KR20180049270A - 프로그래머블 파형을 가진 동적 ｌｅｄ 드라이버를 포함하는 포토테라피 시스템 및 방법 - Google Patents

Abstract

생명체 통상적으로 사람에게 전자기 방사선(EMR)의 애플리케이션을 채용하는 포토테라피 또는 포토바이오모듈레이션 프로세스이다. EMR은 LED 줄들 중 한 개 이상에 의해 발생되며 하나 이상의 파장, 통상적으로는 스펙트럼의 가시광 및 적외선 부분에서 방출하도록 프로그램되며, 각각의 파장 내의 EMR은 지정된 온-시간, 오프-시간, 광여기 주파수, 듀티팩터, 위상지연, 및 파워 진폭을 가진 펄스로 전달된다. 그와 같은 EMR을 제공하는 시스템은 알고리즘들의 패턴 라이브러리 를 가진 마이크로컨트롤러, 및 바람직하게는 LED 줄들을 포함하는 애플리케이션 패드를 포함하며, 알고리즘들 각각은 특정한 합성 펄스들의 시퀀스를 정의한다.

Description

프로그래머블 파형을 가진 동적 ＬＥＤ 드라이버를 포함하는 포토테라피 시스템 및 방법{PHOTOTHERAPY SYSTEM AND PROCESS INCLUDING DYNAMIC LED DRIVER WITH PROGRAMMABLE WAVEFORM}

본 출원은 2012년 11월 8일자 미국 임시출원 제61/723,950호에 대한 우선권의 이익을 주장하며, 상기 출원의 전체는 참조에 의해 여기서 포함된다.

본 발명은 포토바이오모듈레이션(photobiomodulation) 및 포토테라피를 포함하는 의료 응용을 위한 바이오기술에 관한 것이다.

전체 우주에 퍼지는 기본적인 에너지인 전자기 방사선은 다양한 방법으로 생명체에 영향을 미친다. 상기 방사선의 파장 또는 주파수와 강도 또는 파워 레벨에 종속하여, 전자기 방사선(EMR: electromagnetic radiation)은 생명체에 유익하거나 위험할 수 있다.

이동전화에서 사용되는 전파 및 저전력 마이크로파는 대체로 무해하지만, 심자외선(deep UV) 및 x-선은 발암성으로 보통의 양으로도 생명체에 잠재적 위협이 될 수 있다고 알려져 있다. 가시광과 같은 다른 주파수들은 여전히 생명체에 유익하고 필수적이며, 지구의 먹이사슬의 기초로서 식물 및 박테리아 내 광합성을 가능하게 하여 지구의 생태계에 동력을 제공한다. EMR은 또한 무선 주파수 및 마이크로파 통신에서, 그리고 이미징 및 야간 투시를 위해 상기 스펙트럼의 적외선 부분에서 사용되는 불가결한 도구가 되었다. 원치 않는 전자기 방사선은 종종 EMI(electromagnetic interference)으로서 지칭된다.

전자장치에서, 전자기 노이즈의 방출에 대한 정부 제정 기준을 충족시키고 다른 전자장치와의 원치않는 간섭을 피하는 것은 전자기 환경 정합성(EMC: electromagnetic compati-biltity)라고 지칭된다. 다른 정부 기준들이 장치에 의해 방출된 최대 허용 파워 레벨(예컨대, 레이저 포인터 또는 산업용 레이저의 휘도(밝기, brightness), 또는 마이크로파 오븐 또는 마이크로파 통신의 최대 파워 레벨)에 적용되며, 특히 알파 입자 및 x-선 소스 또는 핵 물질과 같은 전리 방사선을 수반하는 임의의 장치에 대해 적용된다.

오늘날 물리학자들은 EMR을, 주파수에 의해(대안으로 파장 또는 파수에 의해) 및 휘도, 플럭스(flux) 밀도 또는 강도에 의해 변하는, 사실상 전자기력에 기초한 단일 유형의 에너지를 기술하는 스펙트럼 연속체(총칭하여 전자기 스펙트럼)로서 간주한다. 도 1의 전자기 스펙트럼(1)은 (좌측에서 우측으로) 파장이 감소하고 (주파수가 증가하는) 대역을 도시하며 가장 긴 파장의 AC 파워 분포(미도시)를 포함하고, 전파, 마이크로파, 적외선, 가시광, 자외선, x-선, 감마선, 및 그 외에 우주선(미도시)이 이어진다.

인간에게 특히 중요한 가시광 스펙트럼(또는 가시 대역(3))은 적색부터 주황, 노랑, 초록, 파랑 및 보라까지 단조롭게 변하는 750 nm부터 400 nm 범위에 있다(무지개에서와 같이). 이 색들의 조합은 색각(color vision)에 특히 중요한 백색 광을 생성한다, 가시광은 또한 광합성을 위해 식물 및 조류에서 중요하다. 식물 세포 내의 세포기관인 엽록체는 햇빛을 포획하고 그것을 광합성 프로세스를 사용하여 에너지로 변환하기 위해 엽록소를 사용한다. 엽록소는 적색, 파랑, 및 보라색 광을 흡수하기 때문에, 식물이 녹색으로 보인다.

750 nm보다 길고 1 mm보다 짧은 가시광에 인접한 대역의 광 파장들은 적외선 대역(2)으로 지칭되며, 가시광에 가장 가까운 광 파장들은 근적외선(NIR: near infrared)이고 더 긴 파장들은 긴 적외선 또는 원(far) 적외선이다. 8 내지 15 ㎛ 범위의 긴 적외선 광은 의료 및 보안 응용에서 적외선(IR) 이미징(6)에 사용된다.

400 nm보다 짧고 10 nm보다 긴 인접한 대역의 광 파장은 자외선 대역(4)으로 지칭되며 가시광에 가장 가까운 파장은 근자외선으로 지칭되고 이 대역에서 가장 짧은 파장들은 극자외선 또는 심자외선(deep UV)으로 불린다. 자외선 대역 너머에는, x-선 대역(5)이 아래로 0.1 nm 파장까지의 소프트(soft) x-선과 그것을 넘어 하드(hard) x-선을 포함한다. 소프트 x-선은 화물 및 승객 검사를 위한 보안 응용(7)에서 사용되며 더 짧은 파장 x-선은 x-선 결정학, 방사선촬영(8), 및 컴퓨터 단층촬영(CT) 스캔에서 사용된다.

모든 EMR은 시변하는 전기장과, 하전된 입자들의 이동 또는 진동을 통해 생성된 대응하는 상보적 자기장을 통해 얻어진, 공간 및 물질을 통과하는 에너지 전파이다. 시변하는 전기장은 대응하여 시변하는 자기장을 유도하고, 반대로 시변하는 자기장은 전기장을 유도하기 때문에, EMR은 어떤 매체 없이도, 심지어 우주의 진공에서도 진행한다. 물질을 통과하는 그 능력은 각각의 특정 EMR 파장에서 물질의 흡수 및 산란 특성에 종속한다.

공간 또는 물질 내에서의 진행 시, EMR은 입자 또는 파장의 어느 하나로서 자신을 나타낼 수 있다(하지만 동시에 둘 다를 나타내지는 않는다). EMR이 입자로서 자신을 나타낼 때, 흔히 광자(photon)로서 불리며, EMR이 파동처럼 행동할 때 그것은 종종 "광파(light waves)"로 불린다. 용어 "광(light)"은 그러므로 두 가지 방식으로 사용되며 - 일반적인 의미에서 상기 스펙트럼 내의 임의의 전자기 방사선을 의미하고, 특정한 경우에는 가시광 및 가시광의 스펙트럼 이웃들인 자외광 및 적외광만을 의미한다.

EMR이 물질과 접촉할 때, 반사되거나, 물질을 통과하거나, 완전히 흡수될 수 있으며, EMR에 영향을 미치고 종종 물질도 변경한다. EMR과 물질의 상호작용은, 반사, 굴절 또는 간섭과 같은 고전적 파동과 같은 현상의 임의의 조합을 나타내는 파동으로서, 고전 물리학(역사상 최초로 콤프턴 효과에서)에 의해 통제된 입자같은 행동으로, 또는 양자화 에너지 대역 천이(transitions), 분자 변환, 또는 양자 역학 터널링과 같은 양자 역학 효과에 의해, 자신을 나타낼 수 있다. 물질과 EMR의 그와 같은 상호작용은 다수의 상업적, 과학적 및 의료적 응용을 위해 이용되어 왔다.

EMR과 물질의 상호작용은 과학적 연구에서, 특히 이미징 및 분석학에서 광범위하게 사용되어 왔다. x-선 회절은 결정 형태학의 정밀 분석을 가능하게 하며 DNA의 발견에서 중요한 역할을 했다. EMR은 또한 의료 이미징에서 널리 사용된다. 오늘날, x-선은 방사선촬영(8)에서 부러진 뼈와 치수강(dental cavities)을 식별하기 위해 또한 CT 스캔에서 종양과 결핵을 식별하기 위해 흔히 채용된다. 이미징은 또한, x-선 분석이 결정적이지 않거나 불편한 조직을 분석하기 위해 적외광(6)을 사용하여 종종 수행될 수도 있다. 최신 연구는 또한 수술 도중에 조직 내 암을 식별할 수 있고, 특히 유방절제에서 경계 조직 내 암(carcinoma) 세포들 식별하고 제거하는데 유용한 새로운 휴대용 IR 이미징 장치들을 포함하며, 이것들은 실험 결과를 대기하는 고비용 지연과 지연된 실험 결과에서 발생되는 반복된 수술을 피할 수 있게 한다.

EMR은 또한 의료에서 중요하고 점차 증가하는 치료적(therapeutic) 역할을 한다. 어떤 경우에서는 EMR은 외부의 세포 또는 건강하지 않은 세포를 죽이기 위해 사용되지만 다른 예들에서는 EMR은 치유를 자극하고, 면역반응을 촉진하고, 통증을 감소시키고, 국지적 염증을 완화하기 위해 사용된다.

아마도 가장 잘 알려지고 가장 오래된 EMR의 치료적 이용은 방사선 테라피(9)로서, 주로 암의 치료에 적용된다. 그와 같은 방사선치료 프로토콜 (radiological protocols)은 환자를 x-선 대역(5)의 전리 방사선에 노출시키는 것을 수반하며, 환자들은, 환자의 삶의 질을 저하시킴으로써 의료적 유익을 절충하는 방사선 중독으로부터 심각한 부작용을 종종 경험한다. 방사선 테라피의 목표는 상당한 수의 정상 세포들을 손상 또는 죽이지 않으면서 암 세포들의 표적 세포 파괴(targeted cellular destruction)를 달성하는 것이다. 정상 세포에 대한 부차적 손상을 최소화하기 위해 방사선을 국지화하는 연구가 계속되고 있다. 그러나 다수의 경우에서, 그것은 통계적 문제이다 - 치료 전에 암세포의 대부분을 파괴하는 경주는 환자를 죽인다.

x-선보다 덜 활동적인 광자를 사용하는 EMR의 또 다른 치료 프로토콜은 피부로부터 원치 않는 항원 및 박테리아를 제거하기 위해 자외광(4)을 사용한다. UV 포토테라피의 한 가지 흔한 예는, 피부 발진 및 염증을 치료하기 위해 피부과 의사들에 의해 국부적으로 적용되는 자외광(11)의 항균적 사용이며, 본질은 환자의 피부에 존재하여 발진 또는 가려움을 일으킬 수 있는 모든 것을 햇볕에 태우는 것이다. 그것의 사용은 염증의 실제 원인이 확인될 수 없는 경우에도 종종 암시된다.

일반적으로, 돌연변이된 세포, 전암증세의 세포, 또는 비정상 세포들 파괴 또는 아니면 성장을 억제하는 것은 건강한 세포의 손상을 피하기 위해 좁은 대역폭과 집속된 영역에 EMR의 집중을 요구한다. 큰 영역을 치료하기 위해 집속된 빔을 적용하는 것은, 특히 일단 천이(metastasis)가 시작된 경우 문제가 된다. 표적 세포 파괴를 수행하기 위해 집속된 에너지의 빔을 사용하는 연구는 원적외선부터 하드 x-선까지의 스펙트럼에 걸친다.

EMR은 또한 세포 파괴를 목표로 하지 않고, 대신에 체내의 자연 치유 프로세스를 촉진하는 테라피를 위해 사용된다. 온열테라피(10)에서, 램프 또는 LED 어느 하나를 통해 가열하는 긴 파장 적외선은 가벼운 운동에서 경험할 수 있는 온도에 유사한 온도까지 환자의 체온을 상승시키기 위해 사용된다. 연구에 의해 순환계의 큰 영역과 체적에 대해서 심장혈관 흐름을 향상시킴으로써 운동할 수 없는 심각한 심장혈관 질환을 겪고 있는 환자에게 온열 테라피(thermotherapy)가 유익함을 준다는 것이 밝혀졌다.

본 명세서에서 포토-옵티컬 자극(photo-optical stimulation)(12)으로 지칭되는 또 다른 EMR 테라피는, 환자의 기분을 개선하고 행복감을 제공하기 위해 인공의 유색 또는 백색 광(실질적으로 햇빛 또는 그 일부를 모방함)으로 환자의 눈을 시각적으로 자극하여 사람들의 우울 및 불안에 대응하기 위해 사용된다. 그와 같은 포토-옵티컬 자극 치료는, 겨울 날의 대부분을 연장된 밤 시간이 지배하고 알콜중독 및 자살률이 전세계 평균보다 훨씬 더 높은 극지방의 거주자들을 위해서도 특히 중요하다. 포토-옵티컬 자극 치료는 심각한 시차문제에 대응하고 규칙적인 수면 패턴을 획복하는 것을 돕기 위해 사용되어 왔다.

포토바이오모듈레이션(photobiomodulation)

도 1을 다시 참조하면, 본 발명의 장치가 관련되는 떠오르는 의료 분야인 포토테라피(14)는, 본 명세서에서, 포토바이오모듈레이션 및 생체분자의 광여기 (photoexcitation)를 통해 세포 및 조직에 유익하게 영향을 주기 위한 광의 치료적 적용으로서 넓게 정의된다.

포토바이오모듈레이션, 즉 자외광, 가시광 및 적외광에 의한 직접 조명에 대한 세포 및 조직의 전기화학적 반응은, ATP 형성(분자 에너지 소스), 세포 내 및 세포 간 화학반응의 가속, DNA 전사 및 RNA 번역(단백질 합성)의 자극, 세포 내 촉매 농도의 증가, 및 세포 및 그 주인에게 유익한 영향의 제공을 포함하여, 임의의 수의 광생물학적 반응을 생성하기 위해 광자에 의해 세포 내에 에너지가 직접 인가되는 물리적 메커니즘을 나타낸다. 충돌하는 광의 파장에 종속하여, 포토바이오모듈레이션은, 동물, 포유류, 및 심지어 호모 사피엔스를 포함하여, 박테리아부터 복잡한 유기체까지 사실상 지구상의 모든 생명체에서 관찰되었다. 다수의 경우에서 포토바이오모듈레이션은 ATP의 생성을 자극하고 단백질 합성을 개시하므로, 그것은 (광의 우측 주파수에서) 광합성이 박테리아 및 식물뿐만 아니라 동물들에서도 일어난다는 것을 의미한다.

포토바이오모듈레이션의 조기 관찰들 중 하나는, 동물에 대한 적외선 레이저 광의 생물학적 효과를 연구하는 연구자에 의해 1967년에 보고되었다. 레이저 광이 암을 일으킨 것으로 확신하고, 그 연구자는 쥐들의 털을 깎고 그중 절반에게 낮은 레벨의 적외선 광을 조사했지만 그 쥐들은 암에 걸리지 않았으며, 더욱 놀라운 것은, 광이 조사된 쥐의 털이 상당한 가속도로 다시 성장했다는 것을 발견했다.

이 보고는 NASA의 우주선 프로그램 동안에 포토바이오모듈레이션이 실질적으로 (그리고 우연히) 다시 발견될 때까지 거의 잊혀졌으며, 상기 프로그램에서 식물 성장 램프의 적외선 광에 노출된 우주비행사가 성장 램프가 없는 이전의 임무에서 돌아온 후 정상으로 치유된 것을 관찰했다. 추가의 연구를 통해, 메탄올 중독된 후 적외광으로 치료된 쥐들이 대부분 자신의 시력을 회복했지만 대조군은 시력을 완전히 상실한 것을 확인했다. 상기 연구는, 보통 시신경 내 ATP(adenosine triphosphate) 화학 결합 사이트에 부착하고 (및 본질적으로 신경조직이 에너지를 갈구하도록 하는) 메탄올 분자가 제거되고 적외광의 포토바이오모듈레이션에 의해 발생된 ATP에 의해 대체된 것을 확인했다.

이후 박테리아 및 플랑크톤에 대한 분자 연구는, 광(특히 가시광 적색 및 스펙트럼(13)의 근적외선 부분)이 생체분자 CCO(cytochrome C oxidase)에 의해 직접 흡수된다는 것을 밝혔다. CCO 분자는 AMP(adenosine monophosphate)를 ADP (adenosine diphosphate)로 변환하고, 다음에 ATP로 변환하는 세포 내 배터리 충전기로서 작동한다. 만일 비유적으로 CCO가 배터리 충전기라면, ATP는 세포 배터리이다 - 즉, 배터리는 세포 자체 내의 모든 다른 전기화학적 반응에 동력을 공급한다.

쥐와 인간 환자에 대한 연구를 통해, 손상된 조직 또는 기관의 포토바이오모듈레이션에 의해 세포 치료(cellular repair), 조직 재성장 및 치유 가속화, 면역반응 개선, 조직 염증 감소, 2차 감염 위험 저하, 및 상처 또는 질병으로부터 회복속도 향상이 이루어진 것을 알았다. 인간 시험에서, 단지 몇 번의 포토테라피 치료에 이어서 환자들의 통증이 감소하고 건강이 개선된 것으로 보고되었다. 말초 신경장애, 즉 당뇨병 환자들에게 흔한 손발의 신경 사멸을 겪고 있는 환자들에서, 신경 촉각의 부분적인 회복이 또한 알려졌다. 포토바이오모듈레이션의 발견 및 테라피 치료 즉, 포토테라피에 대한 그 전망을 요약하는 다수 참조된 전문 저널(예컨대, Journal of Lasers in Medical Science)과 다양한 교재가 이용 가능하다[Charles T. McGee, "Healing Energies of Heat and Light'" Medipress, Coeur d'Alene, 2000].

지금까지, 포토바이오모듈레이션과 그것의 잠재적 치료 효과는 40년 이상 동안 연구가 이루어져 왔다. 흥분되고 거의 믿을 수 없는 초기 결과에도 불구하고, 이해와 오늘날의 기술의 한계 때문에, 의사나 과학자들이 포토테라피를 시장에 진입시키는 실용적인 또는 상업적으로 실행 가능한 수단을 발견하지 못하고 수십년이 흘렀다.

도 1에 도시한 것과 같이, 포토테라피는 인코히런트(incoherent) 광(17) 또는 레이저(15) 어느 하나를 사용하여 실행될 수 있다. 최초에, 태양으로부터의 인코히런트 광이 그리고 나중에 램프로부터의 인코히런트 광이 사용되었는데, 이는 부분적으로 그것의 넓은-스펙트럼(17A)과 큰 영역(17B)을 커버하는 능력 때문이다. 그러나 램프는 비실제적이고 대량의 파워를 소비하며 광보다 더 많은 열을 발생시키는 것으로 알려졌다. 환자들은 과열을 불평했고 연구자들은 뜨거운 백열전구을 다루다가 화상을 입었다. 특히 USSR에서의 다른 연구들은 산업용 오븐과 히터로부터 개작된 세라믹 적외선 램프를 포토테라피에 적용하는 것에 집중했다. 상기 스펙트럼의 장파장 부분에 주로 집중하는 이 노력들은 유익한 포토테라피뿐만 아니라 표적 세포 파괴를 포함한다. 나중에, 과학자들은 가스 방전 램프와 희가스를 사용하는 치료를 시도했지만 방사된 파장들을 제어할 능력이 없는 것에 의해 제한되었다.

그 다음 연구는 전구보다 훨씬 낮은 온도에서 동작하고 열보다 더 많은 광을 유리하게 생성하는 레이저(15)에 눈을 돌렸다. 처음에, 코히런트 광이 침투 깊이와 치료 효과에서 추가적인 이점을 제공할 것으로 생각되었지만, 레이저의 작은 스폿 크기(16B)가 전체 기관 또는 큰 근육과 같은 큰 영역들의 치료에는 문제가 된다는 것이 곧 밝혀졌다. 추가적인 연구에 의해, 어쨌든 광학 간섭(coherence)이 피부의 상부층들에서의 산란으로부터 거의 즉시 소실되고, 따라서 깊게 침투하는 광은 간섭 소스로부터 방출될 때라도 간섭이 없다는 것이 밝혀졌다. 또한, 가스 및 염료 레이저들은 고가이고 약하며, 크고 무거우며, 전력 소모가 크고, 이동하기 불편했다. 다른 연구에 의해, 레이저 광에 특징적인 너무 좁은 주파수-스펙트럼(16B)은 포토테라피 치료 효과를 불리하게 감소시킬 수도 있다는 것이 밝혀졌다.

반도체 레이저 다이오드의 출현이 레이저 포토테라피의 잠재적 비용을 감소시키는데 도움을 주었지만, 특징적으로 좁은 대역폭과 결합한 레이저 다이오드의 좁은 스폿 크기는 여전히 문제로 남는다. 또한, 레이저 의료 장치들은 환자들과 임상의사들 모두에게 잠재적인 안전 위험을 계속해서 제기하며 수시로 변하는 정부 규칙을 엄격히 준수할 것을 요구한다. 따라서, 레이저 다이오드의 사용에 기초한 포토테라피 장치들의 대규모 상업적 이용은 여전히 많은 도전에 직면하고 있다.

대조적으로, 최근 상대적으로 저렴하고 밝은 LED의 상업적 가용성은 실용적인 포토테라피 장치를 설계할 더욱 유망한 수단을 제공한다. 레이저 다이오드와 달리, LED는 사실상 무제한의 응용 범위에서 채용될 수 있는 바람직한 광원으로서 급속히 등장하고 있다. 오늘날 LED 조명은 판매되는 사실상 모든 모바일 폰과 스마트폰에서 백라이트 및 카메라 플래시를 독점적으로 제공한다. 또한 LED는 최신 LCD HDTV를 위한 백라이트를 가능하게 하며, "녹색"(즉, 에너지 효율적인) 동작과 향상된 이미지 콘트라스트를 제공한다. 2010년 이후, LED는 자동차 전조등, 후미등 및 실내등을 포함하여 범용 조명 응용; 가로등; 및 심지어 상용 및 주거용 램프로 확장을 시작했으며 비효율적인 백열등을 대체하고 위험한 수은-오염된 콤팩트 형광등(CFLs)을 쓸모없게 만들고 있다.

대규모 생산을 촉진하는 광범위한 사용에 의해, 결과적인 규모의 경제의 이익, 공급자 경쟁, 및 새로운 기술은 계속해서 LED 비용을 낮추고, 추가로 글로벌 시장에서 LED의 경쟁적 우위를 가능하게 한다. 또한, LED의 예외적인 안전 기록은 미국 정부로하여금 LED 안전 규제를 추가로 완화하고, LED를 레이저 및 레이저 다이오드와 별도의 독특한 종류로서 분류하고, LED 파워 출력이 300 mW/cm²인 FDA 가이드라인을 초과하지 않는 한 무제한 사용을 허가하도록 했다.

LED 플래시라이트 및 토치라이트(LED flashlight and Torchlights)

효과적인 LED 포토테라피를 위한 한 가지 요건은 연장된 치료 듀레이션(duration)(예컨대 60분 이상)을 위한 일정한 LED 전류를 유지할 수 있는 전기-광학적 설계이다. 그러나 플래시라이트, 토치라이트, 및 다수의 전화기 백라이트에서 사용되는 저렴한 LED 드라이버 회로 및 설계는 그와 같은 연장된 듀레이션 동안 LED 휘도를 적절히 제어하거나 광을 균일하게 분산하기 위해 필요한 기능 및 능력이 부족하다. 그것들은 또한, 예를 들면 LED의 동작 주파수를 변경하기 위해 LED 여기를 조정함으로써, 특정한 의료 조건에 치료를 맞춤하는데 유용한 다수의 중요한 기능들을 수행할 능력이 부족하다. 도 2는, 예를 들어, 종래의 저렴한 LED 드라이버를 도시하며, 4개의 직렬 연결된 배터리(20a~20d)는 한 개 이상의 병렬 LED 줄(26a~26n)에 전력을 공급하며 각각의 LED 줄은 "m"개의 직렬 연결된 LED를 포함한다.

디지털 컨트롤러(23)로 총칭되는, 카운터(23) 및 인버터(23b)는 MOSFET (27a~27n)를 반복적으로 온 및 오프 스위칭하고, 이어서 LED 줄(26a~26n)의 LED 전류(I_LED1~I_LEDn)를 온 및 오프 토글링(toggling)함으로써 고정 클럭 주파수에서 디지털적으로 발진한다. 컨트롤러(23)에 의해 LED 전류 통전 시간의 펄스 폭 및 대응하는 듀티 팩터(D)를 변경함으로써, LED의 스트로브(strobe) 동작은 고정 주파수 PWM 휘도 제어를 용이하게 할 수 있다.

안타깝게도, 도시한 것과 같은 회로의 근본적인 문제는 전류원이 아니라 전압원으로 LED 줄들에 전력을 공급하는 것이다. LED는 일정한 전류원들에 의해 구동되는 것이 바람직하다, 즉 더 잘 동작한다. 전압원 구동은 LED 줄(26a~26n) 사이에 균일하게 전류의 균형을 유지할 수 없으며, 이는 LED 순방향 전압이 서로 일치하지 않고, 제조 시 확률적으로 변하고 또한 동작 전류 및 휘도에 따라 동적으로 변하기 때문이다. 직렬 안정 저항기(24a~24n)가 LED 줄들 사이에 더욱 균일하게 전류의 균형을 유지하기 위한 시도로서 포함되지만, 그것들은 여전히 전류 또는 LED 휘도의 일치를 보장하지 않는다.

전류원 구동과 달리, 전압원과 저항기를 사용하는 것은 LED 전류 및 휘도가 파워 서플라이(power supply) 전압에 따라, 즉 배터리 전압의 감쇠에 따라 변하도록 한다. 도 3에서와 같이, 배터리 전압(V_batt)(30)이 감소할 때, 그것과 LED 줄 전압(V_LED)(31) 사이의 전위차는 비례해서 감소한다. 임의의 주어진 LED 줄에서 LED 전류는 아래의 식으로 주어지므로, 시간 경과에 따른 배터리 전압(V_batt)의 임의의 변화는 LED 휘도의 시간 종속적인 변화로 나타난다. 상기 배터리의 감쇠 동안 (V_batt)이 (V_LED)에 접근할 때, LED는 궁극적으로 꺼지며 조명을 중지한다. 더 높은 순방향 전압을 가진 LED 줄들은 더 빨리 어두워지고 더 낮은 순방향 전압 줄들보다 더 빨리 꺼지며 시간 경과에 따라 일정하지 않은 LED 휘도와 불량한 발광 균일성을 일으킨다.

I_LED = (V_batt - V_LED)/R

도 2로 돌아가서, 채널들 사이에서 전류 과도(transients)와 스위칭 노이즈로부터 플리커의 발생을 방지하기 위해, 필터링용 커패시터(25a~25n)가 추가된다. 방전 동안 및 LED 전류 과도에 의한 배터리 팩(20)의 출력전압(V_batt)에서의 변화에도 불구하고 디지털 컨트롤러(23)에 일정한 전압(V_driver)을 제공하기 위해 낮은 드롭아웃(LDO: low dropout) 선형 레귤레이터(21) 및 필터 커패시터(C_reg)(22)가 역시 포함된다. LDO(21)는 LED 줄들(24a~24n)에 전력을 공급하기 위해 역시 사용될 수 있지만, LDO에서의 추가의 전압 강하는 장치에 불리하게 영향을 주며, 피크 LED 휘도를 감소시키고, 전력 소모를 증가시키고, 결국 다른 경우보다 더 일찍 LED를 꺼지게 한다.

상기 설계에서, 직렬 연결된 LED의 최대 개수(m)은 LED 순방향 전압, 배터리 화학성질 및 결과적인 배터리 전압(V_batt)에 종속한다. 만일 배터리(20)가 재충전 LiIon 화학성분(chemistry)을 포함하면, 각각의 전지는 명목상 3.6V를 나타내고 V_batt = 14.4V이다. 만일 순방향 전압이 1.6V인 적색 LED가 각각 사용되면, m은 8 또는 9개의 LED로 선택될 것이다. 만일 적외선 LED가 채용되면, 각각의 LED는 2.2V의 순방향 강하를 가지므로 m은 5 또는 6개의 직렬 LED로 제한된다. 만일 적색 LED들의 줄들이 교대하면, 줄간 전압 및 전류 불일치 문제가 더욱 심화될 것이다. 간단히 도시한 LED 토치라이트 드라이브는 전압 및 전류에서의 그와 같은 불일치를 수용할 수 없으며, 따라서 LED 유형들을 혼합하는 것은 문제가 된다.

그러나 소비자 장치들에서, 알카라인 배터리는 고가의 재충전 LiIon 전지보다 훨씬 더 흔하다. 그와 같은 경우들에서, 각각의 전지들은 대략 1.5V에서 시작하지만 전지당 1V까지 점차 감쇠하며, 배터리 전압 범위는 6V보다 약간 높은 곳부터 4V 이하까지 감소한다. 방전 동안에, LED 휘도는 사용 중에 일정하게 감소할 것이다. 4.2V에서, LED들은 더 이상 조명하지 않으며 배터리들은 계속 사용을 위해 교체되어야 한다.

배터리 팩(20)과 LED 줄들 사이에 전압 레귤레이터를 도입하여 LED 전압을 조정하려는 시도는 문제를 악화시키는데 이는 컨버터 자체가 전력을 소모하여 배터리 수명을 더 단축시키기 때문이다. 만일 컨버터가 LDO(21)와 유사한 또 다른 LDO라면, LDO에서의 전압 강하는 실제로 배터리 수명을 줄인다. 만일 고가의 부스트 컨버터가 채용되어 V_batt보다 높은 고정 전압을 생성하면, 새로운 문제가 발생한다. 더 높은 동작 전압에서 그리고 대응하여 더 많은 수의 직렬 연결된 LED들을 가진, LED 줄들에서의 순방향 강하는 제조시 확률적으로 변하므로, LED 전압의 변화는 특히 제품의 전체 제조 수명 동안 상당할 수 있다.

모든 LED 줄이 지정된 전류에서 조명하기 위해 충분한 전압을 항상 갖는 것을 보장하기 위해, 부스트 컨버터로부터의 고정된 전압 출력은 제조 과정에서 예상되는 최고 줄 전압을 초과해야 한다. 이 설계 접근은 자연적으로 "높은" 공급 전압 - 통계적 평균에 가까운 LED 전압을 가진 보통의 유닛들을 위해 필요한 것보다 높은 전압 -으로 귀결된다. 사용되지 않은 초과 전압은 드라이버 회로의 저항기(24a~24n), MOSFET(27a~27n)에서 열을 발생시키며, 효율을 저하시키고 배터리 수명을 단축한다. 상기 평균보다 낮은 LED 전압을 가진 LED 줄들에서, 즉 상기 분포의 하단부에서, 상기 여분의 전압은 과도하게 될 수 있으며, 심지어 드라이브 회로 내에 과도한 열을 발생킬 수 있다. 만일 LED 전류가 역시 변한다면, 문제는 더욱 악화되는데 이는 LED 줄 전압 역시 동작 전류의 함수이기 때문이다.

기계적 설계는 LED 토치라이트 설계의 또 다른 눈에 띄는 한계를 나타낸다. 도 4a는 포토테라피 제품의 분야에 전형적인 LED 토치라이트(35)의 디자이너의 개념화를 도시한다. 토치라이트 또는 "봉(wand)"은 핸들부와 LED의 어레이(35a)를 포함하는 LED 부분을 가진다. LED 어레이는 뻣뻣하고 신축성이 없으며 LED들은 봉(35) 내에 수용된 회로판 위의 실질적으로 동일평면상에 탑재되어 있다. 다른 버젼들은 헤어브러시 내에 LED를 내장한다.

이 설계의 첫 번째 문제는 치료 시간의 실제적인 고려이다. 포토테라피는 충분한 개수의 광자를 조직 내로 도입하여 치료되는 조직 내의 세포들의 전기화학적 성질을 변경함으로써 포토바이오모듈레이션을 달성한다. 광자가 조직 내에 도입될 수 있는 최대 속도는 실제로 피부 화상을 피하고 정부 규제를 준수하기 위해 최고의 LED 휘도에 실제로 제한된다. 이 측면들을 고려할 때, 최소 치료 시간의 범위는 치료되는 조직에 따라 20분 내지 60분이다. 전술한 양보다 짧은 시간은 완전히 비효과적이며, 단지 몇 분 동안 전화를 배터리 충전기에 꽂는 것과 유사하다. 그와 같은 짧은 듀레이션에서, 배터리와 같이 셀의 전기화학성질은 정상상태로 돌아가지 않으며 에너지는 어떤 유익한 방법으로도 흡수되지 않는다.

60분 동안 당신의 피부 위의 하나의 특정 위치에 봉을 움직이지 않고 유지하는 것은 절대 가능하지 않다. 어떤 움직임도 치료 조건을 변경한다. 도 4a의 맨 좌측에 도시한 것과 같이, LED 봉(35)이 피부 위의 일정한 거리에서 유지될 때, 광자들은 큰 영역에 걸쳐 퍼지지만 외측의 피부 상피 층들에 의해 주로 흡수되며, 피하조직(27)에 거의 침투하지 못한다. 중간 도면에서와 같이 봉(35)을 약간 움직이면 치료 체적이 완전히 달라지며, 영역은 더 작아지고 침투는 더 깊어진다. 맨 우측의 경우는 근접 치료를 보여주며, LED 어레이(35a)보다 크지 않은 표면 영역을 조명하지만 피하층(37)으로 더 깊이 침투한다. 근접 치료에서 큰 영역을 커버하기 위해, 환자는 모든 영역이 치료될 때까지 여러 차례 긴 시간 동안 고정된 위치에서 봉을 유지할 필요가 있을 수 있다. 그와 같은 힘든 절차는 특히 질병 또는 통증으로 강박을 겪고 있는 환자들에게는 전혀 실용적이지 않다. 마찬가지로, LED 봉(35)을 단지 적소에 유지하기 위해 전체 치료 동안 환자와 함께 앉아 있을 간호사를 고용할 수도 없는 일이다.

봉(35)의 크기를 확대하는 것도 영역 문제를 해결하지 못한다. LED 영역(35a) 크기를 확대하는 것은 큰 영역에 대해 균일한 침투 깊이를 달성하는 과제를 더욱 악화시키며, 이것은 특히 환자들의 대부분의 치료 영역들이 굽은 표면, 예컨대, 팔, 다리, 목, 측면 등을 포함하기 때문이다. 도 4b에 도시한 것과 같이, 뻣뻣하고 평탄한 LED 어레이를 가지고 굽은 신체 표면을 조명하는 것은 결국 LED와 피부 사이의 거리가 지속적으로 변하게 되며, 결과적으로 광자의 침투 깊이(38)가 크게 변하게 된다. 도시된 것과 같이, 상기 어레이의 중심에서 피부에 가장 가까운 평탄한 LED 어레이의 부분은 가장자리들보다 더 깊게 침투할 것이다.

치료되는 신체 부분의 곡률이 심할수록, 균일성 문제는 더 악화되며, 팔, 다리 및 손가락들은 조명 균일성이 가장 나쁘다.

저렴한 LED 토치라이트 구동회로와 평평한 봉 또는 플래시라이트 조명장치 형상을 결합하는 것은 고객 지향의 완전히 비실용적이고 비효과적인 결과를 제공한다. 이와같은 심각한 설계 문제가 주어진 경우, 그와 같은 소비자 "기기들(gadgets)은 진정한 포토테라피 장치로서, 또는 포토바이오모듈레이션을 달성하거나 포토테라피 치료를 전달하는 종래의 장치 또는 방법으로서 생각될 수 없다.

HDTV 백라이트 드라이버

오늘날 LED 어레이들의 최신 전자 구동은 대형 LCD 패널의 LED 백라이팅을 위한 집적회로(IC)들, 특히 LED 역광조명된(backlit) HDTV에서 사용되는 것들에 의해 가장 잘 구현된다. 이들 시스템들의 최종 응용, 설계, 동작, 및 소프트웨어 프로그래밍이 LED 역광조명된 HDTV에서 백색 LED를 구동하기 위해 특별히 설계되고 생성되었지만, 그와 같은 시스템들의 하드웨어 및 IC 구현은 오늘날 포토테라피 장치들 및 소비자 기기에서 사용된 토치라이트 드라이버 회로보다 월등히 더 좋다.

도 5a는 LCD 패널(42), 컬러 필터(43), 및 LED 백라이트를 포함하는 LED 역광조명된 HDTV의 기본 요소들을 도시하며, 상기 LED 백라이트는 백색 LED(41)의 어레이 및 LED 백라이트 드라이버 IC(45)를 포함한다. TV 시청자(44)는 백색 LED(41)의 어레이에 의해 생성되어 LCD 패널(42) 내의 픽셀들, 즉 화소들의 일부를 침투하고 컬러 필터(43)를 통과하는 빛을 봄으로써 LED 패널 위의 2D 또는 3D 이미지들을 시인한다. LCD 패널(42)은 어둠(불투명)부터 완전 밝음(투명)까지 및 모든 중간 휘도에 이르는 256개 이상의“그레이 스케일(grey scale) 레벨의 광 투과율을 제공하는 조정 가능한 창문 블라인드(window blind)로서 작동한다. 흑색, 백색, 및 회색 픽셀의 조합은 시청자(44)의 좌우 눈으로 동시에 볼 때 디스플레이 상에 2차원(2D) 이미지를 형성한다.

투과된 광은 컬러 필터(32)를 통과하며 임의의 주어진 LCD 픽셀로부터의 광은 3개의 컬러 - 적색, 녹색, 또는 청색 중 하나만을 통과한다. 백색 LED(41)로부터 나오는 백색광은 무지개의 모든 색들을 포함하기 때문에, 컬러 필터(43)는 각각의 픽셀을 하나의 색만으로 즉 적색, 청색 또는 녹색 중 어느 하나로 필터링할 수 있다. 예를 들면, 적색 컬러 필터는 실제로 적색 광을 제외한 모든 색들을 흡수하고, 청색, 노색, 보라 등을 제거하여 적색 광을 제공한다.

모든 세 개의 컬러 픽셀들, 하나의 적색, 하나의 녹색 및 하나의 청색의 조합은 그 다음에 수백만 가지의 음영 및 휘도 레벨로 사실상 모든 색을 가진 이미지를 재생성하기 위해 사용될 수 있다. 그와 같은 디스프레이는 RGB 컬러 LCD라고 불린다. 각각의 적색, 녹색, 청색 픽셀에 보내진 데이터는 비디오 프로세서 IC에 의해 처리되어, 복합 디지털 비디오 타이밍 컨트롤러에 의해 관리되는, 열(row) 및 행(column) 드라이버들의 조합으로 설정된다. 구형 TV 모델에서 60 Hz의 속도로 최신 고성능 HDTV에서 120 또는 240 Hz에서 통상 발생하는 수직 동기(V_sync) 펄스로서 알려진 고정된 주기로 새로운 사진이 로딩되고 다시 주사된다.

LCD 이미지와 V_sync 펄스에 대해 동기가 이루어지면, LED 백라이트 드라이버(45)는, 고정된 클럭 주파수에서 동작하고 매 V_sync 펄스마다 갱신되는 PWM(pulse width modulation) 휘도 제어를 사용하여 백색 LED의 어레이(41)의 휘도를 제어한다. 상기 백라이트는 휘도가 균일할 수 있으며 단일의 듀티 팩터(D)에서 동작하고 전체 디스플레이에 대해서 휘도의 조정이 가능하다. LCD 백라이트의 균일한 백라이트 휘도는 글로벌 디밍 제어(global dimming control)라고 지칭된다. 대안으로, 상기 백라이트는 타일들(tiles) 또는 세그먼트들로 분할될 수 있으며, 각각의 타일은 백라이트 타일의 바로 위에 위치된 LCD 패널(42)의 해당 부분 내의 이미지에 대응하는 적당한 휘도로 조명된다. 이미지와 협력하여 LED 휘도를 변경함으로써, 예컨대 이미지의 어두운 부분들이 더 어두운 LED 백라이트로 조명되는 경우, 파워가 절감되고 이미지 콘트라스트가 개선된다. 로컬 디밍(dimming)을 사용함으로써, 흑색은 더욱 어둡게 보이고, 밝은 이미지는 더 밝게 보이며, 처음으로 전력을 많이 소모하는 플라즈마 디스플레이와 필적하는 LCD에서“메가-콘트라스트(mega-contrast)”를 위한 수단을 가능하게 한다.

LED 역광조명된 LCD에서의 로컬 디밍은 도 5b에서와 같은 흔히 “전류 싱크(current sink)”로서 알려진 접지-연결된 전류원들을 사용하여 LED 줄 전류들의 “전류 제어”에 의해 달성된다. 이 전류 싱크들(56a~56n)은 개별적으로 각자 LED 줄들(57a~57n)의 전류를 제어한다. 각각의 전류 싱크는, 전압에 관계없이 싱크 전류의 프로그램된 값을 유지하기 위해, 상기 전류 싱크를 포함하는 트랜지스터들의 게이트 구동을 동적으로 제어하기 위해 피드백(전류 감지 루프와 각각의 종속 전류원에 대한 아날로그 입력에 의해 도식적으로 표현됨)을 포함한다. 각각의 전류 싱크(56a~56n)는 디지털 신호들(58a~58n)에 의해 각각 온 및 오프 토글링 된다.

이 디지털 신호들은 LED 드라이버 ASIC(56)와 LED 백라이트 보드에 분포된 신호들(58a~58n)의 라인 정전용량을 구동하기 위해 필요한 한 세트의 디지털 버퍼를 포함하는 LED 드라이버 회로(55)로부터 출력된다. 고정된 주파수에서 스위칭되면, 디지털 신호들(58a~58n) 각각은 듀티 팩터(D)가 독립적으로 변하여 각각의 LED 줄(57a~57n)의 대응하는 전류 및 휘도를 조정한다. 글로벌 디밍 및 전체적인 휘도 제어는 각각의 LED 줄을 동일한 듀티 팩터(D)에서 동작시킴으로써 수행된다. 각각의 줄을 자신의 고유한 듀티 팩터(D₁~D_n)에서 동작시키는 것은 디지털 SPI 버스(59a)를 통해 LED 드라이버(55)에 통신하는 비디오 스칼라 IC(54)로부터 수신된 명령에 응답하여 로컬 디밍을 수행한다. 몇몇 경우에 있어서, 비디오 스칼라 IC(54)는 마이크로컨트롤러(미도시)에 통신하고, 번역하고 그 다음 로컬 디밍을 위해 각각의 LED 줄에 대한 적당한 구동에 관하여 LED 드라이버(55)에 명령한다.

도시된 바와 같이, 스위칭 모드 파워 서플라이(SMPS)(52) 및 필터 커패시터(53c)는 모든 LED 줄들에 안정된 전압(regulated voltage)(+V_LED)에서 전력을 공급한다. 백색 LED들은 일반적으로 청색 광을 생성하기 위해 넓은 밴드갭 물질을 사용하여 제조된다. 청색광은 그다음 LED 렌즈 내의 형광체(phosphor)에 의해 백색 광으로 변환된다. 백색 LED는 넓은 밴드갭 물질을 사용하기 때문에, 백색 LED에서의 전압 강하는 매우 높으며, 통상 LED 당 3.5V 내지 4V이다. 이것은, SMPS(52)의 출력이 종종 높은 전압으로서, 그 범위는 직렬 연결된 LED의 개수 m이 15 미만일 때 60V부터 더 큰 m 값에 대해서 200V 이상까지 이르는 것을 의미한다.

커패시터(53c)의 전압 규격은 레귤레이터의 제어 루프를 안정화시키기에 충분하고 규제를 벗어나지 않으면서 최악의 LED 과도현상을 지원하기에 적당한 정전용량 값(C_reg3)에 따라서 크기 조정되어야 한다. 각각의 LED 줄 상의 개개의 리플 필터링 커패시터들(도 2 참조)은 이 설계에서는 필요하지 않은데 이는 전류 싱크(56a~56n)가 과도전압 강하 또는 줄간 전압 불일치로부터 발생하는 전압의 변동에도 불구하고 개개의 LED 전류(I_LED1~I_LEDn)를 유지하기 때문이다. 노트북 컴퓨터와 같은 배터리 사용 애플리케이션에서, V_in은 통상 15V 내지 20V 범위에 있으며, SMPS(52)는 통상 부스트 컨버터를 포함하고 V_logic 및 V_drive는 LDO 선형 레귤레이터(50, 52)를 사용하여 조정된다.

모니터 및 HDTV에서, 입력전압은 통상 AC-메인으로 110VAC 또는 220VAC이며, SMPS(52)는 일반적으로 절연된 플라이백(isolated flyback) 컨버터이다. 그와 같은 경우들에서 SMPS(52)는 종종 제2 출력, 통상 24VDC 또는 12VDC를 포함하며, LDO(50, 51)에 전력을 공급하기 위해 사용된다.

도 6a에 도시한 바와 같이, 2D HDTV에서 PWM 휘도 제어는 프로그래머블 듀티-팩터-제어형 LED(출력) 전류 파형을 발생시키기 위해 고정 주파수 클럭 펄스를 사용하여 수행된다. 마이크로컨트롤러, 비디오 프로세서 IC, 또는 타이밍 발생기 IC는 통상 60 Hz, 120 Hz, 또는 240 Hz의 주파수에 대응하는 주기(T_sync)를 가진 수직동기신호(V_sync)(60)을 발생시킨다. 이 주파수들 중 가장 낮은 60 Hz는 인간의 눈으로 화면 변화 또는 플리커를 볼 수 없는 충분히 빠른 최저의 주파수로서 역사적으로 선택되었다. 더욱 최근에는 두 배 또는 네 배의 V_sync 주파수들이 이미지 얼룩(blur)을 감소시키기 위해 및 3D 디스플레이를 지원하기 위해 사용되고 있다. V_sync 펄스는, 비디오 프로세서로부터의 비디오 데이터를 LED 칼럼 드라이버에 로딩하고, LCD 주사(scan)를 한 줄(row) 더 진행하고, LED 백라이트 드라이버 제어 레지스터에 정보를 로딩하는 명령을 포함하는 다양한 기능에서 사용될 때, LCD 또는 HDTV에서 메인 클럭으로서 작동한다.

휘도 제어를 제공하는 LED 역광조명된 HDTV에서, 제2 클럭(61)이 발생되고 V_sync 클럭(60)에 동기되지만 더 높은 주파수에서 동작한다. 예를 들면 4096 레벨들 또는 12-비트의 디밍 제어를 제공하는 HDTV에서, 제2 클럭는 종종 그레이 스케일 클럭 또는 GSK로 지칭되는데 V_sync 펄스 레이트보다 4096배 더 빠른 주파수(f_θ), 즉 그레이 스케일 클럭 주기(T_θ = T_sync/4096)에서 동작한다. LED 드라이버 IC 내에 프로그래머블 카운터(programmable counter)를 채용함으로써, 평균 LED 휘도는 0%에서 100%까지 4096 단계로 지역적으로 또는 전역적으로 변경될 수 있으며, 각각의 단계는 백라이트 휘도에서 대략 0.0244% 변화를 나타낸다.

이 백라이트 휘도 제어 및 디밍 기능은 LED 전도 전류를 변경할 필요 없이 구현될 수 있다. 전류기준(62)의 그래프에서, 정밀 전류기준(62)에 의해 설정된 임의의 채널에서 LED 전류의 값은 내내 I_ref에 동일한 사용자 프로그래머블 값(62a)으로 일정하게 유지된다. 전류를 변화시키는 대신에, 백라이트 휘도를 조정하기 위해 듀티 팩터(D)가 동적으로 변경된다. 다시 도 6a를 참조하면, LED 온-시간은 최초에 특정한 온-시간(t_on1)에서 동작되며 그래프(65a)로 도시된 66% 듀티 팩터가 아래와 같이 얻어진다.

D₁ = t_on1/T_sync = 66%

이것은 시간 t₁ 이전에 각각의 T_sync 주기 동안, LED(출력) 전류(63)가 상기 시간의 2/3를 온-상태(64a)에서 동작하여 αI_ref에 동일한 전류를 전도하고 상기 시간의 1/3(64b)은 전류가 0인 오프-상태에서 동작하는 것을 의미한다. 주파수 f_θ = 4096/T_sync에서 스위칭하는 클럭(61)과 프로그래머블 카운터에 관하여 설명하면, 66% 듀티 팩터 동작에 대한 온-시간(on-time) 및 오프-시간(off-time)은 각각 2730 클럭 펄스들 및 1366 클럭 펄스들이다. 평균 LED 전류 및 그에 따라 그래프(65a)에 의해 도시된 LED 휘도는 펄스 전류 값 αI_ref의 66% 레벨을 나타낸다.

시간 t₁과 t₂ 사이에서, 휘도 제어는 평균값 65b로 도시된 것과 같이 듀티 팩터 50%로 변한다, 따라서,

D₂ = t_on2/T_sync = 50%

여기서 t_on2는 디지털적으로 2048 클럭 펄스 또는 주기의 4096 펄스들의 절반의 수를 나타낸다. 마찬가지로 t₂와 t₃ 사이에, 휘도 제어는 평균값 65c로 도시한 것과 같이 듀티 팩터 75%로 증가하며,

D₃ = t_on3/T_sync = 75%

여기서 t_on3는 디지털적으로 3072 클럭 펄스 또는 주기의 4096 펄스들의 3/4을 나타낸다. 시간 t₃ 이후에, 평균 듀티 팩터 65d는 겨우 12% 또는 주기당 491 펄스들로 떨어진다. 그와 같은 낮은 듀티 팩터에서 백라이트 동작은 수면모드 동작을 나타내며 이 경우 디스플레이는 급격히 어두워져 전력 소모를 감소시키거나, 배터리 수명을 절감하거나, 디스플레이의 녹색 파워 등급을 개선한다.

도 6b는 2D 모드에서 3D 모드로 동작을 변경하는 동일한 디스플레이에 대한 파형들을 도시한다. HDTV에서 3차원 이미지 디스플레이(3D 모드)는, 2개 이미지를 하나는 좌측 눈을 위해 다른 하나는 우측 눈을 위해 번갈아 표시하고, 교대하는 이미지들을 눈이 인식할 수 없을 만큼 충분히 높은 속도로 상기 이미지들을 스위칭하는 것을 수반한다. 상기 좌우 이미지들은 시청자가 착용하는 안경을 사용하여 분리되며 이 안 경은 좌측 눈은 좌측 이미지만 볼 수 있도록 하고 우측 눈은 우측 이미지만을 볼 수 있도록 한다. 이것은 2개의 상이한 편광 필터를 포함하는 패시브(passive) 안경을 사용함으로써 그리고 교대하는 방식으로 디스플레이 이미지의 편광을 변경하여 상기 이미지를 대응하는 눈에 향하게 함으로써 달성될 수 있다. 대안으로, 디스플레이 이미지에 동기된 LCD 셔터를 포함하는 액티브 안경이, 어느 눈이 어느 이미지를 볼지 제어하기 위해 사용될 수 있다.

어쨌든, 한 번에 한쪽 눈만 디스플레이 이미지를 보기 때문에, 이미지가 디스플레이되는 듀레이션(기간, duration)은 2D 모드의 시간의 절반이 되어야 한다. 플리커의 감지를 피하기 위해, 상기 이미지는 정상 V_sync의 2배로 주사되어야 한다. 예를 들어 만일 HDTV가 정상적으로 60 Hz V_sync 레이트에서 동작하면, 3D 모드에서 디스플레이 및 백라이트는 120 Hz에서 동작해야 한다. 만일 HDTV가 정상적으로 2D 모드에서 120 Hz로 동작하면, 3D 모드에서 V_sync 레이트는 240 Hz로 2배가 된다.

시간 t₇ 이전에 도시한 바와 같이, V_sync 펄스는 정상 2D 모드 동작에서 주기 T_sync로 고정 속도에서 발생하며, 그 후, V_sync 레이트는 T_sync/2 주기를 가진 펄스로 2배가 된다. 시간 t₇에서, 그레이 스케일 클럭(61) 역시 주파수가 f_θ(2D 모드) = 4096/T_sync에서 f_θ(2D 모드) = 4096/T_sync로 2배가 된다. 클럭 레이트가 2배가 되더라도, 프로그래머블 카운터는 클럭에 의존하기 때문에, 듀티 팩터는 일정하게 유지된다. 예를 들면, 시간 t₆와 t₇ 사이에서 휘도 제어는 평균값 65f로 도시된 것과 같이 50%의 듀티 팩터를 가진다.

D₇ = t_on7/T_sync = 50%

3D 동작의 개시로 주파수가 두 배가 된 후, t_on8은 t_on7의 절반 값으로 감소된다. 즉,

t_on8 = t_on7/2

그러나 마찬가지로 T_sync3D 역시 T_sync/2로 감소된다. 따라서,

D₈ = t_on8/T_sync3D = (t_on7/2)/(T_sync/2) = D₇ = 50%

따라서 V_sync 주파수를 변경하는 것은, 듀티 팩터 그래프(65f, 65g)로 도시된 것과 같이, PWM 듀티 팩터 또는 PWM 휘도에 관계가 없다. 그러나 3D 모드에서 한 번에 한쪽 눈만 디스플레이 이미지를 보기 때문에, 사람은 정상 휘도의 절반의 휘도를 감지한다. 이 효과를 보상하기 위해, LED 백라이트의 휘도는 3D 모드에서는 αI_ref에서 2αI_ref까지 2배가 되어야 한다. 다시 말해서, LED 펄스들의 휘도는 3D 모드에서 2배가 되지만 한 번에 한쪽 눈만이 그것들을 보기 때문에, 2D 모드에 비해서 휘도의 변화가 없는 것처럼 보인다.

이 모든 동작을 수행할 수 있는 TV 백라이트 드라이버 IC는 도 7에 도시되어 있으며, SMPS(52)로부터 전력을 공급받는 LED 줄들(57a~57n)을 구동하는 채널 드라이버(69a~69n) 및 제어부(69z)(LED 드라이버(69)로 총칭함)를 포함한다. 이 시스템에서, 비디오 스칼라 IC(54)로부터의 비디오 정보는 SPI 버스(59a)를 통해 마이크로컨트롤러(67)에 전달된다. 마이크로컨트롤러(67)는 이 비디오 정보를 번역하고 그것을 LED 드라이버 IC(69)의 제어부(69z)에 구체적으로는 SPI 버스 인터페이스(59b)를 통해서 전달한다. 그 다음 SPI 버스는 상기 정보를, 개별 채널 드라이버들에 타이밍 및 바이어싱을 포함하는 구동 조건들에 대해 지시하는 디지털 버스(73)를 사용하여 디코더들(decorders)(74a~74n)에 배포한다. 최소 개수의 상호접속을 가진 고속 데이터 전송에서, 디지털 버스(73)는 직렬 및 병렬 통신의 어떤 조합을 나타낸다. 상기 버스는 LED 드라이버 전용이기 때문에, 그와 같은 버스는 자체 정의된 표준을 따를 수 있으며 SPI 버스(59a, 59b)와 같은 어떤 미리 제정된 프로토콜을 준수하지 않을 수도 있다.

디지털 버스(73)로부터의 이 디지털 정보는, 일단 디코더(74a~74n)에 의해 디코딩된 후, 각각의 개별 채널 드라이버(69a~69n) 내에 존재하는 디지털 데이터 레지스터들에 전달된다(즉 데이터가 래칭됨). 도 7에서, 디코딩된 데이터는, 휘도 제어를 위한 듀티 팩터(D)의 최대 4096 증분(increments)을 정의하는 12 비트 워드, 패널에서 전파 지연을 보상하고 파워 서플라이 쇄도 전류를 최소화하기 위해 사용되는 위상지연(φ)의 최대 4096 증분을 정의하는 12 비트 워드, 및 백라이트 균일성을 개선하기 위해 전류 교정에서 사용되고 2D 모드와 3D 모드 디스플레이 사이에서 스위칭하기 위해 사용되는 LED 전류를 설정하기 위한 8 비트 워드 Dot를 포함한다.

예를 들면, V_sync 라인(60) 상의 각각의 수직동기 펄스에 동기하여, 디코더(74a)는, 12 비트 워드를 D 레지스터(75a)에, 12 비트 워드를 φ 레지스터(76a)에, 및 8 비트 워드를 Dot 레지스터(77a)에 로딩하며, 이것들은 개개의 LED 구동 채널(69a)에 포함된 것이다. 유사한 방식으로 라인(60) 상의 V_sync 펄스에 동기하여, 디코더(74b)는 12 비트 워드를 D 레지스터(75b)에, 12 비트 워드를 φ 레지스터(76b)에, 및 8 비트 워드를 Dot 레지스터(77b)에 로딩하며, 이것들은 개개의 LED 구동 채널(69b)에 포함된 것이다. 동일한 프로세스가 모든 n개 채널들에 대해 즉, 채널 드라이버(69a~69n)에 대해 동시에 일어난다.

일단 디코더(74a)로부터의 데이터가 듀티 팩터(D) 레지스터(75a) 및 위상지연(φ) 레지스터(76a)에 로딩되면, 카운터(counter)(78a)는 클럭 f_θ 라인(61) 상에 존재하는 펄스들을 카운트하고, 카운터(78a)의 출력은 전류 싱크 MOSFET(71a)를 온 및 오프 토글링 하기 위해 정밀 게이트 바이어스 회로(70a)의 타이밍을 결정한다. 듀티 팩터(D)를 포함하는 LED 줄(57a)에 흐르는 전류(I_LED1)의 전도 타이밍을, 즉 각각의 V_sync 주기마다 그것의 온-시간을 제어함으로써, LED(57a)의 휘도가 정밀하게 제어된다. Dot 레지스터(77a)에 적재된 비트 데이터는 정밀 게이트 바이어스 회로(70a)에 입력되는 기준전류(αI_ref)를 설정하기 위해 D/A 컨버터(79a)에 의해 동시에 번역된다. 이 기준전류는, 특정 채널이 온 토글링되어 통전할 때마다, MOSFET(71a) 및 LED 줄(57a)에 흐르는 LED 전류(I_LED1)의 아날로그 크기를 설정한다. 그것은 카운터(78a)가 특정 채널(69a)을 오프 토글링할 때 MOSFET의 전류에 관계가 없다. 동일한 프로세스가 모든 n개 채널들에 대해 즉, 채널 드라이버(69a~69n)에 대해 동시에 일어난다.

기준전류(αI_ref)의 값은 임의의 주어진 채널 드라이버에서 2가지 방법으로 설정된다. 먼저 I_ref의 값은 각각의 채널 드라이버(69a~69n)에 존재하는 정밀 저항기(R_set)에 의해 설정된다. LED 드라이버 IC(69)(미도시) 내부에 존재하는 정밀 조정된 전압기준(V_ref)은 저항기(R_set)의 값에 의해 정밀 기준전류(I_ref)로 변환된다. 즉 I_ref = V_ref/R_set. 저항기(Rset)는, 제조 시 완전 정확하게 조정된다면, 집적될 수 있으며, 또는 채널당 하나씩 LED 드라이버 IC(69)의 각각의 채널에 외부에서 연결된 별도의 정밀 저항기를 포함할 수도 있다. 생각건대, R_set의 값은 채널마다 다를 수 있겠지만, 채널간 매칭을 최대화하기 위해 또한, 모든 채널의 Dot 레지스터에 저장된 디지털 값에 의해 결정된 바와 같은, 파라미터 α의 디지털 제어된 값을 통해 채널 기준전류를 변경하기 위해, 모든 채널 내에 동일한 값의 R_set를 정밀하게 사용하는 것이 일반적으로 바람직하다.

예를 들어 채널 드라이버(69a)에서, Dot 레지스터에 저장된 8 비트 데이터가 승수 α에 대해 256 레벨들 중 하나로 변환되며, MOSFET(71a) 및 LED 줄(57a)의 전류가, MOSFET(71a)가 온이 되어 통전할 때마다 256 스텝들에서 0% 내지 100%·I_ref 사이, 즉 스텝당 0.39%의 증분으로, 임의의 위치에 설정되는 것을 허용한다. 동일한 동작이 모든 채널 드라이벋들(69a~69n)에 대해 동시에 일어나며, 디지털 버스(73)를 통해 모든 LED 줄(57a~57n)의 LED 전류의 디지털 제어를 가능하게 한다.

주목할 것은 LED 역광조명된 HDTV에서, Dot 레지스터(77a~77n)를 사용하여 각 채널의 대응하는 αI_ref의 값을 변경하는 것보다 디지털 PWM 디밍 방법 및 카운터(78a~78n)를 사용하여 LED 휘도를 변경하는 것이 바람직하다는 것이며, 이것은 주로 백색 LED의 색 온도가 전류의 함수이기 때문이다. 디스플레이를 횡단하는 LED 줄들에 극적으로 변하는 전류를 흘리게 되면 불리하게 디스플레이 이미지에 색수차가 발생될 수 있다.

가장 높은 순방향 강하를 가진 LED 줄을 포함하는 모든 LED 줄에 적당한 전류를 유지하기 위해, 어느 줄이 가장 높은 전압을 보이는지 실시간으로 결정하고 그 정보를 SMPS(52)에 대한 피드백으로 사용하여 그 출력 +V_LED을 가장 높은 순방향 전압을 가진 LED 줄보다 단지 약간 더 높은 전압으로 설정하기 위해, 전류감지피드백회로(CSFB: current sense feedback circuits)(72a~72n)이 포함되었다.

상기 CSFB 회로들은 데이지 체인 방식으로, 즉 직렬 "헤드-투-토우(head-to-toe)"로 연결되며, CSFB 회로(72a)의 입력(73b)은 CSFB 회로(72b)의 출력으로부터 오고, CSFB 회로(72b)의 입력(73c)은 CSFB 회로(72c)의 출력으로부터 오며(미도시), 이렇게 계속된다. 각각의 CSFB 회로는, 최종 CSFB 회로(72a)가 IC 내의 가장 낮은 드레인 전압(및 따라서 가장 높은 순방향 전압 LED 줄)을 나타내는 출력(73a)을 가질 때까지, 그것의 입력 전압 또는, 상기 채널의 대응하는 전류 싱크 MOSFET의 드레인 상의 전압 중 더 낮은 것을 그 출력으로 전달하며, 이것은 SMPS(52)에 CSFB 피드백 신호로서 제공된다. CSFB 회로(72n) 내의 제1 CSFB 회로는 그 입력이 가장 높고 알맞은 전압, 예컨대 V_logic 또는 V_drive에 접속되어야 한다.

*그러나, 아마도 동일한 제조사 및 심지어 동일한 제품 배치(batch)에서 생산된 컬러 HDTV용 LCD 백라이트에서 모든 LED 줄들은 백색 LED이므로, LED 줄들의 순방향 전압의 변화는 주로, 구동되는 LED의 유형에서의 기본적인 차이로부터가 아니라 LED 제조에서의 자연스런 확률적 변화로부터 발생한다.

(배경 요약)

결론적으로, LED 기술을 포토바이어모듈레이션과 의료적으로 포토테라피에 적용하려는 종래의 시도는 기계적 및 전기적 설계에서 매우 부적당한 결함을 경험한다. 포토테라피에서 조기 시도를 구현하기 위해 사용된 LED 드라이버 회로는 기본적으로, 변하는 전압, LED 전류 또는 장애 시나리오의 조건하에서 일정한 LED 동작을 유지할 수 없는 일정한 전압 구동 LED 토치라이트를 포함한다. 기본적으로 고정 주파수 램프 디머(dimmer) 회로로서 동작할 때, 그것들은 역시 패턴 시퀀싱 및 파형 합성을 가능하게 하는 능력이 부족하다 - 시퀀스 및 파형은 포토바이오모둘레이션 및 그에 의한 치료 이익을 최대화하는데 잠재적으로 유익하다.

마찬가지로, 오늘날의 LED 어레이들의 하드웨어는, LED 어레이 내의 과도한 와이어 배선으로 인해 신뢰성 저하로 귀결되고 평범한 기계적 설계와, 일정한 광 침투 깊이를 위해, 특히 필연적으로 수십 분 이상을 초과하는 치료 동안에, LED 어레이의 형상을 환자에게 맞추거나 일정한 위치를 유지하는 능력의 부재를 겪는다.

HDTV용 정전류 LED 백라이트 드라이버 IC는 전술한 LED 토치라이트 설계보다 대형 LED 어레이들을 구동하기 위한 더 나은 기능을 전기적으로 포함하지만, 그 특징은 비디오 디스플레이 타이밍 신호에 대한 동기화와 비디오 내용에 대응하여 휘도를 적응시키는 능력 - 포토테라피 치료 장치를 구현하는 것과 전혀 무관한 기능들 -을 포함하는 LCD 디스플레이를 조명하는 문제를 해결하기 위해 구체적으로 설계된다. 또한, 그것들의 현재 형태에서, 그와 같은 HDTV 백라이트 드라이버는 복합 파형을 발생시키거나, 알고리즘적 시퀀싱을 수행하거나, 가변 주파수를 합성하거나, 또는 등질이 아닌, 즉 상이한 구조, 파장, 및 순방향 전압의 LED를 구동하는 것을 가능하게 하거나 심지어 그 필요성도 기대하지 않는다.

필요한 것은, 이상적으로는 광범위한 프로그램 유연성과 시술하는 의사에 의해 제어 가능한 기능을 갖고, 연장된 기간 동안 균일하고 일정하게 최고 수준의 포토바이오모듈레이션을 제공하도록 구현된 LED 포토테라피를 위한 새로운 설계이다.

(발명의 요약)

본 발명의 포토테라피 프로세스에서, 한 개 이상의 파장들, 또는 파장들의 스펙트럼 대역들을 가진 전자기 방사선(EMR)의 정의된 패턴들(예컨대, 방형파 펄스들)이 생명체(예컨대, 사람) 내에 도입된다. 상기 방사선은 보통 EMR 스펙트럼의 적외선 또는 가시광 부분 내에 있다. 단일 파장의 EMR이 사용되거나, 상기 패턴은 두 개 이상의 파장을 가진 EMR을 포함할 수 있다. 단일 파장의 방사선으로 구성하는 것보다 오히려, EMR은 중심 파장에 중심을 둔 일정 범위, 예컨대 λ±△λ의 파장들로서 종종 표현되는 방사선의 스펙트럼 대역들을 포함할 수 있다. 상기 펄스들은 방사선이 발생되지 않는 기간인 갭들에 의해 분리될 수 있으며, 한 펄스의 후행 에지(trailing edge)는 다음 펄스의 선행 에지(leading edge)와 일시적으로 일치하거나, 또는 상기 펄스들은 2개 이상의 파장들(또는 파장들의 스펙트럼 대역들)이 동시에 발생하도록 중첩할 수 있다.

EMR은 바람직하게는 공통의 파워 서플라이에 연결된 직렬 "줄(string)"들로 정렬되는 LED(light-emitting diodes)에 의해 발생된다. 각각의 LED 줄은 단일 파장 또는 파장들의 대역을 가진 방사선을 발생시키도록 설계된 LED들을 포함할 수 있다. 상기 LED들은 인체의 피부 표면에 대해서 편안하게 고정되어 대상 조직 또는 기관(organ)이 균일한 패턴의 방사선에 노출되도록 설계된 신축성 있는 패드 내에 내장될 수 있다.

상기 LED 줄들 각각은 채널 드라이버에 의해 구동되며, 이것은 이어서 마이크로컨트롤러에 의해 제어된다. 마이크로컨트롤러는 알고리즘들의 "패턴 라이브러리"를 포함하며, 알고리즘 각각은 상기 LED 줄들에 의해 발생된 EMR의 특정한 프로세스 시퀀스의 펄스들을 정의한다. 디스플레이, 키보드 또는 다른 입력 장치를 사용하여, 의사 또는 임상의사는 치료되는 질병 또는 조건에 적합한 특정 알고리즘(프로세스 시퀀스)을 선택하는 것이 가능하다.

도 1은 방사선 치료에 포토테라피를 대비하는 전자기 방사선 스펙트럼을 도시한다.
도 2는 전압-기반 LED 드라이버 및 디머(dimmer) 회로의 회로도이다.
도 3은 전압-기반 LED 드라이버 내의 LED 전류에 대한 배터리 방전의 영향을 도시하는 그래프이다.
도 4a는 휴대용 LED 봉 또는 토치라이트로 일정한 위치 및 포토테라피 깊이를 유지하는 문제를 도시한다.
도 4b는 역학적으로 구부러지지 않는 LED 어레이로 큰 영역에 대해서 일정한 포토테라피 깊이를 유지하는 문제를 도시하는 상세도이다.
도 5a는 사람의 눈에 보이는 LED HDTV에서 사용된 백색 LED 백라이트의 단면도이다.
도 5b는 HDTV 백라이트로서 사용된 유형의 정전류(constant-current) LED 드라이버의 회로도이다.
도 6a는 2D 모드 LED 역광조명된 HDTV에서 고정 주파수 PWM 백라이트 휘도 제어를 도시하는 일련의 그래프들이다.
도 6b는 3D 모드 LED 역광조명된 HDTV에서 고정 주파수 PWM 백라이트 휘도 제어를 도시하는 일련의 그래프들이다.
도 7은 LED 역광조명된 HDTV를 위한 아키텍처의 회로도이다.
도 8a는 상피 조직을 조명하는 LED 패드의 개략도이다.
도 8b는 포토바이오모듈레이션의 물리적 메커니즘을 도시한다.
도 8c는 동물 세포에서 광합성(ATP 생성)을 도시한다.
도 8d는 호모 사피엔스에서 동물 포토바이오모듈레이션의 계층적 영향을 보여주는 차트이다.
도 9a는 분자의 광여기를 나타내는 에너지 대역도이다.
도 9b는 다양한 광 파장들에 대한 포토바이오모듈레이션을 나타내는 에너지 대역도이다.
도 9c는 협대역 포토바이오모듈레이션을 도시한다.
도 9d는 광대역 포토바이오모듈레이션에서 생체-간섭(bio-interference)을 나타내는 에너지 대역도이다.
도 9e는 스펙트럼 대역폭의 함수로서 관찰된 상대적 치료 효능(relative therapeutic efficacy)을 도시하는 에너지 대역도이다.
도 10a는 상이한 파장들의 LED 줄(string)들의 순차적 동작을 포함하는 전형적인 동적 포토테라피 프로토콜의 흐름도이다.
도 10b는 도 10에 도시한 전형적인 동적 포토테라피 프로토콜의 타이밍도이다.
도 10c는 파형 표현의 상세를 도시한다.
도 10d는 상이한 파장들의 LED 줄들의 순차 및 병행 동작을 결합하는 전형적인 동적 포토테라피 프로토콜의 흐름도이다.
도 11은 프로그래머블 파형 합성을 위한 사용자 인터페이스 및 동적 포토테라피 시스템을 개략 도시한다.
도 12는 프로그래머블 파형 합성 능력을 가진 동적 포토테라피 시스템을 개략 도시한다.
도 13은 동적 포토테라피 시스템에서 독립 다채널 LED 제어를 도시한다.
도 14a는 복수-파장(multiple-wavelength) 동적 포토테라피 시스템에서 특정 파장 LED 줄들의 전류를 제어하기 위한 레지스터 데이터의 예를 도시한다.
도 14b는 동적 포토테라피 시스템에서 상이한 파장 LED 줄들의 전류를 제어하기 위한 레지스터 데이터의 예를 도시한다.
도 15a는 동적 포토테라피 시스템에서 다양한 합성 주파수에서 파형들의 타이밍도를 도시한다.
도 15b는 동적 포토테라피 시스템에서 다양한 합성 주파수에서 복수-파장 LED 줄들의 타이밍도를 도시한다.
도 15c는 시스템의 최대 동기화 주파수에서 동적 포토테라피 시스템에서 복수-파장 LED 줄들의 타이밍도를 도시한다.
도 15d는 가변 클럭 신호를 사용하여 동적 포토테라피 시스템에서 높은 주파수들을 합성하는 대안적인 방법의 타이밍도를 도시한다.
도 15e는 동적 포토테라피 시스템에서 V_sync 주파수와 동일한 주파수들을 합성하는 타이밍도이다.
도 15f는 동적 포토테라피 시스템에서 V_sync 주파수보다 낮은 주파수들을 합성하는 타이밍도이다.
도 16은 2개의 상이한 광여기 주파수들을 동시에 합성하기 위한 데이터 레지스터 갱신을 도시하는 타이밍도이다.
도 17a는 복수-파장 동적 포토테라피 시스템에서 PWM 휘도 제어로 고정(fixed) 주파수를 합성하는 타이밍도이다.
도 17b는 복수-파장 동적 포토테라피 시스템에서 PWM 휘도 제어로 복수 주파수를 합성하는 타이밍도이다.
도 17c는 복수-파장 동적 포토테라피 시스템에서 일정한 온-시간 휘도 제어로 동적 가변 주파수를 합성하는 타이밍도이다.
도 18은 동적 포토테라피 시스템에서 고정 주파수 합성으로 독립 PWM 휘도 제어(블렌딩(blending))를 가진 병렬 구동식 복수-파장 LED 줄들에 대한 타이밍도이다.
도 19는 프로그래머블 D/A 컨버터를 사용하는 동적 포토테라피 시스템에서 I_LED 레지스터에 저장된 데이터의 함수로서 LED 줄들의 전류를 도시하는 그래프이다.
도 20은 I_LED 레지스터에 저장된 데이터의 함수로서 상이한 파장들에서의 광출력 파워의 그래프이며, 휘도 보상을 도시한다.
도 21은 휘도 보상을 위한 I_LED 레지스터의 로딩을 도시하는 회로도이다.
도 22는 턴온(turn-on) 전류 과도 파형을 도시하는 그래프로서, 위상 지연의 유익을 설명한다.
도 23a는 듀티팩터(D), 합성 주파수(f_synth), 위상지연(φ), 및 기준전류 승수(α)의 전체 매개변수 제어를 도시하는 전형적인 동적 포토테라피 프로토콜의 흐름도이다.
도 23b는 복수-파장 포토테라피 시스템에서 동적 휘도 제어로 동적으로 변하는 주파수를 합성하기 위한 타이밍도이다.
도 24는 본 발명에 따른 포토테라피 시스템에서 마이크로컨트롤러의 기능들을 나타내는 블록도이다.
도 25는 본 발명의 포토테라피 시스템에서 마이크로컨트롤러의 셋업 및 동작을 도시하는 흐름도이다.
도 26은 LED 패드의 평면도 및 등가회로를 도시한다.
도 27은 굽은 표면에 순응하는 연성 LED 패드의 단면도이다.
도 28은 다양한 파장의 LED들의 파장과 방사선 강도(정규화 파워 출력) 사이의 관계를 도시하는 그래프이다.
도 29a는 입사하는 EMR의 파장의 함수로서 다양한 생화학 제품들의 상대 흡수 계수를 도시하는 그래프이다.
도 29b는 입사하는 EMR의 파장의 함수로서 내부 조직들의 상대 흡수 계수를 도시하는 그래프이다.
도 30은 입사하는 EMR의 파장의 함수로서 표면 조직들의 상대 흡수 계수를 도시하는 그래프이다.

포토바이오모듈레이션의 원리

포토바이오모듈레이션은 살아있는 세포 내로 광자의 통제된 전달을 통해 생화학적 반응을 자극하는 것을 수반한다. 의학에 적용될 때, 유익한 또는 치료적 결과를 생성하기 위해 포토바이오모듈레이션의 사용이 본 명세서에서는 "포토테라피"로서 지칭된다. 다수의 변수들이 포토바이오모듈레이션에 영향을 줄 수 있으며, 그것들은, 조명되는 유기체, 조직, 세포, 또는 세포기관; 사용되는 광의 파장(들), 목표한 또는 개재하는 조직 내 충돌하는(impinging) 파장에서 광의 흡수 깊이 및 산란 특성; 광여기(photoexcitation)의 파워, 타이밍, 듀레이션, 및 주파수를 포함하고, 복수 파장들의 잠재적(potential) 시퀀싱, 영향을 받는 특정한 생화학 반응, 및 테라피 케이스에 있어서 치료를 요구하는 상처 또는 조건의 성질을 포함한다.

도 8a는 포토테라피 전달 시스템의 요소들의 단면도를 도시하며, 연성 회로판(81), LED 어레이(93a~93e), 생물학적으로 비활성인 연성 인캡슐런트(encapsulant)(82), 연성 무균위생장벽(flexible aseptic hygienic barrier) (85), LED 드라이버 IC(86)를 포함한다. LED 어레이(93a~93e)와 그 봉입물은 LED "패드"로 총칭하며, 이상적으로는 패드 내부의 상호연결 전도체 또는 전자 소자들을 손상시키지 않으면서 환자에 대해서 편안하게 맞도록 충분히 유연하고 굽힐 수 있어야 한다. 그러면 광(83)이 상피 및 외피 조직층(36, 37)을, 조명 및 흡수 프로파일(84)에 의해 도시된 것과 같이, 그에 맞게 조명한다. 도시한 LED 패드에서, 인캡슐런트(82)는, LED의 광 출력을 차단하지 않도록 LED 파장에서 충분히 얇고 투명하다면, LED 어레이(93a~93e)의 렌즈들을 덮을 수 있다.

주의: 본 명세서에서 사용된 용어 "LED 드라이버 IC" 및 "LED 드라이버"는 복수의 채널을 제어하기 위한 회로를 포함하는 IC를 지칭하기 위해 상호교환적으로 사용되며, 상기 채널들 각각은 LED 줄에 의해 표현된다. 용어 "채널 드라이버"는 단일 LED 줄(채널)을 제어하기 위해 사용되는 LED 드라이버 IC 내의 회로를 지칭하기 위해 사용된다.

포토바이오모듈레이션은 도 8b에서 그림으로 표현된 원자들 및 분자들의 광여기로 시작하며 상기 도면에서 파장 λ 및 대응하는 EMR 주파수 υ(그리스 문자 υ 또는 "nu"로 표시됨)를 가진 충돌하는 광자(photon)(90)가 분자(91)를 타격하면, 화학결합(92)을 파괴하고 새로운 결합을 만들며 잠재적으로 전하들(93)을 방출한다. 흡수된 에너지(90)는 계(system) 내에서 운동에너지(KE) 및 위치에너지(PE)에서의 임의의 조합의 변화들로 분할되며, 더 높거나 낮은 에너지 상태(94)로의 분자의 구조적 변환, 국부적 전기장 내에서 드리프트 전도(drift conduction)(qE)에 의해 또는 농도 기울기에 기인한 확산 전도(dNq/dx)의 어느 하나에 의한 전하 이송, 및/또는 가열에 의한 또는 양자 역학 용어에서 포논(phonon)에 의한 분자들의 열 진동(96)을 포함한다. 이들 광자-유도된 또는 "광-여기된(photo-excited)" 반응들은 세포 내의 임의의 수의 분자들을 수반하여 일어날 수 있다.

상기 반응들의 일부는 순전히 무기 성분을 포함할 수 있지만 다른 반응들은 유기 분자들 또는 둘 다를 포함할 수 있다. 도 8c에서와 같이, 적어도 하나의 확립된 광생물학적 프로세스(96)에서, 충돌하는 광자(90)는 미토콘드리아(97) 내에서 배터리 충전기로서 기능하는 사이토크롬-c 옥시다아제(CCO)(100)에 의해 흡수되어, AMP를 더 높은 에너지 상태 ADP로 펌핑하고, 궁극적으로 ADP를 가장 높은 에너지 상태 분자 ATP(101)로 펌핑한다. 에너지를 저장하는 그 능력때문에, CCO(100)는 양성자 펌프(proton pump)라고 불린다. 대안으로, 만일 ATP(101)를 세포 레벨에서 배터리로 생각한다면, CCO(100)는 배터리 충전기로 간주될 수 있을 것이다. 반대로, ATP(101)가 ADP 또는 AMP로 붕괴되면, 그것은 몰당 6k-칼로리 이상의 상당한 에너지(102)를 방출한다.

동물 세포(98) 내의 세포기관으로서, 미토콘드리아(97)는 공생적 관계에서 에너지를 제공하며, 여기서 세포(98)는 미토콘드리아(97)를 위해 유리한 보호 환경을 제공한다. CCO(100)를 사용하여, 미토콘드리아(97)는 소화의 부산물인 당을 에너지로 변환하거나 또는 광생물학적 프로세스(96)를 통해, ATP(101)를 생성하기 위해 광을 흡수할 수 있다.

미토콘드리아의 포토바이오모듈레이션으로부터 생성된 에너지 발생은, 세포기관 및 세포로부터, 조직, 기관 및 전체 생물체(호모사피엔스를 포함)까지 모든 레벨에서 생물체에 영향을 미치는 생화학, 전기 및 열 효과를 단계적으로 생성한다. 보고된 효과는 도 8d에 요약되어 있으며, 관찰된 광생물학적 반응들(104)의 구체적인 설명과 함께 영향을 받는 세포, 조직, 기관 또는 계의 전형적인 도해(103)를 포함한다. 특히 주목할 것은 ATP의 활성이 효소의 활동, 세포 간 촉매의 생성 및 DNA 전사의 개시 및 가속화, RNA 번역 및 단백질 합성, 즉 동물에서의 광합성으로 이어진다는 것이다. 한 가지 부산물인 산화질소(NO)는, 조직 치료 및 그래뉼레이션(granulation)을 촉진하고, 새로운 모세관을 형성하고 동맥을 팽창시켜 혈류 및 세포 산화(oxygenation)를 증가시키는 동시에, 신경을 치료하고, 통증을 차단하고, 감염 및 염증을 억제하기 위해 면역반응을 조정하는데 열쇠라는 것을 밝혀졌다. 이 메커니즘들은 본 발명의 전체 범위를 벗어나지만, 참조된 논문들은 이들 생화학적 및 세포학적 메커니즘에 대한 추가의 통찰을 제공할 것이다.

포토바이오모듈레이션에서의 또 하나의 중요한 고려사항은 광여기 주파수이다. 광의 파장(λ) 및 그에 대응하는 전자기 주파수(υ_EM)와 혼돈하지 말아야 할 것으로, 광여기 주파수(f_synth)는, EMR에 노출된 생물-유기체(bio-organism)이 다른 주파수에서보다 더 많은 양의 에너지를 주기적으로 흡수하는 능력을 보여주는, 반복된 주기를 기술한다. 물리학에서, 이 공진 주파수들은 주기적 형태로 에너지를 흡수 및 방출하는 자연스럽게 일어나는 물질의 특성이다. 그와 같은 공진 주파수들은 적외선 및 가시광선 자체의 발진 주파수보다 통상적으로 수십 배(orders of magnitude) 더 느리며, 원자 레벨 천이 - 주파수들에서 일어나고 원자가 흡수 또는 방출하는 광 파장들에 유사한 대응하는 에너지 레벨을 가진 천이 -에 대응한다.

생화학 분자, 세포기관, 세포, 조직, 기관 및 유기체 모두는 질량을 갖고 화학적 및 기계적 힘으로 함께 유지되므로, 이 모든 형태의 생물학적 물질은 진동 움직임과 공진을 각각 자신의 특징적 주파수를 가지고 필연적으로 나타내야 한다. 주로 수반된 질량 때문에, 기관 및 조직은 분자들 및 분자들 내의 원자들의 진동보다 훨씬 낮은 주파수에서 공진한다.

동물에서, 심장, 근육, 신경계 및 뇌와 같은 다수 기관들의 동작 역시 전기 또는 전기화학적 프로세스를 수반하여 동작한다. 이들 전기 신호 역시 어떤 특정한 주파수에서 동작하고 또한 공진을 나타낼 수 있으며, 주로 열적 공진보다 전기화학적 발진을 수반한다. 먼저 1960년대, Nogier 등은 마이크로-전류로 사람의 조직을 자극하는 전기신호들의 주기(period)의 영향을 논의했다. 나중에 USSR 역시 통제된 주파수에서 광여기를 유도하기 위해 세라믹 램프를 사용하여 실험을 수행했지만, 업적은 충분히 공개되지 않았다.

역학은 아직 빈약하게 이해되고 있지만, 분명히 포토바이오모듈레이션을 자극하도록 의도된 어떤 장치는 광의 휘도 및 파장뿐만 아니라 임의의 주기적으로 반복하는 광여기 패턴의 주파수를 제어할 수 있을 것이다.

포토바이오모듈레이션에 대한 스펙트럼 대역의 영향

여기서, 포토바이오모듈레이션을 위한 광자들의 전자적 제어는 생체광학(biophotonics)이라고 부른다. 포토테라피를 최대 효과로 수행하는 생체광학 장치를 설계하고 제작하기 위해서는, 오늘날 존재하는 제한된 경험적 증거와 일치하는 광여기의 물리적 메커니즘을 조사하는 것이 중요하다.

반도체(solid state)를 이용한 전자장치 및 반도체 디바이스들의 행동을 모델링하기 위해 보통 사용되는 고체의 밴드 이론은, 일단 분자 및 분자결합에 적용되면, 살아있는 세포, 세포기관, 및 포함된 분자들의 광여기 동안에 일어나는 메커니즘들에 대한 추가의 통찰을 제공할 수 있다. 유사한 방법이 Linus Pauling 에 의해 그의 책 "The Nature of the Chemical Bond"(미국 뉴욕 이타카 소재 코넬대학 출간, 1939, 3판 1960)에서 채용되었으며 오늘날에도 여전히 생화학 및 유기 반도체의 연구 및 개발에서 사용되고 있다. 본 명세서에서 논의된 주제들은 인용된 교재에서 고려된 분자들에 구체적으로 관련이 없지만, 에너지 대역 및 전자 오비탈을 사용한 유사한 분석 방법론은 관찰된 결과를 설명하고 포토테라피 전략을 최적화하는데 통찰력을 준다.

도 9a는 물질과 EMR의 3개의 가능한 상호작용을 도시한다. 그림에서, 가로 선들 또는 에너지 대역들(109)은 분자의 다양한 위치 에너지 상태를 다양한 형태로 나타내며, E₀는 기저 또는 최저 에너지 상태이고, E₁은 더 높은 에너지 상태이고, E₃는 한층 더 높은 에너지 상태로서 이렇게 계속된다. 개개의 원자에서, 이 대역들은 불연속적인 에너지 레벨을 나타내고 점은 20세기 초기에 Niels Bohr에 의해 제안된 것과 유사한 에너지 레벨에 존재하는 전하를 나타낸다(소위 보어 원자). 상기 밴드 이론이 나중에 결정 내의 상호작용하는 원자들의 그룹에 적용되었으며, 안정한 양자 에너지가 존재하지 않는 에너지 갭(Eg)에 의해 분리된 허용된 에너지 상태들의 밴드들로 불연속 에너지 레벨을 대체했다. 물질이 이들 에너지 밴드 갭들을 극복할 수 있는 충분한 에너지의 광을 흡수할 때, 전하들은 기저상태로부터 상승된 에너지 상태 또는 밴드로의 대응하는 에너지 천이를 경험한다.

예를 들어 맨 좌측 그림에서, 광자가 밴드(109)로 표현된 물질을 충돌할 때, 기저상태(E₀)의 전하는 여기된 상태(E₃)로 점프(111)를 한다. 이 천이를 나타내기 위해, 충돌하는 광자는 밴드 갭 또는 양자 천이(111)가 일어나지 않는 것보다 큰 에너지를 가져야 한다. 아인슈타인에 의해 설명된 것처럼, 광자에 의해 운반된 에너지(E)는 잘 알려진 관계식 E = hυ = hc/λ에 의해 주어지는 바와 같이 그 주파수에 비례하며, υ=υ_EM은 EMR의 광자의 주파수이고, λ은 광자의 파장, h는 플랑크 상수, c는 빛의 속도이다. 광자 에너지(E)가 분자의 위치 에너지의 변화를 생성하기 위해 필요한 최소 에너지를 초과한다면, 즉 수학식으로 E > Eg, 천이(111)가 일어날 것이다. 전하가 E₃ 상태로 점프한 후, 그것은 다시 더 낮은 에너지 상태(E₁)로 떨어진다. 이 더 작은 천이는 상당한 에너지를 수반하지 않기 때문에, 포논(114)(진동 에너지의 양자)이 방출되며, 분자 진동 및 발열에 기여한다.

만일 이 다이어그램을 결정 내 에너지 밴드들로서 해석하는 대신에, 이제 우리가 상기 에너지 밴드들을 하나 이상의 상호작용하는 분자들의 활동 상태를 나타내는 것으로 생각한다면, 에너지 흡수 및 에너지 재방출은 비록 은유적지만 유사한 방식으로 이해될 수 있을 것이다. 다시 도 9a를 참조하면, 맨 좌측 그림은 더 낮은 에너지의 광자가 분자를 상태(112), 더 낮은 허용된 활동 상태들 중 하나로 여기시키며 포논(114)을 생성한다. 중앙의 그림은, 충돌하는 광자(120)가 광자(110)보다 더 큰 에너지를 갖고 그 결과 분자(121)를 상태(E₅)로 광여기시키지만 다시 안정상태(122)로 붕괴되고 프로세스에서 포논(124)을 방출한다.

맨 우측 그림에서, 광자(110) 또는 광자(120)보다 더 높은 주파수(υ_EM)와 더 짧은 파장(λ)을 갖고 훨씬 더 높은 에너지 광자(130)가 많은 에너지(131)를 제공하여 분자를 분쇄하고 자유전하(135)를 방출하며, 이 전하는 세포 내에서 자유롭게 행동하거나 세포 간 전하 이송에 참여할 수 있다.

도 9b는 상기 설명된 현상학적 에너지 밴드 분석을 분자들의 집단 및, 단일 파장을 갖지 않고 주파수들 및 파장들의 스펙트럼 대역을 나타내는 광자들과의 상호작용에 확장한다. 그래프에서, 수직 축은 다양한 활성 상태들(E₀~E₁₂)을 가진 에너지 밴드들(109)에 의해 표현된 분자들의 화학적 위치 에너지(PE)를 나타낸다. 수평축은 충돌하는 광자들의 상대 주파수(및 파장)를 기술하며, 그래프의 좌측은 더 낮은 EMR 주파수들(υ_EM)(증가하는 EMR 파장 λ)을 나타내고 그래프 우측은 더 높은 EMR 주파수들(υ_EM)(감소하는 EMR 파장 λ)을 나타낸다. 상기 천이들은 상이한 파장의 광자들과 분자들의 다수의 다양한 상호작용을 나타낸다.

도시된 바와 같이, 발광다이오드 LED1의 어레이로부터 방출된 광자들은 단일 파장이 아니라 명목 값 λ₁ 을 갖고 어떤 양 ±△λ₁만큼 위 아래에서 변하는, 즉 스펙트럼 대역 λ₁±△λ₁을 포함하는 파장들 및 주파수들의 스펙트럼 대역을 포함한다. E = hυ_EM = hc/λ이므로, 스펙트럼 대역(140)은 주파수 및 파장의 범위뿐만 아니라 대응하는 광자 에너지들의 범위를 나타낸다. 마찬가지로, 발광다이오드 LED2 및 LED3의 어레이들로부터 방출된 광은 단일 파장이 아니라 파장 λ₂±△λ₂을 가진 스펙트럼 대역(150)과 파장 λ₃±△λ₃을 가진 스펙트럼 대역(160)을 각각 포함하며, 여기서 λ₁ > λ₂ > λ₃ 이다. 예를 들면, 발광다이오드 LED1의 어레이는 중심 파장 λ₁ = 875 nm와 860 nm에서 890 nm까지 변하는 스펙트럼 대역폭을 구성하며, 따라서 적외선 대역에서 λ₁±△λ₁ = 875 nm ± 15 nm. 마찬가지로 발광다이오드 LED2의 어레이는 근적외선 대역에서 스펙트럼 λ₂±△λ₂ = 740nm±15nm을 포함하며, 발광다이오드 LED3는 가시광 적색 스펙트럼의 긴 파장 부분에서 λ₃±△λ₃ = 670nm±15nm의 스펙트럼을 포함할 수 있다.

LED 어레이의 스펙트럼의 확산(spread) Δλ은 두 개의 확률적, 즉 랜덤 물리적 메커니즘들로부터 생성된다. 먼저, LED의 제조시에, 밴드갭 설계된 물질(bandgap engineered material)에 대한 밴드갭의 일관성 및, 결함, 변위(dislocation) 및 의도하지 않은 불순물의 존재는 각각의 개별 LED로부터 발생한 광 파장에 영향을 미친다. 둘째, 어레이의 모든 LED의 중심값들은, 각 LED가 단일 파장의 광만을 방출하는 경우에도, 집합적으로 통계적 분포를 나타낸다. 이들 두 개의 랜덤 효과는 물리적으로 독립적인 기원을 가지므로, 이후 통계적 표준 편차가 구적법으로(in quadrature) 더해지며, 즉 σ_λ = SQRT[σ₁ ²+σ₂ ²] 이고, σ₁ 및 σ₂은 개별 LED 내에서 및 LED들의 집단 내에서 표준 편차를 나타낸다. LED 어레이의 총 스펙트럼 폭 ±Δλ은 3개-시그마 분포에 의해 통계적으로 근사화될 수 있으므로, ±Δλ = ±3σ_λ 이다.

발광 다이오드 LED1의 어레이로부터의 파장(140)만을 포함하는 에너지 대역(109)을 갖는 분자를 광여기하면, 에너지 천이의 집합(165b)(예시적인 천이 113, 114, 및 115 포함)이 생성된다. 모든 에너지 상태가 안정한 것은 아니라는 것을 주목하라. 예를 들어, 에너지 상태 E₁은 온도, 습도, pH 등의 특정한 주위 조건하에서는 불안정할 수 있다. 즉시 또는 일정 시간이 지속된 후에 분자를 그 상태로 여기시키게 되면, 그 분자가 다시 바닥 상태 E₀로 떨어진다(화살표 115). 이러한 분석으로부터 두 개의 중요한 관찰이 이루어질 수 있: 첫째, LED의 어레이에서 생성된 스펙트럼 대역은, 하나가 아닌 다수의 분자 반응 및 에너지 천이를 일으키며; 둘째, 발광 다이오드 LED1의 어레이는 이의 긴 파장에 의해, 분자를 E₄ 이상의 위치 에너지까지 광여기시킬 수 없다.

비슷한 방식으로, 더 짧은 파장(150)을 갖는 발광 다이오드 LED2의 어레이는 화살표(123, 124, 122, 125, 126 및 127)로 나타낸 것을 포함한 다수의 반응을 광여기시킨다. 이들 반응 및 상태 변화는, 일부 에너지 천이(165b)가 겹쳐지지만, 더 긴 파장의 LED1 발광 다이오드를 포함하는 어레이로부터 광여기된 반응보다 더 높은 에너지 수준을 수반하는 경향이 있다. 예를 들어, 발광 다이오드 LED2의 어레이는 최대로 에너지 수준 E₇까지 천이를 발생시키나, 발광 다이오드 LED1의 어레이는 에너지 수준 E₄을 절대 넘지 않는 천이를 발생시킨다. 일부 수준, 예컨대 E₅는 사실상 불안정할 수 있으며, 이 상태로의 천이는 해당 분자에서 다시 바닥 상태 E₀까지 떨어진다.

가장 짧은 파장(160)을 갖고 따라서 가장 높은 광자 에너지를 갖는 발광 다이오드 LED3의 어레이는, 발광 다이오드 LED2 또는 LED1의 어레이로부터의 광여기에 의해 유발된 반응 및 에너지 천이를 넘어서 에너지 수준 E₁₀까지, 최고 에너지 천이(161, 162, 163)를 유발시킨다. 발광 다이오드 LED3의 어레이로부터 광여기된 최고 에너지 상태, 특히 E₁₀은 적대적(hostile)이거나 심각한 분자 불안정을 유발하는 에너지 수준 E₁₁ 또는 E₁₂보다는 낮다.

도 9c는 매우 좁은 대역폭 광여기(165)의 영향을 도시한다. 이 경우, 충돌하는 EMR는 매우 좁은 대역폭 λ₃±δλ₃을 가지며, δλ₃는 대략 Δλ₃보다 10배 더 좁으며, 즉 δλ₃는 << Δλ₃이다. 예를 들어, λ₃±Δλ₃ = 670 nm±15 nm 대신에, 좁은 대역폭 조명의 예는 λ₃±δλ₃ = 670 nm±1.5 nm이다. 이러한 좁은 대역폭은 통상 레이저에서 발생하며, LED로부터는 발생하지 않는다. 비록 중심 파장이 발광 다이오드 LED3의 어레이와 동일한 값 λ₃이기는 하지만, 좁은 대역폭 레이저를 사용하여 수득되는 반응 및 천이(165a)는 발광 다이오드 LED3의 어레이를 사용한 것에서 발생하는 반응 및 천이에 비해 극적으로 적어진다. 본 명세서에서 단지 천이(166 및 167)를 포함하는 것으로 도시된 너무 적은 반응이, 포토바이오모듈레이션의 크기, 과다한 촉매 및 생화학적 상호작용에 의존하는 반응에 불리한 영향을 줄 수 있다. 포토테라피에서, 좁은 대역폭 EMR에 의한 치료는 넓은 대역폭 스펙트럼 LED에 의한 치료와 비교하여, 치료적 이점이 감소하는 최소한의 포토바이오모듈레이션을 발생시킨다.

좁은 스펙트럼 광여기가 넓은 스펙트럼보다 세포 치료을 자극하는데 효능이 더 낮은 것으로 나타나지만, 그러한 프로토콜은 숙주에 감염되는 원치 않는 특정 세포, 생명체, 또는 감염체를 표적화하여 파괴시키는 것을 보장한다. 세포 및 조직의 치료가 아닌, 세포 파괴를 위한 선택적인 표적화는, 본 발명의 범주를 벗어나는 주제이다.

매우 좁은 대역폭 광여기는 치료적 이점을 자극하는데 효율적이지 못할 수 있지만, 매우 넓은 대역폭 광여기는 비효율적이며 심지어 해로울 수 있다. 도 9d는 두 개 광대역의 발광 다이오드를 갖는 어레이들에 의한 동시적 광여기에 의해 바람직하지 않은 결과를 생성할 수 있는 하나의 메커니즘을 도시한다. 전술한 바와 같이, 스펙트럼 대역(150) 및 파장 λ₂±Δλ₂를 갖는 발광 다이오드 LED2의 어레이에 의해 광여기된 에너지 대역(109)을 갖는 분자들의 집합은, 다양한 천이(123, 124, 125, 126, 127) 등을 자극하며, 본 명세서에서는 총칭하여 "유익한" 천이 또는 치료적 천이라고도 한다. 그러나, 발광 다이오드 LED2의 어레이가 조명됨과 동시에, 동일한 분자들이 스펙트럼 대역(160) 및 파장 λ₃±Δλ₃을 갖는 발광 다이오드 LED3의 어레이에 의해 광여기되는 경우, 그 결과는 발광 다이오드 어레이(LED2, LED3)가 독립적으로 다른 시간에 사용될 때 존재하지 않는 천이를 포함할 수 있다.

발광 다이오드 LED2 및 LED3 어레이 둘 다의 동시 조명 및 광여기에 의해 발생하는, 의외의 바람직하지 않은 천이(165c)는, 불안정하고 심지어 적대적인 상태( 예컨대 천이(139))로 천이를 자극시키는 것을 포함한다. 계속하여, 적대적 에너지 상태 E₁₁ 및 E₁₂의 형성은, 주위 조건에 따라서, 생화학적으로 유리한 분자의 손상 또는 파괴를 유발할 수 있다. 바람직하지 않은 천이(165c)를 유발하는 메커니즘은, 세포 및 조직의 에너지 분포에서 공간 의존성 고저(crests and valleys)를 생성하는 광파 간섭(optical wave interference), 스펙트럼 대역(150)이 분자들을 에너지 대역 E₄ 또는 E₆까지 광여기시키고, 스펙트럼 대역(160)이 추가로 분자들을 에너지 대역 E₁₁ 및 E₁₂까지 광여기시키는 두 단계의 천이, 에너지적으로 불리한 반응 들을 만드는 촉매 효과 등을 포함한다

"적대적(hostile)" 상태라는 용어는, 수득되는 분자가 세포에 대해 독성을 갖거나, 돌연변이를 발생키거나, 암을 유발하는 것을 암시하는 것이 아니라, 포토테라피 처치에 의해 자극되는, 그렇지 않았다면 포토바이오모듈레이션에 의해 형성되었을 유리한 분자의 형성 또는 활성에 대항하는 것을 의도한다. 그 결과는 주로 광여기에 의한 유익이 감소되는 것, 예컨대 효능 감소와 같은 것이다. 이러한 감소된 효능은 본 명세서에서 분자의 "생체-간섭(bio-interference)"이라고도 언급되었다. 엄밀히 말해서, 바람직하지 않은 천이(165c)에 의한 생체-간섭은, 유리한 분자의 분해 또는 생화학적 비활성화, 유리한 분자 형성의 손상, 유리한 분자의 형성 또는 활성을 손상시키는 촉매의 형성, 유리한 분자의 화학적 반응성에 불리한 영향을 미치는 주변 pH를 변화시키는 분자들의 형성, 및 유리한 분자의 형성에 수반된 다른 충돌하는 에너지를 전환시키는 어떤 메커니즘을 나타낸다.

상이한 파장 LED들의 어레이를 동시 사용함으로써 상당한 생체-간섭을 피하게 될 것이라는 하나의 가능한 시나리오는, 스펙트럼 "블렌딩(blending)"에 있다. 스펙트럼 블렌딩 시에, 상이한 스펙트럼 대역을 갖는 두 종류의 LED를 포함하는 다이오드의 어레이가 동시에 조명되지만, 이때 하나의 LED 어레이는 다른 LED 어레이의 작은 비율(small fraction)에 해당하는 전력 수준(휘도)로 어두워진다. 예를 들어, 스펙트럼 대역 λ₂±Δλ₂를 갖는 LED2를 가진 LED의 어레이가 (듀티팩터 D₂ = 100%에서의) 전체 휘도로 전력공급되고, 스펙트럼 대역 λ₃±Δλ₃를 갖는 LED3를 포함하는 제2 어레이의 LED가 LED2의 1/10(즉, 듀티팩터 D₃ = 10%)의 휘도로 전력공급되는 경우, 단지 작은 비율의 광자도 심지어 바람직하지 않은 천이를 일으킬 수 있으므로, 상당한 생체간섭을 일으킬 통계적 가능성이 최소가 된다. 블렌딩이 어떤 포토바이오모듈레이션 이점을 제공한다는 증거는 오늘날 존재하지 않지만, 상상하기로는 "적대적인" 촉매의 작은 개체수는 제한된 농도에서 다른 훨씬 더 적대적인 분자의 형성을 억제하는데 이점을 제공할 수 있다. 사실상 유사한 예로는, 통상의 주위 수준의 이온화 방사선에 노출된 생명체가 모든 이온화 방사선에서 철저히 격리된 것들보다 종종 더 강건하다는 사실이며, 이는 부분적으로 방사선이 외부 침입자를 억제하고 더 약한 세포를 사멸시켜, 더 강한 세포 개체수가 번성할 수 있기 때문이다.

상술한 모든 메커니즘을 고려할 때, 포토바이오모듈레이션에 대한 스펙트럼 대역폭의 역할 및 중요성, 및 광여기의 치료 효능에 대한 그것의 영향이 도 9e에 요약되어 있는데, 상기 그래프에서 가로축은 상대적 스펙트럼 대역폭(λ_max - λ_min)의 측정값이며, 세로축은 상대적 치료 효능, 즉 유리한 포토바이오모듈레이션의 정도의 측정치를 나타낸다. 그래프는, 충돌하는 주파수가 표적 세포에 의해 흡수될 수 있으며, EMR은 표적 세포와 광원 사이에 존재하는 임의의 개재 조직에 의해 방해되거나 흡수되지 않는다는 가정에 근거한다.

그 외에 주의해야 할 점은, 영역 "B"는 예를 들어 수십 나노미터 범위의 상대적으로 넓은 스펙트럼 대역폭 EMR을 사용하는 조직의 조명을 나타내며, 여기서 광여기에 의해 다양한 생화학적 반응 및 높은 치료 효능(161b)이 얻어진다. 이러한 조건은, 동시에 조합하지 않고 각각 대응하는 스펙트럼 대역((140, 150 또는 160)을 가진 발광다이오드(LED1, LED2 또는 LED3)의 어레이를 사용하여 독립적으로 달성될 수 있다. 예를 들어, 영역 "B"보다 10배 더 넓은 스펙트럼 대역폭의 EMR로부터의 조명을 나타내는 영역 "C"는 지나치게 넓은 스펙트럼 광여기에 의한 생체-간섭으로 인해 감소된 치료 효능(161c)을 나타낸다. 이러한 조건은 LED2 및 LED3의 어레이로부터의 동시 조명, 즉 스펙트럼 대역(150, 160)의 동시 존재로부터, 또는 가열 램프, 태양 램프, 필터링되지 않은 햇빛으로부터의 넓은 스펙트럼의 광으로부터 발생할 수 있다.

영역 "A"는 수 나노미터 이하 범위의 매우 좁은 스펙트럼 대역폭의 EMR을 사용하는 조직의 조명을 나타내며, 실질적인 포토바이오모듈레이션 또는 유의미한 치료 결과를 일으키기 위해 너무 제한된 소수의 매우 특정한 생화학적 반응을 생성한다. 이러한 조건은 레이저 광에 의한 조명에 전형적이다 - EMR은 본질적으로 좁은 대역폭이 된다. 매우 특정한 반응들 때문에, 세포 치료자극에서의 상대적인 치료 효능(161a)은 감소되지만, 여전히 지나치게 넓은 스펙트럼 대역폭의 광을 사용하는 것보다 여전히 더 좋을 수 있다. 실용적으로 말하면, 레이저 광은 LED로 조명된 영역에 비해 작은 스폿 크기를 가진다. 좁은 대역폭 광여기는, 더 높은 전력 레벨에서일지라도 세포, 세포 기관 또는 생화학 분자들의 표적 파괴를 실행하는데 사용될 수 있다.

본 명세서에서 기술된 포토바이오모듈레이션에 대한 스펙트럼 대역폭의 영향의 현상학적 설명은, 고체의 밴드이론으로부터 추정되지만, 치료 효능 대비 스펙트럼 대역폭의 결과 그래프는 우리 자신의 경험 데이터, 측정 및 관찰과 일치한다. 이러한 결과는 또한, 햇빛 및 백열등으로부터의 넓은 스펙트럼 광이 적외선 레이저로부터의 좁은 스펙트럼 광보다 치유를 자극하는데 덜 효율적인 것을 밝힌 NASA에 의한 초기 연구와 일치한다.

오늘날 포토테라피 효능은 치료된 조직의 육안 검사 및 환자 인터뷰에 의해 측정되지만, 미래에는 적어도 적외선 스펙트럼으로, 생각건대, 조직 또는 세포를 광여기하기 위해 사용되는 동일한 적외선을 사용하여, 포토바이오모듈레이션 동안 실시간 분자 상호 작용을 이미지, 즉 "시인하는" 것이 가능할 것이다.

본 섹션의 결론은, 일반적으로, LED는 레이저보다 포토바이오모듈레이션 및 포토태라피에 더 적합한 파장의 스펙트럼을 방출하지만, 필요하다면, 다양한 스펙트럼 LED는, 포토테라피 효능에 불리하게 영향을 미치는 생체-간섭을 피하기 위해, 동시적인 사용보다는 순차적으로 사용되어야 한다. 또한, 임의의 특정한 기관, 조직, 세포 또는 세포기관의 포토바이오모듈레이션을 위해서는, 임의의 중간 조직(예를 들어, 혈액, 물, 지방)이 인가되는 EMR의 파장의 상당한 부분들을 차단하거나 또는 흡수하지 않아야 하고 다른 기관 및 조직의 광여기를 위해 다양한 파장의 조합이 필요하다는 것이다.

따라서, 의료적 포토테라피의 효능을 최대화하도록 적절하게 설계된 장치는 비교적 큰 면적을 커버하는 광원 어레이를 이용하여, 다양한 시퀀스로 복수의 광 파장을 전달하여야 한다. 이상적으로, 이러한 시퀀스들 및 LED 설정은 임상의사 및 참관 학생들의 학습을 캡쳐하고 지속시키는데 특히 중요한 사용자 유연성의 최대를 촉진하기 위해 조정 가능하고 프로그램 가능하여야 한다. 주요 기능은 다른 파장 LED의 순차적인 인가를 포함하여야 하지만, 미래에 유익한 특정 치료법이 발견되면 상기 장치는 동시적 LED 조명(블렌딩) 및 심지어 레이저 치료를 포함하기 위해 적응성이 있어야 한다.

동적 LED 드라이버 오퍼레이션

의료적 포토테라피 장치는 다수의 요소들로 구성되며, 다른 파장들을 갖고 개별 제어되는 LED들의 복수의 줄을 포함하는 연성 위생 패드, 프로그래머블 파형 합성 및 시퀀싱을 조정할 수 있는 연성 인터페이스를 갖는 컨트롤러 및 LED 구동회로, 동적 전원(power supply) 및 배터리 전원(옵션)을 포함하여야 하다.

의료적 포토테라피 장치에서 필요한 전자 제어변수는 하기 사항을 포함한다.

ㆍ LED 줄들 각각의 전류의 독립적인 제어

ㆍ PWM 디밍을 사용한 LED 줄들 각각의 휘도의 독립적인 제어

ㆍ LED 줄들 각각의 스위칭 주파수의 독립적인 제어

ㆍ LED 줄의 위상 턴온(phased turn-on)의 독립적인 제어

ㆍ 최소 전력 손실로 필요한 LED 전류를 유지하는 동적 조정 전압 레 귤레이터

ㆍ LED 줄들의 유연한 시퀀싱

ㆍ 응답 옵션의 선택으로 LED 결함의 검출

LED 줄들의 독립적인 제어는 전용 하드웨어 및 주문제작 집적회로를 사용하여 달성되거나 또는 프로그래머블 마이크로컨트롤러에 인터페이스된 버스-제어 드라이버 IC를 사용함으로써 달성될 수 있다. 후자 선택의 장점은, (본 명세서에서 전술한 바와 같은) 원래 HDTV 백라이트용으로 개발된 버스-제어 LED 드라이버 IC들이 이제 저렴한 가격으로 시판되고 있지만, 마이크로컨트롤러가 특정 LED 제어 알고리즘을 구현하는데 사용자 유연성을 제공한다는 것이다. 하드웨어 플랫폼에 관계없이, 의료적 포토테라피을 위한 LED 구동 시스템은 치료 전략 및 프로토콜에의 의사들이 자신의 선택을 제공하기 위해 파형 합성의 알고리즘 제어를 지원하여야 한다.

도 10a는 포토테라피를 위한 순차적 파형 합성 알고리즘의 일례를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 알고리즘(170)에 있어서, 포토바이오모듈레이션 및 포토테라피 효능을 최대화하기 위한 전술한 논의와 일치되게 한 번에 한 파장 LED 어레이만 조명된다. 이 예에 있어서, 복수의 동작 조건이, 듀티팩터(D)(t_on 및 T_sync에 의해 제어됨)에 의해 설정된 LED 휘도, 위상 지연 Φ에 의해 설정된 전원 턴온 및 쇄도 전류를 최소화하기 위한 LED 시퀀싱, T_sync에 및 f_θ에 의해 각각 설정된 동기 및 시스템 클럭 주파수, 및 I_LED에 의해 설정된 LED 전류(αI_ref)를 포함하는 고정 조건들로 사전 설정된다. 변수 t_on, Φ 및 I_LED의 디지털 표현은 각 채널에 대한 디지털 레지스터에 저장되고, 디지털 버스 인터페이스 버스를 통해 동적으로 프로그램 가능하다.

도 10a의 예에 있어서, 시퀀스는 파장 λ₂ ± Δλ₂를 포함하는 스펙트럼 대역(150)을 갖는 LED 어레이가 듀레이션 Δt_a 동안 조명되는 광여기(171a)로부터 시작하고, 다음에 파장 λ₃ ± Δλ₃을 포함하는 스펙트럼 대역(160)을 갖는 LED 어레이가 듀레이션 Δt_b 동안 조명되는 광여기(171b)가 이어진다. 광여기(171c)에 있어서, 파장 λ₂ ± Δλ₂를 포함하는 스펙트럼 대역(150)을 갖는 LED 어레이는 듀레이션 Δt_c 동안 다시 한번 조명된다. 듀레이션 Δt_d의 시간 지연(171d) 후에, 파장 λ₁ ± Δλ₁을 포함하는 스펙트럼 대역(140)을 갖는 LED 어레이가 순차적 파형 합성 알고리즘(170)의 마지막 단계로서 듀레이션 Δt_e 동안 조명된다.

화살표(174)로 나타낸 바와 같이, 전체 시퀀스가 완료된 후, 프로그램된 대로 임의의 횟수가 반복될 수 있다. 제1 시퀀스 동안, 또는 모든 반복 동안, 또는 일부 반복하는 동안, 광여기(171c)는 바이패스, 즉 (화살표(173)와 같이) 우회될 수 있다. 대안으로, 일부 또는 전부의 사이클 동안, 파장 λ₃ ± δλ₃을 포함하는 좁은 스펙트럼 대역(165)을 갖는 레이저 광여기(171f)가 광여기(171b)와 광여기(171c) 사이에 듀레이션 Δt_f 동안 조명될 수도 있다. 같은 중심 파장 λ₃을 갖더라도, (예를 들어, 레이저들의 어레이에서 방사되는) 좁은 스펙트럼 대역(165)은 LED의 어레이에 의해 생성된 스펙트럼 대역(160)보다 엄격한 스펙트럼 분포를 나타내며, 즉 수학적으로 δλ₃ ≪ Δλ₃. 파형 합성 알고리즘(170)에 있어서, 임의의 듀레이션 Δt_a, Δt_b, Δt_c, Δt_d, Δt_e 또는 Δt_f는 제로(0)를 포함하는 임의의 값으로 동적으로 조정될 수 있다.

도 10b는 파형 합성 알고리즘(170)의 주 시퀀스로부터 생성된 출력 및 그 구성에 사용된 다양한 컴포넌트들을 나타낸다. 파형 합성, 이 경우에서는 구형파 펄스들은, 다양한 파장, 즉 λ₁, λ ₂ 및 λ₃의 LED를 포함하는 LED 줄에 대해 별도의 프로그래머블 카운터들을 사용하여 실행되며, 각각의 별개의 디지털 카운터가 Clk θ로부터의 클럭 펄스를 카운트한다. Clk θ에 대한 타이밍 다이어그램(180)은 주기 T_θ인 디지털 클럭 펄스의 연속적인 줄을 나타낸다. 이 예는 표시의 간략화를 위해 몇 개의 클럭 펄스들에 지속되는 시간 인터벌(간격, interval)(Δt)을 도시하며, 실제로는 Δt 인터벌은 수 분부터 수십 분까지 지속될 가능성이 있고, 프로그램 제어된 합성 주파수 f_synth으로 합성된 반복 패턴의 파형들을 포함할 수 있다. 파형 합성 절차는 본 명세서에서 후술된다.

Clk θ는 동기(Sync) 신호(도시되지 않음)로서 알려진 더 느린 제2 클럭을 생성하는데 사용될 수 있으며, 또는 대안으로 Clk θ와 상기 Sync 펄스 양쪽이 공통 디지털 발진기 및 관련된 타이머로부터 생성될 수 있다. 대안적인 실시예에 있어서, Clk θ와 Sync 펄스는 다른 주파수에서 동작하는 다른 발진기들에서 발생될 수 있지만, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 기술자들에게 잘 알려진 디지털 클럭 논리(digital clock logic)의 방법인 위상동기루프(PLL) 회로를 사용하여 동기가 이루어질 수 있다.

타이밍 다이어그램(181)에 도시된 바와 같이 파장 λ₁을 갖는 LED 줄들을 온 및 오프 토글링하기 위해 사용된 카운터는, λ₂ LED 줄들이 조명되는 동안 λ₁ LED 줄들을 오프 유지하는 듀레이션 Δt_a 동안 지속되는 일련의 펄스(예를 들어, 도시된 바와 같이 9개 펄스)를 카운트한다. 그후 바로 λ₂ LED 줄들이 꺼지고 λ₁ LED 줄들이 켜지며, LED 패드가 듀레이션 Δt_b(예를 들어, 도시된 바와 같이 4개 펄스들) 동안 사인파(184b)로 나타낸 λ₁ EMR을 방출하도록 한다. λ₁ LED 채널들은 남아있는 듀레이션(Δt_c + Δt_d + Δt_e) 동안 꺼져 있다.

명확화를 위해, (타이밍 다이어그램(182, 183)과 함께) 타이밍 다이어그램(181)은 3개의 개별 그래프의 중첩을 실제로 나타낸다. 다이어그램(181)을 도 10c의 3 개의 컴포넌트들로 확장하면, 파형(185)은 디지털 "0" 또는 0V의 일정한 전압으로서 도시된 오프-상태, 및 디지털 "1" 또는 전압 V_driver를 갖는 하이(high)-논리 신호로 나타낸 온-상태를 갖는 디지털 "인에이블(enable)"을 나타낸다. 단독으로 나타낼 때, 디지털 파형은 하나 이상의 구형파 펄스로 보인다. 동일 형상의 파형(186) 역시 임의의 전도하는 LED 줄에서의 전류 전도 파형을 나타내며, LED 줄이 오프일 때 0 mA의 값을 갖고, LED의 줄이 온이고 통전할 때 전류 αI_ref를 갖는다. LED가 온이고 통전 중으로 조명될 때 사인파를 나타내는 EMT 출력(184)은, 조명된 특정 파장 λ의 LED로부터 방사된 EMR을 나타내며, 평탄선(flat line)은 LED가 오프일 때 EMR 방출이 없는 것을 도시한다.

편의를 위해(그리고 간결성을 위하여), 3개의 그래프는 도 10b에 도시된 파형 및 본 명세서 전반에 걸쳐 파형에 중첩된다. 중첩된 파형 표현(181)에 있어서, EMR 출력(184)은 전기 신호가 아닌 광출력을 나타내며, 인에이블 채널(185)에 대한 컴포넌트 파형(185) 및 I_LED 전류(186)는 순수한 전기 신호를 나타낸다는 것을 명확히 해야 한다. (의도하지 않은 잡음 이외의) 사인파는 이러한 전기 파형들에 존재하지 않는다.

또한, 광신호와 전기신호 사이에는 그것들의 주파수 범위 때문에 모호성은 존재하지 않는다. LED의 EMR 출력은 수백 메가헤르츠에서 수백 테라헤르츠 범위의 전자기 주파수 V_EM을 갖고, 합성된 여기 패턴들의 주파수 f_synth는 전형적으로 오디오 스펙트럼, 즉 20 kHz 이하이며, 이론적으로는 기껏해야 메가헤르츠 범위에 있고 EMR(184)보다 5 내지 8 자릿수 더 낮은 주파수인 Clk θ의 주파수를 초과할 수 없다. 완전성을 위해, 이들 및 후속 파형 타이밍 다이어그램들에서, 사인파(184)의 시간 스케일은 훨씬 낮은 주파수 디지털 파형과 동일한 스케일이 아님이 명백하다.

도 10b의 타이밍 다이어그램을 다시 참조하면, 타이밍 다이어그램(182)에서 나타낸 바와 같이, 파장 λ₂ ± Δλ₂의 LED 줄들을 온 및 오프 토글링하기 위해 사용된 카운터는 하나의 펄스 후에 켜져서 λ₂ ± Δλ₂의 LED 줄들과 패드를 조명한다. 이 줄들은 듀레이션 Δt_a 동안 온으로 유지되며 그동안 λ₂ ± Δλ₂ 채널 카운터가 일련의 9개 클럭 펄스를 카운트하고 그 후에 λ₂ ± Δλ₂ LED 줄들이 꺼져서 파(184a)로 도시된 EMR이 얻어진다. λ₂ ± Δλ₂ LED 줄들이 꺼지는 것에 동기하여, λ₃ ± Δλ₃ LED 줄들이 켜지고 조명되며, 4개 클럭 펄스를 포함하는 Δt_b 듀레이션 후에, λ₃ ± Δλ₃ LED 줄들은 커지고 λ₂ ± Δλ₂ LED 줄들은 켜지며, 듀레이션 Δt_c 동안(예들 들어, 3개 클럭 펄스 동안) 사인파(184c)로 나타낸 바와 같은 λ₂ ± Δλ₂ EMR을 LED 패드가 다시 방출하도록 한다. 그 후, λ₂ ± Δλ₂ LED 채널들은 꺼지고, 나머지 듀레이션 [Δt_d + Δt_e] 동안 꺼져 있다.

한편, 타이밍 다이어그램(183)에 나타낸 바와 같이 파장 λ₁ ± Δλ₁의 LED 줄들을 온 오프 토글링하기 위해 사용된 카운터는, 듀레이션 [Δt_a + Δt_b + Δt_c + Δt_d] 또는 22개 클럭 펄스 동안 꺼져 있다. 그 후, λ₁ ± Δλ₁ LED 줄들은 켜지고, LED 패드는 듀레이션 Δt_e 또는 4개 클럭 펄스 동안 λ₁ ± Δλ₁ EMR(184e)를 방출하며, 그 후, λ₁ ± Δλ₁ LED 줄들 역시 꺼진다. 듀레이션 Δt_d 동안 즉, 16과 22 클럭 펄스 사이의 인터벌 동안, 어떤 LED 줄도 활성 상태가 아니기 때문에, 인터벌 Δt_d는 4-펄스 지연으로 보인다.

도시된 타이밍 다이어그램들은 도 10a에 도시한 순차적 파형 합성 알고리즘(170)의 클럭동기 논리 카운터 기반 구현을 나타내며, LED 패드의 순차적인 조명을 포함하는 광출력(184)이 얻어지며, 듀레이션 Δt_a 동안 λ₂ ± Δλ₂ LED 줄들에 의한 조명, 듀레이션 Δt_b 동안 λ₃ ± Δλ₃ LED 줄들에 의한 조명, 듀레이션 Δt_c 동안 다시 λ₂ ± Δλ₂ LED 줄들에 의한 조명, 어떤 LED들도 조명되지 않는 듀레이션 △t_d의 지연, 최종적으로 듀레이션 Δt_e 동안 λ₁ ± Δλ₁ LED 줄들에 의한 조명이 이루어진다.

전술한 바와 같이, 순차적인 동작의 중요성은 한 파장 이상의 LED을 동시에 혼합할 수 있는 가능성을 배제해서는 안된다. 순차적 파형합성 알고리즘(170)의 변형으로서, 도 10d에 도시된 순차-병행 파형합성 알고리즘(177)의 예에서는, 파장 λ₂ ± Δλ₂의 스펙트럼(150)을 포함하는, 듀레이션 Δt_a 동안의 단일 파장 광여기(171a)로 시작한다. 이 단계에 이어서 파장 λ₃± Δλ₃의 스펙트럼(160)을 포함하는 듀레이션 Δt_b 동안의 광여기(171b) 및 파장 λ₁ ± Δλ₁의 스펙트럼(140)을 포함하는 듀레이션 Δt_g 동안의 동시적 광여기(171g)를 포함하는 2개의 파장 LED의 동시 조명이 이어진다. 본 발명의 목적을 위해, 하나 이상 파장의 광의 동시 적용은 "블렌딩"으로 본 명세서에서 지칭된다. 각 LED의 휘도는 동일하거나, 유사하지 않을 수 있으며(하나가 더 밝음) 일정 범위의 블렌딩이 나타나는 것을 허용한다. 광여기(171b, 171g)들의 듀레이션은 동일할 필요가 없다. 즉 Δt_b ≠ Δt_g이다. 이러한 경우, 알고리즘(177)에서 광여기(171c)는 2개의 듀레이션(Δt_b,Δt_g) 중 더 긴 것이 완료될 때까지 시작하지 않는다. 그 후, 알고리즘(177)은 파장 λ₂ ± Δλ₂의 스펙트럼(150)을 포함하는 듀레이션 Δt_c 동안 단일 파장 광여기(171c)로 완료된다. 화살표(174)로 나타낸 바와 같이, 시퀀스는 원하는 만큼 반복될 수 있다.

파형 합성 알고리즘(170, 177)은 복수 파장 LED 및 레이저를 사용하는 포토테라피에서 가능한 순차 및 순차-병행 시퀀스의 모두의 철저한 설명을 나타내는 것은 아니며, 단순히 예로서, 복수의 가능한 시퀀스와 이들 시퀀스에서의 동작 요소들을 나타낸다. 예시들에 있어서, LED 스펙트럼(140, 150, 160)은 λ₁ > λ₂ > λ₃의 단조롭게 감소하는 파장(및 대응하여 증가하는 주파수들)을 갖는 것으로 도시되어 있지만, 알고리즘은 예를 들어 λ₂ > λ₁ > λ₃와 같은 다른 조합이 배제되어야 한다는 것을 의미하는 것은 아니다. 또한, 알고리즘(170)에서 레이저 스펙트럼(165)은 LED 스펙트럼(160)과 같은 중심값 파장 λ₃을 나타내는 것으로 도시되었지만, λ₁ 또는 심지어 완전히 다른 파장 λ_x과 같은 다른 파장들이 본 발명의 의미나 의도를 변경하지 않고 대신으로 사용될 수 있다.

순차적 복수-파장 포토테라피 프로토콜을 실현하는데 필요한 알고리즘 이외에, LED 제어 및 파형 생성, LED 어레이 및 패드, 및 LED들 및 그 드라이버들에 전력을 공급하기 위한 제어된 전압 공급을 가능하게 하는 하드웨어 플랫폼 또는 포토테라피 장치가 필요하다. 포토바이오모듈레이션 및 의료적 포토테라피를 위한 그러한 LED 제어를 구현할 수 있는 장치가 도 11에 도시되어 있으며, 도면에서, 복수-채널 LED 드라이버(207)를 프로그래머블 마이크로컨트롤러(209), 동적 스위칭모드전원공급장치(SMPS)(208), 그래픽 인터페이스(211) 및 키보드(212)를 결합하는 LED 구동 및 제어 장치(206)는, 위생 LED 패드(204) 내에 내장된 LED 줄(205a ~ 205n)을 포함하는 어레이를 구동시켜 EMR(203)(이 예에서는 적색 및 근적외선)로 환자(201)의 조직(202)을 조명하며, 이 경우 의사 또는 임상의사(199)는 치료 전, 치료 후, 및 원한다면 치료 동안, 디스플레이(198)에서 환자의 상태를 모니터링하면서 치료 세션을 선택적으로 관리한다. LED 줄(205a ~ 205n)의 각각은 연속적으로 연결된 LED의 그룹을 포함한다. 일 실시예에 있어서, LED 줄(205a ~ 205n)의 각각은 동일한 수의 "m"개 LED를 포함한다.

LED 구동 및 제어 장치(206)의 중앙에 있는, 마이크로 컨트롤러(209)는 내장된 비휘발성 메모리 내에 저장된 "패턴 라이브러리"(210a)로 지칭되는, 다양한 LED 설정 및 치료 알고리즘을 포함한다. 실제로, 상기 프로그래밍 및 LED 설정은, 마스크 ROM, EPROM, E²PROM에 영구적으로 저장되거나, 대안으로 하드 디스크 드라이브(HDD)에서 다운로딩되어 SRAM 또는 DRAM에 일시적으로 저장될 수 있다. 프로그래밍 및/또는 LED 설정은 또한, 이더넷을 통한 인터넷을 통해, USB, 파이어와이어(Firewire), 또는 썬더볼트(Thunderbolt) 또는 기타 전매 커넥터를 통해, 또는 와이파이, 블루투스, 3G, 4G/LTE, 또는 다른 무선 프로토콜을 통해 무선으로 로딩될 수 있다.

마이크로컨트롤러(209)는 디지털 버스 포트(210b)에 구현된, 예를 들면 시리얼 주변기기 인터페이스(SPI)를 사용하는 디지털 버스(213)를 통해, 채널 드라이버(207a ~207n)에 인터페이스된다. "n"개 채널의 각각에서, LED 드라이버 IC(207)는 고전압 전류 싱크 MOSFET(216), 전류감지피드백(CSFB)회로(217), 및 제어 및 인터페이스(214)를 통해 마이크로컨트롤러(209)에 의해 관리되는 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로(215)를 포함한다. 마이크로컨트롤러(209)는 또한, 채널 드라이버(207a ~ 207n) 내의 파형 생성을 용이하게 하도록, 라인(223a, 223b)을 따라 전송되는 시간-기반(time-based) 기준 클럭(Sync, Clk θ)을 생성한다. CSFB 회로소자(217)는 LED 동작 전류 및 필요한 전압에 따라 +V_LED를 동적으로 조정하는 SMPS(208)로 피드백 제어 신호를 전달한다.

포토테라피 LED 구동 및 제어(206)를 위한 시스템의 하나의 가능한 구현이 도 12에 더 상세히 도시되어 있으며, 제어부(207z)와 LED 줄들(205a ~ 205n)을 각각 구동하는 채널 드라이버(207a ~207n)를 포함하는 채널(a ~ n)들을 포함하며, LED 줄들(205a ~ 205n)은 다른 구성, 다른 순방향 전압, 가변 전류 요구를 갖고, 또한 다른 EMR 파장들 λ₁, λ₂, λ₃, λ₄ 등을 방사하는 다른 유형의 LED들을 포함할 수 있다. LED 드라이버(207a ~297n)들은 LED 드라이버 IC(207)에 형성되고(도 11 참조), 채널 드라이버(207a ~ 207n) 및 연관된 LED 줄들 각각은 채널을 나타낸다. 시스템 또는 주어진 드라이버 IC 내의 채널 수 'n'은 1에서 64까지 변할 수 있으며 IC당 핀 수를 줄이면서 구성요소들 수를 최소화하기 위해 드라이버 IC당 8 내지 16 채널이 바람직하다. 포토테라피 장치는 또한 시스템당 하나 이상의 드라이버 IC를 이용할 수 있다. LED 구동 및 제어 회로소자에 관한 추가 정보는 2012년 1월에 각각 출원된 미국 공개 출원 제2013/0082614 A1호, 제2013/0099681 A1호 및 제2013/0147370 A1호에 개시되어 있으며, 이 문헌들의 전체 내용은 본 명세서에 참조로 편입된다.

LED 패드 전체에서 불균일 또는 불규칙한 휘도를 방지하기 위해, 바람직한 실시예에 있어서, LED 줄(205a ~ 205n)들 중 임의의 주어진 하나의 모든 "m"개 LED들은, 동일한 전류에서 유사한 휘도를 갖도록 선택되거나 분류된 동일한 유형 및 파장의 LED를 포함한다. 동일한 패드에 다양한 유형의 LED를 갖는 복수-줄 LED 패드들에 대해, 임의의 주어진 유형 및 파장의 LED의 줄들은 바람직한 실시예에서 어떤 정기적인 주기 방식으로 n-채널들에 대해 지속적으로 변화하여야 한다. 예를 들어, λ₁, λ₂ 및 λ₃에 중심이 맞춰진 파장 스펙트럼을 갖는 LED를 포함하는 패드에 있어서, 채널(1, 4, 7, 10, 13 및 16)(또는 대안으로 a, d, g, j, m, 및 p)은 λ₁형 LED들의 줄들을 포함하며, 채널(2, 5, 8, 11, 및 14)(대안으로, b, e, h, k, 및 n)은 λ₂형 LED들의 줄들을 포함하며, 채널(3, 6, 9, 12, 및 15)(대안으로, c, f, i, l, 및 o)은 λ₃형 LED들의 줄들을 포함한다. 4-파장 패드에 있어서, LED 구동 시스템은 반복 시퀀스 λ₁, λ₂, λ₃, λ₄, λ₁, λ₂, λ₃, λ₄, λ₁ ...로 배열될 수 있다.

일정한 인터벌로 LED 시퀀스를 반복하는 것은, LED 드라이버 IC에의 상호연결 와이어를 복잡하게 하지 않고 패드 전체에 임의의 주어진 파장의 LED의 가장 균일한 광 분포를 제공하기 위해 중요하다. 예를 들어 λ₁ 파장의 LED들에 대한 채널(1~4), λ₂형 LED들에 대한 채널(5~8) 등과 같이 유사한 유형의 모든 LED들이 함께 그룹화된 경우, 드라이버 IC(207)와 LED 줄(205a ~ 205n)의 상호연결은 LED 드라이버 IC를 LED들에 연결하기 위해 많은 점퍼 또는 고가의 다층 PCB를 요구할 것이다.

HDTV 백라이트에서의 LED들의 제어 및 구동과 LED 포토테라피에서의 LED 구동 사이의 어떤 중요한 차이를 대비할 때, HDTV 백라이트 시스템의 마이크로컨트롤러의 역할은, 비디오 이미지 정보를 처리하는 비디오 스칼라 IC 프로세스와 디스플레이의 백라이트 컨트롤러 사이에서, 인터프리터, 디지털 연락의 역할을 하는 것이다. 비디오 디스플레이에서, 노하우, 독자적인 알고리즘 및 관련된 지적 재산권은 마이크로컨트롤러가 아닌 그래픽 및 비디오 IC들에 있다. 사실, 이러한 고도의 집적회로에 대한 제품 로딩맵은 결국 모두의 HDTV에서 마이크로컨트롤러를 제거하는 것이다.

본 발명의 포토테라피 장치에서는, 그러나, 다른 유형의 LED의 어레이들을 구동하기 위해 사용되는 파형과 주파수를 합성하는 시스템에서의 패턴, 알고리즘, 시퀀스 및 노하우는, 바람직한 실시예에 있어서, 주문제작 집적회로에 포함되지 않고, 대신 마이크로컨트롤러 또는 쉽게 프로그램 가능한 로직 디바이스 내에 포함되어 있다. 또한, 컨트롤러를 프로그래밍하고 다시 프로그래밍할 수 있는 능력은, 빠르게 발전하는 분야에서 유연성을 유지하는데 중요하다. 그러한 유연성은 전용 및 주문제작 집적회로 시스템 및 솔루션과 함께 할 수 없다. 예를 들어, 도 12의 포토테라피 시스템에 있어서, 마이크로컨트롤러(209)는 그 패턴 라이브러리(201a) 내에 LED 드라이버 IC(207)에 의해 실행되는 파형 합성 알고리즘을 포함한다. 마이크로컨트롤러(209)에 의해 생성된 파형 정보는 그 내부 버스 인터페이스(210b)로부터, 고속 디지털 버스를 사용하여, 실시예에서는 직렬 주변기기 인터페이스(SPI) 버스(213)를 통해, 하나 이상의 LED 드라이버 IC로 중계된다. 다른 디지털 인터페이스를 채용할 수 있지만, SPI 버스는 LCD와 HDTV 백라이트 시스템에서의 산업 표준이 되었고 (휴대용 전자 제품에 사용되는 소형 디스플레이에서가 아닌) 대형 디스플레이에서 LED 드라이버 IC를 위한 공통 인터페이스가 되었다.

SPI 프로토콜을 사용할 때, 각각의 LED 드라이버 IC는 자신의 고유한 칩 ID 코드를 갖는다. 마이크로컨트롤러(209)로부터 SPI 버스(213)에 방송된 모든 데이터 패킷들은 일종의 어드레스 - 데이터를 하나 및 단지 하나의 LED 드라이버 IC, 즉 타겟 LED 드라이버 IC로 향하게 명령하도록 채용된 어드레스 -로서 데이터 스트림의 헤더에 이 고유 칩 ID를 포함한다. 모든 드라이버 IC가 동일한 데이터 방송을 수신하더라도, 특정한 칩 ID와 일치하는 데이터만이 대응하는 타겟 LED 드라이버 IC에 의해 처리될 것이다. 통상 상기 칩 ID는 IC의 하나 또는 두 개의 핀으로 각각의 LED 드라이버 IC에 대해 하드웨어-프로그래밍 된다. 각 핀이 접지되거나, V_logic에 묶이거나, 개방되거나, 또는 저항기를 통해 접지될 수 있는 4-상태 입력을 사용하여, 복수상태 아날로그 비교기는 아날로그 레벨을 해석하여 2-비트의 디지털 코드를 출력한다. 2개의 핀을 사용하면, 4-비트 2진 워드(즉, 2진 니블)은 4² 또는 16개 칩 ID 중 하나를 고유하게 식별한다. 임의의 특정 LED 구동의 칩 ID와 일치하는 SPI 버스(213)에 데이터 방송이 수신될 때마다, 즉, 특정 IC가 "선택"될 때마다, 특정 LED 드라이버 IC가 방송 명령 및 설정에 응답한다. 데이터 헤더가 특정 LED 드라이버 IC의 칩 ID와 일치하지 않는 데이터 방송은 무시된다. 요약하면, "n"개 채널 드라이버들의 세트를 포함하는 각각의 LED 드라이버(207)는 일반적으로, 마이크로컨트롤러(209)로부터 상기 특정 IC로 및 그 내부에 포함된 채널 드라이버들로 직접 명령을 전송하기 위해 사용되는 그 자체의 고유 "칩 ID"를 갖는 단일의 집적회로로서 실현된다. 마이크로컨트롤러(209)로부터의 동일한 통신은 일치하는 칩 ID가 없는 모든 다른 LED 드라이버 IC에 의해 무시된다.

선택된 LED 드라이버 IC의 제어부(207z) 내에서, SPI 인터페이스(220)는 SPI 버스(213)로부터의 명령를 수신한 후 해석하여, 이 정보를 내부 디지털 버스(222)를 사용하여 디코더(221a ~ 221n)에 분배하며, 상기 버스(222)는 (채널에 의한 채널 타이밍 및 LED 바이어싱을 포함하는) 구동 조건들에 대해 개별 채널 드라이버에게 지시한다. 최소 수의 상호연결을 갖는 고속 데이터 전송을 위해, 내부 디지털 버스(222)는 직렬 및 병렬 통신의 어떤 조합을 포함한다. 버스가 LED 드라이버에 전용되기 때문에, 그러한 버스는 자체 정의한 표준을 준수할 수 있으며 임의의 미리 설정된 프로토콜을 따르는 대상이 아니다.

디지털 버스(222)로부터의 이 디지털 정보는 일단 디코더(221a ~ 221n)에 의해 디코딩된 다음, 각각의 채널(a ~ n) 내의 채널 드라이버에 존재하는 디지털 데이터 레지스터에 전달된다. 식별을 명확하게 하기 위해, 주어진 채널과 그 채널 드라이버 내의 각각의 요소들은 채널로서 같은 글자 부호를 이용하며, 예를 들어, CSFB 회로(217)는 채널(a)에서 "217a"로 표시되고 채널(b)에서 "217b"로 표시되며, 카운터(227)는 채널(a)에서 "227a"로 표시되고 채널(b)에서 "227b"로 표시된다. 이러한 레지스터들은 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 기술자들에 공지된 S형 또는 D형 플립-플롭, 정적 래칭 회로, 또는 SRAM 셀들을 가지고 구현될 수 있다.

도시된 특정 드라이버 IC에 있어서, 각 채널에 대한 디코딩된 데이터는 t_on 레지스터(224a ~ 224n), φ 레지스터(225a ~ 225n), 및 I_LED 레지스터(226a ~ 226n)에 각각 저장된, 채널의 온-시간(t_on)을 정의하는 12-비트 워드, 위상 지연 φ을 정의하는 12-비트 워드, 및 LED 전류를 정의하는 8-비트 워드를 포함한다. 예를 들어, 채널-a에 대한 t_on, φ, 및 I_LED 데이터를 포함하는 디코더(221a)의 디코딩 출력은 각각 레지스터(224a, 225a, 226a) 내로 로딩된다.

클럭 신호들(Clk θ, Sync)은 LED의 온-시간(t_on)은 결합하여 해당 PWM 듀티팩터(D)를 통해 LED의 휘도를 설정하고, 파형 합성에서 광여기의 합성된 패턴의 주파수(f_synth)를 설정한다. 유사하게, 채널-b에 대한 t_on, φ, 및 I_LED 데이터를 포함하는 디코더(221b)의 디코딩 출력은 각각 레지스터(224b, 225b, 226b) 내로 로딩되며, 채널-n에 대한 t_on, φ, 및 I_LED 데이터를 포함하는 디코더(221n)의 디코딩 출력은 각각 레지스터(224n, 225n, 226n) 내로 로딩된다.

이 데이터 레지스터들은, 예를 들어 Sync 펄스가 발생할 때마다, 미리 정의된 시간들에서만 데이터를 로딩하는 클럭동기된(clocked) 래칭으로서 동작하거나, 또는 실시간으로 계속 변경될 수 있다. 데이터 로딩 및 실행을 클럭에 대해 동기화하는 것은, "동기식(synchronous)" 및 "래칭(latched)" 동작으로서 알려져 있으며, 데이터가 임의의 시간에서 동적으로 변경될 수 있는 경우 래칭 및 카운터를 동작시키는 것은 "비동기식(asynchronous)" 또는 "비-래칭(non-latched)" 동작으로서 지칭된다. 래칭 동작은 최대 동작 주파수를 제한하지만, 비동기 동작보다 큰 잡음 내성을 나타낸다. 본 발명에 있어서, 마이크로컨트롤러(209)의 제어하의 LED 드라이버 IC(207)로 표시된 IC에 통합된 채널 드라이버(207a ~ 207n)에 의해 실행된 파형 합성은 래칭 또는 비동기 방법들 중 하나를 사용하는 방법에 의해 실현될 수 있다. 그러나, 디스플레이 분야에 있어서, 잡음에 대한 LCD 이미지의 심각한 민감도 때문에 래칭 동작만이 채용된다.

비-래칭 또는 비동기식 동작에 있어서, SPI 버스(213)를 통해 수신된 데이터는 디코딩되고, 즉시 t_on, φ 및 I_LED 레지스터(224a ~ 224n, 225a ~ 225n, 및 226a ~ 226n)로 로딩된다. LED 드라이버 IC의 구현에 따라, 두 가지 가능한 시나리오가 그 이후에 일어날 수 있다. 첫 번째 경우에는, 카운터(227a ~ 227n)들 중 임의의 주어진 하나에서 실행되는 카운트는 그 동작이 완료되도록 허용된 다음 새로운 데이터가 카운터에 로딩되고, 새로운 카운트가 개시된다.

예로써, 비-래칭 동작에서 디코더(221a)로부터 t_on, φ 및 I_LED 레지스터(224a, 225a, 226a)에 새로 로딩된 데이터는 카운터(227a)에서의 카운트가 완료될 때까지 기다릴 것이다. 카운트가 완료된 후에, 레지스터(224a, 225)의 t_on 및 φ에 대해 갱신된 데이터는 카운터(227a)에 로딩되고, 동시에 레지스터(226a)의 업데이트된 I_LED 데이터는 D/A 컨버터(228a)에 로딩되어 정밀 게이트 구동 회로(215a)의 바이어스 조건을 변경한다. 데이터를 로딩한 후, 카운터(227a)는 즉시 Clk θ 라인(223b)의 펄스 카운트를 시작하며, 먼저 온일 경우에 LED 줄(205a)을 끄는 것에 의해, 그 후 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로(215a) 및 MOSFET(216a)을 다시 온 토글링 전에 데이터 레지스터(225a) 내의 펄스의 φ의 수를 카운트한다. LED 줄(205a)을 다시 켠 후, 카운터(227a)는 LED 줄(205a)을 다시 끄기 전에 Clk θ 상에 라인(223b)의 레지스터(224a)로부터 로딩된 카운트의 t_on의 수를 카운트한다. 그 후, 카운터(227a)는 다른 명령을 기다린다.

비-래칭 또는 비동기 동작을 위한 제2 대안은, SPI 버스(213) 상의 방송을 통해 명령이 수신될 때마다 래칭이 즉시 재기록되고 동시에 재시작되는 것을 제외하고는, 전술한 비-래칭 동작과 정확히 동일하게 행동한다. 레지스터 데이터의 재기록시에 진행중인 카운트 사이클을 짧게 절단하는 것 이외에, 동작 시퀀스는 동일하다. 어떤 비동기 방식이 사용되는 것에 관계없이, 하나씩의 각각의 모든 채널에 대한 방송, 디코드 및 시작 동작에 시간이 걸린다. 디스플레이 분야에 있어서, LCD 패널의 첫 번째 및 마지막 채널들 사이에 새로운 데이터를 기록하기(및, LED 줄들의 동작 조건들의 변경시키기) 위한 지연은 플리커(flicker)및 지터(jitter)를 발생시킬 수 있다. 따라서, 비동기 동작은 LCD 백라이팅에서 실행 가능한 옵션이 아니다. 그러나, 정지 상태가 수분 동안 유지될 수 있는 LED 포토테라피에 있어서, 비-래칭 동작은 특히 더 높은 주파수 LED 여기 패턴을 생성하기 위한, 예를 들어 높은 값의 f_synth를 위한 실행 가능한 옵션이다.

데이터가 지속적으로 업데이트되는 비동기 동작과는 달리, 래칭 또는 동기 동작에서, LED 동작 조건들은 미리 정해진 경우에만 고정된 시간 또는 소정의 이벤트들 중 하나의 경우에만 갱신된다. 도 12에 도시된 회로의 래칭 동작에 있어서, Sync 펄스가 라인(223a)에 발생할 때마다, 가장 최근에 t_on 레지스터(224a) 및 φ 레지스터(225a)에 로딩된 데이터가 카운터(227a)로 로딩된다. 그 후, 카운터(227a)는 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로(215a)를 온 토글링 전에 Clk θ 라인(223b)상의 위상 지연 펄스 수의 카운트를 시작한다. 카운트가 완료되면, 카운터는 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로(215a)에 온 토글링하며, 소정량의 전류 I_LEDa를 전도하도록 전류 싱크 MOSFET(216a)의 게이트를 바이어스함으로써 원하는 수준의 휘도로 LED(205a)를 조명한다. 이어서 카운터(227a)는 상기 카운트가 완료될 때까지 계속해서 t_on 레지스터(224a)로부터 로딩된 Clk θ 펄스 수를 카운트하고, 전류 MOSFET(216a)를 차단하여 조명을 종료하도록 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로(215a)를 토글한다. 이 시점에서, LED 드라이버 IC의 설계에 따라, LED(205a)는 다음 Sync 펄스가 라인(223a)에 나타날 때까지 T_sync 주기의 나머지 부분 동안 계속 꺼져 있거나 또는, 대안으로, 다음 Sync 펄스가 라인(223a)에 발생할 때까지 듀티팩터 레지스터(224a)에 로딩된 값에서 반복적으로 온 및 오프 토글한다.

같은 T_sync 펄스에서, 가장 최근에 t_on 레지스터(224a) 및 φ 레지스터(225a)에 로딩된 데이터가 카운터(227b)로 로딩된다. 카운터(227b)는 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로(215b)를 온 토글링하기 전에 Clk θ 라인(223b)에서 발생하고 있는 위상 지연 펄스 φ의 기억된 수를 카운트하며, 소정량의 전류 I_LEDa를 전도하도록 전류 싱크 MOSFET(216b)의 게이트를 바이어스함으로써 원하는 수준의 휘도로 LED(205b)를 조명한다. 이어서 카운터(227b)는 상기 카운트가 완료될 때까지 계속해서 t_on 레지스터(224b)로부터 로딩된 Clk θ 펄스 수를 세고, 전류 MOSFET(216b)를 차단하여 조명을 종료하도록 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로(215b)를 토글한다. 이 시점에서, LED 드라이버 IC의 설계에 따라, LED 줄(205b)은 다음 Sync 펄스가 나타날 때까지 T_sync 주기의 나머지 부분 동안 계속 꺼져 있거나 또는, 대안으로, 다음 Sync 펄스가 발생할 때까지 듀티팩터 레지스터(224b)에 로딩된 값에서 반복적으로 온 및 오프 토글한다. 유사한 프로세스가 LED 드라이버 IC의 모든 n-채널 동안 발생한다.

래칭 시스템들에 있어서, 동기(Sync) 펄스는 여러 용도로 사용된다. 첫째는, t_on 및 φ 레지스터(224a ~ 224n, 및 225a ~ 225n)로부터 프로그래머블 디지털 카운터(227a ~ 227n)들 중 대응하는 하나로 데이터를 로딩하는 명령이다. 두 번째는, 카운터를 재설정하고 카운트를 개시하는 명령으로, 먼저 위상지연(φ)을 시간을 보내고, 그 후 대응하는 t_on 레지스터(224a ~ 224n)로 로딩된 클럭 카운트의 수 동안 LED 줄을 켠다. 셋째는, 레지스터(226a ~ 226n) 내의 값을 D/A 컨버터(228a ~ 228n)로 로딩하고, 특정 채널에 대해 온 토글링될 때마다 전도 전류의 아날로그 값을 정확하게 설정하는 명령이다. 마지막으로, 잡음이 레지스터 내의 데이터를 중간에 덮어써서 카운트를 혼란시키는 것을 방지한다.

또한, 래칭 동작에서 Sync 펄스에 의해 트리거링 되어, I_LED 레지스터(225a)로 로딩된 비트 데이터는 D/A 컨버터(228a)에 의해 동시에 해석되어 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로(215a)에 공급되는 기준 전류 αI_ref를 설정한다. 이 기준 전류는 특정 채널이 토글링되어 통전할 때마다 MOSFET(216a) 및 LED 줄(205a)에 흐르는 LED 전류 I_LED의 아날로그 크기를 설정한다. 카운터(227a)가 특정 채널(207a)을 오프 토글링할 때 MOSFET의 전류와는 아무런 관계가 없다. 동일한 프로세스가 모든 n개 채널들, 예를 들어 채널 드라이버(207a ~ 207n)들에 대해 동시에 발생된다.

임의의 주어진 채널 드라이버의 기준 전류 αI_ref의 값은 2가지 방법으로 설정된다. 첫째, 채널 드라이버(207a ~ 207n)에 존재하는 단일의 정밀 트리밍된(trimmed) 기준 전압 V_ref은 정밀 저항기 R_set(도시되지 않음)과 함께 I_ref의 값을 설정한다. 저항기 R_set는 제조 동안에 절대 정확도로 트리밍될 수 있다면 집적될 수 있으며, 또는 LED 드라이버(207a ~ 207n)들을 포함하는 IC에 외부적으로 연결된 개별 정밀 저항기를 포함할 수 있다. 이 단일 기준 전류는 모든 채널(a ~ n)에 대해 미러링되며, 개선된 채널간 매칭을 위해 필요에 따라 추가로 트리밍될 수 있다. 둘째, 디지털 제어 승수(digitally controlled multiplier) α는 I_LED 레지스터(226a ~ 226n)들 중 대응하는 하나에 로딩되고, D/A 컨버터(228a ~ 228n)들 중 대응하는 하나에 의해 해석된 8-비트 워드에 따라, 채널(a ~ n)의 각각의 전류를 설정한다.

예를 들어, 채널 a의 채널 드라이버(207a)에 있어서, I_LED 레지스터(226a)에 기억된 8-비트 워드는 승수 α에 대해 256 레벨들 중 하나로 변환되며, MOSFET(216a) 및 LED 줄(205a)의 전류가 256 단계들에서 0% 내지 100% ·I_ref 사이ㅇ에, 즉 MOSFET(216a)가 온되어 및 통전할 때마다 단계당 0.39%의 증분으로 설정되도록 한다. 같은 동작은 채널 드라이버(207b ~ 207n)의 각각에서 발생하며, SPI 버스(213)를 통해 모든 LED 줄(205b ~ 205n)의 LED 전류의 디지털 제어를 가능하게 한다.

LED 역광조명된 HDTV에 있어서, 백색 LED의 색온도가 전류의 함수이기 때문에, LED 전류의 값을 변경하는 것보다는 PWM 디밍을 사용하여 LED 휘도를 변경하는 것이 바람직하는 것을 인식하여야 한다. 이 고려사항은 본 발명의 LED 포토테라피 장치에서의 관심사항은 아니다. 사실, LED 포토테라피에 있어서, LED 전류, PWM 휘도 제어, 또는 이들의 조합이 LED 휘도를 설정하는데 사용될 수 있다. 그러나, 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, LED 휘도는 또한, LED의 색온도를 유지하기 위해서가 아니라, 일차적으로, LED 전류의 제어가 다른 목적 특히, 안정성을 개선하기 위해 그리고 패드 전체에서 더 나은 LED 균일성을 촉진하기 위해 사용될 수 있도록 PWM 휘도 제어에 의해 설정된다. 본 발명의 이 특징들은 후술한다.

모든 LED 줄의 적절한 바이어싱을 보장하기 위해 LED 전압을 지능적 및 동적 제어하는 능력은 본 발명의 포토테라피 장치의 또 다른 중요한 요소이다. LED 줄의 순방향 전압은 그 구성과 전류 모두에 따라 모두 변한다. 다른 파장들을 갖는 LED는 고유하고 상이한 구성을 필요로 하기 때문에, 도 13에 도시된 바와 같이, 그것들의 순방향 전압은 서로 일치할 가능성이 없다.

파장 λ₁을 방출하는 LED의 줄에 걸쳐 평균 전압으로서 V_λ1을 정의하고, 파장 λ₂를 방출하는 LED의 줄에 걸친 평균전압으로서 V_λ2를 정의하고, 파장 λ₃을 방출하는 LED의 줄에 걸친 평균전압으로서 V_λ3을 정의하고, 그리고 제조상의 자연적 가변성이 임의의 주어진 파장의 LED들에 대해 ±ΔV_f의 평균 주위에 순방향 전압에서 랜덤(즉, 가우스) 분포를 유도하는 것으로 가정하면, 포토테라피에 사용된 LED 드라이버는 V_λ1 ± ΔV_f, V_λ2 ± ΔV_f 및 V_λ3 ± ΔV_f 세트를 포함하는 LED 전압들의 집단을 시종일관 구동할 수 있어야 한다. 또한, 임의적으로 V_λ2 > V_λ1 > V_λ3라고 정의하는 경우, SMPS는 가장 높은 LED 줄 전압보다 더 높은 전압 +V_LED를 제공하여야 하며, 수학적으로 하기와 같이 표현된다.

+V_LED > (V_λ2 + ΔV_f ) > V_λ2 > (V_λ3 - ΔV_f )

가장 높은 전압 줄은 선험적으로(priori) 알려져 있지 않기 때문에, LED 드라이버 IC는 이러한 가장 높은 줄 전압을 식별할 수 있어야 하고, 그 전압보다 약간 더 높은 전압으로 LED 공급 전압 +V_LED를 동적으로 조정하여야 한다. 모든 LED 줄은 공통 애노드를 공유하기 때문에, 가장 높은 순방향 전압 강하 V_f를 갖는 LED 줄은 줄의 최종 LED의 캐소드에서 가장 낮은 전압, 즉 그 전류 싱크 MOSFET의 드레인의 전압을 당연히 나타낸다. CSFB 회로(217a ~ 217n)의 각각은 그 입력 단자에서의 전압 또는 채널 내의 대응하는 전류 싱크 MOSFET의 드레인의 전압 중 더 낮은 것을 그 출력 단자에 전달한다.

도 13에 도시된 바와 같이, CSFB 회로들은, CSFB 회로(217d)의 입력이 CSFB 회로(217e)의 출력으로부터 나오고, CSFB 회로(217e)의 입력이 CSFB 회로(217f)의 출력으로부터 나오는 등등의 일련의 데이지 체인 방식, 즉 직렬 "헤드-투-토(head to toe)"로 접속된다. 체인(도시되지 않음)에서의 제1 CSFB(217n)는 +V_LED 출력의 범위를 제한하지 않도록 공급 전압 V_driver에 묶인 입력을 갖는다. 데이지 체인에서의 마지막 CSFB 회로(217a)(도 13에 도시되지 않음)는 SMPS(208)에 대한 입력을 구동하여 궁극적으로 공급 출력 전압 +V_LED를 제어한다.

도 13에 도시된 실시예에 있어서, CSFB 회로(217g)의 출력은 전압 (V_LED - V_λ2)를 출력한다. CSFB 회로(217f)는 이 전압을 채널 드라이버(207f) 내의 MOSFET(216f)의 드레인 전압즉 (V_LED - V_λ3)에 대해 비교한다. 그러나 V_λ2 > V_λ3 이므로 (V_LED - V_λ3 ) > (V_LED - V_λ2 )이며, 따라서 CSFB 회로(217f)는 더 낮은 전압, 즉 (V_LED - V_λ2 )를 출력한다. 다음의 하위 채널에서, CSFB 회로(217e)는 그 입력 (V_LED - V_λ2 )을 채널 드라이버(207e) 내의 MOSFET(216e)의 드레인 전압즉 (V_LED - (V_λ2 + ΔV_fe))에 대해 비교한다. 그러나 (V_λ2 + ΔV_fe) > V_λ2 이후 (V_LED - V_λ2 ) > (V_LED - (V_λ2 + ΔV_fe))이며, 따라서 CSFB 회로(217e)는 더 낮은 전압, 즉 (V_LED - (V_λ2 + ΔV_fe))를 출력한다. 이 프로세스는 마지막 채널(채널 a) 내의 CSFB 회로가 SMPS(208)의 음의 입력 단자에 전압을 출력할 때까지 계속된다. 음의 피드백 전압이 감소되면, SMPS(208)는 +V_LED 출력을 증가시키는 것에 의해 응답한다. 채널(a ~ n)들 내의 CSFB 회로(217a ~ 217n)의 데이지 체인은 (CSFB 회로들이 연결되는 순서에 관계없이) 가장 낮은 전압을 출력하기 때문에, +V_LED = f(CSFB)는, LED들이 동일한 전류에서 통전하고 있지 않은 경우에도, 가장 높은 전압 LED 줄에 전력을 공급하기 위해 최소한의 필요 전압을 공급하도록 자동적으로 조정될 것이다.

어느 채널이 통전하고 있는지 제어하는 것은, 특정 레지스터에 적절한 데이터를 로딩하는 간단한 문제이다. LED 드라이버 IC의 주어진 채널의 전류를 중지하는 방법은 세 가지가 있다. 첫째, 일부 LED-드라이버-IC들은 D 값 또는 전류 αI_ref에 독립적으로 채널을 온 및 오프 설정하는데 편리한 디지털 제어식 토글 레지스터를 구비한다. 둘째, 꺼지는 채널은 온-시간 t_on = 0에 로딩될 수 있다. 셋째, 오프 바이어스되는 채널은 α = 0에 대해 그것들의 I_LED 데이터 레지스터(231)를 설정한다.

도 14a에 도시된 세 번째 경우에서, α > 0의 설정, 예를 들어 50%에서 λ₂ 채널들(207b, 207e, 207h, 207k, 207n)만이 조명된다. 모든 다른 채널들은 I_LED = 0이고, 따라서 α = 0을 갖는다. 아날로그 파라미터 I_ref는 모든 채널에 대해 값 V_ref/R로 바이어스되며, 온-시간 t_on은 전체 주기 T_sync(즉, D = 100%)와 동일하며, 위상지연(φ)은 전역적으로 제로(0)로 설정된다. 따라서 5개의 온-채널들 모두의 전류는 αI_ref이다. λ₂ LED들의 어레이에 전력을 공급하기 위해, +V_LED는 전압 V_λ2 + ζ를 출력하며, 여기서, ζ는 전류 싱크 회로가 적절하게 동작하는 것을 보장하기 위해 필요한 V_λ2 이상의 여분의 전압이다. (아날로그 전압 및 저항에 의해 설정되는) I_ref를 제외한 모든 이러한 파라미터들은 채널 디코더 회로소자 내에 수용된 데이터 레지스터(221a ~ 221p)들을 통해 프로그래밍된다.

도 14b는 조명중인 파장 LED 들이 레지스터(221a ~ 22lp)에 데이터를 재기록하는 것에 의해 쉽게 변경될 수 있는 것을 도시한다. 이 경우에 있어서, I_LED 레지스터 데이터(231)는 채널들(207a, 207d, 207g, 207j, 207m, 207p)이 예를 들어 50%에서 I_LED > 0(따라서, α > 0)으로 설정되고, 다른 채널들은 I_LED = 0(및, α = 0)으로 설정되도록 변경된다. 전술한 바와 같이, 아날로그 파라미터 I_ref는 모든 채널에 대해 V_ref/R 값으로 바이어스되며, 온-시간 t_on은 전체 주기 T_sync에 고정되며(즉, D = 100%), 위상 지연 φ는 전역적으로 제로로 설정된다. 6개의 온-채널의 각자의 전류는 αI_ref이다. λ₁ LED들의 어레이에 전력을 공급하기 위해, +V_LED는 전압 V_λ1 + ζ를 출력하며, 여기서, ζ는 전류 싱크 회로가 적절하게 동작되는 것을 보장하기 위해 필요한 V_λ1 이상의 여분의 전압이다.

이상적으로, 대량 소비자 및 컴퓨팅 제품에 사용되는 반도체의 경제 규모의 이점을 활용하여 BOM(build of material) 비용을 최소화하기 위해, 의료적 포토테라피 장치의 하드웨어 컴포넌트들은 컴퓨터와 HDTV 백라이트용으로 설계된 LED 드라이버들의 그것을 가진 IC와 특정 컴포넌트들을 공유할 수 있다. 즉, 동작 전압, 전류, 전력 레벨, 방열 고려사항, 회로판 폼 팩터, 수동 부품 선택 및 컴퓨터 모니터 또는 HDTV 스크린의 상호연결 라우팅들은 포토테라피 장치에서 필요한 것과는 완전히 다르다.

또한, 동작에서, 의료적 포토테라피 장치를 위한 기능, 펌웨어 및 소프트웨어는 HDTV에 대한 것과는 완전히 상이하며, 이질적인 문제를 해결하는 것이 반드시 필요하다. HDTV에서 LED 전류의 PWM 제어의 목적에서 하나의 중요한 차이점은 전역적으로(화면 전체) 또는 국부적으로(화면 일부) 휘도 제어를 용이하게 하는 것이며, 또한 엘리어싱(aliasing), 플리커, 픽실레이션(pixilation), 이미지 얼룩 및 다른 시각적 및 정신-시각적 영향(psycho-optical effects)을 피하기 위해 비디오 이미지와 백라이트 구동 회로소자의 타이밍을 동기화하는 것이다. 대조적으로, 포토테라피에서, LED 전류의 PWM 제어의 목적은 (주파수 및 휘도 제어 모두를 포함하는) 파형 합성을 수행하는 동안 복수 LED 파장들을 시퀀싱하는 것이다.

프로그래머블 파형 합성

전술한 바와 같이, 포토테라피에 사용된 제어 변수는 디스플레이들에서 사용되는 것과 완전히 다르다. LCD 백라이트 애플리케이션에 있어서, 듀티팩터(D)는 고정 주파수에서 동작하는 백라이트 휘도 제어를 용이하게 하기 위해서만 사용되며, 본질적으로 LED가 조명되어야 하는 각각의 V_sync 기간의 비율을 설정한다. 위상 지연은 대형 LCD 패널의 전체에 걸쳐 신호 전파 지연을 보상하기 위해 사용된다. 또한, 디스플레이들에 있어서, V_sync 기간 및 이에 따른 시스템의 지배적인 동작 시퀀스는 고정되어 있다. V_sync 펄스는 동작 동안의 전체 HDTV 시스템에 대해, 비디오 이미지 리프레시, 백라이트 시스템 내의 모든 LED 드라이버 IC에 대해, 드라이버 IC 내의 모든 채널에 대해 일정 속도를 유지한다. LCD 디스플레이에 있어서, 예를 들어 60 Hz, 120 Hz, 240 Hz 및 아마도 480 Hz의 특정 고정 주파수 및 그 정수배만이 사용된다. 이러한 설정 주파수는 셋업시 사용자가 선택할 수 있지만, 사용 중에 고정된 상태로 유지된다.

그러나, 포토테라피에 대한 본 발명에 있어서, 가변 t_on은 클럭 신호 Sync 및 Clk θ와 함께 고정 주파수가 아닌 동적으로 변화하는 주파수들에서 동작하며, 각각의 채널에 대해 독립적인 파형 합성을 수행하기 위해 협력 동작하여 광여기 패턴의 주파수 f_synth 및 휘도 모두를 설정한다.

예를 들어, 도 15a에 있어서, 3개의 다른 - 주파수 LED 여기 패턴(241, 242, 243)들은, 마이크로컨트롤러(209)로부터 생성된 단일 클럭(180)으로부터 합성되며, 모두는 50%의 최종 듀티팩터 제어된 휘도를 가진다. 도시된 바와 같이, 클럭 Clk θ로부터의 펄스들은, 예를 들어 9.346 kHz 및 대응 주기 Τ_θ = 107 μsec에서, 주기 Τ_θ로 반복된다. 디지털 합성된 파형(241)에 있어서, 파장 λ의 LED들의 어레이는 (온-시간 t_on = 16을 프로그래밍함으로써) 16개 클럭 펄스 동안 켜지며, 그 후 꺼진다. 12-비트 카운터가 사용된 경우, 카운터에 대한 전체 카운트는 4096 클럭 펄스이며, 이것은 이 클럭 주파수에서 Tcntr = 4096·0.107 msec = 438 msec의 최대 주기에 대응하며, 이것은 마이크로컨트롤러로부터 개입 없이 LED들의 어레이는 단지 16개 펄스 동안 온된 후 다른 4080개 펄스 동안 꺼져 있다는 것을 의미한다. 전체 카운트에서, 카운터의 출력의 얻어지는 주파수 fcntr = 2.28 Hz일 것이다.

클럭을 4096의 전체 카운트로 실행시키는 것보다 시간 t = 32 펄스(LED가 차단 후 16 펄스만)에서, 사이클이 반복하도록 강제된다. 더 짧은 주기를 강제하는 것은 여러 가지 방법으로 달성될 수 있다. 비동기(비-래칭) 모드에 있어서, 레지스터들은 31번째 클럭 펄스 후에 그러나 32번째 펄스 전에, SPI 버스에 의해 기록될 수 있다. SPI 버스가 10 MHz에서 방송되고 각각의 클럭 펄스는 107 μsec를 지속하므로, 32번째 펄스에서 종료하도록 레지스터 데이터를 변경하기 위한 충분한 시간이 있다. 특정 채널만이 영향을 받는다.

둘 이상의 채널이 대응하는 카운더를 재설정하고 다시 시작해야 하는 경우, 각각의 채널은 SPI 버스를 통해 하나씩 지시되어야 한다. 대안으로, 래칭(동기) 모드에 있어서, 카운트는 31번째 클럭 펄스 후에 그러나 32번째 펄스 전에, Sync 펄스에 의해 다시 시작될 수 있다. 32번째 펄스에서, 시퀀스는 이 채널과 온 상태(즉, t_on > 0 및 I_LED > 0)로 바이어스되는 모든 다른 채널에서 그 카운트를 자연적으로 다시 시작할 것이다. t_on, φ 및 I_LED 레지스터 내의 데이터가 이 Sync 펄스 이전에 변경되지 않는 한, 이전 데이터는 카운터에 로딩되고, 마지막 사이클이 반복된다. 새로운 데이터가 로딩된 경우, 그 새로운 데이터는 Sync 펄스에 동기하여 효과를 일으킨다.

얻어지는 합성된 파형은 구형파이며, 파장 λ의 LED들의 어레이는 16개 클럭 펄스 동안 실시되며, 16개 펄스 동안 꺼진다. 따라서, 합성된 파형(241)은 32개 클럭 펄스 또는 대응하는 주파수 f_synth1 = 1/nT_θ = 292 Hz를 가진 nT_θ = 32·0.107 msec = 3.424 msec의 주기를 갖는다.

온-시간 및 오프-시간이 동일, 즉 t_on = t_off이고, 주기 T_synth = t_on + t_off이기 때문에, 합성 듀티팩터는 다음과 같이 주어진다.

D = t_on / T_synth = t_on / (t_on + t_off) = t_on / 2t_on = 50%

따라서, (대응 주파수 fcntr = 2.28 Hz를 가진) 4096의 전체 카운트에서 12-비트 카운터에 대해 D = 16/4096 = 1/256 = 0.39%의 듀티팩터에 대응하는 단지 16개 펄스에 대해 프로그램되었더라도, 카운터는 t = 32 펄스에서 다시 시작되었기 때문에, 얻어지는 듀티팩터 및 주파수는 128배 이상, 즉, 50 % 및 292 Hz이다.

래칭 동작 모드에서, Sync 펄스는 합성되는 파형의 주파수와 같거나 또는 더 높은 주파수(즉, T_sync ≤ nT_θ, 주파수 관계로는 f_sync > f_synth)에서 발생해야 한다는 것을 인식하여야 한다. 이 기준이 만족되지 않으면, 특정 합성된 주파수를 충족하기 위해 카운터 리트리거(retriggering)를 강제하도록 데이터 레지스터들을 시간에 맞게 갱신할 수 있는 방법이 없다.

전기적으로, 합성된 주파수 f_synth1 = 292 Hz는 오디오 스펙트럼의 중간 C 이상의 음표 D 또는 D0에 밀접하게 대응한다. 전술한 바와 같이, 심장, 폐, 장, 신경 및 뇌와 같은 다양한 기관 및 조직의 자연적인 동작 주파수, 시각과 청각을 위한 최대 데이터속도는 다양한 분자 진동과 함께, 오디오 및 아음속 스펙트럼의 주파수에서 모두 발생하며, 대체로 수 킬로헤르츠 미만이며, 일부는 1 헤르츠 미만이다. 합성된 주파수가 사운드가 아니라 반복하는 일련의 광 펄스들로 나타나더라도, 충돌하는 광 에너지는 동일 주파수에서 분자 및 조직으로 흡수되고 재분배되며, 오디오 스펙트럼에 동기하여 운동 및 위치 에너지의 물리적 응답을 유도한다. 이와 같이, 통찰력이 없는 경우, 퓨리에 급수 및 변환과 같은 수학적인 것보다는 화음과 같은 음악적으로, 합성된 광여기 파형들을 기술하도록 음악 표기법을 사용하는 것이 편리하다.

도 15a의 디지털 합성된 파형(242)에 있어서, 파장 λ의 LED의 어레이는 (온-시간 설정을 t_on = 8로 프로그래밍함으로써) 8개 클럭 펄스 동안 켜지며, 그 후 꺼진다. 12-비트 카운터가 사용된 경우, 카운터에 대한 전체 카운트는 4096 클럭 펄스이며, 이것은 이 클럭 주파수에서 Tcntr = 4096·0.107 msec = 438 msec의 최대 주기에 대응하며, 이것은 마이크로컨트롤러로부터 개입없이 LED들의 어레이는 단지 8개 펄스 동안에만 온된 후 다른 4088개 펄스 동안 꺼져 있다는 것을 의미한다.

클럭을 전체 카운트로 실행시키는 것보다 시간 t = 16 펄스(LED가 차단 후 8 펄스만)에서, 사이클이 반복되도록 강제한다. 파형(241)에서와 같이, 더 짧은 기간을 강제하는 것은 여러 가지 방법으로 달성될 수 있다. 비동기(비-래칭) 모드에 있어서, 데이터 레지스터들은 15번째 클럭 펄스 후에 그러나 16번째 펄스 전에, SPI 버스에 의해 기록될 수 있다. SPI 버스가 10 MHz에서 데이터를 방송할 수 있고, 각각의 클럭 펄스는 107 μsec를 지속하므로, 16번째 펄스에서 종료하도록 레지스터 데이터를 변경하기 위한 충분한 시간이 있다. 특정 채널만이 영향을 받는다.

둘 이상의 채널이 대응하는 카운터를 재설정하고 다시 시작해야하는 경우, 각각의 채널은 SPI 버스를 통해 하나씩 지시되어야 한다. 대안으로, 래칭(동기) 모드에 있어서, 카운트는 15번째 클럭 펄스 후에 그러나 16번째 펄스 전에, Sync 펄스에 의해 다시 시작될 수 있다. 16번째 펄스에서, 시퀀스는 이 채널과 온 상태(즉, t_on > 0 및 I_LED > 0)로 바이어스되는 이 채널 및 모든 다른 채널에서 그 카운트를 자연적으로 다시 시작할 것이다. t_on, φ 및 I_LED 레지스터 내의 데이터가 이 Sync 펄스 이전에 변경되지 않으면, 이전 데이터는 카운터에 로딩되고, 마지막 사이클이 반복된다. 새로운 데이터가 로딩된 경우, 그 새로운 데이터는 Sync 펄스에 동기하여 효과를 발휘한다.

생성되는 합성된 파형은 구형파이며, 파장 λ의 LED들의 어레이는 8개 클럭 펄스 동안 실시되며, 8개 펄스 동안 꺼진다. 따라서, 합성된 파형(242)은 16개 클럭 펄스 또는 대응 주파수 f_synth2 = 2/nT_θ = 584 Hz를 가진 nT_θ = 16·0.107 msec = 1.712 msec 주기를 가진다. 생성되는 파형은 전술한 실시예의 정확히 2배의 주파수를 가지며, t_on = t_off = 16개 펄스이며, 따라서 f_synth2 = 2_fsynth1 = 584 Hz이다. f_synth1이 중간 C 이상의 음표 D 또는 D0에 대응하는 오디오 스펙트럼에서 진동하도록 합성되었기 때문에, 2배인 주파수 f_synth2에서 중간 C보다 1 옥타브 높은 음표 “D”, 즉 D1에서 또한 진동한다.

파형(243)은 파형(241)의 4배의 주파수(즉, f_synth3 = 4_fsynth1)를 갖는 광여기 패턴의 합성을 나타낸다. 이와 같이, 온-시간 t_on은 4개 클럭 펄스로 설정되며, 카운터는 8개 클럭 펄스에서 재설정된다. 얻어지는 파형은 구형파이며, 파장 λ의 LED들의 어레이는 4개 클럭 펄스 동안 통전되며, 4개 펄스 동안 꺼진다. 따라서, 합성된 파형(243)은 8개 클럭 펄스 또는 대응 주파수 f_synth3 = 4/nT_θ = 1,168 Hz를 가진 중간 C보다 2 옥타브 높은 음표 "D" 즉 D2에 대응하는, nT_θ = 8·0.107 msec = 0.856 msec의 주기를 갖는다.

합성된 파형을 요약하는 표 1은, 12-비트 카운터와 9.346 kHz의 클럭이 프로그래머블 카운터를 적절한 시간(즉, Treset ≤ T_synth)으로 재설정함으로써 넓은 범위의 주파수를 알고리즘에 따라 합성할 수 있으며, 여기서, 재설정은 SPI 버스를 통하여 비동기적으로, 또는 T_sync 펄스를 사용하여 동기적으로 발생할 수 있다는 것을 나타낸다. f_synth4 및 f_synth5이 292 Hz D⁰ 파형-합성의 주기를 2배 및 4배로 함으로써 외삽에 의해 생성되었으며, D보다 1 옥타브 낮고 중간 C보다 2 옥타브 낮은 음표 D, 즉 D-1 및 D-2에 대응하는 146 Hz 및 73 Hz 주파수가 얻어진다. 아래의 표 1은 알고리즘에 따라 합성된 파형을 요약한다.

클럭θ	카운터	Dcntr	Treset	Tsynth	fsynth(음표)	Dsynth	명칭
9.346 kHz T = 107㎲	12 비트 4096 스텝 f=2.28 Hz T=438 ms	64	128	13.696 ms	73.0 Hz(D-2)	50%	fsynth5
		32	64	6.848 ms	146 Hz(D-1)	50%	fsynth4
		16	32	3.424 ms	292 Hz(D0)	50%	fsynth1
		8	16	1.712 ms	584 Hz(D1)	50%	fsynth2
		4	8	0.856 ms	1,168 Hz(D2)	50%	fsynth3

다른 주파수들의 파형을 알고리즘에 따라 합성하는 본 발명의 방법은, 간단히 λ₂ 파장을 갖는 LED의 제어로부터 구동되는 채널들을 도 14a 및 도 14b에서 이전에 도시한 바와 같은, λ₁ 파장을 갖는 LED들을 제어하는 채널들로 변경함으로써, 도 10a에 도시된 전술한 포토테라피의 순차적 파형 합성 알고리즘(170)에 적응될 수 있다. 고정 휘도 및 광여기 주파수에서 복수 파장 LED들을 사용하는 LED 패드의 얻어지는 출력이 도 15b의 파형(245)으로 나타나 있으며, 50%의 PWM 휘도 및 주파수 f_synth에서 구동되는 λ₂ 파장의 LED들의 어레이는 시간 t₁에서 50%의 PWM 휘도 및 주파수 f_synth에서 구동되는 λ₁ 파장의 LED들의 어레이로 변경된다.대안적인 실시예에 있어서, 도 15b의 파형(246)에 도시된 바와 같이, 합성된 주파수 및 LED 파장은 모두 동적으로 변경될 수 있다. 이 실시예에 있어서, 50%의 PWM 휘도 및 주파수 f_synth1에서 구동되는 λ₂ 파장 LED들의 어레이는 시간 t₁에서 50%의 PWM 휘도 및 다른 주파수 f_synth2에서 구동되는 λ₂ 파장 LED들의 어레이로 변경된다. 도시된 바와 같이, f_synth1 = 1/nT_θ에 의해 주어진 주파수 및 f_synth1 = 1/mT_θ에 의해 주어진 주파수는 m ≠ n이기 때문에 단순히 다르며, 클럭 Clk θ의 주파수의 어떤 변경도 요구하지 않는다.

다른 광여기 주파수들에서 동시에, 예컨대 동일한 주파수의 LED의 다른 줄을 여기시키는 것, 즉, 동시에 f_synth1과 f_synth2를 합성하는 것도 가능하며, 이것은 본 명세서에 "하모나이징(harmonizing)" 파형 합성을 통해 고조파들(harmonic frequency multiples)을 형성하는 방법으로 지칭된다. 예를 들어, 주어진 치료법은 D⁰및 D¹와 같은 2개의 주파수가 함께 사용되는 경우 개선된 효능을 발견할 수 있다. 복수의 합성된 광여기 주파수를 함께 하모나이징하는 것은 도 9e에서 미리 논의하고 요약한 다른 파장들("블렌딩")의 광으로 조직을 동시에 조명하는 것과는 상이하다는 것을 주목하여야 한다. 사소하지 않은 경우 광여기 주파수의 다중 공동-합성의 개념은 명백하게 보이는 반면, LED 드라이버 IC의 하드웨어를 사용하는 경우 과제(task)는 간단하지 않다.

표 1 및 도 15a를 다시 참조하여, 소정 범위의 파형 주파수 래칭 모드 동작을 사용하여 다른 채널들에 대해 합성되면, 재설정 펄스는 합성 주파수와 동일하거나 더 빨라야 한다는 규칙이 가장 높은 합성된 주파수에 적용된다는 것을 상기해야 한다. 예를 들어, 하나의 채널이 파형(242)에 의해 나타낸 584 Hz의 신호 f_synth2를 합성하는 경우, 모든 채널의 카운터는 그것들의 카운트를 재시작하도록, 시간 t = 16, 32, 48 ...펄스들에서 T_sync에 의해 반드시 재설정되며, 로딩된 그것들의 해당 데이터 레지스터를 재로딩하고 모든 채널에게 강제한다. 16개 펄스마다, 즉 584 Hz 이상의 주파수에서 이러한 카운터 재설정 요구는 f_synth2가 생성되는 가장 높은 주파수인 한 유효하다. 대안으로, f_synth3 = 1,168 Hz와 같은 더 높은 주파수를 합성하는 경우, Sync 펄스는 적어도 합성 주파수만큼 빠른 더 높은 주파수에서 발생하여야 하며, 최소한 1/T_sync > f_synth3을 의미한다.

Sync 펄스가 발생할 때마다, 더 낮은 주파수에서의 스위칭하는 임의의 채널은 현재의 카운트 값을 보존하는 방식으로 다시 시작되어야 하며, 이는 프로그램된 기간이 완료될 때까지 실행하고 있던 것을 계속 실행하기 위해 새로운 t_on 및 φ으로 다시 시작되어야 한다는 것을 의미한다. 구체적으로, 여전히 온 및 통전되고 있는 임의의 채널은 온 채널에서 이미 발생된 카운트 수만큼 감해진 의도된 온-시간에 상당하는 카운터로 로딩된 온-시간 t_on을 가진 온 조건에서 다시 시작되어야 한다. 유사하게, 카운트를 이미 완료한 임의의 채널은, 오프 및 비통전이 오프 채널에서 이미 발생된 카운트 수만큼 감해진 의도된 오프-시간에 상당하는 카운터로 로딩된 위상 지연 φ을 가진 오프 조건에서 다시 시작되어야 한다.

동기 모드 파형 합성의 예에 대한 복수-주파수 구동 요건은 도 16에 명확하게 나타나 있으며, 가장 높은 주파수 합성 파형(243)은 f_synth1 파형(241)보다 4배 높은 주파수 f_synth3을 가지며, 즉, 파형(241)의 주기는 nT_θ이며, 파형(243)의 더 짧은 주기는 주기 nT_θ/4를 갖는다. 파형(180)에 도시된 바와 같이, 클럭 CLK θ는 이 예에서 고정 주파수 1/T_θ를 갖는다. 클럭 Clk θ가 9.346 kHz의 주파수 및 주기 Tθ = 107 ㎲를 갖고, f_synth1 = 292 Hz이고, f_synth3 = 1,168 Hz인 경우 전술한 값들을 가정하면, Sync 펄스(253)는 1,168 Hz 이상의 주파수에서, 즉, 8개 클럭 펄스(0.856 msec)마다 발생해야 한다. 이 Sync 펄스는 펄스 8, 16, 24, 32 ...에서 8-클럭-펄스마다 발생하기 때문에, f_synth1 파형(241)의 합성을 위한 레지스터 데이터는 Sync 펄스마다 갱신을 필요로 한다.

도 16에 나타낸 바와 같이, 시작에서, 즉 t₀시간에서, 파형(241)에 대한 레지스터 데이터는 t_on = 16 및 φ = 0으로 로딩되며, 이는 LED 줄이 바로 켜지고 중단되지 않으며 16개 펄스 동안 온으로 남아있을 것을 의미한다. 다음 Sync 펄스가 시간 t₁에서 발생할 때, 파형(243)에 대한 레지스터 데이터뿐만 아니라 파형(241) 역시 반드시 갱신되며, 데이터 t_on = 8 및 φ = 0이 로딩되는데, 이는 채널이 16개 펄스 동안 온이 되는 것을 의도했고 8개 펄스가 경과했기 때문에 8개가 남았기 때문이다. 실제로 8 이상인 t_on의 임의의 값은, (어쨌든 채널이 t₂에서 오프 강제될 것이기 때문에) 똑같이 잘 동작할 것이지만, 프로그래밍을 위해서는, 특히 PWM 휘도 제어가 요청되고 t_on ≠ t_off인 경우에 대해, 나머지 통전 시간을 추적하는 것이 편리하다. 시간 t₁에서, φ = 0을 유지하는 것이 중요하며; 그렇지 않으면 영향을 받은 채널들을 위한 LED들은 Sync 펄스의 시간에서 꺼질 것이다.

나중에, 시간 t₂에서 다음 Sync 펄스가 발생할 때, 파형(241)에 대한 레지스터 데이터가 다시 갱신되고, 이때 설정 t_on = 0, φ = 0 또는 16으로 채널을 끈다. 설정 t_on = 0은 위상 지연 φ의 값에 관계없이 채널 오프를 강제한다.

바람직하지 않지만, 대안적인 접근에 있어서, 위상 지연 φ은 채널 오프를 유지하기위해 사용될 수 있다. 예를 들면, 설정 φ ≥ 8은 t_on > 0 이더라도 다음 Sync 펄스가 발생하기 전에 채널이 켜지는 것을 지연시킨다. 8개 클럭 펄스 이후에, 시간 t₃에서, 채널은, 레지스터 데이터에 t_on = 0으로 로딩되는 것을 보장하기 위해 오프가 다시 한번 유지되어야 한다. 채널은 또한, 설정 φ ≥ 8에 의해 오프를 유지할 수 있지만, 바람직한 실시예에서, 채널은 t_on = 0에 의해 오프를 유지함으로써 다른 목적을 위해 위상 지연을 예비하며 파형 합성을 수행하기 위해 전용되지 않는다.

전술한 방식으로, 극적으로 다른 주파수 f_synth1 및 f_synth3를 갖는 2개의 파형(241, 243)의 동시 합성은 동기, 즉 래칭 모드 동작을 사용할 때에도 달성될 수 있다. 따라서, 온-시간 t_on, 위상 지연 φ 및 Sync 펄스의 강제된 타이밍의 값들의 현명한 선택에 의해, 동기 모드 동작은, LED 드라이버 IC들의 최대 동작 속도에 의해 제한된 주파수까지 임의의 수의 구형파 및 광여기 펄스 파형의 합성을 달성할 수 있다. 일반적으로 이러한 제한은 Sync 펄스 자체의 최대 주파수에 의해서가 아니라, 펄스를 카운트하기 위해 사용된 Clk θ 클럭(180)의 최대 속도 때문에 발생한다.

예를 들어, 도 12에 있어서, LED 드라이버 IC(207)는, φ 레지스터 S는 12-비트 레지스터와 카운터를 채용하는 t_on 및 φ 레지스터들을 포함한다. 최대 해상도에서의 래칭 동작을 위해, Clk θ는 주기 T_sync의 경과 시간(밀리 초)에 관계없이 Sync 펄스 속도보다 4096배 더 빨라야 한다. 카운터(227a ~ 227n)의 전체 카운트에서 동작하는 고정 클럭 속도에서, 4096으로 나눈 t_on 레지스터들에 저장된 수의 의미는 카운터 Dcntr = t_on/T_sync의 듀티팩터를 정확히 나타낸다. 이 듀티팩터 Dcntr는 동기 기간 당 LED 온-시간의 최대 4096 증분을 정의하며, 위상 지연 φ는 LED가 첫 번째로 켜졌을 때 임의의 주어진 동기 기간에서의 턴온 지연 시간의 최대 4096 증분을 정의한다.

Clk θ은 Sync 펄스 속도보다 일반적으로 4096배 더 빠르기 때문에, 즉 f_θ = 4096/T_sync이기 때문에, 가장 빠른 회로(따라서 동작의 속도를 제한할 가능성이 매우 높은 기능)는 카운터들이 정확하게 카운트할 수 있는 최대 주파수이다. 1,168 kHz에서 전술한 f_synth3 파형을 합성하는 것은 Sync가 동일한 속도에서 동기하는 것을 요구하며, Clk θ가 4096배 더 높은 주파수를 실행해야 하기 때문에, f_θ = 4096/T_sync ≥ 4096·f_synth = 4.784 MHz이며, 대부분의 디스플레이 애플리케이션에서 요구되는 속도보다 훨씬 더 높다. 전술한 바와 같이, 하이-엔드 HDTV들에 사용된 가장 높은 V_sync 리프레시 속도는 480 Hz이며, 다수가 240 Hz 초과에서는 동작하지 않을 수 있다. LED 드라이버 IC가 이 V_sync 리프레시 속도 480 Hz까지만 작동하도록 설계된 경우, f_θ가 겨우 1.97 MHz 초과, 예를들어 2 MHz의 최대 속도로 동작한다는 것을 의미한다.

LED 드라이버 IC를 재설계하거나 커스텀 IC를 개발할 필요없이 이러한 한계를 극복하기 위해, 마이크로컨트롤러 프로그램은 카운트를 위해 12-비트보다는 10-비트 클럭을 생성하기 위해 변경될 수 있다. PWM 제어 및 디밍을 수행하는 카운터는 12-비트의 해상도로, 즉 듀티팩터 및 시간의 4096 증분으로 동작하도록 설계되기 때문에, f_θ = 1024/T_sync인 10-비트 클럭으로 12-비트 카운터를 구동하는 것이 명확하지 않다. 본 발명에서 전술한 바와 같이, 포토테라피 애플리케이션에서, 정밀한 휘도 제어가 아니라 주파수 합성이 핵심 파라미터이다. Sync 펄스는 전체 카운트를 짧게 절단하기 때문에, 이 정밀도의 휘도 제어는 어쨌든 사용되지 않는다. 그러한 경우에, Sync 펄스의 1024배의 클럭 속도에서의 동작은 파형 합성의 범위를 더 높은 주파수로 확장시킨다.

예를 들어, 12-비트 정밀도의 동기 모드 동작을 사용하는 2MHz 클럭은 최대 480 Hz까지 디지털(펄스) 파형을 합성할 수 있는 것으로 전술하였다. 동일한 제어 방식에서 10-비트 정밀도를 사용하는 것은, 480 Hz부터 1.92 KHz까지 4X로 최대 합성 주파수를 증가시키며, 이는, 음표 D2(및 초과)에 동등한 주파수들을 합성하기에 충분하다. 그러나, 사인파 합성을 위한 주파수 요구가 더 절박하며, 본 발명의 범위를 벗어나는 것이다.

또 다른 방법은, 가능한 최대 속도에서 Clk θ를 실행하고 Clk θ에 독립적으로 Sync 펄스를 발생시키는 것이며, 다만 Sync 펄스는 AND 게이트, 원샷(one shot) 단안정 멀티바이브레이터 또는 단순 PPL(phase locked loop)를 사용하여 그 다음 이용 가능한 Clk θ 펄스의 상승 에지에서 발생하도록 강제되어야 한다. 동기 및 클럭 θ 신호들의 동기화된 버전들은 그 다음, 2개의 클럭 신호가 고정된 비율로 동작하는 전술한 경우들에서와 달리, 본 실시예에서는 그렇지 않는다는 것을 제외하고, 각각 클럭 라인(223a, 223b)의 LED 드라이버 IC에 방송된다.

훨씬 더 높은 합성된 주파수의 구형파 펄스가 요구되는 경우, 고속 클럭 회로소자가 이용될 수 있거나, 또는 대안으로 래칭(동기) 동작이 비-래칭(비동기) 동작으로 대체될 수 있다.

비동기 동작은, 카운터의 카운트가 데이터 레지스터들이 SPI 버스에 의해 로딩될 때마다 재설정되어야 하는 것을 제외하고는, 래칭 모드와 유사하다. 데이터 업데이트의 주파수 제한없이, 도 12의 시스템에 의해 알고리즘에 따라 합성될 수 있는 최대 주파수는 도 15c에 도시된 바와 같이, 클럭 Clk θ의 속도의 절반에 해당하는 주파수를 갖는 파형(247)에 실질적으로 한정된다. 예를 들어, 클럭(180)이 f_θ = 1/T_θ의 주파수에서 동작하는 경우, 합성 주파수의 제한은 아래와 같이 제한된다.

f_synth ≤ 0.5f_θ = l/2T_θ

예를 들어, 2 MHz는, 파형(247)에 나타낸 바와 같이, λ₂ 파장을 갖는 LED의 어레이로부터 λ₁ 파장을 갖는 LED의 어레이로 시간 t₁에 중단없이 스위칭하는, 1 MHz의 합성된 펄스 주파스를 생성할 수 있다. 이러한 급격한 변화는 10 MHz 또는 0.1 μsec의 클럭 속도로 데이터 전송할 수 있는 SPI 버스의 높은 대역폭 용량에 의해 가능하다. 2 MHz 클럭의 클럭 주기는 SPI 버스보다 5배 느린 T_θ = 0.5 MHz이다. 이상적으로, 그렇게 높은 속도에서의 동작을 위해, 카운터들은 "설정하고 잊도록(set and forget)"로 재설계될 수 있으며, 이는 일단 조건이 카운터에 기록되면, 각 클럭 사이클이 완료된 후 재설정 및 재시작을 계속하는 것을 의미한다. 하지만 임의의 합성된 주파수가 클럭 주파수에 접근할 때, 단지 50%만이 어느 정도 일관성을 갖는 것이 가능하다.

현재, 수 킬로헤르츠 이상으로 광여기 주파수를 합성하는 알려진 이유가 없다는 것에 주목하여야 한다. 그럼에도, 파형(180)은 전술한 하드웨어를 사용한 주파수 합성의 범위의 상한을 나타낸다. 그러나, 최대 클럭 속도에서의 전력 소모는 상당할 수 있다. 정상 동작에서, 낮은 주파수의 합성은 그렇게 빠른 클럭을 지속적으로 필요로 하지 않는다. 도 15d의 파형(251)에서 시간 t₁에 나타낸 바와 같이 요구될 때에만 클럭을 높은 주파수로 스위칭하면 성능이 필요한 경우를 제외하고는 전력을 절약한다. 고주파 파형을 합성해야 하고, 정상 환경들에서는 Clk θ에 대해 더 느린 클럭 속도가 채용되어야 할 때마다 Clk θ의 동일한 동적 주파수 스위칭이 사용될 수 있다.

이러한 방법들은 가능한 가장 높은 주파수까지 포토테라피 장치의 동작을 확장하는데 중요하지만, 순전히 하드웨어 구현을 사용하여 매우 낮은 주파수들을 합성하는 것은, 큰 실리콘 영역을 소비하는 높은 수의 비트를 갖는 카운터들을 필요로 하는 것과 같은 유사한 문제점을 가질 수 있다.

LED 드라이버 IC 자체의 실질적인 제한은 카운터 크기에 의해 설정된다. 12-비트 카운터는 Tcntr = 4096·Τ_θ의 최대 듀레이션을 갖는다. 클럭 주기 T_θ = 107 μsec인 이전의 경우에 있어서, 최대 듀레이션은 f_synth ≤ 2.28 Hz보다 낮은 주파수 n을 갖는 합성 파형에 대응하는 438 msec이다. 도 15e에 도시된 바와 같이, 이러한 접근은 카운터를 그 전체 카운트로 실행하는 것을 수반한다. 이와 같이, T_sync 주기는 최대 클럭 카운트와 동일하게 설정된다. 마이크로컨트롤러를 사용하는 것에 의해 카운터를 여러 차례 재기록 및 재트리거링함으로써 임의의 낮은 주파수를 생산할 수 있다. 도 15f에 도시된 실시예에 있어서, Sync 펄스(253)와 함께 클럭(254)은 카운터를 3회 트리거링 하여 1.5T = 657 msec의 온-시간, 1,314 msec 기간, 및 대응 디지털 펄스 주파수 0.76 Hz를 갖는 낮은 주파수 파형(256)을 얻는다. LED 드라이버 IC 내의 하드웨어 카운터들을 마이크로컨트롤러의 펌웨어 또는 소프트웨어 제어와 조합함으로써, LED 드라이버 IC 내에 사용된 카운터들의 전체 카운트에 의해 생성된 것보다 더 낮은 주파수들에서도 임의의 낮은 또는 매우 낮은 파장 주파수가 생성될 수 있다.

결론적으로, 원래 TV 백라이팅에 독점적으로 의도된 마이크로컨트롤러와 조합된 LED 드라이버 IC를 사용하는 LED 포토테라피에 대한 파형 합성은, 광여기에 필요한 가변 주파수 및 패턴을 합성하는 유연한 수단 및 복수 파장 LED들의 시퀀싱을 제공한다. 듀티팩터는 변하고 V_sync 주기는 일정하게 유지되는 HDTV에서와는 다르게, 본 발명의 포토테라피 장치에 있어서, 마이크로컨트롤러(209)에 의해 생성된 LED 온-시간 t_on, Sync 펄스의 주기 T_sync 및 클럭 θ의 주파수는, 동적으로 변할 수 있으며 지속적으로 또는 새로운 Sync 펄스가 발생할 때마다 클럭 속도를 변경한다. 가변의 시간 베이스 및 시변하는 Sync 펄스로 LED 구동 시스템을 구현하는 것은 국제 비디오 방송 표준을 준수하고 정부의 통신 규정을 준수하는 HDTV에서 고정 속도 V_sync 펄스 속도의 사용을 의무화하는 것과는 완전히 반대이다. 따라서, 포토테라피은 (컴퓨터 코어와 유사한) 동적 클럭 방법들을 채택할 수 있지만, 비디오 시스템들은 채택할 수 없다.

프로그래머블 휘도 제어

HDTV에서의 백라이트와 유사하게, 포토테라피 LED 패드의 LED들은 유사하게 휘도 제어를 필요로 한다. TV 백라이팅 시스템들은 TV의 수직 동기 신호로부터 나오는 고정 주파수를 이용하여 듀티팩터 기반 PWM 휘도 제어를 수행하고, 정밀 디밍 및 위상 지연 제어를 위해 전체 12-비트 카운터를 이용하는 반면, 포토테라피에서의 LED 구동은 고정 주파수 디밍에 기초하는 것이 아니라 그 대신에 프로그래머블 주파수 및 디밍 제어 모두를 갖는 파형을 합성하여야 한다.

TV 백라이팅에서와는 다르게, 듀티팩터는 4096의 전체 카운트로 나눈 개개의 채널의 t_on 레지스터에 상주하는 클럭 펄스의 값이 아니라, 그 대신에 각각의 합성된 주파수에 대해 계산되어야 한다. 이 작업은 SPI 버스(213)를 통해 LED 드라이버 IC(207)에 인터페이스된 마이크로컨트롤러(209) 내에서 알고리즘으로 수행된다. 이러한 계산을 위한 알고리즘은 본 명세서에서 후술한다.

도 17a는 고정 주파수 PWM 디밍의 실시예들을 나타낸다. 도시된 실시예들에 있어서, 클럭 주기는 nT_θ의 고정값(편의상 n = 8로 나타냄)이지만, 실제로, 마이크로컨트롤러(209)에서 구현된 카운트 "n"은 훨씬 더 클 수 있다. 파형(281)에 있어서, 파장 λ를 갖는 LED들의 어레이는 8개 클럭 펄스 중 6개 클럭 펄스에서 조명되며 D = 6/8 = 75%의 대응하는 PWM 제어된 휘도 및 합성된 듀티팩터를 가진다. 합성 파형 주파수 f_synth = 1/nT_θ는 이전 섹션에서 기술한 기술들을 사용하여 소정 값으로 프로그램되었다. 시간 t₁에서, 마이크로프로세서는 t_on의 값을 8개에서 2개 펄스로 변경하며 그 결과 합성 듀티팩터 D = 2/8 = 25%로 변경된다.

파형(282)의 실시예에 있어서, 시간 t₁에서, 듀티팩터 제어 PWM 휘도 및 LED 파장 모두가 변경된다. 파장 λ₂를 갖는 LED들의 어레이는, 전환하기 전에, 4개 펄스의 온-시간이 조명되어 D = 4/8 = 50%의 듀티팩터 및 PWM 휘도가 얻어진다. 시간 t₁ 후에, LED 어레이는 파장 λ₃와 D = 6/8 = 75%의 PWM 제어된 휘도를 가진 LED로 변경되었다.

도 17b의 파형(285)에 있어서, PWM 휘도, 합성 주파수 및 LED 파장들은 모두 변경된다. 시간 t₁ 전에, 파장 λ₂를 갖는 LED들의 어레이는 온-시간 t_on(예시에서는 t_on = 6개 펄스들) 및 듀티팩터 D = 6/8 = 75%에 대응하는 합성 주기 T_synth1 = nT_θ(예시에서는 n = 8개 펄스들)로 조명된다. 시간 t₁에서, 파장 λ₂를 갖는 LED들의 동일한 어레이는 50%의 듀티팩터에 대응하는 t_on = 4개 펄스들로 변경된다. 시간 t₂에서, 파장 λ₂를 갖는 LED들의 어레이는 중지되고, 파장 λ₃을 갖는 LED들의 어레이가 새로운 온-시간 t_on(예시에서는 t_on = 1개 펄스) 및 새로운 주기 T_synth2 = mT_θ(예시에서는 n = 4개 펄스들)로 켜진다. 그 결과, 새로운 합성 주파수는 이전의 주파수의 2배가 된다, 즉 f_synth2 = 2f_synth1 및 D = 25%이다.

전술한 바와 같이, LED의 어레이의 PWM 휘도 레벨을 설정하는 듀티팩터 제어는 임의의 주어진 합성 주파수 f_synth 및 대응 주기 T_synth에 대해 온-시간 t_on을 조정하는 것에 의해 달성되며, 이러한 관계는 하기와 같다.

D = t_on / T_synth = t_on· f_synth

실제로, 하나의 고정 주파수 파형은 확장된 듀레이션 Δt 동안 전형적으로 수 분에서 수십 분까지 합성된다.

다른 실시예에 있어서, 합성 주기 T_synth = t_on + t_off는 각각의 및 모든 펄스에 대해 변화한다. 그 결과, 지속적으로 변화하는 주파수 스펙트럼이 얻어진다. 이러한 가변 주파수 동작에 대한 알고리즘의 예들은 일정한 온-시간 가변 주파수 동작, 일정한 오프-시간 가변 주파수 동작, 일정한 듀티팩터 가변 주파수 동작, 및 스웹트(swept) 주파수 동작을 포함한다.

도 17c에 나타난 일정한 온-시간 가변 주파수 합성의 경우, 원하는 주파수 스펙트럼은, 고정된 일정한 온-시간 t_on, 및 지속적으로 변하는 오프-시간 t_off, 듀티팩터 D, 주기 T_synth 및 하기의 식에 의해 주어진 상응하는 주파수 f_synth를 갖는 마이크로컨트롤러 제어하에서 생성되며:

T_synth = 1/f_synth = t_on(일정) + t_off(가변)

상기 t_on(일정)은 고정 인터벌(예를 들어, 도시된 바와 같이 듀레이션 t_on(일정) = 2개 펄스를 가짐)로 설정되고, t_off(가변)값은 지속적으로 변경된다. t_off(가변)가 변함에 따라서, T_synth와 듀티팩터 D = t_on/(t_on＋t_off)도 역시 변한다. 1 내지 7 클럭 인터벌의 범위에 이르는 오프 주기를 갖는 일련의 펄스들이 도시되어 있으며, 이로 인해 얻어지는 등가의 합성 주파수 및 듀티팩터가 표 2에 요약된다. 예시의 목적으로, 합성 주파수 f_synth는 또한 주파수 Clk θ에 따라 달라지며, 고정 주파수 값 9,346Hz(클럭 주기 T_θ=107μs에 상응함) 및 935 Hz(클럭 주기 T_θ=1070μs에 상응함)에 대해 예시된다.

도시한 바와 같이, 6번째 펄스는 100% 듀티팩터(즉 t_off=0)를 위해 프로그램되었다. 제로(0) 오프-시간 펄스를 달성하는 능력은 LED 드라이버 IC 및 동작 주파수에 따라 달라진다. 일부 경우에, LED는 전체 주기 T_synth 동안 온으로 유지되나, 그 이후 꺼질 수 있다. 전류원을 끄고 다시 켜는데 필요한 유한의 전이 시간으로 인해, 클럭 주기 T_θ와 관계없는 작은 오프 인터벌 또는 "글리치(glitch)"(288)가 생성될 수 있다. 이 글리치의 영향은 이후 펄스의 온-시간을 약간 줄이며, 이는 7번째 펄스의 듀티팩터가 표에 나타난 50%보다 약간 감소할 것을 의미한다. 그러나, 만약 글리치가 발생하지 않는 경우, 6번째 펄스는 7번째 펄스의 온 부분과 병합될 것이고, 이로 인하여 2-펄스 오프-시간으로서 4-펄스 온-시간이 생성된다. 6번째와 7번째 펄스의 하이브리드 혼합은 듀티팩터 D = 4/6 = 66%를 갖는 6-클럭 펄스 주기를 생성한다.

일정 오프-시간 LED 드라이브 알고리즘은 t_on 및 t_off의 데이터가 스위칭되는 것을 제외하고는 상기 표에 나타난 것과 유사하다. LED 드라이브에서, 일정한 온-시간 및 일정한 오프-시간 가변 주파수 LED 구동 알고리즘의 결과는, 합성된 광여기 주파수 f_synth 및 LED 어레이의 PWM 휘도가 고정 비율에 비례한다는 사실이다. 일정한 듀티팩터 가변 주파수 구동에서, 온-시간은 주파수는 변하지만 휘도는 변하지 않도록 일정한 듀티팩터를 유지하기 위해, 주파수에 비례한다. 일반적으로 일정한 휘도는 계속적으로 휘도를 변경시키는 것보다 LED 구동에서 더욱 유용하다.

또 하나의 가능한 가변 주파수 알고리즘은 스웹트(swept) 주파수 동작이며, 이 동작에서는 주파수가 동작 중에 단조롭게 증가하거나 감소한다. 예를 들면, 수 분에서 수십 분의 인터벌 동안 10 KHz에서 시작하여 10 Hz로 서서히 떨어지거나, 또는 대안으로 수 분에서 수십 분 인터벌 동안 5 Hz에서 시작하여 5 Khz 까지 서서히 상승한다. 또한 휘도를 일정하게 유지하는 것이(고정 듀티팩터 및 PWM 휘도를 유지하기 위해 온-시간을 유지하는 것)이 일반적으로 LED 휘도를 변경하는 것보다 더 낮다.

끝으로, PWM 휘도 및 듀티팩터 제어를 사용하는 LED 전류를 사용하여 상이한 파장의 LED를 블렌딩하고 그것들의 상대적 휘도에 의해 그것들의 혼합, 즉 "블렌딩"을 제어할 수 있다. 예를 들어, 도 18에서, 파장 λ₂을 갖는 LED 어레이는 파장 λ₁을 갖는 LED 어레이의 PWM-제어된 휘도의 28%로 조명된다. 동시에 발광하는 파형(289)의 예에서, 파장 λ₁를 갖는 LED 어레이는 50%의 PWM 듀티팩터로 구동되나, 파장 λ₂를 갖는 LED의 어레이는 14%의 PWM 휘도, 즉 동시에 발광하는 LED의 휘도 28%에서 구동된다. 시간 t₁ 이후, 파장 λ₁를 갖는 LED 어레이는 70%의 PWM 듀티팩터로 구동되나, 파장 λ₂를 갖는 LED의 어레이는 20%의 PWM 휘도에서 구동된다. 전체 LED 휘도는 변경되었음에도 불구하고, 파장 λ₁ LED의 휘도에 대한 파장 λ₂ LED의 휘도의 비율은 28%를 유지한다.

LED 전류 제어

LED 전류 제어를 사용하여 LED 휘도를 제어할 수 있지만, LED의 양자 효율(quantum efficiency)은 전류에 따라 가변되어, 고 전류일수록 소비된 전력당 열 생성이 많고 광자(photon)생성이 적어진다. 상기 이유 및 안전상의 이유로, LED의 전류는 LED 구조에 따라서 일반적으로 적당한 수준, 예컨대 각각 20mA 내지 30mA로 바이어스되어야 한다. 더욱 적당한 전류에서 구동되는 LED를 사용해야 하는 다른 이유는, 고-전류 및 고-휘도 LED가 시장에서 더 고가이며, 이를 제조하는 공급업자들도 거의 없기 때문이다. 포토테라피 분야에서, 고휘도 광을 작은 영역에 집중시키는 것은, 저 휘도 수준을 갖는 고밀도의 LED를 사용하는 것보다, 넓은 영역, 예컨대 LED 패드 전체에 걸쳐 균일한 빛의 세기를 얻는 것을 더욱 어렵게 한다.

동적 휘도 제어가 LED 전류의 제어보다는 PWM 디밍(dimming)에 의해 이루어지기는 하지만, LED 전류는 LED 패드 전체에서 양호한 휘도 균일성을 얻는데 중요한 것으로 남아있다. (도 19의 인셋(inset)(300)에 하나의 채널이 예시된) 도 12에서, 각 채널은 상응하는 전류 싱크 MOSFET(216a 내지 216n) 및 LED 줄(205a 내지 205n)를 제어하는 정밀 게이트 바이어스 및 컨트롤 회로(215a 내지 215n)를 포함한다. 각 MOSFET를 통과하는 전류는 정밀 게이트 바이어스 회로에 의해 모니터링하여, 기준전류 αI_ref와 비교된다. 기준전류와 측정된 LED 전류의 비율 등가 사이의 어떠한 오차에서도 두 전류가 매치될 때까지 게이트 바이어스 전압을 더 높거나 더 낮게 동적으로 제어하게 된다. LED 전류는 정확도를 위해 저전압 전류 싱크 또는 연산 증폭기를 사용하여 미러링되고 트리밍되기 때문에, 실제 기준전류는 LED 전류들(I_LEDa 내지 I_LEDn)의 일부분만을 포함할 필요가 있으나, 간략성을 위해 기준전류를 마치 동일한 크기를 가진 것처럼 즉, I_LED(max) = I_ref인 경우로 취급할 것이다.

LED 드라이버 IC(207)의 각 채널의 이러한 최대 LED 전류는 I_ref에 의해 설정되며, 대부분의 경우 각각의 다중채널 LED 드라이버 IC에 대해서는 단일의 외부 정밀 저항기 R_set 및 공통의 정밀 기준전압 V_ref에 의해 단 한번만 설정된다. 우수한 채널-대-채널의 매칭을 보장하기 위해, 정밀 전압 V_ref은 모든 채널 (및 바람직하게는 모든 LED 드라이버 IC)에 의해 공유된다. 최대 LED 전류는 디지털 승수 α= 100% (SPI 버스를 통해 디지털 데이터 레지스터 I_LED에 의해 설정됨)인 경우의 레지스터 값으로 설정되며, 하기의 식으로 주어진다:

I_LED(max) = αI_ref

상기 식에서, I_ref= k[V_ref/R_set]

안전성을 위해, 이 값은 국제 및 정부 차원의 건강 및 안전 기준에 맞는 최대 휘도를 위한 I_LED(최대) 전류값으로 설정될 수 있다. 최대값은 I_LED 레지스터(301)가 α=100%인 경우의 값으로 설정될 때마다 발생한다. I_LED 데이터 레지스터(301)에 로딩된 디지털 레지스터-코드와 D/A 컨버터(302)로부터의 아날로그값 αI_ref 출력 사이의 관계는, 도 19의 그래프에 도시되어 있다. D/A 컨버터(302)가 8-비트 D/A컨버터 회로를 포함한다고 가정하면, 채널 전류 αI_ref는, 0 mA (비작동)부터 100%ㆍI_ref까지 0.39% 단계의 256개 수준으로 제어될 수 있다.

디지털 프로그래밍에서, 8-비트 또는 1-바이트 워드는 2개의 16진법(hexadecimal) 문자로 나타낼 수 있으며, 이는 제 1 단계(305)를 나타내는 16진법 코드 00이 αI_ref = 0을 갖는 반면, 255번째 단계(306)를 나타내는 16진법 코드 FF는 αI_ref = 100%I_ref 값을 갖는 범위이다. 하기의 식은 16진수를 이의 동일한 십진수로 변환시킨다:

십진수 = (Hex₁ㆍ16 + Hex₀)

16진수 FF를 이의 십진수로 변환하기 위해서는, (F는 15와 같음) (15ㆍ16)+15 = 255 또는 100%로 주어진다. 수학적 전달함수가 제시될수도 있지만, 간략성을 위해 하기의 선형 관계식, I_LEDn = [(Hex₁ㆍ16 + Hex₀)/255]ㆍI_ref을 가정한다:

상기에서 16진수 80에 대한 코드 또는 십진수(8ㆍ15 + 0 = 128)는 (128/255)ㆍI_ref 값이나 또는 피크 전류의 대략 50%를 나타낸다.

의도적으로, 대부분의 전류 단계 증분은 명확성을 위해 도 19의 그래프로부터 숨겨져 있다(이것들은 갭(307)에 위치함). 도시된 전류 단계 증분에 대해서, 각 단계는 일정한 값의 전류(303) 및 LED로부터의 광파 출력(304)의 아날로그 표현(도 10c에서 이전에 설명한 복합 신호 표현과 유사함)을 포함한다. 전류가 증가함에 따라, 광 출력을 나타내는 사인파의 크기가 진폭이 증가한다는 것을 주목하라.

본 발명의 다른 실시예에서, 마이크로컨트롤러(209) 내의 프로그래머블 레지스터는, A/D 컨버터(302)에 의해 설정된 전류 αI_ref을, 로그인 특권이나 또는 보안 코드에 의한 허용된 I_LED 레지스터 코드의 제한에 의해, 프로그램된 최대값으로 제한한다. 본 명세서에 기재된 포토테라피 장치에서, 사용자 로그인 또는 제조 또는 셋업 동안 설정된 보안 코드는, 기계의 고전력 작동 모드를 숙련된 의사 또는 승인된 기술자에 제한 한다. 예를 들어, 임상 의사들은 기계를 최대 50%의 최대 휘도 또는 Hex 80로 작동하도록 제한될 수 있지만, 개업 의사들은 기계를 최대 16진수 E4의 I_LED 레지스터 코드 또는 (14ㆍ16+4)/255 = 89%까지 작동하도록 승인될 수 있다.

이것은, 의사들은 장치를 최대 휘도의 89%로 세팅하여 작동가능하지만, 다른 사용자들은 최대 휘도의 50%로 제한된다는 것을 의미한다. 최악의 경우, 기계가 오작동하면, 제조시 회로에 영구적으로 납땜된 저항기의 값에 의해 설정된 최대 가능 휘도는 여전히 규제기관로부터 "안전"하다고 정의된 수준에 제한된다.

보안 및 안정 특성을 부여하는 것과는 별개로, 프로그래머블 I_LED 레지스터(301)의 다른 이점은 LED 휘도의 불균일성을 보충하는 것이다. LED에서의 일관성 없는 휘도는 상이한 제조자의 장치를 동일한 포토테라피 장치에 혼합하거나, 상이한 파장을 갖는 LED 줄들을 동시에 구동시킴으로써 제조상의 변형으로부터, LED 내의 결정결함으로부터 기인한다. 도 20은 α의 대응하는 퍼센트 값에 의해, 및 I_LED 데이터 레지스터에서의 디지털 16진 코드로 표현된, LED의 광학적 출력 전력 대 전류를 도시하였다.

I_LED 데이터 레지스터에서 16진 코드 80(십진 코드로 128에 해당)에 의해 프로그램되었을 경우 0.5ㆍI_ref의 명목상 전류로 동작하는 세 개의 LED(310, 311, 및 312)는 도시된 바와 같이, 3개의 광 출력 전력 P₂, P₁ 및 P₃를 각각 나타낸다. 이들 변화는 LED 제조시의 자연스런 확률적 가변성의 결과로, 또는 LED 줄이 상이한 파장들 λ을 갖는 일련의 LED를 나타내기 때문에 발생할 수 있다. LED가 상이한 파장을 갖는 경우, 채널 드라이버의 CSFB 회로는 LED의 순방향 전압 상의 변화를 보충한다. 따라서 휘도의 차이는 순방향 전압과 관련이 없으며, 단순히 LED 휘도의 전류 의존성에 관련된다.

메커니즘에 관계없이, LED 어레이가 LED 패드의 표면 전체에 걸친 균일한 전력 출력(P₁)를 나타내도록 의도되는 경우, LED(310 및 312)는 LED(311)와 동일한 광 전력 출력을 얻기 위해서 상이한 전류 조건하에서 구동되어야 한다. 온-시간 및 클럭 주기를 채택하여, LED의 PWM 제어된 휘도 D 및 합성된 주파수 f_synth를 알고리즘에 따라 결정하는 경우, 불일치하는 LED 휘도를 보충하기 위해 PWM 제어 함수를 복잡하게 하지 않는 것이 바람직하다. 그 대신에, 그 불일치는 제조 동안 I_LED 세팅을 한번 사용하여 보충될 수 있고, 이후 무시될 수 있다. 예를 들어 LED(310)가 16진수 80에서 16진수 84(십진수 132)로 명목 값이 변화된 전류를 갖는 경우, LED의 전류는 0.52ㆍI_ref로 증가하며, 그 결과 LED 광 출력은 원하는 대로 P₂에서 P₁으로 증가한다. 유사하게, LED(312)의 전류를 16진수 80에서 16진수 7E(십진수 126)의 명목 값으로 변화시키는 경우, LED의 전류는 0.49ㆍI_ref로 감소하고, 그 결과로 LED 광 출력은 원하는 대로 P₃에서 P₁로 감소한다.

마이크로컨트롤러(209) 내의 비휘발성 메모리에 LED(310, 311, 및 312)에 대한I_LED의 십육진수 값을 영구적으로 저장하고, LED 전류 설정(각각, 16진수 84, 80, 및 7E)를 SP 버스를 통해 방송하고, 도 21의 I_LED 데이터 레지스터(301d 내지 301h)에 의해 도시된 바와 같이 시작 시 그것들을 채널 드라이버(207a 내지 207n) 내부의 대응하는 I_LED 레지스터로 로딩함으로써, 상이한 LED들이 제조상의 차이점에도 불구하고 동일한 휘도로 바이어스될수 있다. 마이크로컨트롤러에 저장된 I_LED 값들은, 이후 LED 휘도를 위한 일종의 보상 또는 정정 표로서 역할을 한다.

위상 지연(Phase Delay)

상기에서 나타난 바와 같이, 마이크로컨트롤러(209)와 LED 드라이버 IC(207)를조합하는 파형 합성은, 가변 파장 LED들의 어레이를 유연한 시퀀스로, 사용자 정의된 광여기 주파수(f_synth)로 및 다양한 수준의 PWM 휘도로 구동할 수 있다. 이는 또한, 위상 지연 φ이 파형 합성 공정에서 사용될 수 있는 반면, t_on를 Clk θ 및 Sync 신호와 함께 적절히 사용하는 것은, 이러한 작업을 위해 위상 지연 φ를 사용하지 않고도 포토테라피 장치에 필요한 모든 원하는 파형을 생성할 수 있다는 것을 보여준다. 따라서, 위상 지연 φ는 다른 중요한 특성을 실시하는데 여전히 유용하다.

상기의 주목할만한 특징들은 도 22의 그래프에 도시되어 있으며, 도면에는 LED 드라이버(인셋(320)에서의 다중채널 LED 드라이버 예를 참고하라)의 다중 채널들에 의한 전류 요구량이 시스템의 시작 동안 시간경과에 따라 도시되어 있다. 그래프(324)에서, 채널 지연이 없는 포토테라피 장치는 시간 t_a에서 시작하며, 이 장치는 (다른 파장 LED는 오프 상태로 유지되는 동안) 모두 동시에 켜져서 통전하는 특정 파장의 LED 어레이를 포함한다. 그 결과 시스템의 통상의 정상 전류 소비량(322)의 두 배 또는 세 배가 넘는 피크 전류에 도달할 수 있는 전류 스파이크(323)가 발생한다.

한번에 모든 채널을 켜지는 대신에 LED 어레이가 프로그램 가능한 위상 지연을 가지고 켜지는 경우, 채널은 순서대로 통전을 개시하여, 한번에 모두 통전하려고 하지 않아 턴온 전류 스파이크를 크게 감소시킨다. 예를 들어, 시간 t_a에 위상 지연 없이(즉, 위상 지연 φ = 000 hex인 경우) 하나의 LED 줄을 턴온함으로써, 쇄도전류는 300mA의 피크 전류를 갖는 그래프(323)에서 40mA의 피크 쇄도전류를 갖는 그래프(320)로 변화되어, 7배 이상쇄도 전류를 개선시킨다.

쇄도 이후 전류는 하나의 LED 줄의 정상 상태 통전을 나타내는 전류(321)로 안정화되며, 8개 펄스 후 시간 t_d에서 위상 지연 φ=008 hex를 갖는 제2 LED의 줄이 턴온되며, 뒤이어 위상 지연 φ = 010 hex를 갖는 제2의 줄이 시간 t_g에서 8개의 또 다른 펄스 이후 턴온되며, 그 후 연속해서 제4, 제5 및 제6의 줄들이 위상지연 φ = 018 hex, 020 hex, 및 028 hex를 가지고, 각각 시간 t_l, t_m, 및 t_p에서 각각 8개 펄스 증분 후에 턴온된다. 그 결과로, 피크 전류는 정상 상태 LED 전류(322) 또는 120mA를 단지 약간 초과한다. 그 결과로, 쇄도 전류는 턴온 동안 위상 지연 특성이 없이 통전되는 스파이크 전류(323)의 절반 이하로 유지된다.

마이크로컨트롤러 및 파형 합성 알고리즘

도 23a는 본 발명의 방법 및 장치의 예시적인 포토테라피 파형 합성 알고리즘을 나타낸다. 이 알고리즘은 특정한 시퀀스 또는 치료를 제안하는 것이 아니라, 오히려 상기에서 정의한 많은 작동 요소 및 제어 변수를 결합하는 것을 예시하기 위해 의도되었다.

실시예에서, 단지 몇 개의 변수, 특히 기준전류 I_ref, Sync 펄스의 주기 T_sync, 및 다양한 채널 타이머에서 카운트하기 위해 사용되는 클럭 신호 Clk θ의 주파수 f_θ만이 전체 시스템에 걸쳐 공통으로 유지된다. 이 변수들은 전역변수로서 상이한 동작에 대해서 공유되고 공통되지만, 동적이고 시간의 경과에 따라 변할 수 있다. 도시된 바와 같이, T_sync는 이전에 임의의 가변 주파수 파형 합성 동안 계속 변하며, 일부 경우에는 클럭 주파수 f_θ도 그러하다.

모든 다른 변수는 각각의 동작에 대해 구체적으로 정의되며, 즉 PWM 휘도 제어 듀티팩터 D, 합성된 파형의 주파수 f_synth, 턴온 동안 각 통전 채널의 위상 지연 φ, 및 채널 전류 α_aI_ref가 있다. 변수 D 및 f_synth은 그 자체는 실제로 제어 변수는 아니지만, 특정 채널 또는 LED의 어레이에 대한 t_on과 전역 변수 T_sync 및 가능하게는 f_θ의 합성된 결과 결합된 제어가 된다.

포토테라피 파형 합성 알고리즘(330)의 예에서, 동작(171a)은 듀레이션 Δt_a 동안 대역 λ₂±Δλ₂의 파장을 갖는 LED(120)에서 전류 αI_ref를 전도하는 PWM 휘도 D_a를 갖는 합성된 주파수 f_syntha의 생성을 포함한다. 동작(171a) 이후 즉시 동작(171b)이 뒤따르며, 동작(171b)은 파장 λ₂±Δλ₂의 동일 대역을 갖는 LED(120)에서 전류 α_bI_ref를 전도하는 PWM 휘도 D_b를 갖는 듀레이션 Δt_b 동안 합성된 주파수 f_synthb를 포함한다. 동작(171b)에서 합성된 파형은, 듀레이션 Δt_g 동안 PWM 휘도 D_b를 갖고 전류 α_bI_ref로 바이어스되는 파장 λ₁±Δλ₁의 LED (110)과 함께 블렌딩된다.

그 이후, 동작(171c)은 듀레이션 Δt_c 동안 λ₃±Δλ₃의 대역에서 파장을 갖는 LED에서 전류 α_xI_ref를 전도하는 PWM 휘도 D_a를 갖는 합성된 주파수 f_synthc의 생성을 포함한다. 대안으로 흐름(173)에서, 동작(171c)이 완전히 생략되거나 또는 흐름(172)에서 스펙트럼 대역 λ₃±δλ₃을 갖는 레이저광(135)이 듀레이션 Δt_f 동안 PWM 휘도 D_f, 위상 지연 φ_f을 가지고, 및 전류 α_fI_ref에 바이어스되어 조명된다. 그 이후 동작(171d)은 LED나 레이저가 조명되지 않는 지연 시간 Δt_d를 포함하며, 이어 듀레이션 Δt_e 동안 λ₁±Δλ₁의 대역에서 파장을 갖는 LED에서 전류 α_eI_ref를 전도하는 PWM 휘도 D_e를 갖는 합성된 주파수 f_synthe의 발생을 포함하는 동작(171e)이 뒤따른다. 대안으로 (도시되지 않음), 동일 파장 LED(110)들의 별도 어레이가 동작(171e)에서의 LED와 "하모나이징"될 수 있으며 상이한 합성 주파수 f_synthg 및 바람직하게는 합성 주파수 f_synthe의 균등한 하모닉(even harmonic)을 갖는 것을 제외하고는 동일한 구동 조건하에서 조명된다. 전체 공정은 이후 전체적으로 또는 부분적으로 원하는 대로 반복될 수 있다(흐름(174)).

포토테라피 파형 합성 알고리즘(330)의 결과는 도 23b의 타이밍도에 도시되어있으며, 다이아그램(251, 252 및 253)에서 파장 λ₁, λ₁, 및 λ₃의 LED 어레이의 조명, 변하는 파장들(253)의 합쳐진 출력 λ_out혼합의 조명, 변하는 LED 파장(254)의 총 전력 출력 P_λout을 포함하며, 모두는 공통 시간 기준으로서 클럭 Clk θ(180)에 기준한다. 간략함을 위해, 알고리즘(330)의 주요 시퀀스 (동작 171a, 171b, 171c, 171d, 171e, 및 171g)만의 LED 출력이 나타나있다.

인터벌 Δt_a 동안, 동작(171a)에서는 반복 주기 1/f_syntha 및 대략 D= 12/18 = 67%의 PWM 휘도를 갖는 파형이 생성된다. 인터벌은 단지 두 사이클의 합성 파형을 나타내지만, Δt_a는 듀레이션이 수 분 또는 수십 분이고, 반면 f_syntha는 듀레이션이 수 밀리초 또는 수십 밀리초로서, 동일 시간 스케일에서 정확하게 표현될 수 없다는 것을 이해해야 한다. 마찬가지로, 듀레이션 Δt_b, ?t_c, ?t_d, 및 Δt_e도 또한 그 듀레이션이 수 분에서 수십 분의 인터벌을 포함하며, 합성된 파형은 수십 배 더 빠른 주파수를 갖는 것을 이해해야 할 것이다.

도 23b에서 계속하여, 인터벌 Δt_b의 동작(171b)에서 반복주기 1/f_synthb 및 대략 D= 4/7 = 57%의 PWM 휘도를 갖는 파형이 생성된다. 인터벌 Δt_c 동작(171c)에서는 반복주기 1/f_synthc 및 대략 D= 6/12 = 50%의 PWM 휘도를 갖는 파형이 생성된다. 인터벌 Δt_e 동작(171e)에서는 반복주기 1/f_synthe 및 대략 D= 16/19 = 85%의 PWM 휘도를 갖는 파형이 생성된다. f_θ=935 Hz인 경우, T_θ=1.07 ms 및 f_syntha=1/[(1.07ms)ㆍ18] = 52Hz이다. 유사하게, f_synthb= 134Hz, f_synthc= 78Hz, f_synthe=49Hz이다. 대안으로 10배 더 빠른 클럭을 채택하는 경우, 즉 f_θ = 9,356 Hz인 경우, 모든 합성된 주파수는 마찬가지로 10배 더 높아질 것이다.

도 23b의 사인파는 LED의 광학적 출력을 나타내며, 또한 적외광 및 가시광의 주파수가 합성된 주파수보다 수십 배 더 높으므로, 시간 스케일에서 표현될 수 없다는 사실도 또한 반복되어야 할 것이다.

도 24는 포토테라피 시스템 및 장치에서의 마이크로컨트롤러 기능의 블록 다이아그램을 도시한다. 도시된 바와 같이, LED 구동 및 제어(206)는 키패드(211) 및 터치 스크린(212), SMPS(208), 및 임의의 수의 파장 λ을 가진 LED 또는 레이저 다이오드를 포함하는 다양한 LED 어레이(205a)를 구동하는 하나 이상의 LED 드라이버 IC(207)를 구비한 마이크로컨트롤러(209)를 포함한다.

마이크로컨트롤러(209)는 하드웨어, 메모리, 펌웨어 및 소프트웨어 인터페이스 및 제어요소를 포함하며, :

- 임의의 수의 광여기 알고리즘을 포함하는 비휘발성 메모리 및 데이터를 포함하는 패턴 라이브러리(210a),

- (고속 물리적 버스 및 SPI 데이터를 클럭동기(clocking)하기 위해 사용되는 10MHz SPI-버스 클럭 SCK를 포함하는) 하드웨어 및 펌웨어 기반 클럭동기 및 프로토콜 관리를 구비한 SP1 버스 인터페이스 물리적 인터페이스(210b),

- 각 파장의 LED에 대한 프리셋 및 재구성 가능한 LED 바이어스 및 구동 설정을함하는 데이터 및 메모리를 포함하는 LED 설정 레지스터(210c)(시퀀스 듀레이션 Δt, 합성된 주파수 f_synth, 듀티팩터 D에 의한 PWM 휘도 제어, 턴온 위상 지연 φ, 및 전류 승수 α₁을 포함),

- 다양한 장애상황에 대한 장애 탐지 및 복구 알고리즘을 포함하는 펌웨어 및 하드웨어를 포함하는 장애관리유닛(210d) (예컨대, 단락된 LED 탐지, 개방 LED 탐지, 및 초과 온도 탐지),

- 전역시스템 타이밍 클럭(Sync 및 Clk θ 포함)을 동적으로 생성하기 위한 하드웨어, 펌웨어 및 소프트웨어를 포함하는 클럭 및 타이밍 인터페이스(21Oe),

- 내부 데이터 버스, 데이터 스택, 프로그램 카운터, 포인터, 데이터 축적기, 레지스터, 알고리즘에 따라 파형을 생성하는 방법을 산술논리연산장치(arithmetic logic unit, ALU), 카운터, 쉬프트 레지스터, 및 마이크로컨트롤러(209)에게 지시하는데 필요한 펌웨어 및 소프트웨어를 포함하는 프로그램 명령 및 제어유닛(2lOf),

- 알고리즘에 따라 파형을 합성하고 LED 드라이버 IC(207)를 위한 제어신호를 생성하는데 사용되는 프로그램 소프트웨어 및 코어 ALU를 포함하는 소프트웨어 알고리즘 기반 파형 합성(2lOg) (주기 T_syncx를 갖는 Sync 펄스를 동적으로 변경시키고, 주기 T_θX를 갖는 카운터 Clk θ 펄스를 동적으로 변경시키고, 각각의 모든 LED 채널에 대해 LED 온-시간 t_onx를 동적으로 결정하고, 각각의 모든 LED 채널에 대해 턴온 동안 LED 위상 지연 φ_x을 동적으로 결정하고, 각각의 모든 LED 채널에 대해 디지털 레지스터 데이터 I_LEDX를 동적으로 설정하는 것을 포함),

- 키패드를 디코딩하고, LCD 디스플레이를 구동하고, 터치 스크린 지시사항을 번역하고, 사용자 선택사항을 (알고리즘을 선택하고 프리셋 동작 파라미터를 겹쳐쓰는데 사용되는) 프로그램 및 제어(210f)에 전달하고, 뿐만 아니라 사용자 식별을 수행하고 로그인 또는 사용된 ID 기반 보안 및 특권을 집행하기 위한 펌웨어 및 소프트웨어를 구비하는 물리적 인터페이스를 포함하는 사용자 인터페이스(21Oh),

- 센서 및 아날로그 생체피드백 정보에 접속하기 위한, 또는 아날로그 제어신호(예컨대, LED 드라이버 IC(207)에 의해 사용되는 V_ref)를 출력하기 위한, 데이터의 아날로그-디지털(A/D) 컨버터 및 디지털-아날로그로(D/A) 컨버터를 포함하는 하드웨어 및 펌웨어를 포함하는 아날로그 인터페이스(2lOi), 및

- 센서의 디지털 입력 및 다른 디지털 생체피드백 정보(외부장치 및 주변기기와 핸드쉐이킹하는 디지털 데이터 포함)에 접속하고, 및 대안으로 디지털 통신 버스, 예컨대 Ethernet, USB, IEEE1394, PC Express 카드, 및 Thunderbolt, 또는 무선 데이터 통신, 예컨대 블루투스, WiFi, 3G, 또는 4G/LTE에 인터페이싱 하기 위한 디지털 인터페이스(210j).

도시된 바와 같이, 마이크로컨트롤러(209)는 고속 디지털 버스 - 본 명세서에는 (고속 데이터 핸드쉐이킹이 SPI 시리얼 클럭 SCK에 의해 관리되는) SPI 버스(213)-를 통하여 LED 드라이버 IC(207)에 지시를 보낸다. 아날로그 인터페이스(210)는 또한 정밀 기준전류 I_ref를 생성하기 위해 각 LED 드라이버 IC(207) 내의 아날로그 제어 및 감지회로(219)에 의해 사용되는 정밀 기준전압 V_ref를 생성한다. 대안으로, V_ref는 별개의 요소를 사용하여 생성될 수 있다. 카운터 클럭 Clk θ 및 Sync 펄스 신호를 포함하는 클럭 라인(223a 및 223b)는, LED 드라이버 IC(207) 내의 카운터(221a 내지 221n)에 연결된다.

LED 드라이버 IC(207) 내부에서, 제어 및 인터페이스 회로(214)는 단일의 SPI 버스 인터페이스(214)를 드라이버 IC마다 하나씩, 그리고 디코더(227a 내지 227n)(채널 당 하나의 디코더)와 통신하는 내부 디지털 버스(222)를 포함한다. t_on, Φ, 및 I_LED 데이터 각각에 대한 디코딩된 데이터는 대응하는 레지스터(224a 내지 224n), (225a 내지 225n), 및 (226a 내지 226n)에 각각 전달된다. 다음 Sync 펄스에서, t_on 및 Φ 데이터는 카운터(227a 내지 227n)로 로딩되고, I_LED 데이터는 D/A 컨버터(128a 내지 128n)에 로딩되어, 정밀 게이트 바이어스 및 제어회로(215a 내지 215n)를 제어한다. 결과로서, MOSFET(216a 내지 216n) 및 LED 줄(205a 내지 205n)를 통해 흐르는 전류는 개별적으로 마이크로컨트롤러(209)에 의해 제어된다.

도 25는 단계(300 내지 304)를 포함하는, 기재된 포토테라피 장치의 마이크로컨트롤러(209)의 셋업 및 동작에 대한 플로우 차트를 도시한다. 제조(300) 동안, 시스템은 I_ref로 정의되는 최대 가능 LED 전류에 대해 구성되며, V_ref를 정밀값으로 트리밍하고 특정 모델 및 지리적 판매 지역 또는 국가에 대한 최대 허용 전류(즉, I_LED 레지스터가 FF로 설정되어 α = 100%인 경우)에 상응하는 R_set 값을 선택함으로써 설정된다. 명목값 동작 전류는 이후 I_LED 데이터 레지스터를 사용하여 더 낮은 수로 조정하고, 이 값을 디폴트 레지스터에 저장함으로써, 결정된다. 마찬가지로, 새로운 유닛의 초기화 동안, 디폴트 알고리즘은 패턴 라이브러리(210a)로 로딩되고, LED 바이어스 및 작동 조건을 위한 디폴트 값이 LED의 각 종류 및 파장에 대해 LED 설정 레지스터(210c)로 로딩된다. 초기화 동안, LED 채널의 개수 n 및 직렬 LED의 개수 m을 포함하는 상응하는 LED 패드 구성 역시 디폴트 레지스터로 로딩된다. 최종 전기 시험 동안, LED 패드는, 주어진 파장 LED의 모든 LED가 최대 휘도로 및 휘도의 최고 균일성을 얻기 위해 제어된 I_LED의 디폴트 값에서 구동되는 교정모드(calibration mode)로 설정될 수 있다. 이 공정이 반복되고, I_LED를 위한 디폴트 레지스터에 저장된다. 모든 디폴트 레지스터는 상기에 기재된 바와 같이 비휘발성 메모리에 저장된다.

본 발명의 대안적인 실시예에서, 상기 장치는 부착된 LED 패드를 탐지할 수 있고, LED의 총 개수, 채널의 개수, LED 줄에서 직렬-연결된 LED의 개수 m, 및 각 채널에 사용되는 LED의 파장을 포함하는, 패드의 특정 구성을 위해 유닛을 자동으로 구성한다.

포토테라피 장치를 사용하기 전에, 개업 의사나 임상 의사는 먼저 사용자의 특권을 결정하기 위해 로그인 또는 보안 체크를 수반하는 사용자 셋업(301)을 실시한다. 로그인 ID 및 패스워드의 확인 시에, 장치는 사용자가 이전에 저장한 프로그램 및 셋팅들을 메뉴 선택으로 로딩한다. 로그인에 성공하면 또한 장치 주인에 의해 확정된 특권이 특정 사용자를 위해 활성화된다. 그러한 특권은 통상 허용되는 권한 수준보다 더 높은 수준에서 장치를 동작시킬 적절한 자격을 갖는 이들을 위해, 디폴트 설정을 변경하고, 새로운 레시피 및 알고리즘을 생성시키는 능력을 포함할 수 있다. 예를 들어, 개업 의사들은 30mA의 전류에서 LED를 구동하도록 승인되는 반면, 다른 모든 사용자는 20mA 이하의 전류로 제한된다.

로그인이 없으면, 상기 유닛은 동작이 차단되거나, 또는 제한된 방식으로 동작이 허용될 수 있으며, 예를 들어 특정의 일반적인 알고리즘 및 LED 설정으로 동작이 제한될 수 있다.

동작을 시작하기 위해, 먼저 사용자들은 패턴, 즉 원하는 치료에 가장 근접한 프로그램된 알고리즘을 선택한다. 패턴 라이브러리(210a)에 저장된 알고리즘은, LED 파장 λ 및 시퀀스의 각 단계 동안 상응하는 광여기 주파수 f_synth를 포함하여, LED를 구동하기 위한 다양한 시퀀스를 특정한다. 패턴 라이브러리로부터 선택될 때, 알고리즘은, 구체적으로는 선택된 비-휘발성 메모리의 내용을 읽고, 그것을 SRAM에 복사함으로써, 비-휘발성 메모리에 복사된다. 선택된 알고리즘은 알고리즘의 각 단계에 대해 각 파장의 LED를 구동하기 위한 디폴트 조건을 자동으로 선택하며, 상기 조건은 듀레이션 Δ_t, 합성된 주파수 f_synth, (듀티팩터 D에 의해 설정된) PWM 휘도, 턴온 위상 지연 Φ 및 (I_LED 교정 그래프에 의해 설정된) LED 전류 승수 α를 포함한다. 일단 선택되면, "LED 설정 레지스터"(210c)에 저장된 이들 LED 조건은 비휘발성 메모리로부터의 RAM에 복사된다.

또한 사용자 셋업(301) 동안, 장치가 동작 오류를 탐지하고 처리하는 방법에 대한 디폴트 조건이 비-휘발성 "오류 복구" 레지스터로부터 RAM에 복사된다. 동작 오류는 "개방" 또는 "단락된" LED의 탐지, 또는 LED 패드 또는 LED 드라이버 IC에서 발생하는 초과온도 상황의 탐지로 귀결되는 LED 패드 또는 배선(cabling)에서의 고장을 포함한다.

오류 조건이 발생할 경우 유용한 선택은, 전체 시스템을 즉시 끄거나, 고장 채널을 비활성화하거나, 바이어스 조건을 제어하고 오류가 사라지는지 확인하거나, 구동 전류에서 물러남으로써 오류를 가진 유닛을 구동하거나, 또는 후속의 오류가 탐지될 때까지 상기 오류를 무시하는 것을 포함한다.

초과온도 탐지의 경우, LED 드라이버 IC로부터의 경고는 IC가 과열되고 있음을 마이크로컨트롤러에 알려준다. 하나의 실시예에서, 마이크로컨트롤러는 그 다음 단락된 LED를 가진 채널을 식별해내고, 그것을 차단하거나 또는 그 채널의 전류를 감소시키며, 오류가 치유되었는지 다시 체크하거나 꺼버린다. 열 보호 회로는 마이크로컨트롤러 지시와는 독립적으로 위험한 온도가 발생하기 전에 장치가 정지되는 것을 보장한다.

사용자 셋업(301)은 사용자의 특권에 따라 포토테라피 장치의 제어를 용이하게 한다. 선택된 프로그램 알고리즘, LED 설정, 및 장애복구 설정을 RAM에 복사함으로써, 승인된 사용자는 비-휘발성 메모리에 저장된 유닛의 디폴트 설정을 우발적으로 변경시킬 위험성 없이, 키패드(212) 또는 터치 스크린(211)을 통해 레시피 및 LED 설정을 변경할 수 있다.

본 발명은 구형파 펄스를 사용하여 광여기 주파수 f_synth를 합성하지만, 다른 파형, 예컨대 톱니파, 삼각파, 및 사인파도 또한 가능하다.

조건들이 선택된 후, 도 25의 동작(302)은, 동작을 시작하기 전에 다수의 변수가 계산되어야 한다는 것을 도시한다. 계산된 변수들은 가장 중요하게는 Sync 펄스의 주기 T_sync 및 각 채널에 대한 온-시간 t_on을 포함하며, 변수들은 파형 합성의 실질적으로 모든 단계에서 변하는 것으로 도시되어 있. 이들 계산은 Clk θ의 주파수에 따라 달라지며, 이는 이 클럭이 주파수 합성, 휘도 제어 및 위상 지연에 사용되는 카운터를 위한 시간 기초를 나타내기 때문이다.

하나의 경우에, Clk θ의 클럭 주기 T_θ의 선택은, 그 카운터의 최대 카운트와 또는 대안으로는 더 적은 비율과 같은 T_sync의 고정된 배수로서 설정된다. 예를 들어 12-비트 카운터가 사용되는 경우, Clk θ는 Sync 펄스보다 4096배 더 빠른 주파수에서 동작할 수 있으며, 또는 정확도에 비해 높은 속도가 바람직한 경우라면, Clk θ는 Sync 펄스보다 1024배 더 높은 주파수에서 동작할 수 있다. 대안적인 실시예에서, Clk θ은 자유-진행되며, Sync 펄스는 Clk θ에 영향을 미치지 않고 데이터를 갱신할 필요가 있을 때마다 발생한다. 논의를 위하여, 고정된 T_θ 및 동적으로 변하는 주기 T_sync를 가정하였다.

일단 주파수 f_synth가 특정 LED 파장 및 시퀀스 내의 주어진 단계를 위해 선택되면, 마이크로컨트롤러는 선택된 주파수에 상응하는 적당한 주기 T_synth를 계산하며, 즉 T_synth = 1/ f_synth = n_synthT_θ이다. 그 다음 Sync 펄스가 합성된 파형의 주기에서 생성된다, 즉 T_sync ≡ T_synth이다. 그러나, 둘 이상의 주파수가 동시에 합성되면, 최고 주파수, 즉 T_synth의 가장 짧은 값을 사용하여 Sync 펄스를 결정해야 한다.

각각의 통전 채널은 자신의 합성된 주파수에 상응하는 자신의 순환 카운트를 반복해야 한다. Clk θ 클럭 펄스들의 수 n_synth의 관점에서 그 관계를 재정렬하면 이하의 식이 생성된다:

n_synth = T_synth/ T_θ = 1/(T_θㆍf_synth).

이것은 특정 채널이 자신의 시퀀스 바로 n_synth 펄스를 재시작해야 한다는 것을 의미한다. 주파수만 합성되는 경우, 이 재시작은 모든 Sync 펄스 동안 한번 발생한다. 만일 주어진 채널 상에서 가장 빠른 주파수가 합성되고 있다면, 그 채널에 대해서 모든 Sync 펄스 동안 재시작이 역시 한번 발생한다. 그러나 복수 주파수를 생성하는 포토테라피 시스템에서 주파수가 합성된다면, 특정 채널이 자신의 사이클을 반복하기 전에 복수의 Sync 펄스들이 발생할 수 있다. 이러한 경우들에 있어서, 마이크로컨트롤러는 잔여 펄스를 계산하여 카운트를 소진한 후, 사이클을 재시작하고 다시 채널을 켜야만 한다 (즉 t_on > 0으로 설정).

원하는 휘도(알고리즘에서 듀티팩터 D로서 특정됨)는 각각의 채널에 대한 온-시간 t_on을 계산하기 위해 (t_on = Dㆍn_synth)이 사용되며 역시 펄스들의 수에 의해 표현된다.

이 계산은 모든 채널에 대해 실시된다. 그러므로, 각 채널에 대해, 마이크로컨트롤러는 클럭 펄스의 수에 의해 기술된 온-시간 t_on 및, n_synth에 의해 특정되는 주기 T_synth를 계산한다. 각각의 Clk θ 펄스에 대해, 마이크로컨트롤러 파형 합성 계산 내의 n_synth 및 t_on의 값은 한 펄스씩 감소되며, 변수 n'_synth 및 t'_on로 표현된 현재 값을 갖는다.

만약 Sync 펄스가 먼저 발생하지 않는다면, t_on 카운트가 제로에 도달할 때, 채널 드라이버 내의 카운터는 그 채널의 LED 줄을 끄게 될 것이다. 한편, 마이크로컨트롤러는 n_synth 레지스터에 남아있는 펄스의 잔량을 계속 카운트다운할 것이며, 그렇지 않다면 LED 드라이버 IC의 레지스터를 갱신하기 위해 어떠한 조치도 취하지 않을 것이다. 또한, 이 인터벌 동안 Sync 펄스가 먼저 발생하지 않는다면, 채널을 위한 n_synth 카운트가 최종적으로 제로에 도달할 때, 마이크로컨트롤러는 Sync 펄스를 발생시키고, 그 채널에는 t_on의 원래 값이 재로딩되어 채널의 꺼진 LED를 다시 켜고 카운터를 재시작한다. 동시에, 마이크로컨트롤러 프로그램 내에, n_synth의 전체 값이 재로딩되어, 카운트 다운이 새롭게 시작된다.

그러나, t_on 카운터 또는 n_synth 카운터가 제로에 도달하기 전에 Sync 펄스가 발생한다면, t?o_n의 현재 잔량은 채널 드라이버의 카운터에 다시 쓰여지고, 이로 인하여 LED 채널이 켜진 상태로 유지되고, 잔여 온-시간의 새롭고 (더 작은) 값으로 카운터가 재시작되며, 반면 마이크로컨트롤러는 카운터가 제로가 될 때까지 아무 변화가 없는 한 n'_synth 카운터를 계속 감소시킨다.

대안으로, 채널이 꺼진 후(즉, t_on 카운터가 제로까지 카운트다운한 이후) 하지만 합성 주기가 완료되기 전(이 경우, n_synth 카운터는 아직 제로에 도달하지 않음)에 Sync 펄스가 발생한다면, Sync 펄스가 발생할 때 채널 온-시간은, 마이크로컨트롤러가 카운터가 제로에 도달할 때까지 아무 변화가 없는 한 n'_synth 카운터를 계속 감소시키는 동안 채널을 꺼진 상태로 계속 유지하기 위해, 채널 드라이버의 레지스터에 값 t_on = 0으로 다시 쓰여져야 한다.

요약하면, 클럭 펄스의 수 n_synth는 사용자에 의해 변경되거나 그렇지 않든 간에, 주어진 알고리즘 및 패턴 라이브러리(210a) 및 LED 설정레지스터(210c)로부터 선택된 LED 설정에 의해 지정된 대로 원하는 주파수를 합성하는데 필요한 카운트를 의미한다. n'_synth 카운트의 현재 값이 시스템의 임의의 채널에서 제로까지 카운트다운 될 때마다, 마이크로컨트롤러는 자동적으로 Sync 펄스를 보낸다. Sync 펄스에 응답하여, Sync 펄스를 유발한 채널은 자신의 t_on 레지스터를 재로딩하고, 자신의LED 줄을 새로 켜고, 자신의 n'_synth 카운트를 처음부터 다시 카운트하기 시작한다. Sync 펄스에 응답하여, 아직 온 상태인 채널은 자신의 현재 남은 t'_on 잔량을 채널 드라이버의 t_on 레지스터에 재로딩하고(LED 줄을 켜진 상태로 유지) 카운트다운을 다시 시작해야 하며, 동시에 자신의 n'_synth 카운트를 어떠한 변화가 없는 한 계속 감소시킨다. 대안으로, Sync 펄스에 반응하여, 이미 꺼진 채널은 t_on 레지스터에 제로를 재로딩해야 하며(이에 의해 LED를 꺼진 상태로 유지함), 동시에 자신의n'_synth 카운트를 어떠한 변화가 없는 한 계속 감소시킨다.

상기 알고리즘이 카운터를 사용하여 상기에서 설명되었으나, 시간 및 클럭 레이트는 연역적으로 특정되므로, Sync 펄스가 생성될 때의 실제의 클럭 펄스는 미리 계산되어, 레지스터에 저장되고, Clk θ 클럭으로부터 T_sync 펄스를 발생시키는 카운터 내의 값과 비교된다. 정의된 조건이 발생하면, Sync 펄스가 생성되고 적절한 데이터가 LED 드라이버 IC의 데이터 레지스터로 로딩된다.

"구동 파라미터를 계산하는" 동작(302)을 다시 참조하면, 클럭 펄스에서 특정된 총 듀레이션의 값 Δt은 단순히 클럭 주기 T_θ로 나누어진 실시간 듀레이션(분 단위)이다. 전류의 값 I_LED은 교정 표부터 직접 복사된다. 상이한 값을 원하는 경우, 정확한 휘도를 유지하기 위해 상기 교정에 대한 정정이 원하는 수에 대해 선형적으로(linearly) 더해지거나 차감되어야 한다.

위상 지연에 대해서는, 손으로 겹쳐쓰지 않는 이상, 특정된 클럭 지연 Φ = z이 각 채널에 점증적으로 가산되어, 지연이 선형적으로 전파되며(도 22에서 도시됨), 각 채널에 대해서는 이하와 같다:

Φ₁ = 0

Φ₂ = z

Φ₃ = 2z

Φ₄ = 3z

Φ_n = (n-1)z.

처리(303)에 착수하기 위해, 사용자는 치료 듀레이션을 조정하거나, 대안으로 사이클을 반복할 수 있는 옵션을 갖는다. 듀레이션 조정 옵션에서, 전체 사이클은 할당된 시간에 맞추기 위해 균형에 맞게 나누어진다. 반복 사이클은 고정된 수의 사이클로 전체 시퀀스를 반복하며, 필요한 시간을 기록한다. 구동/정지[run/pause]는 절차를 시작하거나 보류시키는 반면, 리셋은 처음부터 셋업(301)을 다시 시작한다. 기록 자동저장[autosave record]은 어떤 절차가 수행되었고, 언제 수행되었는지, 및 수동조작(manual override)으로부터 생성된 새로운 설정의 디지털 기록을 유지한다.

일단 프로그램이 오퍼레이션(304)을 시작하면, SPI 버스는 SPI 버스 인터페이스(210b) 및 SPI 버스(213)를 통하여 LED 드라이버 IC(207) 내부의 데이터 레지스터에 t_on, Φ 및 I_LED 값을 기록하며, 클럭 및 타이밍 회로(210e)로부터 생성될 때 Clk θ 및 동기의 클로킹을 시작하고 포토테라피 파형 합성 알고리즘(330)을 수행하는 LED 동작이 시작된다. 전술한 바와 같이, 각 Sync 펄스에 의해, 레지스터 데이터의 갱신된 값들이 지정된 알고리즘에 따라 LED 드라이버 IC에 다시 쓰여지고, 어떤 고장 상황도 시스템에 보고되며 궁극적으로는 사용자에게 보고된다.

LED 패드 디자인

전자적 제어와는 별개로, 본 발명 포토테라피 장치는 도 26의 평면도에 도시된 LED의 어레이를 내포하고 도시된 바와 같이 관련된 등가회로 개략도를 갖는 무균 연성 패드(aseptic flexible pad)를 포함한다. 패드(204)는 생물학적 비활성 물질, 예컨대 테프론 또는 다른 비-다공성 비-반응성 물질을 사용하여 형성되고, 커넥터, 와이어 또는 전도성 배선, 연성 및 반-연성 PCB(인쇄회로기판), 트랜지스터, IC, 수동 부품(예를 들어, 저항기 및 커패시터), 및 LED를 포함하는 내장된 전자 부품을 포함한다.

패드 재료는 균질체이거나 또는 항균 코팅을 갖는 더 부드러운 내부 재료를 포함할 수 있다. 환자들 간의 생물학적 교차 오염을 방지하기 위해, 패드의 외부는 박테리아, 바이러스 및 미생물 오염을 포획하는 것을 피할 수 있도록 상대적으로 비-다공성이어야 하며, 비누 및 물, 인산, 알콜, 저농도 아세트산, 시판용 살균제, 및 다른 항-박페리아제에 의해 손상되지 않아야 한다. 패드는, 광 출력을 실질적으로 감소시키지 않고, 이상적으로는 완전히 밀폐되어 박테리아 장벽 또는 코팅 물질 내부에 LED를 포함하거나, 그렇지 않으면 패드 재료를 통하여 돌출하는 LED와 용접 밀봉을 형성해야 한다. 패드는 또한 바람직하게는, 상기 패드로부터 돌출하는 커넥터 또는 와이어와 용접 밀봉, 박테리아 및 수분 장벽을 형성해야 한다. 만약 절대적 밀폐가 가능하지 않으면, 최고의 가능한 밀봉을 보장하기 위해, 특히 패드 재료와 돌출 와이어 및 부품 사이의 갈라짐이 패드 자체를 몰딩하거나 형성하는데 사용된 조건들에 의해 최소화되는 것을 보장하기 위해 조치들이 제조 시 취해져야 할 것이다.

하나의 실시예에서, 패드(204)는 두 개의 패드 부분으로 나누어지며, 큰 패드 부분(330a)은 직선 배열된 16개의 LED 줄(332a 내지 332p)을 포함하고, 작은 패드 부분(332b)은 직선 배열된 8개의 LED 줄(332q 내지 332x)을 포함한다. 큰 패드 부분 및 작은 패드 부분(330a 및 330b)은 커넥터(331)로 표시된 전기적 연결부를 포함하는 구부릴 수 있는 이음부(seam)(335)에서 기계적으로 함께 묶여진다. 필요한 경우, 패드는 환자의 부속 기관 주위를 감싸도록, 그리고 옵션으로는 기계적 패스너(336)에 의해 패드의 상부(330b)를 패드의 하부(330a)에 고정시키도록 디자인된다.

연성 또는 반-연성 PCB에 탑재된, LED 드라이버 PCB(333)는 LED 드라이버 IC(337a, 337b), 및 옵션으로 마이크로컨트롤러(338)를 포함하는 수동 소자 및 반도체 소자 둘 다를 포함한다. 하나의 실시예에서, PCB(333)는 패스너(336) 주위의 큰 패드 부분(330a)의 말단부 내에 위치한다. 커넥터(334)는 패드(204)를, 전원에, 및 대안으로는 LED 드라이버 PCB(333) 내부에 포함되지 않는 LED 드라이버 회로에 전기적으로 연결한다. LED 드라이버 IC(333)가 큰 LED 패드(320a) 내에 포함되고, LED 줄(332q 내지 332x)이 작은 패드 부분(330b) 내에 포함되는 경우, 직렬 연결된 LED 줄(205q 내지 205x)의 캐소드(cathodes)는 전기적 커넥터(331)를 통해 LED 드라이버 PCB(333)에 연결되는 반면, LED 줄(205a 내지 205p)으로부터의 캐소드는 개재하는 커넥터 없이 연결될 수 있다.

전기적으로, 도시된 각각의 줄은, 공통의 애노드(anode)를 공유하고 LED 드라이버 PCB(333)에 따로따로 연결된 캐소드를 갖는 12개의 직렬 연결된 LED를 포함한다. 예를 들어, LED 줄(332a)은 큰 패드 부분(330a)에서 맨 아래의 LED 줄을 구성하며, LED 드라이버 PCB(333) 내에 포함된 LED 드라이버 IC(337a) 상의 단일 채널에 의해 구동되는 12개의 직렬 연결된 LED(205a)로 표시되는 등가회로를 갖는다. 유사하게, LED 줄(332p)은 큰 패드 부분(330a)에서 맨 위의 LED 줄을 구성하며, LED 드라이버 IC(337a) 상의 상이한 채널에 의해 별도로 구동되는 12개의 직렬 연결된 LED(205p)로 표시된 등가회로를 갖는다. 작은 패드 부분(330b)에서, LED 줄(332q)은 LED 드라이버 PCB(333) 내부에 역시 포함되고 전기적 커넥터(331)를 통해 연결된 LED 드라이버 IC(337b) 상의 단일 채널에 의해 구동되는 12개의 직렬 연결된 LED(205q)로 표시된 등가회로를 갖는다. 유사하게, LED 드라이버 IC(337b)는 12개의 직렬 연결된 LED 205x로 표시되는 등가회로를 갖는 LED 줄(332x)을 구동한다. 대안으로, LED 드라이버 PCB(333)는 완전히 제거될 수 있고, 모든 LED 줄의 캐소드는 커넥터(334)에 직접 연결될 수 있다.

도 26의 실시예에 나타난 바와 같이, 어레이 내에 직선으로 위치한 각각의 LED 줄은 실질적으로 동일한 파장 λ과 이상적으로는 유사한 휘도를 가진 LED를 포함하는데, 이때 LED들의 파장은 패드 전체에서 어떤 규칙적이고 주기적인 양상으로 변한다. 예를 들어, LED 줄(332a, 332d, 332g, 332j, 332m, 332p, 332s, 332v)은 파장 λ₁의 LED를 포함하고, LED 줄(332b, 332e, 332h, 332k, 332n, 332q, 332t, 332w)은 파장 λ₂의 LED를 포함하고, LED 줄(332c, 332f, 332i, 3321, 332o, 332r, 332u, 332x)은 파장 λ₃의 LED를 포함한다.

동일한 파장의 LED들이 직선으로 위치하고 줄들(rows)로서 배열된 것으로 도시되어 있지만, LED들은 다른 패턴으로 분포될 수도 있으며(예를 들면 줄과 컬럼 모두에 대해 LED 파장을 좀더 복잡한 패턴으로 교대시킬 수 있음), 여기서 임의의 주어진 줄(332)의 레이아웃은 직선으로 나타낼 수 없으나, 회로 연결부(205)는 여전히 12개 LED의 단순 직렬 연결을 유지한다. 다양한 파장 LED들의 더욱 균일한 분포를 용이하게 하기 위해, 2층의 연성 PCB 또는 전도성 점퍼의 사용이 동일한 파장 LED들의 직렬 연결을 전기적으로 유지하기 위해 필요할 수도 있을 것이다. 다른 파장의 LED들이 동일한 직렬의 전기 연결 내에 혼합되지 않는 것이 중요하며, 그렇지 않을 경우 다른 파장들의 광의 휘도를 시퀀싱하거나 또는 블렌딩하는 능력이 상실될 것이다.

LED 패드(204)의 크기의 유연한 제어를 유지하기 위해, 작은 패드 부분(330b)은 큰 패드 부분(330a)으로부터 제거될 수 있으며, 큰 패드 부분(330a)의 LED 어레이의 동작을 방해하지 않고 커넥터(331)를 사용하여 전기적으로 분리될 수 있다. 대안으로, 상기 패드는 제2 커넥터(미도시)를 통해 LED 드라이버 보드(333)에 전기적으로 연결된 제2 작은 패드 부분(미도시)을 지지하도록 디자인될 수 있다. 하나의 실시예에서, 제2 작은 패드 부분은 큰 패드 부분(330a)의 바닥에 있는 패스너에 의해, 또는 양쪽 구성을 지지하기 위해 패스너(336)를 제어함으로써, 큰 패드 부분(330a)에 물리적으로 부착된다. 이 경우, 공통의 애노드 연결과, 부가적인 LED 줄들을 구동하는 개별 캐소드 연결들을 포함하는 옵션인 작은 패드 부분과, 큰 패드 부분(330a) 사이의 전기 커넥터는, 패드(204)에 전원이나 구동 전자장치를 연결하는데 사용되는 전기 커넥터(334)의 기능을 방해하지 말아야 한다.

제 2의 실시예에서, 제2 작은 패드 부분은 큰 패드 부분(330a)의 상부에 위치한 패스너에 의해 큰 패드 부분(330a)에 물리적으로 부착된다. 이 경우, 상기 공통 애노드 연결 및, 부가적인 LED 줄들을 구동하는 상기 개별 캐소드 연결들은, 더 작은 패드 부분(330b)을 통하여 LED 드라이버 PCB(333) 쪽으로 경로 설정되어야 하며, 옵션인 작은 패드 부분(330c)에 연결하기 위해 작은 패드 부분(330b)의 상부에 위치한 제 2의 전기 커넥터를 필요로 하고, 부가적인 LED 드라이버 라인들을 수용하기 위해 커넥터(331) 상에 두 배의 핀들을 필요로 한다. 옵션인 작은 패드 부분(330c)을 부가하는 능력이 없는 예에서는, 전기 커넥터(331)는 최소 10개의 핀이 필요하며, 그 중 8개는 LED 캐소드 선(205q 내지 205x)을 위한 커넥터 핀이고, 다른 두 개는 공통의 애노드 선 및 접지를 위한 것이다.

확장 기능을 갖는 대안적인 실시예에서, 상기 옵션인 제2 작은 부분 패드를 구동하는데 필요한 연결은 8개의 부가적 라인이 필요하며, 공통의 애노드 및 접지선을 공유하기 위해, 커넥터(331)에 필요한 핀의 개수를 9개, 즉 10개 커넥터 핀에서 18개 커넥터 핀으로 증가시킨다. 도시된 바와 같이, LED 드라이버 IC는 단일 장치로부터의 16개 LED 줄을 구동한다. LED 드라이버 IC는 또한 16개의 개별 출력을 포함하며, LED 패드(204)의 확장부로서 제 2의 작은 패드 부분의 추가는, 개방된 LED 연결이 LED 드라이버 IC(337b) 내의 개방된 LED 고장을 유발해서는 안 된다는 점을 제외하고는, 패드의 전기적 디자인 또는 동작의 변경을 요구하지 않는다. 잘못 개방된 LED 탐지 오류를 피하기 위한 오류 설정 레지스터는 대부분의 LED 드라이버 IC에서 프로그램 가능하며, 마이크로컨트롤러(209)를 통해 제어될 수 있다.

작은 패드 부분(330b) 및 옵션인 제 2 작은 패드 부분에서는 접지가 기능을 하지 않지만, 대안적인 실시예에서는, 접지 전위는, 동작 동안 원치 않는 전자기적 간섭(EMI)을 제어하기 위해, 특히 고속 클럭이 높은 대역폭 파형 합성에 사용되는 경우의 EMC(electromagnetic compatibility) 산업 규격에 맞게, 패드(204) 전체에 전기적 차단을 바이어스 시키는데 사용된다. 단층 PCB에서, 접지층은 LED 전류를 운반하는데 사용되지 않는 모든 PCB 영역의 전도체를 바이어스하는데 사용될 수 있으며; 2층 PCB에서는, 제 2 층이 접지판으로 사용되어, 복사된 노이즈를 크게 감소시키고 EMI 차단을 제공하거나, 또는 3층 PCB에서는, 전면층 및 후면층 모두가 접지되어 LED 전류를 운반하는 전도체를 둘러싸 감싸는 패러데이 상자(Faraday cage)로서 작용을 하고, 전면 전도체 내의 개구들만 탑재되는 LED를 수용하기 위해 개방된다. 또 다른 실시예에서, 절연 와이어를 포함하는 와이어 메쉬(mesh)가 단층 PCB 주위에 위치하며 LED들만 메쉬를 넘어 돌출하며, 이것에 의해 상기 와이어 메쉬는 접지에 바이어스되어 패러데이 상자를 형성한다. PCB 및 와이어 메쉬를 포함하는 전체 유닛은 이후 테프론으로 몰딩되고, 이것에 의해 단지 LED만이 패드(204)로부터 돌출된다.

광여기를 수용하는 영역의 지형적인 곡률에 순응하는 LED 패드(204)의 연성은, 광 균일성 불량 및 도 4a 및 도 4b에 도시된 바와 같은 봉, 토치라이트 및 뻣뻣한 패드로 인해 문제가 되는 변하는 침투 깊이에 관한 이슈들을 피하기 위해 중요하다. 연성 몰딩(382), 예를 들어 테프론, 연성 PCB(381), 및 연성 무균장벽(385)을 포함하는, 연성 및 반-연성 패드의 이점이 도 27에 도시되어 있다. 피하 및 표피 조직(37, 36)은 자연적으로 특히 팔, 다리 또는 목 상의 조직을 균일하게 조명하는데 중요한, 포토테라피가 필요한 신체 부위에 합치한다. 치료되는 영역의 곡률에 맞게 굽힘으로써, LED(93a 내지 93e)는 표피층(36)의 굽은 표면에 거의 수직이 되도록 복사된 광 패턴을 조정할 수 있어, 피하층(37)에서의 투과 깊이(384) 및 휘도가 균일하게 된다.

LED 드라이버 IC(86) 및 LED(93a 내지 93e)가 의미 있는 굽힘이 불가능한 비교적 뻣뻣한, 즉 비-연성의 플라스틱 패키지를 포함하는 것을 주목하라. LED의 표면적이 작으므로, 최소의 변형이 나타나고, 따라서 극히 타이트한 곡률반경으로 굽혀지는 것을 제외하고는 크래킹이나 파손이 발생하지 않는다. 그러나, LED 드라이버 IC는 충분히 커서 패키지 크래킹이 우려되며, 이것은 스트레스 하에서 리드선(leads)이 굽혀짐으로써 부분적으로는 패키지 크래킹이 완화되는데, 이 경우 리드선은 플라스틱 캐비티로부터의 스트레스를 완화하기 위한 충격 흡수제처럼 작용한다. 이러한 이유 및 다른 이유로, LED 드라이버 IC는 LQFP(금속 납이 패키지의 외부 표면으로부터 확장되어 인쇄회로기판 쪽으로 굽혀지는 패키지)와 같은 리드(leaded) 패키지로 패키징되어야 한다. 금속 납, 통상적으로는 구리는 굽힐 수 있으므로, LED 패드의 변형 동안 스트레스를 완화한다. 굽힘시의 스트레스 규모를 더욱 감소시키고, 크래킹의 위험성을 감소시키기 위해, LED 드라이버 IC는 패드의 커넥터 근처에서 연성 PCB(381)의 모서리 상에 탑재되거나, 또는 대안으로 굽힘이 제한되는 패드 커넥터의 근처에 위치하는 별개의 뻣뻣한 PCB 상에 탑재된다.

반대로, 패키지의 하면의 작은 전도성 영역이 PCB에 직접 용접되는 QFN와 같은 리드선 없는(leadless) 패키지는 구부릴 수 있는 수단이 없고, 따라서 패키지에 금이 가거나 또는 PCB에 대해 연결된 용접부가 균열되지 않고는, 변형 스트레스를 흡수할 수 없다. 이러한 이유로, 및 리드 패키지가 오래되고 저렴한 PCB 공장에서 저가의 웨이브 용접을 사용하여 조립되기 때문에, 리드 패키지가 본 발명의 포토테라피 장치에 바람직하다.

LED 패드는, 이의 적용에 따라서, 다양한 방식으로 구성된 임의의 수의 LED 및 레이저 다이오드도 포함할 수 있다. LED 패드(204)가 세 개의 상이한 파장 LED의 어레이를 포함하도록 나타난 반면, 어떠한 수의 파장도 그 구성에 사용될 수 있다. 도시된 바와 같이 3 종류의 LED 파장의 어레이를 사용하는 대신에, 예를 들어 전체 패드는 단 하나의 단일 파장 LED의 어레이, 두 파장의 LED의 어레이, 또는 4개 이상 종류의 LED의 어레이를 포함할 수 있다. LED의 파장 대비 광 전력 출력의 정규화 측정치 즉 상대 복사 강도(%)의 그래프를 도시하는 28에서와 같이, LED는 다양한 파장을 구성할 수 있다.

LED(342)의 전력 출력 그래프는 670nm의 평균값, 및 평균값 부근의 대략 ±10nm의 스펙트럼 편차를 갖는다. 전자기적 스펙트럼에서, LED 출력(342)은 짙은 적색(deep red color)이 주도하는, 가시광의 낮은 주파수 말단을 나타낸다. 전력 출력 그래프(341)는 인간의 눈에 보이지 않고 740nm의 명목 파장을 가지며 평균값 부근에서 대략 ±15nm의 스펙트럼 편차를 갖는 근적외선 스펙트럼으로 LED를 설명한다. 전력 출력 그래프(340)는 역시 인간의 눈에 보이지 않고 875nm의 명목 파장을 가지며 평균값 부근에서 대략 ±20nm의 스펙트럼 편차를 갖는 심적외선 스펙트럼으로 LED를 설명한다. 필요하다면, 가시 스펙트럼 전체에 걸쳐 있고 자외선 스펙트럼에 있는 파장을 갖는 다른 LED도 또한 사용 가능하다.

LED는 별개의 패키지로 분리되어 조립되거나(이 경우 각각은 LED의 광 출력에 더욱 기여하기 위해 패키지의 상부에 자신의 광학 렌즈를 가짐), 또는 "3개(tri)-LED" 장치로서 단일 패키지로 결합될 수 있다(이 경우, 바람직하게는 세 개의 LED 각각을 위한 별개의 애노드 및 캐소드 접점을 가짐).

또한, 복수 LED 어레이를 포함하는 LED 패드도 가능하며, 레이저 다이오드가 부분적으로는 LED 대신에 사용될 수 있다. 전술한 바와 같이, 좁은 스펙트럼 대역폭을 생성하는 레이저 다이오드는, LED에 비해, 레이저에 의한 포토바이오모듈레이션의 관찰된 크기를 감소시킨다. 이러한 이유 및 고가의 비용 때문에, 그 사용은 특수한 응용에만 제안되는 경향이 있다.

한번에 통전하는 LED의 총 수는 LED 패드의 평균 휘도, 즉 광 전력 출력을 결정한다. 복수 파장의 LED가 동시에 조명될 수 있지만, 본 발명에서 상기에 언급한 이유로, 한 번에 동일한 파장을 갖는 LED의 줄들만을 구동시키는 것이 일반적으로 유리하다. 많은 경우, 한 번에 단 하나의 LED 파장의 어레이가 조명되고, 모두 동일한 크기의 전류 I_LED를 갖는 것을 가정하면, LED 패드의 총 광 전력 출력은 하기와 같이 주어진다:

P_EMR = k[mㆍnㆍI_LED/(LED 파장 종류의 개수)

예를 들어, 도 26에 도시된 LED 패드(204)(큰 패드 부분(330a) 및 작은 패드 부분(330b)을 모두 포함)는 각 줄이 12개 LED가 직렬 연결되어 구성된 LED의 24개 줄을 포함한다. 따라서, LED의 총 수는 임의의 주어진 파장의 각 어레이에서 288개 또는 96개 LED이다. 만일 LED가 100% 듀티팩터에서 20mA로 바이어스되면, LED 어레이는 96ㆍ20 mA = 1.92 LED-amps에 비례하는 출력 전력을 갖는다. LED-amps 및 비례상수 k가 주어지면, 실제의 광 전력 출력을 계산할 수 있다. 그러나, 실제의 광 전력 출력을 결정하기 위해서는, 주어진 전류에서의 LED 광 전력 출력(LED의 데이터 쉬트에서 종종 규정되거나 지정되지 않는 파라미터임)를 알 필요가 있다.

그럼에도 불구하고, 만일 더 높은 면적당 전력 밀도(W/cm²)가 필요하다면, LED는 더욱 높은 전류에서 구동되거나, 또는 LED 어레이의 밀도를 더욱 높게 하여 사용될 수 있다. 하나의 다른 선택은 3개-LED로 단일 LED들의 모든 줄을 대체하는 것이다. LED 패드 부분(330a 및 330b)을 포함하는 LED 패드(204)의 예에서,

3개-LED를 사용하면 면적당 전력 밀도가 3배가 되지만, LED 드라이버 IC 채널의 수가 24개에서 72개로 증가하고 16-채널 LED 드라이버의 수가 2개에서 5개로 증가한다. 이는 또한 부가된 배선을 수용하기 위하여, 커넥터(331) 상의 핀의 수를 10개에서 26개로 16개 증가시킨다.

도시된 바와 같이, 패드(204)는 24개의 줄 및 12개의 컬럼을 포함하는데, 즉 LED 드라이버 IC 채널의 수 n = 24이고, 직렬 연결된 LED의 수 m = 12이다. 대안으로, 패드의 광 전력 출력을 증가시키기 위해서, 줄의 수가 (더욱 많은 LED 드라이버 IC 채널을 부가함으로써) 증가되거나 또는 컬럼의 수, 즉 직렬 연결된 LED의 수(m)가 (LED 줄을 구동하는데 필요한 공급 전압을 증가시킴으로써) 증가될 수 있다.

바람직한 실시예에서, 안전한 동작을 위해서, 직렬 연결된 LED의 최대 수는, 안전한 낮은 전압 및 UL 승인을 위한 산업 인정 기준인 42V를 초과하는 공급 전압력 +V_LED을 요구하는 것을 피하도록 제한되어야 한다.

LED 선택

내부 기관 및 조직의 포토테라피 처치에서 전술한 포토바이오모듈레이션 효과를 최대화하기 위해, LED에서 방출된 광 파장은 피부를 투과하고 신체를 통과하여, 내부 기관 또는 조직의 표적 조직에 의해 흡수되어야 한다. 수많은 연구 실험실에서, 인체 내부의 다양한 분자들에 대한 파장 흡수 데이터를 밝혔고, 각각은 이들 구체적 작업에서 나온 스펙트럼 분석에 기여한다.

포괄적으로, 다양한 중요 생체-분자의 흡수 스펙트럼이 도 29a에 요약되었다. 600nm 내지 1100nm의 가시 적색광 및 근적외선 스펙트럼 범위를 커버하는 그래프는, 비-전리 EMR이 동물, 포유동물, 및 인간에서 최대 투과 깊이를 보이는 몇몇 부분 중 하나를 나타낸다. 그래프는 흡수의 상태적 크기를 도시하는데, 그래프(341)는 물(H₂O)에 대한 흡수 스펙트럼을, 그래프(342)는 지질 및 지방에 대한 흡수 스펙트럼을, 그래프(344)는 산소와 결합한 헤모글로빈(OxyHb)에 대한 흡수 스펙트럼을, 그래프(343)는 산소가 제거된 헤모글로빈(데옥시Hb)에 대한 흡수 스펙트럼을 나타낸다. 미토콘드리아의 세포 배터리 충전기로 설명된 생화학 물질인 사이토크롬-c 옥시다제(CCO)의 흡수 스펙트럼은 그래프(345a)로 나타나며, 제 2의 흡수 테일(345b)을 보인다.

비교의 기초로서 상대적 흡수율을 사용하면, 물(341)은 950nm 이상의 파장의 흡수 스펙트럼에서 우위를 차지하며, 지질 및 지방(342)은 900 내지 950nm 범위의 약간 짧은 파장 대역에서 주로 흡수한다. 750nm 미만에서는, 혈관계 혈액 중의 산소가 제거된 헤모글로빈(343)이 주도적 생체분자 흡수자로서, 동맥계의 산소가 풍부한 혈액의 4배가 넘는 흡수율을 가지고 EMR을 흡수한다.

도 29b에서, 굵은 선(346)은, 인체의 주도적 생체분자 흡수자로서, 가시광 스펙트럼의 적색 부분의 짧은 파장, 특히 675nm 미만에서 데옥시Hb(343)를 나타내고, 900nm 내지 1050nm의 더 긴 적외선 파장에서는 지질 및 물을 나타낸다. 이들 파장에서, 신체는 본질적으로 투과성이 없는 상태여서, EMR이 피하 조직을 투과하여 내부 기관에 도달하는 것을 방해한다.

굵은 선(346)은 물의 적외선 스펙트럼에서의 흡수와, 혈액의 적색 가시광 스펙트럼에서의 흡수 사이의, 675nm 내지 900nm의 대역 내에, 빛이 피부를 투과하여 내부 기관에 도달할 수 있는 투과창(360)이 존재한다는 것을 명확히 밝혀준다. 780nm 내지 900nm 범위에 위치하는 이 투과창의 가운데 부분에, 미토콘드리아에서 광의 주요 흡수자인 사이토크롬-c 옥시다제(CCO)(345a)의 흡수 스펙트럼이 있다. 따라서 광이 투과되어 동물의 내부 기관에 도달하는 주파수 창의 가운데에, 미토콘드리아가 광을 흡수하고 사이토크롬-c 옥시다제의 광여기가 에너지를 생성하는 주파수의 하나의 대역이 정확히 위치한다.

진화 생물학자들은 동물에서의 빛의 투과창과, 미토콘드리아의 CCO의 흡수 스펙트럼의 매우 우연이면서도 행운인 일치를, 공생적 진화에 의해 설명하는데, 공생적 진화는 미토콘드리아는 (현재 이들의 사촌인 남조류처럼), 한 때 얕은 물에 사는 자유 유영 생물이었으며, 물에 의해 여과되는 태양광으로부터 에너지를 얻었다고 주장한다. 물이 자외광 및 대부분의 가시광은 흡수 또는 반사하지만 적외 파장은 통과시킨다는 사실은, 미토콘드리아가 왜 적외선 파장의 광을 특히 흡수하도록 진화하였는지에 대한 간접적 증거를 제공한다. 진화 생물학자들은, 나중에 미토콘드리아가 첫 번째 진핵 세포 및 궁극적으로 동물 및 포유동물 세포로 통합된 이후, 혈액 및 특히 헤모글로빈이 미토콘드리아의 적외선 광 흡수 능력을 방해하지 않도록 공생적으로 진화되었다고 가설을 세웠다. 신학은 대안적인 설명을 제공하지만, 그 이유와는 무관하게, 미토콘드리아의 CCO이 광을 흡수하고 명확히 그 파장의 적외선 복사가 물, 지방 및 혈액에 의해 방해받지 않는다는 사실은 남아 있다. 따라서, 투과창(360)은 세포의 포토바이오모듈레이션 및 내부 기관의 제어가 이의 가장 큰 흡수 피크를 갖는 스펙트럼 대역을 나타낸다.

이 투과창 내의 파장을 갖는 LED를 사용한 광여기는, 다른 생체 물질에 의해 방해받지 않은 양호한 투과 깊이, 및 CCO에 의한 효율적인 흡수를 보인다. LED 파장의 4개의 대역들, 즉 875nm, 819nm, 740nm, 및 670nm은, 미토콘드리아 CCO의 광여기를 촉진하는데 잘 매칭된다. 실제로는, CCO의 제 2의 흡수 테일(345b)은 데옥시Hb(343)에 의해 부분적으로 방해되어, 이들 파장의 빛의 투과를, 충돌 광의 1/2 또는 3/1 수준으로 감소시켜, 일반적으로 더 짧은 파장에서 내부 기관의 광여기 반응 및 포토바이오모듈레이션을 감소시킨다.

CCO의 광여기 및 그 결과적인 ATP의 생성은 잘 보고되어 있는 반면, 이 시점에 다른 세포 내 흡수 메커니즘이 직접 포토바이오모듈레이션을 자극하는지 여부는 잘 알려져 있지 않다. 예를 들어, 촉매 과산화수소(H₂O₂)가 광여기를 통해서 직접 형성될 수 있다는 것이 제안되어 왔다. 또한 도 29b에서는, 또 다른 작은 EMR 투과창이 1080nm 부근에 존재한다. 지금 현재, 이 파장의 광을 흡수하는 생체 물질이 밝혀지지 않아서, 포토바이오모듈레이션이 이 창에서 조명에 의해 나타나는지 여부는 명확하지 않다.

내부 기관 및 피하 조직에서의 포토바이오모듈레이션 및 포토테라피의 기회는 그 사이의 혈액, 지방, 물 및 다른 생체-물질의 흡수 스펙트럼에 의해 제한되는 반면, 피부 및 표면층의 광여기는 그렇지 않다. 피부 표면상의 광여기에 대해서는, 도 30에서의 흡수 스펙트럼(346)(점선)은, 혈액, 지방 및 물이 영향을 받는 조직의 하부에 위치하고 따라서 영향을 주는 EMR를 방해할 수 없으므로, 관련이 없다. 방해받지 않는다면, 전체 스펙트럼 600nm 내지 1100nm(특히 670nm 및 740nm LED 포함)의 스펙트럼에서의 EMR를, 광여기의 목적으로 사용 가능하다. 이 범위에서의 표면 상의 EMR의 흡수, 더 정확하게는 "흡착(adsorption)"은, 빛이 CCO(345a)에 의해, CCO의 두 번째 테일(tail)(345b)에 의해, 표피(347)에 의해, 및 멜라노좀(미도시)에 의해 흡수되는 것을 포함한다. 현재, 가시 스펙트럼의 적색광을 너머 더 짧은 파장의 광이 포토바이오모듈레이션을 나타내는지 또는 어떤 포토테라피 가능성을 제공하는지 여부는 명확하지 않은 상태이다.

피부 테닝에 주로 사용되는 자외광(UVL)이 피부 손상을 일으킬 수 있고, 종양(피부암)을 유발할 수 있기는 하지만, 낮은 사용량에서는 피부 표면에서 바이러스, 효모, 및 박테리아 침입자를 제거하여, 본질절으로 감염에 불리한 환경을 생성할 가능성을 제공한다. 총상, 찔린 상처, 피부 열상, 화상, 및 3급 골절(뼈가 피부를 관통하는 경우)의 경우, 적색 및 적외선 광여기와 조합된 순차적 포토테라피 요법에서 자외선 LED를 사용하면, 면역 반응 및 조직 치료를 자극하는 동시에, 무균 환경 하의 적절한 처치가 실시될 수 있을 때까지 적어도 일시적으로, 감염을 늦추는데 도움을 줄 수 있다.

결론적으로, EMR 흡수 스펙트럼의 분석은, 810nm 및 875nm의 긴 파장 LED가 내부 기관에서 더욱 많은 포토바이오모듈레이션의 가능성을 보이는 반면, 전체 스펙트럼, 특히 670nm 및 740nm LED는 피부 및 표피 조직에서의 포토바이오모듈레이션에 유리하다는 것을 암시한다. 본 발명의 포토테라피 장치는, LED 및 레이저 다이오드를 구동하고 제어하여 본 발명에 따라서 포토바이오모듈레이션을 최대화하는 통제된 수단을 제공한다.

Claims (1)

1. 포토테라피 시스템에 있어서,
   제1 파장 λ₁의 방사선을 포함하는 전자기 방사선(EMR)을 발생시키는 복수의 LED을 포함하는 제1 LED 줄;
   상기 제1 LED 줄에 접속되어 상기 제1 LED 줄에 흐르는 전류를 제어하는 제1 채널 드라이버;
   상기 제1 LED 줄을 제어하기 위한 프로세스 시퀀스를 정의하는 한 개 이상의 알고리즘을 저장하는 패턴 라이브러리를 포함하는 마이크로컨트롤러; 및
   상기 제1 LED 줄을 구비하는 연성 패드를 포함하고,
   상기 알고리즘은 상기 복수의 LED에 의해 방출된 EMR 펄스의 주파수 f1, 상기 복수의 LED에 의해 방출된 EMR 펄스의 듀티 팩터 및 제1 LED 줄에 흐르는 전류의 크기를 지정하고,
   상기 제1 LED 줄은 상기 연성 패드가 생명체에 인접하여 위치될 때 상기 EMR이 상기 생명체 내로 방사되도록 상기 연성 패드 내에 위치되고, 상기 연성 패드는 상기 생명체의 굽은 표면에 편안하게 맞추어지는, 포토테라피 시스템.

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