KR20190067706A - 무선 주파수 필터를 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

일 실시예에 따르면, RF 시스템을 동작시키는 방법은 광대역 필터 뱅크를 사용하여 제 1 광대역 RF 신호를 필터링하는 단계를 포함한다. 제 1 RF 신호를 필터링하는 단계는 제 1 광대역 RF 신호를 주파수 클러스터 신호로 분리하는 단계를 포함하며, 여기서 주파수 클러스터 신호의 각각은 상이한 주파수 범위를 포함하고, 제 1 광대역 RF 신호는 다수의 RF 대역을 포함하며, 상이한 주파수 범위의 각각은 다수의 RF 대역 중 복수의 RF 대역을 포함한다. 상기 방법은 상기 주파수 클러스터 신호 중 적어도 하나를 대역 차단 필터링하여 대역 차단된 주파수 클러스터 신호를 생성하는 단계를 더 포함한다.

Description

무선 주파수 필터를 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR A RADIO FREQUENCY FILTER}
본 출원은 2017년 12월 7일자로 출원된 미국 가출원 제62/595,898호 및 2018년 3월 12일자로 출원된 미국 가출원 제62/641,664호의 우선권을 주장하며, 이들 가출원은 그 전체가 본원에 참조로서 포함된다.
관련 출원에 대한 상호 참조
본 출원은 다음의 공동 계류중이며 공동 양수된 특허 출원과 관련이 있다: 대리인 관리 번호 INF2018P51521US, ________에 출원된 미국 특허 출원 제________호; 대리인 관리 번호 INF2018P51522US, ________에 출원된 미국 특허 출원 제________호; 대리인 관리 번호 INF2018P51842US, ________에 출원된 미국 특허 출원 제________호; 및 대리인 관리 번호 INF2018P51843US, ________에 출원된 미국 특허 출원 제________호, 이들 출원은 그 전체가 본원에 참조로 포함된다.
기술분야
본 발명은 일반적으로 시스템 및 방법에 관한 것으로, 특히 무선 주파수 필터를 위한 시스템 및 방법의 실시예에 관한 것이다.
휴대용 무선 디바이스와 같은 많은 RF 시스템에서, 하나 초과의 수신 주파수 또는 송신 주파수는 단일 무선 디바이스에서 동시에 활성화될 수 있다. 각각의 주파수 대역이 서로 멀리 떨어져 있을 때, 및/또는 주파수 대역이 상이한 이득으로 처리될 때, 상이한 주파수 채널이 주파수 도메인에서 분리되고 별개의 신호 경로에서 처리된다. 그러한 주파수 대역은 동일한 통신 전송 표준의 상이한 대역에 전용된 주파수 대역, 다른 통신 표준(예컨대, LTE 및 GSM)에 전용된 상이한 대역 뿐만 아니라, 상이한 서비스 타입(예컨대, 셀룰러 통신, WiFi 및 GPS)에 전용된 다수의 대역을 포함할 수 있다. 오늘날 많은 시스템은 유연한 주파수 플랜과 두 개 초과의 채널을 동시에 처리할 것을 요구하며, 이는 (n 개의 주파수 대역을 가진) 고정된 주파수 디멀티플렉서 필터 디자인을 설계하는 데 어려움을 겪게 한다.
(예를 들어, 지원되는 대역의 수가 증가함에 기인하여) RF 프론트 엔드의 복잡도가 증가하면, 삽입 손실이 증가하고, 기준 감도가 감소하며, 프론트 엔드를 물리적으로 구현하는 것과 관련한 면적이 크게 증가하게 된다. 예를 들어, 다수의 주파수 대역에서 동작하는 RF 프론트 엔드의 구현은 특정의 무선 동작 모드 또는 특정의 캐리어 집성 사용 케이스에 따라 RF 신호 경로의 내외로 스위칭되는 다수의 고정된 필터를 포함할 수 있다. 이러한 시스템에서, 보다 많은 수의 캐리어 집성 사용 케이스를 지원하는 데 보다 많은 수의 스위칭되는 필터가 사용된다.
일 실시예에 따르면, RF 시스템을 동작시키는 방법은 광대역 필터 뱅크를 사용하여 제 1 광대역 RF 신호를 필터링하는 단계를 포함한다. 제 1 RF 신호를 필터링하는 단계는 제 1 광대역 RF 신호를 주파수 클러스터 신호로 분리하는 단계를 포함하며, 여기서 주파수 클러스터 신호의 각각은 상이한 주파수 범위를 포함하고, 제 1 광대역 RF 신호는 다수의 RF 대역을 포함하며, 상이한 주파수 범위의 각각은 다수의 RF 대역 중 복수의 RF 대역을 포함한다. 상기 방법은 상기 주파수 클러스터 신호 중 적어도 하나를 대역 차단 필터링하여 대역 차단된 주파수 클러스터 신호를 생성하는 단계를 더 포함한다.
다른 실시예에 따르면, RF 시스템은 하나의 입력 및 복수의 출력을 갖는 광대역 필터 뱅크를 포함한다. 광대역 필터 뱅크는 광대역 필터 뱅크의 입력에서의 광대역 RF 신호를 광대역 필터 뱅크의 복수의 출력에서 복수의 주파수 클러스터로 분리하도록 구성되며, 여기서 복수의 주파수 클러스터의 각각의 주파수 클러스터는 상이한 주파수 범위를 포함하며, 각 주파수 범위는 광대역 RF 신호의 복수의 RF 대역을 커버한다. RF 시스템은 광대역 필터 뱅크의 복수의 출력 중 하나에 결합된 입력을 갖는 적어도 하나의 대역 차단 필터를 더 포함한다.
다른 실시예에 따르면, RF 시스템은 안테나에 결합되도록 구성된 제 1 입력을 갖는 제 1 RF 필터 - 상기 제 1 RF 필터는 제 1 주파수 대역을 통과하는 제 1 대역 통과 응답을 상기 제 1 입력으로부터 제 1 대역 통과 출력으로 제공하며, 상기 제 1 주파수 대역을 저지하는 제 1 대역 차단 응답을 상기 제 1 입력으로부터 제 1 대역 차단 출력으로 제공하도록 구성됨 - 와, 상기 제 1 RF 필터의 상기 제 1 대역 차단 출력에 결합된 입력을 갖는 n-플렉서와, 상기 n-플렉서의 출력에 연결된 제 1 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 포함한다.
본 발명 및 그 이점에 대한 보다 완전한 이해를 위해, 이제 첨부된 도면과 관련하여 취해진 아래의 설명이 참조된다.
도 1은 예시적인 RF 프론트 엔드 회로의 개략도이다.
도 2a 내지 도 2d는 RF 프론트 엔드 회로의 실시예의 블록도를 도시한다.
도 3a는 주파수 클러스터 플랜의 실시예를 도시하며, 도 3b는 도 3a의 주파수 클러스터 플랜의 실시예에 의해 지원되는 주파수 채널의 테이블을 도시하며, 도 3c는 도 3a에 도시된 주파수 클러스터 플랜의 실시예의 일부를 구현하는 RF 프론트 엔드 회로의 실시예를 도시하며, 도 3d 내지 도 3n은 도 3b의 RF 프론트 엔드 회로의 다양한 부분의 성능을 나타내는 순방향 송신 다이어그램을 도시한다.
도 4a는 다른 주파수 클러스터 플랜을 도시하며, 도 4b는 도 4a의 다른 주파수 클러스터 플랜을 구현하는 RF 프론트 엔드 회로의 다른 실시예를 도시하며, 도 4c는 또 다른 주파수 클러스터 플랜을 도시하며, 도 4d는 도 4c의 또 다른 주파수 클러스터 플랜의 종래의 구현예를 도시하며, 도 4e는 도 4c의 또 다른 주파수 클러스터 플랜을 구현하는 RF 프론트 엔드 회로의 실시예를 도시한다.
도 5a 및 도 5b는 예시적인 RF 시스템의 블록도를 도시한다.
도 6a 내지 도 6g는 RF 시스템의 실시예의 블록도를 도시하며, 도 6h 내지 도 6l은 도 6c, 도 6f 및 도 6g의 RF 시스템의 실시예를 구현하는 데 사용될 수 있는 대역 통과 LNA의 개략도이다.
도 7a 내지 도 7n, 도 8a 내지 도 8e, 도 9a 내지 도 9c, 도 10a 내지 도 10d, 도 11a 내지 도 11c, 도 12a 내지 도 12e, 및 도 13a 내지 도 13e는 본 발명의 실시예에서 이용되는 다양한 필터를 구현하는 데 사용될 수 있는 다양한 필터 구조를 도시한다.
도 14는 RF 프론트 엔드 시스템의 실시예의 블록도를 도시한다.
도 15a 및 도 15b는 멀티-대역 멀티-트랜시버 프론트 엔드 회로의 종래의 실시예를 도시한다.
도 16a 및 도 16b는 본 발명의 실시예에 따른 멀티-대역 멀티-트랜시버 프론트 엔드 회로를 도시한다.
도 17a 내지 도 17c는 결합된 수신/송신 안테나 및 듀플렉서, 송신 경로 내의 튜닝 가능한 노치 필터, 및 수신 경로 내의 튜닝 가능한 필터를 포함하는 RF 시스템의 실시예의 블록도를 도시한다.
도 18a 내지 도 18d는 결합된 수신/송신 안테나, 송신 경로 및 수신 경로 내의 튜닝 가능한 노치 필터, 및 송신 경로와 수신 경로를 결합하기 위한 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크를 갖는 RF 시스템의 실시예를 도시한다.
도 19a 내지 도 19c는 송신 경로와 수신 경로 사이의 분리가 별개의 송신 및 수신 안테나를 사용함으로써 달성되는 RF 시스템의 실시예를 도시한다.
도 20a는 동일한 물리적 안테나에 결합된 동시에 활성인 하나 초과의 송신기를 갖는 멀티-송신기 시스템에 관한 RF 시스템의 실시예를 도시하며, 도 20b는 동일한 물리적 안테나에 결합된 하나의 (하나 초과일 수 있는) 수신 경로 및 동시에 활성인 하나 초과의 송신기를 갖는 멀티-송신기 시스템에 관한 RF 시스템의 실시예를 도시한다.
도 21a 및 도 21b는 시분할 듀플렉스(TDD) 시스템에 관한 RF 시스템의 실시예를 도시한다.
도 22는 송신/수신 경로/결합 구조체 및 대응하는 송신/수신 경로 필터 구성의 실시예를 도시하는 테이블을 도시한다.
도 23은 TDD RF 시스템의 실시예를 도시한다.
도 24a는 튜닝 가능한 대역 통과 필터와 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크를 이용하는 RF 시스템의 실시예를 도시하고, 도 24b 내지 도 24d는 도 24a의 RF 시스템의 선택도 및 반사 손실을 도시하는 그래프를 도시한다.
도 25는 튜닝 가능한 대역 통과 필터 및 서큘레이터를 이용하는 RF 시스템의 실시예를 도시한다.
도 26a는 튜닝 가능한 대역 통과 필터 및 직교 결합기(quadrature combiner)를 이용하는 RF 시스템의 실시예를 도시하며, 도 26b는 도 26a의 RF 시스템의 선택도 및 삽입 손실을 나타내는 그래프를 도시한다.
도 27은 튜닝 가능한 대역 통과 필터, 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크, 및 별개의 송신 및 수신 안테나를 이용하는 RF 시스템의 실시예를 도시한다.
상이한 도면에서 대응하는 번호 및 부호는 달리 지시되지 않는 한 일반적으로 대응하는 부분을 나타낸다. 도면은 바람직한 실시예의 관련 양태를 명확하게 예시하도록 도시되며, 반드시 척도대로 도시되는 것은 아니다. 특정 실시예를 보다 명확하게 예시하기 위해, 동일한 구조, 재료 또는 공정 단계의 변형을 나타내는 문자가 도면 번호를 따를 수 있다.
본 바람직한 실시예의 제조 및 사용은 아래에서 상세히 논의된다. 그러나, 본 발명은 다양한 특정 상황으로 구체화될 수 있는 다수의 적용 가능한 발명의 개념을 제공한다는 것을 이해해야 한다. 논의된 특정 실시예는 단지 본 발명을 제조하고 사용하기 위한 특정 방식의 예시에 불과할 뿐이며, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.
본 발명은 특정 상황의 바람직한 실시예와 관련하여 무선 통신 시스템의 프론트 엔드(front-end)에서 RF 필터링을 위한 시스템 및 방법으로 기술될 것이다. 본 발명의 실시예는 레이더 시스템, 고주파수 유선 통신 시스템을 포함하지만, 이에 국한되지는 않는 다른 RF 기반의 시스템에도 적용될 수 있다.
현재 솔루션은 특정 캐리어 집성 사용 케이스를 지원하기 위해 스위칭되는 두 개 이상의 멀티플렉싱된 RF 필터를 포함하는 전용 캐리어 집성(CA) RF 필터 어레이의 어레이를 적용한다. 따라서, 여러 CA 케이스를 지원하는 대역은 여러 CA RF 필터 어레이에서 중복성(redundancy)을 경험할 수 있다. 이 디자인 방법은 시스템의 RF 스위치 수를 증가시키며, 제품의 필터 내용과 면적을 증가시키며, 상이한 CA 조합을 가진 신제품의 디자인 작업을 복잡하게 만든다. 이러한 디자인 방법은, 동일한 주파수 대역이 CA 조합에 의해 지원될 때, 중복성있는 필터 회로를 초래할 수 있다. 또한, 더 많은 CA 케이스가 지원됨에 따라 시스템 손실이 증가할 수 있다. 이러한 시스템 손실이 증가하면, 일부 시스템에서 기준 감도가 저하될 수 있다.
도 1은 RF 필터 및 전용 RF 대역 필터를 이용하는 종래의 RF 프론트 엔드(100)의 예를 도시한다. 도시된 바와 같이, RF 프론트 엔드(100)는 다수의 스위칭 회로(102)를 통해 다수의 RF 필터(108)에 결합되는 안테나(110)를 포함한다. 필터(108)의 출력은 추가적인 스위칭 회로(102)를 통해 LNA(106)에 결합된다. RF 필터(108)는, 예를 들어, 고정된 대역 통과 필터, 다이플렉서, 트리플렉서 또는 다른 타입의 RF 필터를 포함할 수 있다. 특정 시스템에 사용되는 필터(108)의 수 및 타입의 선택은 특정의 RF 시스템이 동작하는 RF 환경뿐만 아니라 RF 시스템의 특정 특성에 기초한다. 일부 상황에서, 특정의 RF 시스템은, 예를 들어, RF 프런트 엔드가 수신 중인 시간과 동일한 시간에 송신 중일 수 있는 송신기가 그 RF 시스템 내에 존재하는 경우에, 고 진폭 RF 신호가 존재하는 일부 주파수에 영향을 받을 수 있다. 그러한 경우, RF 프론트 엔드(100)의 주파수 플랜 및 필터(108)의 선택은 고 진폭 송신 신호의 존재를 고려할 것이고, 필터(108)의 필터 특성은 고 진폭 송신 신호를 충분히 저지하도록 설계될 것이다. 알 수 있는 바와 같이, RF 프론트 엔드(100)에 의해 상이한 RF 환경의 더 많은 조합이 지원됨에 따라, 더 많은 RF 스위치(102) 및 RF 필터(108)가 이들 조합을 지원하는 데 사용된다. 결과적으로, RF 시스템(100)의 크기 및 복잡도는 지원되는 캐리어 집성 사용 케이스의 수에 따라 증가할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, RF 프론트 엔드는 다양한 캐리어 집성 조합을 주파수 클러스터로 그룹화하는 광대역 RF 필터를 이용한다. 일부 실시예에서, 단일 대역이 각 특정 클러스터에서 동작하도록 클러스터 구조가 선택된다. 그러나 한 클러스터의 단일 대역은 다른 클러스터의 다른 단일 대역들과 동시에 동작할 수 있다. 이러한 클러스터는 광대역 클러스터 필터를 통해 서로 분리되므로, 한 클러스터로부터의 간섭은 다른 클러스터 내의 임의의 대역의 RF 성능을 위태롭게 하지 않는다.
일부 실시예에서, 수신 채널과 동일한 클러스터 내에서 발생하는 송신 활동은 주파수 분할 듀플렉스(FDD)의 경우에서와 같이 강한 간섭자로서 동작할 수 있다. 이러한 실시예에서, RF 대역 차단 필터는 송신 신호를 억제하는 데 사용될 수도 있다. 그러나, 시분할 듀플렉스(TDD) 시스템에서와 같이, 송신이 수신과 동일한 시간에 발생하지 않는 실시예에서, 이러한 대역 차단 필터는 바이패스되거나 생략되어 더 낮은 삽입 손실을 달성할 수 있다.
도 2a는 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 시스템(200)을 도시한다. 도시된 바와 같이, RF 시스템(200)은 광대역 필터 뱅크(202)에 결합된 안테나(201)를 포함한다. 다양한 실시예에서, 광대역 필터 뱅크(202)는 다수의 광대역 필터 기능을 포함한다. 도시된 실시예에서, 네 개의 대역이 도시되어 있다. 제 1 대역은 f1A 내지 f1B의 주파수 범위를 가지며, 제 2 대역은 f2A 내지 f2B의 주파수 범위를 가지며, 제 3 대역은 f3A 내지 f3B의 주파수 범위를 가지며, 제 4 대역은 f4A 내지 f4B의 주파수 범위를 갖는다. 이들 각각의 주파수 대역은 다수의 송신 및/또는 수신 주파수를 포함하는 주파수 클러스터를 나타낸다. 네 개의 주파수 클러스터를 갖는 광대역 필터 뱅크(202)가 도시되어 있지만, 본 발명의 다른 실시예에서 임의의 수의 주파수 클러스터가 지원될 수 있음을 이해해야 한다. 도시된 예에서, 차단 대역은 제 2 및 제 3 주파수 대역 사이에 도시된다. 그러나, 대안의 실시예에서, 모든 주파수 대역은 서로 바로 인접할 수도 있고, 모든 주파수 대역은 그 사이에 차단 대역을 가질 수도 있고, 또는 주파수 대역은 서로 바로 인접하거나 대역 간에 차단 대역을 갖는 임의의 조합으로 분포될 수도 있다. 예를 들어, 각각의 주파수 대역은 그 자신의 전용 하부 코너 주파수(f하부)및 그 자신의 전용 상부 코너 주파수(f상부)를 가질 수 있다.
도시된 바와 같이, 광대역 필터 뱅크(202)는 RF 트랜시버(208)에 결합된다. RF 트랜시버(208)는 무선 주파수 신호의 송신 및/또는 수신을 지원하는 회로를 포함할 수 있다. 이러한 회로는 안테나(201)에 의해 수신된 RF 신호를 증폭하는 데 사용되는, 예를 들어, 저잡음 증폭기(LNA)를 포함할 수 있다. 도시된 바와 같이, 튜닝 가능한 대역 저지 필터(204)는 광대역 필터 뱅크(202)의 제 4 클러스터와 RF 트랜시버(208)의 제 4 입력 사이에 결합된다. 튜닝 가능한 대역 저지 필터(204)는, 예를 들어, RF 시스템(200)에 의해 송신되는 신호와 같은 강한 간섭자를 필터링하여 제거하는 데 사용될 수 있다. 마찬가지로, 튜닝 가능한 대역 저지 필터(206)는 광대역 필터 뱅크(202)의 제 2 클러스터와 RF 트랜시버(208)의 제 2 입력 사이에 결합된다. 두 개의 주파수 클러스터를 지원하는 두 개의 대역 저지 필터(204 및 206)만이 도 2a에 도시되어 있지만, 임의의 수의 주파수 채널은 특정 시스템 및 그 사양에 따라 하나 이상의 튜닝 가능한 대역 저지 필터를 포함할 수 있음을 이해해야 한다. 일부 실시예에서, 고정된 주파수 대역 저지 필터는 튜닝 가능한 대역 저지 필터 대신에 사용될 수 있다. 고정된 주파수 대역 저지 필터는, 예를 들어, 송신 주파수가 고정되어 있는 시스템에 사용될 수 있다.
도 2b 내지 도 2d는 도 2a에 도시된 광대역 필터 뱅크(202)를 구현하는 데 사용될 수 있는 예시적인 필터 구현예를 도시한다. 도 2b는 추출기(212, 214 및 216)의 캐스케이드(cascade)를 사용하여 구현되는 필터 뱅크(210)를 도시한다. 도시된 바와 같이, 추출기(212, 214 및 216)는 포트(1)와 포트(2) 간의 대역 통과 응답 및 포트(1)와 포트(3) 간의 대역 차단 응답을 갖는다. 동작 중에, 추출기(212)는 그 대역 통과 기능을 사용하여 제 1 대역(Band1)의 필터링된 출력을 생성하고, 그 대역 저지 기능을 사용하여 (제 1 대역을 제외한) 나머지 주파수 대역을 통과시킨다. 유사하게, 추출기(214)는 그 대역 통과 기능을 사용하여 제 2 대역(Band2)의 필터링된 출력을 생성하고, 그 대역 저지 기능을 사용하여 (제 2 대역을 제외한) 나머지 주파수 대역을 통과시킨다. 추출기(216)는 그 대역 통과 기능을 사용하여 최종 대역 옆의 대역(Band(n-1))의 필터링된 출력을 생성하고, 그 대역 저지 기능을 사용하여 마지막 남은 주파수 대역(Band(n))을 통과시킨다. 임의의 수의 추출기는 함께 캐스케이드될 수 있다. 추출기(216)는 SAW 필터, BAW 필터, FBAR 필터, 느슨하게 결합된 공진기, LC 필터, LC 공진기, 튜닝 가능한 LC 필터, 마이크로스트립 필터 또는 다른 필터 구조체와 같은 구조체를 포함하는 당해 기술 분야에서 공지된 필터 회로를 사용하여 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, 추출기(212, 214 및 216)는 미국 특허 출원 제14/874,256호에 개시된 분리된 필터 코어 구조체를 사용하여 구현될 수 있으며, 이 출원은 그 전체가 본원에 참조로 포함된다. 추출기(212, 214 및 216)는 대역 통과 필터 기능을 사용하여 도시되지만, 저역 통과, 고역 통과 및 대역 차단 필터 기능과 같은 다른 필터 기능이 사용될 수 있음을 이해해야 한다.
일부 실시예에서, 광대역 필터 뱅크(202)는 도 2c에 도시된 병렬 대역 통과 필터를 사용하여 구현될 수 있으며, 도 2c는 병렬 대역 통과 필터(222, 224 및 226)를 포함하는 필터 뱅크(220)를 도시한다. 광대역 필터 뱅크(202)는 또한 도 2d에 도시된 멀티-포트 필터(230)와 같은 멀티-포트 필터를 사용하여 구현될 수 있다. 도시된 바와 같이, 멀티-포트 필터(230)는 포트(1)와 나머지 포트(2 내지 n+1)의 각각 간의 상이한 대역을 통과시키록 구성된 n-플렉서이다. 이러한 n-플렉서는 시스템의 실시예가 n 개의 주파수 대역 또는 n 개의 주파수 클러스터를 수신할 수 있게 하는 데 사용될 수 있다. 예를 들어, 멀티-포트 필터(230)는 포트(1)와 포트(2) 간의 제 1 대역, 포트(1)와 포트(3) 간의 제 2 대역, 및 포트(1)와 포트(n+1) 간의 제 n 대역을 통과시킨다. 다양한 실시예에서, 멀티-포트 필터(230)는, SAW 필터, BAW 필터, FBAR 필터, 느슨하게 결합된 공진기, LC 필터, LC 공진기, 튜닝 가능한 LC 필터, 마이크로스트립 필터 또는 다른 필터 구조체를 포함하는 당해 기술 분야에서 공지된 다양한 n-플렉서 회로를 사용하여 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, 멀티-포트 필터(230)는, 예를 들어, 미국 특허 출원 제14/874,256호의 도 2a 내지 도 2d 및 도 3a 내지 도 3d와 관련하여 기술된 분리된 필터 코어 구조체를 사용하여 구현될 수 있으며, 이 출원은 본원에 포함된다.
광대역 필터 뱅크(202)는 캐스케이드된 다이플렉서, 병렬 대역 통과 필터 및/또는 원하는 필터 클러스터를 달성하기 위한 멀티-포트 필터의 조합을 사용하여 구현될 수도 있음을 이해해야 한다. 일부 실시예에서, 광대역 필터 뱅크(202)는 광대역 클러스터 필터에 더하여 협대역 필터 기능을 포함하도록 구성될 수도 있다.
도 3a 내지 도 3n은 휴대용 셀룰러 디바이스에서 사용될 수 있는 RF 프론트 엔드 필터 시스템의 특정 예시적인 구현예를 도시한다. 일부 실시예에서, 도 3a 내지 도 3n에 기술된 RF 프론트 엔드 필터 시스템은 도 2a에 도시된 RF 시스템(200)을 구현하는 데 사용될 수 있다. 도 3a 내지 도 3n의 실시예는 본 발명의 실시예에 따른 RF 프론트 엔드 필터 시스템을 구현하기 위한 다수의 가능한 방법의 일예에 지나지 않음을 이해해야 한다.
도 3a는 주파수 클러스터 플랜의 실시예의 블록도를 도시한다. 도시된 바와 같이, 주파수 클러스터 플랜은 703 MHz 내지 821 MHz의 주파수 범위를 갖는 클러스터 A를 포함하고; 853 Mhz 내지 960 MHz의 주파수 범위를 갖는 클러스터 B; 1475.9 MHz 내지 1559.0 MHz의 주파수 범위를 갖는 클러스터 C; 1805 MHz 내지 2025 MHz의 주파수 범위를 갖는 클러스터 D; 2100 MHz 내지 2200 MHz의 주파수 범위를 갖는 클러스터 E; 2300 Mhz 내지 2400 MHz의 주파수 범위를 갖는 클러스터 Fl; 2400 MHz 내지 2483 MHz의 주파수 범위를 갖는 Wi-Fi 클러스터; 2496 MHz 내지 2690 MHz의 주파수 범위를 갖는 클러스터 Fh; 및 3400 MHz 내지 3800 MHz의 주파수 범위를 갖는 클러스터 G를 포함한다. 주파수 클러스터 D는 주파수 클러스터 C에 매우 가깝게 위치하기 때문에, 주파수 클러스터 D를 구현하는데 사용되는 필터의 하부 단부는, 직사각형(302)으로 도시된 바와 같이, 급격한 주파수 롤오프를 갖는다. 유사하게, 주파수 클러스터 E가 주파수 클러스터 D에 매우 가까이 위치하기 때문에, 주파수 클러스터 E를 구현하는데 사용되는 필터의 하부 단부는, 직사각형(304)으로 도시된 바와 같이, 급격한 롤오프를 갖는다. 일부 실시예에서, Wi-Fi 대역을 구현하는 데 사용되는 클러스터 필터는 또한 Wi-Fi 대역의 좁은 주파수 때문에 급격한 롤오프를 갖는다. 이 급격한 롤오프는 Wi-Fi 대역과 셀룰러 대역 사이의 작은 주파수 보호 스펙트럼 때문에 발생한다.
도시된 실시예에서, 클러스터 D, Fl 및 Fh는 송신 활동이 있는 주파수 대역을 나타낸다. 따라서, 대역 차단 필터는 이들 대역 내의 간섭자를 저지하는 데 사용된다. 일부 실시예에서, 이러한 대역 차단 필터는 특정 클러스터를 필터링하기 위해 사용된 필터 뒤에 캐스케이드될 수 있다. 이들 대역 차단 필터는 클러스터 D 내의 블록(306 및 308), 클러스터 Fl 내의 블록(309) 및 클러스터 Fh 내의 블록(311)으로 표현된다. 대안으로, 클러스터 D는 단일 대역 차단 필터를 포함할 수 있다. 일부 실시예에서, 튜닝 가능한 노치 필터와 같은 가변 주파수 대역 차단 필터는 시스템 유연성을 증가시키기 위해 사용될 수 있다. 대안으로, 고정된 주파수 노치 필터가 적절할 때 사용될 수 있다.
도 3b는 도 3a에 도시된 주파수 플랜에 의해 지원될 수 있는 예시적인 주파수 대역의 테이블을 도시한다. 도 3b에 도시된 바와 같이, 예시적인 주파수 대역의 테이블의 엔트리는 대역 번호, 전송 타입, 시스템에 의해 송신되는 주파수를 나타내는 업링크 주파수(UL) 범위, 및 시스템에 의해 수신되는 주파수를 나타내는 다운링크 주파수(DL) 범위를 포함한다. 예시적인 전송 타입은, 예를 들어, 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 및 시분할 듀플렉스(TDD)를 포함한다. 대안의 실시예에서, 상이한 송신/수신 타입뿐만 아니라 상이한 주파수 대역이 지원될 수 있음을 이해해야 한다. 예를 들어, 일부 실시예에서, 일부 클러스터는 신호 수신 또는 신호 송신만을 지원할 수 있다.
도 3c는 도 3a의 클러스터 D, E, Fl, Wi-Fi 및 Fh를 구현하는 데 사용될 수 있는 RF 프론트 엔드(310)를 도시한다. RF 프론트 엔드(310)는 다양한 클러스터를 필터링하여 제거하는 데 사용되는 RF 필터(312, 316 및 319)의 캐스케이드를 포함한다. 보다 구체적으로, RF 필터(312)는 포트(1)와 포트(3) 간의 대역 통과 응답, 및 포트(1)와 포트(2) 간의 대역 차단 응답을 갖는다. 따라서, RF 필터(312)는 안테나(340)와 RF 프론트 엔드(310)의 클러스터 Wi-Fi 출력 사이에서 Wi-Fi 대역을 통과시키고, 안테나(340)와 나머지 클러스터 필터(316 및 319) 사이에서 Wi-Fi 대역을 저지한다. 다시 말해서, RF 필터(312)는 RF 필터(316)에 의한 필터링 전에 안테나(340)에 의해 수신된 신호로부터 Wi-Fi 대역을 제거하거나 감쇠시킨다. RF 필터(312)는 3-포트 추출기 클러스터 필터를 사용하여 구현될 수 있다. 이 필터는 전술한 바와 같이 다양한 다이플렉서 회로를 사용하여 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, RF 필터(312)는, Wi-Fi 시스템이 비활성화되거나 사용되지 않을 때, 스위치(314)를 사용하여 바이패스될 수 있다. RF 필터(312)를 바이패스하면, 필터의 감쇠를 감소시킴으로써 RF 프론트 엔드(310)의 노이즈 성능을 향상시킬 수 있다.
RF 필터(316)는 클러스터 E의 주파수를 클러스터 D, Fl 및 Fh로부터 분리하는 데 사용된다. 도시된 바와 같이, RF 필터(316)는 또한 포트(1)와 포트(3) 간의 대역 통과 응답, 및 포트(1)와 포트(2) 간의 대역 차단 응답을 갖는 3-포트 필터이다. 따라서, RF 필터(316)는 안테나(340)와 RF 프론트 엔드(310)의 클러스터 출력 사이에서 클러스터 E 대역을 통과시키고, 안테나(340)와 나머지 클러스터 필터(319) 사이에서 클러스터 E 대역을 저지한다. RF 필터(316)는, RF 프론트 엔드(310)가 클러스터 E의 주파수 대역 내에서 RF 신호를 수신 또는 송신하지 않을 때, 바이패스될 수 있다. RF 필터(316)는 3-포트 추출기 클러스터 필터를 사용하여 구현될 수 있으며, 상술한 바와 같이, 다양한 다이플렉서 회로를 사용하여 구현될 수 있다.
일부 실시예에서, RF 필터(312 및 316)는 고 선택도 필터로서 구현될 수 있다. RF 필터(312 및 316)의 트리플렉서 기반의 구현은, 그러한 경우에, 고 선택도를 제공할 수 있다. 대안으로, 미국 특허 출원 제14/874,256호의 도 4b와 관련하여 기술된 것과 같은 하이브리드 추출기는 RF 필터(312) 및/또는 RF 필터(316)를 구현하는 데 사용될 수 있다. 그러한 경우에, 고측(high side) 및/또는 저측(low side) 필터 경사도는 튜닝된 또는 스위칭된 필터 경사도를 사용함으로써 개선될 수 있다.
WiFi 필터링이 이용되지 않는 실시예에서, RF 필터(312)의 저측 튜닝 가능한/스위칭 가능한 필터 경사도는 클러스터 Fl의 필터링에서 보다 급격한 고측 필터 경사도로서 구현될 수 있고, RF 필터(312)의 고측 튜닝 가능한/스위칭 가능한 필터 경사도는 클러스터 Fh의 필터링에서 보다 급격한 저측 필터 경사도로서 구현될 수 있다. 예를 들어, RF 필터(312)는 2400 MHz에서의 WiFi 대역의 저측 및/또는 2483 MHz에서의 WiFi 대역의 고측 상에서 개선된 선택도를 위해 바이패스를 갖는 튜닝 가능한 경사도 인핸서(tunable slope enhancer)를 사용하여 구현될 수 있고; RF 필터(316)는 대역(23 및 65) 상에서 개선된 선택도를 제공하기 위해 대역의 저측 상에서 튜닝 가능한 경사도 인핸서를 사용하여 구현될 수 있다.
RF 필터(319)는 클러스터 D, Fl 및 Fh의 나머지 주파수를 분리시킨다. 도시된 바와 같이, RF 필터(319)는 클러스터 D, Fl 및 Fh의 주파수에 대응하는 다양한 대역 통과 응답을 갖는 4-포트 필터로서 구현된다. 일부 실시예에서, RF 필터(319)는 당해 기술 분야에서 공지된 트리플렉서 필터 구조체를 사용하여 구현된다. 대안으로, RF 필터(319)는 클러스터 Fl을 필터링하여 제거하기 위한 추출기 클러스터 필터와 이에 후속하여 클러스터 D 및 클러스터 Fh를 필터링하기 위한 다이플렉서를 사용하여 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, RF 필터(319)는 대역(3 및 9)의 UL 채널 상의 개선된 선택도를 위해 바이패스를 갖는 튜닝 가능한 경사도 인핸서를 사용하여 구현될 수 있다.
다양한 실시예에서, 주파수 대역 D, Fl 및 Fh의 주파수는 대역 차단 필터(330, 326 및 322)를 사용하여 추가로 필터링되어, 그 각각의 주파수 클러스터 내에서 시스템 자체에 의해 송신되는 강한 간섭자 또는 신호를 감쇠시킨다. 대역 차단 필터(330, 326, 및 322)는 당해 기술 분야에서 공지된 대역 저지 필터 구조체 및/또는 튜닝 가능한 대역 차단 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, 대역 차단 필터(330, 326 및 322)는 미국 가출원 번호 제62/595,898호 및 제62/641,664호 뿐만 아니라, "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51523US, "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51524US, "튜닝 가능한 공진기 요소, 필터 회로 및 방법"이라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51527US, "튜닝 가능한 공진기 요소, 필터 회로 및 방법"이라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51528US, 및 "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51529US에 대응하는 공동 계류중인 미국 특허 출원 제________호에 개시된 주파수 튜닝 가능한 BAW 공진기를 사용하여 구현될 수 있으며, 상기 출원은 그 전체가 본원에 참조로 포함된다.
일부 실시예에서, 대역 저지 필터(330, 326 및 322)는 각각 스위치(332, 328 및 324)를 사용하여 바이패스될 수 있다. 스위치(314, 318, 324, 328 및 332)는 당해 기술 분야에서 공지된 RF 스위치 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 바이패스 스위치(324)를 갖는 튜닝 가능한 대역 차단 필터(322)는 대역(7)의 UL 채널에 대해 개선된 선택도를 제공할 수 있으며; 바이패스 스위치(328)를 갖는 튜닝 가능한 대역 차단 필터(326)는 대역(30)에 대해 개선된 선택도를 제공할 수 있으며; 그리고 바이패스 스위치(332)를 갖는 튜닝 가능한 대역 차단 필터(330)는 (CA 클러스터 1에 대한) 대역(2, 25, 1 및 25)의 UL 채널에 대해 개선된 선택도를 제공할 수 있다.
도 3d는 포트(1)와 포트(3) 사이에서 RF 필터(312)의 통과 대역 응답의 그래프를 도시한다. 곡선(350)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(352)은 그래프 우측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다.
도 3e는 포트(1)와 포트(2) 사이의 RF 필터(312)의 통과 대역 응답의 그래프를 도시한다. 곡선(354)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(356)은 그래프 우측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다.
WiFi를 지원하지 않는 실시예에서, 도 3c의 시스템은 RF 필터(312)를 안테나(340)와 RF 필터(316)의 포트(1) 사이에 결합된 2-포트 튜닝 가능한 대역 차단 필터로 대체함으로써 변경될 수 있다. 이 2-포트 튜닝 가능한 대역 차단 필터는, 예를 들어, 인근의 WiFi 디바이스에 의해 송신되는 RF 신호를 감쇠시키는 데 사용된다. 도 3f는 이러한 2-포트 튜닝 가능한 대역 차단 필터의 통과 대역 응답의 그래프를 도시한다. 곡선(358)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 제 1 설정(2.47 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(362)은 그래프 우측의 세로축에 따른 제 1 설정(2.47 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다. 곡선(360)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 제 2 설정(2.42 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(364)은 그래프 우측의 세로축에 따른 제 2 설정(2.42 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다.
도 3g는 포트(1)와 포트(3) 사이에서 RF 필터(316)의 통과 대역 응답의 그래프를 도시한다. 곡선(366)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(368)은 그래프 우측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다.
도 3h는 포트(1)와 포트(2) 사이의 RF 필터(316)의 통과 대역 응답의 그래프를 도시한다. 곡선(370)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(372)은 그래프 우측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다.
도 3i는 포트(1)와 포트(2) 사이의 RF 필터(319)의 통과 대역 응답의 그래프를 도시하며, 이 포트는 클러스터 Fh를 추출하는 데 사용된다. 곡선(374)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(376)은 그래프 우측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다.
도 3j는 포트(1)와 포트(3) 사이에서 RF 필터(319)의 통과 대역 응답의 그래프를 도시하며, 이 포트는 클러스터 Fl을 추출하는 데 사용된다. 곡선(378)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(380)은 그래프 우측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다.
도 3k는 포트(1)와 포트(4) 사이에서 RF 필터(319)의 통과 대역 응답의 그래프를 도시하며, 이 포트는 클러스터 D를 추출하는 데 사용된다. 곡선(382)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(384)은 그래프 우측의 세로축에 따른 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다.
도 3l은 클러스터 Fh로부터의 간섭자를 저지하는 데 사용되는 튜닝 가능한 대역 저지 필터(322)의 통과 대역 응답의 그래프를 도시한다. 곡선(386)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 제 1 설정(2.51 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(388)은 그래프 우측의 세로축에 따른 제 1 설정(2.51 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다. 곡선(390)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 제 2 설정(2.57 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(392)은 그래프 우측의 세로축에 따른 제 2 설정(2.57 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다.
도 3m은 클러스터 Fl로부터의 간섭자를 저지하는 데 사용되는 튜닝 가능한 대역 저지 필터(326)의 통과 대역 응답의 그래프를 도시한다. 곡선(392)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 제 1 설정(2.18 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(394)은 그래프 우측의 세로축에 따른 제 1 설정(2.51 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다. 곡선(396)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 제 2 설정(2.29 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(398)은 그래프 우측의 세로축에 따른 제 2 설정(2.29 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다.
도 3n은 클러스터 D로부터의 간섭자를 저지하는 데 사용되는 튜닝 가능한 대역 저지 필터(330)의 통과 대역 응답의 그래프를 도시한다. 곡선(391)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 제 1 설정(1.84 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(393)은 그래프 우측의 세로축에 따른 제 1 설정(1.84 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다. 곡선(397)은 그래프 좌측의 세로축에 따른 제 2 설정(1.91 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답을 도시하고, 곡선(395)은 그래프 우측의 세로축에 따른 제 2 설정(1.91 GHz의 중심 주파수)에서 dB 단위의 통과 대역 응답의 확대도를 도시한다.
도 4a 내지 도 4e는 본 발명의 다른 실시예에 따른 추가 주파수 플랜 및 RF 엔드 회로를 도시한다. 도 4a 및 도 4b의 실시예는, WiFi 대역을 추출하는 데 사용된 RF 필터(312)가 제거되고 WiFi 선택도가 클러스터 Fh 및 Fl의 필터링에 추가된다는 것을 제외하고는 도 3a 내지 도 3n의 실시예와 유사하다. 일부 실시예에서, 도 4a 내지 도 4e에 기술된 RF 프론트 엔드 필터 시스템은 도 2a에 도시된 RF 시스템(200)을 구현하는 데 사용될 수 있다.
도 4a에 도시된 바와 같이, 주파수 클러스터 플랜은 1805 MHz 내지 2025 MHz의 주파수 범위를 갖는 클러스터 D; 2100 MHz 내지 2200 MHz의 주파수 범위를 갖는 클러스터 E; 2300 Mhz 내지 2400 MHz의 주파수 범위를 갖는 클러스터 Fl; 및 2496 MHz 내지 2690 MHz의 주파수 범위를 갖는 클러스터 Fh를 포함한다. 주파수 클러스터 D는 주파수 클러스터 C(미도시) 내의 다른 채널에 매우 가깝게 위치하기 때문에, 주파수 클러스터 D를 구현하는 데 사용되는 필터의 하부 단부는, 직사각형(302)으로 도시된 바와 같이, 급격한 주파수 롤오프를 갖는다. 유사하게, 주파수 클러스터 E가 주파수 클러스터 D에 매우 가까이 위치하기 때문에, 주파수 클러스터 E를 구현하는 데 사용되는 필터의 하부 단부는, 직사각형(304)으로 도시된 바와 같이, 급격한 롤오프를 가지며; 주파수 클러스터 Fl이 주파수 클러스터 E에 매우 가까이 위치하기 때문에, 주파수 클러스터 Fl을 구현하는 데 사용되는 필터의 하부 단부는, 직사각형(420)으로 도시된 바와 같이, 급격한 롤오프를 갖는다.
WiFi 추출 필터는 도 4a 및 도 4b의 실시예에 사용되지 않기 때문에, 주파수 클러스터 Fl을 구현하는 데 사용되는 필터의 상부 단부는, 직사각형(422)으로 도시된 바와 같이, 급격한 롤오프를 가지며; 주파수 클러스터 Fh를 구현하는 데 사용되는 필터의 하부 단부는, WiFi 대역에서 WiFi 신호의 저지를 제공하기 위해, 직사각형(424)으로 도시된 바와 같이, 급격한 롤오프를 갖는다.
도시된 실시예에서, 클러스터 D, Fl 및 Fh는 송신 활동이 있는 주파수 대역을 나타낸다. 따라서, 대역 차단 필터는 이들 대역 내의 간섭자를 저지하는 데 사용된다. 일부 실시예에서, 이러한 대역 차단 필터는 특정 클러스터를 필터링하기 위해 사용된 필터 뒤에 캐스케이드된다. 이들 대역 차단 필터는 클러스터 D 내의 블록(306) 및 클러스터 Fh 내의 블록(311)으로 표현된다.
도 4b는 도 4a의 주파수 플랜을 구현하는 데 사용될 수 있는 RF 프론트 엔드(400)를 도시한다. RF 프론트 엔드(400)는 다양한 클러스터를 필터링하여 제거하는 데 사용되는 RF 필터(316 및 402)의 캐스케이드를 포함한다. 도 3c와 관련하여 전술한 바와 같이, RF 필터(316)는 클러스터 E의 주파수를 클러스터 D, Fl 및 Fh로부터 분리하는 데 사용된다. 도시된 바와 같이, RF 필터(316)는 포트(1)와 포트(3) 간의 대역 통과 응답 및 포트(1)와 포트(2) 간의 대역 차단 응답을 갖는 3-포트 필터이다. 따라서, RF 필터(316)는 안테나(340)와 RF 프론트 엔드(400)의 클러스터 E 출력 사이에서 클러스터 E 대역을 통과시키고, 안테나(340)와 나머지 클러스터 필터(402) 사이에서 클러스터 E 대역을 저지한다. RF 필터(316)는, RF 프론트 엔드(400)가 클러스터 E의 주파수 대역 내에서 RF 신호를 수신 또는 송신하지 않을 때, 스위치(318)를 사용하여 바이패스될 수 있다. 다양한 실시예에서, RF 필터(316)는 대역(23 및 65)의 상의 개선된 선택도를 위해 바이패스와 함께 하부 단부 상에서 튜닝 가능한 경사도 인핸서를 사용하여 구현될 수 있다.
RF 필터(402)는 클러스터 D, Fl 및 Fh의 나머지 주파수를 분리시킨다. 도시된 바와 같이, RF 필터(402)는 클러스터 D, Fl 및 Fh의 주파수에 대응하는 다양한 대역 통과 응답을 갖는 4-포트 필터로서 구현된다. 일부 실시예에서, RF 필터(402)는 당해 기술 분야에서 공지된 트리플렉서 필터 구조체를 사용하여 구현된다. 대안으로, RF 필터(402)는 클러스터 Fl을 필터링하여 제거하기 위한 추출기 클러스터 필터와 이에 후속하여 클러스터 D 및 클러스터 Fh를 필터링하기 위한 다이플렉서를 사용하여 구현될 수 있다.
일부 실시예에서, RF 필터(402)의 다양한 대역의 롤오프는 튜닝 가능한 경사도 인핸서를 사용하여 개선된다. 예를 들어, 클러스터 Fh를 추출하는 데 사용되는 RF 필터(402)의 고주파수 대역의 저측은 2483 MHz에서 WiFi 대역의 상부 단부에서의 개선된 선택도를 위해 튜닝 가능한 경사도 인핸서를 사용하여 구현될 수 있으며; 클러스터 Fl을 추출하는 데 사용되는 RF 필터(402)의 중간 주파수 대역의 저측은 대역(30) 상에서 개선된 선택도를 위해 튜닝 가능한 경사도 인핸서를 사용하여 구현될 수 있으며; 클러스터 Fl을 추출하는 데 사용되는 RF 필터(402)의 중간 주파수 대역의 고측은 2400 MHz에서 WiFi 대역의 하부 단부에서의 개선된 선택도를 위해 튜닝 가능한 경사도 인핸서를 사용하여 구현될 수 있으며; 클러스터 D를 추출하는 데 사용되는 RF 필터(402)의 저 주파수 대역의 저측은 대역(3 및 9)의 UL 채널 상에서 개선된 선택도를 위해 튜닝 가능한 경사도 인핸서를 사용하여 구현될 수 있다.
다양한 실시예에서, 주파수 대역 D 및 Fh의 주파수는, 도 3c의 실시예와 관련하여 전술한 바와 같이, 대역 차단 필터(330 및 322) 및 바이패스 스위치(332 및 324)를 사용하여 추가로 필터링된다. 그러나, 도 4b의 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터는 클러스터 Fl에 적용되지 않는다.
도 4c는 다른 실시예에 따른 주파수 플랜을 도시한다. 도 4c의 주파수 플랜은 급격한 롤오프 부분(304, 420 및 422)이 제각기 대역 E의 하부 단부, 대역 Fl의 하부 단부 및 대역 Fl의 상부 단부에서 생략되는 것을 제외하고는, 도 4a의 주파수 플랜과 유사하다.
도 4d는 도 4c의 주파수 플랜을 구현하는 데 사용될 수 있는 종래의 RF 프론트 엔드(440)를 도시한다. 도시된 바와 같이, 종래의 RF 프론트 엔드(440)는 각각 개별적으로 단일 채널(2, 3, 34, 38, 40 및 7)에 전용되는 별개의 선택 가능 필터와; 채널(39, 41 및 38)에 전용되는 듀플렉서; 및 채널(1 및 4)에 전용되는 필터를 포함한다. 알 수 있듯이, 채널(38)용으로 사용되는 필터에는 중복성이 있다.
도 4e는 도 4d의 종래의 구현예보다 더 작은 안테나 스위치 및 더 낮은 컴포넌트 카운트를 사용하여 도 4c의 주파수 플랜을 구현하는 데 사용될 수 있는 RF 프론트 엔드(450)의 실시예를 도시한다. RF 프론트 엔드(450)는 안테나(340)를 고정된 대역 통과 필터(454 및 463), 튜닝 가능한 대역 통과 필터(455 및 456) 및 음향 필터를 포함하지 않는 신호 경로에 선택적으로 결합시키는 안테나 스위치(452)를 포함한다. 대역 통과 필터(454)는 클러스터 E에서 대역(1 및 4)(도 3b 참조)를 선택하는 데 사용되고, 대역 통과 필터(463)는 클러스터 Fl에서 대역(40)을 선택하는 데 사용된다. 튜닝 가능한 대역 통과 필터(455) 및 튜닝 가능한 대역 저지 필터(458)의 조합은 대역(41, 38 및 7)을 포함하는 클러스터 Fh를 선택하는 데 사용되며; 튜닝 가능한 대역 통과 필터(456)와 튜닝 가능한 대역 저지 필터(460)의 조합은 대역(2, 3, 34 및 39)을 포함하는 클러스터 D를 선택하는 데 사용된다. "TDD Sawless"로 표시된 신호 경로는 음향 필터에 의해 필터링되지 않은 상태로 남아 있고 대역(38, 39, 40 및 41) 상에서의 TDD 동작을 지원하는 데 사용된다.
대역 통과 필터(454 및 463), 튜닝 가능한 대역 통과 필터(455 및 456) 및 튜닝 가능한 대역 차단 필터(458 및 460)는, 예를 들어, 당해 기술 분야에서 공지된 대역 통과 구조체, 튜닝 가능한 대역 통과 구조체 및 튜닝 가능한 대역 차단 필터 구조체를 사용하여 및/또는 본원에 개시된 튜닝 가능한 대역 통과 및 대역 차단 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 예를 들어, 전술한 필터(322, 330)뿐만 아니라 필터(458, 460)는 본원의 도 7d, 도 7e, 도 7f, 도 8d, 도 8e, 도 10b, 도 10c 및 도 10d에 도시된 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 필터(455 및 456)은, 예를 들어, 본원의 도 10e, 도 12c, 도 12d, 도 12e 및 도 13c에 도시된 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 포트(1)와 포트(4) 사이에 결합되고 포트(1)와 포트(2) 사이에 결합되어, 통과 대역의 하부 단부에 인접한 제어 가능한 경사도를 갖는 필터(402)의 부분은, 예를 들어, 도 10f에 도시된 튜닝 가능한 경사도 필터를 사용하여 구현될 수 있다. 포트(1)와 포트(3) 사이에 결합되어, 통과 대역의 하부 단부 및 상부 단부 모두에 인접한 제어 가능한 경사도를 갖는 필터(402)의 부분은, 예를 들어, 도 10g에 도시된 튜닝 가능한 경사도 필터를 사용하여 구현될 수 있다.
본 발명의 실시예는 광대역 필터를 사용하여 멀티-대역 RF 프론트 엔드를 구현하는 능력의 이점을 갖는다. 이러한 실시예는 스위칭 가능한 협대역 필터를 사용하는 시스템에 비해, 면적, 보드 공간 및 컴포넌트 카운트의 절감을 제공한다. 추가적인 이점은 디자인 유연성을 증가시키고 동일한 디자인을 상이한 주파수 플랜에 맞출 수 있는 능력에 있다.
노치 필터 실시예
도 5a 및 도 5b는 다른 종래의 프론트 엔드 아키텍처를 도시한다. 도 5a는 스위치(504 및 506)를 통해 선택 가능한 병렬의 고 선택도 대역 통과 필터(502)를 포함하는 종래의 RF 프론트 엔드를 도시한다. 이들 고 선택도 대역 통과 필터(502)는 대역 필터링된 신호를 LNA(508) 및 RF 트랜시버(510)에 제공한다. 도시된 예에서, 시스템의 잡음 지수는 스위치(504, 506) 및 필터(502)의 삽입 손실에 의해 열화된다.
도 5b는 저 선택도 대역 통과 전치 필터(520), LNA(524) 및 대역 통과 후치 필터(522)를 각각 포함하는 선택 가능한 회로 브랜치를 포함하는 다른 종래의 RF 프론트 엔드 회로를 도시한다. 이들 회로 브랜치의 각각은 스위치(504 및 506)를 통해 선택 가능하다. 도 5b의 예에서, 시스템의 잡음 지수는 스위치(504) 및 필터(520)의 삽입 손실에 의해 열화된다. 필터 선택도는 대역 통과 전치 필터(520)와 대역 통과 후치 필터(522) 사이에서 분할되기 때문에, 필터(520)의 삽입 손실은 도 5a에 도시된 대역 통과 필터(502)의 삽입 손실보다 작게 만들어 질 수 있다. 따라서, 도 5b의 시스템의 잡음 성능은 도 5a의 시스템에 비해 개선될 수 있다. 그러나, 필터 컴포넌트 및 LNA 컴포넌트의 수는 도 5b의 구현예에서 더 많다.
본 발명의 실시예에서, 조정 가능한 중심 주파수 및 튜닝 가능한 대역 저지 필터를 가질 수 있는 저 선택도 대역 통과 필터는 LNA와 캐스케이딩된다. 튜닝 가능한 대역 저지 필터는 강한 간섭자를 감쇠시키는 데 사용되기 때문에, 저 선택도 대역 통과 필터는 (FDD 시스템의 경우 송신 주파수와 같은) 간섭자를 포함하는 차단 대역의 부분을 포함하여, 완화된 차단 대역 감쇠 요건을 갖는 필터를 포함할 수 있다. 저 선택도 대역 통과 필터를 사용하는 능력은 덜 복잡하고 더 적은 수의 필터/공진기 스테이지를 갖는 저 차수 필터 구조체의 사용을 가능하게 한다. 이러한 저 차수 필터 구조체는 또한 통과 대역 삽입 손실이 적어, 양호한 잡음 성능을 유도하게 된다. 하나의 특정예에서, 저 선택도 대역 통과 필터는, 예를 들어, 4.5 차수 필터와 같은 고차수 필터 대신에 2.5 차수의 사다리 타입 필터로 구현될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예에서, 필터의 차수는 3 차수 또는 그 미만의 차수이다. 대안으로, 다른 필터 차수가 사용될 수 있다.
일부 실시예에서, 저 선택도 대역 통과 필터는 복수의 RF 대역을 통과시키도록 구성될 수 있고, 튜닝 가능한 대역 저지 필터는 FDD 동작 모드에서 시스템에 의해 송신된 송신 신호와 같은 간섭자를 포함하는 대역을 저지하도록 구성될 수 있다. 그러한 실시예에서, 양호한 잡음 성능을 유지하면서 병렬의 고 선택도 대역 통과 필터를 사용하는 시스템에 비해, 필터 컴포넌트의 크기, 개수 및 복잡도가 감소될 수 있다. 일부 실시예에서, 특정 실시예에 따라 RF 스위칭 컴포넌트의 수가 감소될 수 있거나, RF 스위칭 컴포넌트가 완전히 제거될 수 있다.
일부 실시예에서, 대역 선택 필터 요건은, 강한 간섭자로 알려졌지만 가변적인 간섭자(예를 들어, FDD 시스템에서의 자신의 TX 신호)를 튜닝 가능한 노치 필터를 사용하여 억제하고, 전체의 필터 기능을 저잡음 증폭기(LNA)의 전방의 컴포넌트와 LNA의 후방의 컴포넌트에 분산시킴으로써 완화된다. 필터를 두 개의 섹션으로 분할하면, 대역 선택 필터 컴포넌트의 선택도 요건을 감소시킬 수 있다. 이는 다시 대역 내 손실을 개선하여 전체 시스템의 잡음 성능을 양호하게 할 수 있다. LNA 전방의 컴포넌트가 시스템 잡음 지수에 직접적인 영향을 미치지만 LNA 후방의 삽입 손실은 시스템 잡음 지수에 영향을 덜 미치게 된다. 일부 실시예에서, 노치 필터와 같은 튜닝 가능한 대역 저지 필터를 사용하면, 각각의 대역에 대한 개별적인 필터 및 추가적인 LNA 및/또는 스위치에 대한 필요성이 제거된다.
제 1 필터에 대한 감소된 선택도 요건은, 또한, 튜닝 가능한 대역 통과 필터가 일반적으로 고정된 대역 필터보다 선택도가 낮은 비 캐리어 집성(non-carrier-aggregation)("협대역") 애플리케이션에서, 튜닝 가능한 대역 통과 필터의 사용을 가능하게 한다. 간섭 시나리오에서, 알려진 주파수(예를 들어, FDD 시스템에서 자신의 Tx)를 가진 하나의 지배적인 간섭자가 다른 모든 인접한 간섭자보다 훨씬 강할 경우, 대역 통과 및 대역 저지 필터가 반전되어, 대역 저지 필터는 LNA의 입력에 결합되며, 대역 통과 필터는 LNA의 출력에 결합된다.
도 6a 내지 도 6g는 LNA와 조합하여 조정 가능한 저 선택도 대역 통과 필터 및 튜닝 가능한 대역 저지 필터를 이용하는 예시적인 실시예를 도시한다. 도 6a는 RF 스위치(604 및 608)를 통해 선택 가능한 대역 통과 필터(606)를 포함하는 RF 프론트 엔드(600)의 실시예를 도시한다. 도시된 바와 같이, RF 스위치(604)는 안테나(602)에 결합된다. 다른 실시예에서, RF 스위치(604)는 도전성 라인 또는 도파관과 같은 다른 타입의 RF 소스에 결합될 수 있다. 다양한 실시예에서, 각각의 대역 통과 필터(606)는 상이한 중심 주파수를 가지며, 입력에 존재하는 복수의 RF 대역을 통과시키도록 구성된다. 일 실시예에서, 대역 통과 필터(606)는 SAW 필터, BAW 필터, FBAR 필터, 느슨하게 결합된 공진기, LC 필터, LC 공진기, 튜닝 가능한 LC 필터, 마이크로스트립 필터, 또는 제한된 차단 대역 감쇠를 희생으로 낮은 삽입 손실(예를 들어, 낮은 필터 차수)을 갖는 다른 필터 구조체와 같은 당해 기술 분야에서 공지된 필터 구조체를 사용하여 구현된다. 도시된 바와 같이, RF 스위치(608)는 LNA(610)에 결합되고, 이 LNA(610) 다음에는 튜닝 가능한 대역 저지 필터(612) 및 RF 트랜시버(614)가 후속된다. 다양한 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 저지 필터(612)는 튜닝 가능한 노치 필터와 같은 당해 기술 분야에서 공지된 튜닝 가능한 대역 저지 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있고, 및/또는 미국 가출원 번호 제62/595,898호 및 제62/641,664호 뿐만 아니라, "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51523US, "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51524US, "튜닝 가능한 공진기 요소, 필터 회로 및 방법"이라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51527US, "튜닝 가능한 공진기 요소, 필터 회로 및 방법"이라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51528US, 및 "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51529US에 대응하는 공동 계류중인 미국 특허 출원 제________호에 개시된 튜닝 가능한 음향 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. RF 프론트 엔드(600)는, 예를 들어, 강한 간섭자, 잠재적으로 많은 대역 외 간섭자, 및/또는 미지의 주파수의 간섭자를 갖는 시스템에서 사용될 수 있다.
도 6b는 LNA(610)에 대해 조정 가능한 대역 저지/노치 필터(612)가 선행되고, RF 스위치(604 및 608)를 통해 선택 가능한 대역 통과 필터(622)를 포함하는 선택 가능한 대역 통과 필터가 LNA(610)에 후속하는 RF 프론트 엔드(620)를 도시한다. 동작 동안, 조정 가능한 대역 저지/노치 필터(612)는 간섭 주파수를 제거하고, 대역 통과 필터(622)는 LNA(610)의 출력에서 추가 필터링을 제공한다. RF 프론트 엔드(620)는, 예를 들어, 알려진 주파수 및 제한된 대역폭을 가진 하나의 지배적인 간섭자 및/또는 수신된 대역으로부터 비교적 먼 주파수에서 더 약한 간섭자를 갖는 시스템에서 사용될 수 있다. 이러한 시스템의 한 예는 FDD 시스템에서와 같이, 다른 주파수에서 수신하는 것과 동시에 사전결정된 주파수에서 송신하는 시스템이다. RF 프론트 엔드(620)는 또한 비 인접한 캐리어 집성 시스템의 경우에서와 같이, 비교적 큰 수신 대역폭을 갖는 시스템 및/또는 비 인접한 스펙트럼 블록을 갖는 시스템에 적합하다.
도 6c는, LNA(632)가 개선된 대역 내 성능/원거리(far-off) 선택도를 위해 통합된 튜닝 가능한/스위칭 가능한 BP 동작(예를 들어, 매칭)을 갖는 대역 통과 LNA(BP-LNA)로 구현된다는 것을 제외하고는, 도 6b에 도시된 RF 프론트 엔드(620)와 유사한 RF 프론트 엔드(630)의 실시예를 도시한다. LNA(632)는, 예를 들어, 주파수 선택성 내부 피드백(예를 들어, 공진기)을 통한 주파수 선택적 이득 및/또는 튜닝 가능한 또는 스위칭 가능한 입력 매칭 및/또는 출력 매칭을 갖는 LNA를 사용하여 구현될 수 있다. 예를 들어, 도 6h는 튜닝 가능한 직렬 입력 임피던스/매칭 네트워크(652)와 함께 LNA(610)를 포함하는 BP-LNA를 도시하고; 도 6i는 튜닝 가능한 직렬 출력 임피던스/매칭 네트워크(654)와 함께 LNA(610)를 포함하는 BP-LNA를 도시하며; 도 6j는 튜닝 가능한 션트 입력 임피던스/매칭 네트워크(656)와 함께 LNA(610)를 포함하는 BP-LNA를 도시하며; 도 6k는 튜닝 가능한 션트 입력 임피던스/매칭 네트워크(658)와 함께 LNA(610)를 포함하는 BP-LNA를 도시한다. 튜닝 가능한 임피던스/매칭 네트워크(652, 654, 656 및 658)는 적어도 하나의 튜닝 가능한, 선택 가능한 및/또는 스위칭 가능한 리액티브 회로 요소를 갖는 LC 및/또는 공진기 회로와 같은 당해 기술 분야에서 공지된 튜닝 가능한 매칭 네트워크를 사용하여 구현될 수 있다.
도 6l은 LNA(610)의 출력과 LNA(610)의 입력 사이에 결합된 튜닝 가능한 대역 통과 필터(660)와 함께 LNA(610)를 포함하는 BP-LNA를 도시한다. 튜닝 가능한 대역 통과 필터(660)는 적어도 하나의 튜닝 가능한, 선택 가능한 및/또는 스위칭 가능한 리액티브 회로 요소를 갖는 LC 및/또는 공진기 회로를 포함하는 당해 기술 분야에서 공지된 튜닝 가능한 대역 통과 필터 구조체를 사용하거나 당해 기술 분야에서 공지된 튜닝 가능한 대역 통과 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 다른 실시예에서, BP-LNA는 도 6h 내지 도 6k에 도시된 입력 매칭 네트워크, 출력 매칭 네트워크 및 튜닝 가능한 필터의 조합을 사용하여 구현될 수 있다.
도 6d는 튜닝 가능한 대역 통과 필터(642) 및 그에 후속하는 LNA(610)를 포함하는 RF 프론트 엔드(640)의 실시예를 도시한다. 튜닝 가능한 대역 저지/노치 필터(612)는 LNA(610)의 출력에 결합되고, 강한 간섭자를 저지하는 데 사용될 수 있다. 다양한 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 통과 필터(642)는 당해 기술 분야에서 공지된 튜닝 가능한 대역 통과 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있고, 및/또는 미국 가출원 번호 제62/595,898호 및 제62/641,664호 뿐만 아니라, "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51523US, "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51524US, "튜닝 가능한 공진기 요소, 필터 회로 및 방법"이라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51527US, "튜닝 가능한 공진기 요소, 필터 회로 및 방법"이라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51528US, 및 "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51529US에 대응하는 공동 계류중인 미국 특허 출원 제________호에 개시된 튜닝 가능한 음향 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 통과 필터(642)는 연속적으로 튜닝 가능한 대역 통과 필터이다. RF 프론트 엔드(640)는 단일 캐리어 LTE, UMTS, 협대역 LTE, 멀티대역 사물 인터넷(IOT) 및 멀티대역 웨어러블/워치를 포함하지만, 이에 국한되지는 않는 비교적 낮은 수신 대역폭을 갖는 시스템에 적합하다. RF 프론트 엔드(640)는 또한 수신 주파수에 가까운 주파수로 송신하는 FDD 시스템과 같이, 알려진 주파수 및 제한된 대역폭을 가진 하나의 지배적인 간섭자를 갖는 시스템에 적합하다. 일부 실시예에서, LNA(610)의 출력에 결합된 대역 저지/노치 필터(612)는 생략될 수 있다.
도 6e는 튜닝 가능한 대역 저지 필터/노치 필터(612) 및 이에 후속하는 LNA(610)를 포함하는 RF 프론트 엔드(650)의 실시예를 도시한다. 튜닝 가능한 대역 저지/노치 필터(612)는, 예를 들어, 우수한 대역 내 삽입 손실을 가진 지배적인 간섭자를 억제하기 위해 사용될 수 있다. 튜닝 가능한 대역 통과 필터(642)는 LNA(610)의 출력에 결합된다. 시스템(650)은 단일 캐리어 LTE, UMTS, 협대역 LTE, 멀티대역 사물 인터넷(IOT) 및 멀티대역 웨어러블/워치를 포함하지만, 이에 국한되지는 않는 비교적 낮은 수신 대역폭을 갖는 시스템에 적합하다. RF 프론트 엔드(650)는 또한 수신 주파수에 가까운 주파수로 송신하는 FDD 시스템과 같이, 알려진 주파수 및 제한된 대역폭을 가진 하나의 지배적인 간섭자를 갖는 시스템에 적합하다. 일부 실시예에서, LNA(610)의 출력에 결합된 튜닝 가능한 대역 통과 필터(642)는 생략될 수 있다.
도 6f는 튜닝 가능한 대역 통과 필터(642) 및 그에 후속하는 튜닝 가능한 BP-LNA(632)를 포함하는 RF 프론트 엔드(660)의 실시예를 도시한다. 튜닝 가능한 대역 저지/노치 필터(612)는 튜닝 가능한 BP-LNA(632)의 출력에 결합되고, 강한 간섭자를 저지하는 데 사용될 수 있다. RF 프론트 엔드(660)는 LNA(610)가 일부 실시예에서 보다 양호한 원거리 선택도(far-off selectivity)를 제공하는 BP-LNA(632)로 대체되는 것을 제외하고는, 도 6d에 도시된 RF 프론트 엔드(640)와 유사하다. 일부 실시예에서, 튜닝 가능한 BP-LNA(632)의 출력에 결합된 튜닝 가능한 대역 저지/노치 필터(612)는 생략될 수 있다.
도 6g는 튜닝 가능한 대역 저지 필터(612) 및 그에 후속하는 튜닝 가능한 BP-LNA(632)를 포함하는 RF 프론트 엔드(680)의 실시예를 도시한다. 튜닝 가능한 대역 통과 필터(642)는 튜닝 가능한 BP-LNA(632)의 출력에 결합된다. RF 프론트 엔드(680)는 LNA(610)가 일부 실시예에서 개선된 원거리 선택도를 제공하는 튜닝 가능한 BP-LNA(632)로 대체되는 것을 제외하고는, 도 6e에 도시된 RF 프론트 엔드(650)와 유사하다. 일부 실시예에서, 튜닝 가능한 BP-LNA(632)의 출력에 결합된 튜닝 가능한 대역 통과 필터(642)는 생략될 수 있다.
본원의 실시예에 도시된 필터는, 예를 들어, 아래에서 논의되는 도 7a 내지 도 7n, 도 8a 내지 도 8e, 도 9a 내지 도 9c, 도 10a 내지 도 10d, 도 11a 내지 도 11c 및 도 12a 내지 도 12e 및 도 13a 내지 도 13e에 도시된 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 이들 필터는, 캐패시터(702), 인덕터(704), 캐패시터(705), 두 개의 결합된 공진기를 갖는 음향적으로 결합된 공진기(706), 튜닝 가능한 공진기(708), 서로 음향적으로 결합된 복수의 직렬 공진기를 갖는 음향적으로 결합된 공진기 구조체(710), 인덕터와 병렬로 결합된 튜닝 가능한 캐패시터를 가진 병렬 공진 튜닝 회로(712), 인덕터와 직렬로 결합된 튜닝 가능한 캐패시터를 가진 직렬의 병렬 공진 튜닝 회로(714), 공진기(716) 및 튜닝 가능한 캐패시터(718)를 사용하여 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, 이들 필터는, 미국 가출원 번호 제62/595,898호 및 제62/641,664호 뿐만 아니라, "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51523US, "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51524US, "튜닝 가능한 공진기 요소, 필터 회로 및 방법"이라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51527US, "튜닝 가능한 공진기 요소, 필터 회로 및 방법"이라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51528US, 및 "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51529US에 대응하는 공동 계류중인 미국 특허 출원 제________호에 개시된 튜닝 가능한 음향 필터 구조체 및 물리적 음향 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다.
도 7a 내지 도 7n은 도 2a 내지 도 2d, 도 3a 내지 도 3n, 도 4a 내지 도 4d, 도 6a 내지 도 6g, 도 15b, 도 17a 내지 도 17c, 도 18a 내지 도 18d, 도 19a 내지 도 19c, 도 20a 및 도 20b, 도 21a 및 도 21b, 및 도 22의 회로의 실시예와 관련하여 기술된 모든 실시예에 이용되는 다양한 대역 차단 필터를 구현하는 데 사용될 수 있는 다양한 브릿지형 T 전역 통과 회로를 도시한다.
도 7a는 노드(102) 간에 직렬로 결합된 캐패시턴스 값(C1 및 C2)을 갖는 캐패시터(702), 포트(1)와 포트(2) 사이에 결합된 인덕턴스 값(L1)을 갖는 인덕터(704) 및 접지에 결합된 인덕턴스(L2)를 갖는 인덕터(704)를 구비한 “T” 구조체를 포함하는 브릿지형 T 전역 통과 회로(700)를 도시한다. 브릿지형 T 전역 통과 회로(700)는 다음의 조건이 충족될 때 포트(1)와 포트(2) 사이에서 평탄한 진폭 응답을 갖는다:
Figure pat00001
(1)
Figure pat00002
(2)
Figure pat00003
(3)
여기서,
Figure pat00004
는 포트(1 및 2)를 로드하는 특성 임피던스이며,
Figure pat00005
는 포트(1)와 포트(2) 사이의 위상 응답이 90°에 도달하는 라디안 주파수이다. 다양한 실시예에서, 브릿지형 T 전역 통과 회로(700)는, 캐패시터(702)가 회로(710)와 관련하여 도시된 바와 같이, 2-포트 공진기(703)로 각각 대체되거나 또는, 회로(720)와 관련하여 도시된 바와 같이, 3-포트 공진기(705)로 모두 대체되는 경우, 대역 차단 응답을 갖도록 구성될 수 있다. 이러한 실시예뿐만 아니라 다른 LC 네트워크, 또는 LC 네트워크 및 공진기의 조합을 이용하는 실시예의 특정예가 도 7c 내지 도 7g에 도시된다. 이러한 실시예에서, (대역 차단 주파수의 외부의) 대역 외 응답은 자신의 원래의 전역 통과 특성을 유지한다.
다른 실시예에서, 대역 차단 응답은 L1, L2, C1 및/또는 C2에 대한 값을 위에 도시된 식 1, 2 및 3에 정의된 값으로부터 디튜닝(detuning)함으로써 달성될 수 있다. 디튜닝은 보다 높은 대역폭으로 대역 차단 응답을 달성하는 데 사용될 수 있다.
도 7b는 노드(102) 간에 직렬로 결합된 인덕턴스 값(L1 및 L2)을 갖는 인덕터(704), 포트(1)와 포트(2) 사이에 결합된 캐패시턴스 값(C1)을 갖는 캐패시터(702) 및 접지에 결합된 캐패시턴스 값(C2)을 갖는 캐패시터(704)를 구비한 “T” 구조체를 포함하는 브릿지형 T 전역 통과 회로(730)를 도시한다. 브릿지형 T 전역 통과 회로(730)는 다음의 조건이 충족될 때 포트(1)와 포트(2) 사이에서 평탄한 진폭 응답을 갖는다:
Figure pat00006
(4)
Figure pat00007
(5)
Figure pat00008
(6)
다양한 실시예에서, 브릿지형 T 전역 통과 회로(730)는, 캐패시터(704)가, 회로(740)와 관련하여 도시된 바와 같이 2-포트 공진기(703)로 각각 대체되거나 또는, 회로(750)와 관련하여 도시된 바와 같이 3-포트 공진기(705)로 모두 대체되는 경우, 대역 차단 응답을 갖도록 구성될 수 있다. 이러한 실시예뿐만 아니라 다른 LC 네트워크, 또는 LC 네트워크 및 공진기의 조합을 이용하는 실시예의 특정예가 도 7h 내지 도 7n에 도시된다. 이러한 실시예에서, (대역 차단 주파수의 외부의) 대역 외 응답은 자신의 원래의 전역 통과 특성을 유지한다.
다른 실시예에서, 대역 차단 응답은 L1, L2, C1 및/또는 C2에 대한 값을 위에 도시된 식 4, 5 및 6에 정의된 값으로부터 디튜닝함으로써 달성될 수 있다. 디튜닝은 보다 높은 대역폭으로 대역 차단 응답을 달성하는 데 사용될 수 있다.
도 8a 내지 도 8e는 도 2a 내지 도 2d, 도 3a 내지 도 3n, 도 4a 내지 도 4d, 도 6a 내지 도 6g, 도 15b, 도 17a 내지 도 17c, 도 18a 내지 도 18d, 도 19a 내지 도 19c, 도 20a 및 도 20b, 도 21a 및 도 21b, 및 도 22의 회로의 실시예와 관련하여 기술된 모든 실시예에 이용되는 다양한 대역 차단 필터를 구현하는 데 사용될 수 있는 다양한 파이(Pi) 저역 통과 기반의 회로를 도시한다.
도 9a 내지 도 9c는 다양한 트리플렛(Triplet) 기반의 회로를 도시하며; 도 10a 내지 도 10g는 다양한 사다리 기반의 회로를 도시하며; 도 11a 내지 도 11c는 도 2a 내지 도 2d, 도 3a 내지 도 3n, 도 4a 내지 도 4d, 도 6a 내지 도 6g, 도 15a 내지 도 15b, 도 17a 내지 도 17c, 도 18a 내지 도 18c, 도 20a 및 도 20b, 도 21a 및 도 21b, 도 22, 도 23, 도 24a, 도 25, 도 26a, 및 도 27의 회로와 관련하여 기술된 모든 실시예에 이용되는 다양한 대역 차단 및 대역 통과 필터를 구현하는 데 사용될 수 있는 다양한 격자 기반의 회로를 도시한다.
도 12a 내지 도 12e는 다양한 CRF 기반의 회로를 도시하며; 도 13a 내지 도 13e는 도 2a 내지 도 2d, 도 3a 내지 도 3n, 도 4a 내지 도 4d, 도 6a 내지 도 6g, 도 15a, 도 17a 내지 도 17c, 도 21a 및 도 21b, 도 22, 도 23, 도 24a, 도 25, 도 26a, 및 도 27의 회로의 실시예와 관련하여 기술된 모든 실시예에 이용되는 다양한 대역 통과 필터를 구현하는 데 사용될 수 있는 다양한 파이(Pi) 저역 통과 기반의 회로를 도시한다.
도시된 바와 같이, 도 7a 내지 도 7f, 도 8a 내지 도 8e, 도 9a 내지 도 9c, 도 10a 내지 도 10d, 도 11a 내지 도 11c, 도 12a 내지 도 12e, 및 도 13a 내지 도 13e의 필터 구조체의 실시예는 다양한 LC 필터 구조체, 음향 필터 구조체 및 튜닝 가능한 LC 필터/음향 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 패키지 내의 예시적인 시스템(1400)의 블록도를 도시한다. 도시된 바와 같이, 시스템(1400)은 각각의 출력 RF_OUT1, RF_OUT2 및 RF_OUT3을 갖는 복수의 RF 신호 경로에 결합되는 안테나 스위치(1402)를 포함한다. 제 1 RF 경로는 고정된 대역 통과 필터(1404) 및 이에 후속되는 LNA(1416)를 포함하며; 제 2 RF 경로는 튜닝 가능한 대역 통과 필터(1406) 및 튜닝 가능한 대역 차단/노치 필터(1408)와 이에 후속하는 LNA(1418)를 포함하며; 제 3 RF 경로는 LNA(1420) 및 이에 후속하는 튜닝 가능한 대역 차단/노치 필터(1414)를 포함한다. 이들 RF 신호 경로는 본원에 기술된 회로, 방법 및 물리적 구현의 실시예를 사용하여 구현될 수 있다. 일 실시예에서, 튜닝 액추에이터(1410)는 튜닝 가능한 대역 통과 필터(1406) 및 튜닝 가능한 대역 차단/노치 필터(1408 및 1414)에 튜닝 및 제어 신호를 제공하는 데 사용된다. LNA 바이어스 생성기(1412)는 바이어스 전류 및 전압을 LNA(1416, 1418 및 1420)에 제공하는 데 사용된다. 일부 실시예에서, 안테나 스위치(1402), 튜닝 액추에이터(1410) 및 LNA 바이어스 생성기(1412)는 MIPI 버스와 같은 디지털 버스를 통해, 또는 디지털 인터페이스/제어 회로(1422)를 통해 제어 가능하다. 대안으로, 다른 디지털 인터페이스 타입이 사용될 수 있다. 시스템(1400)의 구성은 많은 가능한 시스템 구현예 중 일 예에 불과하다는 것을 이해해야 한다. 다른 실시예에서, 상이한 수의 RF 신호 경로 및/또는 다른 실시예의 필터 구성이 구현될 수 있다. 다양한 실시예에서, 시스템(1404)은 패키지 기판 상에 또는 단일 모놀리식 반도체 기판 상에 다수의 컴포넌트로서 구현될 수 있다.
실시예의 이점은 FDD 모드에서 동작할 때 RF 시스템에 의해 생성된 고 진폭 송신 신호와 같이 강한 간섭자에 견딜 수 있는 유연하고 물리적으로 소형인 RF 프론트 엔드를 구현하는 능력을 포함한다. 튜닝 가능한 대역 저지 필터를 저 선택도 튜닝 가능한 대역 통과 필터와 함께 사용함으로써, 고차수 RF 필터의 크기 및 수의 증가로 인한 추가 크기의 오버헤드가 감소될 수 있다. 또한, 일부 실시예에서 시스템 재설계에 대한 요구 없이도 튜닝 가능한 필터를 사용하게 되면 시스템을 다양한 RF 채널에 튜닝시키는 능력과 다양한 RF 환경에서 간섭자를 저지하는 능력이 가능하게 된다.
도 15a 및 도 15b는, 예를 들어, 셀룰러 폰, 스마트 워치, 웨어러블, 사물 인터넷(IoT) 디바이스에서 발견될 수도 있는 멀티-대역/채널 멀티-트랜시버 프론트 엔드 회로의 종래의 실시예를 도시한다. 이러한 디바이스에서, 다수의 송신기는 업링크 집성(Uplink Carrier Aggregation: ULCA) 또는 이중 접속(Dual Connectivity)을 사용하여 동시에 동작할 수 있다. 동작 동안, 각 송신기에 의해 송신되는 전력량은, 디바이스에 의해 송신되는 전력을 측정하고, 송신된 전력을 피드백 루프를 사용하여 조정하여 목표를 충족하도록 함으로써, 폐루프 방식으로 제어된다. 이 피드백 루프는 (예를 들어, 적응성 디지털 전치 왜곡에 대한) 송신된 출력 신호의 품질 측정 또는 (예를 들어, 폐루프 안테나 튜닝을 위한) 안테나 임피던스 측정을 위해 사용될 수도 있다. 두 기법 모두는 전력 소모를 최적화하고 출력 신호 성능을 개선하는 데 사용될 수 있다.
그러나, 하나 초과의 활성 송신기를 갖는 시스템에서, 간섭 신호는 특정 송신기에 대한 특정 송신 신호가 측정될 지점에서 송신 신호와 결합할 수 있다. 이러한 간섭 신호는, 예를 들어, 시스템 내의 다른 송신기에 의해 생성될 수 있고, 및/또는 송신 전력 측정 회로의 대역폭 내에 속하는 혼합 생성물을 생성하는 시스템에 존재하는 다양한 신호의 혼합에 의해 생성될 수 있다. 이러한 간섭 신호는 피드백 경로의 정확도의 저하를 초래할 수 있다.
도 15a는 두 개의 RF 트랜시버 회로(1502 및 1504)를 포함하는 종래의 RF 프론트 엔드(1500)를 도시한다. 각각의 트랜시버 회로(1502 및 1504)는 단일 송신 출력 및 네 개의 수신기 입력을 포함한다. 각각의 RF 트랜시버 회로(1502 및 1504)의 송신 출력은 전력 증폭기(1510)에 결합되며, 이 증폭기(1510)에 이어서 선택 스위치(1512) 및 듀플렉서 회로(1516)가 후속된다. 선택 스위치(1518)는 다이플렉서(1516) 중에서 듀플렉서(1516)를 선택하여, 방향성 커플러(1522) 및 튜닝 가능한 안테나 매칭 회로(1524)를 통해 안테나(1526 또는 1527)에 결합되게 한다. 듀플렉서(1516)는 상이한 통과 대역을 가질 수 있고, 수신 방향에서의 채널 선택성과 송신 방향에서의 송신 필터링을 제공하도록 구성될 수 있다. LNA(1514)는 대응하는 듀플렉서(1516)에 결합된 각각의 입력 및 트랜시버(1502 또는 1504)의 각 채널에 결합된 출력을 갖는다.
동작 동안, 트랜시버(1502 및 1504)는 방향성 커플러(1522)의 결합된 출력을 측정함으로써 PA(1510)에 의해 송신된 신호의 전력, 신호 품질 및/또는 다른 파라미터를 측정한다. PA(1510)에 의해 송신된 신호의 다른 측정된 파라미터는, 예를 들어, 적응성 전치 왜곡 시스템에서 안테나 임피던스 및/또는 신호 품질을 결정하기 위해 사용되는 신호 위상 및 진폭을 포함할 수 있다. 스위치(1520)는 결합된 입사 전력 및 결합된 반사 전력을 제공하는 커플러 출력을 선택하는 데 사용될 수 있다. 저역 통과 필터(1530)는 방향성 커플러(1522)에 의해 제공된 결합된 전력을 필터링하는 데 사용된다. 일부 환경에서, 간섭 신호의 주파수 범위는 저역 통과 필터(1530)의 통과 대역 내에 있을 수 있다. 이러한 상황은, 예를 들어, RF 트랜시버(1502 및 1504)가 신호를 동시에 송신할 때와, 하나의 RF 트랜시버(1502 또는 1504)에 의해 생성된 RF 신호가 다른 RF 트랜시버(1502 또는 1504)와 관련된 저역 통과 필터(1530)의 통과 대역 내에 있을 때 발생할 수 있다. 하나의 RF 트랜시버(1502 또는 1504)의 기본 주파수가 다른 RF 트랜시버(1502 또는 1504)의 저역 통과 필터(1530)의 통과 대역 내에 있지 않은 경우에도 문제가 발생할 수 있다. 예를 들어, 하나의 RF 트랜시버의 왜곡 및/또는 상호 변조 생성물이 다른 RF 트랜시버의 저역 통과 필터(1530)의 통과 대역 내에 있을 수 있는 경우가 있다. 이러한 상황은, 예를 들어, 하나의 RF 트랜시버(1502 또는 1504)가 다른 트랜시버(1502 또는 1504)보다 훨씬 높은 진폭으로 송신하는 상황에서 악화될 수 있다. 이러한 환경에서, 하나의 송신 채널에서 생성된 누설 TX 신호 및/또는 왜곡 생성물은 TX 피드백 수신기 입력에서 다른 송신 채널에 의해 생성된 송신 전력과 동일한 정도의 전력을 가질 수 있다.
도 15b는 RF 트랜시버 회로(1502 및 1504)를 포함하는 종래의 RF 프론트 엔드(1550)를 도시한다. RF 프론트 엔드(1550)는 각각의 필터링된 RF 채널이 그와 관련된 방향성 커플러(1522)를 갖는다는 것을 제외하고는 도 15a의 RF 프론트 엔드(1500)와 유사한 구조를 갖는다. 도시된 바와 같이, 방향성 커플러(1522)는 각 듀플렉서 회로(1516)와 직렬로 결합되고, 모든 듀플렉서 회로(1516)의 출력은 선택 스위치(1552)를 통해 선택 가능하다. RF 프론트 엔드(1550)에서, 각 듀플렉서(1516)에 의해 제공되는 필터링은 다른 송신기에 의해 생성된 송신 신호를 감쇠시키고, 도 15a에 도시된 RF 시스템(1500)에 비해 더 양호한 송신 신호 정확도를 제공한다. 그러나, RF 시스템(1550)은 증가된 컴포넌트 카운트 및 시스템 복잡도를 갖는다. 도시된 바와 같이, RF 시스템(1550)은 4 배 개수의 방향성 커플러(1522) 및 2 개의 추가 RF 선택 스위치(1552)를 갖는다. 도 15b에 도시된 아키텍처의 다른 문제점은, 듀플렉서의 "전방의" 커플러 위치에 의해 정의된 측정 평면을 갖게 되면, (안테나) 전력 측정에서 듀플렉서 삽입 손실이 포함되지 않고, 안테나 임피던스 측정과 같이 수행하기가 보다 복잡한 다른 측정을 행하게 된다는 것이다.
도 16a는 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 시스템(1600)을 도시한다. RF 시스템(1600)의 아키텍처는, RF 트랜시버(1502 및 1504)의 송신 피드백 입력에 결합된 저역 통과 필터(1530)가 튜닝 가능한 대역 통과 필터(1602)로 대체된다는 것을 제외하고는, 도 15a에 도시된 RF 시스템(1500)의 아키텍처와 유사하다. 튜닝 가능한 대역 통과 필터(1602)를 사용함으로써, 시스템 내에서 생성된 간섭 신호는 송신 신호(예를 들어, 전력, 신호 품질 및 안테나 임피던스 측정치)로부터 보다 효과적으로 필터링될 수 있다. 또한, 일부 실시예에서, 각각의 다이플렉서(1516)에 대해 별도의 방향성 커플러 및 관련 RF 스위치를 사용하지 않고도 보다 정확한 송신 전력 측정이 행해질 수 있다.
동작 중에, 튜닝 가능한 대역 통과 필터(1602)의 중심 주파수는 송신 신호의 중심 주파수 및/또는 송신 주파수를 포함하는 통과 대역에 대응하는 중심 주파수를 갖도록 튜닝될 수 있다. RF 트랜시버(1502 또는 1504)의 피드백 수신기(1603)는 대역 통과 필터(1602)로부터 출력된 신호의 하나 이상의 필터링된 결합 신호 파라미터(예를 들어, 전력, 위상, 신호 품질, 오차 벡터 크기(error vector magnitude: EVM), 선형 및 비선형 왜곡)를 측정한다. 이 측정된 전력은, 예를 들어, 전력 증폭기(1510)에 제공된 송신 신호의 전력을 결정, 조정 또는 업데이트하는 데 사용될 수 있다. 피드백 수신기에 관한 실시예에서, 이러한 측정은 적응성 송신 신호 전치 왜곡에 대한 안테나 임피던스 측정 또는 송신 신호 품질 측정을 구현하는 데 사용될 수 있다. 일부 실시예에서, 각각의 RF 트랜시버 회로(1502 또는 1504)는 그 관련된 튜닝 가능한 대역 통과 필터(1602)에 대한 튜닝 신호를 생성한다. 일부 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 통과 필터(1602)에 대한 튜닝 신호는 중앙 제어기에 의해 생성된다.
다양한 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 통과 필터(1602)는 당해 기술 분야에서 공지된 튜닝 가능한 대역 통과 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있고, 및/또는 미국 가출원 번호 제62/595,898호 및 제62/641,664호 뿐만 아니라, "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51523US, "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51524US, "튜닝 가능한 공진기 요소, 필터 회로 및 방법"이라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51527US, "튜닝 가능한 공진기 요소, 필터 회로 및 방법"이라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51528US, 및 "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51529US에 대응하는 공동 계류중인 미국 특허 출원 제________호에 개시된 튜닝 가능한 음향 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 통과 필터(1602)는 연속적으로 튜닝 가능한 대역 통과 필터이다. 튜닝 가능한 대역 통과 필터(1602)는 도 9a 내지 도 9c, 도 10a 내지 도 10g, 도 11a 내지 도 11c, 도 12a 내지 도 12e 및 도 13a 내지 도 13e에 도시된 튜닝 가능한 음향 필터 기반의 대역 통과 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, 실시예의 대역 통과 필터(1602)는 3.5 이상의 차수를 가질 수 있고, 5-7 개의 공진기를 포함할 수 있다. 대안으로, 보다 낮은 차수의 필터 또는 5-7 개의 공진기보다 많거나 작은 필터가 사용될 수 있다.
도 16b는 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 시스템(1610)을 도시한다. RF 시스템(1610)의 아키텍처는, RF 트랜시버(1502 및 1504)의 송신 피드백 입력에 결합된 저역 통과 필터(1530)가 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1612)로 대체된다는 것을 제외하고는, 도 15a에 도시된 RF 시스템(1500)의 아키텍처와 유사하다. 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1612)를 사용함으로써, 시스템 내에서 생성된 간섭 신호가 송신 신호 측정치로부터 선택적으로 제거될 수 있다. 또한, 각각의 다이플렉서(1516)에 대해 별도의 방향성 커플러 및 관련 RF 스위치를 사용하지 않고도 보다 정확한 송신 신호 측정이 행해질 수 있다. 일부 실시예에서, 둘 이상의 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1612)는 다수의 주파수에서의 신호를 저지하기 위해 캐스케이드될 수 있다.
동작 중에, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1612)의 중심 주파수는 송신 신호의 중심 주파수에 대응하는 중심 주파수 및/또는 알려진 또는 예상된 간섭자의 주파수에 대응하는 중심 주파수를 갖도록 튜닝될 수 있다. RF 트랜시버(1502 또는 1504)의 피드백 수신기(1603)는 대역 통과 필터(1602)로부터 출력된 필터링된 결합 신호 파라미터(예를 들어, 전력, 위상, 신호 품질)를 측정한다. 이 측정된 전력은, 예를 들어, 전력 증폭기(1510)에 제공된 송신 신호의 전력을 결정, 조정 또는 업데이트하는 데 사용될 수 있다. 일부 실시예에서 각각의 RF 트랜시버 회로(1502 또는 1504)는 그 관련된 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1612)에 대한 튜닝 신호를 생성한다. 이러한 실시예에서, 각각의 RF 트랜시버 회로(1502 또는 1504)는 다른 RF 트랜시버 회로(1502 또는 1504)가 송신하는 주파수를 알고 있다. 다른 실시예에서, RF 트랜시버 회로(1502)는 RF 트랜시버 회로(1504)와 관련된 대역 차단 필터(1612)와 관련된 튜닝 신호 및 그 반대로의 튜닝 신호를 생성한다. 일부 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1612)에 대한 튜닝 신호는 중앙 제어기에 의해 생성된다.
다양한 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1612)는 당해 기술 분야에서 공지된 튜닝 가능한 대역 차단 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있고, 및/또는 미국 가출원 번호 제62/595,898호 및 제62/641,664호 뿐만 아니라, "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51523US, "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51524US, "튜닝 가능한 공진기 요소, 필터 회로 및 방법"이라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51527US, "튜닝 가능한 공진기 요소, 필터 회로 및 방법"이라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51528US, 및 "음향적으로 결합된 공진기 노치 및 대역 통과 필터"라는 명칭의 대리인 관리 번호 INF-2018-P-51529US에 대응하는 공동 계류중인 미국 특허 출원 제________호에 개시된 튜닝 가능한 음향 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1612)는 연속적으로 튜닝 가능한 대역 차단 필터이다. 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1612)는 도 7a 내지 도 7f, 도 8a 내지 도 8e, 도 9a 내지 도 9c 및 도 11a 내지 도 11c에 도시된 튜닝 가능한 음향 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 일부 실시예에서, 실시예의 대역 통과 필터(1602)는, 예를 들어, 두 개의 공진기를 사용하여 1의 차수로 시작할 수 있다. 하나의 특정예에서, 7 개의 공진기를 사용하는 3.5의 차수가 사용된다. 그러나, 구현되는 특정 시스템 및 그 사양에 따라 임의의 차수 또는 수의 공진기가 사용될 수 있다는 것을 이해해야 한다.
도 16a 및 도 16b의 실시예는 멀티-채널 프론트 엔드 회로의 실시예 중 단지 두 개의 특정예에 불과하다는 것을 이해해야 한다. 본 발명의 다른 실시예에서, RF 트랜시버(1502 및/또는 1504)의 수신 채널에 대해 4 개 보다 많거나 적은 수신 경로가 구현될 수 있으며, RF 트랜시버(1502 및/또는 1504)의 송신 채널에 대해 하나 초과의 송신 채널이 제공될 수 있다. 또한 구현되는 특정 시스템 및 사양에 따라 상이한 수신 및 송신 토폴로지가 사용될 수도 있다. 전력 검출 외에, (디지털 전치 왜곡 또는 엔벨로프 트래킹 적응을 위한) TX 출력 신호의 TX 선형성의 측정 또는 (순방향 및 반사 신호의 진폭 및 위상을 측정하는) 안테나 튜닝을 위한 안테나 임피던스 측정과 같은 다른 기능이 수행될 수 있다. 단순화를 위해, 트랜시버(1502 및 1504)는 별개의 디바이스로 도시된다. 그러나, 이들 트랜시버는 일 실시예에서 하나의 물리적 디바이스 내에 통합될 수 있다.
본 발명의 실시예가 RF 트랜시버의 수신 경로에 적용될 수 있는 것처럼, 본 발명의 실시예는, 또한, 도 17a 내지 도 17c, 도 18a 내지 도 18d, 도 19a 내지 도 19c, 도 20a 및 도 20b, 및 도 21a 및 도 21b와 관련하여, 본원에 기술된 바와 같이, RF 트랜시버의 송신 경로에 유사한 방식으로 적용될 수 있다. 이러한 실시예는, 예를 들어, 셀룰러 폰, 스마트 워치, 웨어러블 및 IoT 디바이스와 같은 시스템에 관한 것일 수 있다. 보다 구체적으로, 실시예는 FDD 시스템, 업링크 캐리어 집성을 이용하는 시스템, 및 다수의 송신기가 동시에 활성화되는 듀얼/멀티-접속 시스템을 포함하지만, 이에 국한되는 것은 아닌 시스템을 위한 멀티-대역 RF 프론트 엔드 디자인에 관한 것이다.
지원되는 대역, 모드 및 다수의 접속의 수가 증가함에 따라 증가하는 RF 프론트 엔드의 복잡도는 실제 시스템 구현에서 삽입 손실을 증가시킨다. 이러한 보다 높은 삽입 손실은 송신 경로에서 전력 증폭기의 전류 소비를 증가시키고 수신기 기준 감도를 감소시킨다. 예를 들어, 업링크 캐리어 집성과 듀얼/멀티-접속 시스템(Multi-Sim, Multi-RAT, 셀룰러/Wi-Fi)을 지원하기 위해 동시에 활성 상태에 있는 다수의 송신기를 갖는 시스템은 서로 다른 송신 신호 간에 상호 변조를 경험할 수 있어서, 스펙트럼 방출 및 자기 간섭 요건을 충족시키는 데 어려움을 초래하며 수신기 성능에 영향을 미치게 된다.
현재의 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 솔루션은 높은 분리 듀플렉스 필터를 사용하여 송신 경로와 수신 경로 간에 높은 분리를 제공함으로써, 수신 주파수 대역에서는 송신기에서 발생하는 잡음에 의한 수신기의 직접적인 감도 저하(desensitization)를 최소화할 수 있고, 송신 주파수 대역에서는 IP2, IP3 및 역 믹싱과 같은 비선형 효과로 인해 수신기의 성능을 저하시킬 수 있는 고전력 송신 신호로부터 민감한 수신기를 보호할 수 있다. 그러나, 이러한 높은 분리 듀플렉스 필터의 사용은 듀플렉스 필터 복잡도 및 삽입 손실을 초래한다.
본 발명의 실시예에서, RF 시스템의 송신 경로 내의 하나 이상의 재구성 가능한(예를 들어, 튜닝 가능한 또는 스위칭 가능한) 대역 차단 필터는 무선 프론트 엔드 복잡도, PCB 면적, 송신 전력 소비, 송신 스펙트럼 방출 순도 및 수신 기준 감도 중 하나 이상과 관련한 전체 시스템 성능을 개선하는 데 사용된다. 이러한 개선은 아래에 기술된 다양한 기술을 사용하여 해결된다.
본 발명의 실시예의 이점은 전력 증폭기 전류 소비가 감소되고 기준 감도가 증가되는 것과 함께, 다수의 송신 대역, 송신 모드 및 다수의 접속을 지원하는 능력을 포함한다.
도 17a 내지 도 17c는 결합된 수신/송신 안테나 및 듀플렉서를 포함하는 RF 시스템의 실시예의 블록도를 도시한다. 듀플렉서의 요건은 송신 주파수 대역뿐만 아니라 수신 주파수 대역에서 TX 경로와 RX 경로 사이의 분리를 제공하는 것이다. 듀플렉서의 수신 주파수 대역에서의 분리 요건은 전력 증폭기(PA)의 전방 및/또는 후방의 송신 경로에서 대역 차단 필터를 사용함으로써 완화되어, 수신 주파수 대역 내의 에너지를 감쇠시킨다. 수신 주파수 대역의 이미지 주파수 대역에서 필터는 PA의 전방에 배치될 수 있으며, 이는 PA의 비선형 효과에 의해 수신 주파수 대역에 포개지게(fold) 될 것이다. 선택적으로, 듀플렉서의 송신 주파수 대역에서의 분리 요건은 수신 경로에서 저잡음 증폭기(LNA)의 전방 및/또는 후방에 튜닝 가능한 필터(대역 차단, 대역 통과 또는 다른 필터일 수 있음)를 사용함으로써 완화될 수 있다. 일부 실시예에서, 이는 일 예에서 약 45 dB에서 약 38 dB로의 약 7 dB의 분리 요건의 완화를 초래할 수 있다. 이러한 분리 요건을 완화함으로써 삽입 손실이 낮아지고 잠재적으로 패키지 크기가 더 작아지는 저차수 듀플렉서가 시스템에 사용될 수 있다.
도 17a는 송신 출력(TX) 및 수신 입력(RX)을 갖는 RF 트랜시버(1702)를 포함하는 RF 시스템(1700)의 실시예를 도시한다. 송신 경로는 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1710), 및 이에 후속되는 전력 증폭기(PA)(1704), 듀플렉서(1716) 및 안테나(1708)를 포함한다. 다양한 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1710)는 수신 주파수에서 노치를 갖도록 튜닝된다. 수신 경로는 LNA(1706), LNA(1706)의 입력에 결합된 튜닝 가능한 필터(1714) 및 LNA(1706)의 출력에 결합된 튜닝 가능한 필터(1712)를 포함한다. 이들 튜닝 가능한 필터(1712 및 1714)는 송신 주파수에 튜닝되는 대역 차단 필터가 되도록 구성될 수 있고 및/또는 수신 주파수에 튜닝되는 대역 통과 필터가 되도록 구성될 수 있다. 필터(1712 및 1714)의 사용은 듀플렉서 필터(1716)의 분리 요건을 추가로 감소시키는 데 사용될 수 있다. 튜닝 가능한 필터(1712 및 1714) 중 하나 또는 둘 모두를 포함하는 것은 선택적이며 일부 실시예의 시스템은 이들 필터를 생략한다는 것을 이해해야 한다.
도 17a에 도시된 바와 같이, 대역 차단 필터(1710)는 전력 증폭기(1704)의 입력에 결합된다. 전력 증폭기(1704)의 출력보다 낮은 전력 도메인에 있는 전력 증폭기(1704)의 입력에 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1710)를 결합함으로써, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1710)의 삽입 손실은 시스템의 전력 소비에 거의 영향을 미치지 않는다.
일부 실시예에서, 전력 증폭기(1704)는 직렬로 결합된 복수의 전력 증폭기 스테이지를 포함한다. 일부 실시예에서, 복수의 전력 증폭기 스테이지는 부가적인 대역 차단 필터링과 같은 각 스테이지 간의 추가적인 필터링을 가질 수 있다. 대안으로, 일부 실시예에서, 전력 증폭기(1704)의 각 스테이지 간에는 추가적인 대역 차단 필터링이 제공되지 않는다.
도 17b는 도 17a의 RF 시스템(1700)과 유사한 RF 시스템(1720)의 실시예를 도시하지만, 전력 증폭기(1704)의 입력에서 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1710)와 직렬로 결합된 제 2 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1722)를 더 포함한다. 일 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1722)는 수신 이미지 주파수에 튜닝된다. 따라서, RF 트랜시버(1702)의 송신 출력에 존재하는 수신 이미지 주파수에서의 임의의 에너지는 수신 주파수와 혼합되기 전에 감쇠된다. 일부 실시예에서, 이는 듀플렉서(1716)의 분리 요건을 더욱 완화시킬 수 있다.
도 17c는 도 17b의 RF 시스템(1720)과 유사한 RF 시스템(1730)의 실시예를 도시하지만, 전력 증폭기(1704)의 출력에 결합된 제 3 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1732)를 더 포함한다. 다양한 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1732)는 수신 주파수에 튜닝된다. 일부 실시예에서, 전력 증폭기(1704)의 입력에서의 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1710 및 1722)는 생략될 수 있다.
도 18a 내지 도 18d는 듀플렉서가 송신 경로 및 수신 경로 내의 튜닝 가능한 대역 차단 필터 및 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크로 대체된 결합된 수신/송신 안테나를 갖는 RF 시스템의 실시예를 도시한다. 다양한 실시예에서, 송신 경로 내의 튜닝 가능한 대역 차단 필터는 수신 주파수에서 송신 잡음을 감쇠시키기 위해 수신 주파수에 튜닝되고, 송신 경로 내의 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크는 노치된 수신 주파수에서 조정 가능한 대역 차단 필터의 임피던스를 변환하도록 조정되어, 임피던스가 개방 회로에 근접하고 수신 주파수에서 출력을 로드하지 않게 된다. 유사하게, 수신 경로 내의 튜닝 가능한 대역 차단 필터는 송신 주파수에 튜닝되어 송신 신호를 수신기에 도달하기 전에 감쇠시키고, 수신 경로 내의 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크는 노치된 송신 주파수에서 조정 가능한 대역 차단 필터의 임피던스를, 개방 회로에 근접하고 송신 주파수에서 출력을 로드하지 않는 임피던스로 변환하도록 조정된다. 일부 실시예에서, 본원에 기술된 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크에 의해 수행된 임피던스 변환은 낮은 임피던스로부터 높은 임피던스로 임피던스를 변환시킨다.
이러한 실시예의 이점은 상이한 LTE 대역과 같은 상이한 주파수 대역에서 동작하는 RF 시스템에서 고정된 주파수 듀플렉서를 제거하는 능력을 포함한다. 이러한 방식의 하나의 튜닝 가능한 송신/수신 경로 쌍은 다수의 대역을 커버할 수 있고, 다수의 송신/수신 경로 쌍을 고정된 주파수 듀플렉서로 대체할 수 있다.
도 18a는 송신 출력(TX) 및 수신 출력(RX)을 갖는 RF 트랜시버(1702)를 포함하는 RF 시스템(1800)의 실시예를 도시한다. 송신 경로는 전력 증폭기(1704), 및 이에 후속하는 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1802), 튜닝 가능한 위상 시프터(1804) 및 안테나(1708)를 포함한다. 수신 경로는 튜닝 가능한 위상 시프터(1808), 및 이에 후속하는 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1806) 및 LNA(1706)를 포함하며, 그 LNA(1706)의 출력은 RF 트랜시버(1702)의 수신 입력에 결합된다.
일 실시예에서, 송신 경로의 대역 차단 필터(1802)는 수신 주파수에 튜닝되어, 수신 주파수에서 송신 경로에 의해 생성된 잡음을 감쇠시키고, 수신 주파수에서 수신되는 잡음의 양을 감소시킨다. 위상 시프터(1804)는 노치 주파수에서 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1802)의 출력 임피던스가 위상 시프터(1804)의 출력에서 개방 회로에 근접한 임피던스로 변환되도록 튜닝된다. 이것은 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1802)가 수신 주파수에서 RF 시스템(1800)의 출력을 로딩하는 것을 방지한다.
유사하게, 수신 경로의 대역 차단 필터(1806)는 송신 주파수에 튜닝되어, RF 트랜시버(1702)에 의해 생성된 송신 신호를 감쇠시키고 송신 신호가 LNA에 오버로딩(overloading)하거나 및/또는 LNA를 감도 저하시키는 것을 방지한다. 위상 시프터(1808)는 노치 주파수에서 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1806)의 입력 임피던스가 위상 시프터(1808)의 입력(가령, 안테나(1708)에 결합된 위상 시프터(1808)의 포트)에서 개방 회로에 근접한 임피던스로 변환되도록 튜닝된다. 이것은 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1806)가 송신 주파수에서 RF 시스템(1800)의 출력을 로딩하는 것을 방지한다.
도 18b는 도 18a의 RF 시스템(1800)과 유사한 RF 시스템(1820)의 실시예를 도시하지만, RF 트랜시버(1702)의 송신 출력의 출력과 전력 증폭기(1704)의 입력 사이에 결합된 추가의 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1822)를 더 포함한다. 일 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1822)는 또한 수신 주파수에 튜닝되어, RF 트랜시버(1702)의 송신기에 의해 생성된 에너지를 더 감쇠시킨다.
도 18c는 도 18b의 RF 시스템(1820)과 유사한 RF 시스템(1830)의 실시예를 도시하지만, RF 트랜시버(1702)의 송신 출력의 출력과 전력 증폭기(1704)의 입력 사이에 결합된 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1822) 외에 다른 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1832)를 더 포함한다. 일 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1832)는 수신 이미지 주파수에 튜닝된다. 따라서, RF 트랜시버(1702)의 송신 출력에 존재하는 수신 이미지 주파수에서의 임의의 에너지는 수신 주파수와 혼합되기 전에 전력 증폭기(1704)에서의 비선형성에 의해 감쇠된다.
도 18d는 도 18c의 RF 시스템(1830)과 유사한 RF 시스템(1840)의 실시예를 도시하며, LNA(1706)의 출력과 RF 트랜시버(1702)의 수신 입력 사이에 결합된 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1842)를 더 추가한다. 일 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1842)는 송신 주파수에 튜닝되어 추가의 송신 분리를 제공한다. 도 18a 내지 도 18d는 단지 4 개의 예시적인 실시예에 불과하다는 것을 이해해야 한다. 듀플렉스 필터 대신, 대역 차단 필터 및 위상 시프터를 사용하는 다른 RF 시스템 및 구성이 가능할 수 있다. 예를 들어, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1842)는, 또한, 도 18a 및 도 18b의 실시예에서 LNA(1706)와 RF 트랜시버(1702)의 수신 입력 사이에 결합될 수도 있다.
도 19a 내지 도 19c는 듀플렉스 필터 및 단일 안테나를 사용하는 대신에 별도의 송신 안테나 및 수신 안테나를 사용함으로써 송신 경로와 수신 경로 사이의 분리가 달성되는 RF 시스템의 실시예를 도시한다. 또한, 튜닝 가능한 대역 차단 필터는 송신 경로 내에서 수신 주파수 및/또는 수신 이미지 주파수에서 주파수를 감쇠시키고 수신 경로 내에서 송신 주파수를 감쇠시키는 데 사용된다.
이러한 실시예의 이점은, 상이한 (예를 들어, LTE) 주파수 대역에 대해 통상적으로 필요한 다수의 고정된 주파수 듀플렉서를 수신 신호 경로 및 송신 신호 경로 내의 단일 쌍의 구성 가능한 대역 차단 필터로 대체하는 능력을 포함한다는 것이다.
도 19a는 송신 출력(TX) 및 수신 입력(RX)을 갖는 RF 트랜시버(1702)를 포함하는 RF 시스템(1900)의 실시예를 도시한다. 송신 경로는 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1906), 및 이에 후속되는 전력 증폭기(PA)(1704) 및 송신 안테나(1902)를 포함한다. 수신 경로는 LNA(1706), LNA(1706)의 입력에 결합된 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1908) 및 수신 안테나(1904)를 포함한다. 송신 경로 내의 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1906)는 수신 주파수에 튜닝되어, 안테나(1902 및 1904)를 통해 RF 트랜시버(1702)의 수신 채널에 다시 결합될 RF 트랜시버(1702)의 송신 회로에 의해 생성된 잡음을 감쇠시키며; 수신 경로 내의 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1908)는 송신 주파수에 튜닝되어, RF 트랜시버(1702)에 의해 생성된 송신 신호가 LNA(1706)의 입력 및/또는 RF 트랜시버(1702)의 수신 회로를 오버로딩 및/또는 감도 저하시키는 것을 방지한다.
도 19b는 도 19a의 RF 시스템(1900)과 유사한 RF 시스템(1920)의 실시예를 도시하지만, 전력 증폭기(1704)의 입력에서 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1906)와 직렬로 결합된 제 2 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1922)를 더 포함한다. 일 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1922)는 수신 이미지 주파수에 튜닝된다. 따라서, RF 트랜시버(1702)의 송신 출력에 존재하는 수신 이미지 주파수에서의 임의의 에너지는 수신 주파수와 혼합되기 전에 감쇠된다.
도 19c는 도 19b의 RF 시스템(1920)과 유사한 RF 시스템(1930)의 실시예를 도시하지만, 전력 증폭기(1704)의 출력에 결합된 제 4 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1932) 및 LNA(1706)의 출력과 RF 트랜시버(1702)의 수신 입력 사이에 결합된 제 5 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1934)를 더 포함한다. 다양한 실시예에서, 대역 차단 필터(1932)는, 또한, 수신 주파수에 튜닝되어, LNA(1706)에 도달하는 잡음의 양을 감소시킨다. 일부 실시예에서, 전력 증폭기(1704)의 입력에서의 튜닝 가능한 대역 차단 필터(1906 및 1922)는 생략될 수 있다.
도 20a 및 도 20b는 동일한 물리적 안테나에 결합된 동시에 활성화된 하나 초과의 송신기를 갖는 멀티-송신기 시스템에 관한 RF 시스템의 실시예를 도시한다. 그러나, 두 개의 송신 경로를 분리하는 듀플렉서를 갖는 대신, 대역 차단 필터와 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크가 두 개의 송신 신호 경로를 분리하는 데 사용된다. 이러한 실시예의 이점은 상이한 LTE 대역과 같은 상이한 주파수 대역에서 동시에 송신하는 RF 시스템에서 고정된 주파수 듀플렉서를 제거하는 능력을 포함한다는 것이다.
도 20a는 두 개의 송신 출력(TX1 및 TX2)을 갖는 RF 트랜시버(2002)를 포함하는 RF 시스템(2000)을 도시한다. 제 1 송신 경로는 제 1 전력 증폭기(2004), 및 이에 후속하는 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2006)와 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2008)를 포함하며, 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2008)는 안테나(2010)에 결합된다. 유사하게, 제 2 송신 경로는 제 2 전력 증폭기(2012), 및 이에 후속하는 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2014)와 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2016)를 포함하며, 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2016)는 또한 안테나(2010)에 결합된다. 제 1 송신 경로의 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2006)의 노치 주파수는 제 2 신호 경로의 송신 주파수에 튜닝되는 반면, 제 2 송신 경로의 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2014)의 노치 주파수는 제 1 신호 경로의 송신 주파수에 튜닝된다. 다른 송신 신호 경로의 송신 주파수를 노칭(notching)함으로써, 두 개의 송신 주파수 간의 상호 변조 왜곡 및 두 개의 전력 증폭기(2004 및 2012)의 출력의 오버로딩은 감소 및/또는 회피된다.
조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2008)는 그의 노치 주파수에서 조정 가능한 대역 차단 필터(2006)의 출력 임피던스를 안테나(2010)에 대한 인터페이스에서 개방 회로에 근접하는 임피던스로 변환하여, 출력을 로딩하는 것을 회피한다. 유사하게, 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2016)는 그의 노치 주파수에서 조정 가능한 대역 차단 필터(2014)의 출력 임피던스를 안테나(2010)에 대한 인터페이스에서 개방 회로에 근접하는 임피던스로 변환하여, 출력을 로딩하는 것을 회피한다.
도 20a에 도시된 RF 시스템(2000)의 개념은 또한 더 많은 채널을 포함하도록 확장될 수 있거나 심지어는 두 개의 송신 채널 외에도 하나의 수신 채널을 추가하도록 확장될 수 있다. 예를 들어, 도 20b에 도시된 바와 같이, RF 시스템(2030)은 두 개의 송신 출력(TX1 및 TX2)뿐만 아니라 하나의 수신 입력(RX)를 포함하는 RF 트랜시버(2032)를 포함한다. 제 1 송신 출력(TX1)에 결합된 제 1 송신 경로는 전력 증폭기(2034), 및 이에 후속하는 두 개의 조정 가능한 대역 차단 필터(2036 및 2038)를 포함하며, 이 조정 가능한 대역 차단 필터(2036 및 2038)에 이어서 공유 안테나(2042)에 결합된 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2040)가 후속된다. 유사하게, 제 2 송신 출력(TX2)에 결합된 제 2 송신 경로는 전력 증폭기(2044), 및 이에 후속하는 두 개의 조정 가능한 대역 차단 필터(2046 및 2048)를 포함하며, 이 조정 가능한 대역 차단 필터에 이어서 공유 안테나에 결합된 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2050)가 후속된다. 수신 경로는 공유 안테나(2042)에 결합된 조정 가능한 매칭 네트워크(2058), 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2054 및 2056) 및 RF 트랜시버(2032)의 수신 입력(RX)에 결합된 출력을 갖는 LNA(2052)를 포함한다.
제 1 송신 경로의 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2036 및 2038)는 제 2 송신 경로의 송신 주파수에서 노치 및 수신 경로의 수신 주파수에서 노치를 제공하도록 튜닝된다. 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2040)는 조정 가능한 대역 차단 필터(2036 및 2038)의 노치 주파수에서의 임피던스를 개방 회로에 근접하는 출력 임피던스로 변환하여, 이러한 노치 주파수에서 출력을 로딩하는 것을 회피하도록 구성된다.
유사하게, 제 1 송신 경로의 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2046 및 2048)는 제 1 송신 경로의 송신 주파수에서 노치 및 수신 경로의 수신 주파수에서 노치를 제공하도록 튜닝된다. 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2050)는 조정 가능한 대역 차단 필터(2046 및 2048)의 노치 주파수에서의 임피던스를 개방 회로에 근접하는 출력 임피던스로 변환하여, 이러한 노치 주파수에서 출력을 로딩하는 것을 회피하도록 구성된다.
최종적으로, 수신 경로의 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2054 및 2056)는 제 1 송신 경로의 송신 주파수에서 노치 및 제 2 송신 경로의 송신 주파수에서 노치를 제공하도록 튜닝된다. 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2058)는 조정 가능한 대역 차단 필터(2054 및 2056)의 노치 주파수에서의 임피던스를 개방 회로에 근접하는 출력 임피던스로 변환하여, 이러한 노치 주파수에서 출력을 로딩하는 것을 회피하도록 구성된다. 일부 실시예에서, 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2040, 2050 및 2058)의 각각은 직렬로 결합된 두 개의 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크를 포함하며, 이들 직렬로 결합된 두 개의 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크는 각각 단일 노치 주파수에 대한 임피던스 변환을 제공하도록 구성된다.
나머지 신호 경로의 민감성 주파수를 노치 아웃시키는 대역 차단 필터를 각 신호 경로에 포함함으로써, 신호 경로 간의 간섭은 감쇠 및/또는 상당히 감소된다. 도 20a 및 도 20b의 실시예는 임의의 수의 송신 및/또는 수신 신호 경로로 확장될 수 있다는 것을 이해해야 한다.
본 발명의 실시예는, 또한, 도 21a 및 도 21b에 도시된 바와 같이, 시분할 듀플렉스(TDD) 시스템으로 확장될 수 있다. 다양한 실시예에서, 대역 차단 필터는 동일한 안테나를 공유하거나 TDD 시스템의 실시예에 근접한 안테나를 갖는 다른 트랜시버 시스템에 의해 사용되는 임계 주파수를 노치 아웃하는 데 사용된다. 도 21a에 도시된 바와 같이, RF 시스템(2100)은 송신 출력(TX) 및 수신 입력(RX)을 갖는 RF 트랜시버(2102)를 포함한다. 송신 경로는 RF 트랜시버(2102)의 송신 출력(TX)에 결합된 입력을 갖는 전력 증폭기(2104), 전력 증폭기(2104)의 출력에 결합된 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2106) 및 전송 스위치(2108)를 포함한다. 수신 신호 경로는 전송 스위치(2108)에 결합된 입력 및 RF 트랜시버(2102)의 수신 입력에 결합된 출력을 갖는 LNA(2112)를 포함한다. 선택적인 튜닝 가능한 필터(2114)는 전송 스위치(2108)와 LNA(2112) 사이에 결합될 수 있다.
동작 중에, 전송 스위치(2108)는 RF 트랜시버(2102)가 송신 중인지 또는 수신 중인지에 따라 수신 경로 또는 송신 경로 중 하나를 안테나(2110)에 선택적으로 결합시킨다. 예를 들어, RF 트랜시버(2102)가 송신 중일 경우, 송신 경로는 전송 스위치(2108)를 통해 안테나(2110)에 결합된다. 반면에, RF 트랜시버(2102)가 수신 중일 경우, 수신 경로는 전송 스위치(2108)를 통해 안테나(2110)에 결합된다. 선택적인 제 2 트랜시버 시스템(2118)은, 또한, 안테나(2110)에 결합되고, RF 트랜시버(2102)와 동시에 송신 및/또는 수신할 수 있다. 일부 실시예에서, 선택적인 제 2 트랜시버 시스템(2118)은 하나 초과의 트랜시버 및/또는 하나 초과의 수신 및/또는 송신 경로를 포함할 수 있다. 선택적인 제 2 트랜시버 시스템(2118)과 시스템의 나머지 사이의 인터페이스(2116)는 클라우드로 도시되고, 전송 스위치(2108) 및 안테나(2110)에 대한 직접 접속으로서 구현될 수 있거나 당해 기술 분야에서 공지된 다른 결합 회로를 사용하여 구현될 수 있다.
다양한 실시예에서, 전송 경로 내의 전력 증폭기의 출력에 결합된 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2106)는 RF 시스템(2100)의 임계 주파수에 튜닝될 수 있다. 예를 들어, 이중 접속 시스템에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2106)의 주파수는 선택적인 제 2 트랜시버 시스템(2118)의 수신 주파수에 튜닝될 수 있다. 업링크 캐리어 집성(ULCA) 시스템에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2106)의 주파수는 선택적인 제 2 트랜시버 시스템(2118)의 송신 주파수에 튜닝될 수 있다. 또한, 선택적인 수신 필터(2114)는, 또한, 선택적인 제 2 트랜시버 시스템에 의해 생성된 주파수를 저지하도록 튜닝 및/또는 구성될 수 있다. 추가 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2106)는 RF 시스템(2100)의 상이한 임계 주파수에 각각 튜닝된 복수의 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 사용하여 구현될 수 있다. 유사하게, 선택적 수신 필터(2114)는 RF 시스템(2100)의 상이한 임계 주파수를 저지하도록 구성될 수 있다. 도 20a는 두 개의 송신 신호 경로를 갖는 시스템을 도시하지만, 일부 실시예에서, RF 시스템(2000)은 두 개 초과의 송신 신호 경로를 포함할 수 있음을 이해해야 한다.
도 21b는 도 21a의 RF 시스템(2100)과 유사한 RF 시스템(2130)을 도시하지만, RF 트랜시버(2102)의 송신 출력(TX)과 전력 증폭기(2104)의 입력 사이에 결합된 추가의 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2132)를 더 포함한다. 다양한 실시예에서, 대역 차단 필터(2132)는 선택적 제 2 트랜시버 시스템(2118)에 의해 수신되고 생성된 주파수를 포함하여, RF 시스템(2130) 내에서 수신 및/또는 생성된 하나 이상의 임계 주파수를 저지하도록 구성될 수 있다. 일부 실시예에서, 전력 증폭기(2104)의 출력에 결합된 튜닝 가능한 대역 차단 필터(2106)는 전력을 절감하도록 생략될 수 있다. 도 20b는 두 개의 송신 신호 경로 및 하나의 수신 신호 경로를 갖는 시스템을 도시하지만, 일부 실시예에서, RF 시스템(2130)은 두 개 초과의 송신 신호 경로 및/또는 하나 초과의 수신 신호 경로를 포함할 수 있음을 이해해야 한다.
다양한 실시예에서, 도 7a 내지 도 7c, 도 18a 내지 도 18d, 도 19a 내지 도 19c, 도 20a 및 도 20b, 및 도 21a 및 도 21b에 도시된 튜닝 가능 대역 차단 필터, 튜닝 가능한 대역 통과 필터 및 튜닝 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크를 포함하는 튜닝 가능한 필터는 당해 기술 분야에서 공지된 튜닝 가능한 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다.
다양한 실시예에서, 도 17a 내지 도 17c, 도 18a 내지 도 18d, 도 19a 내지 도 19c, 도 20a 및 도 20b, 및 도 21a 및 도 21b에 도시된 튜닝 가능한 대역 차단 필터는 당해 기술 분야에서 공지된 튜닝 가능한 대역 차단 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있거나, 본원에 개시된 튜닝 가능한 음향 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 예를 들어, 도 7a 내지 도 7n, 도 8a 내지 도 8e, 도 9a 내지 도 9c 및 도 11a 내지 도 11c에 도시된 음향 필터 구조체가 사용될 수 있다. 일부 실시예에서, 이들 대역 차단 필터는 연속적으로 튜닝 가능한 회로를 사용하여 구현될 수 있다. 튜닝 가능한 대역 통과 필터는 당해 기술 분야에서 공지된 회로, 연속적으로 튜닝 가능한 회로 및/또는 도 9a 내지 도 9c, 도 10a 내지 도 10g, 도 11a 내지 도 11c, 도 12a 내지 도 12e 및 도 13a 내지 도 13e에 도시된 튜닝 가능한 음향 필터 기반의 대역 통과 구조체를 사용하여 구현될 수 있다.
도 18a 내지 도 18d, 및 도 20a 및 도 20b에 도시된 다양한 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크 회로는 바랙터 및 스위치형 캐패시터에 기초한 위상 시프트 회로와 같은 당해 기술 분야에 공지된 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크 회로를 사용하여 구현될 수 있다. 도시된 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크 회로는 또한 위의 도 7a 내지 도 7n에 도시된 튜닝 가능한 브릿지형 T 전역 통과 회로를 사용하여 구현될 수 있다.
도 17a 내지 도 17c, 도 18a 내지 도 18d, 도 19a 내지 도 19c, 도 20a 및 도 20b, 및 도 21a 및 도 21b에 도시된 실시예의 이점는 감소된 송신 경로 전력 소비, 증가된 송신 스펙트럼 방사 순도, 기준 감도를 증가시키는 개선된 수신 경로 잡음 지수, 감소된 개수의 필터 컴포넌트(및 감소된 필터 차수)로 인한 복잡도의 감소, 감소된 개수의 컴포넌트로 인한 시스템 및 PCB의 크기 감소, 및 컴포넌트 카운트의 감소, 시스템 복잡도의 감소 및 PCB 크기 감소로 인한 시스템 비용의 감소를 포함한다.
예를 들어, 위의 도 18a 내지 도 18d, 도 20a 및 도 20b, 및 도 21a 및 도 21b에 도시된 바와 같이, RF 시스템의 송신 경로의 출력 및/또는 수신 경로의 입력에서의 튜닝 가능한 필터는 다수의 송신, 수신 및/또는 듀플렉스 필터를 대체하는 데 사용될 수 있다. 이 개념은 도 22에 도시된 바와 같은 다수의 시스템, 구현예 및 아키텍처로 일반화되고 확장될 수 있으며, 도 22는 테이블을 도시하며, 이 테이블은 그의 좌측에 송신/수신 경로/결합 구조체(A, B, C, D 및 E)를 나타내며, 그의 우측에 송신/수신 경로 필터 구성(I, II, III, IV, V, VI, VII, VIII, IX, X, XI 및 XII)을 나타낸다. 본 발명의 실시예에서, 송신/수신 경로/결합 구조체(A, B, C, D 및 E)는 송신/수신 경로 필터 구성(I, II, III, IV, V, VI, VII, VIII, IX, X, XI 및 XII)과 결합되어 다양한 실시예의 송신/수신 경로 구현예를 형성할 수 있다. 각각의 송신/수신 경로/결합 구조체(A, B, C, D 및 E)는, 위의 도면에서 도시된 것과 같이, RF 트랜시버의 각각의 송신 경로 출력 단자 및 수신 경로 입력 단자에 결합될 수 있는 수신 경로 및 송신 경로를 포함한다.
송신/수신 경로/결합 구조체(A)는 송신 경로(TX 경로) 및 수신 경로(RX 경로), 송신/수신 스위치, RF 필터(H(f)) 및 안테나를 포함하는 구조체를 나타낸다. 송신/수신 경로/결합 구조체(A)는, 예를 들어, 송신/수신 스위치가 신호 송신 중에 송신 경로(TX 경로)를 안테나에 연결하고, 신호 수신 중에 수신 경로(RF 경로)를 안테나에 결합하는 TDD 시스템에 사용될 수 있다. 표제 AI, AII, AV, AVI, AVIII, AIX, AX, 및 AXI아래에 표시된 필터 구조체는 RF 필터(H(f))를 구현하는 데 사용될 수 있는 상이한 구성을 나타낸다. 예를 들어, 필터(H(f))는 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 나타내는 필터 구성(AI)을 사용하여 구현될 수 있으며, 이는 시스템 내의 다른 송신기의 송신 주파수에서 신호를 억제하여 수신 경로에서 보다 낮은 잡음을 제공하는 데 사용될 수 있다. 필터 구성(AII)은, 송신 주파수 및/또는 수신 주파수에 튜닝되어 대역 외 간섭자를 억제할 수 있는 튜닝 가능한 대역 통과 필터를 나타낸다. 필터 구성(AV)은 고정된 주파수 간섭자를 저지하는 데 사용될 수 있는 고정된 대역 저지 필터를 나타내며, 필터 구성(AVI)은 송신 및 수신 주파수 모두를 포함하는 중심 주파수를 갖도록 설정될 수 있는 고정된 대역 통과 필터를 나타낸다.
필터 구성(AVIII)은 고정된 대역 통과 필터가 후속하는 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 나타내며, 필터 구성(AX)은 튜닝 가능한 대역 차단 필터가 후속하는 고정된 대역 통과 필터를 나타낸다. 이러한 구성에서, 튜닝 가능한 대역 차단 필터는 RF 시스템의 다른 송신기에 의해 생성된 다른 송신 주파수를 크게 억제하는 데 사용될 수 있으며, 고정된 대역 통과 필터는, 송신 및 수신 경로의 주파수가 서로 가깝거나 동일한 경우, 대역 통과 필터의 통과 대역 외에서의 잡음 및 간섭을 감쇠시키는 데 사용될 수 있다.
튜닝 가능한 대역 통과 필터가 후속하는 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 나타내는 필터 구성(AIX) 및 튜닝 가능한 대역 차단 필터가 후속하는 튜닝 가능한 대역 통과 필터를 나타내는 필터 구성(AXI)은 RF 시스템 내의 다른 송신기에 의해 생성된 다른 송신 주파수를 크게 억제할 뿐만 아니라 대역 통과 필터의 통과 대역 외부의 잡음 및 간섭을 감쇠시키는 데 사용될 수 있다.
다양한 실시예에서, 필터 구성(I, II, III, IV, V, VI, VII, VIII, IX, X, XI 및 XII)과 함께 송신/수신 경로/결합 구조체(B, C, D 및 E)는 듀플렉서 또는 고정된 RF 필터 뱅크를 필요로 하지 않는 FDD 시스템의 수신 및 송신 경로를 구현하는 데 사용될 수 있다. 이러한 조합은 문자(A, B, C, D 및 E)와 로마 숫자(I, II, III, IV, V, VI, VII, VIII, IX, X, XI 및 XII)에 의해 테이블 내에 지정되어 있다. 예를 들어, 필터 구성(VII)과 함께 송신/수신 경로/결합 구조체(C)의 구현은 CVII로 지정되고, 필터 구성(I)과 함께 송신/수신 경로/결합 구조체(E)의 구현은 EI, 등으로 지정된다.
송신/수신 경로/결합 구조체(B)는, 필터(HTX(f)) 및 그에 후속되는, 공유 안테나에 결합된 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크를 갖는 송신 경로와, 필터(HRX(f)) 및 그에 후속되는, 공유 안테나에 결합된 다른 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크를 갖는 수신 경로를 포함한다. 각각의 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크는 한 신호 경로의 필터의 차단 대역 임피던스를 다른 신호 경로에 대한 개방 회로에 근접하는 임피던스로 변환하는 데 사용될 수 있다. 예를 들어, 송신 경로의 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크는 필터(HTX(f))의 차단 대역 임피던스를 수신 경로의 수신 주파수에서 개방 회로에 근접하는 임피던스로 변환하여, 수신 경로의 입력을 로딩하는 것과 수신 신호를 감쇠시키는 것을 회피할 수 있다. 유사하게, 수신 경로의 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크는 필터(HRX(f))의 차단 대역 임피던스를 송신 경로의 송신 주파수에서 개방 회로에 근접하는 임피던스로 변환하여, 송신 경로를 로딩하는 것을 회피할 수 있다. 송신 필터(HTX(f)) 및 수신 필터(HRX(f))는, 아래에서 설명되는 바와 같이, 필터 구성(I, II, III, IV, V, VI, VII, VIII, IX, X, XI 및 XII) 중 하나를 사용하여 구현될 수 있다. 송신 필터(HTX(f)) 및 수신 필터(HRX(f))의 전달 함수와 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크의 조합은 전송 경로와 수신 경로 사이의 분리를 제공한다.
일부 실시예에서, 안테나에 결합된 송신 신호 경로 내의 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크의 출력은 송신 안테나 포트로 간주될 수 있고, 안테나에 결합된 수신 신호 경로 내의 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크의 입력은 수신 안테나 포트로 간주될 수 있다. 이 경우, 송신 안테나 포트와 수신 안테나 포트는 함께 결합된다.
송신/수신 경로/결합 구조체(C)는 필터(HTX(f))를 갖는 송신 경로와 필터(HRX(f))를 갖는 수신 경로를 포함한다. 송신 경로와 수신 경로는 RF 서큘레이터(circulator)를 사용하여 안테나에 결합된다. 일 실시예에서, RF 서큘레이터는 송신 경로로부터 안테나로 및 안테나로부터 수신 경로로 전파하는 신호에 대해서는 낮은 삽입 손실을 제공하지만, 송신 경로로부터 수신 경로로 그리고 수신 경로로부터 안테나로 전파하는 신호는 분리시킨다. RF 서큘레이터는, 예를 들어, 당해 기술 분야에서 공지된 서큘레이터 구조체, 예를 들어, 아래의 참조 문헌에서 공지된 구조체, 즉 2014년 6월, 2014 IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Digest, session WEP-54에서 H. Obiya, T. Wada, H. Hayafuji, T. Ogami, M. Tani, M. Koshino, M. Kawashima 및 N. Nakajima에 의한 "개선된 4G 핸드셋을 위한 새로운 튜닝 가능한 RF 프론트 엔드 회로"; 2014년 6월, 2014 IEEE MTT-S Int.Microwave Symp. Digest, session TU3A-2에서 T.Ogami, M.Tani, K.Ikada, H.Kando, T.Wada, H.Obiya, M.Koshino, M.Kawashima 및 N.Nakajima에 의한 "재구성 가능한 RF를 위한 러브 웨이브 공진기(Love Wave Resonators)를 사용한 새로운 튜닝 가능한 필터"; 2014년 6월, 2014 IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Digest, session WEP-28에서 T. Wada, R. Nakajima, H. Obiya, T. Ogami, M. Koshino, M. Kawashima 및 N. Nakajima에 의한 "재구성 가능한 프론트 엔드 시스템을 위한 초소형 광대역 집중 요소 서큘레이터"의 구조체를 사용하여 구현될 수 있으며, 이들 참조 문헌은 참조로 포함된다. 일부 실시예에서, 상기 서큘레이터는 제각기의 수신 및 송신 경로에 의해 사용되는 수신 및 송신 주파수에 튜닝 및/또는 매칭될 수 있다. 송신 필터(HTX(f)) 및 수신 필터(HRX(f))는, 아래에서 설명되는 바와 같이, 필터 구성(I, II, III, IV, V, VI, VII, VIII, IX, X, XI 및 XII) 중 하나를 사용하여 구현될 수 있다.
송신/수신 경로/결합 구조체(D)는 동위상 송신 필터(HTXi(f))를 구비한 동위상 송신 경로(TX 경로(I)), 직교 송신 필터(HTXi(f))를 구비한 직교 송신 경로(TX 경로(Q)) 및 수신 필터(HRX(f))를 구비한 수신 경로(RX 경로)를 갖는 송신 경로를 포함한다. 안테나와 수신 경로, 동위상 송신 경로 및 직교 송신 경로 사이의 결합은, 예를 들어, 피셔 하이브리드(Fisher hybrid)와 같이, 당해 기술 분야에서 공지된 직교 결합기 구조체 및/또는 직교 하이브리드 구조체를 사용하여 구현될 수 있는 4-포트 직교 결합기를 통해 달성된다. 도시된 바와 같이, 동 위상 송신 경로는 직교 결합기의 입력 포트에 결합되고, 직교 송신 경로는 직교 결합기의 분리 포트에 결합되며, 수신 경로는 직교 결합기의 -45° 포트에 결합되고, 안테나는 직교 결합기의 +45° 포트에 결합된다. 동작 중에, RF 트랜시버(도시되지 않음)는 서로 90° 위상차가 있는 동위상 송신 신호 및 직교 송신 신호를 생성한다. 일부 실시예에서, 동위상 송신 신호 및 직교 송신 신호는 다상 필터와 같은 직교 분리기/결합기 회로를 사용하여 생성될 수 있다. 따라서, 결합 구조체(D)는 송신 경로로부터 안테나로 및 안테나로부터 수신 경로로의 양호한 결합을 허용하지만 송신 경로로부터 수신 경로로의 분리를 제공하는 4-포트 하이브리드 필터 배열체를 형성한다. 송신 필터(HTXi(f)) 및 수신 필터(HTXq(f))는, 아래에서 설명되는 바와 같이, 필터 구성(I, II, III, IV, V, VI, VII, VIII, IX, X, XI 및 XII) 중 하나를 사용하여 구현될 수 있다.
송신/수신 경로/결합 구조체(E)는, 필터(HTX(f)) 및 그에 후속하는, 송신 안테나에 결합된 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크를 갖는 송신 경로와, 필터(HRX(f)) 및 그에 후속하는, 별개의 수신 안테나에 결합된 다른 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크를 갖는 수신 경로를 포함한다. 각각의 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크는 한 신호 경로의 필터의 차단 대역 임피던스를 그의 각각의 안테나에 대한 개방 회로에 대한 개방 회로에 근접하는 임피던스로 변환하는 데 사용될 수 있다. 잠재적으로 간섭하는 신호에 이러한 높은 임피던스를 제공하면 각 신호 경로에 결합된 간섭 신호 에너지의 양이 또한 감소된다. 모든 조정 가능한 위상 시프터는 일부 실시예에서 모든 안테나 사이에 최대 분리를 제공하도록 튜닝된다. 송신 필터(HTX(f)) 및 수신 필터(HRX(f))는 아래에서 설명되는 바와 같이 필터 구성(I, II, III, IV, V, VI, VII, VIII, IX, X, XI 및 XII) 중 하나를 사용하여 구현될 수 있다.
일부 실시예에서, 안테나에 결합된 송신 신호 경로 내의 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크의 출력은 송신 안테나 포트로 간주될 수 있고, 안테나에 결합된 수신 신호 경로 내의 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크의 입력은 수신 안테나 포트로 간주될 수 있다. 이 경우, 전술한 송신/수신 경로/결합 구조체(E)와는 달리, 각각의 수신 및 송신 안테나 포트는 개별 안테나에 결합된다.
전술한 바와 같이, 각각의 송신 필터(HTX(f)) 및 수신 필터(HRX(f))는 도 22에 도시된 바와 같이 필터 구성(I, II, III, IV, V, VI, VII, VIII, IX, X, XI 및 XII) 중 하나를 사용하여 구현될 수 있다. 필터 구성(I)은 송신 경로 내의 송신 필터(HTX(f))를 수신 주파수에 튜닝되는 튜닝 가능한 대역 차단 필터로서 구현하여 수신 주파수에서 송신 잡음을 억제하며, 수신 경로 내의 수신 필터(HRX(f))를 송신 주파수에 튜닝되는 튜닝 가능한 대역 차단 필터로서 구현하여 FDD 동작 동안 송신 신호를 억제한다.
필터 구성(II)은 송신 경로 내의 송신 필터(HTX(f))를 송신 주파수에 튜닝되는 튜닝 가능한 대역 통과 필터로서 구현하여 송신 잡음 및 송신 스퓨리어스 방사를 억제하며, 수신 경로 내의 수신 필터(HRX(f))를 수신 주파수에 튜닝되는 튜닝 가능한 대역 통과 필터로서 구현하여 하나 이상의 송신 신호 및/또는 대역 외 간섭자를 억제한다.
필터 구성(III)은 송신 경로 내의 송신 필터(HTX(f))를 송신 주파수에 튜닝되는 튜닝 가능한 대역 통과 필터로서 구현하여 송신 잡음 및 송신 스퓨리어스 방사를 억제하며, 수신 경로 내의 수신 필터(HRX(f))를 송신 주파수에 튜닝되는 튜닝 가능한 대역 차단 필터로서 구현하여 FDD 동작 동안 송신 신호를 억제한다.
필터 구성(IV)은 송신 경로 내의 송신 필터(HTX(f))를 수신 주파수에 튜닝되는 튜닝 가능한 대역 차단 필터로서 구현하여 수신 주파수에서 송신 잡음을 억제하며, 수신 경로 내의 수신 필터(HRX(f))를 수신 주파수에 튜닝되는 튜닝 가능한 대역 통과 필터로서 구현하여 하나 이상의 송신 신호 및/또는 대역 외 간섭자를 억제한다.
필터 구성(V)은 송신 경로 내의 송신 필터(HTX(f))를 수신 주파수에 튜닝되는 고정된 대역 차단 필터로서 구현하여 수신 주파수에서 송신 잡음을 억제하며, 수신 경로 내의 수신 필터(HRX(f))를 송신 주파수에 튜닝되는 고정된 대역 차단 필터로서 구현하여 FDD 동작 동안 송신 신호를 억제한다.
필터 구성(VI)은 송신 경로 내의 송신 필터(HTX(f))를 송신 주파수에 튜닝되는 고정된 대역 통과 필터로서 구현하여 송신 잡음 및 송신 스퓨리어스 방사를 억제하며, 수신 경로 내의 수신 필터(HRX(f))를 송신 주파수에 튜닝되는 튜닝 가능한 대역 차단 필터로서 구현하여 FDD 동작 동안 송신 신호를 억제한다.
필터 구성(VII)은 송신 경로 내의 송신 필터(HTX(f))를 수신 주파수에 튜닝되는 튜닝 가능한 대역 차단 필터로서 구현하여 수신 주파수에서 송신 잡음을 억제하며, 수신 경로 내의 수신 필터(HRX(f))를 수신 주파수에 튜닝되는 고정된 대역 통과 필터로서 구현하여 하나 이상의 송신 신호 및/또는 대역 외 간섭자를 억제한다.
필터 구성(VIII)는 송신 경로 내의 송신 필터(HTX(f))를 튜닝 가능한 대역 차단 필터로서 구현하며, 이 튜닝 가능한 대역 차단 필터 다음에는 고정된 주파수 대역 통과 필터가 후속된다. 튜닝 가능한 대역 차단 필터는 수신 주파수에 튜닝되어 수신 주파수에서 송신 잡음을 억제하며, 고정된 주파수 대역 통과 필터는 광대역 감쇠를 제공한다. 수신 경로 내의 수신 필터(HRX(f))는 튜닝 가능한 대역 차단 필터로서 구현되며, 이 튜닝 가능한 대역 차단 필터 다음에는 고정된 대역 통과 필터가 후속된다. 튜닝 가능한 대역 차단 필터는 송신 주파수에 튜닝되어 FDD 동작 중에 송신 신호를 억제하며, 고정된 대역 통과 필터는 광대역 감쇠를 제공한다.
필터 구성(IX)는 송신 경로 내의 송신 필터(HTX(f))를 튜닝 가능한 대역 차단 필터로서 구현하며, 이 튜닝 가능한 대역 차단 필터 다음에는 튜닝 가능한 대역 통과 필터가 후속된다. 튜닝 가능한 대역 차단 필터는 수신 주파수에 튜닝되어 수신 주파수에서 송신 잡음을 억제하며, 튜닝 가능한 대역 통과 필터는 송신 주파수에 튜닝된다. 수신 경로 내의 수신 필터(HRX(f))는 튜닝 가능한 대역 차단 필터로서 구현되며, 이 튜닝 가능한 대역 차단 필터 다음에는 튜닝 가능한 대역 통과 필터가 후속된다. 튜닝 가능한 대역 차단 필터는 송신 주파수에 튜닝되어 FDD 동작 중에 송신 신호를 억제하며, 튜닝 가능한 대역 통과 필터는 수신 주파수에 튜닝된다.
필터 구성(X)은 필터 구성(VIII)와 동일한 요소를 갖지만 예외적인 것은 대역 통과 필터 및 대역 차단 필터의 위치가 바뀌어, 튜닝 가능한 대역 차단 필터가 안테나 포트에 더 가깝게 배치된다는 것이다. 안테나 포트에 더 근접한 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 갖는 것은, 예를 들어, 일부 실시예에서 송신/수신 경로/결합 구조체(B)의 필터를 구현하는 데 사용되는 경우에 유용할 수 있는데, 이는 대역 차단 필터와 튜닝 가능한 대역 차단 필터의 임피던스를 변경하는 데 사용되는 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크 간의 짧은 신호 경로를 허용하기 때문이다. 그러나, 안테나에 가장 가깝게 배치된 필터를 선택하는 것은 구현되는 특정 필터의 임피던스와 구현되는 시스템의 세부 사항 및 사양에 달려 있다. 따라서, 일부의 경우, 대신에 필터 구성(VIII)을 사용하여 송신/수신 경로/결합 구조체(B)를 구현하는 것이 유리할 수 있다.
필터 구성(XI)은 필터 구성(IX)과 동일한 요소를 갖지만 예외적인 것은 대역 통과 필터 및 대역 차단 필터의 위치가 바뀌어, 튜닝 가능한 대역 차단 필터가 안테나 포트에 더 가깝게 배치된다는 것이다. 필터 구성(X)과 관련하여 전술한 바와 같이, 안테나 포트에 더 근접한 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 갖는 것은 일부의 경우에 송신/수신 경로/결합 구조체(B)의 필터를 구현하는 데 사용되는 경우에 유용할 수 있는데, 그 이유는 다양한 임피던스는 위상 쉬프터의 보다 양호한 구현(예를 들어, 더 작은 크기, 더 나은 삽입 손실 및 더 높은 대역폭)을 가능하게 하기 때문이다. 그러나, 안테나에 가장 가깝게 배치된 필터를 선택하는 것은 구현되는 특정 필터의 임피던스와 구현되는 시스템의 세부 사항 및 사양에 달려 있다. 따라서, 일부의 경우, 대신에 필터 구성(IX)을 사용하여 송신/수신 경로/결합 구조체(B)를 구현하는 것이 유리할 수 있다.
필터 구성(XII)은, 송신 경로 내의 고정된 대역 통과 필터가 제거되는 것을 제외하고는, 필터 구성(VIII)과 유사한 구조를 갖는다. 이 구성은 송신 경로의 필터 요건이 수신 경로의 필터 요건보다 덜 엄격한 시스템에 적합할 수 있다. 이러한 특정 필터 구성은 송신 경로에서 낮은 삽입 손실과 함께 저비용으로 필터링을 제공한다는 점에서 유리하다.
도 22에 도시된 다양한 실시예에 의해 표현된 RF 시스템은 단지 RF 시스템 토폴로지의 많은 가능한 실시예의 서브세트에 불과할 뿐이라는 것을 이해해야 한다. 본 발명의 다른 실시예에서, 추가적인 필터가 송신 및 수신 경로에 부가될 수 있고 및/또는 추가적인 필터 조합 및 치환이 가능할 수 있다.
도 23, 24a 내지 도 24d, 도 25, 도 26a 및 도 26b, 및 도 27은 도 22의 테이블에 요약된 시스템의 실시예의 특정예를 도시한다. 예를 들어, 도 23은 필터 구성(II(AII))를 사용하는 송신/수신 경로/결합 구조체(A)에 대응하는 TDD 시스템(2300)을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 도 23에 도시된 TDD 시스템(2300)은 송신 경로(TX 경로), 수신 경로(RX 경로), 송신/수신 스위치(2302), 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2304) 및 안테나(2306)를 포함한다. 이러한 실시예에서, 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2304)는 송신 경로와 수신 경로 사이에서 공유된다. 동작 중에, 송신/수신 스위치(2302)는 활성 채널을 안테나에 선택적으로 결합시킨다. 예를 들어, 송신 신호 경로가 활성일 때, 송신/수신 스위치(2302)는 송신 신호 경로를 안테나(2306)에 결합하고, 수신 경로가 활성일 때, 송신/수신 스위치(2302)는 수신 신호 경로를 안테나(2306)에 결합한다.
도 24a는 필터 구성(II(BII))을 사용하는 송신/수신 경로/결합 구조체(B)에 대응하는 TDD 시스템(2400)을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 송신 경로(TX 경로)는 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2404) 및 그에 후속되는 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2406) 및 안테나(2412)를 포함한다. 유사하게, 수신 경로(RX 경로)는 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2408) 및 그에 후속되는 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2410) 및 안테나(2412)를 포함한다. 다양한 실시예에서, 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2406 및 2410)는 그의 각각의 튜닝 가능한 대역 통과 필터의 차단 대역 임피던스를, 후술되는 바와 같이, 인접한 RF 신호 경로의 활성 주파수에서 개방 회로에 근접한 임피던스로 변환한다.
도 24b는 도 24a에 도시된 RF 시스템(2400)의 수신 경로에서의 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2404)의 삽입 손실의 그래프를 도시한다. 도시된 바와 같이, 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2404)는 수신 대역에 대응하는 약 1.80 GHz 내지 약 1.94 GHz의 통과 대역을 갖는다.
일 실시예에서, 송신 경로는 수신 경로 내의 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2404)의 차단 대역에 대응하는 약 2.10 GHz의 송신 신호를 제공하도록 구성되며, 송신 경로 내의 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2404)는 약 2.10 GHz의 중심 주파수를 갖도록 구성되며, 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2410)는, 도 24c 및 도 24d에 도시된 스미스 차트에 도시된 바와 같이, 튜닝 가능한 송신 필터(2408)의 입력 임피던스를 2.10 GHz 송신 주파수에서 개방 회로에 근접한 임피던스로 변환하도록 구성된다.
도 24c의 스미스 차트는 지점(2422)에서의 1.60 GHz와 지점(2424)에서의 2.10 GHz 사이의 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2404)의 입력 임피던스(s11)를 도시한다. 도시된 바와 같이, 지점(2424)에서의 2,10 GHz에서의 입력 임피던스는 용량성이다. 도 24d의 스미스 차트는 지점(2422)에서의 1.60 GHz와 지점(2424)에서의 2.10 GHz 사이에서 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2410)와 직렬로 결합된 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2404)의 입력 임피던스(s11)를 도시한다. 도시된 바와 같이, 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2410)는 지점(2424)에서의 2.10 GHz의 입력 임피던스를 용량성인 임피던스로부터 개방 회로에 근접한 임피던스로 변환한다. 따라서, 수신 경로 내의 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2404)는 2.10 GHz의 송신 주파수에서 송신 채널을 로딩하지 않도록 구성될 수 있다. 도 24b 내지 도 24d에 도시된 성능 그래프는 단지 하나의 예시적인 실시예의 성능을 나타내며, 상이한 실시예는 상이하게 실행될 수 있다.
도 25는 필터 구성(II(CII))을 사용하는 송신/수신 경로/결합 구조체(C)에 대응하는 RF 시스템(2500)을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 송신 경로(TX 경로)는 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2502) 및 그에 후속되는 3-포트 서큘레이터(2506) 및 안테나(2508)를 포함한다. 유사하게, 수신 경로(RX 경로)는 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2504) 및 그에 후속되는 3-포트 서큘레이터(2506) 및 안테나(2508)를 포함한다.
도 26a는 필터 구성(II(DII))을 사용하는 송신/수신 경로/결합 구조체(D)에 대응하는 RF 시스템(2600)을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, RF 시스템(2600)은 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2602)를 구비하는 동 위상 송신 경로(I-위상 TX 경로), 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2604)를 구비하는 직교 송신 경로(Q-위상 TX 경로) 및 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2606)를 구비하는 수신 경로(RX 경로)를 포함한다. 안테나(2610)와 수신 경로, 동 위상 송신 경로 및 직교 송신 경로 사이의 결합은 직교 결합기(2608)를 통해 달성된다. 도시된 바와 같이, 동 위상 송신 경로는 직교 결합기의 입력 포트에 결합되고, 직교 송신 경로는 직교 결합기의 분리 포트에 결합되며, 수신 경로는 직교 결합기의 -45° 포트에 결합되고, 안테나는 직교 결합기의 +45° 포트에 결합된다. 동작 중에, RF 트랜시버(도시되지 않음)는 서로 90° 위상차가 있는 동위상 송신 신호 및 직교 송신 신호를 생성하거나, 또는 동위상 및 직교 신호는 직교 분리기/결합기 회로를 사용하여 생성된다.
도 26b는 도 26a에 도시된 RF 시스템(2600)의 포트(2)와 포트(1) 사이 및 포트(3)와 포트(1) 사이의 선택도 및 삽입 손실의 도면을 도시하고 있다. 트레이스(Trace)(2620)는 포트(2)와 포트(1) 사이(송신 경로)의 선택도를 나타내며; 트레이스(2622)는 포트(2)와 포트(1) 사이(송신 경로)의 삽입 손실을 나타내며; 트레이스(2624)는 포트(3)와 포트(1) 사이(수신 경로)의 선택도를 나타내며; 트레이스(2626)는 포트(3)와 포트(1) 사이(수신 경로)의 삽입 손실을 나타낸다.
도 26b에서 알 수 있는 바와 같이, 선택도가 트레이스(2620)에 의해 표현되는 수신 경로는 약 1.8 GHz 내지 약 1.92 GHz의 통과 대역을 갖지만, 선택도가 트레이스(2624)로 표시되는 송신 경로는 약 2.2 GHz 내지 약 2.18 Ghz의 통과 대역을 갖는다. 도 26b에 도시된 성능 그래프는 단지 하나의 예시적인 실시예의 성능을 나타내며, 상이한 실시예는 상이하게 실행될 수 있다.
도 27은 필터 구성(II(EII))을 사용하는 송신/수신 경로/결합 구조체(E)에 대응하는 RF 시스템(2700)을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 송신 경로(TX 경로)는 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2702) 및 그에 후속되는 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2704) 및 송신 안테나(2706)를 포함한다. 유사하게, 수신 경로(RX 경로)는 튜닝 가능한 대역 통과 필터(2708) 및 그에 후속되는 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2710) 및 별도의 수신 안테나(2712)를 포함한다. 다양한 실시예에서, 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크(2704 및 2710)는 그의 각각의 튜닝 가능한 대역 통과 필터의 차단 대역 임피던스를 인접한 RF 신호 경로의 활성 주파수에서 개방 회로에 근접한 임피던스로 변환한다.
다양한 실시예에서, 도 17a 내지 도 17c, 도 18a 내지 도 18d, 도 19a 내지 도 19c, 도 20a 및 도 20b, 및 도 21a 및 도 21b에 도시된 튜닝 가능한 대역 차단 필터는 당해 기술 분야에서 공지된 튜닝 가능한 대역 차단 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있거나 본원에 개시된 튜닝 가능한 음향 필터 구조체를 사용하여 구현될 수 있다. 예를 들어, 도 7a 내지 도 7f, 도 8a 내지 도 8e, 도 9a 내지 도 9c 및 도 11a 내지 도 11c에 도시된 음향 필터 구조체가 사용될 수 있다. 일부 실시예에서, 이들 대역 차단 필터는 연속적으로 튜닝 가능한 회로를 사용하여 구현될 수 있다. 튜닝 가능한 대역 통과 필터는 당해 기술 분야에서 공지된 회로, 연속적으로 튜닝 가능한 회로, 및/또는 도 9a 내지 도 9c, 도 10a 내지 도 10g, 도 11a 내지 도 11c, 도 12a 내지 도 12e 및 도 13a 내지 도 13e에 도시된 튜닝 가능한 음향 필터 기반의 대역 통과 구조체를 사용하여 구현될 수 있다.
도 18a 내지 도 18d, 및 도 20a 및 도 20b에 도시된 다양한 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크 회로는 바랙터 및 스위치형 캐패시터에 기초한 위상 시프트 회로와 같은 당해 기술 분야에 공지된 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크 회로를 사용하여 구현될 수 있다. 도시된 조정 가능한 위상 시프터/매칭 네트워크 회로는 또한 위의 도 7a 내지 도 7f에 도시된 튜닝 가능한 브릿지형 T 전역 통과 회로를 사용하여 구현될 수 있다.
본 발명의 예시적인 실시예가 여기에 요약된다. 다른 실시예는 또한 본원의 명세서 및 청구범위 전체로부터 이해될 수 있다.
예 1은 RF 시스템을 동작시키는 방법이며, 이 방법은 광대역 필터 뱅크를 사용하여 제 1 광대역 RF 신호를 필터링하는 것 - 상기 제 1 광대역 RF 신호를 필터링하는 것은 상기 제 1 광대역 RF 신호를 주파수 클러스터 신호로 분리하는 것을 포함하며, 상기 주파수 클러스터 신호의 각각은 상이한 주파수 범위를 포함하고, 상기 제 1 광대역 RF 신호는 다수의 RF 대역을 포함하고, 상기 상이한 주파수 범위의 각각은 상기 다수의 RF 대역 중 복수의 RF 대역을 포함함 - 과; 상기 주파수 클러스터 신호 중 적어도 하나를 대역 차단 필터링하여 대역 차단된 주파수 클러스터 신호를 생성하는 것을 포함한다.
예 2는 예 1의 방법에 있어서, 대역 차단된 주파수 클러스터 신호를 증폭하는 것을 더 포함한다.
예 3은 예 2의 방법에 있어서, 대역 차단된 주파수 클러스터 신호를 증폭하는 것은 저잡음 증폭기(LNA)를 사용하는 것을 포함한다.
예 4은 예 1 내지 예 3의 방법에 있어서, 대역 차단 필터링은 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 사용하는 것을 포함하며, 이 방법은 튜닝 가능한 대역 차단 필터의 중심 주파수를 조정하는 것을 포함한다.
예 5는 예 4의 방법에 있어서, 상기 제 1 광대역 RF 신호가 제 1 간섭 주파수에서 간섭 신호를 포함하고, 상기 튜닝 가능한 대역 차단 필터의 주파수를 조정하는 것은 상기 중심 주파수를 제 1 간섭 주파수로 조정하는 것을 포함한다.
예 6은 예 1 내지 예 5 중 하나의 방법에 있어서, 상기 광대역 필터 뱅크가 복수의 캐스케이드형 다이플렉서를 포함한다.
예 7은 예 1 내지 예 6 중 하나의 방법에 있어서, 상기 광대역 필터 뱅크가 n-플렉서를 포함한다.
예 8은 예 1 내지 예 7 중 하나의 방법에 있어서, 안테나로부터 상기 제 1 광대역 RF 신호를 수신하는 것을 더 포함한다.
예 9는 RF 시스템이며, 이 시스템은 하나의 입력 및 복수의 출력을 포함하는 광대역 필터 뱅크 - 상기 광대역 필터 뱅크는 광대역 필터 뱅크의 입력에서의 광대역 RF 신호를 광대역 필터 뱅크의 복수의 출력에서 복수의 주파수 클러스터로 분리하도록 구성되며, 여기서 복수의 주파수 클러스터의 각각은 상이한 주파수 범위를 포함하며, 각 주파수 범위는 광대역 RF 신호의 복수의 RF 대역을 커버함 - 와, 광대역 필터 뱅크의 복수의 출력 중 하나에 결합된 입력을 갖는 적어도 하나의 대역 차단 필터를 포함한다.
예 10은 예 9의 RF 시스템에 있어서, 상기 대역 차단 필터의 출력에 결합된 입력을 갖는 증폭기를 더 포함한다.
예 11은 예 10의 RF 시스템에 있어서, 상기 증폭기가 저잡음 증폭기(LNA)를 포함한다.
예 12는 예 9 내지 예 11 중 하나의 RF 시스템에 있어서, 상기 대역 차단 필터가 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 포함한다.
예 13은 예 9 내지 예 12 중 하나의 RF 시스템에 있어서, 상기 대역 차단 필터의 중심 주파수가 상기 광대역 RF 신호가 간섭 신호를 포함하는 주파수에 대응한다.
예 14는 예 9 내지 예 13 중 하나의 RF 시스템 있어서, 상기 광대역 필터 뱅크가 복수의 캐스케이드형 다이플렉서를 포함한다.
예 15는 예 14의 RF 시스템에 있어서, 상기 광대역 필터 뱅크가 상기 복수의 캐스케이드형 다이플렉서의 출력에 결합된 입력을 갖는 n-플렉서를 더 포함한다.
예 16은 예 9 내지 예 15 중 하나의 RF 시스템 있어서, 상기 광대역 필터 뱅크가 n-플렉서를 포함한다.
예 17은 RF 시스템이며, 상기 RF 시스템은 안테나에 결합되도록 구성된 제 1 입력을 갖는 제 1 RF 필터 - 상기 제 1 RF 필터는 제 1 주파수 대역을 통과하는 제 1 대역 통과 응답을 상기 제 1 입력으로부터 제 1 대역 통과 출력으로 제공하며, 상기 제 1 주파수 대역을 저지하는 제 1 대역 차단 응답을 상기 제 1 입력으로부터 제 1 대역 차단 출력으로 제공하도록 구성됨 - 와, 상기 제 1 RF 필터의 제 1 대역 차단 출력에 결합된 입력을 갖는 n-플렉서와, 상기 n-플렉서의 출력에 결합된 제 1 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 포함한다.
예 18은 예 17의 RF 시스템에 있어서, 상기 제 1 RF 필터의 제 1 대역 차단 출력에 결합된 제 2 입력 및 상기 n-플렉서의 입력에 결합된 제 2 대역 차단 출력을 갖는 제 2 RF 필터를 더 포함하며, 상기 제 2 RF 필터는 제 2 주파수 대역을 통과시키는 제 2 대역 통과 응답을 상기 제 1 입력으로부터 제 2 대역 통과 출력으로 제공하고, 상기 제 2 주파수 대역을 저지하는 제 2 대역 차단 응답을 상기 제 2 입력으로부터 제 2 대역 차단 출력으로 제공하도록 구성된다.
예 19는 예 18의 RF 시스템에 있어서, 상기 제 1 RF 필터의 상기 제 1 대역 통과 출력에 결합된 입력을 갖는 제 1 저잡음 증폭기(LNA)와, 상기 제 2 RF 필터의 제 2 대역 통과 출력에 결합된 입력을 갖는 제 2 LNA와, 상기 제 1 튜닝 가능한 대역 차단 필터의 출력에 결합된 입력을 갖는 제 3 LNA를 더 포함한다.
예 20은 예 17 또는 예18 중 하나의 RF 시스템에 있어서, 상기 제 1 RF 필터의 제 1 대역 통과 출력이 WiFi 주파수를 통과시키도록 구성되고, 상기 제 2 RF 필터의 제 2 대역 차단 출력 및 상기 n-플렉서의 출력이 셀룰러 통신 주파수를 통과시키도록 구성된다.
예 21은 예 20의 RF 시스템에 있어서, 상기 제 1 RF 필터의 입력과 상기 제 1 RF 필터의 제 1 대역 차단 출력 사이에 결합된 바이패스 스위치를 더 포함하고, 상기 바이패스 스위치는 RF 시스템의 WiFi 수신기가 비활성화될 때 폐쇄되도록 구성된다.
본 발명이 예시적인 실시예를 참조하여 기술되었지만, 이러한 기술은 제한적인 의미로 해석되도록 의도하는 것이 아니다. 예시적인 실시예 및 본 발명의 다른 실시예들의 다양한 변경 및 조합은 이 설명을 참조하면 당업자에게는 명백할 것이다. 그러므로, 첨부된 청구범위는 임의의 그러한 변형예 또는 실시예를 포괄하는 것으로 의도된다.

Claims (21)

  1. RF 시스템을 동작시키는 방법으로서,
    광대역 필터 뱅크를 사용하여 제 1 광대역 RF 신호를 필터링하는 단계 - 상기 제 1 광대역 RF 신호를 필터링하는 단계는 상기 제 1 광대역 RF 신호를 주파수 클러스터 신호로 분리하는 단계를 포함하며, 상기 주파수 클러스터 신호의 각각은 상이한 주파수 범위를 포함하고, 상기 제 1 광대역 RF 신호는 다수의 RF 대역을 포함하고, 상기 상이한 주파수 범위의 각각은 상기 다수의 RF 대역 중 복수의 RF 대역을 포함함 - 와,
    상기 주파수 클러스터 신호 중 적어도 하나를 대역 차단 필터링하여 대역 차단된 주파수 클러스터 신호를 생성하는 단계를 포함하는
    방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 대역 차단된 주파수 클러스터 신호를 증폭하는 단계를 더 포함하는
    방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 대역 차단된 주파수 클러스터 신호를 증폭하는 단계는 저잡음 증폭기(LNA)를 사용하는 단계를 포함하는
    방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 대역 차단 필터링하는 것은 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 사용하는 것을 포함하며, 상기 방법은 상기 튜닝 가능한 대역 차단 필터의 중심 주파수를 조정하는 단계를 포함하는
    방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 광대역 RF 신호는 제 1 간섭 주파수의 간섭 신호를 포함하고, 상기 튜닝 가능한 대역 차단 필터의 중심 주파수를 조정하는 단계는 상기 중심 주파수를 상기 제 1 간섭 주파수로 조정하는 단계를 포함하는
    방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 광대역 필터 뱅크는 복수의 캐스케이드형 다이플렉서를 포함하는
    방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 광대역 필터 뱅크는 n-플렉서를 포함하는
    방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    안테나로부터 상기 제 1 광대역 RF 신호를 수신하는 단계를 더 포함하는
    방법.
  9. RF 시스템으로서,
    하나의 입력 및 복수의 출력을 포함하는 광대역 필터 뱅크 - 상기 광대역 필터 뱅크는 상기 광대역 필터 뱅크의 입력에서의 광대역 RF 신호를 상기 광대역 필터 뱅크의 복수의 출력에서 복수의 주파수 클러스터로 분리하도록 구성되며, 상기 복수의 주파수 클러스터의 각각은 상이한 주파수 범위를 포함하며, 각 주파수 범위는 상기 광대역 RF 신호의 복수의 RF 대역을 커버함 - 와,
    상기 광대역 필터 뱅크의 복수의 출력 중 하나에 결합된 입력을 갖는 적어도 하나의 대역 차단 필터를 포함하는
    RF 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 대역 차단 필터의 출력에 결합된 입력을 갖는 증폭기를 더 포함하는
    RF 시스템.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 증폭기는 저잡음 증폭기(LNA)를 포함하는
    RF 시스템.
  12. 제 9 항에 있어서,
    상기 대역 차단 필터는 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 포함하는
    RF 시스템.
  13. 제 9 항에 있어서,
    상기 대역 차단 필터의 중심 주파수는 상기 광대역 RF 신호가 간섭 신호를 포함하는 주파수에 대응하는
    RF 시스템.
  14. 제 9 항에 있어서,
    상기 광대역 필터 뱅크는 복수의 캐스케이드형 다이플렉서를 포함하는
    RF 시스템.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 광대역 필터 뱅크는 상기 복수의 캐스케이드형 다이플렉서의 출력에 결합된 입력을 갖는 n-플렉서를 더 포함하는
    RF 시스템.
  16. 제 9 항에 있어서,
    상기 광대역 필터 뱅크는 n-플렉서를 포함하는
    RF 시스템.
  17. RF 시스템으로서,
    안테나에 결합되도록 구성된 제 1 입력을 갖는 제 1 RF 필터 - 상기 제 1 RF 필터는 제 1 주파수 대역을 통과하는 제 1 대역 통과 응답을 상기 제 1 입력으로부터 제 1 대역 통과 출력으로 제공하며, 상기 제 1 주파수 대역을 저지하는 제 1 대역 차단 응답을 상기 제 1 입력으로부터 제 1 대역 차단 출력으로 제공하도록 구성됨 - 와,
    상기 제 1 RF 필터의 제 1 대역 차단 출력에 결합된 입력을 갖는 n-플렉서와,
    상기 n-플렉서의 출력에 결합된 제 1 튜닝 가능한 대역 차단 필터를 포함하는
    RF 시스템.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 1 RF 필터의 제 1 대역 차단 출력에 결합된 제 2 입력 및 상기 n-플렉서의 입력에 결합된 제 2 대역 차단 출력을 갖는 제 2 RF 필터를 더 포함하며, 상기 제 2 RF 필터는 제 2 주파수 대역을 통과시키는 제 2 대역 통과 응답을 상기 제 1 입력으로부터 제 2 대역 통과 출력으로 제공하고, 상기 제 2 주파수 대역을 저지하는 제 2 대역 차단 응답을 상기 제 2 입력으로부터 제 2 대역 차단 출력으로 제공하도록 구성되는
    RF 시스템.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 1 RF 필터의 상기 제 1 대역 통과 출력에 결합된 입력을 갖는 제 1 저잡음 증폭기(LNA)와,
    상기 제 2 RF 필터의 제 2 대역 통과 출력에 결합된 입력을 갖는 제 2 LNA와,
    상기 제 1 튜닝 가능한 대역 차단 필터의 출력에 결합된 입력을 갖는 제 3 LNA를 더 포함하는
    RF 시스템.
  20. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 1 RF 필터의 제 1 대역 통과 출력은 WiFi 주파수를 통과시키도록 구성되고, 상기 제 2 RF 필터의 제 2 대역 차단 출력 및 상기 n-플렉서의 출력은 셀룰러 통신 주파수를 통과시키도록 구성되는
    RF 시스템.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 RF 필터의 입력과 상기 제 1 RF 필터의 제 1 대역 차단 출력 사이에 결합된 바이패스 스위치를 더 포함하되, 상기 바이패스 스위치는 RF 시스템의 WiFi 수신기가 비활성화될 때 폐쇄되도록 구성되는
    RF 시스템.
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