KR20180052076A

KR20180052076A - 가속도계 제어

Info

Publication number: KR20180052076A
Application number: KR1020170110620A
Authority: KR
Inventors: 앨런 말번
Original assignee: 애틀랜틱 이너셜 시스템스 리미티드
Priority date: 2016-11-09
Filing date: 2017-08-31
Publication date: 2018-05-17
Also published as: KR102309952B1; US20180128851A1; EP3321693B1; GB2555804A; JP2018077221A; EP3321693A1; JP7007156B2; US10900994B2; GB2555804B

Abstract

가속도계 폐쇄 루프 제어 시스템은, 제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극들에 대해 이동가능한 검사 질량을 포함하는 용량성 가속도계; 조절가능한 마크/공간 비율을 갖는 동위상 및 역위상 PWM 구동 신호들을 생성하도록 배열된 PWM 생성기 - 상기 구동 신호들은 이들이 교대로 충전되도록 제 1 및 제 2 전극들에 인가됨 - ; 오차 신호를 제공하기 위하여 널 위치로부터 검사 질량의 변위를 나타내는 가속도계로부터의 픽오프 신호를 검출하도록 배열된 출력 신호 검출기 - 널 위치는 가속도가 인가되지 않을 때 고정 전극들에 대한 검사 질량의 위치임 - ; 기계적 관성력들이 정전기력들에 의해 밸런싱되어 널 위치에서 검사 질량의 동작 점을 유지하도록 오차 신호에 응답하여 상기 PWM 구동 신호들의 마크/공간 비율을 변화시키도록 폐쇄 루프에서 동작하는 PWM 서보; 및 오차 신호에 응답하여 PWM 구동 신호들 사이의 진폭의 차이를 변화시키기 위한 차동 전압 서보를 포함한다. 따라서 가속도계는 통상적인 가속도계가 겪는 음의 스프링 레이트를 회피할 수 있다. 오차 신호에 응답하여 2개의 커패시터 전극들에 인가되는 차동 전압을 변화시킴으로써, 정전기력이 인가된 가속도에 기인하는 검사 질량의 임의의 변위와 무관하게 실질적으로 일정하게 유지될 수 있다. 이는 실질적으로 가속도계 상의 음의 스프링 레이트의 효과들을 감소시키거나 또는 제거할 수 있다.

Description

가속도계 제어{Accelerometer Control}

본 발명은 가속도계, 특히 폐쇄 루프에서 작동되는 용량성 가속도계(accelerometer)에 관한 것이다.

용량성 가속도계는 일반적으로 마이크로-전자기계 시스템(micro-electromechanical systems; MEMS) 장치로 실리콘에서 제조된다. 이들 소형 장치는 전형적으로 컴플라이언트 지지 레그(compliant support leg)를 이용하여 지지체 또는 "기판"에 대해 움직일 수 있게 장착되고 밀봉되는 검사 질량(proof mass)을 포함하고, 장치 내부에 포획된 가스 매체가 인가된 가속에 응하여 감지 방향으로 움직일 때 검사 질량에 대해 제동력을 제공한다. 용량성 가속도계에는 전형적으로 한 세트의 고정 전극들 및 한 세트의 이동가능한 전극들이 검사 질량에 부착되어 있으며, 전극들 사이의 차동 용량이 검사 질량의 편향을 검출하도록 측정된다. MEMS 장치의 공진 주파수는 검사 질량의 질량과 컴플라이언트 지지 레그의 양의 스프링 상수(positive spring constant)로 정의된다.

이러한 용량성 가속도계는 검사 질량의 변위가 증가함에 따라 검사 질량과 전극 사이의 끌어당기는 정전기력이 증가하는 "음의 스프링 레이트(negative spring rate)"를 겪을 수 있다. 즉, 끌어당기는 정전기력은 컴플라이언트 지지 레그에 의해 제공되는 것과 같은 종래의 "양의 스프링"과 반대 방향으로 작용하는 "음의 스프링"을 발생시킨다. 이것은 쿨롱의 법칙에 의해 발생한다 - 검사 질량이 널(null) 위치에서 변위(displacement)에 따라 검사 질량과, 검사 질량에 더 근접한 전극 사이의 인력은, 변위에 따라 검사 질량과 다른 전극 사이의 인력이 감소하는 동안 증가한다. 이러한 상황은 매우 불안정한데, 검사 질량의 작은 변위가 가속으로부터의 힘과 동일한 방향으로 작용하는 끌어당기는 정전기력으로 초래되고, 폐쇄 루프 영향 아래에서 널 위치로 검사 질량을 복원하는 것을 어렵게 한다.

US5142921은 폐쇄 루프에서 용량성 가속도계를 동작시키는 "constant charge forcing" 방식의 사용을 설명한다. 이 경우, 각각의 전극에 인가된 "고압(high tension; HT)" - 즉, 전극에 인가된 복원 전압의 최대 진폭 - 은 끌어당기는 정전기력이 독립 위치로 음의 정전기 스프링 상수가 무효화되는 방식으로 검사 질량이 널 위치로부터 이동하여 서로 다르게 변화된다. US5142921은 고정 전류가 특정 시간 동안 인가되어 고정 전하를 전극에 제공하고, 검사 질량의 일 측면 상의 전극과 검사 질량의 반대 측면 상의 전극 사이에서 교번하는 시간 멀티플렉스 방식을 이용한다. 이것은 널 위치에서 오프셋되는 검사 질량을 나타내는 차동 피크 전압(differential peak voltage)을 발생시킨다. 이 차동 전압 신호는 이후 널 위치로 검사 질량을 복원하도록 적분(integral) 루프 필터를 갖는 펄스 폭 변조(pulse width modulation; PWM) 발생기를 구동시키기 위해 이용되며, 이는 PWM 구동 신호의 불균형 마크/공간 비율(즉, 50:50이 아님)은 관성 가속력을 제공한다.

하지만, 이러한 종래의 접근법은 전형적으로 특정 주파수 범위 내에서만 개방 루프 이득을 제공하고, 이 범위 외에서 가속도계는 스트레스(stress) 상태일 때 바이어스 시프트(bias shift)를 겪는다. PWM 구동 신호는 전형적으로 MEMS 장치의 공진 주파수보다 훨씬 더 큰 주파수라는 것을 이해할 것이다. 제한되지 않은 예로서, 48 kHz PWM 구동 신호는 3 kHz의 공진 주파수를 갖는 MEMS 장치에 인가될 수 있다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 가속도계 폐쇄 루프 제어 시스템이 제공되며, 이 시스템은:

제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극에 대해 이동가능한 검사 질량(proof mass)을 포함하는 용량성 가속도계;

구동 주파수 및 조절가능한 마크/공간 비율을 갖는 동위상 및 역위상 PWM 구동 신호를 생성하도록 배열된 펄스 폭 변조(PWM) 생성기 - 상기 동위상 및 역위상 PWM 구동 신호는 이들이 교대로 충전되도록 각각 제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극에 인가됨 - ;

오차(error) 신호를 제공하기 위하여 널 위치로부터 검사 질량의 변위를 나타내는 가속도계로부터 픽오프(pick-off) 신호를 감지하도록 배열된 출력 신호 검출기 - 널 위치는 가속도가 인가되지 않을 때 제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극에 대한 검사 질량의 위치임 - ;

기계적 관성력이 정전기력에 의해 밸런싱되어 널 위치에서 검사 질량의 동작 점을 유지하도록 오차 신호에 응답하여 상기 동위상 및 역위상 PWM 구동 신호의 조절가능한 마크/공간 비율을 변화시키도록 배열된 폐쇄 루프에서 동작하는 PWM 서보; 및

오차 신호에 응답하여 동위상과 역위상 PWM 구동 신호들 간에 진폭의 차이를 변화시키도록 배열된 차동 전압 서보를 포함한다.

따라서, 본 발명에 따라 폐쇄 루프에서 동작하는 용량성 가속도계는 종래의 가속도계에 의해 겪는 음의 스프링 레이트 문제를 방지할 수 있다. 오차 신호에 응답하여 두 커패시터 전극에 인가된 차동 전압을 변화시킴으로써, 인가된 가속도로 인한 검사 질량의 임의의 변위에도 불구하고 정전기력은 실질적으로 일정하게 유지될 수 있다. 이는 가속도계에서 음의 스프링 레이트의 영향을 완전히 제거하지 않는 경우에 실질적으로 감소될 수 있다.

출원인은 본 발명에 따른 가속도계가 더 높은 개방 루프 이득을 갖는 더 낮은 공진 주파수 MEMS 장치의 사용을 가능하게 하여 MEMS 장치의 기계적 응력에 의해 야기된 바이어스 효과의 영향을 감소시킬 수 있음을 인식하였다. 예를 들어, 3.5 kHz MEMS는 20 nm/g의 변위를 겪을 수 있는 반면 1 kHz MEMS는 200 nm/g의 변위를 겪을 수 있고 이에 따라 1 nm 응력 오차는 전자의 장치에 대해 비교 시에 후자의 장치에 대한 바이어스 오프셋의 효과를 10배 더 작아서 장치의 감도가 증가된다. 종래의 가속도계에서, "g 범위"(즉, 장치가 측정할 수 있는 가속도 범위)는 MEMS 장치의 공진 주파수와 직접 관련된다. 그러나, 본 발명에 따른 가속도계의 g 범위는 MEMS의 공진 주파수로부터 분리되어, 높은 g 범위를 유지하면서 더 낮은 공진 주파수의 사용을 유리하게 허용한다.

일부 선호되는 예에서, 차동 전압 서보는 제 1 및 제 2 디지털 제어 워드를 생성하도록 배열된 마이크로컨트롤러를 포함하며,

상기 제 1 디지털 제어 워드는 제 1 기준 입력에서 동위상 PWM 신호를 수신하고 스케일링된 동위상 PWM 신호를 출력하도록 배열된 제 1 디지털 대 아날로그 변환기에 입력되고;

상기 제 2 디지털 제어 워드는 제 2 기준 입력에서 역위상 PWM 신호를 수신하고 스케일링된 역위상 PWM 신호를 출력하도록 배열된 제 2 디지털 대 아날로그 변환기에 입력된다. 이러한 예에서, 이들 디지털 제어 워드는 제 1 및 제 2 커패시터 전극에 인가된 아날로그 출력 전압을 스케일링하기 위하여 아날로그 변환기에 적절한 디지털로 변환된다.

일부 예에서, 출력 신호 검출기는 검사 질량에 연결된 입력 및 출력을 갖는 전하 증폭기를 포함하며, 상기 전하 증폭기는 임의의 주어진 시간에 충전되는 제 1 및 제 2 커패시터 전극 중 어느 것과 검사 질량 사이의 커패시턴스에 비례하는 전압을 이의 출력에서 생성하도록 배열된다. 이러한 전하 증폭기는 그 입력에 인가된 전류를 적분하고 적분된 전류(즉, 일정 기간 동안 축적된 전하)에 비례하는 출력 전압을 생성하도록 동작한다. 축적된 전하가 검사 질량과 현재 충전된 커패시터 전극 사이의 커패시턴스에 비례함에 따라, 전하 증폭기의 출력에서 생성된 전압은 검사 질량의 변위의 측정치이다.

이러한 예의 선호되는 세트에서, 출력 신호 검출기는 전하 증폭기의 출력에 접촉된 입력을 갖는 복조기를 추가로 포함하고, 상기 복조기는:

동위상 PWM 신호가 제 1 샘플을 생성하기 위하여 높은 상태에서 전하 증폭기의 출력을 샘플링하고;

역위상 PWM 신호가 제 2 샘플을 생성하기 위하여 높은 상태에서 전하 증폭기의 출력을 샘플링하고;

상기 제 1 샘플과 제 2 샘플 사이의 차이를 계산하고; 및

오차 신호를 생성하도록 - 오차 신호가 상기 차이에 종속됨 - 배열된다. 따라서, 이러한 예에 따르면, 복조기는, 이들 사이에 형성된 커패시터가 "활성(active)"인 동안에, 즉 다른 커패시터 전극이 낮은 PWM 신호(전형적으로 0 V)를 수신하는 동안에 당해 커패시터 전극은 높은 PWM 신호를 수신하는 동안에 검사 질량과 각각의 커패시터 전극 사이의 측정치를 획득한다는 것이 이해될 것이다.

이러한 일부 예에서, PWM 서보는 오차 신호의 적분에 응답하여 조절가능한 마크/공간 비율을 변화시키도록 배열된 적분 루프 필터를 포함한다. 따라서, 이러한 예에 따르면, 오차 신호는 검사 질량을 널 위치로 복원하기 위해 적분 루프 필터를 갖는 PWM 생성기를 구동하는데 사용되는 것으로 보여질 것이며, PWM 구동 신호의 마크/공간 비율은 임의의 인가된 관성 가속력을 오프셋한다. 일체형 루프 필터는 큰 DC 이득을 제공하므로 PWM 서보는 상대적으로 안정된 가속도에 응답한다. 장치의 지오메트리 및 HT 전압에 대한 지식을 통해 복조기 출력 신호와 검사 질량 변위 사이의 선형 관계가 임의의 특정 장치에 대해 얻어질 수 있다. 이러한 예에 따라 PWM이 관성력을 0으로 설정하는데 적분 제어가 사용되지만, 이는 루프 안정성을 최적화하기 위해 비례-적분-미분(proportional-integral-differential; PID) 제어로 확장될 수 있다.

잠재적으로 중첩되는 예의 세트에서, 차동 전압 서보는 오차 신호에 비례하는 동위상 및 역위상 PWM 구동 신호 사이의 진폭 차이를 변화시키도록 배열된다. 이러한 예에 따라, 비례 서보는 각각의 제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극에 인가된 HT 전압을 차동적으로 변화시키는 것으로 이해된다. 적분 제어와는 달리, 이러한 예에서 제공되는 비례 제어는 차동 전압 서보가 충격 및 진동과 같은 단기 가속도에 응답하도록 허용한다. 단지 비제한적 예로서, 이는 이러한 비례 서보의 출력에 의해 제어되는 실리콘 센싱 시스템즈 리미티드(Silicon Sensing Systems Ltd)로부터 입수가능한 "베스타(Vesta)" 애플리케이션 특정 집적 회로(application specific integrated circuit; ASIC)와 같은 가속도계의 출력에 대하여 디지털 대 아날로그 변환기(digital to analogue convertor; DAC)를 이용함으로써 달성될 수 있다. 따라서 이는 기존의 가속도계와 호환될 수 있는 근사 상수 전하 인가 방식(approximate constant charge forcing scheme)이다.

예의 세트에서, PWM 서보가 적분 제어를 제공하고 차동 전압 서보가 비례 제어를 제공하며, 이 둘 모두는 검사 질량을 이동시키는 가속도에 필연적으로 응답할 것이라는 것을 이해할 것이다. 그러나 저주파수 가속도에서는 적분항으로 인해 PWM 서보가 우세하다.

일부 이러한 예에서, 복조기는 동기화 신호를 수신하도록 추가로 배열되고 복조기는 미리 정해진 주파수에서 오차 신호를 생성하기 위하여 상기 동기화 신호를 사용한다. 선호되는 예에서, 미리 정해진 주파수는 구동 주파수이다. 이러한 예에서, 복조기는 구동 주파수의 1회 이상의 사이클마다 검사 질량으로부터 얻어진 제 1 샘플과 제 2 샘플 간의 차이를 결정하고 커패시터 전극에 PWM 구동 신호의 다음의 인가 중에 오차 신호를 생성한다.

오차 신호는 아날로그 신호일 수 있지만, 선호되는 예에서 오차 신호가 디지털 신호이다. 이는 예를 들어, 오차 신호가 제 1 및 제 2 커패시터 전극에 인가된 전압을 스케일링하기 위해 디지털-아날로그 변환기에 직접적으로 입력되게 할 수 있다.

본 발명의 제 2 양태에 따라서, 제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극에 대해 이동가능한 검사 질량을 포함한 용량성 가속도계를 제어하는 폐쇄 루프 방법이 제공되며, 상기 방법은:

조절가능한 마크/공간 비율로 제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극에 동위상 및 역위상 펄스 폭 변조(PWM) 구동 신호를 인가하는 단계;

오차 신호를 제공하기 위하여 널 위치로부터 검사 질량의 변위를 나타내는 가속도계로부터 픽-오프 신호를 감지하는 단계 - 널 위치는 가속도가 인가되지 않을 때 제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극에 대한 검사 질량의 위치임 - ;

기계적 관성력이 정전기력에 의해 밸런싱되어 널 위치에서 검사 질량의 동작 점을 유지하도록 오차 신호에 응답하여 상기 동위상 및 역위상 PWM 구동 신호의 조절가능한 마크/공간 비율을 변화시킴으로써 폐쇄 루프에서 동작하는 단계; 및

동위상 및 역위상 PWM 구동 신호들 간이 차동 전압을 변화시키기 위하여 오차 신호를 이용하는 단계를 포함한다.

제 1 양태와 관련하여 전술된 선호되는 및 선택적 특징은 제 2 양태에 동일하게 적용된다.

수반되는 도면을 참조하여, 본 개시물의 특정 실례가 예로서만 기술될 것이다.
도 1a 및 도 1b는 종래의 폐쇄 루프 용량성 가속도계의 동작을 도시한다.
도 2는 본 발명에 따르는 폐쇄 루프 가속도계 제어 시스템을 도시한다.
도 3은 검사 질량이 중심에 있고 가속이 인가되지 않을 때 도 2의 가속도계 제어 시스템의 전형적인 신호를 도시한다.
도 4는 검사 질량이 커패시터 전극들 중 하나를 향해 오프셋되고 가속이 인가되지 않을 때 도 2의 가속도계 제어 시스템의 전형적인 신호를 도시한다.
도 5는 검사 질량이 다른 커패시터 전극을 향해 오프셋되고 가속이 인가되지 않을 때 도 2의 가속도계 제어 시스템의 전형적인 신호를 도시한다.
도 6은 가속이 인가되었을 때 도 2의 가속도계 제어 시스템의 전형적인 신호를 도시한다.

도 1a 및 도 1b는 종래 폐쇄 루프 용량성 가속도계(2)의 동작을 도시한다. 가속도계(2)는 이동 가능한 검사 질량(4) 및 한 쌍의 고정 커패시터 전극(6a, 6b)을 포함한다. 2개의 고정 커패시터 전극(6a, 6b)은 서로 평행하게 배열되고 검사 질량(4)의 다른 측면에 위치된다. 이 가속도계(2)는 감지 방향(8)으로 선형 가속을 결정하기 위해 배열되고 인가된 가속에 응답하여 감지 방향(8)을 따라 이동하기 위한 자유도(freedom)를 가진다. 도 1a는 가속도계(2)가 감지 방향(8)으로 임의의 가속을 경험하지 않는 경우를 도시하고(즉, 가속도계(2)가 정지되거나 또는 일정한 속도에 있다), 이러한 경우 검사 질량(4)은 "널 위치(null position)"에 있고 즉, 2개의 고정 커패시터 전극(6a, 6b)로부터 등거리로 위치된다.

도 1b는 가속도계(2)가 감지 방향(8)에서의 가속을 겪는 경우를 도시한다. 도면에 도시된 바와 같이, 검사 질량(4)은 제 1 고정 커패시터 전극(6a)에 근접하게 이동하고 제 2 고정 커패시터 전극(6b)과 멀어지게 되어 공간이 더 이상 동일하지 않다. 정규 동작 동안에, 펄스 폭 변조(PWM) 신호는 2개의 고정 커패시터 전극(6a, 6b)에 인가된다. 하나의 커패시터 전극(6a)에 인가된 PWM 구동 신호는 다른 커패시터 전극(6b)에 인가된 PWM 구동 신호와 위상이 반대가 되어, 임의의 주어진 시간 동안에 고정 커패시터 전극(6a, 6b) 중 하나는 이에 인가된 "높은" PWM 전압을 가지고, 반면 다른 하나는 이에 인가된 "낮은" PWM 전압(가령, 0 V)을 가진다.

그러한 종래 가속도계(2)에 있어서, 이 PWM 구동 신호는 고정 커패시터 전극(6a, 6b)에 구동된 전압을 나타낸다. "일정한 전하" 방식 하에서, 이 PWM 구동 신호는 기지의 폭과 높이를 가지고, 기지의 전하(known charge)가 고정 커패시터 전극(6a, 6b)에 인가되도록 기지의 전류가 특정 시간 동안 인가된다. 커패시터의 커패시턴스는 저장된 전하를 두 플레이트 사이의 전압으로 나눈 값과 같으며, 전하는 PWM 구동 신호의 특성으로 알려져 있으므로 커패시턴스는 검사 질량(4)에서 전압을 측정하여 결정할 수 있다. 대안으로, "일정한 전압" 방식 하에서 기지의 전압이 고정 커패시터 전극(6a, 6b)에 인가되고 커패시턴스가 검사 질량(4)에서의 전하를 측정하여 대신 결정된다(전형적으로, 트랜스 임피던스 또는 "전하" 증폭기를 사용하여). 커패시턴스는 플레이트의 표면적에 정비례하고 그들 사이의 거리에 반비례하며, 표면적은 일정하게 유지되므로, 결정 커패시턴스는 커패시터 플레이트들 사이 거리를 직접 측정한다(즉, 검사 질량(4)과 고정 커패시터 전극(6a, 6b) 사이의 거리는 임의의 주어진 순간에 높은 PWM 신호를 수신한다).

도 2는 본 개시물에 따르는 폐쇄 루프 가속도계 제어 시스템(10)을 도시한다. 폐쇄 루프 가속도계 제어 시스템(10)은 도 1a 및 도 1b를 참조하여 전술되는 이동가능한 검사 질량(4)과 고정 커패시터 전극(6a, 6b)을 포함하는 마이크로 전자 기계 시스템(MEMS) 가속도계(2)의 동작을 제어하기 위해 사용된다. 제어 시스템(10)은 전하 증폭기(12), 복조기(14), 마크 공간 비율 서보(mark space ratio servo)(16), 고압 서보(18) 및 한 쌍의 디지털-아날로그 변환기(DAC)들(20a, 20b)을 포함한다.

마크 공간 비율 서보(16)는 PWM 루프 필터(22)와 PWM 생성기(24)를 포함한다. 고압 서보(18)는 고압 루프 필터(26)와 인버터(28)를 포함한다. 이러한 2개의 서보(16, 18)의 동작은 하기에서 보다 상세하게 설명될 것이다.

전하 증폭기(12)가 배열되어 이의 입력은 검사 질량(4)에 연결되고 이의 출력은 복조기(14)의 입력에 연결된다. 당업자라면 이해할 수 있는 바와 같이, 전하 증폭기는 입력 전류의 적분에 비례하여 출력이 생성되고 즉, 출력 전압(42)은 입력 전하에 비례한다. 가속 상태에서, 전하 증폭기(12)의 출력에서 생성된 전압(42)은 고정 높이 PWM 구동 신호(30a, 30b)의 각각의 주기로 2개의 상이한 값을 취할 것이고, 어느 하나의 전압 값은 높은 PWM 신호가 제공되는 제 1 고정 커패시터 전극(6a)과 대응되고 다른 전압 값은 높은 PWM 신호에 연결되는 다른 고정 커패시터 전극(6b)에 대응된다(가속이 그 기간 동안 일정하게 유지된다는 가정). 전하 증폭기(12)에 의해 사용된 기준 전압(V_ref)(도 2에서 미도시)은 0 V가 될 수 있지만, 도 3 내지 도 6을 참조하면, 0이 아닌 양의 전압으로 도시된다.

복조기(14)는 PWM 구동 신호의 주기당 2회 전하 증폭기(12)의 출력 전압(42)을 샘플링하기 위해 배열되고, 정상 위상일 때 한 번 고정 높이 PWM 신호(30a)가 높고, 반대 위상일 때 한 번 고정 높이 PWM 구동 신호(30b)가 높다(또한 이러한 타이밍은 스케일링된 PWM 구동 신호(40a, 40b)가 각각 높고, 이들 신호(40a, 40b)는 이하에서 더 상세하게 설명된다). 복조기(14)는 이들 두 샘플들 사이의 차이에 비례하는 오차 신호(44)를 출력하도록 배열되며, 이 예에서는 디지털 신호이다. 또한, 복조기(14)는 고정 높이 PWM 구동 신호(30a, 30b)와 복조기(14)를 동기화하기 위해 사용되는 기준 신호(32)를 수신하기 위해 배열된다. 이 오차 신호(44)는 후술되는 바와 같이 마크 공간 비율 서보(16)와 고압 서보(18)에 제공된다.

마크 공간 비율 서보(16)는 이동가능한 검사 질량(4)을 가속이 인가되는 동안 널 위치로 복귀하도록 고정 높이 PWM 구동 신호(30a, 30b)의 마크 공간 비율을 변화시키기 위해 적분 제어를 사용하도록 배열되며, 이는 폐쇄 루프 가속도계의 경우와 마찬가지이다. 마크 공간 비율 서보(16)는 복조기(14)로부터의 오차 신호(44)가 오차 신호(44)의 부호 및 크기에 기초하여 PWM 생성기(24)에 입력되는 제어 신호를 제공하는 PWM 루프 필터(22)에 입력되도록 배열된다. PWM 생성기(24)는 고정 진폭을 갖는 PWM 구동 신호(30a, 30b)를 생성하도록 구성되지만, PWM 루프 필터(22)로부터의 제어 신호를 사용하여 이들 신호의 마크 공간 비율을 변화시킨다(즉, 각 신호가 각 기간에서 높은 값을 갖는 시간의 비율). 다시 말해서, 마크 공간 비율 서보(16)는 검사 질량(4)의 변위에 응답하여 고정 높이 PWM 신호(30a, 30b)의 각각의 듀티 사이클을 변화시킨다.

반대로, 고압 서보(18)는 고정 커패시터 전극(6a, 6b)에 인가되는 PWM 구동 신호(40a, 40b)의 진폭을 변화시키도록 배열된다. 고압 서보(18)는 복조기(14)에 의해 생성된 오차 신호(44)가 비례 제어를 사용하여 한 쌍의 DAC(20a, 20b)에 입력되는 한 쌍의 디지털 제어 워드(34a, 34b)를 생성하는 고압 루프 필터(26)에 각각 입력되도록 배열된다. 제 1 디지털 제어 워드(34a)는 고압 루프 필터(26)의 출력으로부터 직접 얻어지는 반면, 제 2 디지털 제어 워드(34b)는 인버터(28)를 먼저 통과한다. 인버터(28)는 제 2 디지털 제어 워드(34b)를 "반전"하도록 배열되어, 제 1 디지털 제어 워드(34a)가 증가하면 제 2 디지털 제어 워드(34b)가 감소하고 반대의 경우에 마찬가지이다. 2개의 디지털 제어 워드들(34a, 34b)의 값은 복조기(14)에 의해 생성된 오차 신호(44)에 정비례하여 변화할 수 있지만, 통상적으로, 이들은 검사 질량(4)이 널 위치에 있을 때 고압 루프 필터(26)에 의해 생성된 표준의 0 이 아닌 값으로부터 변화될 것이다.

2개의 DAC(20a, 20b)는 각각의 기준 전압 입력(36a, 36b)으로, 동위상에서 고정 높이 PWM 구동 신호(30a) 및 역위상에서 고정 높이 PWM 구동 신호(30b)를 수신하도록 배치된다. DAC(20a, 20b)는 또한 각각의 디지털 입력(38a, 38b)에서 디지털 제어 워드(34a, 34b)를 수신하도록 배치된다. 2개의 DAC(20a, 20b)의 출력은 2개의 고정 커패시터 전극(6a, 6b)에 각각 연결된다. (일반적으로 아날로그 출력의 범위를 스케일링하는데 사용되는) DAC들(20a, 20b)의 기준 입력들에 연결되기 때문에, PWM 생성기(24)에 의해 생성된 PWM 구동 신호들(30a, 30b)은 마크 공간 비율 서보(16)에 의해 설정된 듀티 사이클에서 2개의 DAC(20a, 20b)를 선택적으로 활성 및 비활성화하는 반면, 디지털 제어 워드(34a, 34b)는 고정 커패시터 전극(6a, 6b)에 각각 인가되는 아날로그의 스케일링된 PWM 구동 신호(40a, 40b)를 생성하기 위해 DAC(20a, 20b)에 의해 샘플링된다.

마크 공간 비율 서보(16)가 널 위치에서 검사 질량(4)을 유지하기 위해 고정 커패시터 전극(6a, 6b)에 인가된 구동 신호(40a, 40b)의 마크 공간 비율을 변화시키도록 동작하는 반면, 검사 질량(4)과 고정 커패시터 전극(6a, 6b) 사이의 끌어당기는 정전기력이 검사 질량(4)의 변위에 상관없이 실질적으로 일정하게 유지되는 것을 보장하기 위하여 고압 서보(18)는 커패시터 전극(6a, 6b)에 인가된 2개의 구동 신호들(40a, 40b) 사이의 차동 전압을 변화시킨다.

따라서, 본 개시의 시스템은 일정한 전압 방식을 사용하지만 일정한 충전 방식을 사용하지는 않는다. 그러나, 이전의 정전압 시스템은 각각의 하프 사이클에서 각각의 커패시터 전극에 동일한 전압을 인가하고 한 사이클에서 다음 사이클까지 동일한 전압을 일정하게 인가하였지만, 본 개시의 제어 시스템(10)은 이들 각각의 하프-사이클에서 커패시터 전극들에 인가된 차동 전압을 변화시키고(즉, 반드시 동일한 전압을 수용하지 않음), 하나의 PWM 사이클에서 다음 사이클까지 이 차동 전압을 변화시킨다. 이 차동 전압은 검사 질량(4)의 변위에 따라 변화되어 검사 질량(4)과 각각의 커패시터 전극들(6a, 6b) 사이의 정전기력이 검사 질량(4)의 변위에 상관없이 실질적으로 일정하다. 정전기력은 검사 질량의 변위에 따라 변하지 않기 때문에, 끌어당기는 정전기력에 의한 음의 스프링 기여는 없지만 PWM 마크/공간 비율은 인가된 가속도의 직접적인 측정을 제공한다.

도 3은 검사 질량(4)이 중심에 있고 가속이 인가되지 않았을 때 도 2의 가속도계 제어 시스템(10)의 신호를 도시한다. 이러한 경우, 검사 질량(4)은 널 위치에 있고 구동 신호(40a, 40b)는 50:50 마크 공간 비율을 가진다. 검사 질량(4)이 널 위치에 있으므로, 전하 증폭기(12)에 의해 생성된 출력 신호(42)는 기준 전압(V_ref)에 머무른다.

도 4는 검사 질량(4)이 커패시터 전극(6a) 중 하나를 향해 오프셋되고 인가된 가속이 없을 때 도 2의 가속도계 제어 시스템(10)의 신호를 도시한다. 이것은 가속도계가 급격한 충격이나 진동에 노출되어 순간적으로 검사 질량(4)을 변위시키고 가속도계 제어 시스템(10)이 인가된 가속도인 것처럼 동작을 무효로 하는 방식으로 발생할 수 있다. 이러한 경우 전하 증폭기(12)는, 검사 질량(4)이 "상부" 커패시터 전극(6a)을 향해 오프셋되는 것을 나타내는 방형파 출력 신호(42)를 생성한다. 이 방형파 출력 신호(42)는 V_ref + V₁ - V₂ 에 의해 정의되고, V₁은 검사 질량 및 상부 커패시터 전극(6a)에 의해 형성된 커패시터에서 나오는 전압 출력으로부터 유도되고, V₂는 검사 질량 및 하부 커패시터 전극(6b)에 의해 형성된 커패시터로부터 나오는 전압 출력으로부터 유도되며, V_ref 는 도 3을 참조하여 전술한 바와 같이 검사 질량(4)이 널 위치로부터 오프셋되지 않을 때 2개의 커패시터가 도달하는 전압에 대응된다(즉, 출력 신호(42)의 평균값은 V_ref이고, 신호는 그 위아래로 동일한 양만큼 변동한다). V₁ 및 V₂는 2개의 유효 커패시터들 자체로부터의 출력 전압일 수 있거나, 이들로부터 유도될 수 있다는 것(가령, 기지의 스케일링 요인과 이들이 비례하여)이 이해될 것이다. 복조기(14)는 이 방형파 출력 신호(42)를 수신하여 양의 오차 신호(44)를 생성한다. 이 양의 오차 신호는, 상부 커패시터 전극(6a)에 인가된 구동 신호(40a)가 ΔV만큼 감소되고 "하부" 커패시터 전극(6b)에 인가된 구동 신호(40b)가 동일한 양 ΔV만큼 증가되도록 제어 워드(34a, 34b)를 설정하기 위해 고압 서보(18)에 의해 사용된다. 고압 서보(18)에 의해 결정되는 ΔV의 올바른 선택으로, 일정한 스프링 상수는 검사 질량(4)의 변위에 관계없이 달성될 수 있다.

도 5는 검사 질량(4)이 다른 커패시터 전극(6b)을 향해 오프셋되고 어떠한 가속도 인가되지 않을 때 도 2의 가속도계 제어 시스템(10)의 전형적인 신호를 도시한다. 도 4를 참조하여 기술된 경우와 대조적으로, 전하 증폭기(12)는 검사 질량(4)이 "하부" 커패시터 전극(6b)을 향해 오프셋된 것을 나타내는 방형파 출력 신호(42)를 생성한다. 복조기(14)는 이 방형파 출력 신호(42)를 수신하여 음의 오차 신호(44)를 생성한다. 이 음의 오차 신호는 상부 커패시터 전극(6a)에 인가된 구동 신호(40a)가 ΔV만큼 증가하고, "하부" 커패시터 전극(6b)에 인가된 구동 신호(40b)는 동일한 양 ΔV만큼 감소되도록 제어 워드(34a, 34b)를 설정하기 위해 고압 서보(18)에 의해 사용된다(ΔV의 값은 반드시 도 4를 참조하여 기술된 바와 같을 필요는 없다는 것을 주의해야 한다).

도 6은 가속도가 인가될 때 도 2의 가속도계 제어 시스템(10)의 전형적인 신호를 도시한다. 이 경우, 마크 공간 비율 서보(16)는 고정 높이 PWM 구동 신호들(30a, 30b)의 각각의 듀티 사이클의 마크 공간 비율들 - 이에 따라 구동 신호(40a, 40b)의 각각의 듀티 사이클 - 을 검사 질량(4)의 변위에 대응하여 변화하여 이러한 변위를 상쇄하고 검사 질량(4)을 이의 널 위치로 복원하도록 한다. 먼저, 전하 증폭기(12)는 방형파 출력 신호(42)를 생성하고, 복조기(14)는 이 방형 파 출력 신호(42)를 수신하여 음의 오차 신호(44)를 생성한다. 이 음의 오차 신호는 상부 커패시터 전극(6a)에 인가된 구동 신호(40a)가 ΔV만큼 증가되고 하부 커패시터 전극(6b)에 인가된 구동 신호(40b)가 동일한 ΔV 양에 의해 감소되도록 제어 워드(34a, 34b)를 설정하기 위해 고압 서보(18)에 의해 사용된다(ΔV의 값은 반드시 도 4 및 도 5를 참조하여 기술된 것과 동일할 필요는 없다는 것에 유의해야 한다).

그러나, 시간 t_null에서, 검사 질량(4)은 여전히 가속중에 있더라도 널 위치로 복원된다. 이와 같이, 전하 증폭기(12)의 출력 신호(42)는 전술한 기준 전압(V_ref)과 동일하고 일정하게 되고, 복조기(44)에 의해 생성된 오차 신호(44)는 0 V로 떨어진다. 차례로, 커패시터 전극(6a, 6b)에 큰 차동 전압이 인가되지 않도록 제어 워드(34a, 34b)가 설정된다. 마크 공간 비율은 가속도에 대해 선형이어서 가속도계 자체가 더 이상 음의 스프링 영역에 있지 않은 동안 가속도계가 경험하는 가속도를 직접 측정할 수 있는 수단을 제공하므로, 보다 높은 개방 루프 이득과 함께 낮은 공진 주파수 MEMS 기반 가속도계를 사용할 수 있고 MEMS 기반 가속도계의 기계적 스트레스에 의한 바이어스 효과의 영향을 줄일 수 있다.

따라서, 본 발명은 음의 스프링 레이트를 겪지 않는 폐쇄 루프 용량성 가속도계의 제어를 위한 개선된 방법을 제공한다는 것을 알 수 있을 것이다. 음의 스프링 레이트의 영향을 제거함으로써 MEMS 기반 용량성 가속도계는 낮은 공진 주파수 및 더 높은 개방 루프 스케일 인자로 구현될 수 있다. 이는 MEMS의 기계적 스트레스에 의한 바이어스 효과를 완화하는 데 도움이 될 수 있다. 당업자는 전술한 예들이 단지 예시적인 것이며 본 발명의 범위를 제한하지 않는다는 것을 알 수 있을 것이다.

Claims

가속도계 폐쇄 루프 제어 시스템에 있어서,
제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극들에 대해 이동가능한 검사 질량(proof mass)을 포함하는 용량성 가속도계;
구동 주파수 및 조절가능한 마크/공간 비율(mark/space ratio)을 갖는 동위상 및 역위상 PWM 구동 신호들을 생성하도록 배열된 펄스 폭 변조(pulse width modulation; PWM) 생성기 - 상기 동위상 및 역위상 PWM 구동 신호들은 이들이 교대로 충전되도록 각각 상기 제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극들에 인가됨 - ;
오차 신호를 제공하기 위하여 널 위치(null position)로부터 상기 검사 질량의 변위를 나타내는 상기 가속도계로부터 픽오프(pick-off) 신호를 감지하도록 배열된 출력 신호 검출기 - 상기 널 위치는 가속도가 인가되지 않을 때 상기 제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극들에 대한 상기 검사 질량의 위치임 - ;
기계적 관성력들이 정전기력들에 의해 밸런싱되어 널 위치에서 상기 검사 질량의 동작 점을 유지하도록 상기 오차 신호에 응답하여 상기 동위상 및 역위상 PWM 구동 신호의 상기 조절가능한 상기 마크/공간 비율을 변화시키도록 배열된 폐쇄 루프에서 동작하는 PWM 서보(servo); 및
상기 오차 신호에 응답하여 상기 동위상과 역위상 PWM 구동 신호들 사이의 진폭의 차이를 변화시키도록 배열된 차동 전압 서보를 포함하는, 가속도계 폐쇄 루프 제어 시스템.
청구항 1에 있어서,
상기 차동 전압 서보는 제 1 및 제 2 디지털 제어 워드를 생성하도록 배열된 마이크로컨트롤러를 포함하며,
상기 제 1 디지털 제어 워드는 제 1 기준 입력에서 상기 동위상 PWM 구동 신호를 수신하고 스케일링된 동위상 PWM 구동 신호를 출력하도록 배열된 제 1 디지털 대 아날로그 변환기에 입력되고; 및
상기 제 2 디지털 제어 워드는 제 2 기준 입력에서 상기 역위상 PWM 신호를 수신하고 스케일링된 역위상 PWM 신호를 출력하도록 배열된 제 2 디지털 대 아날로그 변환기에 입력되는, 가속도계 폐쇄 루프 제어 시스템.
청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
상기 출력 신호 검출기는 검사 질량에 연결된 입력 및 출력을 갖는 전하 증폭기를 포함하고, 상기 전하 증폭기는 임의의 주어진 시간에 충전되는 상기 제 1 및 제 2 커패시터 전극들 중 어느 것과 상기 검사 질량 사이의 커패시턴스에 비례하는 전압을 이의 출력에서 생성하도록 배열되는, 가속도계 폐쇄 루프 제어 시스템.
청구항 3에 있어서,
상기 출력 신호 검출기는 상기 전하 증폭기의 상기 출력에 연결된 입력을 갖는 복조기를 더 포함하고, 상기 복조기는,
제 1 샘플을 생성하기 위하여 상기 동위상 PWM 구동 신호가 높은 상태에 있는 동안에 상기 전하 증폭기의 상기 출력을 샘플링하고;
제 2 샘플을 생성하기 위하여 상기 역위상 PWM 구동 신호가 높은 상태에 있는 동안에 상기 전하 증폭기의 상기 출력을 샘플링하고; 및
상기 제 1 및 제 2 샘플들 사이의 차이를 계산하고; 및
상기 오차 신호를 생성하도록 - 상기 오차 신호가 상기 차이에 종속됨 - 배열되는, 가속도계 폐쇄 루프 제어 시스템.
청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
상기 PWM 서보는 상기 오차 신호의 적분(integral)에 응답하여 조절가능한 상기 마크/공간 비율을 변화시키도록 배열된 적분 루프 필터를 포함하는, 가속도계 폐쇄 루프 제어 시스템.
청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
상기 차동 전압 서보는 상기 오차 신호에 비례하여 상기 동위상 및 역위상 PWM 구동 신호들 간의 진폭 차이를 변화시키도록 배열되는, 가속도계 폐쇄 루프 제어 시스템.
청구항 4에 있어서,
상기 복조기는 동기화 신호를 수신하도록 더 배열되며, 상기 복조기는 미리 정해진 주파수에서 상기 오차 신호를 생성하기 위해 동기화 신호를 사용하는, 가속도계 폐쇄 루프 제어 시스템.
청구항 7에 있어서,
상기 미리 정해진 주파수는 상기 구동 주파수인, 가속도계 폐쇄 루프 제어 시스템.
청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
상기 오차 신호는 디지털인, 가속도계 폐쇄 루프 제어 시스템.
제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극들에 대해 이동가능한 검사 질량을 포함한 용량성 가속도계를 제어하는 폐쇄 루프 방법에 있어서, 상기 방법은:
조절가능한 마크/공간 비율로 상기 제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극들에 동위상 및 역위상 펄스 폭 변조(PWM) 구동 신호들을 인가하는 단계;
오차 신호를 제공하기 위해 널 위치로부터 검사 질량의 변위를 나타내는 상기 가속도계로부터 픽-오프 신호를 감지하는 단계 - 상기 널 위치는 가속도가 인가되지 않을 때 상기 제 1 및 제 2 고정 커패시터 전극들에 대한 상기 검사 질량의 위치임 -;
기계적 관성력들이 정전기력들에 의해 밸런싱되어 상기 널 위치에서 상기 검사 질량의 동작 점을 유지하도록 상기 오차 신호에 응답하여 상기 동위상 및 역위상 PWM 구동 신호의 상기 조절가능한 마크/공간 비율을 변화시킴으로써 폐쇄 루프에서 동작하는 단계; 및
상기 동위상 및 역위상 PWM 구동 신호들 사이의 차동 전압을 변화시키기 위해 상기 오차 신호를 이용하는 단계를 포함하는, 폐쇄 루프 방법.
청구항 10에 있어서,
제 1 및 제 2 디지털 제어 워드들을 생성하는 단계;
스케일링된 동위상 PWM 구동 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 디지털 제어 워드 및 상기 동위상 PWM 구동 신호를 이용하는 단계; 및
스케일링된 역위상 PWM 구동 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 디지털 제어 워드 및 상기 역위상 PWM 구동 신호를 이용하는 단계를 더 포함하는, 폐쇄 루프 방법.
청구항 10 또는 청구항 11에 있어서,
임의의 주어진 시간 동안에 충전되는 상기 제 1 및 제 2 커패시터 전극들 중 어느 것과 검사 질량 사이의 상기 커패시턴스에 비례하는 전압을 생성하는 단계를 더 포함하는, 폐쇄 루프 방법.
청구항 12에 있어서,
제 1 샘플을 생성하기 위하여 상기 동위상 PWM 구동 신호가 높은 상태에 있는 동안에 상기 커패시턴스에 비례하는 전압을 샘플링하는 단계;
제 2 샘플을 생성하기 위하여 상기 역위상 PWM 구동 신호가 높은 상태에 있는 동안에 상기 커패시턴스에 비례하는 전압을 샘플링하는 단계; 및
상기 제 1 및 제 2 샘플들 사이의 차이를 계산하는 단계; 및
상기 오차 신호를 생성하는 단계 - 상기 오차 신호는 상기 차이에 종속됨 - 를 더 포함하는, 폐쇄 루프 방법.
청구항 13에 있어서,
미리 결정된 주파수에서 상기 오차 신호를 생성하기 위해 동기화 신호를 이용하는 단계를 더 포함하는, 폐쇄 루프 방법.
청구항 10 또는 청구항 11에 있어서,
상기 오차 신호는 디지털인, 폐쇄 루프 방법.