided with a series of switches (SW3, SW4) connected to the output power (power source of the battery cell module)
Figure pat00001
A second leg 320 connected in parallel; The intermediate node N1 of the first leg 310 and the input power source (
Figure pat00002
A first snubber capacitor connected between the negative terminals of
Figure pat00003
); The intermediate node N2 of the second leg 320 and the input power source (
Figure pat00004
A second snubber capacitor connected between the negative terminals of
Figure pat00005
); It is connected between the intermediate nodes (N1), (N2) and the leakage inductor (Leakage inductor) (
Figure pat00006
Magnetically coupled inductor including
Figure pat00007
); The input power (
Figure pat00008
DC-Link capacitors connected in parallel to
Figure pat00009
); The output power (
Figure pat00010
Battery-powered capacitors connected in parallel to
Figure pat00011
). The types of the switches SW1, SW2, and SW3, SW4 are not particularly limited, and MOS transistors are described here as an example.

양방향 직류-직류 컨버터(300)는 부스트 컨버터 모드(Boost Converter Mode)에서 출력전원(

Figure pat00012
)을 입력전원(
Figure pat00013
)의 방향으로 방전하고, 벅 컨버터 모드(Buck Converter Mode)에서는 입력전원(
Figure pat00014
)을 출력전원(
Figure pat00015
)의 방향으로 방전한다. The bidirectional DC-DC converter 300 outputs power in boost converter mode.
Figure pat00012
Input power (
Figure pat00013
In the direction of) and in the buck converter mode, the input power (
Figure pat00014
Output power (
Figure pat00015
Discharge in the direction of).

자기결합 인덕터(

Figure pat00016
)는 양방향 직류-직류 컨버터(300)의 각 스위치(SW1-SW4)의 ZVS(Zero Voltage Switching)을 위한 누설 인덕터(Leakage inductor)(
Figure pat00017
)를 포함한다. Magnetically coupled inductor
Figure pat00016
) Is a leakage inductor for zero voltage switching (ZVS) of each switch SW1-SW4 of the bidirectional DC-DC converter 300.
Figure pat00017
).

자기결합 인덕터(

Figure pat00018
)의 양단에 가해지는 전압은 시리즈 에이딩 컨피규레이션(Series aiding configuration)에 의해 0 V가 된다. 상기 누설 인덕터(
Figure pat00019
)의 인덕턴스는 자기결합 인덕터(
Figure pat00020
)의 권선 수와 1,2차 권선 사이의 갭(gab)에 비례하여 높아진다. 따라서, 상기 누설 인덕터(
Figure pat00021
)의 인덕턴스에 따라 스위치(SW1-SW4)를 통해 흐르는 전류량이 결정된다. Magnetically coupled inductor
Figure pat00018
The voltage across both ends is 0 V by the Series aiding configuration. The leakage inductor (
Figure pat00019
), The inductance of the magnetic coupling inductor (
Figure pat00020
) Increases in proportion to the number of turns and the gap (gab) between the primary and secondary windings. Thus, the leakage inductor (
Figure pat00021
The amount of current flowing through the switches SW1-SW4 is determined by the inductance of.

제1스너버 커패시터(

Figure pat00022
)는 스위치(SW2)가 턴오프될 때 전류가 흐르고, 제2스너버 커패시터(
Figure pat00023
)는 스위치(SW4)가 턴오프될 때 전류가 흐른다. 따라서, 양방향 직류-직류 컨버터(300)는 ZCS 턴오프 동작을 할 수 있다. First snubber capacitor
Figure pat00022
) Flows when the switch SW2 is turned off, and the second snubber capacitor (
Figure pat00023
The current flows when the switch SW4 is turned off. Thus, the bidirectional DC-DC converter 300 may perform a ZCS turn off operation.

제1레그(310)를 이루는 스위치(SW1,SW2)와 제2레그(320)를 이루는 스위치(SW3,SW4)는 입력전원(

Figure pat00024
)과 출력전원(
Figure pat00025
)에 상관없이 양방향으로 벅-부스트 동작을 통한 에너지 흐름을 제어할 수 있도록 스위칭 동작한다. 양방향 직류-직류 컨버터(300)는 대칭적인 회로 구조를 가지므로 상기 스위치(SW1-SW4)는 고주파 구동에 적합한 MOSFET(Metal Oxide Field Effect Transistor)의 전력 스위치가 사용될 수 있다. The switches SW1 and SW2 constituting the first leg 310 and the switches SW3 and SW4 constituting the second leg 320 are input power (
Figure pat00024
) And output power (
Figure pat00025
Switching operation to control energy flow through buck-boost operation in both directions. Since the bidirectional DC-DC converter 300 has a symmetric circuit structure, the switch SW1-SW4 may be a power switch of a MOSFET (Metal Oxide Field Effect Transistor) suitable for high frequency driving.

도 4는 양방향 직류-직류 컨버터(300)가 부스트 컨버터 모드로 동작할 때 각부의 파형도를 나타낸 것이고, 도 5는 양방향 직류-직류 컨버터(300)가 부스트 컨버터 모드로 동작할 때 각 모드별 소자들의 동작 상태를 나타낸 회로도이다. 도 4 및 도 5를 참조하여 양방향 직류-직류 컨버터(300)의 부스트 컨버터 모드의 동작을 설명하면 다음과 같다. 4 is a waveform diagram of each unit when the bidirectional DC-DC converter 300 operates in the boost converter mode, and FIG. 5 is a device for each mode when the bidirectional DC-DC converter 300 operates in the boost converter mode. This is a circuit diagram showing the operation state of these. The operation of the boost converter mode of the bidirectional DC-DC converter 300 will be described with reference to FIGS. 4 and 5 as follows.

도 5에서와 같이 부스트 컨버터 모드에서 스위치(SW1)는 항상 온 상태를 유지하고, 스위치(SW2)는 항상 오프 상태를 유지한다. 제1스너버 커패시터(

Figure pat00026
)는 입력전원(
Figure pat00027
)의 레벨을 유지한 채 동작하지 않는다.In the boost converter mode, as shown in FIG. 5, the switch SW1 is always on and the switch SW2 is always off. First snubber capacitor
Figure pat00026
) Is the input power (
Figure pat00027
Does not work while maintaining the level of).

제1모드(Mode 1)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제1모드(Mode 1)는 스위치(SW4)가 턴온되는 것에 의해 시작된다. 바로 이전의 제4모드(Mode 4)에서 스위치(SW4)의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르고 있었으므로 제1모드(Mode 1)에서도 계속해서 그 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르게 된다. 1:1로 자기 결합된 자기결합 인덕터(Lm)에 포함되는 두 개의 누설 인덕터(

Figure pat00028
)에는 서로 동일한 전류가 흐르지만 자기결합 인덕터(Lm)에는 전류가 흐르지 않는다. 도 4에서
Figure pat00029
는 누설 인덕터(
Figure pat00030
)의 1차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이고,
Figure pat00031
는 그 누설 인덕터(
Figure pat00032
)의 2차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이다. 스위치(SW4)는 제2스너버 커패시터(
Figure pat00033
)의 충전전압이 0인 상태에서 턴온되므로 ZVS(Zero Voltage Switching) 턴온 동작을 할 수 있게 된다. The operation of the first mode Mode 1 is described as follows. The first mode Mode 1 is started by the switch SW4 being turned on. Since the current was flowing through the body diode of the switch SW4 in the previous mode 4, the current continues to flow through the body diode in the first mode Mode 1 as well. Two leakage inductors included in a magnetically coupled inductor (L m )
Figure pat00028
The same current flows through), but no current flows through the magnetic coupling inductor (L m ). In Figure 4
Figure pat00029
Is the leakage inductor (
Figure pat00030
Represents the current flowing in the primary coil of
Figure pat00031
Is the leakage inductor (
Figure pat00032
) Shows the current flowing in the secondary coil. The switch SW4 is a second snubber capacitor (
Figure pat00033
) Is turned on while the charging voltage is 0 to enable Zero Voltage Switching (ZVS) turn-on operation.

제2모드(Mode 2)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제2모드(Mode 2)에서 스위치(SW4)가 턴오프된다. 이때, 스위치(SW4)가 턴오프 전류 중에서 대부분의 전류가 제2스너버 커패시터(

Figure pat00034
)에 충전되며, 이 충전 동작은 제2스너버 커패시터(
Figure pat00035
)의 충전전압의 레벨이 출력전원(
Figure pat00036
)의 레벨에 도달될 때 까지 계속된다. 이후, 상기 누설 인덕터(
Figure pat00037
)의 전류 기울기 방향이 바뀌게 된다.The operation of the second mode (Mode 2) will be described below. In the second mode Mode 2, the switch SW4 is turned off. At this time, the switch SW4 of the turn-off current, most of the current is the second snubber capacitor (
Figure pat00034
) And this charging operation is performed by the second snubber capacitor (
Figure pat00035
Of the charging voltage of the
Figure pat00036
Continue until level is reached. Afterwards, the leakage inductor (
Figure pat00037
) Will change the direction of the current slope.

제3모드(Mode 3)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제3모드(Mode 3)는 스위치(SW3)가 턴온되는 것에 의해 시작된다. 바로 이전의 제2모드(Mode 2)에서 스위치(SW3)의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르고 있었으므로 제3모드(Mode 3)에서도 계속해서 그 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르게 된다. 상기 두 개의 누설 인덕터(

Figure pat00038
)에는 상기 제1모드(Mode 1)와 반대되는 기울기를 갖는 전류가 흐르게 된다. 아직까지 자기결합 인덕터(
Figure pat00039
)에는 전류(
Figure pat00040
)가 흐르지 않는다. 스위치(SW3)가 턴온되기 이전에 제2스너버 커패시터(
Figure pat00041
)의 충전전압 레벨은 출력전원(
Figure pat00042
)의 레벨과 같으므로 그 스위치(SW3)가 ZVS 턴온 동작을 할 수 있게 된다. The operation of the third mode (Mode 3) is as follows. The third mode (Mode 3) is started by the switch SW3 is turned on. Since current flowed through the body diode of the switch SW3 in the second mode (Mode 2) just before, current flows through the body diode in the third mode (Mode 3). The two leakage inductors (
Figure pat00038
) Flows a current having a slope opposite to that of the first mode (Mode 1). Magnetic coupling inductors
Figure pat00039
) Is the current (
Figure pat00040
) Does not flow. Before the switch SW3 is turned on, the second snubber capacitor (
Figure pat00041
), The charging voltage level of the output power (
Figure pat00042
Is the same level as that of the switch (SW3) to enable the ZVS turn-on operation.

제4모드(Mode 4)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제4모드(Mode 4)는 스위치(SW3)가 턴오프되는 것에 의해 시작된다. 이때 제2스너버 커패시터(

Figure pat00043
)의 충전전압이 방전을 시작하여 0 레벨이 될 때 까지 방전 동작이 계속된다. 제2스너버 커패시터(
Figure pat00044
)의 충전전압이 완전히 방전된 후 누설 인덕터(
Figure pat00045
)의 전류 기울기 방향이 바뀌게 된다.The operation of the fourth mode (Mode 4) is as follows. The fourth mode (Mode 4) is started by the switch SW3 is turned off. At this time, the second snubber capacitor (
Figure pat00043
The discharge operation continues until the charge voltage of) starts to discharge and reaches zero level. Second snubber capacitor
Figure pat00044
Leakage inductor (
Figure pat00045
) Will change the direction of the current slope.

도 6은 양방향 직류-직류 컨버터(300)가 벅 컨버터 모드로 동작할 때 각부의 파형도를 나타낸 것이고, 도 7은 양방향 직류-직류 컨버터(300)가 벅 컨버터 모드로 동작할 때 각 모드별 소자들의 동작 상태를 나타낸 회로도이다. 도 6 및 도 7을 참조하여 양방향 직류-직류 컨버터(300)의 벅 컨버터 모드의 동작을 설명하면 다음과 같다. FIG. 6 is a waveform diagram of each unit when the bidirectional DC-DC converter 300 operates in the buck converter mode, and FIG. 7 illustrates elements of each mode when the bidirectional DC-DC converter 300 operates in the buck converter mode . This is a circuit diagram showing the operation state of these. 6 and 7, the operation of the buck converter mode of the bidirectional DC-DC converter 300 is as follows.

도 7에서와 같이 벅 컨버터 모드에서 스위치(SW3)는 항상 온 상태를 유지하고, 스위치(SW4)는 항상 오프 상태를 유지한다. 제2스너버 커패시터(

Figure pat00046
)는 출력전원(
Figure pat00047
)의 레벨을 유지한 채 동작하지 않는다.In the buck converter mode as shown in FIG. 7, the switch SW3 is always on and the switch SW4 is always off. Second snubber capacitor
Figure pat00046
) Is the output power (
Figure pat00047
Does not work while maintaining the level of).

제1모드(Mode 1)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제1모드(Mode 1)는 스위치(SW1)가 턴온되는 것에 의해 시작된다. 바로 이전의 제4모드(Mode 4)에서 스위치(SW1)의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르고 있었으므로 제1모드(Mode 1)에서도 계속해서 그 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르게 된다. 자기결합 인덕터(Lm)에 포함되는 두 개의 누설 인덕터(

Figure pat00048
)에는 서로 동일한 전류가 흐르지만 자기결합 인덕터(Lm)에는 전류가 흐르지 않는다. 도 6에서
Figure pat00049
는 누설 인덕터(
Figure pat00050
)의 1차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이고,
Figure pat00051
는 그 누설 인덕터(
Figure pat00052
)의 2차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이다. 스위치(SW1)는 제1스너버 커패시터(
Figure pat00053
)의 충전전압이 0인 상태에서 턴온되므로 ZVS 턴온 동작을 할 수 있게 된다. The operation of the first mode Mode 1 is described as follows. The first mode Mode 1 is started by the switch SW1 being turned on. Since the current was flowing through the body diode of the switch SW1 in the fourth mode (Mode 4) just before, the current continues to flow through the body diode even in the first mode (Mode 1). Two leakage inductors included in the magnetic coupling inductor (L m )
Figure pat00048
The same current flows through), but no current flows through the magnetic coupling inductor (L m ). In Figure 6
Figure pat00049
Is the leakage inductor (
Figure pat00050
Represents the current flowing in the primary coil of
Figure pat00051
Is the leakage inductor (
Figure pat00052
) Shows the current flowing in the secondary coil. The switch SW1 may include a first snubber capacitor (
Figure pat00053
) Is turned on while the charging voltage is 0 to enable ZVS turn-on operation.

제2모드(Mode 2)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제2모드(Mode 2)에서 스위치(SW2)가 턴오프된다. 이때, 스위치(SW2)가 턴오프 전류 중에서 대부분의 전류가 제1스너버 커패시터(

Figure pat00054
)의 방전 전류이며, 이 방전 동작은 제1스너버 커패시터(
Figure pat00055
)의 방전전압의 레벨이 0이 될 때 까지 계속된다. 이후, 상기 누설 인덕터(
Figure pat00056
)의 전류 기울기 방향이 바뀌게 된다.
Figure pat00057
는 누설 인덕터(
Figure pat00058
)의 1차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이고,
Figure pat00059
는 그 누설 인덕터(
Figure pat00060
)의 2차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이다. 이때, 자기결합 인덕터(
Figure pat00061
)에 전류가 거의 흐르지 않게 되므로 코어 손실이 0에 가깝게 된다.The operation of the second mode (Mode 2) will be described below. In the second mode Mode 2, the switch SW2 is turned off. At this time, most of the turn-off current of the switch SW2 is the first snubber capacitor (
Figure pat00054
) And this discharge operation is performed by the first snubber capacitor (
Figure pat00055
) Is continued until the discharge voltage level reaches zero. Afterwards, the leakage inductor (
Figure pat00056
) Will change the direction of the current slope.
Figure pat00057
Is the leakage inductor (
Figure pat00058
Represents the current flowing in the primary coil of
Figure pat00059
Is the leakage inductor (
Figure pat00060
) Shows the current flowing in the secondary coil. At this time, the magnetic coupling inductor (
Figure pat00061
Since little current flows in the core, the core loss is close to zero.

제3모드(Mode 3)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제3모드(Mode 3)는 스위치(SW2)가 턴온되는 것에 의해 시작된다. 바로 이전의 제2모드(Mode 2)에서 스위치(SW2)의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르고 있었으므로 제3모드(Mode 3)에서도 계속해서 그 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르게 된다. 상기 두 개의 누설 인덕터(

Figure pat00062
)에는 상기 제1모드(Mode 1)와 반대되는 기울기를 갖는 전류가 흐르게 된다. 이때, 자기결합 인덕터(
Figure pat00063
)에 흐르는 전류(
Figure pat00064
)는 거의 0에 가깝다.
Figure pat00065
는 누설 인덕터(
Figure pat00066
)의 1차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이고,
Figure pat00067
는 그 누설 인덕터(
Figure pat00068
)의 2차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이다. 이때, 자기결합 인덕터(
Figure pat00069
)에 전류가 거의 흐르지 않게 되므로 코어 손실이 0에 가깝게 된다. 스위치(SW2)가 턴온되기 이전에 제1스너버 커패시터(
Figure pat00070
)의 충전전압 레벨은 0이므로 그 스위치(SW2)가 ZVS 턴온 동작을 할 수 있게 된다. The operation of the third mode (Mode 3) is as follows. The third mode (Mode 3) is started by the switch SW2 is turned on. Since the current was flowing through the body diode of the switch SW2 in the second mode (Mode 2) just before, the current continues to flow through the body diode in the third mode (Mode 3). The two leakage inductors (
Figure pat00062
) Flows a current having a slope opposite to that of the first mode (Mode 1). At this time, the magnetic coupling inductor (
Figure pat00063
Current in
Figure pat00064
) Is close to zero.
Figure pat00065
Is the leakage inductor (
Figure pat00066
Represents the current flowing in the primary coil of
Figure pat00067
Is the leakage inductor (
Figure pat00068
) Shows the current flowing in the secondary coil. At this time, the magnetic coupling inductor (
Figure pat00069
Since little current flows in the core, the core loss is close to zero. Before the switch SW2 is turned on, the first snubber capacitor (
Figure pat00070
), Since the charging voltage level is 0, the switch SW2 can perform the ZVS turn-on operation.

제4모드(Mode 4)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제4모드(Mode 4)는 스위치(SW2)가 턴오프되는 것에 의해 시작된다. 이때, 턴오프 전류의 대부분이 제1스너버 커패시터(

Figure pat00071
)에 충전되며 이의 충전레벨이 입력전원(
Figure pat00072
)의 레벨과 같아질 때 까지 충전 동작이 계속된다. 제1스너버 커패시터(
Figure pat00073
)의 충전 동작이 완료된 후 누설 인덕터(
Figure pat00074
)의 전류 기울기 방향이 바뀌게 된다.
Figure pat00075
는 누설 인덕터(
Figure pat00076
)의 1차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이고,
Figure pat00077
는 그 누설 인덕터(
Figure pat00078
)의 2차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것입니다. 이때, 자기결합 인덕터(
Figure pat00079
)에 전류가 거의 흐르지 않게 되므로 코어 손실이 0에 가깝게 된다.The operation of the fourth mode (Mode 4) is as follows. The fourth mode (Mode 4) is started by the switch SW2 is turned off. At this time, most of the turn-off current is the first snubber capacitor (
Figure pat00071
) And its charge level is changed to the input power (
Figure pat00072
The charging operation continues until the level is equal to). First snubber capacitor
Figure pat00073
Leakage charge inductor after
Figure pat00074
) Will change the direction of the current slope.
Figure pat00075
Is the leakage inductor (
Figure pat00076
Represents the current flowing in the primary coil of
Figure pat00077
Is the leakage inductor (
Figure pat00078
) Shows the current flowing in the secondary coil. At this time, the magnetic coupling inductor (
Figure pat00079
Since little current flows in the core, the core loss is close to zero.

양방향 직류-직류 컨버터(300)에서의 전압 변환 비율은 인덕터의 전압 발란싱(Voltage Second balance)에 의해 결정되는데, 부스트 컨버터 모드에서의 전압 변환 비율은 다음의 [수학식 1]로 표현된다.The voltage conversion ratio in the bidirectional DC-DC converter 300 is determined by voltage second balance of the inductor. The voltage conversion ratio in the boost converter mode is expressed by Equation 1 below.

Figure pat00080
Figure pat00080

여기서,"

Figure pat00081
"은 입력전원을 의미하고, "
Figure pat00082
"는 출력전원을 의미하며, "D"는 스위치의 도통 시간을 의미한다.here,"
Figure pat00081
"Means input power,"
Figure pat00082
"Means output power," D "means the conduction time of the switch.

그리고, 양방향 직류-직류 컨버터(300)에서 벅 컨버터 모드의 전압 변환 비율은 다음의 [수학식 2]로 표현된다.In addition, the voltage conversion ratio of the buck converter mode in the bidirectional DC-DC converter 300 is expressed by Equation 2 below.

Figure pat00083
Figure pat00083

1:1로 자기 결합된 자기결합 인덕터(

Figure pat00084
)를 시리즈 에이딩 컨피규레이션으로 제작하고, 키르히호프의 전압 법칙과 전류 법칙을 사용하여 상기 전압 변환 비율의 관계식을 풀어내면 다음의 [수학식 3]으로 표현된다. Magnetically coupled inductor magnetically coupled to 1: 1
Figure pat00084
) Is produced as a series aiding configuration, and the equation of voltage conversion ratio is solved using Kirchhoff's voltage law and current law.

Figure pat00085
Figure pat00085

여기서,

Figure pat00086
는 자기결합 인덕터(
Figure pat00087
)의 양단에 걸리는 전압이고,
Figure pat00088
는 자기결합 인덕터(
Figure pat00089
)의 1차측 코일에 흐르는 전류이고,
Figure pat00090
는 자기결합 인덕터(
Figure pat00091
)의 2차 코일에 흐르는 전류이다. here,
Figure pat00086
Is a magnetic coupling inductor (
Figure pat00087
Is the voltage across
Figure pat00088
Is a magnetic coupling inductor (
Figure pat00089
Current flowing through the primary coil of
Figure pat00090
Is a magnetic coupling inductor (
Figure pat00091
Is the current flowing in the secondary coil.

상기 [수학식 3]을 정리하면

Figure pat00092
는 다음의 [수학식 4]로 표현된다.Summarizing [Equation 3] above
Figure pat00092
Is expressed by Equation 4 below.

Figure pat00093
Figure pat00093

상기 관계식들을 모두 연립하여 풀면

Figure pat00094
는 다음의 [수학식 5]로 표현된다.If you solve all the above relations
Figure pat00094
Is expressed by Equation 5 below.

Figure pat00095
Figure pat00095

따라서, 자기결합 인덕터(

Figure pat00096
)의 양단의 전압은 양단에 공급되는 전압에 관계없이 0V로 유지된다. 이것은 자기결합 인덕터(
Figure pat00097
)의 코어에 교류 플럭스(AC flux) 변화가 없음을 의미하고, 코어 손실(Core losses)이 거의 0에 수렴하는 것을 의미한다.Therefore, the magnetic coupling inductor (
Figure pat00096
The voltage across both ends is maintained at 0 V regardless of the voltage supplied to both ends. This is a magnetic coupling inductor (
Figure pat00097
This means that there is no change in AC flux in the core, and the core losses converge to almost zero.

이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세히 설명하였지만, 본 발명의 권리범위가 이에 한정되는 것이 아니라 다음의 청구범위에서 정의하는 본 발명의 기본 개념을 바탕으로 보다 다양한 실시예로 구현될 수 있으며, 이러한 실시예들 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다. Although the preferred embodiment of the present invention has been described in detail above, the scope of the present invention is not limited thereto, and may be implemented in various embodiments based on the basic concept of the present invention defined in the following claims. Such embodiments are also within the scope of the present invention.

300 : 양방향 직류-직류 컨버터 310 : 제1레그
320 : 제2레그300: bidirectional DC-DC converter 310: first leg
320: second leg

Claims (7)

직렬 연결된 제1,2스위치를 구비하여 디씨링크단전원인 입력전원에 병렬로 연결된 제1레그;
직렬 연결된 제3,4스위치를 구비하여 배터리 셀 모듈의 전원인 출력전원에 병렬로 연결된 제2레그;
상기 제1레그의 중간노드와 상기 입력전원의 부극성 단자의 사이에 연결된 제1스너버 커패시터;
상기 제2레그의 중간노드와 상기 입력전원의 부극성 단자의 사이에 연결된 제2스너버 커패시터; 및
상기 제1레그의 중간노드와 상기 제2레그의 중간노드의 사이에 연결된 자기결합 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
A first leg having first and second switches connected in series and connected in parallel to an input power source which is a DC link end power source;
A second leg having third and fourth switches connected in series and connected in parallel to an output power source of a battery cell module;
A first snubber capacitor connected between the intermediate node of the first leg and the negative terminal of the input power source;
A second snubber capacitor connected between the intermediate node of the second leg and the negative terminal of the input power source; And
And a magnetic coupling inductor coupled between the intermediate node of the first leg and the intermediate node of the second leg.
제1항에 있어서, 상기 제1스너버 커패시터에는 상기 제2스위치의 턴오프 전류가 흐르는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
The bidirectional DC-DC converter of claim 1, wherein a turn-off current of the second switch flows through the first snubber capacitor.
제1항에 있어서, 상기 제2스너버 커패시터에는 상기 제4스위치의 턴오프 전류가 흐르는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.The bidirectional DC-DC converter of claim 1, wherein a turn-off current of the fourth switch flows through the second snubber capacitor. 제1항에 있어서, 상기 자기결합 인덕터는
상기 제1 내지 4 스위치의 ZVS(Zero Voltage Switching)를 위한 누설 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
The method of claim 1, wherein the magnetic coupling inductor
Bidirectional DC-DC converter comprising a leakage inductor for zero voltage switching (ZVS) of the first to fourth switches.
제4항에 있어서, 상기 누설 인덕터의 인덕턴스는
상기 자기결합 인덕터의 권선 수와 1,2차 권선 사이의 갭(gab)에 비례하여 높아지는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
The method of claim 4, wherein the inductance of the leakage inductor
The bidirectional DC-DC converter, characterized in that it increases in proportion to the gap (gab) between the number of turns of the magnetic coupling inductor and the primary and secondary windings.
제4항에 있어서, 상기 제1 내지 4 스위치를 통해 흐르는 전류량은
상기 누설 인덕터의 인덕턴스에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
The method of claim 4, wherein the amount of current flowing through the first to fourth switches is
Bidirectional DC-DC converter, characterized in that determined by the inductance of the leakage inductor.
제1항에 있어서, 상기 자기결합 인덕터의 양단에 가해지는 전압은
시리즈 에이딩 컨피규레이션(Series aiding configuration)에 의해 0 V가 되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
The method of claim 1, wherein the voltage applied across the magnetic coupling inductor is
A bidirectional DC-DC converter characterized by being 0 V by Series aiding configuration.
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Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160190932A1 (en) * 2013-09-11 2016-06-30 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Dc-dc converter
US20180041125A1 (en) * 2016-08-03 2018-02-08 Vlt, Inc. Reducing switching losses in power converters

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채준영 외, "결합 인덕터를 이용한 2상 양방향 비반전 벅-부스트 컨버터". 전력전자학회 논문지. 2014. *

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