KR20180071387A - 무선 통신 시스템에서 dm-rs 기반 개루프 하향링크 전송을 위한 피드백 정보 송신 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

Abstract

본 출원에서는 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로 하향링크 전송을 위하여 CSI (Channel Status Information)를 보고하는 방법이 개시된다. 구체적으로, 상기 방법은, 상기 기지국으로부터 CSI-RS (Channel Status Information-Reference Signal)를 수신하는 단계; 제 1 프리코더 및 제 2 프리코더로 구성되는 듀얼 프리코더가 적용되었다는 가정하에, 상기 CSI-RS에 기반하여 상기 CSI를 산출하는 단계; 및 상기 CSI를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함하고, 상기 CSI를 산출하는 단계는, 상기 제 1 프리코더 및 상기 제 2 프리코더 중 적어도 하나의 프리코더는, 기 결정된 자원 단위로 소정의 프리코더 후보 집합 내에서 순환 적용되는 것으로 가정하는 단계를 포함하며, 상기 적어도 하나의 프리코더에 관한 정보 및 상기 소정의 프리코더 후보 집합에 관한 정보는 RRC (radio resource control) 계층 시그널링을 통하여 상기 기지국으로부터 제공되는 것을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템에서 DM-RS 기반 개루프 하향링크 전송을 위한 피드백 정보 송신 방법 및 이를 위한 장치

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 무선 통신 시스템에서 DM-RS 기반 개루프 하향링크 전송을 위한 피드백 정보 송신 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution; 이하 "LTE"라 함) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.

도 1은 무선 통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면이다. E-UMTS(Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 시스템은 기존 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)에서 진화한 시스템으로서, 현재 3GPP에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E-UMTS는 LTE(Long Term Evolution) 시스템이라고 할 수도 있다. UMTS 및 E-UMTS의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다.

도 1을 참조하면, E-UMTS는 단말(User Equipment; UE)과 기지국(eNode B; eNB, 네트워크(E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(Access Gateway; AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스, 멀티캐스트 서비스 및/또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시에 전송할 수 있다.

한 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재한다. 셀은 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20Mhz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 여러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서비스를 제공한다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. 기지국은 다수의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향링크(Downlink; DL) 데이터에 대해 기지국은 하향링크 스케줄링 정보를 전송하여 해당 단말에게 데이터가 전송될 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, HARQ(Hybrid Automatic Repeat and reQuest) 관련 정보 등을 알려준다. 또한, 상향링크(Uplink: UL) 데이터에 대해 기지국은 상향링크 스케줄링 정보를 해당 단말에게 전송하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, HARQ 관련 정보 등을 알려준다. 기지국간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용될 수 있다. 핵심망(Core Network; CN)은 AG와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG는 복수의 셀들로 구성되는 TA(Tracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리한다.

무선 통신 기술은 WCDMA를 기반으로 LTE까지 개발되어 왔지만, 사용자와 사업자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한, 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요구된다. 비트당 비용 감소, 서비스 가용성 증대, 융통성 있는 주파수 밴드의 사용, 단순구조와 개방형 인터페이스, 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다.

상술한 바와 같은 논의를 바탕으로 이하에서는 무선 통신 시스템에서 DM-RS 기반 개루프 하향링크 전송을 위한 피드백 정보 송신 방법 및 이를 위한 장치를 제안하고자 한다.

본 발명의 일 양상인 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로 하향링크 전송을 위하여 CSI (Channel Status Information)를 보고하는 방법은, 상기 기지국으로부터 CSI-RS (Channel Status Information-Reference Signal)를 수신하는 단계; 제 1 프리코더 및 제 2 프리코더로 구성되는 듀얼 프리코더가 적용되었다는 가정하에, 상기 CSI-RS에 기반하여 상기 CSI를 산출하는 단계; 및 상기 CSI를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함하고, 상기 CSI를 산출하는 단계는, 상기 제 1 프리코더 및 상기 제 2 프리코더 중 적어도 하나의 프리코더는, 기 결정된 자원 단위로 소정의 프리코더 후보 집합 내에서 순환 적용되는 것으로 가정하는 단계를 포함하며, 상기 적어도 하나의 프리코더에 관한 정보 및 상기 소정의 프리코더 후보 집합에 관한 정보는 RRC (radio resource control) 계층 시그널링을 통하여 상기 기지국으로부터 제공되는 것을 특징으로 한다.

한편, 본 발명의 일 양상인 무선 통신 시스템에서의 단말은 무선 통신 모듈; 및 상기 무선 통신 모듈과 연결되고, 기지국으로부터 수신한 CSI-RS (Channel Status Information-Reference Signal)에 기반하여, 제 1 프리코더 및 제 2 프리코더로 구성되는 듀얼 프리코더가 적용되었다는 가정하에, 상기 CSI-RS에 기반하여 상기 CSI를 산출하고, 상기 CSI를 상기 기지국으로 보고하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는 상기 CSI 산출 시, 상기 제 1 프리코더 및 상기 제 2 프리코더 중 적어도 하나의 프리코더는, 기 결정된 자원 단위로 소정의 프리코더 후보 집합 내에서 순환 적용되는 것으로 가정하며, 상기 적어도 하나의 프리코더에 관한 정보 및 상기 소정의 프리코더 후보 집합에 관한 정보는 RRC (radio resource control) 계층 시그널링을 통하여 상기 기지국으로부터 제공되는 것을 특징으로 한다.

한편, 상기 소정의 프리코더 후보 집합에 관한 정보는 상기 제 2 프리코더에서의 위상 회전 값들에 대한 정보를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 기 설정된 자원 단위는, 상기 하향링크 전송을 위하여 할당된 자원의 크기에 기반하여 결정되며, 상기 RRC 계층 시그널링을 통하여 상기 기지국으로부터 제공되는 것을 특징으로 한다. 바람직하게는, 상기 하향링크 전송을 위하여 할당된 자원의 크기가 임계값 이상인 경우, 상기 기 설정된 자원 단위는 적어도 하나의 자원 블록 단위이고, 상기 하향링크 전송을 위하여 할당된 자원의 크기가 상기 임계값 미만인 경우, 상기 기 설정된 자원 단위는 적어도 하나의 자원 요소 단위인 것을 특징으로 한다.

바람직하게는, 상기 RRC 계층 시그널링을 통하여, 상기 CSI를 구성하는 적어도 하나의 프리코더에 관한 정보를 수신할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따르면 무선 통신 시스템에서 단말은 DM-RS 기반 개루프 하향링크 전송을 위한 피드백 정보를 보다 효율적으로 보고할 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 무선 통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면.
도 2는 3GPP 무선 접속망 규격을 기반으로 한 단말과 E-UTRAN 사이의 무선 인터페이스 프로토콜(Radio Interface Protocol)의 제어평면(Control Plane) 및 사용자평면(User Plane) 구조를 나타내는 도면.
도 3은 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면.
도 4는 LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면.
도 5는 LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면.
도 6은 LTE 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 도시하는 도면.
도 7은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도.
도 8은 2D-AAS 의 구현예를 도시한다.
도 9는 2D X-pol 안테나 배열과 이에 상응하는 8 포트 CSI-RS를 나타낸다
도 10은 본 발명의 실시예에 따라 단말이 CSI를 보고하는 방법을 예시하는 순서도이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다. 이하에서 설명되는 실시예들은 본 발명의 기술적 특징들이 3GPP 시스템에 적용된 예들이다.

본 명세서는 LTE 시스템 및 LTE-A 시스템을 사용하여 본 발명의 실시예를 설명하지만, 이는 예시로서 본 발명의 실시예는 상기 정의에 해당되는 어떤 통신 시스템에도 적용될 수 있다. 또한, 본 명세서는 FDD 방식을 기준으로 본 발명의 실시예에 대해 설명하지만, 이는 예시로서 본 발명의 실시예는 H-FDD 방식 또는 TDD 방식에도 용이하게 변형되어 적용될 수 있다.

또한, 본 명세서는 기지국의 명칭은 RRH(remote radio head), eNB, TP(transmission point), RP(reception point), 중계기(relay) 등을 포함하는 포괄적인 용어로 사용될 수 있다.

도 2는 3GPP 무선 접속망 규격을 기반으로 한 단말과 E-UTRAN 사이의 무선 인터페이스 프로토콜(Radio Interface Protocol)의 제어평면(Control Plane) 및 사용자평면(User Plane) 구조를 나타내는 도면이다. 제어평면은 단말(User Equipment; UE)과 네트워크가 호를 관리하기 위해서 이용하는 제어 메시지들이 전송되는 통로를 의미한다. 사용자평면은 애플리케이션 계층에서 생성된 데이터, 예를 들어, 음성 데이터 또는 인터넷 패킷 데이터 등이 전송되는 통로를 의미한다.

제1계층인 물리계층은 물리채널(Physical Channel)을 이용하여 상위 계층에게 정보 전송 서비스(Information Transfer Service)를 제공한다. 물리계층은 상위에 있는 매체접속제어(Medium Access Control) 계층과는 전송채널(Transport Channel)을 통해 연결되어 있다. 상기 전송채널을 통해 매체접속제어 계층과 물리계층 사이에 데이터가 이동한다. 송신측과 수신측의 물리계층 사이는 물리채널을 통해 데이터가 이동한다. 상기 물리채널은 시간과 주파수를 무선 자원으로 활용한다. 구체적으로, 물리채널은 하향링크에서 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식으로 변조되고, 상향링크에서 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식으로 변조된다.

제2계층의 매체접속제어(Medium Access Control; MAC) 계층은 논리채널(Logical Channel)을 통해 상위계층인 무선링크제어(Radio Link Control; RLC) 계층에 서비스를 제공한다. 제2계층의 RLC 계층은 신뢰성 있는 데이터 전송을 지원한다. RLC 계층의 기능은 MAC 내부의 기능 블록으로 구현될 수도 있다. 제2계층의 PDCP(Packet Data Convergence Protocol) 계층은 대역폭이 좁은 무선 인터페이스에서 IPv4나 IPv6와 같은 IP 패킷을 효율적으로 전송하기 위해 불필요한 제어정보를 줄여주는 헤더 압축(Header Compression) 기능을 수행한다.

제3계층의 최하부에 위치한 무선 자원제어(Radio Resource Control; RRC) 계층은 제어평면에서만 정의된다. RRC 계층은 무선베어러(Radio Bearer; RB)들의 설정(Configuration), 재설정(Re-configuration) 및 해제(Release)와 관련되어 논리채널, 전송채널 및 물리채널들의 제어를 담당한다. RB는 단말과 네트워크 간의 데이터 전달을 위해 제2계층에 의해 제공되는 서비스를 의미한다. 이를 위해, 단말과 네트워크의 RRC 계층은 서로 RRC 메시지를 교환한다. 단말과 네트워크의 RRC 계층 사이에 RRC 연결(RRC Connected)이 있을 경우, 단말은 RRC 연결 상태(Connected Mode)에 있게 되고, 그렇지 못할 경우 RRC 휴지 상태(Idle Mode)에 있게 된다. RRC 계층의 상위에 있는 NAS(Non-Access Stratum) 계층은 세션 관리(Session Management)와 이동성 관리(Mobility Management) 등의 기능을 수행한다.

네트워크에서 단말로 데이터를 전송하는 하향 전송채널은 시스템 정보를 전송하는 BCH(Broadcast Channel), 페이징 메시지를 전송하는 PCH(Paging Channel), 사용자 트래픽이나 제어 메세지를 전송하는 하향 SCH(Shared Channel) 등이 있다. 하향 멀티캐스트 또는 방송 서비스의 트래픽 또는 제어 메시지의 경우 하향 SCH를 통해 전송될 수도 있고, 또는 별도의 하향 MCH(Multicast Channel)을 통해 전송될 수도 있다. 한편, 단말에서 네트워크로 데이터를 전송하는 상향 전송채널로는 초기 제어 메시지를 전송하는 RACH(Random Access Channel), 사용자 트래픽이나 제어 메시지를 전송하는 상향 SCH(Shared Channel)가 있다. 전송채널의 상위에 있으며, 전송채널에 매핑되는 논리채널(Logical Channel)로는 BCCH(Broadcast Control Channel), PCCH(Paging Control Channel), CCCH(Common Control Channel), MCCH(Multicast Control Channel), MTCH(Multicast Traffic Channel) 등이 있다.

도 3은 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.

단말은 전원이 켜지거나 새로이 셀에 진입한 경우 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색(Initial cell search) 작업을 수행한다(S301). 이를 위해, 단말은 기지국으로부터 주 동기 채널(Primary Synchronization Channel; P-SCH) 및 부 동기 채널(Secondary Synchronization Channel; S-SCH)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득할 수 있다. 그 후, 단말은 기지국으로부터 물리 방송 채널(Physical Broadcast Channel)를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다. 한편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호(Downlink Reference Signal; DL RS)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.

초기 셀 탐색을 마친 단말은 물리 하향링크 제어 채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH) 및 상기 PDCCH에 실린 정보에 따라 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Control Channel; PDSCH)을 수신함으로써 좀더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다(S302).

한편, 기지국에 최초로 접속하거나 신호 전송을 위한 무선 자원이 없는 경우 단말은 기지국에 대해 임의 접속 과정(Random Access Procedure; RACH)을 수행할 수 있다(단계 S303 내지 단계 S306). 이를 위해, 단말은 물리 임의 접속 채널(Physical Random Access Channel; PRACH)을 통해 특정 시퀀스를 프리앰블로 전송하고(S303 및 S305), PDCCH 및 대응하는 PDSCH를 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다(S304 및 S306). 경쟁 기반 RACH의 경우, 추가적으로 충돌 해결 절차(Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.

상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상/하향링크 신호 전송 절차로서 PDCCH/PDSCH 수신(S307) 및 물리 상향링크 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel; PUSCH)/물리 상향링크 제어 채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH) 전송(S308)을 수행할 수 있다. 특히 단말은 PDCCH를 통하여 하향링크 제어 정보(Downlink Control Information; DCI)를 수신한다. 여기서 DCI는 단말에 대한 자원 할당 정보와 같은 제어 정보를 포함하며, 그 사용 목적에 따라 포맷이 서로 다르다.

한편, 단말이 상향링크를 통해 기지국에 전송하는 또는 단말이 기지국으로부터 수신하는 제어 정보는 하향링크/상향링크 ACK/NACK 신호, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Index), RI(Rank Indicator) 등을 포함한다. 3GPP LTE 시스템의 경우, 단말은 상술한 CQI/PMI/RI 등의 제어 정보를 PUSCH 및/또는 PUCCH를 통해 전송할 수 있다.

도 4는 LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면이다.

도 4를 참조하면, 무선 프레임(radio frame)은 10ms(327200×T_s)의 길이를 가지며 10개의 균등한 크기의 서브프레임(subframe)으로 구성되어 있다. 각각의 서브프레임은 1ms의 길이를 가지며 2개의 슬롯(slot)으로 구성되어 있다. 각각의 슬롯은 0.5ms(15360×T_s)의 길이를 가진다. 여기에서, T_s 는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=1/(15kHz×2048)=3.2552×10^-8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록(Resource Block; RB)을 포함한다. LTE 시스템에서 하나의 자원블록은 12개의 부반송파×7(6)개의 OFDM 심볼을 포함한다. 데이터가 전송되는 단위시간인 TTI(Transmission Time Interval)는 하나 이상의 서브프레임 단위로 정해질 수 있다. 상술한 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 5는 하향링크 무선 프레임에서 하나의 서브프레임의 제어 영역에 포함되는 제어 채널을 예시하는 도면이다.

도 5를 참조하면, 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼로 구성되어 있다. 서브프레임 설정에 따라 처음 1 내지 3개의 OFDM 심볼은 제어 영역으로 사용되고 나머지 13~11개의 OFDM 심볼은 데이터 영역으로 사용된다. 도면에서 R1 내지 R4는 안테나 0 내지 3에 대한 기준 신호(Reference Signal(RS) 또는 Pilot Signal)를 나타낸다. RS는 제어 영역 및 데이터 영역과 상관없이 서브프레임 내에 일정한 패턴으로 고정된다. 제어 채널은 제어 영역 중에서 RS가 할당되지 않은 자원에 할당되고, 트래픽 채널도 데이터 영역 중에서 RS가 할당되지 않은 자원에 할당된다. 제어 영역에 할당되는 제어 채널로는 PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator CHannel), PDCCH(Physical Downlink Control CHannel) 등이 있다.

PCFICH는 물리 제어 포맷 지시자 채널로서 매 서브프레임 마다 PDCCH에 사용되는 OFDM 심볼의 개수를 단말에게 알려준다. PCFICH는 첫 번째 OFDM 심볼에 위치하며 PHICH 및 PDCCH에 우선하여 설정된다. PCFICH는 4개의 REG(Resource Element Group)로 구성되고, 각각의 REG는 셀 ID(Cell IDentity)에 기초하여 제어 영역 내에 분산된다. 하나의 REG는 4개의 RE(Resource Element)로 구성된다. RE는 하나의 부반송파×하나의 OFDM 심볼로 정의되는 최소 물리 자원을 나타낸다. PCFICH 값은 대역폭에 따라 1 내지 3 또는 2 내지 4의 값을 지시하며 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)로 변조된다.

PHICH는 물리 HARQ(Hybrid - Automatic Repeat and request) 지시자 채널로서 상향링크 전송에 대한 HARQ ACK/NACK을 나르는데 사용된다. 즉, PHICH는 UL HARQ를 위한 DL ACK/NACK 정보가 전송되는 채널을 나타낸다. PHICH는 1개의 REG로 구성되고, 셀 특정(cell-specific)하게 스크램블(scrambling) 된다. ACK/NACK은 1 비트로 지시되며, BPSK(Binary phase shift keying)로 변조된다. 변조된 ACK/NACK은 확산인자(Spreading Factor; SF) = 2 또는 4로 확산된다. 동일한 자원에 매핑되는 복수의 PHICH는 PHICH 그룹을 구성한다. PHICH 그룹에 다중화되는 PHICH의 개수는 확산 코드의 개수에 따라 결정된다. PHICH (그룹)은 주파수 영역 및/또는 시간 영역에서 다이버시티 이득을 얻기 위해 3번 반복(repetition)된다.

PDCCH는 물리 하향링크 제어 채널로서 서브프레임의 처음 n개의 OFDM 심볼에 할당된다. 여기에서, n은 1 이상의 정수로서 PCFICH에 의해 지시된다. PDCCH는 하나 이상의 CCE로 구성된다. PDCCH는 전송 채널인 PCH(Paging channel) 및 DL-SCH(Downlink-shared channel)의 자원할당과 관련된 정보, 상향링크 스케줄링 그랜트(Uplink Scheduling Grant), HARQ 정보 등을 각 단말 또는 단말 그룹에게 알려준다. PCH(Paging channel) 및 DL-SCH(Downlink-shared channel)는 PDSCH를 통해 전송된다. 따라서, 기지국과 단말은 일반적으로 특정한 제어 정보 또는 특정한 서비스 데이터를 제외하고는 PDSCH를 통해서 데이터를 각각 전송 및 수신한다.

PDSCH의 데이터가 어떤 단말(하나 또는 복수의 단말)에게 전송되는 것이며, 상기 단말들이 어떻게 PUSCH 데이터를 수신하고 디코딩(decoding)을 해야 하는지에 대한 정보 등은 PDCCH에 포함되어 전송된다. 예를 들어, 특정 PDCCH가 "A"라는 RNTI(Radio Network Temporary Identity)로 CRC 마스킹(masking)되어 있고, "B"라는 무선자원(예, 주파수 위치) 및 "C"라는 DCI 포맷 즉, 전송 형식 정보(예, 전송 블록 사이즈, 변조 방식, 코딩 정보 등)를 이용해 전송되는 데이터에 관한 정보가 특정 서브프레임을 통해 전송된다고 가정한다. 이 경우, 셀 내의 단말은 자신이 가지고 있는 RNTI 정보를 이용하여 검색 영역에서 PDCCH를 모니터링, 즉 블라인드 디코딩하고, "A" RNTI를 가지고 있는 하나 이상의 단말이 있다면, 상기 단말들은 PDCCH를 수신하고, 수신한 PDCCH의 정보를 통해 "B"와 "C"에 의해 지시되는 PDSCH를 수신한다.

도 6은 LTE 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 도시하는 도면이다.

도 6을 참조하면, 상향링크 서브프레임은 제어정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)가 할당되는 영역과 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)가 할당되는 영역으로 나눌 수 있다. 서브프레임의 중간 부분이 PUSCH에 할당되고, 주파수 영역에서 데이터 영역의 양측 부분이 PUCCH에 할당된다. PUCCH 상에 전송되는 제어정보는 HARQ에 사용되는 ACK/NACK, 하향링크 채널 상태를 나타내는 CQI(Channel Quality Indicator), MIMO를 위한 RI(Rank Indicator), 상향링크 자원 할당 요청인 SR(Scheduling Request) 등이 있다. 한 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임 내의 각 슬롯에서 서로 다른 주파수를 차지하는 하나의 자원블록을 사용한다. 즉, PUCCH에 할당되는 2개의 자원블록은 슬롯 경계에서 주파수 호핑(frequency hopping)된다. 특히 도 6은 m=0인 PUCCH, m=1인 PUCCH, m=2인 PUCCH, m=3인 PUCCH가 서브프레임에 할당되는 것을 예시한다.

이하 MIMO 시스템에 대하여 설명한다. MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)는 복수개의 송신안테나와 복수개의 수신안테나를 사용하는 방법으로서, 이 방법에 의해 데이터의 송수신 효율을 향상시킬 수 있다. 즉, 무선 통신 시스템의 송신단 혹은 수신단에서 복수개의 안테나를 사용함으로써 용량을 증대시키고 성능을 향상 시킬 수 있다. 이하 본 문헌에서 MIMO를 '다중 안테나'라 지칭할 수 있다.

다중 안테나 기술에서는, 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않는다. 그 대신 다중 안테나 기술에서는 여러 안테나에서 수신된 데이터 조각(fragment)을 한데 모아 병합함으로써 데이터를 완성한다. 다중 안테나 기술을 사용하면, 특정된 크기의 셀 영역 내에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나, 또는 특정 데이터 전송 속도를 보장하면서 시스템 커버리지(coverage)를 증가시킬 수 있다. 또한, 이 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있다. 다중 안테나 기술에 의하면, 단일 안테나를 사용하던 종래 기술에 의한 이동 통신에서의 전송량 한계를 극복할 수 있다.

일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도가 도 7에 도시되어 있다.

송신단에는 송신 안테나가 N_T개 설치되어 있고, 수신단에서는 수신 안테나가 N_R개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는, 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서, 전송 레이트가 향상되고, 주파수 효율이 향상된다 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 R_o라고 한다면, 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는, 이론적으로, 아래 수학식 1과 같이 최대 전송 레이트 R_o에 레이트 증가율 R_i를 곱한 만큼 증가할 수 있다. 여기서 R_i는 N_T와 N_R 중 작은 값이다.

[수학식 1]

예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는, 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후, 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 기리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.

다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 7에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, N_T개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 2와 같은 벡터로 나타낼 수 있다.

[수학식 2]

한편, 각각의 전송 정보

에 있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을

라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보를 벡터로 나타내면 하기의 수학식 3과 같다.

[수학식 3]

또한,

를 전송 전력의 대각행렬

를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 4와 같다.

[수학식 4]

한편, 전송전력이 조정된 정보 벡터

에 가중치 행렬

가 적용되어 실제 전송되는 NT 개의 송신신호(transmitted signal)

가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서, 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호

는 벡터

를 이용하여 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다. 여기서

는

번째 송신안테나와

번째 정보 간의 가중치를 의미한다.

는 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)이라고 불린다.

[수학식 5]

일반적으로, 채널 행렬의 랭크의 물리적인 의미는, 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다. 따라서 채널 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행(row) 또는 열(column)의 개수 중에서 최소 개수로 정의되므로, 행렬의 랭크는 행(row) 또는 열(column)의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 랭크(rank(H))는 수학식 6과 같이 제한된다.

[수학식 6]

또한, 다중 안테나 기술을 사용해서 보내는 서로 다른 정보 각각을 '전송 스트림(Stream)' 또는 간단하게 '스트림' 으로 정의하기로 하자. 이와 같은 '스트림' 은 '레이어 (Layer)' 로 지칭될 수 있다. 그러면 전송 스트림의 개수는 당연히 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수인 채널의 랭크 보다는 클 수 없게 된다. 따라서, 채널 행렬이 H는 아래 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 7]

여기서 "# of streams"는 스트림의 수를 나타낸다. 한편, 여기서 한 개의 스트림은 한 개 이상의 안테나를 통해서 전송될 수 있음에 주의해야 한다.

한 개 이상의 스트림을 여러 개의 안테나에 대응시키는 여러 가지 방법이 존재할 수 있다. 이 방법을 다중 안테나 기술의 종류에 따라 다음과 같이 설명할 수 있다. 한 개의 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 다이버시티 방식으로 볼 수 있고, 여러 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 멀티플렉싱 방식으로 볼 수 있다. 물론 그 중간인 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 혼합(Hybrid)된 형태도 가능하다.

이하에서는, 참조 신호에 관하여 보다 상세히 설명한다.

일반적으로 채널 측정을 위하여 데이터와 함께 송신측과 수신측 모두가 이미 알고 있는 참조 신호가 송신측에서 수신측으로 전송된다. 이러한 참조 신호는 채널 측정뿐만 아니라 변조 기법을 알려주어 복조 과정이 수행되도록 하는 역할을 수행한다. 참조 신호는 기지국과 특정 단말을 위한 전용 참조 신호(dedicated RS; DRS), 즉 단말 특정 참조 신호와 셀 내 모든 단말을 위한 셀 특정 참조 신호인 공통 참조 신호(common RS 또는 Cell specific RS; CRS)로 구분된다. 또한, 셀 특정 참조 신호는 단말에서 CQI/PMI/RI 를 측정하여 기지국으로 보고하기 위한 참조 신호를 포함하며, 이를 CSI-RS(Channel State Information-RS)라고 지칭한다.

전용 참조 신호인 DM-RS는 PDSCH의 전송을 위해 지원되며 안테나 포트(들) 안테나 포트 p = 5, p = 7, p = 8 혹은 p = 7,8,..., υ+6 (여기서, υ는 상기 PDSCH의 전송을 위해 사용되는 레이어의 개수)이다. DM-RS는 PDSCH 전송이 해당 안테나 포트와 연관되면 존재하고 PDSCH의 복조(demodulation)을 위해서만 유효한(valid) 참조(reference)이다. DM-RS는 해당 PDSCH가 맵핑된 RB들 상에서만 전송된다.

즉, DM-RS는 PDSCH의 존재 유무와 관계없이 매 서브프레임마다 전송되도록 설정된 CRS와 달리, PDSCH가 스케줄링된 서브프레임에서 PDSCH가 맵핑된 RB(들)에서만 전송되도록 설정된다. 또한 DM-RS는, PDSCH의 레이어의 개수와 관계없이 모든 안테나 포트(들)을 통해 전송되는 CRS와 달리, PDSCH의 레이어(들)에 각각 대응하는 안테나 포트(들)을 통해서만 전송된다. 따라서 CRS에 비해 RS의 오버헤드가 감소될 수 있다.

이하에서는, 채널 상태 정보 (channel state information; CSI) 보고에 관하여 설명한다. 현재 LTE 표준에서는 채널 정보 없이 운용되는 개루프(open-loop) MIMO와 채널 정보에 기반하여 운용되는 폐루프(closed-loop) MIMO 두 가지 송신 방식이 존재한다. 특히, 폐루프 MIMO 에서는 MIMO 안테나의 다중화 이득(multiplexing gain)을 얻기 위해 기지국 및 단말 각각은 채널 상태 정보를 바탕으로 빔포밍을 수행할 수 있다. 기지국은 채널 상태 정보를 단말로부터 얻기 위해, 단말에게 참조 신호를 전송하고, 이에 기반하여 측정한 채널 상태 정보를 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel) 또는 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)를 통하여 피드백 하도록 명령한다.

CSI는 RI(Rank Indicator), PMI(Precoding Matrix Index), CQI(Channel Quality Indication) 세가지 정보로 크게 분류된다. 우선, RI는 상술한 바와 같이 채널의 랭크 정보를 나타내며, 단말이 동일 주파수-시간 자원을 통해 수신할 수 있는 스트림의 개수를 의미한다. 또한, RI는 채널의 롱텀 페이딩(long term fading)에 의해 결정되므로 PMI, CQI 값 보다 통상 더 긴 주기로 기지국으로 피드백 된다. 두 번째로, PMI는 채널의 공간 특성을 반영한 값으로 SINR 등의 메트릭(metric)을 기준으로 단말이 선호하는 기지국의 프리코딩 행렬 인덱스를 나타낸다. 마지막으로, CQI는 채널의 세기를 나타내는 값으로 통상 기지국이 PMI를 이용했을 때 얻을 수 있는 수신 SINR을 의미한다.

LTE-A 표준과 같은 보다 진보된 통신 시스템에서는 MU-MIMO (multi-user MIMO)를 이용한 추가적인 다중 사용자 다이버시티(multi-user diversity)를 얻는 것이 추가되었다. MU-MIMO에서는 안테나 도메인에서 다중화되는 단말들 간의 간섭이 존재하기 때문에, CSI의 정확성 여부는 CSI를 보고한 단말뿐만 아니라, 다중화되는 다른 단말의 간섭에도 큰 영향을 미칠 수 있다. 따라서, MU-MIMO에서는 SU-MIMO에 비하여 보다 정확한 CSI 보고가 요구된다.

이에, LTE-A표준에서는 최종 PMI를 롱텀(long term) 및/또는 광대역(wideband) PMI인 W1와 숏텀(short term) 및/또는 서브밴드(sub-band) PMI인 W2 둘로 나누어 설계하는 듀얼 코드북 구조로 결정되었다.

상기 W1 및 W2 정보로부터 하나의 최종 PMI를 구성하는 구조적 코드북 변환(hierarchical codebook transformation) 방식의 예시로 아래 수학식 8과 같이 채널의 롱텀 공분산 행렬(long-term covariance matrix)를 이용할 수 있다.

[수학식 8]

위 수학식 8에서 W2는 숏텀 PMI로서, 숏텀 채널 정보를 반영하기 위해 구성된 코드북의 코드워드이고, W은 최종 코드북의 코드워드이며,

은 행렬 A의 각 열의 노름(norm)이 1로 정규화(normalization)된 행렬을 의미한다.

기존 W1과 W2의 구체적인 구조는 다음 수학식 9와 같다.

[수학식 9]

수학식 9에서 코드워드의 구조는 교차 편파 안테나(cross polarized antenna)를 사용하고 안테나 간 간격이 조밀한 경우, 예를 들어, 통상 인접 안테나 간 거리가 신호 파장의 반 이하인 경우, 발생하는 채널의 상관관계(correlation) 특성을 반영하여 설계한 구조이다. 교차 편파 안테나의 경우 안테나를 수평 안테나 그룹(horizontal antenna group)과 수직 안테나 그룹(vertical antenna group)으로 구분 할 수 있는데, 각 안테나 그룹은 ULA(uniform linear array) 안테나의 특성을 가지며, 두 안테나 그룹은 공존(co-located)한다.

따라서 각 그룹의 안테나 간 상관관계 은 동일한 선형 위상 증가(linear phase increment) 특성을 가지며, 안테나 그룹 간 상관관계는 위상 회전(phase rotation)된 특성을 갖는다. 결국, 코드북은 채널을 양자화(quantization)한 값이기 때문에 채널의 특성을 그대로 반영하여 코드북을 설계하는 것이 필요하다. 설명의 편의를 위해 상기 상술한 구조로 만든 랭크 1 코드워드를 아래 수학식 10과 같이 예시할 수 있다.

[수학식 10]

위 수학식 10에서 코드워드는 송신 안테나의 개수

의 벡터로 표현되고, 상위 벡터

와 하위 벡터

로 구조화 되어있으며, 각각은 수평 안테나 그룹과 수직 안테나 그룹의 상관관계 특성을 보여준다.

는 각 안테나 그룹의 안테나 간 상관관계 특성을 반영하여 선형 위상 증가 특성을 갖는 벡터로 표현하는 것이 유리하며, 대표적인 예로 DFT 행렬을 이용할 수 있다.

최근 차세대 이동 통신에서는 능동 안테나 시스템 (Active Antenna System; AAS)의 도입에 관하여 활발한 연구가 진행 중이다. AAS는 각각의 안테나가 능동 회로를 포함하는 능동 안테나로 구성되어 있어서, 상황에 맞추어 안테나 패턴을 변화시킴으로써 간섭을 줄이거나, 빔포밍을 수행하는데 좀 더 효율적으로 응용할 수 있는 기술이다.

이러한 AAS를 2차원으로 구축, 즉 2D-AAS를 구현하는 경우, 안테나 패턴 측면에서 안테나의 메인 로브 (main lobe)를 3차원적으로 좀 더 효율적으로 조절하여, 수신단의 위치에 따라 좀 더 적극적으로 송신빔을 변화시키는 것이 가능하다.

도 8은 2D-AAS 의 구현예를 도시한다. 특히, 도 8은 각 안테나 엘리먼트가 동일 편파를 갖는 co-polarized antenna array인 것으로 가정한다. 도 8을 참조하면, 2D-AAS는 안테나를 수직 방향과 수평 방향으로 설치하여, 다량의 안테나 시스템으로 구축될 것으로 예측된다.

2D-AAS가 적용되는 FD (Full Dimension)-MIMO 시스템에서 기지국은 UE에게 하나의 CSI 프로세스 내에 여러 개의 CSI-RS 자원을 설정할 수 있다. . 여기서, CSI 프로세스란 독립적인 피드백 구성을 가지고 채널 정보를 피드백하는 동작을 말한다.

이와 같은 경우, UE는 하나의 CSI 프로세스 내에서 설정된 CSI-RS 자원을 독립채널로 간주하지 않고, 해당 자원들을 집성(aggregation)하여 하나의 거대 CSI-RS 자원을 가정하며, 이 자원으로부터 CSI를 계산 및 피드백한다. 예를 들어, 기지국은 UE에게 하나의 CSI 프로세스 내에 4 포트 CSI-RS resource를 3개 설정하고 UE는 이를 집성하여 하나의 12 포트 CSI-RS 자원을 가정한다. 이 CSI-RS 자원으로부터 12 포트 PMI를 이용하여 CSI를 계산 및 피드백 한다. 이러한 보고 모드를 LTE-A 시스템에서는 클래스 A CSI 보고 (reporting)이라고 지칭한다.

또는, UE는 각 CSI-RS 자원을 독립적인 채널로 가정하며 CSI-RS 자원 중 하나를 택하고 선택된 자원을 기준으로 CSI를 계산 및 보고한다. 즉, UE는 상기 8개의 CSI-RS 중 채널이 강한 CSI-RS를 선택하고, 선택된 CSI-RS를 기준으로 CSI를 계산하여 기지국으로 보고하게 된다. 이 때, 선택된 CSI-RS를 CRI (CSI-RS Resource Indicator)를 통해 추가로 기지국에게 보고한다. 예를 들어 T(0)에 해당하는 첫 번째 CSI-RS의 채널이 가장 강한 경우 CRI=0로 설정하여 기지국에게 보고한다. 이러한 보고 모드를 LTE-A 시스템에서는 클래스 B CSI 보고 이라고 지칭한다.

상기 특징을 효과적으로 나타내기 위해 클래스 B에서 CSI 프로세스에 대해 다음과 같은 변수를 정의할 수 있다. K 는 CSI 프로세스 내에 존재하는 CSI-RS 자원의 수를 의미한다. N_k는 k번째 CSI-RS 자원의 CSI-RS 포트 수를 의미한다.

본 발명을 설명하기에 앞서, 현재 LTE 시스템의 LD-CDD 기법에 관하여 살펴본다. 현재, LTE 시스템에서 LD-CDD 기법은 아래 수학식 11과 같이 정의되어 있다.

[수학식 11]

수학식 11에서,

는 프리코딩이 적용되지 않은 데이터 심볼 벡터이고,

는 프리코딩이 적용된 송신 신호 벡터이다. 또한,

와

는 각각 전송 레이어의 개수와 안테나 포트의 개수를 의미한다. 또한, 수학식 11에서

는 채널을 조절하는 프리코딩 행렬을 의미한다. 따라서, 채널의 변화에 맞추어, 코드북에서 적절한 코드워드(codeword)를 선택하여 사용할 수 있다.

그러나, 현재 LTE 시스템의 LD-CDD 기법에서는 채널 상황에 따라 코드워드를 선택하여 사용하지는 않는다. LTE 시스템에서 사용하는

는 다음 수학식 12와 같다.

[수학식 12]

수학식 12에서

는 코드워드를 의미한다. 따라서, 고정값 또는 일정한 패턴을 갖는 값으로, 변화하는 채널에

가 대응하게 된다.

반면, 수학식 11에서

와

는 도메인에서 모든 전송 레이어들을 함께 섞어서, 모든 가상 안테나에 같은 비율로 레이어 도메인의 신호들을 분산시키는 역할을 하게 된다. 이로 인해, 레이어들은 모두 같은 채널 품질을 갖게 된다. 이렇게 레이어들이 평균화되는 점은 신호 오버헤드(signal 오버헤드)를 줄이는데 큰 역할을 하게 된다. 예를 들어, 수신단에서 선형(linear) MMSE (minimum mean square error) 기법을 사용할 때, 한 개의 CQI만 피드백을 하여도 충분하고, 서로 다른 레이어들에 대하여도 개별적인 HARQ 재전송이 필요하지 않아, 하향링크 제어 시그널링을 줄일 수 있게 된다. 현재 LTE 시스템에서 사용하는

와

는 아래 표 1과 같이 정의되어 있다.

상술한 LD-CDD 시스템을 좀 더 일반화시켜 살펴 보자. 수학식 11에서

는 채널에 관계된 프리코더로 정의하고,

는 unitary matrix로 일반화시키고,

는 다음 수학식 13과 같이 대각 요소(diagonal term)들이 동일한 크기에 위상차만을 갖는 대각 행렬(diagonal matrix)로 일반화시킨다.

[수학식 13]

수학식 13을 살펴보면,

는 주파수에 따라 위상 천이(phase shift)를 수행하는 것을 알 수 있으며, 일반화된

,

와

를 수학식 11에 적용하면, 모든 레이어들은

와

에 의해 주파수에 따라 변화하는 빔포밍이 이루어진다. 보다 구체적으로, 송신 벡터

의 공분산 행렬(covariance matrix)을 다음 수학식 14과 같이 계산할 수 있다.

[수학식 14]

만약

가 채널의 높은 고유값(eigenvalue)을 최대한 이용하여 채널 이득을 높이고자 하는 프리코더로 사용한다고 가정하면, 수학식 14에서

와

는 송신 벡터의 공분산 행렬을 변화시키지 않는다는 점에서,

와

는 이러한 채널 이득을 보존한 채, 전체 레이어 채널 품질을 평균화 시키는데, 주력한다는 것을 알 수 있다.

상술한 바와 같이, 기지국에서 2D-AAS를 구축할 경우에는 수직 방향의 안테나도 함께 설치되어 있다. 기존의 LD-CDD 방식이 수평 방향의 빔을 서로 바꿔 주면서 다이버시티(diversity) 이득을 얻었다고 한다면, 2D-AAS 기지국에서는 더 많은 다이버시티 이득을 얻기 위해서, 수직 방향의 빔도 함께 변화시켜 주는 것이 바람직하다. 따라서, 최근에 수직 방향의 빔도 함께 변화시켜 주는 LD-CDD 방식이 제안되었다.

그러나 수직 방향의 빔도 함께 변화시켜 주는 LD-CDD 방식에는 문제가 있다. 기본적으로 현재 LTE 시스템의 LD-CDD 방식은 수학식 8과 같은 프리코더를 사전에 기지국과 UE가 서로 알고 있다. 그리고, 기지국은 수평 안테나 포트를 위한 CRS를 통해 UE에게 수평 안테나 포트들에서 UE까지의 채널을 알려 주고, UE는 CRS로 알게 된 채널에 프리코더를 적용해서 최종 채널을 알게 된다. 여기서 2D-AAS를 설치한 기지국이 프리코더를 수직 빔에까지 변화시켜 사용한다면, CRS 포트는 기지국의 전체 안테나 포트 수만큼 필요할 것이다. 그러나 현재 CRS는 4개의 안테나 포트로 정의되어 있으므로, DM-RS 기반 LD-CDD 기법이 제안되었다. 현재 LTE 표준에 따르면, DM-RS를 이용하여 8 레이어까지 LD-CDD 전송이 가능할 수 있다.

<DM-RS 기반 하향링크 전송 기법>

이하에서는, DM-RS 기반 LD-CDD 기법으로서, 아래와 같은 전송 기법 1) 내지 전송 기법 6)을 제안한다.

전송 기법 1)

[수학식 15]

[수학식 16]

수학식 15에서,

와

는 각각 데이터 심볼 벡터와 DM-RS 포트를 의미한다.

와

는 각각 전송 레이어의 개수와 DM-RS 포트의 개수를 의미하며,

와

는 동일하다. 데이터 x는 DU로 프리코딩이 적용된 후 DM-RS 포트 7부터 포트 7+(p_DM-RS-1)을 통해 전송된다.

U는 v by v 크기의 DFT 행렬이며, D(i)는 (k,k) 요소(element)로 e^{-j2pi/v*(i*k)} (단, k={0, 1, …, v-1})의 값을 갖는다. 결과적으로 D와 U는 기존 LD-CDD에서 사용된 D 및 U를 간단히 확장한 값이다.

수학식 16에서

와

는 각각 왈시 확산 (Walsh spreading)이 적용된 DM-RS 시퀀스와 CSI-RS 안테나 포트를 의미한다. 즉,

는 DM-RS 포트 n에 상응하는 DM-RS 시퀀스로써 왈시 확산이 적용된 상태이다.

와

는 각각 전송 레이어의 개수와 CSI-RS 안테나 포트의 개수를 의미한다. DM-RS 시퀀스 r는 W로 프리코딩이 적용된 후 CSI-RS 포트 15부터 포트 15+(p_CSI-RS-1)을 통해 전송된다.

수학식 16에서, W는 p_CSI-RS by v의 크기를 갖는 프리코딩 행렬로서, 가장 작게는 RB 단위로 변경 될 수 있으며, PRB 번들링이 적용된 경우에는 번들링된 RB 단위로 변경 될 수 있다. 또는 W를 변경하는 자원의 단위는 기지국이 UE에게 알려줄 수 있다. 또한, 기존 LD CDD 기법과 마찬가지로 W는 제한된 코드워드 집합 (예를 들어, {c1, c2, c3,..., ck}) 내에서 한 값으로 변경될 수 있으며

가 증가함에 따라 c1부터 ck까지 순차적으로 순환하면서 변경될 수 있다. 제한된 코드워드 집합은 기지국이 UE에게 RRC 시그널링을 통해 알려줄 수 있다.

4 포트 이상의 코드북은 듀얼 (dual) 코드워드 구조로 정의됨에 따라, W는 W1*W2로 나타낼 수 있다. W1의 코드워드 인덱스와 W2의 코드워드 인덱스 모두를 변경하여 W를 변경하거나, W1의 코드워드 인덱스는 고정하고 W2의 코드워드 인덱스를 변경하여 W를 변경할 수 있고, 또는 W2의 코드워드 인덱스는 고정하고 W1의 코드워드 인덱스를 변경하여 W를 변경할 수 있다. 상술한 세 가지 중 어떠한 방식으로 W의 코드워드 집합을 만들지는 기지국이 UE에게 RRC 시그널링 해줄 수 있다.

DM-RS는 RB 단위로 동일 빔이 적용되어 전송되는 구조이며, PRB 번들링이 적용되는 경우에는 번들링된 RB 단위로 동일 빔이 적용되어 전송되는 구조이다. 그 결과 수학식 16에서, 가장 작게는 RB 단위로 W가 변경 될 수 있다. 반면, 기존 LD CDD 기법에서는 레이어 개수인 v개의 RE 단위로 변경 될 수 있다. 그 결과 전송 기법 1은 기존 LD CDD 기법과 비교하여 빔 순환 (beam cycling)으로 얻어지는 다이버시티 효과가 제한적이다.

전송 기법 2)

[수학식 17]

[수학식 18]

수학식 17에서,

와

는 각각 데이터 심볼 벡터와 DM-RS 포트를 의미한다.

와

는 각각 전송 레이어의 개수와 DM-RS 포트의 개수를 의미하며,

와

는 동일하다. 데이터 x는 퍼뮤테이션 행렬 (permutation matrix) P로 레이어 퍼뮤테이션 (layer permutation)이 적용된 후 DM-RS 포트 7부터 포트 7+(p_DM-RS-1)을 통해 전송된다. P(0)는 v by v 크기의 단위 행렬 (identity matrix)로 정의되고, P(i)는 P(0)의 행 벡터 (row vector) 위치를 순환 (circular rotation)하여 생성된다. 예를 들어, v=3이라고 할 때, P는 다음 수학식 19과 같이 정의된다.

[수학식 19]

수학식 18에서,

와

는 각각 왈시 확산이 적용된 DM-RS 시퀀스와 CSI-RS 안테나 포트를 의미한다. 즉,

는 DM-RS 포트 n에 상응하는 DM-RS 시퀀스로써 왈시 확산이 적용된 상태이다.

와

는 각각 전송 레이어의 개수와 CSI-RS 안테나 포트의 개수를 의미한다. DM-RS 시퀀스 r는 WD(0)U로 프리코딩이 적용된 후 CSI-RS 포트 15부터 포트 15+(p_CSI-RS-1)을 통해 전송된다.

U는 v by v 크기의 DFT 행렬이며, D(i)는 (k,k) 요소(element)로 e^{-j2pi/v*(i*k)} (단, k={0, 1, …, v-1})의 값을 갖는다. 결과적으로 D와 U는 기존 LD-CDD에서 사용된 D 및 U를 간단히 확장한 값이다.

수학식 18에서, W는 P_CSI-RS by v의 크기를 갖는 프리코딩 행렬로서, 가장 작게는 RB 단위로 변경 될 수 있으며, PRB 번들링이 적용된 경우에는 번들링된 RB 단위로 변경 될 수 있다. 또는 W를 변경하는 자원의 단위는 기지국이 UE에게 알려줄 수 있다. 또한 기존 LD CDD 기법과 마찬가지로 W는 제한된 코드워드 집합 (예를 들어, {c1, c2, c3,..., ck}) 내에서 하나의 값으로 변경될 수 있으며 n_RB 가 증가함에 따라 c1부터 ck까지 순차적으로 순환하면서 변경될 수 있다. 제한된 코드워드 집합은 기지국이 UE에게 RRC 시그널링을 통해 알려줄 수 있다.

4 포트 이상의 코드북은 듀얼 (dual) 코드워드 구조로 정의됨에 따라, W는 W1*W2로 나타낼 수 있다. W1의 코드워드 인덱스와 W2의 코드워드 인덱스 모두를 순환하면서 변경하여 W를 변경하거나, W1의 코드워드 인덱스는 고정 또는 피드백한 값으로 고정하고 W2의 코드워드 인덱스를 순환하면서 변경하여 W를 변경할 수 있고, 또는 W2의 코드워드 인덱스는 고정 또는 피드백 한 값으로 고정하고 하고 W1의 코드워드 인덱스를 순환하면서 변경하여 W를 변경할 수 있다. 상술한 세 가지 중 어떠한 방식으르 W의 코드워드 집합을 만들지는 기지국이 UE에게 RRC 시그널링 해줄 수 있다.

DM-RS는 RB 단위로 동일 빔이 적용되어 전송되는 구조이며, PRB 번들링이 적용되는 경우에는 번들링된 RB 단위로 동일 빔이 적용되어 전송되는 구조이다. 그 결과 수학식 18에서, W가 가장 작게는 RB 단위로 변경 될 수 있다. 반면, 기존 LD CDD 기법에서는 전송 레이어의 개수인 v개의 RE 단위로 변경 될 수 있다. 그 결과 전송 기법 2 역시 기존 LD CDD 기법과 비교하여 빔 순환으로 얻어지는 다이버시티 효과가 제한적이다.

간단하게는 수학식 18에서 D와 U는 모두 단위 행렬로 대체하여 설정하는 것이 가능하며 이 경우에도 동일한 성능을 얻을 수 있다. 이에 추가하여 수학식 17에서 P를 항상 단위 행렬로 설정하여 레이어 퍼뮤테이션 기능을 사용하지 않을 수 있다. 레이어 퍼뮤테이션 기능을 상용할지는 기지국이 결정하여 UE에게 알려줄 수 있으며, 전송 기법 2 외에 임의의 전송 기법에서도 이와 같은 시그널링을 사용해 기지국이 레이어 퍼뮤테이션을 활성화 또는 비활성화할 수 있다.

전송 기법 3)

[수학식 20]

[수학식 21]

수학식 20에서,

와

는 각각 데이터 심볼 벡터와 DM-RS 포트를 의미한다.

와

는 각각 전송 레이어의 개수와 DM-RS 포트의 개수를 의미하며,

와

는 동일하다. 데이터 x는 DU로 프리코딩이 적용된 후 DM-RS 포트 7부터 포트 7+(p_DM-RS-1)을 통해 전송된다.

U는 v by v 크기의 DFT 행렬이며, D(i)는 (k,k) 요소(element)로 e^{-j2pi/v*(i*k)} (단, k={0, 1, …, v-1})의 값을 갖는다. 결과적으로 D와 U는 기존 LD-CDD에서 사용된 D 및 U를 간단히 확장한 값이다.

수학식 20에서, W는 p_DM-RS by v의 크기를 갖는 프리코딩 행렬로서, 가장 작게는 RE 단위로 변경 될 수 있다. 또는 W를 변경하는 자원의 단위는 기지국이 UE에게 알려줄 수 있다. 또한 기존 LD CDD 기법과 마찬가지로 W는 제한된 코드워드 집합 (예를 들어, {c1, c2, C3,..., ck}) 내에서 하나의 값으로 변경될 수 있으며 i 가 증가함에 따라 c1부터 ck까지 순차적으로 순환하여 변경될 수 있다. 제한된 코드워드 집합은 기지국이 UE에게 RRC 시그널링을 통해 알려줄 수 있다.

4 포트 이상의 코드북은 듀얼 (dual) 코드워드 구조로 정의됨에 따라 W는 W1*W2로 나타낼 수 있다. W1의 코드워드 인덱스 (i1)과 W2의 코드워드 인덱스 모두를 변경하여 W를 변경하거나 W1의 코드워드 인덱스 (i1)는 고정하고 W2의 코드워드 인덱스를 변경하여 W를 변경하거나 W2의 코드워드 인덱스 (i2)는 고정하고 W1의 코드워드 인덱스를 변경하여 W를 변경할 수 있으며, 세 가지 중 어떠한 방식으로 W의 코드워드 집합을 만들지는 기지국이 UE에게 RRC 시그널링 해줄 수 있다.

수학식 21에서,

와

는 각각 왈시 확산이 적용된 DM-RS 시퀀스와 CSI-RS 안테나 포트를 의미한다. 즉,

는 DM-RS 포트 n에 상응하는 DM-RS 시퀀스로써 왈시 확산이 적용된 상태이다.

와

는 각각 DM-RS 포트의 개수와 CSI-RS 안테나 포트의 개수를 의미한다. DM-RS 시퀀스 r는 CSI-RS 포트 15부터 포트 15+(p_CSI-RS-1)을 통해 1:1 맵핑되어 전송되며,

와

는 같다.

전송 기법 1) 및 전송 기법 2)와 다르게 전송 기법 3)은 W에 의한 빔 순환이 데이터 x와 DM-RS 포트 y 사이에서 적용된다. 빔 순환이란 W의 후보가 특정 집합으로 정의되어 있고, 데이터가 전송되는 주파수 시간 자원에 따라 W 값이 그 집합 내 특정 원소로 순차적으로 순환하며 결정되는 것을 의미하므로, DM-RS로 복조(demodulation)을 수행 하더라도 기존 LD CDD 기법과 같이 전송 레이어 개수인 v개의 RE 단위로 W가 변경 될 수 있다. 그 결과, 전송 기법 1) 및 전송 기법 2) 대비 전송 기법 3)은 빔 순환으로 얻어지는 다이버시티 효과가 크다.

전송 기법 1) 및 전송 기법 2)에서는 데이터 레이어의 개수와 DM-RS 포트 개수가 동일하지만 전송 기법 3은 DM-RS 포트 개수가 CSI-RS 포트 개수와 동일하다. 예를 들어 8 포트 CSI-RS를 이용하는 경우 UE는 8 포트 DM-RS를 설정 받게 된다. 따라서 전송 기법 3)은 전송 기법 1) 및 전송 기법 2)보다 DM-RS 포트 수가 많으며, 그 결과 DM-RS 오버헤드가 증가하여 DM-RS 포트 당 송신 전력이 줄어 들게 된다.

UE가 W에 대해 피드백을 수행하고 기지국이 피드백 받은 W를 이용하여 빔 순환을 수행하는 경우 (즉, 세미 (semi) 개루프 (open loop) 기반 전송 기법), 예를 들어 듀얼 코드북 구조 상에서 W1은 피드백 받은 값을 이용하고 W2는 사전에 정한 빔 순환 방식을 적용하여 최종 W에 대한 빔 순환을 수행하는 경우, 전송 기법 3)에서 기지국은 UE에게 DCI를 통해 데이터 전송에 적용된 W 정보를 알려주어야 한다. 따라서, 위 예시에서 W1은 DCI를 통해 알려주고 W2는 시그널링 없이 미리 정해진 빔 순환 방식을 적용한다.

또한, DM-RS 포트 수와 전송 레이어 개수가 다를 수 있으므로 기지국은 UE에게 DM-RS 포트와 더불어 전송 레이어 개수를 DCI를 통해 알려주어야 한다.

전송 기법 3) 또는 후술하는 전송 기법 4)와 같이 데이터와 DM-RS 포트 간 맵핑이 W에 의하는 경우, 즉 데이터에 W가 적용되어 DM-RS 포트를 통해 전송되는 경우, UE가 세미 개루프의 형태로 W의 일부 정보를 피드백 하였다면, 기지국은 데이터 전송 시 그 정보를 적용하여 프리코딩 했는지 여부 및 그 정보를 적용하지 않았다면 그 정보를 대체하는 어떤 값을 적용하여 프리코딩 했는지를 (DCI로) 알려주어야 한다. 또는 별도의 시그널링없이, 기지국과 UE는 데이터 전송 시점을 서브프레임 #n이라고 가정했을 때 서브프레임 #(n-m) 시점이 전에 UE가 피드백 한 W의 일부 정보 중 가장 최신/최근 정보를 적용하여 데이터에 프리코딩을 했다고 약속한다. 여기서, m은 기지국이 UE에게 RRC 시그널링을 통해 알려주거나 특정 값으로 고정될 수 있다.

전송 기법 4)

[수학식 22]

[수학식 23]

전송 기법 4에서는 상기 언급한 전송 기법 3의 단점을 완화 하기 위해 전송 기법 3에서 W(i)를 DM-RS 포트와 CSI-RS 포트 간에 적용되는 프리코더 W_DM-RS와 데이터와 DM-RS 포트 간에 적용되는 프리코더 W_Data로 나누어 정의하였다. W_DM-RS는 P_CSI-RS by P_DM-RS 크기의 행렬이며, P_CSI-RS>P_DM-RS>=v 를 만족한다. 그 결과 전송 기법 3)과 비교하여 전송 기법 4)에서 DM-RS 전송 포트 개수가 줄어 든다.

전송 기법 4)는 채널을 고려하여 시변성이 적은 광폭 빔(wide beam)을 생성하여 이를 W_DM-RS를 통해 DM-RS 전송에 적용하고, 시변성이 큰 협폭 빔 (narrow beam)은 W_Data를 통해 데이터 전송에 적용한 것이다. 바꾸어 말하면, P_CSI-RS 포트를 갖는 안테나에 UE가 피드백 한 W_DM-RS를 적용하여 P_DM-RS 포트를 갖는 안테나로 안테나 차원(dimension)을 줄이고, 줄어든 안테나 포트에 대해서는 빔 순환을 통해 W_Data를 변경해가며 다이버시티 효과를 얻는 것으로 이해할 수 있다.

또한 세미 개루프 방식에서 UE는 W_DM-RS를 기지국으로 피드백하고 기지국은 그 값을 이용해 DM-RS를 전송한다. 반면, W_Data (즉, 데이터와 DM-RS 간의 적용되는 프리코더)는 피드백 없이 정해진 빔 순환 방식대로 빔 순환 된다. 따라서 전송 기법 4)에서는 W_Data에 대한 DCI 시그널링 이 불필요하다.

전송 기법 4)에서 DM-RS 포트 개수와 전송 레이어의 개수가 다를 수 있으므로, 기지국은 UE에게 DM-RS 포트와 더불어 전송 레이어 개수를 DCI를 통하여 알려주어야 한다.

이하에서는, 전송 기법 4)의 보다 구체적인 예를 설명한다.

도 9는 2D X-pol 안테나 배열과 이에 상응하는 8 포트 CSI-RS를 나타낸다

도 9를 참조하여 전송 기법 4)를 설명하면, UE는 기지국으로 수직 방향 안테나에 적용되어야 할 PMI 를 피드백하고 기지국은 이 PMI를 이용해 W_DM-RS 를 결정한다. 그 결과 DM-RS 포트 7은 W_DM-RS 를 적용하여 CSI-RS 포트 1 및 포트 3을 통해 전송되고, DM-RS 포트 8은 W_DM-RS 를 적용하여 CSI-RS 포트 2 및 포트 4을 통해 전송된다. 또한, DM-RS 포트 9는 W_DM-RS 를 적용하여 CSI-RS 포트 5 및 포트 7을 통해 전송되고, DM-RS 포트 10은 W_DM-RS 를 적용하여 CSI-RS 포트 6 및 포트 8을 통해 전송된다.

따라서, DM-RS 포트는 4개로 결정되고, 수직 방향 안테나 어레이(horizontal antenna array)의 구조를 갖는다. 또한, 데이터와 DM-RS 포트 간 적용되는 W는 주파수 i에 따라서, 사전에 정해진 빔 순환 방식이 적용된다.

UE가 기지국으로 수직 방향 안테나에 적용되어야 할 PMI 를 피드백하고 기지국은 이 PMI를 이용해 W_DM-RS 와 W_Data를 결정하는 과정을 자세히 설명하면 다음과 같다.

2D 안테나 배열을 위해 정의된 클래스 A 코드북은 W1의 PMI (i1)와 W2의 PMI (i2)의 조합으로 결정되는데, i1은 다시 i11 과 i12의 조합으로 이루어져 있다. 하나의 예로 i11은 수직 안테나에 적용되는 DFT 벡터 집합을, i12는 수평 안테나에 적용되는 DFT 벡터 집합을 결정한다. 경우에 따라 i11이 수평안테나의 DFT 벡터 집합을 나타내고 i12이 수직안테나의 DFT 벡터 집합을 나타낼 수 있다. W_DM-RS를 결정하기 위하여 UE는 i1을 기지국에게 피드백하고, 기지국은 i1으로부터 i11을 산출한다. 또는 UE가 직접 i11을 기지국으로 피드백할 수도 있다. 이때 UE는 다음과 같은 방식으로 i1을 산출한다.

- 기존과 동일하게 i11과 i12를 모두 바꾸어가며 최적 i1을 계산한다.

- i12에 대해 사전에 정해진 빔 순환 방식이 존재하는 경우, i12는 빔 순환을 적용한 상태에서 i11을 계산한다. 최적 i11 값을 찾았더라도 i12가 순환하기 때문에 i1의 인덱스가 변하게 되므로, 찾아낸 i11 값과 순환 대상이되는 첫 번째 i12 값을 기준으로 i1을 계산한다.

이제 기지국은 i11으로부터 수직 안테나에 적용할 DFT 벡터 v (= [1 exp(jθ)]^T)를 찾아낸다. 이 때 RRC 시그널링 되는 코드북 설정 값에 따라서, i11에 해당하는 DFT 벡터 집합에 하나의 벡터만 존재하는 경우가 있고 두 개 이상의 벡터가 존재하는 경우도 있다. 예를 들어, 코드북 설정 1 또는 4는 i11에 해당하는 DFT 벡터 집합에 하나의 벡터만 존재하므로, i11 값으로 v을 결정할 수 있다. 반면 코드북 설정 2 또는 3는 i11에 해당하는 DFT 벡터 집합에 두 개의 벡터가 존재하고 i2에 의해 하나의 벡터가 선택되는 구조이다. 이 경우 다음과 같은 방법들을 통해서 v 을 결정한다.

첫 번째 방법으로, UE는 추가적으로 i2를 피드백하고, i11 과 i2 값을 통해 v를 결정한다. 두 번째 방법으로 DFT 벡터 집합에 여러 개의 벡터 중 항상 특정 위치에 있는 벡터로 v를 결정한다. 예를 들어 항상 집합 내 존재하는 첫 번째 벡터로 v를 결정한다. 세 번째 방법으로 UE는 OL 전송 기법에서 기지국이 코드북 설정을 2, 또는 3으로 설정하는 것을 기대하지 않고 기지국은 코드북 설정을 2, 또는 3을 설정하지 않을 수 있다. W_DM-RS는 v을 이용하여 다음 수학식 24와 같이 계산된다.

[수학식 24]

W_Data를 결정하기 위해 우선 클래스 A 코드북으로 만들어지는 코드워드의 일반적인 구조를 우선 설명한다. 수학식 25는 클래스 A 코드북으로 만들어지는 코드워드의 일반적인 구조를 보여준다. 수식에서 i열 벡터는 (수직 방향 안테나 개수 by 1 크기인) DFT 벡터 v_i와 (수평 방향 안테나 개수 by 1 크기인) DFT 벡터 h_i를 Kronecker product 하여 열 벡터를 구한 뒤, 그 열 벡터를 열 방향 연접(concatenation)하고 아래쪽 열 벡터에

의 위상 회전 (phase rotation) 값을 곱해주는 형태로 구성된다. 여기서,

를 co-phase라 지칭할 수도 있다.

[수학식 25]

기지국과 UE는 수학식 25에서

를

로 대체하여 W_Data를 계산 할 수 있다. 즉 수학식 26와 같이 계산된다.

[수학식 26]

W_Data를 빔 순환 하기 위해서 기지국과 UE는 정해진 빔 순환 방식대로 i1, i2를 변경할 수 있다. 이때 i11은 피드백 한 값으로 고정되고 i12와 i2를 변경시켜 수학식 25에 표현된 코드워드를 생성하고

를

로 대체하여 수학식 26에 표현된 W_Data를 만들 수 있다.

전송 기법 5)

아래 전송 기법 5)는 상술한 전송 기법 2)의 일 예로 볼 수 있다.

[수학식 27]

[수학식 28]

수학식 27에서,

와

는 각각 데이터 심볼 벡터와 DM-RS 포트를 의미한다.

와

각각 전송 레이어의 개수와 DM-RS 포트의 개수를 의미하며,

와

는 동일하다. 데이터 x는 퍼뮤테이션 행렬 P로 레이어 퍼뮤테이션이 적용된 후 DM-RS 포트 7부터 포트 7+(p_DM-RS-1)을 통해 전송된다. P(0)는 v by v 크기의 단위 행렬로 정의되고, P(i)는 P(0)의 행 벡터 위치를 순환시켜 생성된다. 예를 들어 v=3이라고 할 때, P는 수학식 19와 같이 정의된다. 간단하게는 P(i)를 항상 v by v 크기의 단위 행렬로 설정하여 레이어 퍼뮤테이션 없이 전송할 수 있으며 이 경우에는 전송 기법 5)는 기존 DM-RS 기반 하향링크 전송 기법과 동일하다.

수학식 28에서,

와

는 각각 왈시 확산이 적용된 DM-RS 시퀀스와 CSI-RS 안테나 포트를 의미한다. 즉,

는 DM-RS 포트 n에 상응하는 DM-RS 시퀀스로써 왈시 확산이 적용된 상태이다.

와

는 각각 전송 레이어의 개수와 CSI-RS 안테나 포트의 개수를 의미한다. DM-RS 시퀀스 r는 W로 프리코딩이 적용된 후 CSI-RS 포트 15부터 포트 15+(p_CSI-RS-1)을 통해 전송된다.

수학식 28에서, W는 p_CSI-RS by v의 크기를 갖는 프리코딩 행렬로서, 가장 작게는 RB 단위로 변경 될 수 있으며, PRB 번들링이 적용된 경우에는 번들링된 RB 단위로 변경 될 수 있다. (또는 W를 변경하는 자원의 단위는 기지국이 UE에게 알려줄 수 있다.) 또한 기존 LD CDD 기법과 마찬가지로 W는 제한된 코드워드 집합 (예를 들어, {c1, c2, c3,..., ck}) 내에서 하나의 값으로 변경될 수 있으며 nRB가 증가함에 따라 c1부터 ck까지 순차적으로 순환하여 변경될 수 있다. 제한된 코드워드 집합은 기지국이 UE에게 RRC 시그널링을 통해 알려줄 수 있다.

4 포트 이상의 코드북은 듀얼 (dual) 코드워드 구조로 정의됨에 따라 W는 W1*W2로 나타낼 수 있다. W1의 코드워드 인덱스 (i1)과 W2의 코드워드 인덱스 모두를 변경하여 W를 변경하거나 W1의 코드워드 인덱스 (i1)는 고정하고 W2의 코드워드 인덱스를 변경하여 W를 변경하거나 W2의 코드워드 인덱스 (i2)는 고정하고 W1의 코드워드 인덱스를 변경하여 W를 변경할 수 있으며, 세 가지 중 어떠한 방식으로 W의 코드워드 집합을 만들지는 기지국이 UE에게 RRC 시그널링 해줄 수 있다.

DM-RS는 RB 단위로 동일 빔이 적용되어 전송되는 구조이며, PRB 번들링이 적용되는 경우에는 번들링된 RB 단위로 동일 빔이 적용되어 전송되는 구조이다. 그 결과 수학식 28에서, W가 가장 작게는 RB 단위로 변경 될 수 있다. 반면, 기존 LD CDD 기법에서는 v개의 RE 단위로 변경 될 수 있다. (v는 전송 레이어의 개수이다.) 따라서, 기존 LD CDD 기법과 비교하여 빔 순환으로 얻어지는 다이버시티 효과가 제한적일 수는 있다.

전송 기법 6)

[수학식 29]

[수학식 30]

상술한 전송 기법 1)에서는 W가 RB 단위 또는 번들링된 RB 단위로 순환함에 따라, 빔 순환으로 인한 다이버시티 효과 감소를 설명하였다. 극단적인 예로서, 극단적인 예로 하향링크 데이터의 크기가 작아 단일 RB로 전송되는 경우 전송 기법 1)에서 빔 순환은 전혀 적용되지 못한다. 전송 기법 6)는 이러한 문제점을 해결하여 RB 내에서도 빔 순환을 적용하는 것이 특징이다.

전송 기법 6)은 하향링크 데이터의 스케줄링된 RB 수에 따라 적용 여부가 결정될 수 있다. 예를 들어, 스케줄링된 RB가 N개 이하인 경우 전송 기법 6)을 사용하며 N개 이상인 경우 다른 전송 기법을 사용할 수 있다. 물론, N값은 기지국이 UE에게 RRC 시그널링할 수 있다.

전송 기법 1)에서는 DM-RS 포트 수가 레이어의 개수와 같았지만 전송 기법 6)에서는 DM-RS 포트 수가 레이어의 개수와 단일 RB 내에서 빔 순환 하게 되는 빔의 개수의 곱으로 결정된다 여기서, PRB 번들링이 적용되는 경우 단일 RB는 번들링된 RB로 대체될 수 있다.

수학식 30는 단일 RB내에 두 개의 빔 (즉, {W¹(nRB), W²(nRB)})이 빔 순환하게 되는 예를 가정하여 DM-RS 포트와 CSI-RS 포트 간의 관계를 보여준다. W¹(nRB)와 W²(nRB)는 모두 P_CSI-RS 포트s 안테나에서 사용 가능한 layer v (=rank v) 프리코딩 행렬로 P_CSI=RS by v 의 크기를 갖는다. W¹(nRB)와 W²(nRB) 값은 각각 RB 단위로 또는 번들링된 RB 단위로 변경 될 수 있다. 수학식 30에 따라 DM-RS 포트 7부터 포트 7+v-1를 통해 W¹(nRB)가 적용된 유효(effective) 채널이 생성되고 DM-RS 포트 7+v부터 포트 7+2v-1를 통해 W²(nRB)가 적용된 유효 채널이 생성된다.

수학식 29은 데이터와 DM-RS 포트 간의 관계를 보여준다. 전송 기법 1의 수학식 15와 비교하면, 포트 인덱스에 f(i)라는 오프셋이 추가된 것을 확인할 수 있다. f(i)는 단일 RB에서 빔 순환되는 빔의 개수와 레이어 개수 v로 결정이 되는데, 빔의 개수를 2라고 가정했을 때 f(i)= 0 또는 v의 값을 갖는다. 예를 들어

와 같이 설정할 수 있다.

그 결과 x(0), x(1),…, x(v-1)는 DM-RS 포트 7부터 포트 7+v-1을 통해 전송되며, x(v), x(v+1),…, x(2v-1)는 DM-RS 포트 7+v부터 포트 7+2v-1을 통해 전송된다. 따라서, i 가 계속 증가함에 따라 이와 같은 패턴으로 전송 포트가 변경된다.

전송 기법 6)를 일반화 하여, 단일 RB내 빔 순환되는 빔의 개수를 N으로 확장하면 상기 수학식 29 및 수학식 30은 아래 수학식 31 및 수학식 32와 같이 변경된다.

[수학식 31]

[수학식 32]

수학식 29부터 수학식 32은 모두 전송 기법 1)을 수정하여 단일 RB 내에서도 빔 순환이 가능하게 한 전송 기법이다. 나머지 다른 전송 기법에서도 동일한 원리로 단일 RB 내에서도 빔 순환이 가능하도록 수정하는 것이 가능하다. 예를 들어 전송 기법 2를 다음과 같이 수정하여 단일 RB 내에서도 빔 순환이 가능하게 할 수 있다. 수학식 31에서 DU는 퍼뮤테이션 행렬 P(i)로 대체하고 수학식 32에서 Wⁱ(n_RB)는 Wⁱ(n_RB)D(0)U로 각각 대체한다.

다른 예로, 전송 기법 4)의 경우, 수학식 31에서 DU는 W_data(i)D(i)U로 대체하고 수학식 32에서 Wⁱ(n_RB)는 W_DM-RS ⁱ(n_RB)로 각각 대체하여, 단일 RB 내에서도 빔 순환이 가능하게 할 수 있다.

또 다른 예로서, 전송 기법 5)의 경우, 수학식 31에서 DU는 퍼뮤테이션 행렬 P(i)로 대체하고 수학식 32는 그대로 설정하되 P(i)를 항상 단위 행렬로 설정함으로써, 단일 RB 내에서도 빔 순환이 가능하게 할 수 있다.

또 다른 예로, 수학식 31의

를

로 표현할 수 있다. 이를 일반화하여 단일 RB 내에 순환되는 빔의 개수를 N으로 표현하면,

는

로 정의될 수 있다.

전송 기법 6)과 같이 DM-RS 포트 개수 K가 rank*N으로 결정되는 경우, 데이터 수신 전력은 DM-RS 수신 전력의 N/M 배 (단, K < 3 일 때 M=1이고, 그 이외의 경우 M=2)로 결정된다.

예를 들어, K=1 및 N=2 인 경우 하나의 OFDM 심볼에서 전체 부반송파의 절반은 DM-RS 포트 7을 통해 데이터를 전송하고 나머지 절반은 DM-RS 포트 8을 통해 전송된다. 따라서 단일 DM-RS 포트 관점에서, 전체 부반송파중 절반은 데이터 전송에 사용하고 나머지 절반은 뮤팅(muting)된다. 따라서 뮤팅된 절반의 부반송파의 전력을 빌려와 데이터 전송 전력을 2배로 부스팅할 수 있다. 결과적으로, DM-RS 포트 7을 통해 데이터를 수신할 때 포트 7의 DM-RS 수신 전력의 두배를 데이터 수신 전력으로 가정하여 데이터 디코딩을 수행하며, DM-RS 포트 8을 통해 데이터를 수신할 때 포트 8의 DM-RS 수신 전력의 두 배를 데이터 수신 전력으로 가정하여 데이터 디코딩을 수행한다.

다른 예로, K=2 및 N=2 인 경우 하나의 OFDM 심볼에서 전체 부반송파의 절반은 DM-RS 포트 7 및 포트 8을 통해 데이터를 전송하고, 나머지 절반은 DM-RS 포트 9 및 포트 10을 통해 전송된다. 따라서 단일 DM-RS 포트 관점에서, 전체 부반송파중 절반은 데이터 전송에 사용하고 나머지 절반은 뮤팅된다. 따라서 뮤팅된 절반의 부반송파의 전력을 빌려와 데이터 전송 전력을 2배로 부스팅(boosting)할 수 있다. 하지만 DM-RS 포트 7 및 포트 8 과 DM-RS 포트 9 및 포트 10이 FDM됨에 따라서 각 포트를 통해 전송되는 DM-RS 전송 전력도 2배로 부스팅 할 수 있다. 결과적으로 각 DM-RS 포트를 통해 전송되는 데이터 전력과 DM-RS 전력이 모두 2 배씩 부스팅 되어 DM-RS 수신 전력과 데이터 수신 전력은 동일하다고 가정한다.

다만, N>4 인 경우 데이터 전력은 4배를 초과하여 부스팅될 수 있다. 하지만, 현재 표준에서는 하나의 OFDM 심볼에서 전력 부스팅이 6dB 이하로 제한되어 있기 때문에, 4배를 초과하여 부스팅 하는 경우 성능 열화를 일으킬 수 있다. 따라서, 최대 4배로 상한값을 두어, N>4인 경우일지라도 4배까지만 부스팅 되도록 정의하는 것이 바람직한다. 그 결과, 데이터 수신 전력은 DM-RS 수신 전력의 max(4,N)/M배로 결정된다. 즉, 4를 초과하는 N에 대해서는 4/M배로 결정된다.

상술한 전송 기법들에서 DM-RS 포트와 CSI-RS 포트 간 맵핑을 정의하는 수학식과 데이터와 DM-RS 포트 간 맵핑을 정의하는 수학식에서, D*U 행렬이 사용되는 것은 일례이며, D*U 가 단위 행렬로 대체될 수 있으며 또는 SFBC에 해당하는 심볼 인코딩 행렬로 대체될 수 있으며, 또는 퍼뮤테이션 행렬(permutation matrix) P 또는 임의의 행렬로 대체될 수 있다.

<DM-RS 기반 하향링크 전송을 위한 CSI 피드백>

상술한 다양한 전송 기법을 지원하기 위해 UE는 새로운 방식으로 CSI를 계산하고 피드백해야 한다. 개루프 또는 세미 개루프 전송 기법에서 클래스 A CSI 프로세스가 설정된 경우 동작을 간단히 하기 위해 특정 코드북 설정만을 적용하는 것으로 제한할 수 있다. 예를 들어, 개루프 또는 세미 개루프 전송 기법에서 항상 코드북 설정=4로 제한 할 수 있다.

개루프 전송 또는 세미 개루프 전송에서 클래스 A 코드북 이용 시, 코드북 설정=4로 제한함으로 인하여, 다음과 같은 장점을 기대할 수 있다. 코드북 설정=4에서 W1의 빔 그룹 (beam group)은 수평 방향의 빔과 수직 방향의 빔 중 하나의 빔은 고정되고 나머지 방향의 빔은 4개의 빔 집합으로 구성된다. 예를 들어, 수직 방향으로는 빔이 고정되어 있지만 수평 방향으로는 W2를 통해 4개의 빔들 중 하나를 선택할 수 있는 구조이다. UE가 빠른 속도로 이동하더라도 일반적으로 수직 방향으로는 채널의 시변성이 적으므로, 코드북 설정=4에서 W1의 구조는 이러한 채널 특성을 반영하여 개루프 전송을 운용하기에 적합하다. 즉, W1은 피드백 된 값을 이용하고 W2를 빔 순환 하여 개루프 빔포밍을 수행하여, 수직 방향 빔은 고정되고 수평 방향 빔은 W1의 4 가지의 빔이 순환한다.

또는 클래스 A 코드북 이용 시 코드북 설정=1로 제한하여 개루프 전송을 수행할 수 있다. 코드북 설정=1에서 W1의 빔 그룹은 수평 방향의 빔과 수직 방향의 빔이 모두 하나로 고정되어 있다. 예를 들어, W1이 선택되면 수직 방향과 수평 방향으로 모두 빔이 고정되며 W2를 통해서는 오직 위상 회전값 (co-phase)으로만 선택할 수 있다. 따라서, 채널의 시변성이 크지 않아 h-pol과 v-pol에 적용되는 위상 회전값 (co-phase)성분만 순환 적용하는 것이 유리한 환경에서 코드북 설정=1의 개루프 전송이 장점을 갖는다.

상기 내용을 바탕으로 UE는 기지국이 개루프 전송을 수행할 경우, 클래스 A 코드북에서는 특정 코드북 설정은 설정되지 않는 것으로 기대한다. 여기서, 상기 특정 코드북 설정은 2,3 또는 1,2,3이 될 수 있다.

이하, DM-RS 기반 개루프 전송 기법을 위한 CSI 피드백 방법과 DM-RS 기반 세미 개루프 전송 기법을 위한 CSI 피드백 방법을 구분하여 설명한다.

A) DM-RS 기반 개루프 전송 기법을 위한 CSI 피드백 방법

개루프 CSI 피드백에서 UE는 LD CDD 전송에서와 같이 RI와 CQI만을 기지국으로 피드백 한다. 아래 수학식 33은 상술한 전송 기법 1) 또는 전송 기법 2) 적용 시 UE가 CSI 계산 과정에서 가정하는 CSI-RS 포트와 데이터 간의 관계를 나타낸다.

[수학식 33]

C는 i1과 i2 두 개의 PMI로 정의되는 듀얼 코드북이며, 4 포트 이상의 CSI-RS에서는 이러한 듀얼 코드북이 사용된다. f1과 f2는 각각 n_RB에 따라 i1과 i2 를 결정하는 함수로서, f1과 f2에 따라 RB 단위 빔 순환을 수행하게 된다. 물론, PRB 번들링이 적용된 경우 n_RB는 단일 RB의 인덱스가 아니라 번들링된 RB의 인덱스로 대체되며, 번들링된 RB 단위의 빔 순환을 수행하게 된다. 그 결과 W는 빔 집합 {C(i1,i2)|i1=f1(n_RB), i2=f2(n_RB)} 내에서 빔 순환을 통해 결정된다.

전송 기법 3)을 이용하는 경우 UE는 수학식 33에서 W(n_RB)는 W(i)로 변경하여 CSI를 계산하고 그 결과 RB 단위가 아니라 RE 단위로 빔 순환이 가능해진다. (물론 f1과 f2의 인자도 nRB에서 i로 변경되어야 하다.) 결과적으로 빔 순환 하는 단위의 resolution이 바뀔 뿐이며 후술된 빔 순환 방식은 그대로 적용 가능하다.

전송 기법 4)를 위한 CSI 피드백은 후술하는 DM-RS 기반 세미 개루프 전송 기법을 위한 CSI 피드백 방법에서 설명한다.

전송 기법 5)을 이용하는 경우 UE는 수학식 33에서 DU를 P(i)로 변경하여 CSI를 계산한다. 결과적으로 U의 적용 여부만 바뀔 뿐이며, 후술된 빔 순환 방식은 그대로 적용 가능하다.

전송 기법 6)을 이용하는 경우 UE는 아래 수학식 34를 이용하여 CSI를 계산한다.

[수학식 34]

위 수학식 34에서 N은 단일 RB 내에 순환되는 빔의 개수를 의미하며, 만약 PRB 번들링이 적용되는 경우 N은 번들링된 RB 내에 순환되는 빔의 개수를 의미한다. m 값은 데이터가 전송되는 RE 또는 RE 그룹에 따라 변경되며, 전송 기법 6)에서 수학식 31의 f(i)에 의해 결정된다. 예를 들어, m=f(i)/v+1로 결정된다. 보다 간단하게는 f(i)= =(i mod N)/v로 설정한 뒤, m=(i mod N)+1로 결정된다. 여기서, v는 UE에게 전송되는 랭크를 의미한다.

우선, K=1인 클래스 B CSI 프로세스 또는 기존(legacy) CSI 프로세스를 설정받은 경우 빔 순환에 대해 설명한다.

- 우선, i1과 i2모두를 변경시켜 빔 순환하는 방식을 고려할 수 있다.

Release-12 8Tx 코드북의 경우 i1으로 결정되는 DFT 벡터의 집합은 상관도가 높은 (high correlated) 벡터들로 구성되어 있다. 따라서, i1을 변경시켜 빔을 순환하는 바람직하다. i2는 DFT 벡터 집합 내에서 항상 특정 위치에 있는 벡터만을 사용하도록 제한 할 수 있다. 단, i2의 위상 회전 (phase rotation) 값은 변경시켜 빔 순환을 수행한다. Release-12 8Tx 코드북의 경우 i1 이 특정 값으로 고정된 상태에서 i2에 의해 선택된 DFT 벡터들은 높은 상관도를 갖기 때문에 벡터 선택으로 인한 다이버시티 이득은 위상 회전에 의한 다이버시티 이득 보다 크지 않다. 위상 회전 값 변경을 우선하여 순환한다.

- 다음으로, i1은 고정시키고 i2만 변경시켜 빔 순환하는 방식을 고려할 수 있다.

Release-12 4Tx 코드북의 경우 i1으로 결정되는 DFT 벡터 집합은 (상호 직교(orthogonal)하되) 상관도가 낮은 (low correlated) 벡터들로 구성되어 있다. 따라서, i1을 특정 값 (예를 들어, 0)으로 고정시키더라도 다양한 채널 방향을 가리키는 DFT 벡터들로 집합이 구성된다. i2는 i1으로 결정된 벡터 집합에서 일부 벡터를 선택하고 위상 회전을 위한 α 값을 선택하게 된다. 즉, i2는 벡터 집합 내에서 v를 선택하고 α 를 선택하여 [vT α vT]T의 형태로 최종 코드워드 행렬의 각 열 벡터가 생성된다.

랭크 2 코드워드에서 각 열 벡터를 구성하는 DFT 벡터 v가 i2 값에 따라 달라지거나 같아질 수 있으므로, 빔 순환을 위해서는 두 열 벡터를 구성하는 v를 같게 만드는 i2로 한정하여 순환할 수 있다. 또는 반대로 두 열 벡터를 구성하는 v를 다르게 만드는 i2로 한정하여 순환할 수 있다. 또한 α 를 변경시키지 않고 하나의 값으로 고정시킨 상태에서 i2를 순환할 수 있다. Release-12 4Tx 코드북의 경우 i1 이 특정 값으로 고정된 상태에서 i2에 의해 선택된 DFT 벡터들은 낮은 상관도를 갖기 때문에 벡터 선택으로 인한 다이버시티 이득이 중요하다. 따라서 위상 회전 값 변경 보다 벡터 선택을 우선하여 순환한다.

또한, Release-12 8Tx 코드북의 경우 i1으로 결정되는 DFT 벡터의 집합은 상관도가 높은 벡터들로 구성되어 있으므로, i1을 특정 값 (예를 들어, 0)으로 고정시킬 경우 특정 채널 방향을 가리키는 DFT 벡터들로 집합이 구성된다. 따라서 i1을 고정시키는 것은 바람직하지 않다.

- 다음으로, i1은 변경하고 i2를 고정시켜 빔 순환하는 방식도 고려할 수 있다.

Release-12 8Tx 코드북의 경우 i1으로 결정되는 DFT 벡터의 집합은 상관도가 높은 벡터들로 구성되어 있으므로, i1을 변경시켜 빔을 순환하는 것이 바람직하다. i2는 DFT 벡터 집합 내에서 항상 특정 위치에 있는 벡터만을 사용하도록 제한 할 수 있으며 i2의 위상 회전도 하나의 값으로 고정시킬 수 있다.

Release-12 4Tx 코드북의 경우 i1으로 결정되는 DFT 벡터 집합은 (상호 직교하는 (orthogonal)하되) 상관도가 낮은 (low correlated) 벡터들로 구성되어 있으므로, i2를 고정하고 i1을 변경하는 경우, 선택되는 DFT 벡터는 상관도가 높은 벡터로 구성될 수 있다. 따라서, i1은 변경하고 i2를 고정시켜 빔 순환 수행하는 것은 바람직하지 않다.

- 특히, 본 발명에서는 Release-12 8Tx 코드북의 경우 i1을 변경하여 빔 순환을 수행하고, Release-12 4Tx 코드북의 경우 i1은 고정시키고 i2를 변경하여 빔 순환을 수행하는 것을 제안한다.

다음으로, 클래스 A CSI 프로세스를 설정 받은 경우 빔 순환에 대해 설명한다.

- i1과 i2모두를 변경시켜 빔 순환하는 방식을 고려한다.

Release-13 클래스 A 코드북의 경우 i1으로 결정되는 DFT 벡터 집합은 상관도가 높은 벡터들로 구성되어 있다. 따라서, i1을 변경시켜 빔을 순환하는 것이 바람직하다. i2는 DFT 벡터 집합 내에서 항상 특정 위치에 있는 벡터만을 사용하도록 제한할 수 있다. 단 i2의 위상 회전 값은 변경시켜 빔 순환을 수행한다.

- i1은 고정시키고 i2만 변경시켜 빔 순환하는 방식도 고려할 수 있다.

Release-13 클래스 A 코드북의 경우 i1으로 결정되는 DFT 벡터 집합은 상관도가 높은 벡터들로 구성되어 있다. 따라서, i1을 특정 값 (예를 들어, 0)으로 고정시킬 경우 특정 채널 방향을 가리키는 DFT 벡터들로 집합이 구성된다. 따라서 i1을 고정시키는 것은 바람직하지 않다.

- i1은 변경하고 i2를 고정시켜 빔 순환하는 방식 역시 고려한다.

Release-13 클래스 A 코드북의 경우 i1으로 결정되는 DFT 벡터 집합은 상관도가 높은 벡터들로 구성되어 있다. 따라서 i1을 변경시켜 빔을 순환하는 것이 바람직하다. i2는 DFT 벡터 집합 내에서 항상 특정 위치에 있는 벡터만을 사용하도록 제한 할 수 있으며 i2의 위상 회전도 한 값으로 고정시킬 수 있다.

B) DM-RS 기반 세미 개루프 전송 기법을 위한 CSI 피드백 방법

DM-RS 기반 세미 개루프 전송을 위한 CSI 피드백에서 UE는 RI와 CQI 뿐 아니라 CRI 또는 i1 또는 i11을 기지국으로 피드백 한다. 아래 수학식 35는 전송 기법 1), 전송 기법 2) 또는 전송 기법 4) 적용 시 UE가 CSI 계산 과정에서 가정하는 CSI-RS 포트와 데이터 간의 관계를 나타낸다.

[수학식 35]

전송 기법 4를 이용하는 경우 수학식 35에서 W(n_RB)는 W_DM-RS(n_RB) ⊙ W(i) 로 정의한다. W_DM-RS(n_RB)와 W(i) 수학식 22 및 수학식 23에 정의되어 있으며 각각 DM-RS에 적용되는 프리코딩 행렬 및 데이터와 DM-RS 포트 간에 적용되는 프리코딩 행렬를 의미한다. ⊙는 행렬의 곱 또는 행렬의 Kronecker product 또는 이외 다양한 연산으로 정의될 수 있다. 또한 상기 수식에서 D(i)U는 P(i)로 대체되거나 단위 행렬로 대체될 수 있다.

W_DM-RS(n_RB)는 UE가 기지국으로 피드백하고 W(i)는 UE와 기지국이 약속한 빔 순환 패턴으로 결정된다. W(i)가 듀얼 코드북 구조인 경우 (즉, W(i)=C(i1,i2)인 경우), UE와 기지국이 약속한 빔 순환 패턴은 함수 f1과 f2에 의해 i1=f1(i) 및 i2=f2(i)과 같이 결정된다. UE는 W_DM-RS(n_RB)의 코드북에서 QoS를 만족하는 조건 하에서 CQI를 최대화하는 최적 코드워드를 찾고 기지국에게 보고한다. 이 때 W(i)는 f1, f2에 의해 정해진 빔 순환 방식대로 결정된다. 참고로 W(i)가 기존 코드북처럼 단일 코드북 구조인 경우 하나의 인덱스로 PMI가 정의되므로 빔 순환 패턴을 결정하는 함수 f1(i) 하나만 존재하게 된다.

상술한 동작에서 UE의 계산량을 줄이고 복잡도를 감소시키기 위하여, W_DM-RS(n_RB)의 코드북은 항상 랭크 1 코드북을 사용하도록 제한할 수 있으며, W_DM-RS(n_RB)를 위한 별도의 RI는 보고하지 않을 수 있다. 만약 W_DM-RS(n_RB)의 코드북이 다양한 랭크를 지원하는 경우 UE는 W_DM-RS(n_RB)를 위한 별도의 RI를 보고해야 하며, W(i)의 RI와 함께 결합 인코딩(joint encoding)을 통해 보고하거나 W(i)의 RI와 별도로 단독으로 보고할 수 있다.

전송 기법 4)의 또 다른 운용 방식으로, W_DM-RS(n_RB)와 W(i)의 일부 정보를 UE가 기지국으로 피드백하고 W(i)의 나머지 일부 정보는 UE와 기지국이 약속한 빔 순환 패턴으로 결정한다. UE는 W_DM-RS(n_RB)의 코드북에서 QoS를 만족하는 조건하에서 CQI를 최대화하는 최적 코드워드를 찾고 추가적으로 i1, 또는 i11 또는 i12 또는 i2의 정보를 찾아 기지국에게 보고한다. 이 때 W(i)의 나머지 정보 (예를 들어, i2의 정보)는 정해진 빔 순환 방식대로 결정된다.

전송 기법 6)을 이용하는 경우 UE는 아래 수학식 36을 이용하여 CSI를 계산한다.

[수학식 36]

위 수학식 36에서 N은 단일 RB 내에 순환되는 빔의 개수를 의미하며 만약 PRB 번들링이 적용되는 경우 N은 번들링된 RB 내에 순환되는 빔의 개수를 의미한다. m 값은 데이터가 전송되는 RE 또는 RE 그룹 에 따라 변경되며 전송 기법 6)에서 수학식 31의 f(i)에 의해 결정된다. 예를 들어, m=f(i)/v+1로 결정된다. 보다 간단하게는, f(i)=(i mod N)/v로 설정한 뒤, m=(i mod N)+1 로 결정된다. 여기서, v는 UE에게 전송되는 랭크를 의미한다.

또한, 클래스 A CSI 프로세스, 클래스 B CSI 프로세스 또는 기존 CSI 프로세스를 설정받은 UE는 i1을 피드백 할 수 있으며, 이 경우 UE는 수학식 34에서 최적 i1을 찾아 피드백 한다. 즉,

을 이용하여 정해진 빔 순환 방식대로 i1을 변경하여 CQI, RI를 계산하는 것이 아니라, QoS를 만족하는 조건 하에서 가능한 모든 i1 값에 대해 CQI를 최대화하는 최적 i1을 기지국에게 보고한다. 이때 i2는 f2에 의해 정해진 빔 순환 방식대로 결정된다.

또는 클래스 A CSI 프로세스를 설정 받은 UE는 i11을 피드백 할 수 있으며, 이 경우 UE는 수학식 34에서 최적 i11을 찾아 피드백한다. 클래스 A CSI 프로세스에서 i₁는 i11, i12로 결정되므로,

을 이용하여 정해진 빔 순환 방식대로 i12을 변경하고, QoS를 만족하는 조건 하에서 가능한 모든 i11 값에 대해 CQI를 최대화하는 최적 i11을 기지국에게 보고한다. 이때 i2는 f2에 의해 정해진 빔 순환 방식대로 결정된다. UE가 i11을 피드백하는 경우 i1에 비해 피드백 페이로드가 작아지므로 RI와 함께 보고될 수 있다. 한편, 랭크 3이상에서는 k값이 추가적으로 정의되며 이 경우 i1은 k, i11, i12로 결정된다. 세미 개루프 전송 방식 또는 개루프 전송 방식에서 k는 항상 하나의 값으로 (예를 들어, 0) 고정하여 운용하는 것이 바람직하다.

UE가 i1, 또는 i11 피드백 없이 CRI 만을 피드백하는 세미 개루프 방식의 경우, 사실상 개루프 방식에서의 CSI 계산과 동일하다. CRI는 CSI 계산 대상이 되는 채널 추정을 어떤 BF CSI-RS로부터 할지를 결정하는 것뿐이므로 CSI 계산 방식이 개루프 방식과 달라지지 않는다.

전송 기법 3)을 이용하는 경우 UE는 수학식 34에서 W(n_RB)는 W(i)로 변경하여 CSI를 계산하고 그 결과 RB 단위가 아니라 RE 단위로 빔 순환이 가능해진다. 물론 f2의 인자도 n_RB에서 i로 변경되어야 하다. 결과적으로 빔 순환하는 단위만 바뀔 뿐이며 후술된 빔 순환 방식은 그대로 적용 가능하다.

전송 기법 5)을 이용하는 경우 UE는 수학식 34에서 DU는 P(i)로 변경하여 CSI를 계산한다. 결과적으로 U의 적용 여부만 바뀔 뿐이며 후술된 빔 순환 방식은 그대로 적용 가능하다.

우선, 클래스 B CSI 프로세스 또는 기존(legacy) CSI 프로세스를 설정 받은 경우 빔 순환에 대해 설명한다.

- i1과 i2모두를 변경시켜 빔 순환하는 방식의 경우, UE가 i1을 피드백한다면 그 값으로 i1이 결정되므로 적용 불가능하다.

- i1은 고정시키고 i2만 변경시켜 빔 순환하는 방식을 고려한다.

UE가 i1을 피드백 하는 경우 그 값으로 i1이 결정되고, i2는 정해진 빔 순환 방식이 적용된다. 따라서, 상술한 바와 같이 4Tx 코드북에 적합한 빔 순환 방식이다. 다만, 중속 (예를 들어, 30km 이하) UE의 경우 채널이 아주 빠르게 변하지는 않으므로, 8Tx 코드북에서도 피드백한 값으로 i1을 고정시키고 i2 만 변경시켜 빔을 순환시키는 방식이 유효할 수 있다.

- 마지막으로, i1은 변경하고 i2를 고정시켜 빔 순환하는 방식의 경우 UE가 i1을 피드백 하는 경우, 그 값으로 i1이 결정되므로 적용 불가능하다.

다음으로, 클래스 A CSI 프로세스를 설정 받은 경우 빔 순환에 대해 설명한다.

- i1과 i2모두를 변경시켜 빔 순환하는 방식을 고려한다.

Release-13 클래스 A 코드북의 경우 i1으로 결정되는 DFT 벡터 집합은 상관도가 높은 벡터들로 구성되어 있다. 따라서 i1을 변경시켜 빔을 순환하는 것이 바람직하다. i2는 DFT 벡터 집합 내에서 항상 특정 위치에 있는 벡터만을 사용하도록 제한 할 수 있다. 단 i2의 위상 회전 값은 변경시켜 빔 순환을 수행한다.

UE가 i1을 피드백 하는 경우, i1으로부터 i11값이 결정된다. i12는 정해진 방식대로 빔 순환을 수행한다. 그 결과 수직 방향 빔은 UE로부터 피드백 받아 고정되는 반면, 수평 방향 빔은 빔 순환이 적용된다. 일반적으로 UE의 수직 방향 속도는 빠르지 않고 수평 방향 속도는 빠르기 때문에 이 방식을 이용하여 수직 방향으로는 폐루프(closed loop) 방식으로 데이터가 전송되고, 수평 방향으로는 개루프 방식으로 데이터가 전송될 수 있다. 물론, i1으로부터 i12 값을 결정하고 i11을 빔 순환하는 방식도 가능하다.

반면에, UE가 i11을 피드백 하는 경우, 그 값으로 i11이 결정되고 i12는 정해진 빔 순환 방식을 수행한다. 추가적으로, UE는 i11 대신 i12를 피드백할 수 있으며, i11과 i12 중 어떤 값을 피드백할지는 기지국이 UE에게 별도의 시그널링을 통해 알려주거나 UE가 기지국에게 i11과 i12 중 무엇인지를 보고할 수 있다.

- i1은 고정시키고 i2만 변경시켜 빔 순환하는 방식을 고려한다.

UE가 i1을 피드백 하는 경우 그 값으로 i1이 결정되고, i2는 정해진 방식대로 순환 적용한다. 중속 (예를 들어, 30km 이하) UE의 경우 채널이 아주 빠르게 변하지는 않으므로, 피드백한 값으로 i1을 고정시키고 i2 만 변경시켜 빔 순환하는 방식이 유효할 수 있다.

- 마지막으로, i1은 변경하고 i2를 고정시켜 빔 순환하는 방식의 경우, i1과 i2모두를 변경시켜 빔 순환하는 방식과 동일하게 동작하지만, i2를 고정시킨다.

<빔 순환 집합의 정의>

한편, 이하에서 설명하는 바와 같이 빔 순환 집합을 정의하여 W는 해당 집합 내에서 정해진 자원 단위 (예를 들어, RB 단위, 번들링된 RB 단위 또는 레이어 개수만큼의 RE 단위 등)로 빔 순환을 수행할 수 있다. 이때 기지국은 스케줄링된 RB의 크기에 따라 빔 순환 집합을 다르게 운용할 수 있다. 예를 들어 스케줄링된 RB의 개수가 M이하인 경우 빔 순환 집합 1을 이용하고 스케줄링된 RB의 개수가 M보다 큰 경우 빔 순환 집합 2을 이용한다.

(1) 랭크 2를 위한 4 Tx 코드북에서의 빔 순환 집합

설명의 편의를 위하여, 아래 표 2에서 랭크 2를 위한 4 Tx 코드북을 예시한다.

특히, 표 2에서

이고

이다.

우선, i1은 0으로 고정하거나 UE가 피드백한 값을 이용함으로써 순환하지 않는다.

Alt 1: i2의 빔 순환 집합은 {0,1,4,5}이다. i1으로 정의된 DFT 벡터들 중 i2=0 또는 1을 통해 선택되는 벡터는 i2 = 4 또는 5을 통해 선택되는 벡터와 직교한다. 또한 i2=0 또는 4을 통해 결정된 W의 위상 회전 값은 i2 = 1 또는 5을 통해 결정된 W의 위상 회전 값과 다르다. 결과적으로 i1과 i2의 조합으로 결정된 순환 빔들은 서로 직교 DFT 벡터로 구성되어 있거나 다른 위상 회전 값을 갖게 되어 다양한 (또는 상이한) 방향의 빔들로 구성되어 다이버시티 효과를 얻는다.

Alt 2: i2의 빔 순환 집합은 {0,2,4,6}이다. i1으로 정의된 DFT 벡터들 중 i2=0을 통해 선택되는 벡터는 i2 = 4을 통해 선택되는 벡터와 직교한다. 또한 i2=2을 통해 선택되는 벡터는 i2 = 6을 통해 선택되는 벡터와 직교한다. 또한 모든 i2 값에 대해 W의 위상 회전 값은 같다. 결과적으로 i1과 i2의 조합으로 결정된 순환 빔들은 위상 회전 값은 같지만 다양한 직교 DFT 벡터로 구성되어 다양한 (상이한) 방향의 빔으로 구성되어 다이버시티 효과를 얻는다.

Alt 3: Alt 1과 Alt 2의 합집합으로 집합을 구성한다.

Alt 4: i2의 빔 순환 집합은 {0,4,8,10}이다. Alt 1에서는 (두 레이어에 해당하는) 두 빔을 구성하는 DFT 벡터가 항상 같게 된다. 보다 다양한 빔 형성을 위해, 이러한 제약조건을 무시하고 {8,10}을 추가한다.

Alt 5: i2의 빔 순환 집합은 {0,4,8,12}이다. Alt 1에서는 (두 레이어에 해당하는) 두 빔을 구성하는 DFT 벡터가 항상 같게 된다. 보다 다양한 빔 형성을 위해, 이러한 제약조건을 무시하고 {8,12}을 추가한다.

Alt 6: i2의 빔 순환 집합은 {0,4,9,11}이다. Alt 2에서는 (두 레이어에 해당하는) 두 빔을 구성하는 DFT 벡터가 항상 같고 위상 천이 값도 같게 된다. 보다 다양한 빔 형성을 위해, 이러한 제약조건을 무시하고 {9,11}을 추가한다.

Alt 7: i2의 빔 순환 집합은 {0,4,9,13}이다. Alt 2에서는 (두 레이어에 해당하는) 두 빔을 구성하는 DFT 벡터가 항상 같고 위상 천이 값도 같게 된다. 보다 다양한 빔 형성을 위해, 이러한 제약조건을 무시하고 {9,13}을 추가한다.

(2) 랭크 2를 위한 8 Tx 코드북에서의 빔 순환 집합

설명의 편의를 위하여, 아래 표 3에서 랭크 2를 위한 8 Tx 코드북을 예시한다.

특히, 표 3에서

이고

이다.

우선, i1은 0으로 고정하거나 UE가 피드백한 값을 이용함으로써 순환하지 않는다.

Alt 1: i2의 빔 순환 집합은 {0,1,4,5}이다. i1으로 정의된 DFT 벡터들 중 i2=0 또는 1을 통해 선택되는 벡터는 i2 = 4 또는 5을 통해 선택되는 벡터와 상관도(correlation)가 높다. 또한 i2=0 또는 4을 통해 결정된 W의 위상 회전 값은 i2 = 1 또는 5을 통해 결정된 W의 위상 회전 값과 다르다. 결과적으로 i1과 i2의 조합으로 결정된 순환 빔들은 서로 상관도가 높은 DFT 벡터로 구성되어 있거나 다른 위상 회전 값 를 갖게 되어 다양한 (상이한) 방향의 빔으로 구성되어 다이버시티 효과를 얻는다. 상관도가 높은 DFT 벡터 내에서 빔 순환을 수행하므로 UE는 i1을 세미 개루프로 보고하는 것이 바람직하고 UE의 속도는 중속(예를 들어, 30km)일 때 적합하다.

Alt 2: i2의 빔 순환 집합은 {0,2,4,6} 이다. i1으로 정의된 DFT 벡터들 중 i2=0, 2, 4, 6을 통해 선택되는 벡터는 각각 서로 상관도(correlation)가 높다. 또한 모든 i2 값에 대해 W의 위상 회전 값은 같다. 결과적으로 i1과 i2의 조합으로 결정된 순환 빔들은 위상 회전 값은 같으며 상관도가 높은 DFT 벡터로 구성되어 유사한 방향의 빔 내에서 다이버시티 효과를 얻는다. 따라서 UE는 i1을 세미 개루프로 보고하는 것이 바람직하고 UE의 속도는 중속 (예를 들어, 30km)일 때 적합하다.

Alt 3: Alt 1과 2의 합집합으로 집합을 구성한다.

Alt 4: i2의 빔 순환 집합은 {0,4,8,10}이다. Alt 1에서는 (두 레이어에 해당하는) 두 빔을 구성하는 DFT 벡터가 항상 같게 된다. 보다 다양한 빔 형성을 위해, 이러한 제약조건을 무시하고 {8,10}을 추가한다.

Alt 5: i2의 빔 순환 집합은 {0,4,8,12}이다. Alt 1에서는 (두 레이어에 해당하는) 두 빔을 구성하는 DFT 벡터가 항상 같게 된다. 보다 다양한 빔 형성을 위해, 이러한 제약조건을 무시하고 {8,12}을 추가한다.

Alt 6: i2의 빔 순환 집합은 {0,4,9,11}이다. Alt 2에서는 (두 레이어에 해당하는) 두 빔을 구성하는 DFT 벡터가 항상 같고 위상 천이 값도 같게 된다. 보다 다양한 빔 형성을 위해, 이러한 제약조건을 무시하고 {9,11}을 추가한다.

Alt 7: i2의 빔 순환 집합은 {0,4,9,13}이다. Alt 2에서는 (두 레이어에 해당하는) 두 빔을 구성하는 DFT 벡터가 항상 같고 위상 천이 값도 같게 된다. 보다 다양한 빔 형성을 위해, 이러한 제약조건을 무시하고 {9,13}을 추가한다.

한편, i1을 순환 적용할 수 있도록 i1에 대한 빔 순환 집합을 다음과 같이 구성할 수도 있다.

Alt 8: i1의 빔 순환 집합은 {0,4,8,12}이다. 이 경우, i2는 0로 고정하거나 UE로부터 피드백 받은 값으로 고정한다. 랭크 2를 위한 8tx 코드북에서 i1은 4개의 DFT 벡터로 구성된 벡터 집합을 지정해주는 용도로 사용된다. 하나의 벡터 집합에 존재하는 4개의 백터들은 상호 상관도가 높은 벡터들이다. i2를 0으로 고정시킴에 따라 벡터 집합에 존재하는 첫 번째 DFT 벡터를 선택하여 랭크 2 W를 생성하게 된다. i1=0인 벡터 집합에 존재하는 첫 번째 DFT 벡터, i1=4인 벡터 집합에 존재하는 첫 번째 DFT 벡터, i1=8인 벡터 집합에 존재하는 첫 번째 DFT 벡터 및 i1=12인 벡터 집합에 존재하는 첫 번째 DFT 벡터는 상호 직교하므로, 빔 순환 집합을 통해 다양한 빔을 형성할 수 있다.

추가적으로 i2를 고정하지 않고 i2의 빔 순환 집합을 {0,1}로 설정하는 것이 가능하며 이 경우 i2에 의해 위상 회전 값, 즉 co-phase를 변경하여 다양한 빔을 형성할 수 있다.

Alt 9: i1의 빔 순환 집합은 {0,4,8,12}이다. 이 경우, i2는 8로 고정하거나 UE로부터 피드백 받은 값으로 고정하다. 랭크 2 8tx 코드북에서 i1은 4개의 DFT 벡터로 구성된 벡터 집합을 지정해주는 용도로 사용된다. 하나의 집합에 존재하는 4개의 DFT 벡터는 상호 상관도가 높은 벡터들이다. i2를 8으로 고정시킴에 따라 벡터 집합에 존재하는 첫 번째 DFT 벡터와 두 번째 DFT 벡터를 선택하여 랭크 2 W를 생성하게 된다. i1=0인 벡터 집합에 존재하는 첫 번째 DFT 벡터, i1=4인 벡터 집합에 존재하는 첫 번째 DFT 벡터, i1=8인 벡터 집합에 존재하는 첫 번째 DFT 벡터 및 i1=12인 벡터 집합에 존재하는 첫 번째 DFT 벡터는 상호 직교하므로, 빔 순환 집합을 통해 다양한 빔을 형성할 수 있다.

또한, i1=0인 벡터 집합에 존재하는 두 번째 DFT 벡터, i1=4인 벡터 집합에 존재하는 두 번째 DFT 벡터와 i1=8인 벡터 집합에 존재하는 두 번째 DFT 벡터 및 i1=12인 벡터 집합에 존재하는 두 번째 DFT 벡터는 상호 직교하므로, 빔 순환 집합을 통해 다양한 빔을 형성할 수 있다.

추가적으로 i2를 고정하지 않고 i2의 빔 순환 집합을 {8,9}로 설정하는 것이 가능하며, 이 경우 i2에 의해 위상 회전 값, 즉 co-phase를 변경하여 다양한 빔을 형성할 수 있다.

(3) 랭크 3를 위한 8 Tx 코드북에서의 빔 순환 집합

설명의 편의를 위하여, 아래 표 4에서 랭크 3를 위한 8 Tx 코드북을 예시한다.

특히, 표 4에서

이고

이다.

우선, i1은 0으로 고정하거나 UE가 피드백한 값을 이용함으로써 순환하지 않는다. i2의 빔 순환 집합은 다음과 같이 설정 가능하다.

Alt 1: i2의 빔 순환 집합은 {0,1,2,3} 이다. 이 경우, i1으로 정의된 DFT 벡터 집합 내에서 항상 첫 번째 백터와 다섯 번째 벡터가 선택되어 W를 구성한다. 이 때 선택된 첫 번째와 다섯 번째 벡터는 상호 직교하는 성질을 갖는다. i2=0과 i2=3은 서로 co-phase 성분이 다르며 i2=1과 i2=2은 서로 co-phase 성분이 다르다. 따라서, 다양한 (또는 상이한) 방향의 빔으로 W가 구성되어 다이버시티 효과를 얻는다.

Alt 2: i2의 빔 순환 집합은 {0,1,8,9} 이다. i2가 0 또는 1인 경우 i1으로 정의된 DFT 벡터 집합 내에서 항상 첫 번째 백터와 다섯 번째 벡터가 선택되어 W를 구성한다. 이 때 선택된 첫 번째와 다섯 번째 벡터는 상호 직교하는 성질을 갖는다. i2 = 8 또는 9인 경우 i1으로 정의된 DFT 벡터 집합 내에서 항상 세 번째 백터와 일곱 번째 벡터가 선택되어 W를 구성한다. 이 때 선택된 세 번째와 일곱 번째 벡터는 상호 직교하는 성질을 갖는다. i2에 따라 첫 번째, 다섯 번째, 세 번째, 일곱 번째 벡터들을 활용하여 랭크 3 W를 만들어내고 결과적으로 다양한 (또는 상이한) 방향의 빔으로 W가 구성되어 다이버시티 효과를 얻는다.

Alt 3: i2의 빔 순환 집합은 {0,1} 이다.

추가적으로 i1를 고정하지 않고 i1의 빔 순환 집합을 {0,2}로 설정하는 것이 가능하며, 이 경우 i1에 의해 다양한 빔을 형성할 수 있다.

한편, i1을 순환 적용할 수 있도록 i1에 대한 빔 순환 집합을 {0,2}로 구성할 수 있다. i2은 0으로 고정하거나 UE가 피드백 한 값을 이용함으로써 순환하지 않는다. i1=0으로 정의된 DFT 벡터 집합은 i1=2으로 정의된 DFT 벡터 집합과 상호 베타적이다. 즉, 두 집합들의 교집합 원소는 존재하지 않는다. i2=0으로 고정시킴에 따라 DFT 벡터 집합 내에서 항상 첫 번째 백터와 다섯 번째 벡터가 선택되어 W를 구성하며, i1에 따라 다양한 (또는 상이한) 방향의 빔으로 W가 구성되어 다이버시티 효과를 얻는다.

추가적으로 i2를 고정하지 않고 i1의 빔 순환 집합을 {0,2}로 설정하는 것이 가능하며, 이 경우 i2에 의해 위상 천이 값을 변경하여 다양한 빔을 형성할 수 있다

(4) 랭크 4를 위한 8 Tx 코드북에서의 빔 순환 집합

설명의 편의를 위하여, 아래 표 5에서 랭크 4를 위한 8 Tx 코드북을 예시한다.

특히, 표 5에서

이고

이다.

우선, i1은 0으로 고정하거나 UE가 피드백한 값을 이용함으로써 순환하지 않는다. i2의 빔 순환 집합은 다음과 같이 설정 가능하다.

Alt 1: i2의 빔 순환 집합은 {0,1,4,5} 이다.

i2=0,1인 경우 i1으로 정의된 DFT 벡터 집합 내에서 항상 첫 번째 백터와 다섯 번째 벡터가 선택되어 W를 구성한다. 이 때 선택된 첫 번째와 다섯 번째 벡터는 상호 직교하는 성질을 갖는다. i2=4,5인 경우 i1으로 정의된 DFT 벡터 집합 내에서 항상 세 번째 백터와 일곱 번째 벡터가 선택되어 W를 구성한다. 이 때 선택된 세 번째 백터와 일곱 번째 벡터는 상호 직교하는 성질을 갖는다. i2에 따라 첫 번째, 다섯 번째, 세 번째 일곱 번째 벡터들을 활용하여 랭크 4 W를 만들어내고 결과적으로 다양한 (상이한) 방향의 빔으로 W가 구성되어 다이버시티 효과를 얻는다. i2=0과 1은 서로 다른 co-phase 성분으로 설정되고, i2=4과 5은 서로 다른 co-phase 성분되어, 결과적으로 다양한 (상이한) 방향의 빔으로 W가 구성되어 다이버시티 효과를 얻는다.

Alt 2: i2의 빔 순환 집합은 {0,2,4,6} 이다. i2=0인 경우 i1으로 정의된 DFT 벡터 집합 내에서 항상 첫 번째 백터와 다섯 번째 벡터가 선택되어 W를 구성한다. 이 때 선택된 첫 번째와 다섯 번째 벡터는 상호 직교하는 성질을 갖는다. i2=2인 경우 i1으로 정의된 DFT 벡터 집합 내에서 항상 두 번째 백터와 여섯 번째 벡터가 선택되어 W를 구성한다. 이 때 선택된 두 번째와 여섯 번째 벡터는 상호 직교하는 성질을 갖는다. i2=4인 경우 i1으로 정의된 DFT 벡터 집합 내에서 항상 세 번째 백터와 일곱 번째 벡터가 선택되어 W를 구성한다. 이 때 선택된 세 번째와 일곱 번째 벡터는 상호 직교하는 성질을 갖는다. i2=6인 경우 i1으로 정의된 DFT 벡터 집합 내에서 항상 네 번째 백터와 여덟 번째 벡터가 선택되어 W를 구성한다. 이 때 선택된 네 번째와 여덟 번째 벡터는 상호 직교하는 성질을 갖는다. i2는 0,2,4,6에 대해 모두 같은 co-phase 성분으로 W를 구성한다. i2에 따라 첫 번째부터 여덟 번째 벡터들을 활용하여 랭크 4 W를 만들어내고 결과적으로 다양한 (상이한) 방향의 빔으로 W가 구성되어 다이버시티 효과를 얻는다.

Alt 3: i2의 빔 순환 집합은 {0,1} 이다.

추가적으로 i1를 고정하지 않고 i1의 빔 순환 집합을 {0,2}로 설정하는 것이 가능하며, 이 경우 i1에 의해 다양한 빔을 형성할 수 있다.

한편, i1을 순환 적용할 수 있도록 i1에 대한 빔 순환 집합을 {0,2}로 구성할 수 있다. i2은 0으로 고정하거나 UE가 피드백 한 값을 이용함으로써 순환하지 않는다. i1=0으로 정의된 DFT 벡터 집합은 i1=2으로 정의된 DFT 벡터 집합과 상호 베타적이다. 즉, 두 집합들의 교집합 원소는 존재하지 않는다. i2=0으로 고정시킴에 따라 DFT 벡터 집합 내에서 항상 첫 번째 백터와 다섯 번째 벡터가 선택되어 W를 구성하며, i1에 따라 다양한 (또는 상이한) 방향의 빔으로 W가 구성되어 다이버시티 효과를 얻는다.

추가적으로 i2를 고정하지 않고 i1의 빔 순환 집합을 {0,2}로 설정하는 것이 가능하며, 이 경우 i2에 의해 위상 천이 값을 변경하여 다양한 빔을 형성할 수 있다.

<DM-RS 기반 하향링크 전송에서 DM-RS 오버헤드의 경감>

상술한 DM-RS 기반 개루프 전송 기법에서 DM-RS 오버헤드를 줄이기 위해 동일 RE에 CDM 되는 DM-RS 포트를 우선적으로 사용하는 것이 바람직한다. 예를 들어 제안 기법 6은 전송 랭크의 N배에 해당하는 DM-RS 포트 수를 요구하므로, 다음과 같은 방법으로 DM-RS를 오버헤드를 줄일 수 있다.

일례로 전송 랭크가 1이고 RB 또는 번들링된 RB 내에서 순환하게 되는 빔의 개수가 N개인 경우, 총 N 개의 DM-RS 포트가 전송되어야 한다. 만약 N=3 경우 DM-RS 포트 7,8,11 또는 DM-RS 포트 7,8,13을 사용하여 DM-RS 오버헤드를 12 RE/RB로 낮게 유지할 수 있다. 만약 N=4 경우 DM-RS 포트 7,8,11,13을 사용하여 DM-RS 오버헤드를 12 RE/RB로 낮게 유지할 수 있다.

다른 일례로 전송 랭크가 2이고 RB 또는 번들링된 RB 내에서 순환하게 되는 빔의 개수가 N 인 경우 총 2N 개의 DM-RS 포트가 전송되어야 한다. 만약 N=2 경우 DM-RS 포트 7,8,11,13을 사용하여 DM-RS 오버헤드를 12 RE/RB로 낮게 유지할 수 있다.

나머지 제안 기법 1) 내지 제안 기법 5)에서도 마찬가지로 DM-RS 포트 개수가 3개 (또는 4개)인 경우에 대해 DM-RS 포트 7,8,11 또는 포트 7,8,13 (또는 포트 7,8,11,13)을 이용하여 DM-RS 오버헤드를 12 RE/RB로 낮게 유지할 수 있다.

<DM-RS 기반 하향링크 전송에서 빔 순환 단위>

상기 개루프 전송 기법들은 크게는 번들링된 RB 단위로 빔 순환이 가능하고, 작게는 RB 단위 또는 RE 그룹 또는 RE 단위로 빔 순환이 가능하다 또한 추가적으로 RE 그룹 또는 RE 단위로 레이어 퍼뮤테이션이 가능하다. 이처럼 빔 순환 또는 레이어 퍼뮤테이션 하는 자원의 단위가 작아질수록 UE는 더 많은 다이버시티 효과를 얻을 수 있지만 단점으로는 높은 복잡도가 요구된다. 따라서 기지국이 이러한 장단점을 고려하여 빔 순환 또는 레이어 퍼뮤테이션 하는 자원의 단위 또는 레이어 퍼뮤테이션의 적용 여부를 설정하고 이를 UE에게 알려주는 것이 바람직한다.

예를 들어, 전송 기법 1) 내지 전송 기법 6)에서 DU 또는 P 행렬을 활용하여 레이어 퍼뮤테이션을 수행하는 경우, 기지국은 DU 또는 P를 사용할 것인지 아니면 단위 행렬로 대체하여 레이어 퍼뮤테이션을 적용할 것인지 UE에게 시그널링해주고 UE는 이에 따라 레이어 퍼뮤테이션의 적용 여부를 가정하여 CSI를 계산하고 데이터를 수신한다.

또한 빔 순환을 RE (그룹) 레벨로 할지 RB (그룹) 레벨로 할지를 기지국이 결정하여 UE에게 알려줄 수 있다. 빔 순환을 RE (그룹) 레벨로 수행하는 경우, RE (그룹) 레벨로 빔 순환이 가능한 전송 기법 (예를 들어, 전송 기법 3) 내지 전송 기법 6))를 이용하게 되고 빔 순환을 을 RB (그룹) 레벨로 수행하는 경우, RB (그룹) 레벨로 빔 순환이 가능한 전송 기법 (예를 들어, 전송 기법 1), 2) 및 5))를 이용한다.

이와 유사하게는 전송 기법 A (예를 들어, RE (그룹) 레벨의 빔 순환 지원하는 전송 기법)과 전송 기법 B(예를 들어, RB (그룹) 레벨의 빔 순환 지원하는 전송 기법)가 사전에 정의되고 기지국은 UE에게 어떤 개루프 전송 기법을 사용하는지 알려준다. 물론 UE는 시그널링된 빔 순환 레벨 및 전송 기법을 가정하여 CSI를 계산하고 데이터를 수신한다.

또는, 기지국이 다중 CSI 프로세스를 이용하여 CSI 프로세스 1에는 UE로 하여금 전송 기법 A를 가정하여 CSI를 계산하게 하고, CSI 프로세스 2에는 UE로 하여금 전송 기법 B를 가정하여 CSI를 계산하게 하도록 시그널링 한다. 이 시그널링은 RRC 시그널링으로 CSI 프로세스마다 정의될 수 있다. 두 CSI 프로세스에 해당하는 CSI를 수신한 기지국은 어떤 전송 기법을 사용하여 실제로 데이터 전송을 했는지를 DCI를 통해 UE에게 알려줄 수 있다. 상기 전송 기법 A 및 전송 기법 B는 개루프 또는 세미 개루프 전송 방식으로서 빔 순환 또는 레이어 퍼뮤테이션 하는 자원의 단위 또는 레이어 퍼뮤테이션의 적용 여부 등이 다르게 설정된 전송 기법을 의미한다.

기지국은 UE에게 빔 순환 또는 레이어 퍼뮤테이션하는 자원의 단위 또는 레이어 퍼뮤테이션의 적용 여부를 시그널링하지 않고, 스케줄링된 RB에 따라 기지국과 UE가 자원의 단위 또는 레이어 퍼뮤테이션 적용 여부를 약속할 수 있다. 예를 들어, UE의 스케줄링된 RB가 많은 경우, 자원 단위를 크게 하더라도 충분한 다이버시티 효과를 얻을 수 있으므로 자원 단위를 크게 설정한다. 반대로 스케줄링된 RB가 적은 경우, 자원 단위를 작게 설정하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 아래 표 6과 같이 빔 순환하는 자원의 단위 또는 레이어 퍼뮤테이션하는 자원의 단위가 결정될 수 있다.

<전송 방식의 결정>

UE의 이동 속도 또는 채널의 시변성 등 채널 상태에 따라서 MIMO 전송 방식은 개루프 방식과 폐루프 방식 간의 우위가 존재하며, 개루프 내에서도 구체적인 설정에 따라 현재 채널 상태에서 최적 성능을 보장하는 하나의 개루프 전송 방식이 존재한다. 즉, 현재 채널 상태에 따른 최적 전송 기법 및 최적 CSI 계산 및 피드백 방식이 존재하며, 최적 전송 기법 및 최적 CSI 계산 및 피드백 방식은 다음과 같은 설정에 따라 결정된다.

- CSI 계산에서 가정하는 또는 데이터 수신 시 가정하는 폐루프 전송 방식

- CSI 계산에서 가정하는 또는 데이터 수신 시 가정하는 개루프 전송 방식(상술한 전송 방식 1) 내지 전송 방식 6)과 다양한 변형 방식)

- CSI 계산에서 가정하는 또는 데이터 수신 시 가정하는 빔 순환 자원단위(번들링된 RB, 단일 RB, 또는 RE 그룹 등)

- CSI 계산에서 가정하는 또는 데이터 수신 시 가정하는 레이어 퍼뮤테이션 유무

- UE가 피드백 하는 부분 PMI (예를 들어, 온전한 PMI가 아닌 i11, i12, 또는 i1 등을 의미하며, 이를 제외한 나머지 부분 PMI가 정해진 방식으로 빔 순환한다는 가정하에 최적 CQI를 달성하는 부분 PMI를 계산 및 피드백한다)

- UE가 피드백 하지 않으며 정해진 방식으로 빔 순환을 수행하는 나머지 부분 PMI (예를 들어, 'i12와 i2' 또는 'i11와 i2' 또는 'i2' 또는 'i2의 co-phase 성분' 등)

- CSI 계산에서 가정하는 또는 데이터 수신 시 가정하는 빔 순환 집합 (예를 들어, i2에 대해 빔 순환을 수행하는 경우 i2 ∈ {0,1,2,3}로 정의할 수 있으며 i2=0부터 3까지 순차적으로 빔 순환을 수행한다)

현재 채널 상태에 따라 성능을 최대화 할 수 있도록 UE는 상기 설정들 중 하나 이상을 기지국으로 보고하며, 이후 보고된 설정 값에 따라 CSI 계산 및 피드백을 수행하고 데이터를 수신 한다.

예를 들어, UE가 채널의 수직 방향은 시변성이 크지 않는 것으로 판단한 경우 i11 (또는 i12)만을 피드백하고 나머지 부분 PMI에 대해 빔 순환을 적용한다. 추가적으로 UE는 나머지 부분 PMI에 대한 빔 순환 세트, 빔 순환 자원 단위 등을 기지국에게 보고한다. UE는 기지국에게 보고한 설정 값을 기반으로, CSI를 계산하고 피드백한다. 즉, UE는 보고한 빔 순환 세트, 빔 순환 자원 단위로 빔 순환을 수행했을 때 (목표하는 BLER (block error rate)를 만족시키는 조건하에서) 가장 높은 CQI 를 달성할 수 있는 RI, i11 값을 선택하고 CQI와 함께 보고한다. 기지국은 UE가 보고한 개루프 설정값에 따라 개루프로 데이터 전송한다.

다른 예로 UE가 채널의 수직 방향과 수평 방향의 시변성은 크지 않지만 X-pol을 이루고 있는 h-pol 안테나와 v-pol 안테나간의 위상 변화의 시변성이 크다고 판단한 경우, i1과 i2의 빔 셀렉터(selector) 부분만을 피드백하고 나머지 부분 PMI (즉 i2의 co-phase)에 대해 cycling 을 수행함을 기지국에게 보고한다. 추가적으로 UE는 나머지 부분 PMI에 대한 빔 순환 세트, 빔 순환 자원 단위 등을 기지국에게 보고한다. UE는 기지국에게 보고한 설정 값을 기반으로 CSI를 계산하고 피드백한다. 즉 UE는 보고한 빔 순환 세트, 빔 순환 자원 단위로 빔 순환을 수행했을 때 (목표하는 BLER를 만족시키는 조건하에서) 가장 높은 CQI 를 달성할 수 있는 RI, i1, i2의 빔 셀렉터를 선택하고 CQI와 함께 보고한다. 기지국은 UE가 보고한 개루프 설정에 따라 개루프로 데이터 전송한다.

또 다른 예로 UE가 채널의 시변성이 작아서 폐루프를 수행할 수 있다고 판단한 경우, UE는 폐루프 전송 방식을 요청 또는 보고하고 기존 폐루프의 피드백을 수행하며, 이를 수신한 기지국은 폐루프로 데이터를 전송한다. 반면 채널의 시변성이 커서 개루프를 수행해야 한다고 판단한 경우, UE는 개루프 전송 방식을 요청 또는 보고하고 개루프의 피드백을 수행하며, 이를 수신한 기지국은 개루프로 데이터를 전송한다. 이 때 UE는 개루프 전송 방식을 지정하여 보고할 수 있다.

UE가 보고하는 상기 정보들은 빈번하게 보낼 필요성이 크지 않으므로 UE는 롱-텀 (long-term) 주기를 갖는 RI 또는 CRI와 함께 전송할 수 있다. 물론 CQI/PMI와 함께 보고하는 것도 고려할 수 있다. 또는 RI 또는 CRI의 주기의 배수로 새로운 주기를 설정하고 이 주기에 맞추어 상기 정보들을 보고하는 것이 바람직하다.

상술한 정보들은 반대로 기지국이 UE에게 RRC 시그널링 또는 DCI 시그널링을 통해 UE에게 지정해 줄 수 있다. 기지국은 CSI 프로세스 내에 상기 정보들을 지정하고, UE는 이를 기반으로 해당 CSI 프로세스의 CSI를 계산 및 보고한다. 예를 들어, 기지국이 UE에게 3개의 CSI 프로세스를 설정하고 (예를 들어, CSI 프로세스 1 내지 CSI 프로세스 3), CSI 프로세스 1에는 폐루프 피드백을 지정한다. 또한, CSI 프로세스 2에는 i11을 피드백하고 나머지 부분 PMI는 순환 적용되는 개루프용 CSI 피드백을 지정한다, CSI 프로세스 3에는 i1을 피드백하고 나머지 부분 PMI는 순환 적용되는 개루프용 CSI 피드백을 지정한다. UE는 지정된 방식에 맞게 각 CSI 프로세스의 CSI를 계산 및 보고하고 기지국은 세가지 CSI 프로세스들에 대한 CSI를 수신한다. 이후 기지국은 CSI를 기반으로 UE에게 최적 전송 방식으로 데이터를 전송한다.

데이터는 DM-RS와 함께 전송되므로 UE는 선택된 전송 방식에 무관하게 동일한 방식으로 데이터를 수신할 수 있으나, 경우에 따라서는 데이터에 적용된 빔포밍과 DM-RS에 적용된 빔포밍이 다른 개루프 전송 기법으로 데이터가 전송될 수 있다. 이러한 가능성을 고려하여 기지국은 UE에게 DCI로 어떠한 전송 기법으로 데이터를 전송하였는지 UE에게 알려줄 수 있다. 예를 들어, 상기 CSI 프로세스들 중 어떤 CSI 프로세스를 이용하여 데이터를 전송한 것인지 기지국이 UE에게 DCI로 알려줄 수 있다.

<4Tx 코드북에서 세미 개루프 전송을 위한 빔 순환>

8Tx 코드북에서는 W1의 빔 그룹이 상관도가 높은 빔들로 구성되어 W1을 피드백하고 W2를 순환 적용하는 구조가 적합하다. 하지만, 4Tx 코드북은 W1의 빔 그룹이 상관도가 낮은 빔들로 구성되어 있어 W1을 피드백하고 W2를 순환 적용하는 구조가 적합하지 않다. 4Tx 코드북에서도 상관도가 높은 빔들 간의 순환 적용을 위해서는 W2를 피드백 또는 고정하고 W1과 W2의 co-phase을 순환하는 방식이 필요하다.

예를 들어, W2가 W1의 특정 빔에 따라 결정되었다면 W1을 인접 PMI들로 이루어진 집합 (예를 들어, W1 ∈ {0,1,2,3}) 내에서 순환함에 따라 결과적으로 상관도가 높은 빔들로 구성된 빔들로 순환하게 된다.

추가적으로, W2의 co-phase를 순환시킴에 따라서, 4Tx 코드북에서도 8 Tx 코드북과 유사한 개루프 방식을 적용할 수 있다. 즉, UE는 Release-12 4Tx 코드북을 이용하는 경우, W2의 셀렉터를 피드백하며, 나머지 부분 PMI는 피드백하지 않는다. UE는 나머지 부분 PMI는 정해진 방식대로 순환 적용된다는 가정하에 W2, RI, CQI의 최적 값을 찾는다.

<세미 개루프 전송에서 PUCCH 보고 타입>

폐루프 전송와 다르게 세미 개루프 전송 또는 개루프 전송에서 UE는 일부 PMI 성분을 피드백 하지 않는다. 그 결과 PUCCH CSI 피드백의 보고 타입(report type)이 새롭게 정의되어야 한다. 이러한 최적화를 통하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있다. 하지만, 간편하게는 기존 폐루프 방식의 CSI 보고에 사용되는 보고 타입을 그대로 유지하여 불필요한 부분 PMI (즉, 미리 결정된 방식으로 순환되거나 고정적으로 사용될 부분 PMI)도 피드백할 수 있다.

구체적으로, 불필요한 PMI는 더미 비트(dummy bits)로 채워 피드백하고 기지국도 이를 사용하지 않는다. 더미 비트는 기지국과 UE가 약속한 비트들로 구성하여 더미 비트가 전송되는 보고 타입에 코딩 이득(coding gain)을 증가시킬 수 있다. 예를 들어, 불필요한 부분 PMI를 항상 0 (즉, 첫번째 PMI)으로 설정하여 보고한다. 다른 예로, W2의 셀렉터는 개루프 전송에서는 유효한 피드백이지만 co-phase가 순환하는 경우라면, UE는 계산한 셀렉터와 첫 번째 co-phase에 해당하는 W2를 찾아서 보고 한다. 따라서, 기지국과 UE는 불필요한 부분 PMI, 즉 co-phase를 항상 첫 번째 co-phase로 고정하여 피드백한다는 사실을 약속하고 있다고 볼 수 있다.

개루프 전송에서도 폐루프 전송에서 사용되는 보고 타입을 그대로 이용하되, CSI 계산은 상기 언급한 것과 같이 개루프 전송을 가정한 CSI를 계산해야 한다. 마찬가지로 PUSCH 피드백에서도 불필요한 부분 PMI를 보고하되 해당 부분을 더미 비트로 채워 보고한다.

<LC 코드북을 이용한 (세미) 개루프 전송>

LTE 표준에서는 보다 정확한 PMI 피드백을 위해 LC (linear combination) 코드북이 고려되고 있다. LC 코드북에 대해 간략하게 설명하면 다음과 같다.

UE는 W1을 통해 빔 벡터들로 구성된 빔 벡터 집합을 보고할 수 있으며, 이는 기존 W1의 역할 및 구조와 유사하다. UE는 W2를 통해 W1에 해당하는 빔 벡터들을 선형 결합(linear combination)하여 새로운 빔 벡터를 생성하는데, 이 때 선형 결합을 위해 사용되는 계수(coefficient) 값들을 W2를 통해서 선택하게 된다. 예를 들어, W1으로 빔 집합 {v1, v2, v3, v4}가 설정되었다면, W2를 통해 c1v1+c2v2+c3v3+c4v4 과 같이 빔의 선형 결합에 사용될 계수 집합 또는 계수 벡터 {c1, c2, c3, c4}를 지정해준다. 추가적으로 기존 W2와 같이 V-pol 그룹 안테나와 H-pol 그룹 안테나에 적용될 co-phase를 W2를 통해 여전히 전달할 수 있다. 아래 수학식 37은 위상 회전 값인 co-phase와 계수(coefficient) 벡터 모두를 적용한 최종 랭크 1 PMI의 생성을 보여준다.

[수학식 37]

위 수학식 37에서 α는 co-phase를 나타내며, 간단한 코드북 설계를 위해서 ci=c' i 및 vi=v' i로 제한하여 H-pol 안테나와 V-Pol 안테나에 대응하는 빔 방향을 항상 동일하게 설정할 수 있다.

이와 같은 LC 코드북을 이용하여 세미 개루프를 운용할 경우 기지국과 UE는 계수 벡터를 정해진 방식으로 순환할 수 있다. 보다 자세히 설명한다.

UE는 RI, W1, CQI를 기지국으로 피드백한다. UE는 W2는 피드백하지 않거나 W2의 co-phase 성분만을 피드백 한다. UE는 CSI (즉, CQI, RI, 피드백하는 부분 PMI)를 계산할 때, 계수 벡터를 자원 (예를 들어, RE, RE 그룹, RB, 또는 RB 그룹)에 따라 사전에 정해진 방식으로 순환 적용하여 데이터가 전송된다고 가정한다. 예를 들어, 계수 벡터 c₀, c₁, c₂, c₃가 RB 단위로 순환 적용된다고 가정할 수 있다. RB 단위로 계수 벡터가 순환한다면, i번째 RB에 적용되는 계수 벡터는 c_i%4 (여기서, %는 모듈러 연산을 의미한다)로 기지국과 UE가 약속할 수 있다.

계수 벡터의 순환 방식은 고정될 수 있으며 또는 기지국이 UE에게 상위 계층 시그널링 (예를 들어, RRC 시그널링)을 통해 CSI 계산에 사용해야할 순환 방식 또는 현재 데이터 수신 시 가정해야 할 순환 방식을 알려줄 수 있다. 또는 기지국이 UE에게 상위 계층 시그널링을 통해 몇가지 순환 방식을 정해 놓고 DCI를 통해 이를 알려줄 수 있다. 또는 기지국이 UE에게 상위 계층 시그널링을 통해 몇가지 순환 방식을 정해 놓고 UE가 CSI 계산 시 사용한 순환 방식을 CSI와 함께 보고하거나 상향링크 제어 채널을 통하여 알려줄 수 있다.

추가적으로 위상 회전 값인 co-phase도 순환할 수 있으며, 계수(coefficient)의 빔 순환 자원 단위 보다 작은 단위로 co-phase 순환을 수행하거나 반대로 계수(coefficient)의 빔 순환 자원 단위 보다 큰 단위로 co-phase 순환을 수행할 수 있다.

<DM-RS 기반 하향링크 전송에서 W1 피드백 방법>

현재 LTE 표준에 따르면 클래스 A CSI 보고의 W1은 i11 또는 i12을 구분하여 따로 피드백하는 것이 아니라, i11 과 i12에 의해 i1이 결정되고 그 i1을 피드백 한다. 따라서 개루프에서 i11 또는 i12만을 피드백 하기 위해서는 i11 또는 i12만을 피드백하기 위한 새로운 방식이 고려되어야 한다.

첫번째 방식으로 기지국이 UE에게 W1에 대한 CBSR (codebook subset restriction) 를 적절히 설정함으로써 UE는 i1을 보고하지만 실제로는 i11 (또는 i12)만을 보고한 것과 동일한 효과를 볼 수 있다. 상술한 바와 같이, 클래스 A 코드북은 수직 방향/수평 방향 각각에 대해 오버 샘플링된 DFT 벡터가 존재하며 i11을 통해 한쪽 방향의 DFT 벡터 (또는 DFT 벡터 집합)를 선택하고 i12를 통해 나머지 한쪽 방향의 DFT 벡터(또는 DFT 벡터 집합)를 선택한다. 이후, 선택된 한쪽 방향의 DFT 벡터(또는 벡터 집합)과 나머지 한쪽 방향의 DFT 벡터(또는 벡터 집합)의 kronecker product하여 최종 W1의 빔 백터(또는 빔 벡터 집합)을 구성한다.

CBSR을 통해 i12가 0인 경우만 보고할 수 있도록 제한하는 경우, UE는 i11만을 계산하게 되고 계산된 최적 i11과 i12=0으로 i1을 계산 및 보고하게 된다. UE는 i11을 계산 할 때 i12는 정해진 방식대로 빔 순환이 적용되어 데이터 전송된다는 가정하에, CQI를 최대화하는 최적 i11을 선택 및 보고 한다.

물론, i12 뿐만 아니라, i2역시 정해진 방식대로 빔 순환이 적용되어 데이터 전송된다는 가정하에 CQI를 최대화하는 최적 i11을 선택 및 보고 한다. 예를 들어, i11이 {0,1,2…… 16}, i12가 {0,1,2…… 16}으로 정의된 W1이 설정되었고 CBSR에 의해 i12가 0인 경우만 보고할 수 있도록 제한하였다면, UE는 각 i11에 대해 i12 또는 i2가 정해진 방식으로 순환되어 데이터 전송에 적용된다고 가정하고 최적 i11을 찾아 보고한다.

마찬가지로 UE가 i12만을 보고하는 경우에는 위 동작에서 CBSR을 통해 i11을 0으로 제한하고 i11과 i12의 역할을 바꾸어 줌으로서 올바르게 동작할 수 있다. 기지국은 CBSR과 함께 다음 UE 동작을 UE에게 지시할 수 있다: CBSR로 인해 보고가 제한된 i1 성분인 i12 (또는 i11)를 순환하여 i11 (또는 i12)을 계산할 것인지 아니면 CBSR로 인해 보고가 제한된 i1 성분인 i12 (또는 i11)을 고정한 채로 i11 (또는 i12)을 계산할 것인지 알려준다. 전자는 세미 개루프를 위한 새로운 동작이며 후자는 기존 UE 동작에 해당한다.

두 번째 방식으로 UE는 i11 (또는 I12)를 직접 기지국으로 피드백 한다. 기존 UE가 i1을 보고했던 것과 달리, 세미 개루프로 동작하는 새로운 UE는 i1을 구성하는 i11 (또는 i12)를 직접 계산하고 보고한다. i11을 계산할 때 UE는 i12 또는 i2가 정해진 방식대로 빔 순환이 적용되어 데이터 전송된다는 가정하에 CQI를 최대화하는 최적 i11을 선택 및 보고 한다. 이 경우 i1의 피드백 페이로드보다 i11의 피드백 페이로드가 감소함에 따라 상향링크 제어 오버헤드를 낮출 수 있다.

세 번째 방식으로 코드북 서브샘플링(subsampling)을 도입하여 UE는 i1을 보고하지만 실제로는 i11 (또는 i12)만을 보고한 것과 동일한 효과를 볼 수 있다. 즉, W1 코드북 서브샘플링을 통해 i12=0이고 i11는 임의의 값을 가질 수 있도록 i1의 서브셋을 설정한다. 구체적으로, i1 값 중 i12가 0에 해당하는 값 만을 선택하여 i1의 서브셋을 구성하고, 그 서브셋 내에서 UE가 하나의 값을 피드백한다. 그 결과 상기 첫 번째 방식과 유사하게, 전체 i1 중 계산 및 보고할 수 있는 i1이 제한되어 있으며, 계산된 최적 i11과 i12=0으로 i1이 결정된다. UE는 i11을 계산 할 때 i12는 정해진 방식대로 빔 순환 이 적용되어 데이터 전송된다는 가정하에 CQI를 최대화하는 최적 i11을 선택 및 보고 한다.

물론 i12뿐 아니라 i2역시 정해진 방식대로 빔 순 이 적용되어 데이터 전송된다는 가정하에 CQI를 최대화하는 최적 i11을 선택 및 보고 한다. 예를 들어, i11이 {0,1,2…… 16}, i12가 {0,1,2…… 16}으로 정의된 W1이 설정되었고 코드북 서브샘플링에 의해 i12가 0인 경우만 보고할 수 있도록 제한하였다면, UE는 각 i11에 대해 i12 또는 i2가 정해진 방식으로 순환되어 데이터 전송에 적용된다고 가정하고 최적 i11을 찾아 보고한다. 마찬가지로 UE가 i12만을 보고하는 경우에는 위 동작에서 서브샘플링을 통해 i11을 0으로 제한하고 i11과 i12의 역할을 바꾸어 줌으로서 올바르게 동작할 수 있다. 서브샘플링을 이용하는 경우 i1의 페이로드 사이즈가 줄어들게 되어 CBSR 보다 상향링 자원을 절약할 수 있다.

추가적으로 기지국은 다음 UE 동작을 UE에게 지시할 수 있다: 서브샘플링으로 인해 보고가 제한된 i1 성분인 i12 (또는 i11)를 순환하여 i11(또는 i12)을 계산할 것인지 아니면 서브샘플링으로 인해 보고가 제한된 i1 성분인 i12 (또는 i11)을 고정한 채로 i11 (또는 i12)을 계산할 것인지 여부를 알려준다. 전자는 세미 개루프를 위한 새로운 동작이며 후자는 기존 UE 동작에 해당한다.

네 번째 방식은 첫번째 방식의 변형으로, 기지국이 직접 CBSR을 알려주는 것이 아니라 기지국이 세미 개루프 전송 모드를 설정하는 경우, UE가 사전에 정해진 CBSR을 적용하여 i1을 보고한다. 예를 들어, 기지국은 세미 개루프 전송 모드를 설정하면, UE는 i12=0으로 설정된 CBSR을 적용하여 i11을 계산하고 계산된 i11과 i12=0에 해당하는 i1을 보고한다. i11을 계산하는 방식은 첫 번째 방식과 동일하다. 추가적으로 기지국은 세미 개루프 전송 모드를 설정하면서 i12=0으로 설정된 CBSR을 UE가 적용할지 i11=0으로 설정된 CBSR을 UE가 적용할지를 시그널링 해줄 수 있다. 이때 기지국은 직접 CBSR을 역정하는 것이 아니라, UE가 적용할 수 있는 두 CBSR중 어떤 CBSR을 적용할지 만을 알려주게 된다.

이와 유사하게 세번째 방식인 서브샘플링 방식에서도 기지국이 UE에게 여러 서브샘플링 중 어떤 서브샘플링을 적용하여 i1을 보고할 지 알려줄 수 있다. 예를 들어 i11=0으로 설정된 서브샘플링과 i12=0으로 설정된 서브샘플링 중 어떤 서브샘플링을 적용하여 i1을 보고할지 알려줄 수 있다.

위에서는 상기 방식에서 클래스 A 코드북의 i12 (또는 i11)를 0으로 제한하고 i11 (또는 i12)를 UE가 자유롭게 선택하여 i1을 피드백하는 방법에 대해 기술하였다. 이 때 생성되는 i1의 집합 (즉, UE가 피드백할 수 있는 i1의 집합)은 기지국이 UE에게 알려주는 코드북 파라미터 (N1, N2, O1, O2) 및 기존 LTE 시스템에서 사전에 정의된 코드북 파라미터 (s1, s2)들로 i1={0, (N2*O2/s2), (2*N2*O2/s2), (3*N2*O2/s2)…… ((N1*O1/s1-1) *N2*O2/s2)}와 같이 표현할 수 있다.

상기 집합 내에서 i1이 (K * N2*O2/s2)로 선택되었을 때, 개루프 전송을 위한 CQI 계산을 위해 UE가 i12의 빔 순환 하게 되며, 그 결과 빔 순환 하게 되는 i1의 집합은 i1={(K* N2*O2/s2), (K* N2*O2/s2) +1, (K* N2*O2/s2) +2…… (K* N2*O2/s2) + (N2*O2/s2)-1}와 같다.

추가적으로 W2에 대해서도 빔 순환을 수행할 수 있으며, 빔 순환하는 i1과 W2는 독립적으로 cycling 할 수 있다. 즉, 상기와 같이 i1의 빔 순환이 (N2*O2/s2)개에 대해서 정의되었다면, 각 i1 인덱스에 대해 모든 W2를 순환한다. M개에 W2 인덱스에 대해서 W2의 빔 순환이 수행되는 경우 W1, W2에 의한 총 빔 순환은 (N2*O2/s2) * M 개 존재하게 된다. 하지만 PDSCH RB 자원이 작거나 순환하는 자원의 그래뉴얼리티 (granularity)가 큰 경우에는, (N2*O2/s2) * M개의 빔 전체를 모두 순환시키지 못하는 경우가 발생한다. 따라서 W1과 W2를 독립적으로 순환시키지 않고 두 인덱스를 결합하여 순환시킴으로써, PDSCH RB에서 모든 빔이 순환될 수 있도록 하는 것이 바람직한다. 예를 들어 M/(N2*O2/s2)를 소수점 버림 연산을 취하여 W2의 빔 순환 단위 U를 만들고 W2는 {0, U, 2U, 3U…… }로 빔 순환하는 것이 바람직한다.

위에서는, i12를 0으로 제한한다는 가정하에 기술하였으나 반대로 i11을 0으로 제한하고 i12를 자유롭게 선택하는 경우에도 적용 가능하다. 단, 파라미터 N1, O1, s1, N2, O2, s2를 각각 N2, O2, s2, N1, O1, s1로 변경하여야 한다.

세미 개루프를 통해서 부분적으로 보고되는 PMI는 항상 WB (wideband)로 제한하는 것이 바람직한다. 일반적으로 세미 개루프는 채널이 빠르게 변하는 환경에서 사용되므로 넓은 주파수 자원에 대해 평균적으로 최적 PMI는 보고하는 것이 채널 시변성에 강건하다. SB (subband)에 대해 최적 부분 PMI를 계산하게 되면 주파수 축 채널 샘플이 적기 때문에, 다양한 특정 채널 환경에서의 최적 PMI를 찾게 되는데 이러한 PMI는 채널 시변성에 취약하다.

도 10은 본 발명의 실시예에 따라 단말이 CSI를 보고하는 방법을 예시하는 순서도이다.

도 10을 참조하면, 단계 1001에서 단말은 하향링크 전송을 위하여 CSI(Channel Status Information)를 보고하기 위하여, 기지국으로부터 CSI-RS(Channel Status Information-Reference Signal)를 수신한다.

이후, 단말은 단계 1003에서 제 1 프리코더 및 제 2 프리코더로 구성되는 듀얼 프리코더가 적용되었다는 가정하에, 상기 CSI-RS에 기반하여 상기 CSI를 산출한다. 특히, 단말은 상기 제 1 프리코더 및 상기 제 2 프리코더 중 적어도 하나의 프리코더는, 기 결정된 자원 단위로 소정의 프리코더 후보 집합 내에서 순환 적용되는 것으로 가정한다. 나아가, 상기 적어도 하나의 프리코더에 관한 정보 및 상기 소정의 프리코더 후보 집합에 관한 정보는 RRC (radio resource control) 계층 시그널링을 통하여 상기 기지국으로부터 제공되는 것이 바람직하다.

추가적으로, 상기 기 설정된 자원 단위는 상기 하향링크 전송을 위하여 할당된 자원의 크기에 기반하여 결정되며, 상기 RRC 계층 시그널링을 통하여 상기 기지국으로부터 제공될 수 있다. 이 경우, 상기 하향링크 전송을 위하여 할당된 자원의 크기가 임계값 이상인 경우, 상기 기 설정된 자원 단위는 적어도 하나의 자원 블록 단위이고, 상기 하향링크 전송을 위하여 할당된 자원의 크기가 상기 임계값 미만인 경우, 상기 기 설정된 자원 단위는 적어도 하나의 자원 요소 단위일 수 있다.

마지막으로, 단말은 단계 1005에서 상기 CSI를 기지국으로 보고한다. 특히, 상기 RRC 계층 시그널링을 통하여, 상기 CSI를 구성하는 적어도 하나의 프리코더에 관한 정보는 미리 제공되는 것이 바람직하다.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

도 11은 참조하면, 통신 장치(1100)는 프로세서(1110), 메모리(1120), RF 모듈(1130), 디스플레이 모듈(1140) 및 사용자 인터페이스 모듈(1150)을 포함한다.

통신 장치(1100)는 설명의 편의를 위해 도시된 것으로서 일부 모듈은 생략될 수 있다. 또한, 통신 장치(1100)는 필요한 모듈을 더 포함할 수 있다. 또한, 통신 장치(1100)에서 일부 모듈은 보다 세분화된 모듈로 구분될 수 있다. 프로세서(1110)는 도면을 참조하여 예시한 본 발명의 실시 예에 따른 동작을 수행하도록 구성된다. 구체적으로, 프로세서(1110)의 자세한 동작은 도 1 내지 도 10에 기재된 내용을 참조할 수 있다.

메모리(1120)는 프로세서(1110)에 연결되며 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 프로그램 코드, 데이터 등을 저장한다. RF 모듈(1130)은 프로세서(1110)에 연결되며 기저대역 신호를 무선 신호를 변환하거나 무선신호를 기저대역 신호로 변환하는 기능을 수행한다. 이를 위해, RF 모듈(1130)은 아날로그 변환, 증폭, 필터링 및 주파수 상향 변환 또는 이들의 역과정을 수행한다. 디스플레이 모듈(1140)은 프로세서(1110)에 연결되며 다양한 정보를 디스플레이한다. 디스플레이 모듈(1140)은 이로 제한되는 것은 아니지만 LCD(Liquid Crystal Display), LED(Light Emitting Diode), OLED(Organic Light Emitting Diode)와 같은 잘 알려진 요소를 사용할 수 있다. 사용자 인터페이스 모듈(1150)은 프로세서(1110)와 연결되며 키패드, 터치 스크린 등과 같은 잘 알려진 사용자 인터페이스의 조합으로 구성될 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

상술한 바와 같은 무선 통신 시스템에서 DM-RS 기반 개루프 하향링크 전송을 위한 피드백 정보 송신 방법 및 이를 위한 장치는 3GPP LTE 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims (10)

1. 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로 하향링크 전송을 위하여 CSI (Channel Status Information)를 보고하는 방법에 있어서,
   상기 기지국으로부터 CSI-RS (Channel Status Information-Reference Signal)를 수신하는 단계;
   제 1 프리코더 및 제 2 프리코더로 구성되는 듀얼 프리코더가 적용되었다는 가정하에, 상기 CSI-RS에 기반하여 상기 CSI를 산출하는 단계; 및
   상기 CSI를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함하고,
   상기 CSI를 산출하는 단계는,
   상기 제 1 프리코더 및 상기 제 2 프리코더 중 적어도 하나의 프리코더는, 기 결정된 자원 단위로 소정의 프리코더 후보 집합 내에서 순환 적용되는 것으로 가정하는 단계를 포함하며,
   상기 적어도 하나의 프리코더에 관한 정보 및 상기 소정의 프리코더 후보 집합에 관한 정보는 RRC (radio resource control) 계층 시그널링을 통하여 상기 기지국으로부터 제공되는 것을 특징으로 하는,
   CSI 보고 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 소정의 프리코더 후보 집합에 관한 정보는,
   상기 제 2 프리코더에서의 위상 회전 값들에 대한 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는,
   CSI 보고 방법.
3. 제 1 항에 있어서,
   상기 기 설정된 자원 단위는,
   상기 하향링크 전송을 위하여 할당된 자원의 크기에 기반하여 결정되며, 상기 RRC 계층 시그널링을 통하여 상기 기지국으로부터 제공되는 것을 특징으로 하는,
   CSI 보고 방법.
4. 제 3 항에 있어서,
   상기 하향링크 전송을 위하여 할당된 자원의 크기가 임계값 이상인 경우, 상기 기 설정된 자원 단위는 적어도 하나의 자원 블록 단위이고,
   상기 하향링크 전송을 위하여 할당된 자원의 크기가 상기 임계값 미만인 경우, 상기 기 설정된 자원 단위는 적어도 하나의 자원 요소 단위인 것을 특징으로 하는,
   CSI 보고 방법.
5. 제 1 항에 있어서,
   상기 RRC 계층 시그널링을 통하여, 상기 CSI를 구성하는 적어도 하나의 프리코더에 관한 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는,
   CSI 보고 방법.
6. 무선 통신 시스템에서 단말로서,
   무선 통신 모듈; 및
   상기 무선 통신 모듈과 연결되고, 기지국으로부터 수신한 CSI-RS (Channel Status Information-Reference Signal)에 기반하여, 제 1 프리코더 및 제 2 프리코더로 구성되는 듀얼 프리코더가 적용되었다는 가정하에, 상기 CSI-RS에 기반하여 상기 CSI를 산출하고, 상기 CSI를 상기 기지국으로 보고하는 프로세서를 포함하고,
   상기 프로세서는,
   상기 CSI 산출 시, 상기 제 1 프리코더 및 상기 제 2 프리코더 중 적어도 하나의 프리코더는, 기 결정된 자원 단위로 소정의 프리코더 후보 집합 내에서 순환 적용되는 것으로 가정하며,
   상기 적어도 하나의 프리코더에 관한 정보 및 상기 소정의 프리코더 후보 집합에 관한 정보는 RRC (radio resource control) 계층 시그널링을 통하여 상기 기지국으로부터 제공되는 것을 특징으로 하는,
   단말.
7. 제 6 항에 있어서,
   상기 소정의 프리코더 후보 집합에 관한 정보는,
   상기 제 2 프리코더에서의 위상 회전 값들에 대한 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는,
   단말.
8. 제 6 항에 있어서,
   상기 기 설정된 자원 단위는,
   상기 하향링크 전송을 위하여 할당된 자원의 크기에 기반하여 결정되며, 상기 RRC 계층 시그널링을 통하여 상기 기지국으로부터 제공되는 것을 특징으로 하는,
   단말.
9. 제 8 항에 있어서,
   상기 하향링크 전송을 위하여 할당된 자원의 크기가 임계값 이상인 경우, 상기 기 설정된 자원 단위는 적어도 하나의 자원 블록 단위이고,
   상기 하향링크 전송을 위하여 할당된 자원의 크기가 상기 임계값 미만인 경우, 상기 기 설정된 자원 단위는 적어도 하나의 자원 요소 단위인 것을 특징으로 하는,
   단말.
10. 제 6 항에 있어서,
    상기 프로세서는,
    상기 RRC 계층 시그널링을 통하여, 상기 CSI를 구성하는 적어도 하나의 프리코더에 관한 정보를 수신하는 것을 특징으로 하는,
    단말.

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