KR20190127657A

KR20190127657A - 무선랜 시스템에서의 신호 송수신 방법 및 이를 위한 장치

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Publication number: KR20190127657A
Application number: KR1020197016926A
Authority: KR
Inventors: 윤선웅; 김진민; 박성진; 최진수
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2018-05-02
Filing date: 2019-04-02
Publication date: 2019-11-13
Also published as: CA3067186C; CN110832786A; US20190341975A1; US11031977B2; EP3588798A1; EP3588798B1; KR102114283B1; EP3588798A4; BR112019028056A2; US20200266858A1; WO2019212152A1; CA3067186A1; US10680683B2; JP2020524461A; CN110832786B; JP7073415B2

Abstract

무선랜 시스템에서 피드백 프레임을 전송하는 방법 및 장치가 제안된다. 구체적으로, 제1 STA은 MU-MIMO 빔포밍을 기반으로 피드백 프레임을 생성한다. 제1 STA은 피드백 프레임을 제2 STA으로 전송한다. 피드백 프레임은 기설정된 주파수 대역에 대한 피드백 서브캐리어와 관련된 정보 및 MU-MIMO 빔포밍을 위한 빔포밍 보고 필드를 포함한다. 피드백 서브캐리어는 상기 피드백 서브캐리어에서 첫 번째로 전송되는 제1 서브캐리어 및 서브캐리어 간격과 관련된 그룹핑 값을 기반으로 서브캐리어 인덱스가 결정되는 제2 서브캐리어를 포함한다. 빔포밍 보고 필드는 상기 제1 서브캐리어에 대한 제1 SNR 및 제2 서브캐리어에 대한 제1 차등 SNR을 포함한다. 제1 차등 SNR은 피드백 서브캐리어에 포함된 인접한 서브캐리어 간 SNR 차이이다.

Description

무선랜 시스템에서의 신호 송수신 방법 및 이를 위한 장치

본 명세서는 무선랜 시스템에서 신호를 송수신하는 기법에 관한 것으로, 보다 상세하게는, MIMO 빔포밍을 수행하여 피드백 프레임을 전송하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

무선랜 기술에 대한 표준은 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11 표준으로서 개발되고 있다. IEEE 802.11a 및 b는 2.4. GHz 또는 5 GHz에서 비면허 대역(unlicensed band)을 이용하고, IEEE 802.11b는 11 Mbps의 전송 속도를 제공하고, IEEE 802.11a는 54 Mbps의 전송 속도를 제공한다. IEEE 802.11g는 2.4 GHz에서 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal frequency-division multiplexing, OFDM)를 적용하여, 54 Mbps의 전송 속도를 제공한다. IEEE 802.11n은 다중입출력 OFDM(multiple input multiple output-OFDM, MIMO-OFDM)을 적용하여, 4 개의 공간적인 스트림(spatial stream)에 대해서 300 Mbps의 전송 속도를 제공한다. IEEE 802.11n에서는 채널 대역폭(channel bandwidth)을 40 MHz까지 지원하며, 이 경우에는 600 Mbps의 전송 속도를 제공한다.

상술한 무선랜 표준은 최대 160MHz 대역폭을 사용하고, 8개의 공간 스트림을 지원하여 최대 1Gbit/s의 속도를 지원하는 IEEE 802.11ac 표준을 거쳐, IEEE 802.11ax 표준화에 대한 논의가 이루어지고 있다.

한편, IEEE 802.11ad에서는 60 GHz 대역에서의 초고속 처리율을 위한 성능향상을 규정하고 있으며, 이러한 IEEE 802.11ad 시스템에 처음으로 채널 본딩 및 MIMO 기술을 도입하기 위한 IEEE 802.11ay에 대한 논의가 이루어지고 있다.

본 명세서는 무선랜 시스템에서 MIMO 빔포밍을 수행하여 피드백 프레임을 전송하는 방법 및 장치를 제안한다.

본 명세서는 MIMO 빔포밍을 수행하기 위해 피드백 프레임을 전송하는 방법 및 장치를 제안한다.

본 실시예는, 하이브리드 빔포밍 절차 중 압축된 빔포밍 피드백 과정에서 MU-MIMO 빔포밍을 위해 추가적인 보고 필드를 구성하는 방법을 제안한다. 기존에는, 상기 추가되는 보고 필드에는 피드백 서브캐리어 당 SNR과 평균 SNR 값의 차이가 포함되었다. 다만, 본 실시예는, 상기 추가되는 보고 필드에 인접 서브캐리어 간의 차이인 차등 SNR을 포함시켜 피드백을 위한 비트 수를 줄이는 방법을 제안한다.

먼저, 용어를 정리하면, 제1 STA은 MIMO 빔포밍을 수행하는 응답자(responder)에 대응할 수 있고, 제2 STA은 MIMO 빔포밍을 수행하는 개시자(initiator)에 대응할 수 있다. 본 실시예에서 기술하는 MIMO 빔포밍은 MU(multi user)-MIMO 빔포밍와 관련되므로 제1 STA은 복수 개일 수 있다. 서브캐리어는 톤(tone)에 대응할 수 있다.

제1 STA(station)은 MU(Multi User)-MIMO(Multi Input Multi Output) 빔포밍을 기반으로 피드백 프레임을 생성한다. 상기 MIMO 빔포밍 에는 BRP(Beam Refinement Protocol 또는 Beam Refinement Phase) 패킷(또는 프레임)을 송수신하는 사운딩(sounding) 절차도 포함될 수 있다.

상기 피드백 프레임을 제2 STA으로 전송한다.

상기 피드백 프레임은 다음과 같이 정의될 수 있다.

상기 피드백 프레임은 기설정된 주파수 대역에 대한 피드백 서브캐리어와 관련된 정보 및 상기 MU-MIMO 빔포밍을 위한 빔포밍 보고 필드를 포함한다.

상기 피드백 서브캐리어는 상기 피드백 서브캐리어에서 첫 번째로 전송되는 제1 서브캐리어 및 서브캐리어 간격과 관련된 그룹핑 값을 기반으로 서브캐리어 인덱스가 결정되는 제2 서브캐리어를 포함한다. 상기 제2 서브캐리어는 상기 제1 서브캐리어를 제외한 피드백 서브캐리어일 수 있다.

상기 제1 서브캐리어는 상기 기설정된 주파수 대역의 좌측 엣지(left edge) 서브캐리어 또는 우측 엣지(right edge) 서브캐리어 중 하나로 설정된다.

상기 빔포밍 보고 필드는 상기 제1 서브캐리어에 대한 제1 SNR(Signal to Noise Ratio) 및 상기 제2 서브캐리어에 대한 제1 차등(differential) SNR을 포함한다.

상기 제1 차등 SNR은 상기 피드백 서브캐리어에 포함된 인접한 서브캐리어 간 SNR 차이이다.

즉, 상기 제1 서브캐리어에 대한 제1 SNR은 상기 제1 서브캐리어가 비교 대상이 없기 때문에 차등 SNR로 설정할 수 없다. 따라서, 상기 제1 서브캐리어에 대해서는 SNR 값을 피드백하고, 상기 제1 서브캐리어를 제외한 피드백 서브캐리어인 제2 서브캐리어부터 차등 SNR을 피드백할 수 있다. 즉, 상기 제2 서브캐리어에 포함되는 피드백 서브캐리어는 인접한 서브캐리어 간 SNR 차이를 피드백 해주어 피드백 비트 수를 줄일 수 있다.

구체적으로, 상기 제1 SNR은 공간 시간 스트림에 대해 아래의 수학식을 기반으로 획득될 수 있다.

상기 H_scidx(0)은 상기 제1 서브캐리어에 대한 추정된 MIMO 채널일 수 있다.

상기 V_scidx(0),i은 상기 제1 서브캐리어에 대한 빔포밍 행렬 V의 i번째 열일 수 있다.

상기 i는 상기 공간 시간 스트림의 인덱스일 수 있다.

상기 N은 상기 제1 STA으로부터 측정된 평균 노이즈 플러스 간섭 전력(average noise plus interference power)일 수 있다.

상기 scidx(0)은 첫 번째 서브캐리어 인덱스로 서브캐리어 인덱스 1로 나타낼 수 있고, 상기 제1 서브캐리어의 서브캐리어 인덱스일 수 있다.

상기 제1 SNR은 그래뉼리티(granularity)가 0.25dB이고, 최소값이 -8dB이고, 최대값이 55.75dB일 수 있다. 상기 제1 SNR은 상기 그래뉼리티, 상기 최소값 및 상기 최대값을 기반으로 8비트로 양자화(quantize)될 수 있다. 즉, 상기 제1 SNR은 상기 8비트를 통해 0.25dB 간격을 가지는 -8dB ~ 55.75dB 중의 값으로 지시될 수 있다.

상기 제1 차등 SNR은 공간 시간 스트림에 대해 아래의 수학식을 기반으로 획득될 수 있다.

상기 k는 상기 제2 서브캐리어의 서브캐리어 인덱스일 수 있다.

상기 H_k는 k번째 피드백 서브캐리어에 대한 추정된 MIMO 채널일 수 있다.

상기 V_k,i는 k번째 피드백 서브캐리어에 대한 빔포밍 행렬 V의 i번째 열일 수 있다.

상기 i는 상기 공간 시간 스트림의 인덱스일 수 있다.

상기 N은 상기 제1 STA으로부터 측정된 평균 노이즈 플러스 간섭 전력일 수 있다.

상기 제1 차등 SNR은 그래뉼리티(granularity)가 1dB이고, 최소값이 -8dB이고, 최대값이 7dB일 수 있다. 상기 제1 차등 SNR은 상기 그래뉼리티, 상기 최소값 및 상기 최대값을 기반으로 4비트로 양자화(quantize)될 수 있다. 즉, 상기 제1 차등 SNR은 상기 4비트를 통해 1dB 간격을 가지는 -8dB ~ 7dB 중의 값으로 지시될 수 있다.

상기 제1 차등 SNR에 대해 구체적인 실시예는 다음과 같다.

상기 제1 서브캐리어의 서브캐리어 인덱스가 1인 경우, 상기 제2 서브캐리어는 서브캐리어 인덱스가 2인 제3 서브캐리어 및 서브캐리어 인덱스가 3인 제4 서브캐리어를 포함할 수 있다.

상기 제3 서브캐리어에 대한 제2 차등 SNR은 상기 제1 서브캐리어와 상기 제3 서브캐리어 간 SNR 차이일 수 있다. 상기 제2 차등 SNR은 상기 k=2일 때 상기 수학식을 기반으로 획득될 수 있다. 상기 수학식은 수학식 3 또는 4일 수 있다. 구체적으로, 상기 제2 차등 SNR은 상기 제1 SNR과 상기 제3 서브캐리어에 대한 제2 SNR 간의 SNR 차이 값으로 설정될 수 있다. 다만, 상기 SNR 차이 값은 상기 최소값(-8dB) 부터 상기 최대값(7dB)까지의 범위 내로 한정될 수 있다.

상기 제4 서브캐리어에 대한 제3 차등 SNR은 상기 제2 서브캐리어와 상기 제3 서브캐리어 간 SNR 차이일 수 있다. 상기 제3 차등 SNR은 상기 k=3일 때 상기 수학식을 기반으로 획득될 수 있다. 상기 수학식은 수학식 3 또는 4일 수 있다. 구체적으로, 상기 제3 차등 SNR은 상기 제2 SNR과 상기 제4 서브캐리어에 대한 제3 SNR 간의 SNR 차이 값으로 설정될 수 있다. 다만, 상기 SNR 차이 값은 상기 최소값(-8dB) 부터 상기 최대값(7dB)까지의 범위 내로 한정될 수 있다.

상기 제4 서브캐리어는 상기 제3 서브캐리어에서 상기 그룹핑 값만큼 떨어진 피드백 서브캐리어일 수 있다.

즉, 상기 그룹핑 값 간격을 가지는 피드백 서브캐리어는 서브캐리어 별로 SNR이 측정될 수 있다. 상기 피드백 서브캐리어 중 첫 번째로 전송되는 제1 서브캐리어는 SNR 값을 그대로 피드백 해주고, 상기 제2 서브캐리어부터 인접한 서브캐리어 간 SNR 차이를 피드백 해줄 수 있다.

상기 기설정된 주파수 대역은 단일 채널(single channel), 두 개의 본딩된 채널(two bonded channel), 세 개의 본딩된 채널(three bonded channel) 또는 네 개의 본딩된 채널(four bonded channel)로 설정될 수 있다.

상기 그룹핑 값은 2, 4, 8 또는 16 중 하나의 값으로 설정될 수 있다.

본 명세서에서 제안된 실시예는 MU-MIMO를 위해 설정된 MU Exclusive Beamforming Report 필드에서 인접 서브캐리어들 간의 SNR 차이인 차등 SNR을 피드백해줌으로써 피드백에 필요한 비트 수를 줄이고, 빔포밍 과정에서 채널 상태 정보를 효율적으로 피드백할 수 있다.

도 1은 무선랜 시스템의 구성의 일례를 나타낸 도면이다.
도 2는 무선랜 시스템의 구성의 다른 예를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시형태에 따른 채널 본딩 동작 설명을 위한 60GHz 대역에서의 채널을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 무선랜 시스템에서 채널 본딩을 수행하는 기본적인 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 비콘 간격의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 기존 무선 프레임의 물리 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 7 및 도 8은 도 6의 무선 프레임의 헤더 필드의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 본 발명에 적용 가능한 PPDU 구조를 도시한 도면이다.
도 10은 본 발명에 적용 가능한 PPDU 구조를 간단히 도시한 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 예에 따라 하나의 채널에 대해서 빔포밍을 수행하는 동작을 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명에 적용 가능한 빔포밍 트레이닝 과정의 일 예를 나타낸다.
도 13 및 도 14는 SLS (Sector Level Sweep) 단계의 예시들을 나타낸 도면이다.
도 15는 본 명세서의 일 예에 따른 SU-MIMO 하이브리드 빔포밍 절차를 나타낸다.
도 16은 본 명세서의 일 예에 따른 Digital Fbck Control 필드를 나타낸 도면이다.
도 17은 본 실시예에 따른 송신장치가 MIMO 빔포밍을 수행하기 위해 피드백 프레임을 전송하는 절차흐름도이다.
도 18은 본 실시예에 따른 수신장치가 MIMO 빔포밍을 수행하기 위해 피드백 프레임을 수신하는 절차를 도시한 흐름도이다.
도 19는 본 실시예에 따른 MIMO 빔포밍을 수행하기 위해 피드백 프레임을 전송하는 절차를 나타낸다.
도 20은 상술한 바와 같은 방법을 구현하기 위한 장치를 설명하기 위한 도면이다.
도 21은 본 발명의 실시예를 구현하는 보다 상세한 무선장치를 나타낸다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.

이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시된다.

본 발명이 적용되는 이동통신 시스템은 다양하게 존재할 수 있으나, 이하에서는 이동통신 시스템의 일례로서 무선랜 시스템에 대해 구체적으로 설명한다.

1. 무선랜(Wireless LAN, WLAN) 시스템

1-1. 무선랜 시스템 일반

도 1은 무선랜 시스템의 구성의 일례를 나타낸 도면이다.

도 1에 도시된 바와 같이, 무선랜 시스템은 하나 이상의 기본 서비스 세트(Basic Service Set, BSS)를 포함한다. BSS는 성공적으로 동기화를 이루어서 서로 통신할 수 있는 스테이션(Station, STA)의 집합이다.

STA는 매체 접속 제어(Medium Access Control, MAC)와 무선 매체에 대한 물리계층(Physical Layer) 인터페이스를 포함하는 논리 개체로서, 액세스 포인트(access point, AP)와 비AP STA(Non-AP Station)을 포함한다. STA 중에서 사용자가 조작하는 휴대용 단말은 Non-AP STA로써, 단순히 STA라고 할 때는 Non-AP STA을 가리키기도 한다. Non-AP STA는 단말(terminal), 무선 송수신 유닛(Wireless Transmit/Receive Unit, WTRU), 사용자 장비(User Equipment, UE), 이동국(Mobile Station, MS), 휴대용 단말(Mobile Terminal), 또는 이동 가입자 유닛(Mobile Subscriber Unit) 등의 다른 명칭으로도 불릴 수 있다.

그리고, AP는 자신에게 결합된 STA(Associated Station)에게 무선 매체를 통해 분배 시스템(Distribution System, DS)으로의 접속을 제공하는 개체이다. AP는 집중 제어기, 기지국(Base Station, BS), Node-B, BTS(Base Transceiver System), PCP/AP(personal basic service set central point/access point) 또는 사이트 제어기 등으로 불릴 수도 있다.

BSS는 인프라스트럭처(infrastructure) BSS와 독립적인(Independent) BSS(IBSS)로 구분할 수 있다.

도 1에 도시된 BBS는 IBSS이다. IBSS는 AP를 포함하지 않는 BSS를 의미하고, AP를 포함하지 않으므로, DS로의 접속이 허용되지 않아서 자기 완비적 네트워크(self-contained network)를 이룬다.

도 2는 무선랜 시스템의 구성의 다른 예를 나타낸 도면이다.

도 2에 도시된 BSS는 인프라스트럭처 BSS이다. 인프라스트럭처 BSS는 하나 이상의 STA 및 AP를 포함한다. 인프라스트럭처 BSS에서 비AP STA들 사이의 통신은 AP를 경유하여 이루어지는 것이 원칙이나, 비AP STA 간에 직접 링크(link)가 설정된 경우에는 비AP STA들 사이에서 직접 통신도 가능하다.

도 2에 도시된 바와 같이, 복수의 인프라스트럭처 BSS는 DS를 통해 상호 연결될 수 있다. DS를 통하여 연결된 복수의 BSS를 확장 서비스 세트(Extended Service Set, ESS)라 한다. ESS에 포함되는 STA들은 서로 통신할 수 있으며, 동일한 ESS 내에서 비AP STA는 끊김 없이 통신하면서 하나의 BSS에서 다른 BSS로 이동할 수 있다.

DS는 복수의 AP들을 연결하는 메커니즘(mechanism)으로서, 반드시 네트워크일 필요는 없으며, 소정의 분배 서비스를 제공할 수 있다면 그 형태에 대해서는 아무런 제한이 없다. 예컨대, DS는 메쉬(mesh) 네트워크와 같은 무선 네트워크일 수도 있고, AP들을 서로 연결시켜 주는 물리적인 구조물일 수도 있다.

이상을 바탕으로 무선랜 시스템에서 채널 본딩 방식에 대해 설명한다.

1-2. 무선랜 시스템에서의 채널 본딩

도 3은 본 발명의 일 실시형태에 따른 채널 본딩 동작 설명을 위한 60GHz 대역에서의 채널을 설명하기 위한 도면이다.

도 3에 도시된 바와 같이 60GHz 대역에서는 4개의 채널이 구성될 수 있으며, 일반 채널 대역폭은 2.16GHz일 수 있다. 60 GHz에서 사용 가능한 ISM 대역 (57 GHz ~ 66 GHz)은 각국 상황에 따라 다르게 규정될 수 있다. 일반적으로 도 3에 도시된 채널 중 채널 2는 모든 지역에서 사용 가능하여 default 채널로 사용될 수 있다. 호주를 제외한 대부분의 지적에서 채널 2 및 채널 3을 사용할 수 있으며, 이를 채널 본딩에 활용할 수 있다. 다만, 채널 본딩에 활용되는 채널은 다양할 수 있으며, 본 발명은 특정 채널에 한정되지 않는다.

도 4는 무선랜 시스템에서 채널 본딩을 수행하는 기본적인 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 4의 예는 IEEE 802.11n 시스템에서 2개의 20MHz 채널을 결합하여 40 MHz 채널 본딩으로 동작하는 것을 예를 들어 설명한다. IEEE 802.11ac 시스템의 경우 40/80/160 MHz 채널 본딩이 가능할 것이다.

도 4의 예시적인 2개의 채널은 주 채널(Primary Channel) 및 보조 채널(Secondary Channel)을 포함하여, STA는 상기 2개의 채널 중 주 채널에 대해 CSMA/CA 방식으로 채널 상태를 검토할 수 있다. 만일 주 채널이 일정한 백오프 간격(backoff interval) 동안 유휴(idle)하여 백오프 카운트가 0이 되는 시점에서, 보조 채널이 소정 시간(예를 들어, PIFS) 동안 유휴인 경우, STA는 주 채널 및 보조 채널을 결합하여 데이터를 전송할 수 있다.

다만, 도 4와 같이 경쟁 기반으로 채널 본딩을 수행하는 경우 상술한 바와 같이 주 채널에 대한 백오프 카운트가 만료되는 시점에서 보조 채널이 일정 시간 동안 유휴 상태를 유지한 경우에 한하여 채널 본딩이 가능하기 때문에 채널 본딩의 활용이 매우 제한적이며, 매체 상황에 유연하게 대응하기 어려운 측면이 있다.

이에 따라 본 발명의 일 측면에서는 AP가 STA들에게 스케줄링 정보를 전송하여 스케줄링 기반으로 접속을 수행하는 방안을 제안한다. 한편, 본 발명의 다른 일 측면에서는 상술한 스케줄링에 기반하여 또는 상술한 스케줄링과 독립적으로 경쟁 기반으로 채널 접속을 수행하는 방안을 제안한다. 아울러, 본 발명의 다른 일 측면에서는 빔포밍(beamforming)에 기반하여 공간 공유(Spatial Sharing) 기법을 통해 통신을 수행하는 방법에 대해 제안한다.

1-3. 비콘 간격 구성

도 5는 비콘 간격의 구성을 설명하기 위한 도면이다.

11ad 기반 DMG BSS 시스템에서 매체의 시간은 비콘 간격들로 나누어질 수 있다. 비콘 간격 내의 하위 구간들은 접속 구간(Access Period)로 지칭될 수 있다. 하나의 비콘 간격 내의 서로 다른 접속 구간은 상이한 접속 규칙을 가질 수 있다. 이와 같은 접속 구간에 대한 정보는 AP 또는 PCP (Personal basic service set Control Point)에 의해 non-AP STA 또는 non-PCP에게 전송될 수 있다.

도 5에 도시된 예와 같이 하나의 비콘 간격은 하나의 BHI (Beacon Header Interval)과 하나의 DTI (Data Transfer Interval)을 포함할 수 있다. BHI는 도 4에 도시된 바와 같이 BTI(Beacon Transmission Interval), A-BFT(Association Beamforming Training) 및 ATI(Announcement Transmission Interval)를 포함할 수 있다.

BTI는 하나 이상의 DMG 비콘 프레임이 전송될 수 있는 구간을 의미한다. A-BFT는 선행하는 BTI 동안 DMG 비콘 프레임을 전송한 STA에 의한 빔포밍 트레이닝이 수행되는 구간을 의미한다. ATI는 PCP/AP와 non-PCP/non-AP STA 사이에 요청-응답 기반의 관리 접속 구간을 의미한다.

한편, DTI(Data Transfer Interval)는 STA들 사이의 프레임 교환이 이루어지는 구간으로서, 도 5에 도시된 바와 같이 하나 이상의 CBAP(Contention Based Access Period) 및 하나 이상의 SP(Service Period)가 할당될 수 있다. 도 5에서는 2개의 CBAP과 2개의 SP가 할당되는 예를 도시하고 있으나, 이는 예시적인 것으로서 이에 한정될 필요는 없다.

도 5는 TDD SP(Service Period)의 구조도 도시하고 있다. TDD SP는 TDD 슬롯 구조 요소에 의해 구체화된 하나 이상의 연속적이고 인접한 TDD 간격(TDD interval)로 구성된다(TDD interval 1, TDD interval 2, ..., TDD interval Q). TDD 간격은 하나 이상의 TDD 슬롯을 포함한다. 인접한 TDD 슬롯은 도 5에서 도시되고, TDD 슬롯 구조 요소에 의해 정의된 보호시간(Guard Time, GT)만큼 시간적으로 분리되어야 한다(도 5에 따르면, GT1, GT2, GT3 만큼 시간적으로 분리되어있다). STA 동작이 모두 동일하다면, 동일한 STA 쌍에 할당된 인접한 TDD 슬롯의 송신 및 수신은 인접한 TDD 슬롯 사이에서 계속될 수 있다.

빔포밍 동작을 통해 데이터를 전송하고자 하는 STA은 개시자 (initiator)라 명명하고, 상기 개시자로부터 데이터를 전송 받는 STA은 응답자 (responder)라 명명한다. 도 5에 따르면, 개시자는 응답자에게 TX TDD 슬롯(TDD slot 0, TDD slot 1, ..., TDD slot i)에서 데이터(또는 프레임)를 전송하고, 응답자는 개시자로부터 RX TDD 슬롯(TDD slot i+1, TDD slot i+2, ..., TDD slot M)에서 데이터(또는 프레임)를 수신할 수 있다.

이하에서는 본 발명이 적용될 무선랜 시스템에서의 물리계층 구성에 대해 구체적으로 살펴본다.

1-4. 물리계층 구성

본 발명의 일 실시형태에 따른 무선랜 시스템에서는 다음과 같은 3가지 다른 변조 모드를 제공할 수 있는 것을 가정한다.

PHY	MCS	Note
Control PHY	0
Single carrier PHY(SC PHY)	1...1225...31	(low power SC PHY)
OFDM PHY	13...24

이와 같은 변조 모드들은 서로 상이한 요구조건(예를 들어, 높은 처리율 또는 안정성)을 만족시키기 위해 이용될 수 있다. 시스템에 따라 이들 중 일부 모드만 지원할 수도 있다.도 6은 기존 무선 프레임의 물리 구성을 설명하기 위한 도면이다.

모든 DMG (Directional Multi-Gigabit) 물리계층은 도 6에 도시된 바와 같은 필드들을 공통적으로 포함하는 것을 가정한다. 다만, 각각의 모드에 따라 개별적인 필드의 규정 방식 및 사용되는 변조/코딩 방식에 있어서 차이를 가질 수 있다.

도 6에 도시된 바와 같이 무선프레임의 프리엠블은 STF (Short Training Field) 및 CE (Channel Estimation)을 포함할 수 있다. 또한, 무선 프레임은 헤더, 및 패이로드로서 데이터 필드와 선택적으로 빔포밍을 위한 TRN(Training) 필드를 포함할 수 있다.

도 7 및 도 8은 도 6의 무선 프레임의 헤더 필드의 구성을 설명하기 위한 도면이다.

구체적으로 도 7은 SC(Single Carrier) 모드가 이용되는 경우를 도시하고 있다. SC 모드에서 헤더는 스크램블링의 초기값을 나타내는 정보, MCS (Modulation and Coding Scheme), 데이터의 길이를 나타내는 정보, 추가적인 PPDU(Physical Protocol Data Unit)의 존재 여부를 나타내는 정보, 패킷 타입, 트레이닝 길이, Aggregation 여부, 빔 트레이닝 요청 여부, 마지막 RSSI (Received Signal Strength Indicator), 절단(truncation) 여부, HCS (Header Check Sequence) 등의 정보를 포함할 수 있다. 또한, 도 7에 도시된 바와 같이 헤더는 4 비트의 유보 비트들(reserved bits)을 가지고 있으며, 이하의 설명에서는 이와 같은 유보 비트들을 활용할 수도 있다.

또한, 도 8은 OFDM 모드가 적용되는 경우의 헤더의 구체적인 구성을 도시하고 있다. OFDM 헤더는 스크램블링의 초기값을 나타내는 정보, MCS, 데이터의 길이를 나타내는 정보, 추가적인 PPDU의 존재 여부를 나타내는 정보, 패킷 타입, 트레이닝 길이, Aggregation 여부, 빔 트레이닝 요청 여부, 마지막 RSSI, 절단 여부, HCS (Header Check Sequence) 등의 정보를 포함할 수 있다. 또한, 도 8에 도시된 바와 같이 헤더는 2 비트의 유보 비트들을 가지고 있으며, 이하의 설명에서는 도 7의 경우와 마찬가지로 이와 같은 유보 비트들을 활용할 수도 있다.

상술한 바와 같이 IEEE 802.11ay 시스템은 기존 11ad 시스템에 처음으로 채널본딩 및 MIMO 기술의 도입을 고려하고 있다. 11ay에서 채널본딩 및 MIMO를 구현하기 위해서는 새로운 PPDU 구조가 필요하다. 즉, 기존 11ad PPDU 구조로는 레거시 단말을 지원함과 동시에 채널본딩과 MIMO를 구현하기에는 한계가 있다.

이를 위해 레거시 단말을 지원하기 위한 레거시 프리엠블, 레거시 헤더 필드 뒤에 11ay 단말을 위한 새로운 필드를 정의할 수 있으며, 여기서 새롭게 정의된 필드를 통하여 채널본딩과 MIMO를 지원할 수 있다.

도 9는 본 발명의 바람직한 일 실시형태에 따른 PPDU 구조를 도시한 도면이다. 도 9에서 가로축은 시간 영역에 세로축은 주파수 영역에 대응할 수 있다.

2개 이상의 채널을 본딩 하였을 때, 각 채널에서 사용되는 주파수 대역(예: 1.83GHz) 사이에는 일정 크기의 주파수 대역(예:400MHz 대역)이 존재할 수 있다. Mixed mode의 경우, 각 채널을 통하여 레거시 프리엠블 (레거시 STF, 레거시 CE)이 duplicate로 전송되는데, 본 발명의 일 실시형태에서는 각 채널 사이의 400MHz 대역을 통하여 레거시 프리엠블과 함께 동시에 새로운 STF와 CE 필드의 전송(gap filling)을 고려할 수 있다.

이 경우, 도 9에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 PPDU 구조는 ay STF, ay CE, ay 헤더 B, 페이로드(payload)를 레거시 프리엠블, 레거시 헤더 및 ay 헤더 A 이후에 광대역으로 전송하는 형태를 가진다. 따라서, 헤더 필드 다음에 전송되는 ay 헤더, ay Payload 필드 등은 본딩에 사용되는 채널들을 통하여 전송할 수 있다. 이하, ay 헤더를 레거시 헤더와 구분하기 위해 EDMG (enhanced directional multi-gigabit) 헤더라 명명할 수도 있으며, 해당 명칭은 혼용하여 사용될 수 있다.

일 예로, 11ay에는 총 6개 또는 8개의 채널(각 2.16 GHz)이 존재 할 수 있으며, 단일 STA으로는 최대 4개의 채널을 본딩하여 전송할 수 있다. 이에, ay 헤더와 ay Payload는 2.16GHz, 4.32GHz, 6.48GHz, 8.64GHz 대역폭을 통하여 전송할 수 있다.

또는, 상술한 바와 같은 Gap-Filling을 수행하지 않고 레거시 프리엠블을 반복하여 전송할 때의 PPDU 포맷 역시 고려할 수 있다.

이 경우, Gap-Filling을 수행하지 않아 도 8에서 점선으로 도시된 GF-STF 및 GF-CE 필드 없이 ay STF, ay CE 및 ay 헤더 B를 레거시 프리엠블, 레거시 헤더 및 ay 헤더 A 이후에 광대역으로 전송하는 형태를 가진다.

도 10은 본 발명에 적용 가능한 PPDU 구조를 간단히 도시한 도면이다. 상술한 PPDU 포맷을 간단히 정리하면 도 10과 같이 나타낼 수 있다

도 10에 도시된 바와 같이, 11ay 시스템에 적용 가능한 PPDU 포맷은 L-STF, L-CEF, L-Header, EDMG-Header-A, EDMG-STF, EDMG-CEF, EDMG-Header-B, Data, TRN 필드를 포함할 수 있으며, 상기 필드들은 PPDU의 형태 (예: SU PPDU, MU PPDU 등)에 따라 선택적으로 포함될 수 있다.

여기서, L-STF, L-CEF, L-header 필드를 포함하는 부분은 비 EDMG 영역 (Non-EDMG portion)이라 명명할 수 있고, 나머지 부분은 EDMG 영역이라 명명할 수 있다. 또한, L-STF, L-CEF, L-Header, EDMG-Header-A 필드들은 pre-EDMG modulated fields라 명명될 수 있고, 나머지 부분은 EDMG modulated fields라 명명될 수 있다.

상기와 같은 PPDU의 (레거시) 프리앰블 부분은 패킷 검출 (packet detection), AGC (Automatic Gain Control), 주파수 오프셋 측정 (frequency offset estimation), 동기화 (synchronization), 변조 (SC 또는 OFDM)의 지시 및 채널 측정 (channel estimation)에 사용될 수 있다. 프리앰블의 포맷은 OFDM 패킷 및 SC 패킷에 대해 공통될 수 있다. 이때, 상기 프리앰블은 STF (Short Training Field) 및 상기 STF 필드 이후에 위치한 CE (Channel Estimation) 필드로 구성될 수 있다. (The preamble is the part of the PPDU that is used for packet detection, AGC, frequency offset estimation, synchronization, indication of modulation (SC or OFDM) and channel estimation. The format of the preamble is common to both OFDM packets and SC packets. The preamble is composed of two parts: the Short Training field and the Channel Estimation field.)

2. 본 발명에 적용 가능한 빔포밍 절차

앞서 상술한 바와 같이, 본 발명이 적용 가능한 11ay 시스템에서는 복수의 채널을 동시에 이용하여 데이터를 전송하는 채널 본딩 (channel bonding), 채널 결합 (channel aggregation), FDMA 등의 방법이 적용될 수 있다. 특히, 본 발명이 적용 가능한 11ay 시스템에서는 고주파 대역의 신호를 활용하는 바, 신뢰성 높게 신호를 송수신하기 위해서는 빔포밍 동작이 적용될 수 있다.

다만, 종래의 11ad 시스템에서는 하나의 채널에 대한 빔포밍 방법만을 개시하고 있을 뿐, 복수의 채널에 대해 적용 가능한 빔포밍 방법에 대해서는 전혀 시사하고 있지 않다. 이에, 본 발명에서는 11ay 시스템에 따라 복수의 채널을 통한 데이터 전송 방법(예: 채널 본딩, 채널 결합, FDMA 등)에 적용 가능한 빔포밍 절차를 제안한다.

보다 구체적으로, 이하에서는 STA이 빔포밍을 통한 데이터 전송을 수행하기 위해 데이터 전송에 앞서 하나의 채널에 대해서만 빔포밍을 수행하는 방법 (2.1. 절)에 대해 상세히 설명한다.

2.1. 하나의 채널에 대해서만 빔포밍을 수행

도 11은 본 발명의 일 예에 따라 하나의 채널에 대해서 빔포밍을 수행하는 동작을 나타낸 도면이다. 도 11에 있어, 빔포밍 동작을 통해 데이터를 전송하고자 하는 STA은 개시자 (initiator)라 명명하고, 상기 개시자로부터 데이터를 전송 받는 STA은 응답자 (responder)라 명명한다. 또한, 도 11에서는 총 2개의 채널 (예: CH1, CH2)만을 개시하였으나, 본 발명의 구성은 3개 이상의 채널을 통한 채널 본딩, 채널 결합 등에도 확장 적용될 수 있다.

도 11에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 예에 따른 빔포밍 절차는 SLS (Sector Level Sweep) 단계 (phase), 채널 본딩 설정 단계 (channel bonding setup phase), 채널 본딩 전송 단계 (channel bonding transmission phase)로 구성될 수 있다. 이하, 각 단계별 특징에 대해 상세히 설명한다.

2.1.1. SLS 단계 (SLS phase)

본 발명이 적용 가능한 11ay 시스템에서 지원하는 60 GHz 대역에서는 데이터, 제어 정보 등을 보다 신뢰성 높게 전달하기 위해 옴니 (omni) 전송 방식이 아닌 지향적 (directional) 전송 방식이 적용될 수 있다.

이를 위한 과정으로써, 데이터를 송수신하고자 하는 STA들은 SLS 과정을 통해 개시자 및 응답자에 대한 TX 또는 RX 베스트 섹터 (best sector)를 서로 알 수 있다.

보다 구체적인 설명을 위해, 상기 SLS 단계에 적용 가능한 구성들을 도면을 참조하여 상세히 설명한다.

도 12는 본 발명에 적용 가능한 빔포밍 트레이닝 과정의 일 예를 나타낸다.

A-BFT (Association BeamForming Training) 할당 내 발생하는 BF 트레이닝에 있어, AP 또는 PCP/AP는 개시자이고, 비-AP 및 비-PCP/AP STA은 응답자가 된다. SP 할당 내 발생하는 BF 트레닝에 있어, 상기 SP의 소스 (EDMG) STA은 개시자이고, 상기 SP의 목적지 STA은 응답자가 된다. TXOP (Transmission Opportunity) 할당 내 BF 트레이닝에 있어, TXOP 홀더(holder)는 개시자이고, TXOP 응답자는 응답자가 된다.

상기 개시자로부터 상기 응답자로의 링크(link)는 개시자 링크 (initiator link)라 명명하고, 상기 응답자로부터 상기 개시자로의 링크는 응답자 링크 (responder link)라 명명한다.

BF 트레이닝은 개시자로부터의 SLS(Sector Level Sweep)와 함께 시작한다. SLS 단계의 목적은 제어 PHY 레이트 또는 상위 MCS 에서 두 STA들 사이의 통신을 가능하게 하는 것이다. 특히, SLS 단계는 오직 BF 트레이닝을 전송하는 것만을 제공한다.

추가적으로, 개시자 또는 응답자의 요청이 있으면 상기 SLS에 이어 BRP (Beam Refinement Protocol 또는 Beam Refinement Phase)이 이어질 수 있다.

BRP 단계(phase)의 목적은 수신 트레이닝을 가능케 하고 모든 STA들에서 모든 송신기 및 수신기의 AWV (Antenna Weight Vector)의 반복적인 정제(iterative refinement)를 가능케 하는 것이다. 만약 빔 트레이닝에 참여하는 STA들 중 하나가 단 하나의 전송 안테나 패턴을 이용하기로 선택하면, 수신 트레이닝은 SLS 단계의 일부로 수행될 수 있다.

SLS 단계에 대해 보다 구체적으로 설명하면, 상기 SLS 단계는 다음의 네 요소를 포함할 수 있다: 개시자 링크를 트레이닝하기 위한 ISS(Initiator Sector Sweep), 응답자 링크를 트레이닝하기 위한 RSS(Responder Sector Sweep), SSW 피드백, SSW ACK.

개시자는 ISS의 프레임(들)을 전송함으로써 SLS 단계를 시작한다.

응답자는 상기 ISS가 성공적으로 완료되기 전에 RSS의 프레임(들)의 전송을 시작하지 않는다. 다만, ISS가 BTI 내에서 발생하는 경우에는 예외일 수 있다.

개시자는 RSS 단계(phase)가 성공적으로 완료되기 전에 SSW 피드백을 시작하지 않는다. 다만, 상기 RSS가 A-BFT 내에서 발생하는 경우에는 예외일 수 있다. 응답자는 상기 A-BFT 내에서 개시자의 SSW ACK을 시작하지 않는다.

응답자는 개시자의 SSW 피드백의 성공적인 완료 이후에 즉시 상기 개시자의 SSW ACK을 시작한다.

SLS 단계 동안 개시자가 전송하는 BF 프레임은 (EDMG) 비콘 프레임, SSW 프레임 및 SSW 피드백 프레임을 포함할 수 있다. 상기 SLS 단계 동안, 응답자가 전송하는 BF 프레임은 SSW 프레임 및 SSW-ACK 프레임을 포함할 수 있다.

SLS 동안 개시자 및 응답자가 각각 TXSS (Transmit Sector Sweep)을 실시하게 되면, 상기 SLS 단계의 끝에 상기 개시자 및 응답자는 그들 자신의 전송 섹터를 보유(posess)하게 된다. 만약 ISS 또는 RSS가 수신 섹터 스윕 (receive sector sweep)을 사용하면(employ), 응답자 또는 개시자 각각은 그들 자신의 수신 섹터를 보유하게 된다.

STA은 섹터 스윕 동안 전송 전력을 변경하지 않는다.

도 13 및 도 14는 SLS 단계의 예시들을 나타낸 도면이다.

도 13에서, 개지사는 많은 섹터들을 가지고 있고, 응답자는 RSS에서 사용되는 하나의 전송 섹터 및 수신 섹터를 갖는다. 이에, 응답자는 모든 응답자 SSW 프레임들을 동일한 전송 섹터를 통해 전송하고, 동시에 개시자는 수신 안테나를 변경(switching)한다.

도 14에서 개시자는 많은 전송 섹터를 가지고 있고, 응답자는 하나의 전송 섹터를 갖는다. 이 경우, 개시자를 위한 수신 트레이닝은 BRP 단계에서 수행될 수 있다.

이와 같은 SLS는 다음과 같이 정리할 수 있다.

SLS는 본 발명이 적용 가능한 802.11ay 시스템에서 링크 감지(link detection)를 수행하는 프로토콜로서, 네트워크 노드들이 빔의 방향만을 변경하면서 동일한 정보를 포함하는 프레임을 연속적으로 송수신하고, 성공적으로 수신된 프레임들 중에서 수신 채널 링크의 성능을 나타내는 지표(예: SNR(Signal to Ratio), RSSI(Received Signal Strength Indicator) 등)이 가장 좋은 빔 방향을 선택하는 빔 훈련 방식이다.

이어, BRP는 다음과 같이 정리할 수 있다.

BRP는 SLS 또는 다른 수단에 의해 결정된 빔 방향에서 데이터 전송율을 최대화할 수 있는 빔 방향을 세밀하게 조절하는 프로토콜로서, 필요에 따라 수행될 수 있다. 이러한 BRP는 BRP 프로토콜을 위해 정의된, 빔 훈련 정보와 훈련 결과를 보고하는 정보를 포함하는 BRP 프레임을 이용하여 빔 훈련을 수행한다. 예컨대, BRP는 이전 빔 훈련에 의해 결정된 빔을 이용하여 BRP 프레임을 송수신하고, 성공적으로 송수신된 BRP 프레임의 끝 부분에 포함된 빔 훈련 시퀀스(beam training sequence)를 이용하여 실질적으로 빔 훈련을 수행하는 빔 훈련 방식이다. SLS는 빔 훈련을 위해서 프레임 자체를 이용하나, BRP는 빔 훈련 시퀀스만을 이용한다는 점에서 상이할 수 있다.

이러한, SLS 단계는 BHI (Beacon Header Interval) 및/또는 DTI (Data Transfer Interval) 내 수행될 수 있다.

먼저, BHI 동안 수행되는 SLS 단계는, 11ad 시스템과의 공존을 위해 11ad 시스템에서 정의된 SLS 단계와 동일할 수 있다.

이어, DTI 동안 수행되는 SLS 단계는, 개시자 및 응답자간 빔포밍 트레이닝이 수행되지 않았거나 빔포밍 링크 (BF link)을 잃어버린 경우, 수행될 수 있다. 이때, 상기 개시자 및 응답자가 11ay STA이면, 상기 개시자 및 응답자는 SLS 단계를 위해 SSW 프레임 대신 짧은 SSW (Short SSW) 프레임을 전송할 수 있다.

여기서, 상기 짧은 SSW (Short SSW) 프레임은 DMG 제어 PHY 또는 DMG 제어 모드 PPDU의 데이터 필드 내 짧은 SSW 패킷 (packet)이 포함된 프레임으로 정의될 수 있다. 이때, 상기 짧은 SSW (Short SSW) 패킷의 구체적인 포맷은 상기 짧은 SSW 패킷이 전송되는 용도 (예: I-TXSS, R-TXSS 등)에 따라 달리 설정될 수 있다.

상기 상술한 SLS 단계의 특징은 이후 설명하는 모든 SLS 단계에도 적용될 수 있다.

2.1.2. 채널 본딩 설정 단계 (Channel bonding Setup Phase)

도 11을 참고하면, 상기 단계에서 데이터 통신을 하고자 하는 STA들 (예: 개시자, 응답자 등)은 RTS(setup frame)와 DMG CTS(feedback frame)를 주고 받으면서 채널 본딩, 채널 결합, FDMA 전송 등을 위한 제어 정보를 송수신할 수 있다. 이때, 서로가 송수신하는 정보로는 채널 정보, 채널 대역폭 등 채널 본딩, 채널 결합, FDMA 등 복수의 채널을 사용한 전송 방법을 위한 정보가 적용될 수 있다.

본 실시예에서는 앞서 상술한 SLS 단계를 통해 하나의 채널 (예: primary channel)에 대한 빔포밍 트레이닝을 수행한 바, 개시자 및 응답자는 상기 하나의 채널에 대한 빔포밍 결과 (예: 베스트 섹터의 방향)이 다른 채널들에도 동일하게 적용 가능하다고 가정할 수 있다. 이에 따라, 상기 개시자 및 응답자는 복수의 채널을 통해 RTS, DMG CTS를 전송할 때, 앞서 SLS 단계를 통해 결정된 베스트 섹터 방향을 모든 채널에 대해 적용하여 상기 RTS, DMG CTS를 전송할 수 있다.

2.1.3. 채널 본딩 전송 단계 (Channel bonding transmission Phase)

도 11에 도시된 바와 같이, 개시자는 전송한 RTS에 대한 응답인 DMG CTS를 수신한 뒤, 응답자와 협상된 채널 정보, 채널 대역폭 등의 정보를 이용하여 유휴한 (idle) 복수 개의 채널을 사용하여 실제 데이터를 전송할 수 있다.

보다 구체적으로, 개시자는 앞서 상술한 채널 본딩 설정 단계를 통해 응답자와 RTS, DMG CTS를 송수신하며 채널 본딩 (또는 채널 결합) 방법을 적용할 실제 채널에 대한 정보를 송수신할 수 있다.

일 예로, 도 11에는 도시되지 않았지만, 개시자는 총 4개의 채널을 통해 RTS를 송신하였으나, 응답자로부터 2개의 채널에 대한 DMG CTS를 수신할 수 있다. 왜냐하면, 응답자는 나머지 2개의 채널이 현재 비지 (busy) 상태 또는 사용 불가능한 상태라 판단했기 때문이다.

이와 같은 방법을 통해, 개시자 및 응답자는 실질적으로 데이터 전송에 활용 가능한 채널에 대한 정보를 획득할 수 있고, 개시자는 실질적으로 활용 가능한 채널들을 통해 데이터를 전송할 수 있다.

이때, 개시자 및 응답자는 하나의 채널 (예: CH1, primary channel)에 대한 빔포밍 트레이닝을 수행한 바, 상기 하나의 채널을 통해 획득한 빔포밍 트레이닝 결과 (예: 베스트 섹터 방향)을 모든 채널에 적용하여 데이터 신호를 송수신할 수 있다.

도 11에서는, 개시자가 채널 본딩을 통해 데이터를 전송하는 동작만을 개시하였으나, 상기 개시자는 채널 결합 방법으로 데이터를 전송할 수도 있다.

이에 대응하여, 응답자는 상기 개시자가 데이터를 전송한 채널을 통해 ACK 프레임을 전송할 수 있다. 이때, 상기 ACK 프레임은 상기 개시자가 데이터를 전송한 각 채널을 통해 복제 (duplicate)되어 전송되거나, 채널 본딩되어 전송될 수 있다.

3. VHT Compressed Beamforming Report field

여기서는 802.11ac에서 제안된 VHT(Very High Throughput) Compressed Beamforming Report 필드에 대해 설명한다.

VHT Compressed Beamforming Report 필드는 VHT Compressed Beamforming 피드백에 의해 압축된 신호를 나타내는 각도의 형태로 명시적인 피드백 정보를 전달하기 위해 사용된다. 상기 각도는 스티어링 행렬(steering matrix) Q를 결정하기 위해 전송 빔포머에 의해 사용되는 압축된 빔포밍 피드백 행렬 V를 나타낸다.

VHT Compressed Beamforming Report 정보는 후술할 표 4에 나타낸 순서로 행렬 각도(matrix angle)에 의해 인덱싱된 채널 행렬 요소를 포함하고, 두 번째로 최저 주파수에서 최고 주파수까지 데이터 서브캐리어 인덱스에 의해 인덱싱된다.

VHT Compressed Beamforming Report 정보는 아래 표에 정의된 구조와 순서를 가진다. 여기서 Na는 압축된 빔포밍 피드백 행렬 서브필드에 사용되는 각도의 수(후술하는 표 참조)이다.

Ns는 압축된 빔포밍 피드백 행렬 서브필드가 빔포머로 다시 전송되는 서브캐리어의 수이다. 빔포머는 Ng 개의 인접 서브캐리어의 각 그룹에 대해 단지 하나의 압축된 빔포밍 피드백 행렬이 보고되는 그룹핑이라고 하는 방법을 사용하여 Ns를 감소시킬 수도 있다. Ns는 VHT MIMO Control 필드의 채널폭 및 그루핑 서브필드의 기능이다. 802.11-2016에서는 Ns, 정확한 서브캐리어 인덱스 및 압축된 빔포밍 피드백 행렬 서브 필드가 전송된 순서를 나열한다. 서로 다른 서브캐리어에 해당하는 경우에도 VHT Compressed Beamforming Report 정보의 각도 간에 패딩되는 것은 없다. VHT Compressed Beamforming Report 정보의 크기가 8 비트의 정수배가 아닌 경우 필드 끝에 최대 7 개의 0이 추가되어 크기가 8 비트의 정수배를 만들 수 있다.

상기 표 2에서 공간-시간 스트림 i의 평균 SNR은 아래 표에 정의된 8비트 2s 보완 정수이다.

상기 표 3의 AvgSNR_i는 압축된 빔포밍 피드백 행렬 서브필드가 다시 전송되기 위한 서브캐리어에 대한 데시벨(dB) 단위의 서브캐리어 당 SNR을 계산 한 다음 해당 값의 산술 평균을 계산하여 구한다(평균화되기 전에). 스트림 i의 톤당 각각의 SNR 값은 빔포머에서 결정된 빔포머 피드백 행렬 V의 열 i와 연관된 SNR에 대응한다. 각 SNR은 빔포머가 행렬 V의 모든 열을 적용 할 때 빔포머에서의 예측된 SNR에 대응한다.

상기 표 3에 따르면, 공간-시간 스트림 i의 평균 SNR은 최소값은 -10dB이고 최대값은 53.75dB인 dB 내에 포함되고, 해당 범위 내에 포함되는 SNR 값은 0.25dB만큼의 간격을 가진다. 공간-시간 스트림 i의 평균 SNR은 총 256개로 8비트(2^8)으로 나타낼 수 있다. 다만, 하나의 톤 당 공간-시간 스트림 i의 평균 SNR을 8비트로 나타내어서 많은 비트가 소모된다는 단점이 있다.

다음은 MU Exclusive Beamforming Report 필드에 대해 설명한다.

MU Exclusive Beamforming Report 필드는 VHT Compressed Beamforming 피드백에 의해 델타 SNR의 형태로 명시적인 피드백 정보를 전달하는데 사용된다. VHT Compressed Beamforming Report 필드와 MU Exclusive Beamforming Report 필드의 정보는 스티어링 행렬 Q를 결정하기 위해 전송 MU 빔포머가 사용될 수 있다.

MU Exclusive Beamforming Report 정보는 일반적으로 2Ng 만큼 떨어져 있는 서브 캐리어들의 서브 세트의 각 공간-시간 스트림(1 내지 Nc)에 대한 델타 SNR 서브 필드들로 구성된다. 여기서, Ng는 VHT MIMO 제어 필드의 그룹핑 서브 필드에서 시그널링되며, 최저 주파수 부반송파로부터 시작하여 최고 주파수 부반송파로 계속된다. 서로 다른 부반송파에 해당하는 경우에도 MU Exclusive Beamforming Report 필드 내 △SNR_k,i 사이에 패딩이 없습니다. 포함된 서브 캐리어의 서브 세트는 후술하는 표 5에 나열된 VHT MIMO 제어 필드의 채널폭 및 그루핑 서브필드의 값에 의해 결정된다.

포함된 각각의 서브 캐리어에 대해, 대응하는 공간-시간 스트림의 평균 SNR에 대한 V의 각 열에 대한 그 서브캐리어의 SNR의 dB로의 편차는 아래 수학식을 사용하여 계산된다.

각 Delta SNR 서브필드는 상기 수학식 1을 사용하여 계산된 △SNR_k,i을 포함하고 -8 dB 내지 7 dB의 범위에서 1 dB 단위로 4 비트로 양자화된다. MU Exclusive Beamforming Report 필드의 구조는 아래 표로 정의된다.

상기 표 4에서, Ns'는 델타 SNR 서브 필드가 빔포머로 되돌려 보내지는 서브캐리어의 수이다. 아래 표는 델타 SNR이 되돌려 보내지는 정확한 서브캐리어 인덱스와 그 순서를 나타내는 Ns'를 나타낸다.

4. 본 발명에 적용 가능한 실시예

본 명세서는 802.11ay digital beamforming feedback에서 MU-MIMO를 위한 추가적인 MU Exclusive field를 제안한다.

하기에서는 하이브리드 빔포밍에 대해 설명한다.

EDMG STA은 하이브리드 빔포밍이 가능한데, 구체적으로, STA의 EDMG Capabilities 요소에 포함된 하이브리드 빔포밍 및 SU-MIMO 지원 서브필드 또는 STA의 EDMG Capabilities 요소에 포함된 하이브리드 빔포밍 및 MU-MIMO 지원 서브 필드 중 하나(또는 둘 다)가 1인 경우, 하이브리드 빔포밍이 가능하다.

또는, 하이브리드 빔포밍이 가능한 STA는 STA의 EDMG Capability 요소에서 하이브리드 빔포밍 및 SU-MIMO 지원 서브 필드가 1 인 경우 하이브리드 빔포밍 및 SU-MIMO가 가능하다. 하이브리드 빔포밍이 가능한 STA는 하이브리드 빔포밍 및 STA의 EDMG Capability 요소의 Hybrid Beamforming 및 MU-MIMO Supported 서브필드가 1 인 경우 하이브리드 빔포밍 및 MU-MIMO가 가능할 수 있다.

하이브리드 빔포밍이 가능한 STA는 하이브리드 빔포밍 프로토콜을 지원한다.

하이브리드 빔포밍은 SU-MIMO가 가능한 개시자(initiator)와 SU-MIMO가 가능한 응답자(responder) 간에 또는 MU-MIMO가 가능한 개시자 및 MU-MIMO가 가능한 적어도 하나의 응답자 간에 아날로그 빔포밍(적절한 AWV를 결정함으로써)과 디지털 빔포밍(적절한 공간 매핑 행렬을 결정함으로써)의 조합을 사용하는 다중 공간 스트림의 송수신을 나타낸다. 공간 매핑 행렬은 SU-MIMO 또는 MU-MIMO 빔포밍 프로토콜의 결과로서 선택된 DMG 안테나 구성에 기초하여 결정된다.

하이브리드 빔포밍 프로토콜은 다음 하이브리드 빔포밍 전송을 위해 digital baseband training 및 하이브리드 빔포밍 정보 피드백을 지원한다.

하이브리드 빔포밍은 SU-MIMO가 가능한 개시자(initiator)와 SU-MIMO가 가능한 응답자(responder) 간에 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍의 조합과 함께 다중 DMG 안테나를 사용하는 단일 공간 스트림의 전송을 지원하기 위해 사용될 수도 있다.

DMG 안테나의 AWV는 SU-MIMO 빔포밍 프로토콜 또는 MU-MIMO 빔 포밍 프로토콜을 사용하여 선택될 수 있으며, 이는 개시자로부터 응답자(들)로의 단일 또는 다중 공간 스트림의 동시 전송을 위한 안테나 구성의 결정을 가능하게 한다(SU-MIMO의 경우에는 그 반대의 경우도 가능).

하이브리드 빔포밍 프로토콜에서, 송신장치는 송신장치와 수신장치 간에 채널 방향으로부터 유도된 수신장치로부터의 피드백에 기초하여 하이브리드 빔포밍 정보를 획득한다.

도 15는 본 명세서의 일 예에 따른 SU-MIMO 하이브리드 빔포밍 절차를 나타낸다.

도 15를 참조하면, 하이브리드 빔포밍은 알림 단계(Announcement phase), 사운딩 단계(Sounding phase) 및 피드백 단계(Feedback phase)를 포함한다. 알림 단계는 빔포밍 구성이 이전에 설정되어 있다면 생략될 수도 있다.

본 실시예에서 제안하는 MIMO Feedback Control element는 채널 측정 피드백 요소, EDMG 채널 측정 피드백 요소 및/또는 디지털 빔포밍 피드백 요소에 대한 구성 정보를 전달하는데 사용된다. MIMO Feedback Control element는 Digital Fbck Control 필드를 포함한다.

도 16은 본 명세서의 일 예에 따른 Digital Fbck Control 필드를 나타낸 도면이다.

도 16을 참조하면, Digital Fbck Control 필드는 Nc Index, Nr Index, Tx Antenna Maxk, Ncb, Grouping, Codebook Information, Feedback Type, Number of Feedback Matrices or Feedback Taps 서브필드를 포함한다. Digital Fbck Control 필드에 포함된 각각의 서브필드에 대해서는 아래 표에서 설명한다.

디지털 빔포밍(BF) 피드백 요소는 MIMO BF 피드백 프레임에서 전송되고 빔포밍 피드백 행렬 및 차등 SNR(differential SNRs)의 형태로 피드백 정보를 전달한다. 피드백 정보는 송신 빔포머에 의해 사용되어 디지털 빔포밍 조정 행렬 Q를 결정할 수 있다. 디지털 BF 피드백 요소가 MIMO BF 피드백 프레임에서 전송될 때, 채널 측정 피드백 요소 내의 SNR 필드는 스트림 별 평균 SNR로 해석된다.

디지털 BF 피드백 요소의 크기와 구성은 디지털 BF 피드백 요소를 전달하는 동일한 프레임에서 전송된 MIMO 피드백 제어 요소에 포함된 필드 값에 따라 달라진다. 따라서 MIMO 피드백 제어 요소에 있는 모든 필드 참조는 디지털 BF 피드백 요소를 전달하는 동일한 프레임에서 전송된 요소를 나타낸다.

Digital Fbck Control 필드 내의 피드백 유형 서브 필드가 0일 때, 디지털 BF 피드백 요소의 디지털 빔포밍 피드백 정보 필드는 Nsc 디지털 빔포밍 행렬을 포함한다. Nsc > 1일 때, 각각의 디지털 빔포밍 행렬에 대응하는 탭을 나타내는 탭 지연 필드가 추가로 존재한다. 시간 영역에서의 디지털 빔포밍 정보는 행렬 함수 V로 나타낼 수 있다.

디지털 BF 피드백 요소는 아래 표와 같이 정의될 수 있다.

상기 표 7에 따르면, Differential Subcarrier Index는 Ng가 다이나믹 그룹핑을 나타내는 값으로 설정된 경우에만 존재한다. 다이나믹 그룹핑이 사용될 때, 에지 서브캐리어(edge subcarrier) 또는 DC 서브캐리어가 아닌 임의의 인접한 서브캐리어 간의 거리는 Grouping 필드 내에 표시된 값 중 하나이다.

Digital Fbck Control 필드 내의 Grouping 서브필드가 2보다 작거나 같을 때, 빔포밍 매트릭스가 계산되는 서브 캐리어 인덱스는 표 8에 정의된다. Digital Fbck Control 필드 내의 Grouping 서브필드가 3일 때, 디지털 BF 피드백 요소는 피드백 리포트 내의 각각의 2개의 인접한 서브캐리어들 사이의 서브캐리어들의 개수를 표시하는 차등 서브캐리어 인덱스(Differential Subcarrier Index) 필드를 포함한다. 서브캐리어 인덱스 세트는 Ng = 2 및 표 4에서 대응되는 N_CB에 대해 정의된 서브캐리어 인덱스 세트의 서브 세트이고, 인덱스 서브캐리어 및 인덱스 -2 및 2를 갖는 서브캐리어가 피드백 리포트 내에 존재하도록 구성된다 상기 피드백 보고 내의 서브캐리어들 간의 거리는 {1, 2, 4, 8, 16, 32}의 값 중 하나이다. (When the Grouping subfield within the Digital Fbck Control field is less than or equal to 2, the subcarrier indices for which the beamforming matrices are computed are defined in Table 8. When the Grouping subfield within the Digital Fbck Control field is 3, the Digital BF Feedback element includes the Differential Subcarrier Index field marking the number of subcarriers between each two adjacent subcarriers within the feedback report. The subcarrier index set is constructed such that it is a subset of the subcarrier index set defined for Ng=2 and the corresponding N_CB in Table 4, such that the edge subcarriers and the subcarriers with indices -2 and 2 are present within the feedback report and the distance between subcarriers within the feedback report is one of the values in {1, 2, 4, 8, 16, 32}.)

상기 표 8에서 Ng=16인 경우를 추가할 수 있다. Ng=16인 경우 피드백 서브캐리어의 인덱스는 다음과 같이 정의될 수 있다.

4.1) channel bonding끼리 nested structure를 고려한 경우

이 case는 HW 구현 측면에서 유리하게 subcarrier index를 결정한 방법이다. Single channel의 subcarrier indices가 2CB의 subcarrier indices에 포함되고 2CB가 3CB에 포함, 3CB가 4CB에 포함되는 nested structure로 4CB subcarrier indices는 모든 channel bonding factor의 subcarrier의 위치를 포함하고 있다.

Feedback subcarrier indices를 결정함에 있어 -1, 0, 1에 는 DC가 위치하기 때문에 이를 제외한다. 또 이 부분의 channel estimation을 위해서 -2와 2 subcarrier부터 grouping을 시작한다.

<1CB>

[-177, -162, -146, -130, -114, -98, -82, -66, -50, -34, -18, -2, 2, 18, 34, 50, 66, 82, 98, 114, 130, 146, 162, 177]

Single channel의 경우는 data subcarrier가 -177, 177까지 있기 때문에 -178, 178번 subcarrier를 사용할 수 없다. 16 subcarrier 간격은 유지되지 않지만-177, 177 subcarrier를 이용해 interpolation을 한다.

<2CB>

[-386, -385, -369, -353, -337, -321, -305, -289, -273, -257, -241, -225, -209, -193, -177, -162, -146, -130, -114, -98, -82, -66, -50, -34, -18, -2, 2, 18, 34, 50, 66, 82, 98, 114, 130, 146, 162, 177, 193, 209, 225, 241, 257, 273, 289, 305, 321, 337, 353, 369, 385, 386]

Single channel의 subcarrier indices를 가져 온 후 -177, 177번 subcarrier를 기준으로 16간격으로 feedback 해준다. 마찬가지로 edge carrier -386, 386의 경우는 interpolation을 위해 feedback 하는 subcarrier로 사용한다.

<3CB>

[-596, -594, -578, -562, -546, -530, -514, -498, -482, -466, -450, -434, -418, -402, -386, -385, -369, -353, -337, -321, -305, -289, -273, -257, -241, -225, -209, -193, -177, -162, -146, -130, -114, -98, -82, -66, -50, -34, -18, -2, 2, 18, 34, 50, 66, 82, 98, 114, 130, 146, 162, 177, 193, 209, 225, 241, 257, 273, 289, 305, 321, 337, 353, 369, 385, 386, 402, 418, 434, 450, 466, 482, 498, 514, 530, 546, 562, 578, 594, 596]

2CB의 subcarrier indices에 -386, 386 subcarrier를 기준으로 16 개 간격으로 feedback 해준다. 마찬가지로 edge subcarrier 596, -596 subcarrier의 경우는 interpolation을 위해 feedback 하는 subcarrier로 사용한다.

<4CB>

[-805, -804, -788, -772, -756, -740, -724, -708, -692, -676, -660, -644, -628, -612, -596, -594, -578, -562, -546, -530, -514, -498, -482, -466, -450, -434, -418, -402, -386, -385, -369, -353, -337, -321, -305, -289, -273, -257, -241, -225, -209, -193, -177, -162, -146, -130, -114, -98, -82, -66, -50, -34, -18, -2, 2, 18, 34, 50, 66, 82, 98, 114, 130, 146, 162, 177, 193, 209, 225, 241, 257, 273, 289, 305, 321, 337, 353, 369, 385, 386, 402, 418, 434, 450, 466, 482, 498, 514, 530, 546, 562, 578, 594, 596, 612, 628, 644, 660, 676, 692, 708, 724, 740, 756, 772, 788, 804, 805]

3CB의 subcarrier indices에 -596, 596 subcarrier를 기준으로 8 개 간격으로 feedback 해준다. 마찬가지로 edge subcarrier 805, -805 subcarrier의 경우는 interpolation을 위해 feedback 하는 subcarrier로 사용한다.

4.2) channel bonding끼리 nested structure를 고려하지 않은 경우

4.1)의 경우와 다르게 nested structure를 사용하지 않고 각 channel bonding factor별로 feedback subcarrier indices를 구성한다. DC subcarrier와 edge subcarrier를 고려해서 feedback subcarrier를 정해준다.

<1CB>

[-177 -162 -146 -130 -114 -98 -82 -66 -50 -34 -18 -2 2 10 18 26 34 50 66 82 98 114 130 146 162 177]

<2CB>

[-386 -370 -354 -338 -322 -306 -290 -274 -258 -242 -226 -210 -194 -178 -162 -146 -130 -114 -98 -82 -66 -50 -34 -18 -2 2 10 18 26 34 50 66 82 98 114 130 146 162 178 194 210 226 242 258 274 290 306 322 338 354 370 386]

<3CB>

[-596 -594 -578 -562 -546 -530 -514 -498 -482 -466 -450 -434 -418 -402 -386 -370 -354 -338 -322 -306 -290 -274 -258 -242 -226 -210 -194 -178 -162 -146 -130 -114 -98 -82 -66 -50 -34 -18 -2 2 10 18 26 34 50 66 82 98 114 130 146 162 178 194 210 226 242 258 274 290 306 322 338 354 370 386 402 418 434 450 466 482 498 514 530 546 562 578 594 596]

<4CB>

[-805 -802 -786 -770 -754 -738 -722 -706 -690 -674 -658 -642 -626 -610 -594 -578 -562 -546 -530 -514 -498 -482 -466 -450 -434 -418 -402 -386 -370 -354 -338 -322 -306 -290 -274 -258 -242 -226 -210 -194 -178 -162 -146 -130 -114 -98 -82 -66 -50 -34 -18 -2 2 10 18 26 34 50 66 82 98 114 130 146 162 178 194 210 226 242 258 274 290 306 322 338 354 370 386 402 418 434 450 466 482 498 514 530 546 562 578 594 610 626 642 658 674 690 706 722 738 754 770 786 802 805]

상술한 것처럼, 802.11ac에는 MU-MIMO를 위한 MU Exclusive field가 존재한다. 이 경우는 각 feedback tone마다 per-tone-SNR 값을 정의한다. 이 값을 이용하여 추가적인 정보를 feedback해준다.

MU-MIMO일 때 추가적으로 feedback해주는 정보는 VHT compressed beamforming report information에 있는 average SNR per space-time-stream과 각 feedback tone의 per-tone-SNR값의 차이를 delta-SNR이라 정의하고 이 값을 feedback 해준다.

11ac에서는 feedback tone을 위한 tone grouping factor인 Ng값이 존재하는데(Ng = 1, 2, 4), Ng가 1이면 모든 tone에서 feedback 해주고, Ng가 2이면 2 tone 간격으로 feedback 해준다.

Delta-SNR의 경우는 2*Ng 간격으로 MU-MIMO를 위해 추가적인 정보를 feedback 해준다.

11ax의 경우는 Ng 간격으로 MU-MIMO를 위해 추가적인 정보를 feedback한다.

본 발명에서는 802.11ay에서 MU-MIMO를 위한 MU Exclusive field를 제안하는데, 기존 11ac에서 사용하는 delta-SNR방법을 활용하지 않고 differential SNR 방법을 제안한다.

5. 제안하는 실시예

802.11ac에서 기정의된 per-tone-SNR은 다음과 같다. 즉, 서브캐리어 k와 공간-시간 스트림 i에 대한 SNR per tone은 아래 수학식으로 구할 수 있다.

여기서, V_k,i는 서브캐리어 k에서 피드백 빔포밍 행령의 i번째 열이고, N은 빔포미에서 측정된 노이즈 + 간섭 전력이다.

이 per-tone-SNR값과 space time stream의 average SNR값의 차이를 delta-SNR로 정의해서 feedback해준다. 4bit을 이용하고 -8dB 부터 7dB까지 1 dB step으로 feedback한다.

즉, 802.11ac에서 정의된 MU Exclusive Beamforming Report 정보에 포함되는 delta-SNR은 상기 표4와 같이 정의할 수 있다.

802.11ay에서도 MU-MIMO를 위해 추가적으로 MU Exclusive field를 추가하는 방법을 제안한다.

제안하는 방법은 11ac와 같이 per-tone-SNR을 이용하지만 그 값과 average SNR 값의 차이를 이용하지 않고 인접 tone들간의 차이를 differential SNR로 정의하고 이 차이를 feedback 해주는 방법이다.

11ay channel의 특성을 고려한 방법으로 11ay channel의 경우에는 reflection 특성으로 인해 channel의 frequency selectivity가 커지게 된다.

예를 들어 설명하면 space time stream의 average SNR 10dB 라고 가정 할 때, 각 data tone의 per-tone-SNR값이 2dB보다 작아지거나 17dB보다 커지는 경우가 생길 수 있다.

802.11ac의 방법으로는 위에서 언급한 case들을 cover할 수 없다.

이런 경우 802.11ac의 방법을 사용하지 않고 인접 tone들간의 per-tone-SNR 차이를 feedback해주는 방법을 고려할 수 있다.

인접 tone들간의 per-tone-SNR의 상대적 차이를 나타내는 differential SNR은 아래 수학식으로 구할 수 있다.

여기서, k는 피드백 서브캐리어 인덱스이고, i는 스트림 인덱스이고, H는 추정된 채널이고, V는 빔포밍 행렬이고, N은 평균 노이즈 플러스 간섭 전력이다.

상기 differential SNR은 아래 수학식으로도 구할 수 있다. 수학식 3과 수학식 4는 동일한 수식일 수 있다.

여기서 첫 번째 data tone의 per-tone-SNR값은 비교대상이 없기 때문에 differential 하게 정할 수 없다. (첫 번째 data tone의 위치는 종래기술의 tone index table에 있는 가장 왼쪽에 있는 subcarrier가 될 수도 있고 가장 오른쪽에 있는 subcarrier가 될 수 있다.) 최소값은 -10dB로 정하고 최대값은 53.75dB로 정한 후 8bit을 가지고 0.5dB step으로 값들을 정해줄 수 있다. 최소값과 최대값은 바뀔 수 있으며 step을 1dB 간격으로 정해줄 수 있다.

그렇기 때문에 space-time stream의 average SNR값 처럼 8bit을 할당하여 첫 data tone의 per-tone-SNR값을 표현해야 한다.

첫 번째 data tone의 per-tone-SNR값은 아래 수학식으로 계산될 수 있다.

MU Exclusive Beamforming Report 필드는 차등 SNR 서브필드에 포함된 차등 SNR의 형태로 명시적인 피드백 정보를 전달한다. MU Exclusive Beamforming Report 필드는 MIMO 피드백 제어 요소의 SU/MU 필드가 1이고(MU 전송), 디지털 Fbck 제어 필드의 피드백 유형 서브필드가 1인 경우(EDMG OFDM 모드)인 경우 디지털 BF 피드백 요소에 포함된다.

MU Exclusive Beamforming Report 필드는 Ng 만큼 이격된 서브캐리어들의 서브집합이 각 space-time stream(1 to Nc)에 대한 차등 SNR 서브필드들로 구성된다. Ng는 MIMO 피드백 제어 요소 내 디지털 Fbck 제어 필드의 그룹핑 서브필드의 값이고, 최저 주파수 서브캐리어부터 시작하여 최고 주파수 서브캐리어까지 서브캐리어 간격으로 사용된다. 서로 다른 서브캐리어에 해당하는 경우에도 MU Exclusive Beamforming Report 필드 내 D_SNR_k,i 사이에는 패딩이 되지 않는다.

상기 Ng 만큼 이격된 서브캐리어들의 서브집합은 상기 표 8의 값에 의해 결정된다. 서브집합에 포함된 각각의 서브캐리어에 대해, 대응하는 space-time stream의 Ng 만큼 이격된 인접한 서브캐리어에 대한 행렬 V의 각 열에 대한 서브캐리어의 SNR의 dB에 대한 편차는 상기 수학식 4를 사용하여 계산될 수 있다.

각각의 차등 SNR 서브필드는 상기 수학식 4를 통해 계산되고 1dB의 그래뉼리티(granularity)를 가진 -8dB에서 7dB의 범위의 4비트로 양자화되는 D_SNR_k,i을 포함한다(다만,서브캐리어 인덱스 k=scidx(0)일 때를 제외한다). k=scidx(0)일 때인, D_SNR_scidx(0),i은 상기 수학식 5를 사용하여 계산되고 0.25dB의 그래뉼리티를 가진 -8dB에서 55.75dB의 범위의 8비트로 양자화된다.

Frequency selectivity가 커져도 인접 tone사이의 per-tone-SNR이 급격하게 변하지 않는 특성을 활용한 방법으로 이 방법을 사용할 경우 위에서 cover할 수 없었던 값들을 feedback 해줄 수 있는 효과가 있다.

1) 기존처럼 4bit을 할당하여 -8dB에서 7dB까지 1dB step or -7dB에서 8dB까지 1dB step feedback해줄 수 있다

2) 또는 3bit을 할당하여 -4dB에서 3dB까지 1dB step or -3dB에서 4dB까지 1dB step 으로 feedback 해줄 수 있다. 3bit을 할당할 경우 feedback overhead를 줄일 수 있는 장점이 있다.

3) 4bit을 할당하여 -4dB 부터 3.5dB까지 0.5dB 간격으로 feedback 해줄 수 있다. step간격을 줄여서 feedback하게 되면 더 정확한 per-tone-SNR을 보고할 수 있는 장점이 있다.

상기 1)의 방법에 대한 구체적인 실시예는 다음과 같다.

피드백 서브캐리어가 첫 번째 톤, 두 번째 톤, 세 번째 톤, 네 번째 톤,...으로 구성된다고 가정한다. 여기서, 첫 번째 톤의 SNR은 10dB이고, 두 번째 톤의 SNR은 18dB이고, 세 번째 톤의 SNR은 15dB이고, 네 번째 톤의 SNR은 20dB이라고 가정한다.

상기 실시예에 따르면, 첫 번째 톤은 첫 번째 data tone이므로 differential SNR을 정의할 수 없다. 따라서, space-time stream의 average SNR값 처럼 8bit을 할당하여 첫 data tone의 per-tone-SNR값을 나타낼 수 있고, 상기 수학식 5로 계산될 수 있다.

두 번째 톤부터는 이전 톤과 differential SNR을 구하는 것이 가능하다. 두 번째 톤의 SNR과 첫 번째 톤의 SNR의 차이는 8dB이고, 상기 1)에 따르면 상한은 7dB이기 때문에 differential SNR은 7dB로 설정될 수 있다. 따라서, 상기 differential SNR은 4bit를 할당하여 인접 톤 간의 톤 당 SNR 차이를 피드백해줄 수 있고, 상기 수학식 4로 계산될 수 있다.

세 번째 톤의 SNR과 두 번째 톤의 SNR의 차이는 3dB이고, 3dB은 상기 1)에 따르면 상한과 하한의 범위에 포함되기 때문에 differential SNR은 3dB로 설정될 수 있다. 따라서, 상기 differential SNR은 4bit를 할당하여 인접 톤 간의 톤 당 SNR 차이를 피드백해줄 수 있고, 상기 수학식 4로 계산될 수 있다.

네 번째 톤의 SNR과 세 번째 톤의 SNR의 차이는 5dB이고, 5dB은 상기 1)에 따르면 상한과 하한의 범위에 포함되기 때문에 differential SNR은 5dB로 설정될 수 있다. 따라서, 상기 differential SNR은 4bit를 할당하여 인접 톤 간의 톤 당 SNR 차이를 피드백해줄 수 있고, 상기 수학식 4로 계산될 수 있다.

SNR을 측정하는 tone 간격에 대한 제안이다.

OFDM mode에서 Hybrid beamforming feedback을 할 때 Grouping value Ng를 정의해서 Ng tone 간격으로 beamforming matrix를 feedback 해준다. (Ng = 2, 4, 8)

Per-tone-SNR를 report해줄 data tone은 위에서 언급한 Ng을 활용할 수 있다.

Data tone의 index는 상기 표 8에 있는 서브캐리어 인덱스를 사용할 수 있다.

i) Ng 간격으로 Per-tone-SNR 을 측정한 후 인접 tone들의 per-tone-SNR 차이를 feedback해주는 방법을 고려할 수 있다. Per-tone-SNR을 위해 추가적인 factor없이 기 정의된 parameter를 활용할 수 있는 장점이 있다.

ii) 또는 2*Ng 간격으로 Per-tone-SNR 을 측정한 후 인접 tone들의 per-tone-SNR 차이를 feedback해주는 방법을 고려할 수 있다. 변화가 크지 않을 경우 간격을 넓혀서 feedback overhead를 줄일 수 있는 장점이 있다.

예를 들어 Ng=2일 경우, Ng간격으로 per-tone-SNR을 측정할 때 index는 종래기술의 Ng=2일 때 각 channel bonding별로 index를 활용하면 된다. 2*Ng 간격으로 per-tone-SNR을 측정할 때는 Ng=4일 때 각 channel bonding별로 table에 정의된 index를 사용하면 된다.

Ng=8일 경우 Ng간격으로 per-tone-SNR을 측정할 때 index는 종래기술의 Ng=8일 때 각 channel bonding별로 index를 활용하면 된다. 2*Ng 간격으로 per-tone-SNR을 측정할 때는 Ng=16일 때 각 channel bonding별로 table에 정의된 index를 사용하면 된다.

iii) 또는 위와 별도로 모든 data tone들에 대해 per-tone-SNR을 측정해서 report해주는 방법을 고려할 수 있다.

channel상황이 좋지 않을 경우 모든 data tone의 per-tone-SNR 측정해서 feedback해줄 경우 더 정확한 channel의 SNR정보를 feedback 해줄 수 있는 장점이 있다.

도 17은 본 실시예에 따른 송신장치가 MIMO 빔포밍을 수행하기 위해 피드백 프레임을 전송하는 절차흐름도이다.

S1710 단계에서, 제1 STA(station)은 MU(Multi User)-MIMO(Multi Input Multi Output) 빔포밍을 기반으로 피드백 프레임을 생성한다. 상기 MIMO 빔포밍 에는 BRP(Beam Refinement Protocol 또는 Beam Refinement Phase) 패킷(또는 프레임)을 송수신하는 사운딩(sounding) 절차도 포함될 수 있다.

S1720 단계에서, 상기 피드백 프레임을 제2 STA으로 전송한다.

상기 피드백 프레임은 다음과 같이 정의될 수 있다.

상기 i는 상기 공간 시간 스트림의 인덱스일 수 있다.

상기 제1 차등 SNR에 대해 구체적인 실시예는 다음과 같다.

도 18은 본 실시예에 따른 수신장치가 MIMO 빔포밍을 수행하기 위해 피드백 프레임을 수신하는 절차를 도시한 흐름도이다.

S1810 단계에서, 제1 STA(station)은 제2 STA으로부터 MU(Multi User)-MIMO(Multi Input Multi Output) 빔포밍을 기반으로 생성된 피드백 프레임을 수신한다. 상기 MIMO 빔포밍에는 BRP(Beam Refinement Protocol 또는 Beam Refinement Phase) 패킷(또는 프레임)을 송수신하는 사운딩(sounding) 절차도 포함될 수 있다.

S1820 단계에서, 상기 제1 STA은 상기 피드백 프레임을 기반으로 상기 제2 STA으로 데이터를 전송한다.

상기 피드백 프레임은 다음과 같이 정의될 수 있다.

상기 i는 상기 공간 시간 스트림의 인덱스일 수 있다.

상기 제1 차등 SNR에 대해 구체적인 실시예는 다음과 같다.

도 19는 본 실시예에 따른 MIMO 빔포밍을 수행하기 위해 피드백 프레임을 전송하는 절차를 나타낸다.

먼저, 용어를 정리하면, 제1 STA은 MIMO 빔포밍을 수행하는 응답자(responder, 150)에 대응할 수 있고, 제2 STA은 MIMO 빔포밍을 수행하는 개시자(initiator, 100)에 대응할 수 있다. 본 실시예에서 기술하는 MIMO 빔포밍은 제1 STA이 한 개의 장치이면, SU(single user)-MIMO 빔포밍에 대응하고, 제1 STA이 복수개의 장치이면, MU(multi user)-MIMO 빔포밍에 대응할 수 있다.

S1900 단계에서, 제1 STA(station)은 제2 STA과 함께 MIMO 빔포밍 절차를 수행한다. 상기 MIMO 빔포밍 절차는 S1910 단계와 S1920 단계를 포함할 수 있다.

S1910 단계에서, 제1 STA은 MIMO(Multi Input Multi Output) 빔포밍 절차를 기반으로 피드백 프레임을 생성한다. 상기 MIMO 빔포밍 절차에는 BRP(Beam Refinement Protocol 또는 Beam Refinement Phase) 패킷(또는 프레임)을 송수신하는 사운딩(sounding) 절차도 포함될 수 있다.

S1920 단계에서, 제1 STA은 상기 피드백 프레임을 제2 STA으로 전송한다.

S1930 단계에서, 제1 STA은 상기 MIMO 빔포밍 절차를 기반으로 신호를 송수신한다.

상기 피드백 프레임은 다음과 같이 정의될 수 있다.

상기 i는 상기 공간 시간 스트림의 인덱스일 수 있다.

상기 제1 차등 SNR에 대해 구체적인 실시예는 다음과 같다.

6. 장치 구성

도 20은 상술한 바와 같은 방법을 구현하기 위한 장치를 설명하기 위한 도면이다.

도 20의 무선 장치(100)은 상술한 설명에서 설명한 신호를 전송하는 개시자 STA, 그리고 무선 장치(150)은 상술한 설명에서 설명한 신호를 수신하는 응답자 STA에 대응할 수 있다. 이때, 각 스테이션은 11ay 단말 또는 PCP/AP에 대응될 수 있다. 이하, 설명의 편의를 위해 신호를 전송하는 개시자 STA은 송신 장치 (100)라 명명하고, 신호를 수신하는 응답자 STA은 수신 장치 (150)라 명명한다.

송신 장치 (100)는 프로세서(110), 메모리(120), 송수신부(130)를 포함할 수 있고, 수신 장치 (150)는 프로세서(160), 메모리(170) 및 송수신부(180)를 포함할 수 있다. 송수신부(130, 180)은 무선 신호를 송신/수신하고, IEEE 802.11/3GPP 등의 물리적 계층에서 실행될 수 있다. 프로세서(110, 160)은 물리 계층 및/또는 MAC 계층에서 실행되고, 송수신부(130, 180)와 연결되어 있다.

프로세서(110, 160) 및/또는 송수신부(130, 180)는 특정 집적 회로(application-specific integrated circuit, ASIC), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 프로세서를 포함할 수 있다. 메모리(120, 170)은 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래시 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 유닛을 포함할 수 있다. 일 실시 예가 소프트웨어에 의해 실행될 때, 상기 기술한 방법은 상기 기술된 기능을 수행하는 모듈(예를 들어, 프로세스, 기능)로서 실행될 수 있다. 상기 모듈은 메모리(120, 170)에 저장될 수 있고, 프로세서(110, 160)에 의해 실행될 수 있다. 상기 메모리(120, 170)는 상기 프로세스(110, 160)의 내부 또는 외부에 배치될 수 있고, 잘 알려진 수단으로 상기 프로세스(110, 160)와 연결될 수 있다.

상기 프로세서(110, 160)는 본 명세서에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현할 수 있다. 예를 들어, 프로세서(110, 160)는 전술한 본 실시예에 따른 동작을 수행할 수 있다.

송신 장치의 프로세서(110)의 동작은 구체적으로 다음과 같다. 송신 장치의 프로세서(110)는 MU-MIMO(Multi Input Multi Output) 빔포밍을 기반으로 피드백 프레임을 생성하고, 상기 피드백 프레임을 전송한다.

수신 장치의 프로세서(160)의 동작은 구체적으로 다음과 같다. 수신 장치의 프로세서(160)는 송신장치에서 생성된 피드백 프레임을 수신하고 상기 피드백 프레임을 기반으로 데이터를 전송한다.

도 21은 본 발명의 실시예를 구현하는 보다 상세한 무선장치를 나타낸다. 송신장치 또는 수신장치에 대해 전술한 본 발명이 이 실시예에 적용될 수 있다.

무선장치는 프로세서(610), 전력 관리 모듈(611), 배터리(612), 디스플레이(613), 키패드(614), SIM(subscriber identification module) 카드(615), 메모리(620), 송수신부(630), 하나 이상의 안테나(631), 스피커(640) 및 마이크(641)를 포함한다.

프로세서(610)는 본 명세서에서 설명된 제안된 기능, 절차 및/ 또는 방법을 구현하도록 구성될 수 있다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(610)에서 구현될 수 있다. 프로세서(610)는 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 처리 장치를 포함할 수 있다. 프로세서는 AP(application processor)일 수 있다. 프로세서(610)는 DSP(digital signal processor), CPU(central processing unit), GPU(graphics processing unit), 모뎀(Modem; modulator and demodulator) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 프로세서(610)의 예는 Qualcomm®에 의해 제조된 SNAPDRAGONTM 시리즈 프로세서, Samsung®에 의해 제조된 EXYNOSTM 시리즈 프로세서, Apple®에 의해 제조된 A 시리즈 프로세서, MediaTek®에 의해 제조된 HELIOTM 시리즈 프로세서, INTEL®에 의해 제조된 ATOMTM 시리즈 프로세서 또는 대응하는 차세대 프로세서일 수 있다.

전력 관리 모듈(611)은 프로세서(610) 및/또는 송수신부(630)에 대한 전력을 관리한다. 배터리(612)는 전력 관리 모듈(611)에 전력을 공급한다. 디스플레이(613)는 프로세서(610)에 의해 처리된 결과를 출력한다. 키패드(614)는 프로세서(610)에 의해 사용될 입력을 수신한다. 키패드(614)는 디스플레이(613) 상에 표시될 수 있다. SIM 카드(615)는 휴대 전화 및 컴퓨터와 같은 휴대 전화 장치에서 가입자를 식별하고 인증하는 데에 사용되는 IMSI(international mobile subscriber identity) 및 그와 관련된 키를 안전하게 저장하기 위하여 사용되는 집적 회로이다. 많은 SIM 카드에 연락처 정보를 저장할 수도 있다.

메모리(620)는 프로세서(610)와 동작 가능하게 결합되고, 프로세서(610)를 동작시키기 위한 다양한 정보를 저장한다. 메모리(620)는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래시 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다. 실시예가 소프트웨어로 구현되는 경우, 본 명세서에서 설명된 기술들은 본 명세서에서 설명된 기능을 수행하는 모듈(예컨대, 절차, 기능 등)로 구현될 수 있다. 모듈은 메모리(620)에 저장될 수 있고 프로세서(610)에 의해 실행될 수 있다. 메모리(620)는 프로세서(610) 내부에 구현될 수 있다. 또는, 메모리(620)는 프로세서(610) 외부에 구현될 수 있으며, 기술 분야에서 공지된 다양한 수단을 통해 프로세서(610)에 통신 가능하게 연결될 수 있다.

송수신부(630)는 프로세서(610)와 동작 가능하게 결합되고, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 송수신부(630)는 전송기와 수신기를 포함한다. 송수신부(630)는 무선 주파수 신호를 처리하기 위한 기저 대역 회로를 포함할 수 있다. 송수신부는 무선 신호를 송신 및/또는 수신하도록 하나 이상의 안테나(631)을 제어한다.

스피커(640)는 프로세서(610)에 의해 처리된 소리 관련 결과를 출력한다. 마이크(641)는 프로세서(610)에 의해 사용될 소리 관련 입력을 수신한다.

송신 장치의 경우, 상기 프로세서(610)는 MU-MIMO(Multi Input Multi Output) 빔포밍을 기반으로 피드백 프레임을 생성하고, 상기 피드백 프레임을 전송한다.

수신 장치의 경우, 상기 프로세서(610)는 수신 장치의 프로세서(160)는 송신장치에서 생성된 피드백 프레임을 수신하고 상기 피드백 프레임을 기반으로 데이터를 전송한다.

상기 피드백 프레임은 다음과 같이 정의될 수 있다.

상기 i는 상기 공간 시간 스트림의 인덱스일 수 있다.

상기 제1 차등 SNR에 대해 구체적인 실시예는 다음과 같다.

Claims

무선랜(WLAN) 시스템에서 피드백 프레임을 전송하는 방법에 있어서,
제1 STA(station)이, MU(Multi User)-MIMO(Multi Input Multi Output) 빔포밍을 기반으로 피드백 프레임을 생성하는 단계; 및
상기 제1 STA이, 상기 피드백 프레임을 제2 STA으로 전송하는 단계를 포함하되,
상기 피드백 프레임은 기설정된 주파수 대역에 대한 피드백 서브캐리어와 관련된 정보 및 상기 MU-MIMO 빔포밍을 위한 빔포밍 보고 필드를 포함하고,
상기 피드백 서브캐리어는 상기 피드백 서브캐리어에서 첫 번째로 전송되는 제1 서브캐리어 및 서브캐리어 간격과 관련된 그룹핑 값을 기반으로 서브캐리어 인덱스가 결정되는 제2 서브캐리어를 포함하고,
상기 제1 서브캐리어는 상기 기설정된 주파수 대역의 좌측 엣지(left edge) 서브캐리어 또는 우측 엣지(right edge) 서브캐리어 중 하나로 설정되고,
상기 빔포밍 보고 필드는 상기 제1 서브캐리어에 대한 제1 SNR(Signal to Noise Ratio) 및 상기 제2 서브캐리어에 대한 제1 차등(differential) SNR을 포함하고,
상기 제1 차등 SNR은 상기 피드백 서브캐리어에 포함된 인접한 서브캐리어 간 SNR 차이인
방법.
제1항에 있어서,
상기 제1 SNR은 공간 시간 스트림에 대해 아래의 수학식을 기반으로 획득되고,

상기 H_scidx(0)은 상기 제1 서브캐리어에 대한 추정된 MIMO 채널이고,
상기 V_scidx(0),i은 상기 제1 서브캐리어에 대한 빔포밍 행렬 V의 i번째 열이고,
상기 i는 상기 공간 시간 스트림의 인덱스이고,
상기 N은 상기 제1 STA으로부터 측정된 평균 노이즈 플러스 간섭 전력(average noise plus interference power)인
방법.
제2항에 있어서,
상기 제1 SNR은 그래뉼리티(granularity)가 0.25dB이고, 최소값이 -8dB이고, 최대값이 55.75dB이고,
상기 제1 SNR은 상기 그래뉼리티, 상기 최소값 및 상기 최대값을 기반으로 8비트로 양자화(quantize)되는
방법.
제1항에 있어서,
상기 제1 차등 SNR은 공간 시간 스트림에 대해 아래의 수학식을 기반으로 획득되고,

상기 k는 상기 제2 서브캐리어의 서브캐리어 인덱스이고,
상기 H_k는 k번째 피드백 서브캐리어에 대한 추정된 MIMO 채널이고,
상기 V_k,i는 k번째 피드백 서브캐리어에 대한 빔포밍 행렬 V의 i번째 열이고,
상기 i는 상기 공간 시간 스트림의 인덱스이고,
상기 N은 상기 제1 STA으로부터 측정된 평균 노이즈 플러스 간섭 전력인
방법.
제4항에 있어서,
상기 제1 차등 SNR은 그래뉼리티(granularity)가 1dB이고, 최소값이 -8dB이고, 최대값이 7dB이고,
상기 제1 차등 SNR은 상기 그래뉼리티, 상기 최소값 및 상기 최대값을 기반으로 4비트로 양자화(quantize)되는
방법.
제4항에 있어서,
상기 제1 서브캐리어의 서브캐리어 인덱스가 1인 경우,
상기 제2 서브캐리어는 서브캐리어 인덱스가 2인 제3 서브캐리어 및 서브캐리어 인덱스가 3인 제4 서브캐리어를 포함하고,
상기 제3 서브캐리어에 대한 제2 차등 SNR은 상기 제1 서브캐리어와 상기 제3 서브캐리어 간 SNR 차이이고,
상기 제2 차등 SNR은 상기 k=2일 때 상기 수학식을 기반으로 획득되고,
상기 제4 서브캐리어에 대한 제3 차등 SNR은 상기 제2 서브캐리어와 상기 제3 서브캐리어 간 SNR 차이이고,
상기 제3 차등 SNR은 상기 k=3일 때 상기 수학식을 기반으로 획득되는
방법.
제6항에 있어서,
상기 제4 서브캐리어는 상기 제3 서브캐리어에서 상기 그룹핑 값만큼 떨어진 피드백 서브캐리어인
방법.
제1항에 있어서,
상기 기설정된 주파수 대역은 단일 채널(single channel), 두 개의 본딩된 채널(two bonded channel), 세 개의 본딩된 채널(three bonded channel) 또는 네 개의 본딩된 채널(four bonded channel)로 설정되고,
상기 그룹핑 값은 2, 4, 8 또는 16 중 하나의 값으로 설정되고,
상기 제2 서브캐리어는 상기 제1 서브캐리어를 제외한 피드백 서브캐리어인
방법.
무선랜(WLAN) 시스템에서 피드백 프레임을 전송하는 STA(station) 장치에 있어서,
메모리;
트랜시버; 및
상기 메모리 및 상기 트랜시버와 동작 가능하게 결합된 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는:
MU(Multi User)-MIMO(Multi Input Multi Output) 빔포밍을 기반으로 피드백 프레임을 생성하고; 및
상기 피드백 프레임을 다른 STA 장치로 전송하는 단계를 포함하되,
상기 피드백 프레임은 기설정된 주파수 대역에 대한 피드백 서브캐리어와 관련된 정보 및 상기 MU-MIMO 빔포밍을 위한 빔포밍 보고 필드를 포함하고,
상기 피드백 서브캐리어는 상기 피드백 서브캐리어에서 첫 번째로 전송되는 제1 서브캐리어 및 서브캐리어 간격과 관련된 그룹핑 값을 기반으로 서브캐리어 인덱스가 결정되는 제2 서브캐리어를 포함하고,
상기 제1 서브캐리어는 상기 기설정된 주파수 대역의 좌측 엣지(left edge) 서브캐리어 또는 우측 엣지(right edge) 서브캐리어 중 하나로 설정되고,
상기 빔포밍 보고 필드는 상기 제1 서브캐리어에 대한 제1 SNR(Signal to Noise Ratio) 및 상기 제2 서브캐리어에 대한 제1 차등(differential) SNR을 포함하고,
상기 제1 차등 SNR은 상기 피드백 서브캐리어에 포함된 인접한 서브캐리어 간 SNR 차이인
STA 장치.
제9항에 있어서,
상기 제1 SNR은 공간 시간 스트림에 대해 아래의 수학식을 기반으로 획득되고,

상기 H_scidx(0)은 상기 제1 서브캐리어에 대한 추정된 MIMO 채널이고,
상기 V_scidx(0),i은 상기 제1 서브캐리어에 대한 빔포밍 행렬 V의 i번째 열이고,
상기 i는 상기 공간 시간 스트림의 인덱스이고,
상기 N은 상기 제1 STA으로부터 측정된 평균 노이즈 플러스 간섭 전력(average noise plus interference power)인
STA 장치.
제10항에 있어서,
상기 제1 SNR은 그래뉼리티(granularity)가 0.25dB이고, 최소값이 -8dB이고, 최대값이 55.75dB이고,
상기 제1 SNR은 상기 그래뉼리티, 상기 최소값 및 상기 최대값을 기반으로 8비트로 양자화(quantize)되는
STA 장치.
제9항에 있어서,
상기 제1 차등 SNR은 공간 시간 스트림에 대해 아래의 수학식을 기반으로 획득되고,

상기 k는 상기 제2 서브캐리어의 서브캐리어 인덱스이고,
상기 H_k는 k번째 피드백 서브캐리어에 대한 추정된 MIMO 채널이고,
상기 V_k,i는 k번째 피드백 서브캐리어에 대한 빔포밍 행렬 V의 i번째 열이고,
상기 i는 상기 공간 시간 스트림의 인덱스이고,
상기 N은 상기 제1 STA으로부터 측정된 평균 노이즈 플러스 간섭 전력인
STA 장치.
제12항에 있어서,
상기 제1 차등 SNR은 그래뉼리티(granularity)가 1dB이고, 최소값이 -8dB이고, 최대값이 7dB이고,
상기 제1 차등 SNR은 상기 그래뉼리티, 상기 최소값 및 상기 최대값을 기반으로 4비트로 양자화(quantize)되는
STA 장치.
제12항에 있어서,
상기 제1 서브캐리어의 서브캐리어 인덱스가 1인 경우,
상기 제2 서브캐리어는 서브캐리어 인덱스가 2인 제3 서브캐리어 및 서브캐리어 인덱스가 3인 제4 서브캐리어를 포함하고,
상기 제3 서브캐리어에 대한 제2 차등 SNR은 상기 제1 서브캐리어와 상기 제3 서브캐리어 간 SNR 차이이고,
상기 제2 차등 SNR은 상기 k=2일 때 상기 수학식을 기반으로 획득되고,
상기 제4 서브캐리어에 대한 제3 차등 SNR은 상기 제2 서브캐리어와 상기 제3 서브캐리어 간 SNR 차이이고,
상기 제3 차등 SNR은 상기 k=3일 때 상기 수학식을 기반으로 획득되는
STA 장치.
무선랜(WLAN) 시스템에서 피드백 프레임을 수신하는 방법에 있어서,
제1 STA(station)이, 제2 STA으로부터 MU(Multi User)-MIMO(Multi Input Multi Output) 빔포밍을 기반으로 생성된 피드백 프레임을 수신하는 단계; 및
상기 제1 STA이, 상기 피드백 프레임을 기반으로 상기 제2 STA으로 데이터를 전송하는 단계를 포함하되,
상기 피드백 프레임은 기설정된 주파수 대역에 대한 피드백 서브캐리어와 관련된 정보 및 상기 MU-MIMO 빔포밍을 위한 빔포밍 보고 필드를 포함하고,
상기 피드백 서브캐리어는 상기 피드백 서브캐리어에서 첫 번째로 전송되는 제1 서브캐리어 및 서브캐리어 간격과 관련된 그룹핑 값을 기반으로 서브캐리어 인덱스가 결정되는 제2 서브캐리어를 포함하고,
상기 제1 서브캐리어는 상기 기설정된 주파수 대역의 좌측 엣지(left edge) 서브캐리어 또는 우측 엣지(right edge) 서브캐리어 중 하나로 설정되고,
상기 빔포밍 보고 필드는 상기 제1 서브캐리어에 대한 제1 SNR(Signal to Noise Ratio) 및 상기 제2 서브캐리어에 대한 제1 차등(differential) SNR을 포함하고,
상기 제1 차등 SNR은 상기 피드백 서브캐리어에 포함된 인접한 서브캐리어 간 SNR 차이인
방법.