KR20180034169A

KR20180034169A - 무선통신 시스템에서 프레임 구조 및 이를 이용한 송수신 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20180034169A
Application number: KR1020170002603A
Authority: KR
Inventors: 김찬홍; 윤여훈; 류현석; 쉬에펑; 김태영
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2016-09-27
Filing date: 2017-01-06
Publication date: 2018-04-04
Also published as: KR102573653B1

Abstract

본 개시는 LTE와 같은 4G 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 본 발명은 셀룰라 무선통신 시스템에서 다양한 서비스를 통합 지원하기 위한 확장형 프레임 구조 (scalable frame structure)를 정의하고 해당 프레임 구조를 적용한 송수신 방법을 제공함으로써, 5G 시스템과 LTE 시스템 혹은 5G 시스템 상호간에 심벌간 간섭을 최소화하여 시스템 성능을 향상시킨다. 상기 확장형 프레임 구조는 특정 부반송파 이격을 기준으로 하는 프레임 구조를 기반으로 CP 오버헤드를 동일하게 유지한 채 부반송파 이격 확장 시 CP 길이를 특정 패턴을 주어 조정함으로써, 심볼 길이, CP 길이, 슬롯 길이, 서브프레임 길이 등이 서로 2^m 배 관계를 유지하도록 한다. 이때 15kHz 부반송파 이격에 대한 프레임 구조는 LTE의 구조를 그대로 지키면서 다른 부반송파 이격과 서로 2^m 배 관계를 유지하도록 하여 LTE와의 호환성을 유지시킬 수도 있다. 또한 부반송파 이격에 따라 CP 오버헤드를 가변하여 셀 커버리지를 기준 부반송파 이격에 맞추게 하고 슬롯 또는 서브프레임 단위로 시간 동기를 일치시킬 수 있다.

Description

무선통신 시스템에서 프레임 구조 및 이를 이용한 송수신 방법 및 장치 {Method and apparatus for transmitting and receiving a signal in a communication system using scalable frame structure}

본 발명은 셀룰러(cellular) 무선통신 시스템에 대한 것으로서 신호 송수신을 위한 프레임 구조를 정의하고 이를 이용한 송수신 장치에 관한 것이다. 보다 구체적으로 본 발명은 확장형 프레임 구조 및 이를 이용한 송수신 방법 및 장치에 관한 것이다.

최근 폭발적으로 증가하는 모바일 데이터 트래픽을 처리하기 위해 LTE (Long Term Evolution 혹은 E-UTRA (Evolved Universal Terrestrial Radio Access)) 및 LTE-A (LTE-Advanced 혹은 E-UTRA Evolution) 이후의 차세대 통신 시스템인 5G (5th Generation) 시스템 혹은 New Radio access technology (NR)에 대한 논의가 활발히 진행되고 있다. 기존의 이동통신 시스템이 통상적인 음성/데이터 통신에 중점을 두었던데 비해, 5G 시스템은 기존 음성/데이터 통신의 향상을 위한 eMBB (enhanced Mobile Broad-Band) 서비스, 고신뢰도/초저지연 (Ultra-Reliable and Low Latency Communications; URLLC) 서비스, 대량의 사물 통신을 지원하는 massive MTC (massive Machine-Type Communications; mMTC) 서비스 등 다양한 서비스와 각 서비스에 대한 다양한 요구 사항을 만족시키는 것을 목표로 하고 있다.

4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다. 높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파 (mmWave) 대역 (예를 들어, 60GHz 대역과 같은) 에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 배열 안테나 (array antenna)를 이용한 빔포밍 (beamforming), 거대 다중 입출력 (massive MIMO), 전차원 다중입출력 (Full Dimensional MIMO; FD-MIMO), 하이브리드 빔형성 (hybrid beamforming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다. 또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network; cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication; D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. 이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조 (Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC (Filter Bank Multi-Carrier), NOMA (Non-Orthogonal Multiple Access) 기술 등이 개발되고 있다.

한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결 망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고 받아 처리하는 IoT (Internet of Things, 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터 (big data) 처리 기술 등이 IoT 기술과 결합된 IoE (Internet of Everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술과 같은 기술 요소들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크 (sensor network), 사물 통신 (Machine to Machine; M2M), MTC (Machine-Type Communications)등의 기술이 연구되고 있다. IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT (Internet Technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT (information technology) 기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단 의료 서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.

이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크, 사물 통신, MTC 등의 기술이 5G 통신 기술이 빔포밍, MIMO, 및 배열 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud RAN)가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일례라고 할 수 있을 것이다.

한편 기존의 LTE 및 LTE-A 시스템의 프레임 구조는 통상적인 음성/데이터 통신을 고려한 설계로서, 5G 시스템과 같이 다양한 서비스와 요구사항을 만족하기에는 확장성의 제약이 따르게 된다. 따라서 5G 시스템에서는 다양한 서비스의 요구사항을 고려하여 프레임 구조를 유연하게 (flexible) 정의하여 운용할 필요가 있다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 무선통신 시스템에서 다양한 서비스를 통합 지원하기 위해 효율적인 확장형 프레임 구조를 정의하고 이를 이용한 송수신 방법 및 장치를 제공하는 데 있다. 또한 본 발명은 각기 다른 부반송파 이격에서 동일한 cyclic prefix 오버헤드를 가지는 전송 심볼들을 심볼 레벨로 정렬 할 수 있는 프레임 구조를 제공할 수 있다. 특히 직교주파수분할다중화 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM) 방식을 사용하는 셀룰러 무선통신 시스템에서, 적어도 2개 이상의 서로 다른 부반송파 이격 (subcarrier spacing)을 지원하는 확장형 프레임 구조를 제안하고, 이를 기반으로 한 송수신 방법 및 장치를 제안한다.

상기의 과제를 해결하기 위한 본 명세서의 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 단말에서 신호 송수신 방법은 제1부반송파 이격(subcarrier spacing) 및 제2부반송파 이격을 확인하는 단계; 상기 제1부반송파 이격 및 상기 제2부반송파 이격 중 적어도 하나를 기반으로 기지국으로부터 신호를 수신하는 단계를 포함하며, 상기 제1부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제1CP(cyclic prefix) 패턴 및 상기 제2부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제2CP 패턴은 기 설정된 CP 패턴 집합을 기반으로 결정되며, 상기 제1CP 패턴을 적용한 제1부반송파 이격에 대응하는 심볼 및 상기 제2CP 패턴을 적용한 제2부반송파 이격에 대응하는 심볼은 각각 시간 정렬(time alignment)되는 것을 특징으로 한다.

본 명세서의 다른 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 기지국은 제1부반송파 이격(subcarrier spacing) 및 제2부반송파 이격을 확인하는 단계; 상기 제1부반송파 이격 및 상기 제2부반송파 이격 중 적어도 하나를 기반으로 단말에 신호를 전송하는 단계를 포함하며, 상기 제1부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제1CP(cyclic prefix) 패턴 및 상기 제2부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제2CP 패턴은 기 설정된 CP 패턴 집합을 기반으로 결정되며, 상기 제1CP 패턴을 적용한 제1부반송파 이격에 대응하는 심볼 및 상기 제2CP 패턴을 적용한 제2부반송파 이격에 대응하는 심볼은 각각 시간 정렬(time alignment)되는 것을 특징으로 한다.

본 명세서의 다른 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 단말은 신호를 송수신하는 송수신부; 및 상기 송수신부를 제어하고, 제1부반송파 이격(subcarrier spacing) 및 제2부반송파 이격을 확인하고, 상기 제1부반송파 이격 및 상기 제2부반송파 이격 중 적어도 하나를 기반으로 기지국으로부터 신호를 수신하는 제어부를 포함하고, 상기 제1부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제1CP(cyclic prefix) 패턴 및 상기 제2부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제2CP 패턴은 기 설정된 CP 패턴 집합을 기반으로 결정되며, 상기 제1CP 패턴을 적용한 제1부반송파 이격에 대응하는 심볼 및 상기 제2CP 패턴을 적용한 제2부반송파 이격에 대응하는 심볼은 각각 시간 정렬(time alignment)되는 것을 특징으로 한다.

본 명세서의 또 다른 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 기지국은 신호를 송수신하는 송수신부; 및 상기 송수신부를 제어하고, 제1부반송파 이격(subcarrier spacing) 및 제2부반송파 이격을 확인하고, 상기 제1부반송파 이격 및 상기 제2부반송파 이격 중 적어도 하나를 기반으로 단말에 신호를 전송하는 제어부를 포함하고, 상기 제1부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제1CP(cyclic prefix) 패턴 및 상기 제2부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제2CP 패턴은 기 설정된 CP 패턴 집합을 기반으로 결정되며, 상기 제1CP 패턴을 적용한 제1부반송파 이격에 대응하는 심볼 및 상기 제2CP 패턴을 적용한 제2부반송파 이격에 대응하는 심볼은 각각 시간 정렬(time alignment)되는 것을 특징으로 한다.

본 발명은 셀룰러(cellular) 무선통신 시스템에서 다양한 서비스를 통합 지원하기 위한 확장형 프레임 구조를 정의하고 해당 프레임 구조를 적용한 송수신 방법 및 장치를 제공함으로써, 심볼 간 간섭을 최소화하여 시스템 성능을 향상시킬 수 있고, 부반송파 이격(spacing)마다 다양하거나 동일한 셀 커버리지를 지원할 수 있도록 하여 오퍼레이터의 요구에 따라 다양한 셀 배치 (cell deployment) 시나리오를 지원한다.

도 1은 LTE 시스템의 프레임 구조 및 시간 단위인 라디오 프레임 (radio frame), 서브프레임(subframe), 슬롯(slot)에 대한 정의를 나타내는 도면,
도 2a는 LTE 시스템에서 일반형(normal) CP를 사용하는 슬롯(slot) 구조 및 리소스 블록 (resource block), 리소스 엘리먼트 (resource element)에 대한 정의를 나타내는 도면,
도 2b는 LTE 시스템에서 확장형(extended) CP를 사용하는 슬롯(slot) 구조 및 리소스 블록 (resource block), 리소스 엘리먼트 (resource element)에 대한 정의를 나타내는 도면,
도 3은 특정 부반송파 이격 기준으로 x2, x4로 스케일링된 부반송파 이격의 OFDM 심볼들이 CP를 제외하면 서로 시간 정렬이 잘 이루어질 수 있음을 보여주는 도면,
도 4는 15kHz를 기준으로 임의의 2^m 레퍼런스 부반송파 이격에 대해, CP ratio가 1/4인 확장형 CP 길이 기반 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시키는 프레임 구조의 예를 보여주는 도면,
도 5는 15kHz를 기준으로 임의의 2^m 레퍼런스 부반송파 이격에 대해, CP ratio가 1/14인 일반형 CP 길이 기반 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시키는 프레임 구조의 예를 보여주는 도면,
도 6a는 Sub-6GHz 대역 용도로 T_s, 15kHz를 기준으로 LTE의 CP 패턴을 그대로 지키면서 3.75kHz, 7.5kHz, 30kHz, 60kHz에 대해, CP ratio가 1/14인 일반형 CP 길이 기반 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시키는 프레임 구조의 예를 보여주는 도면,
도 6b는 mmWave 대역 용도로 T_s, 15kHz를 기준으로 LTE의 CP 패턴을 그대로 지키면서 60kHz, 120kHz, 240kHz, 480kHz에 대해, CP ratio가 1/14인 일반형 CP 길이 기반 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시키는 프레임 구조의 예를 보여주는 도면,
도 7은 LTE와 혼용되지 않는 5G 단독(standalone) 시스템 용도로 3.75kHz, 7.5kHz, 15kHz, 30kHz, 60kHz에 대해, CP ratio가 1/14인 일반형 CP 길이 기반 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시키는 프레임 구조의 예를 보여주는 도면,
도 8은 0.2T_s, 75kHz을 기준으로 임의의 2^m 레퍼런스 부반송파 이격에 대해, CP ratio가 1/14인 일반형 CP 길이 기반 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시키는 프레임 구조의 예를 보여주는 도면,
도 9는 0.2T_s, 75kHz을 기준으로 mmWave 대역에 적용 가능한 150kHz, 300kHz 부반송파 이격에 대해, CP ratio가 1/14인 일반형 CP 길이 기반 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시키는 프레임 구조의 예를 보여주는 도면,
도 10은 0.25T_s, 60kHz을 기준으로 mmWave 대역에 적용 가능한 120kHz, 240kHz 부반송파 이격에 대해, CP ratio가 1/14인 일반형 CP 길이 기반 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시키는 프레임 구조의 예를 보여주는 도면,
도 11은 15kHz를 레퍼런스 부반송파 이격으로 두고 15kHz의 서브프레임 내에 30kHz, 60kHz 부반송파 이격이 15kHz의 일반형 CP 길이와 동일한 CP 길이를 가지면서도 정수 개의 심볼이 배치될 수 있도록 하는 프레임 구조의 예를 보여주는 도면,
도 12는 15kHz를 레퍼런스 부반송파 이격으로 두고 15kHz의 서브프레임 내에서 60kHz의 심볼이 15kHz 일반형 CP 심볼과 심볼 정렬을 만족시키는 프레임 구조의 예를 보여주는 도면,
도 13a는 7.5kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 일반형 CP에 해당하는 자원 블록의 예를 보여주는 도면,
도 13b는 15kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 일반형 CP에 해당하는 자원 블록의 예를 보여주는 도면,
도 13c는 30kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 일반형 CP에 해당하는 자원 블록의 예를 보여주는 도면,
도 13d는 60kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 일반형 CP에 해당하는 자원 블록의 예를 보여주는 도면,
도 14a는 7.5kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 확장형 CP에 해당하는 자원 블록의 예를 보여주는 도면,
도 14b는 15kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 확장형 CP에 해당하는 자원 블록의 예를 보여주는 도면
도 14c는 30kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 확장형 CP에 해당하는 자원 블록의 예를 보여주는 도면,
도 14d는 60kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 확장형 CP에 해당하는 자원 블록의 예를 보여주는 도면,
도 15a는 15kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 일반형 CP 길이와 동일한 CP 길이를 갖는 30kHz 부반송파 이격의 자원 블록의 예를 보여주는 도면,
도 15b는 15kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 일반형 CP 길이와 동일한 CP 길이를 갖는 60kHz 부반송파 이격의 자원 블록의 예를 보여주는 도면,
도 16은 15kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 일반형 CP 심볼과 심볼 정렬이 가능한 60kHz 부반송파 이격의 자원 블록의 예를 보여주는 도면,
도 17a는 도 6a와 같은 확장형 프레임 구조에서 도 13a/b/c/d와 같은 자원 블록이 주파수 분할 다중화 (FDM) 형태로 공존하는 예를 보여주는 도면,
도 17b는 도 4와 같은 확장형 프레임 구조에서 도 14a/b/c/d와 같은 자원 블록이 주파수 분할 다중화 (FDM) 형태로 공존하는 예를 보여주는 도면,
도 18은 도 11과 같은 확장형 프레임 구조에서 도 13b, 도15a/b와 같은 자원 블록이 주파수 분할 다중화 (FDM) 형태로 공존하는 예를 보여주는 도면,
도 19는 도 12와 같은 확장형 프레임 구조에서 도 13b, 도16과 같은 자원 블록이 주파수 분할 다중화 (FDM) 형태로 공존하는 예를 보여주는 도면,
도 20a는 레퍼런스 부반송파 이격을 단말이 결정하고, 기지국은 의무적으로는 지원해야 하는 모든 부반송파 이격에 대해 초기 접속 채널을 설정할 경우, 단말이 기지국과의 초기 접속 및 통신을 수행하는 절차를 설명하는 도면,
도 20b는 레퍼런스 부반송파 이격을 단말이 결정하고, 기지국은 모든 단말과 미리 약속된 하나의 부반송파 이격 (default subcarrier spacing)에 대해 초기 접속 채널을 설정할 경우, 단말이 기지국과의 초기 접속 및 통신을 수행하는, 절차를 설명하는 도면,
도 20c는 레퍼런스 부반송파 이격을 기지국이 결정하고, 기지국은 의무적으로 지원해야 하는 모든 부반송파 이격에 대해 초기 접속 채널을 설정할 경우, 단말이 기지국과의 초기 접속 및 통신을 수행하는 절차를 설명하는 도면,
도 20d는 레퍼런스 부반송파 이격을 기지국이 결정하고, 기지국은 모든 단말과 미리 약속된 하나의 부반송파 이격에 대해 초기 접속 채널을 설정할 경우, 단말이 기지국과의 초기 접속 및 통신을 수행하는 절차를 설명하는 도면,
도 20e는 레퍼런스 부반송파 이격을 주파수 대역에 따라 하나의 값으로 고정해두고, 해당 부반송파 이격으로 초기 접속 채널까지 설정할 경우, 단말이 기지국과의 초기 접속 및 통신을 수행하는 절차를 설명하는 도면,
도 21은 기지국이 상황에 따라 Numerology 세트별 주파수/시간 자원 영역을 가변적으로 운용하려 할 때, 기지국과 단말이 수행하는 절차를 설명하는 도면,
도 22a는 도 4, 도 6a와 같은 확장형 프레임 구조 운용에 적합한 셀 당 다중 TRP가 설치된 5G 네트워크 환경의 예를 보여주는 도면,
도 22b는 도 11, 도 12와 같은 확장형 프레임 구조 운용에 적합한 셀 당 단일TRP가 설치된 5G 네트워크 환경의 예를 보여주는 도면,
도 23은 본 명세서의 실시 예에 따른 단말을 나타낸 도면,
도 24는 본 명세서의 실시 예에 따른 기지국을 나타낸 도면,
도 25는 T _s, 15kHz를 기준으로 LTE의 CP 패턴을 그대로 지키면서 30kHz, 60kHz에 대해, CP ratio가 1/14인 일반형 CP 길이를 LTE short CP 길이를 scaling하되 잔여 시간 16T _s를 0.5ms 주기의 첫 심볼에 할당하여 심볼/0.5ms(LTE 슬롯 길이) 정렬을 만족시키는 프레임 구조의 예를 보여주는 도면,
도 26은 T _s, 15kHz를 기준으로 30kHz, 60kHz에 대해 LTE의 일반형 CP 길이와 유사한 CP 길이를 가지면서 서로 다른 오버헤드를 갖는 확장형 CP 길이를 갖는 프레임 구조의 예를 보여주는 도면이고,
도 27은 30kHz 부반송파 이격에서 확장형 CP 길이의 프레임 구조에서 eMBB와 URLLC를 서로 다른 TTI로 지원할 수 있는 슬롯/미니슬롯 구조의 예를 보여주는 도면이다.

이하, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.

실시 예를 설명함에 있어서 본 발명이 속하는 기술 분야에 익히 알려져 있고 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.

마찬가지 이유로 첨부 도면에 있어서 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 개략적으로 도시되었다. 또한, 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 각 도면에서 동일한 또는 대응하는 구성요소에는 동일한 참조 번호를 부여하였다.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.

이 때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.

또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.

이 때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다.

또한 실시 예에서 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.

또한 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다. 이하, 기지국은 단말의 자원할당을 수행하는 주체로서, eNode B, Node B, gNB (next generation Node B), NR (New Radio access technology) node, BS (Base Station), NR BS, 무선 접속 유닛, 기지국 제어기, 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 단말은 UE (User Equipment), MS (Mobile Station), 셀룰러폰, 스마트폰, 컴퓨터, 또는 통신 기능을 수행할 수 있는 멀티미디어 시스템을 포함할 수 있다. 본 발명에서 하향링크 (Downlink; DL)는 기지국이 단말에게 전송하는 신호의 무선 전송경로이고, 상향링크는 (Uplink; UL)는 단말이 기국에게 전송하는 신호의 무선 전송경로를 의미한다. 또한, 이하에서 설명하는 본 발명의 실시 예와 유사한 기술적 배경 또는 채널 형태를 갖는 여타의 통신 시스템에도 본 발명의 실시 예가 적용될 수 있다. 또한, 본 발명의 실시 예는 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로써 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신 시스템에도 적용될 수 있다.

LTE 및 LTE-A의 단일 캐리어당 시스템 대역폭 (system bandwidth)은 최대 20MHz 로 제한되는데 반해, 5G 시스템은 이보다 월등히 넓은 초광대역을 활용하여 수 Gbps 에 이르는 초고속 데이터 서비스 지원을 주요 목표로 한다. 이에 따라 5G 시스템은 초광대역 주파수 확보가 상대적으로 용이한 수 GHz부터 최대 100GHz까지의 대역을 후보 주파수로 고려하고 있다. 각국에서는 이동통신 시스템에서 사용하는 수백 MHz 에서 수 GHz 에 포함되는 주파수 대역 중에서 주파수 재배치 혹은 신규 할당을 통해 5G 시스템을 위한 광대역 주파수를 확보하려 하고 있다.

수십 GHz 초고주파 대역은 전파의 파장이 수 밀리미터(mm) 수준으로 밀리미터웨이브 (millimeter wave; mmWave)라고 부르기도 한다. 일반적으로 주파수가 높아질수록 전파의 경로 손실 (pathloss)이 증가하므로 초고주파 대역을 활용하는 이동통신 시스템은 기존의 수 GHz 대역에 비해 셀 커버리지가 줄어들게 된다. 이러한 단점을 극복하기 위해 다수의 배열 안테나를 사용해서 전파의 방사 에너지를 소정의 목적 지점으로 집중시켜 전파의 도달 거리를 증가시키는 빔포밍(beamforming) 기술이 중요하게 부각되고 있다. 빔포밍 기술은 송신단 뿐만 아니라 수신단에도 각각 적용될 수 있는데, 빔포밍 기술이 적절히 동작하기 위해서는 송/수신 빔 방향의 정확한 측정 및 피드백 방법이 요구된다. 기지국이 셀 내 단말을 위한 송/수신 빔 방향을 알아내기 위해 다수 빔에 대한 스위핑(sweeping)을 짧은 시간 내에 이루어내려면 빔 측정용 심볼의 길이가 짧은 것이 유리할 수 있다.

5G 시스템의 또 다른 요구사항으로, 송/수신단 사이 전송지연이 약 1ms 이내인 초저지연 (ultra-low latency) 서비스가 요구되고 있다. 전송지연을 줄이기 위한 한 가지 방안으로 LTE 및 LTE-A 대비 짧은 TTI (transmit time interval) 기반의 프레임 구조 설계가 필요하다. TTI는 스케줄링을 수행하는 기본 단위로, LTE 및 LTE-A 시스템의 TTI는 한 서브프레임의 길이에 해당하는 1ms이다. 예를 들어, 상기 5G 시스템의 초저지연 서비스에 대한 요구사항을 만족시키기 위한 짧은 TTI 로, LTE 및 LTE-A 시스템보다 짧은 0.5ms, 0.25ms, 0.125ms, 62.5us 등이 가능하다.

OFDM을 기반으로 하는 5G 시스템의 경우, OFDM의 심볼 길이는 부반송파 이격과 역수 관계에 있기 때문에, 기존 (예를 들어, LTE의 경우 15kHz이다) 대비 부반송파 이격을 2배로 늘릴 경우 심볼 길이는 2배로 줄게 할 수 있어 상기와 같은 요구 사항에 대응하여 짧은 OFDM 심볼 길이를 만들 수 있다.

다른 한편으로 5G 시스템은 대량의 IoT 단말과의 무선 접속이 가능하도록 하는 massive machine-type communications (mMTC) 서비스도 고려해야 한다. mMTC의 경우 데이터 전송률 증대 보다는 커버리지가 넓으면서도 배터리 사용 기간을 오래 유지할 수 있도록 하는 전송 방식이 필요한데, 이런 경우에는 OFDM 부반송파 이격을 기존 대비 몇 배로 줄여 단말의 송신 에너지를 좁은 대역에 집중시킬 수 있도록 심볼 길이를 길게 가져갈 수 있다.

따라서 한 캐리어 주파수 대역 내에서 상기와 같은 다양한 요구 사항을 만족시키기 위해서는 LTE처럼 고정된 부반송파 이격 (subcarrier spacing) 대신 다양한 크기의 부반송파 이격을 동시에 지원할 수 있는 확장된 프레임 구조 설계가 요구된다. OFDM 기반 프레임 구조 설계에서 OFDM 심볼의 순환 프리픽스 (cyclic prefix; CP) 길이 설정이 매우 중요한데, 이는 무선 채널의 다중 경로 페이딩을 극복하기 위한 OFDM 시스템의 시간 영역 오버헤드와 셀 커버리지 사이에 trade-off 관계에 있기 때문이다. 예를 들어, ISD (inter-site distance) 200m를 지원하는 CP 길이보다 ISD 500m를 지원하는 CP 길이는 더 길어져야 하지만 CP 길이가 길어질수록 시스템의 오버헤드는 증가하게 된다. 뿐만 아니라, 5G 시스템의 프레임 구조 설계에서 CP 길이 설정이 더욱 중요해지는 이유는, 다수의 부반송파 이격으로 인해 서로 달라진 OFDM 심볼 길이와 각 OFDM 심볼에 더해지는 CP 길이를 어떻게 설정하느냐에 따라 부반송파 이격 사이에 CP-OFDM 심볼 단위, 슬롯 단위, 서브프레임 단위의 시간 정렬이 이루어질 수도 있고 그렇지 않을 수도 있기 때문이다. 이러한 시간 정렬은 시간 동기가 어긋나서 발생하는 셀간 간섭 문제를 최소화할 수 있고, 기지국의 스케줄링 시간 단위 조절을 용이하게 해주기 때문에 5G 시스템의 확장 가능한 프레임 구조 설계에 있어 주요 고려 요소 중 하나이다.

먼저 LTE 및 LTE-A 시스템의 OFDM 기반 프레임 구조와 서브프레임, 슬롯, 부반송파 이격 등 주요 시스템 파라미터를 설명하고자 한다.

도 1은 LTE 및 LTE-A 시스템의 FDD (Frequency Division Duplex)용 프레임 구조를 나타낸 도면이다. 도 1을 참조하면 FDD 용 프레임 구조가 개시되며, TDD (Time Division Duplex) 프레임의 경우에도 special subframe을 제외한다면 기본 구조는 FDD와 동일하고, 라디오 프레임 (radio frame)(105), 서브프레임(subframe)(115), 슬롯(slot)(110) 등과 같은 시간 단위에 대한 정의는 duplex에 관계 없이 동일하므로, 이후에서는 FDD 프레임 구조를 기반으로 설명하도록 한다.

LTE 및 LTE-A 시스템은 한 캐리어 당 지원 가능한 최대 크기의 시스템 대역폭 (system bandwidth) 20MHz에서 부반송파 이격 (subcarrier spacing)이 15kHz, FFT (Fast Fourier Transform) 크기가 2048인 OFDM 시스템을 고려하여 기준 시간 단위를 시스템의 샘플링 레이트 (sampling rate)의 역수인

로 두고 슬롯 길이를

로 정의하고, 2개의 슬롯(110)이 모여 하나의 서브프레임(115)을 구성하고, 10개의 서브프레임이 모여 하나의 라디오 프레임(105)을 구성하도록 정의한다. 이에 따라 서브프레임 길이는

, 라디오 프레임 길이는

로 주어진다. 또한 실시 예에서 서브프레임의 길이는 1ms로 제한되지 않으며, 그 길이가 길어지거나 짧아질 수 있으며, 이와 같은 길이의 변화는 시스템 설계에 따라 유연하게 제공될 수 있다.

도 2a 내지 2b는 LTE 및 LTE-A 시스템의 데이터 혹은 제어 채널이 전송되는 무선자원영역인 주파수-시간 자원 영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다. 도 2a 내지 2b를 참조하면, 가로 축은 시간 영역을, 세로 축은 주파수 영역을 나타낸다. 시간 영역에서의 최소 전송 단위는 하향링크(downlink; DL)의 경우 OFDM 심볼 1개, 상향링크(uplink; UL)의 경우 SC-FDMA 심볼 1개로서,

개의 심볼(210, 240)이 모여 하나의 슬롯(205, 235)을 구성한다. OFDM 심볼 길이와 SC-FDMA 심볼 길이는 각각 대응 될 수 있으므로 이후에는 OFDM 심볼 길이로만 설명하도록 한다. 주파수-시간 영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(220, 250) (resource element; RE)로서 OFDM 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스로 나타낼 수 있다. 리소스 블록(215, 245)(resource block; RB 혹은 physical resource block; PRB)은 주파수 영역에서

개의 연속된 부반송파(225)와 시간 영역에서

개의 연속된 OFDM 심볼로 정의된다. 따라서 하나의 RB는

개의 RE로 구성된다. LTE 및 LTE-A 시스템에서 데이터는 RB 단위로 매핑되고, 기지국은 소정의 단말에 대해 한 서브프레임을 구성하는 RB-pair, 즉 2개의 연속된 슬롯 단위로 스케줄링을 수행한다. OFDM 심볼 개수

(210, 240)은 심볼 간 간섭 방지를 위해 심볼마다 추가되는 순환 프리픽스 (cyclic prefix; CP)의 길이에 따라 정해지는데, 도 2a와 같이 일반형 CP가 적용되면

(210), 도 2b와 같이 확장형 CP가 적용되면

(240)이 된다. 확장형 CP는 일반형 CP보다 전파 전송 거리가 상대적으로 큰 시스템에 적용해서 심볼간 직교성을 유지할 수 있게 된다. 하나의 RB를 구성하는 부반송파 개수는

로 고정된 값으로 정의되므로, 시스템 전송 대역의 대역폭은 RB개수

에 비례하여 증가한다. 예를 들어, LTE 또는 LTE-A에서 지원하는 시스템 대역폭 1.4MHz, 3MHz, 5MHz, 10MHz, 15MHz, 20MHz에 대응되는

값은 각각 6, 12, 25, 50, 75, 100이다. 시스템 대역폭은 인접 대역과의 간섭을 고려하여 대역폭 양 끝단 영역의 일부는 데이터를 전송하지 않는 보호 대역을 포함하고 있다. 예를 들어, 20MHz 시스템 대역폭 하향링크의 경우 15kHz 부반송파 이격으로 DC를 제외한 1200개 (

) 부반송파를 사용하여 약 18MHz 대역폭을 전송 대역으로 사용하고 나머지 2MHz를 1MHz 씩 양 끝단에 나누어 보호 대역으로 사용한다. 이외의 대역폭의 하향링크의 경우도 각각 보호 대역이 존재 할 수 있다.

CP 비율(ratio)은 CP 길이 대 CP 길이와 OFDM 심볼 길이의 합의 비인

로 정의 될 수 있다. CP ratio가 1/14인 일반형 CP의 경우, 한 서브프레임을 14개의 OFDM 심볼 개수로 구성하려면 하나의 CP의 길이만으로

기준으로 해당 CP ratio 만큼의 정수 개의 샘플 수를 조정하기 어려우므로, 심볼 당 CP 길이를 추가적으로 조정한다. 예를 들어, 매 슬롯의 첫 번째 심볼의 길이는

이고 슬롯 내의 나머지 6개 심볼의 CP 길이는

이다. 이러한 방식으로 슬롯(

)을 구성하는 15360개의

기준의 샘플 수를

이 되도록 하여 하나의 슬롯이 7개의 OFDM 심볼로 구성될 수 있도록 한다. 따라서 LTE 또는 LTE-A 시스템의 일반형 CP의 경우에는 매 슬롯 첫번째 OFDM 심볼 길이는

, 나머지 6개 OFDM 심볼 길이는

이다.

CP ratio가 1/4인 확장형 CP의 경우, 한 서브프레임을 12개의 OFDM 심볼로 구성하려고 할 때 하나의 CP 길이만으로 해당 CP ratio 만큼의 정수 개의 샘플 수를 조정할 수 있다. 예를 들어, 슬롯 내 모든 6개 심볼의 CP 길이는

이 되도록 하여 하나의 슬롯이 6개의 OFDM 심볼로 구성될 수 있도록 한다. 따라서 LTE 또는 LTE-A 시스템의 확장형 CP의 경우에는 모든 OFDM 심볼 길이는

로 동일하게 적용 될 수 있다.

결국 LTE 또는 LTE-A 시스템의 CP 길이는 상기한 바와 같이, OFDM 부반송파 이격이 15kHz로 주어졌을 때, 서브프레임 기준 시간 1ms를 정수 개의 OFDM 심볼로 구성할 수 있는 CP ratio를 결정해야 하며, 이와 같은 CP ratio를 결정하기 위해서 시스템의 샘플링 레이트 (sampling rate) 및 2ⁿ 형태를 갖는 구현이 용이한 FFT 크기를 모두 고려할 수 있다. 다시 말하면,

이 되어 일반형 CP의 경우 1/14의 CP ratio를, 확장형 CP의 경우 3/12 = 1/4의 CP ratio가 되는 것이다. 이러한 샘플링 주기의 정수 배 형태로 CP 길이를 조정하거나 (예를 들어 일반형 CP의 경우

,

, 확장형 CP의 경우

), 서브프레임을 정수 개의 OFDM 심볼로 구성할 수 있도록 서브프레임 내 CP 길이의 총 합이 OFDM 심볼 길이의 정수 배가 될 수 있도록 CP 길이를 조정하는 방식 (예를 들어 일반형 CP의 경우 서브프레임 내 CP 길이의 총합은

, 확장형 CP의 경우 서브프레임 내 CP 길의 총합은

) 등은 시스템 구현에 용이하면서도 규칙적인 프레임 구조를 만드는 데 있어 필수적으로 고려되어야 할 요소들이라 할 수 있고, 5G 시스템을 위한 확장형 프레임 구조를 설계할 때에도 마찬가지로 고려되어야 한다. 또한 이와 같은 확장형 프레임 구조는 5G 시스템 이외의 시스템에도 일부 구성을 변경하거나 동일하게 적용될 수 있다.

상기

와 같은 기준 시간 단위는 일반적인 무선통신 시스템에서, 부반송파 이격 (subcarrier spacing), CP 길이 등은 OFDM 송수신에 필수적인 정보로서 기지국과 단말이 서로 공통의 값으로 인지해야 원활한 송수신이 가능하다. 이와 같은 정보의 경우 기지국이 별도의 시그널링을 통해 단말에 전송하거나 단말과 기지국 사이에 기 설정된 정보를 사용할 수도 있다.

상술한 바와 같이 5G 시스템의 동작 주파수 대역은 수백 MHz 부터 100GHz 에 이르기까지 광범위하기 때문에, 전체 주파수 대역에 걸쳐 단일 프레임 구조를 운용해서는 주파수 대역별 채널 환경에 적합한 송수신이 어렵다. 즉, 동작 주파수 대역을 세분화하고 이에 맞춰 부반송파 이격한 프레임 구조를 운영함으로써, 효율적인 신호 송수신을 가능하게 할 필요가 있다. 예를 들어, 고주파 대역에서는 phase noise 에 의한 성능 열화를 극복하고, 빔 스위핑 (sweeping) 주기를 짧게 가져갈 수 있도록 부반송파 이격을 상대적으로 크게 하여 짧은 OFDM 심볼 길이로 운용하는 것이 바람직하다. 또한 속도가 빠른 high mobility 단말을 지원하거나 초저지연 서비스 단말을 지원하는 경우에도 부반송파 이격을 상대적으로 크게 하는 것이 바람직하다. 반면에, Sub-1GHz 대역에서 mMTC 단말을 지원하는 경우에는 부반송파 이격을 상대적으로 작게 하여 긴 OFDM 심볼 길이를 활용해 넓은 커버리지와 에너지 효율적인 저속 전송을 할 수 있도록 운용하는 것이 바람직하다. 상기 동작 주파수 대역, 서비스 종류 이외에 셀 크기도 프레임 구조를 정의하는 주요 고려 사항이 될 수 있다. 예를 들어, 셀 크기가 큰 경우에는 다중 경로 전파 신호에 의한 심벌간 간섭을 회피하기 위해 상대적으로 긴 CP 길이를 적용하는 게 바람직하다. 이하 설명의 편의를 위해 상기 동작 주파수 대역, 서비스 특성, 셀 크기 등 다양한 시나리오에 따라 정의하는 프레임 구조를 이하 명세서의 설명에서 확장형 프레임 구조 (scalable frame structure)라고 부르기로 한다.

본 명세서에 개시된 실시 예들의 요지 중 하나는, 상기 확장형 프레임 구조를 설계할 때, CP 길이에 특정한 패턴을 가지도록 하여 부반송파 이격 마다 정의될 서브프레임, 슬롯, 및 심볼 중 적어도 하나에 대해 시간 단위의 정렬이 이루어지도록 함으로써, 동작 주파수 대역, 서비스 종류, 셀 크기 등 다양한 시나리오에 따라 필수 파라미터 세트가 달라질 수 있도록 할 때, 필수 파라미터 세트 상호 간에 호환성을 가능한 크게 유지하도록 함으로써 효율적인 시스템 운영이 가능하도록 하는 것이다. 상기 필수 파라미터 세트는 부반송파 이격 (subcarrier spacing), CP 길이 등을 포함한다.

<기준 시간 단위 설정 방법>

부반송파 이격 (subcarrier spacing), CP 길이는 OFDM 송수신을 위한 필수 파라미터이다. 이 CP 길이를 설정하기 위해서는 먼저 디지털 무선통신 시스템에서 기준 시간 단위 (예를 들어 상기한

)를 설정해야 한며, 상기 기준 시간 단위는 샘플링 주기(sampling period)와 관련될 수 있다. 일반적으로 이동통신 시스템은 세대 교체가 되면서 이전 세대와의 호환성을 유지하지 않고 이루고자 하는 목적에 따라 최적화되어 개발되었는데 (예를 들어 1세대는 아날로그 음성통신, 2세대는 디지털 음성 통신, 3세대는 패킷 기반의 음성/데이터 통신을 목적으로 개발되었다.), 세대를 거치면서 발달된 디지털 신호 처리 기술의 도움으로 광대역 처리가 가능해짐에 따라 4세대 LTE 시스템을 개발하면서부터는 이전 세대 시스템으로부터의 smooth한 migration을 고려하여 3세대 WCDMA (Wideband Code Division Multiple Access) 시스템과 4세대 LTE 시스템을 쉽게 공존시킬 수 있도록 (예를 들어 3G/4G dual modem, 1-chip modem 등 제작이 용이하도록) LTE 시스템의 샘플링 주기를 3세대 WCDMA 시스템의 샘플링 주기인 3.84MHz의 2ⁿ (n은 정수) 배가 될 수 있도록 선정하였다. 예를 들어, 20MHz LTE 시스템의 기준 시간 단위인

의 역수를 취하면 30.72MHz가 되는데, 이는 3.84MHz를 23 = 8배가 되는 값이다. 5G 시스템은 4G LTE 또는 LTE-A 시스템과 동일한 OFDM을 기본 전송방식으로 가정하고 있어 초기 5G 시스템 deploy 시 3G/4G 시스템과의 효율적인 공존을 위해 기준 시간 단위를 LTE 기준

의 정수 배, 더 나아가서는 2ⁿ배로 한정하여 시스템 설계를 할 가능성이 매우 크다. 예를 들어, 100MHz 5G 시스템의 기준 시간 단위는 20MHz LTE 시스템의 기준 시단 단위보다 5배 짧은

가 되고, 80MHz 5G 시스템의 기준 시간 단위는 LTE 시스템의 기준 시간 단위보다 4배 짧은

가 되도록 설정할 수 있다. 이와 같은 수치는 설계의 용이성을 위해 선택된 값으로 시스템 호환성을 고려한 다른 값으로도 적용될 수 있다.

부반송파 이격의 경우에도 기준 부반송파 이격을 기준으로 정수 배가 되도록 부반송파 이격을 결정할 수 있으며, 더 나아가서는 기준 부 반송파 이격을 기준으로 2^m배 (m은 임의의 정수)로 부반송파 이격을 결정할 수 있다. 이는 부반송파 이격이 OFDM 심볼 길이와 역수 관계에 있어, 2^m배로 한정할 경우 FFT 크기도 2^-m 형태로 확장이 가능해지기 때문이다. 일례로, LTE의 부반송파 이격인 15kHz를 NR OFDM의 baseline 부반송파로 고려할 수 있으며, 30kHz 부반송파 이격을 확장해서 지원할 경우 30kHz의 CP를 제외한 순수 OFDM 심볼 길이는 15kHz의 CP를 제외한 순수 OFDM 심볼 길이의 정확히 절반 길이가 될 수 있다.

도 3은 특정 부반송파 이격을 기준으로 2배, 4배 스케일링(scaling)한 부반송파 이격의 OFDM 심볼들을 도시한 도면이다.

도 3을 참조하면 특정 부반송파(305) 이격을 기준으로 2배(310) 및 4배(315) 스케일링 된 부반송파 이격의 OFDM 심볼들은 CP가 존재하지 않을 때 서로 시간 정렬이 이루어질 수 있음을 보여준다. (예를 들어, 15kHz, 30kHz, 60kHz라고 생각해도 된다.) 실시 예에서 특정 부반송파(305)를 기준 부반송파라 할 수 있다. 이러한 이점 때문에 LTE 부반송파 이격을 기준으로 이에 2^m 스케일링 관계를 갖는 부반송파 이격들, 즉, 7.5kHz (x1/2), 15kHz(x1), 30kHz(x2), 60kHz(x4), 120kHz(x8), 240kHz(x16), 480kHz(x32)대역의 부반송파를 지원하도록 설정될 수 있다.

이와 같은 부반송파 이격을 가질 경우 기준 심볼 길이(symbol duration)(320)을 기준으로 부반송파 이격의 역수에 비례한 심볼 길이(325, 330)을 가질 수 있다.

본 발명의 적용 범위가 15kHz 및 이를 기준으로 2^m 배 (m은 임의의 정수) 스케일링된 부반송파 이격을 대상에만 적용될 수 있는 것은 아니나 상기와 같은 이유로 LTE 및 LTE-A 시스템의 기준 시간 단위인

를 기준으로 하여 N배 짧아진 기준 시간 단위를

으로 정의하고 이를 기반으로 하여 확장된 프레임 구조의 서브프레임 길이, 슬롯 길이, OFDM 부반송파 이격 및 CP 길이 등의 시간 단위를 설정하는 방법 및 부반송파 이격 간 시간 정렬을 이룰 수 있는 CP 길이 설정 방법을 이하에서 설명한다. 또한 특정 부반송파 이격의 CP 길이가 다양할 수 있으므로 이에 따라 보통 OFDM 심볼 수와 연계된 서브프레임 길이, 슬롯 길이 등이 변경될 수 있으므로 5G 시스템에서는 각 부반송파 이격마다 기준으로 삼을 서브프레임 길이, 슬롯 길이에 대한 정의가 필요하다. 본 발명에서는 상기한 바와 같이

을 기준으로 LTE와 동일한 프레임 구조, 즉, CP가 존재하지 않을 때 15개의 OFDM 심볼 길이를 레퍼런스(reference) 부반송파 이격의 서브프레임 길이로 정의하고, 이때의 슬롯 길이는 서브프레임 길이의 절반으로 정의한다. 예를 들어, N=1인 경우 (즉, LTE와 동일한

를 가져가는 경우), 레퍼런스 부반송파 이격이 15kHz일 때 서브프레임 길이는 순수 OFDM 심볼 15개의 길이에 해당하는 1ms, 슬롯 길이는 0.5ms로 LTE의 정의와 동일하다. 레퍼런스 부반송파 이격이 30kHz일 때 서브프레임 길이는 순수 30kHz OFDM 심볼의 15개 길이인 0.5ms, 슬롯 길이는 0.25ms로 15kHz 대비 2배 줄어든다. 마찬가지로, 2^m x 15kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 서브프레임 길이는 2^-m x 1ms, 슬롯 길이는 2^-m x 0.5ms으로 정의한다.

실시 예에서 레퍼런스 부반송파 이격의 의미는 다양하게 정의될 수 있는데, 단말이 초기 접속 시 획득한 부반송파 이격이거나, 단말이 기준으로 삼고 동작하도록 기지국이 정해 준 부반송파 이격이거나, 기지국이 기준으로 삼고 있는 부반송파 이격일 수 있다. 이와 같이 레퍼런스 부반송파의 이격은 실시 예에 따라 다르게 정의될 수 있으며, 각 결정 방법들을 혼용해서 사용할 수 있다.

실시 예에서 자원 스케줄링이 가능한 시간 단위를 TTI라고 부르기로 하고, TTI는 서비스 종류 등에 따라 그 길이는 달라질 수 있다. 예를 들어 eMBB 서비스를 위한 TTI는 1ms, URLLC 서비스를 위한 TTI는 62.5us으로 다를 수 있다. 다만 이러한 스케줄링 단위는 본 발명에서 설명하고자 하는 확장된 프레임 구조가 시간 정렬 단위에 맞게 설정되어야 효율적인 운용이 가능할 수 있으며, 확장된 프레임 구조에서도 각기 다른 TTI를 지정하여 시스템을 운영할 수 있다.

<시간 단위 및 시간 정렬(time alignment)에 대한 정의>

앞서 LTE 및 LTE-A 시스템의

를 통해 부반송파 이격, FFT 크기 (= 순수 OFDM 심볼 길이에 해당하는 샘플 수), 서브프레임 길이와의 관계성을 설명했었다. 이와 유사하게 5G 시스템의 기준 시간 단위

에서 2^m 부반송파 이격 스케일링을 고려할 때, 레퍼런스 부반송파 이격, FFT 크기, 서브프레임 길이와의 관계성을 설명하면, 먼저

에서의 baseline 부반송파 이격은

로 정의되고, 이를 기준으로 2^m 스케일링된 레퍼런스 부반송파 이격의 서브프레임 길이

은 다음 수학식과 같이 정의할 수 있다.

< 수학식 1 >

향후 5G 시스템이 도입되는 초기에는 LTE의 밴드 플랜이 정의되어 있는 4GHz 이하 대역에서는 적어도 LTE 및 LTE-A 시스템과의 공존 혹은 듀얼 모드 운영이 예상되므로, 5G 시스템의 확장형 프레임 구조는 적어도 LTE 및 LTE-A 시스템의 프레임 구조 혹은 필수 파라미터 세트를 포함할 필요가 있다. 이는 레퍼런스 부반송파 이격이 15kHz인 경우, 다음 수학식과 같은 관계성을 갖도록 OFDM 심볼 길이와 CP 길이를 설정하는 것을 포함할 수 있다.

< 수학식 2 >

여기서 (1+14)란 2048-FFT를 사용하는 15개의 순수 OFDM 심볼 길이에 해당하는 서브프레임 길이 내에 존재하는 14개 OFDM 심볼의 CP 길이의 총합에 대응하는 1개의 OFDM 심볼 길이, 즉, 2048 샘플이 되도록 CP 길이를 정한다는 의미이다. 이는 LTE에서 CP ratio가 1/14인 일반형 CP 길이를 정하는 규칙과 동일하다. 마찬가지로 (3+12)의 의미는 LTE에서 CP ratio가 1/4인 확장형 CP 길이를 정하는 규칙과 동일하다. 2048 = 2¹¹으로 FFT를 구현하기 용이한 숫자이다. < 수학식 2 >를 기준으로 레퍼런스 부반송파 이격을 2^m배 스케일링 할 경우, < 수학식 3 >과 같이 서브프레임 길이를 2^-m x 1ms으로 맞추면서 LTE와 동일한 CP 오버헤드를 갖도록 각 부반송파 이격의 일반형 CP와 확장형 CP 길이를 정할 수 있다.

< 수학식 3 >

여기서

은 스케일링된 부반송파 이격(kHz)을 의미하며,

은 해당 부반송파 이격에 대한 FFT 크기,

는 해당 부반송파 이격에서의 순수 OFDM 심볼 길이를 의미한다. 즉, 2^m배 스케일링된 부반송파 이격의 OFDM 심볼은 2^m배 만큼 심볼 길이도 줄어들게 된다. 이는 부반송파 이격과 OFDM 심볼 길이는 서로 역수 관계에 있으므로 자명한 이치이다. 상기 < 수학식 3 >과 같은 규칙을 통해 레퍼런스 부반송파 이격 사이에는 서브프레임 길이는 < 수학식 4 >와 같은 관계식이 성립하며, 이를 (2^m, 2^m+1) 레퍼런스 부반송파 이격 간 서브프레임 정렬 (subframe alignment)이라 정의한다.

< 수학식 4 >

다시 말하면, (2^m, 2^m+1) 레퍼런스 부반송파 이격 간 서브프레임 정렬 조건은 < 수학식 4 >를 만족할 수 있다. 각 레퍼런스 부반송파 이격의 슬롯 길이는 서브프레임 길이의 절반으로 정의내렸으므로, (2^m, 2^m+1) 레퍼런스 부반송파 이격 간 슬롯 정렬 (slot alignment) 조건도 < 수학식 4 >와 동일하다. 마지막으로 TTI는 정수 개의 OFDM 심볼로 구성될 수 있고 그 개수는 서비스 종류 등에 따라 다양하게 정의될 수 있으나, 한 서브프레임 내 존재하는 TTI 길이의 합은 서브프레임 길이와 동일하게 유지되어야 바람직하다. 참고로 본 발명에서는 서브프레임 내의 시간 단위인 슬롯, TTI를 상기와 같이 정의 내렸으나 상기의 성질을 가지는 시간 단위가 다른 이름으로 정의될 수 있음에 유의하도록 한다. 예컨대, 관련 표준화 과정에서는 레퍼런스 부반송파 이격에 대한 서브프레임 길이는 정의되었으나, 슬롯, 미니 슬롯, 최소 스케줄링 단위, TTI에 대한 명확한 정의는 아직 내려지지 않았지만 이와 같은 부반송파 이격을 적용하여 시스템을 설계할 수 있다.

다음으로, (2^m, 2^m+1) 레퍼런스 부반송파 이격 간 심볼 정렬 (symbol alignment) 조건을 생각해보자. 부반송파 이격이 2배 커질 경우, 부반송파 이격과 OFDM 심볼 길이 간 역수 관계에 의해 그 심볼 길이는 2배 줄어들 게 되므로, 2^m+ ¹레퍼런스 부반송파 이격의 연속된 2개의 CP-OFDM 심볼 길이의 합이 2^m 레퍼런스 부반송파 이격의 한 CP-OFDM 심볼 길이와 일치한다면 이 조건을 (2^m, 2^m+1) 레퍼런스 부반송파 이격 간 심볼 정렬 (symbol alignment)에 대한 정의로 내릴 수 있다. 좀 더 정확히 표현하자면, 모든 레퍼런스 부반송파 이격의 CP를 포함한 OFDM 심볼에 대해 동일한 전송 기준 시점을 잡았을 때 (예를 들어 t=0), 해당 시점을 기준으로 전송하기 시작하는 각 2^m 레퍼런스 부반송파 이격의 CP-OFDM 심볼의 index를 [m, n]이라 정의하고, [m, n]의 CP-OFDM 심볼 길이를

이라 정의하면 (2^m, 2^m+1) 레퍼런스 부반송파 이격 간 심볼 정렬 (symbol alignment) 조건은 다음과 다음 수학식과 같이 정의될 수 있다.

< 수학식 5 >

여기서 [m, n]의 순수 OFDM 심볼 길이를

, CP 길이를

라 정의하면,

관계식이 성립하고, 또 부반송파 이격과 순수 OFDM 심볼 길이 사이에는 역수 관계가 성립하므로

관계식이 성립한다. 따라서 이 두 식을 이용하면 < 수학식 5 > 즉, (2^m, 2^m+1) 레퍼런스 부반송파 이격 간 심볼 정렬 (symbol alignment) 조건은 < 수학식 6 >과 같이 순수 OFDM 심볼 길이를 제외한 CP 길이만으로 표현할 수 있다.

< 수학식 6 >

상기 조건을 확장하면, 특정 레퍼런스 부반송파 이격를 기준으로 삼고, 기준 부반송파 이격과 양의 정수 N배 부반송파 이격 사이의 심볼 정렬 조건은 심볼 index n에 해당하는 기준 부반송파 이격의 CP 길이를

, N배 부반송파 이격의 CP 길이를

이라 할 때, < 수학식 7 >과 같이 나타낼 수 있다.

< 수학식 7 >

이하에서 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시킬 수 있는 CP 길이 패턴 설계 방법에 대해서 설명한다.

먼저 상기한 바와 같이

을 기준으로 2^m x 15kHz 레퍼런스 부반송파 이격의 슬롯 길이, 서브프레임 길이 정의를 따르면서 심볼/슬롯/서브프레임 정렬 조건을 만족시킬 수 있는 CP 길이에 대한 패턴을 설계하는 방법을 제안한다. 이는 < 수학식 3 >과 < 수학식 6 >을 동시에 만족시키는 CP 길이를 찾는 문제와 동일한데, 실수 범위에서 해당 식들을 만족시키는 CP 길이는 무수히 많이 존재할 것이므로 시스템 동작에 있어 효율성, 구현 측면에서의 용이성 등을 고려하여 그 범위를 좁힐 수 있을 것이다. 우선 LTE/LTE-A 시스템에서도 CP 길이 설정에 있어 적용되고 있는 추가적인 규칙을 나열해 보면 아래와 같다.

1) CP 길이는

를 기준으로 정수 샘플 수로 제한된다.

2) 서브프레임 내 각 OFDM 심볼의 CP 길이의 종류는 가능한 그 수를 줄이고, CP 길이의 차이도 최소화시킨다. (예를 들어, LTE/LTE-A 시스템에서는 일반형 CP의 경우 서로 다른 CP 길이는 두 종류이며, 확장형 CP의 경우 모든 심볼의 CP 길이는 동일하다. 일반형 CP에서 두 종류 CP 길이의 차이는

이다.)

3)

기준의 CP 샘플의 수는 FFT size를 조절하여 대역폭을 스케일링 할 수 있도록 소인수분해를 했을 때 인수 2를 가능한 많이 가질 수 있도록 한다.

예를 들어, LTE/LTE-A 시스템의 일반형 CP의 샘플 수는 160, 144인데 이를 소인수분해하면 각각 160 = 25 x 5, 144 = 24 x 32이 된다. 두 수의 최대공약수는 24이므로, 정수 샘플 수를 유지하면서 대역폭을 2배씩 감소시킬 수 있는 회수는 총 4번이 된다. 이는 20MHz-대역폭/2048-FFT/30.72MHz 시스템의 샘플링 레이트 (sampling rate)를 계속 절반으로 줄여나감으로써 10MHz-대역폭/1024-FFT/15.36MHz, 5MHz-대역폭/512-FFT/7.68MHz, 3MHz-대역폭/256-FFT/3.84MHz, 1.4MHz-대역폭/128-FFT/1.92MHz까지 다운샘플링 (down-sampling) 하더라도 정수 샘플 수의 CP 길이를 유지할 수 있음을 의미한다. 예를 들어 128-FFT LTE 시스템의 일반형 CP 샘플 수는 10과 9이다. 이보다 더 다운샘플링을 수행하면 샘플링 간격으로 OFDM 심볼을 표현할 수 없어, 시간 동기 문제가 발생할 수 있다.

4) 일반형 CP의 경우 슬롯 단위, 즉 7-symbol 주기성을 가진다. (확장형 CP의 경우 모든 CP 길이가 동일하므로 최소 1-symbol 주기성을 가진다고 볼 수 있다.)

따라서, 2^m x 15kHz 레퍼런스 부반송파 이격을 지원하는 확장형 프레임 구조에서도 각 부반송파 이격 별로 위와 같은 규칙을 만족시키는 것이 LTE와의 호환성 및 구현 용이성 측면에서 바람직하다.

먼저 2^m x 15kHz 레퍼런스 부반송파 이격을 지원하는 확장형 프레임 구조에서 CP ratio가 1/4인 확장형 CP에 대하여 상기 규칙을 따르면서 심볼/슬롯/서브프레임 정렬이 가능한 CP 길이를 정하는 방법을 이하에서 설명한다. 가장 직관적인 방법으로, LTE/LTE-A의 15kHz 부반송파 이격의 확장형 CP 길이를 기준으로 2^m 스케일링 시 2^-m만큼 비율로 CP 길이를 조정하는 것을 생각할 수 있을 것이다. 앞서 언급한 바와 LTE/LTE-A의 확장형 CP 길이는

단위로 512개, 즉 29개의 정수 샘플 수를 갖는다. 따라서 부반송파 이격을 2^m 만큼 스케일링 할 경우 심볼 길이와 CP 길이 모두 정확히 2^m 배로 축소될 수 있고 각 부반송파 이격마다 심볼 길이와 CP 길이가 모두 동일하게 되어 < 수학식 3 > 및 < 수학식 6 >을 만족시킬 수 있다. 즉, 확장형 CP의 경우 심볼/슬롯/서브프레임 정렬이 쉽게 이루어질 수 있다.

도 4는 LTE/LTE-A 15kHz를 기준으로 아래로는 4배, 위로는 16배까지 부반송파 이격을 스케일링할 때, 심볼/슬롯/서브프레임이 정렬된 확장형 프레임 구조를 나타내는 도면이다.

도 4를 참조하면 LTE 부반송파(415)를 기준으로 스케일링 된 복수의 부반송파(405, 410, 420, 425, 430, 435)의 프레임 구도를 도시하고 있다. 각 부반송파 이격마다 붙인 숫자는 하나의 슬롯 내에 포함되는 OFDM 심볼 인덱스에 해당된다. 각 인덱스 블록의 가로 길이가 하나의 CP 길이와 순수 OFDM 심볼 길이를 더한 하나의 CP-OFDM 심볼 길이를 의미하고 이는 앞서 정의한

값과 동일하다. 3.75kHz부터 120kHz까지 2배씩 부반송파 이격이 스케일링 되면서 서브프레임 길이는 4ms에서 0.125ms까지 2배씩 줄어들고, 슬롯 길이 역시 2ms에서 62.5us까지 2배씩 줄어듦을 확인할 수 있다. 각 부반송파 이격마다 모든 CP-OFDM 심볼 길이가 동일하기 때문에 CP 패턴에 대한 주기성은 1이라고 할 수 있다. 이러한 성질들은 일반적인 2^m 부반송파 이격 스케일링에 대해 모두 확장 가능하며, 각 부반송파 이격마다 상기한 바와 같은 CP에 대한 조건 ①, ②, ④를 모두 만족시킨다. 조건 ③에 대해서는, 부반송파 15kHz의 확장형 CP 길이가

로 인수 2를 9개 가지고 있으므로, 부반송파 이격을 2⁹ 배까지 (즉, 15kHz x 2⁹ = 7.68MHz까지) 스케일링 하더라도 정수 개의 샘플 수를 갖는 CP 길이를 유지할 수 있다. 다시 말하면, FFT 크기를 조절하여 대역폭을 스케일링할 때, 정수 샘플 수를 유지하는 CP 길이를 유지하는 최소 FFT 크기가 매우 작아질 수 있어, 부반송파 이격 확장성뿐만 아니라 대역폭 조절에 대한 확장성(scalability)도 뛰어남을 알 수 있다.

다음으로 2^m x 15kHz 레퍼런스 부반송파 이격을 지원하는 확장형 프레임 구조에서 CP ratio가 1/14인 일반형 CP에 대하여 상기 규칙을 따르면서 심볼/슬롯/서브프레임 정렬이 가능한 CP 길이를 정하는 방법을 이하에서 서술한다.

일반형 CP의 경우, 확장형 CP의 경우와는 달리, LTE/LTE-A의 15kHz 부반송파 이격의 확장형 CP 길이를 기준으로 2^m 스케일링 시 2^-m만큼 비율로 CP 길이를 조정할 때, 심볼 정렬에 대한 < 수학식 6 >은 m>1에 대해 만족시킬 수 있으나 서브프레임 정렬에 대한 < 수학식 3 >은 m>1에 대해 만족시킬 수 없다. 그 이유는 LTE/LTE-A의 CP 패턴이 7-symbol 주기성을 갖는 (L, S, S, S, S, S, S)인데 (여기서 L은 일반형 CP에서 longer CP에 해당하는

길이의 CP를 의미하고, S는 shorter CP에 해당하는

길이의 CP를 의미한다), 30kHz, 60kHz로 2배씩 부반송파 이격을 스케일링할 때 CP 길이를 단순히 2^-m 형태로 줄여 나간다면 30kHz의 경우는 (L, L, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S) 형태가 되어 14-symbol 주기성을 갖는 패턴이 되고, 60kHz의 경우는 (L, L, L, L, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S, S) 형태가 되어 28-symbol 주기성을 갖는 패턴이 된다. 상기한 바와 같이 서브프레임 길이 정렬 조건은 레퍼런스 부반송파 이격마다 14 symbol 길이를 더해 정확히 2^-m ms 이 나와야 하는 것인데, 60kHz부터는 28-symbol 주기성으로 인해 앞의 14 symbol 길이를 더하면 0.25ms보다 크고, 뒤의 14 symbol 길이를 더하면 0.25ms보다 작아지게 되어 서브프레임 길이 정렬 조건에 위배된다. mmWave 대역이나, low latency를 지원하는 스몰 셀에서는 60kHz 또는 120kHz와 같은 부반송파 이격이 시스템 운용의 기준이 되는 레퍼런스 부반송파 이격이 될 가능성이 큰 데, 이렇게 서브프레임의 길이가 들쭉날쭉 해지는 현상은 기지국과 단말이 시간 정렬을 이루는데 장애가 될 수 있다.

우선 서브프레임 정렬 조건을 CP 길이에 대한 패턴 또는 시퀀스로 반영해보면, 각 부반송파 이격의 CP 길이에 대한 시퀀스가 7-symbol 주기성을 가지고 있으면, 슬롯(7-symbol)/서브프레임(14-symbol)의 길이가 일정해짐을 알 수 있다. 상기한 바와 같이 서로 다른 CP 길이의 종류가 많을수록 구현에 불리한 측면이 있으므로 CP 길이는 최대 2가지 종류만 사용되는 것이 바람직하다. 실시 예에 따라 CP 길이를 2종류 이상으로 가져갈 수 있으나, 이와 같은 경우에도 시간 상으로 심볼 단위 정렬을 이룰 필요성이 있다. 이러한 조건을 가지고 7-symbol 주기성을 갖는 CP 길이에 대한 시퀀스를 먼저 유도한다. 서로 다른 두 가지 길이를 L, S라고 하면, 시퀀스 길이가 7인 조합은 L을 1개, S를 6개 선택하거나, L을 2개, S를 5개 선택하거나, L을 3개, S를 4개 선택하여 나열되는 시퀀스들을 생각할 수 있다. (여기서 L이 4개, S가 3개이거나, L이 5개, S가 2개 이거나, L이 6개, S가 1개인 경우는 L과 S를 바꾸면 동일한 방식으로 나열할 수 있으므로 생략한다.) 이러한 시퀀스 중에서 심볼 정렬 조건식인 < 수학식 6 >을 만족시키는 시퀀스를 유도하면, < 표 1 >과 같다. 보다 구체적으로 표 1은 7-symbol 주기성, 서로 다른 두 가지 길이 L, S만을 가지면서 2^m으로 스케일링된 (m은 임의의 정수) 부반송파 이격 간 심볼 정렬 조건을 만족시키는 CP 길이 패턴 시퀀스 목록 (L과 S가 flipping 된 경우까지 고려하면 총 42개 시퀀스가 존재한다.)을 나타낸다.

번호	m=3k일 때 시퀀스	m=3k+1일 때 시퀀스	m=3k+2일 때 시퀀스
1	(L,S,S,S,S,S,S)	(L,L,S,L,S,L,S)	(L,S,S,L,S,S,S)
2	(S,L,S,S,S,S,S)	(L,S,L,L,S,L,S)	(L,S,S,S,L,S,S)
3	(S,S,L,S,S,S,S)	(L,S,L,S,L,L,S)	(S,L,S,S,L,S,S)
4	(S,S,S,L,S,S,S)	(L,S,L,S,L,S,L)	(S,L,S,S,S,L,S)
5	(S,S,S,S,L,S,S)	(S,L,L,S,L,S,L)	(S,S,L,S,S,L,S)
6	(S,S,S,S,S,L,S)	(S,L,S,L,L,S,L)	(S,S,L,S,S,S,L)
7	(S,S,S,S,S,S,L)	(S,L,S,L,S,L,L)	(S,S,S,L,S,S,L)
8	(L,L,S,L,S,L,S)	(L,S,S,L,S,S,S)	(L,S,S,S,S,S,S)
9	(S,L,L,S,L,S,L)	(S,S,L,S,S,L,S)	(S,S,S,S,L,S,S)
10	(L,S,L,L,S,L,S)	(L,S,S,S,L,S,S)	(S,L,S,S,S,S,S)
11	(S,L,S,L,L,S,L)	(S,S,L,S,S,S,L)	(S,S,S,S,S,L,S)
12	(L,S,L,S,L,L,S)	(S,L,S,S,L,S,S)	(S,S,L,S,S,S,S)
13	(S,L,S,L,S,L,L)	(S,S,S,L,S,S,L)	(S,S,S,S,S,S,L)
14	(L,S,L,S,L,S,L)	(S,L,S,S,S,L,S)	(S,S,S,L,S,S,S)
15	(L,S,S,L,S,S,S)	(L,S,S,S,S,S,S)	(L,L,S,L,S,L,S)
16	(S,L,S,S,L,S,S)	(S,S,L,S,S,S,S)	(L,S,L,S,L,L,S)
17	(S,S,L,S,S,L,S)	(S,S,S,S,L,S,S)	(S,L,L,S,L,S,L)
18	(S,S,S,L,S,S,L)	(S,S,S,S,S,S,L)	(S,L,S,L,S,L,L)
19	(L,S,S,S,L,S,S)	(S,L,S,S,S,S,S)	(L,S,L,L,S,L,S)
20	(S,L,S,S,S,L,S)	(S,S,S,L,S,S,S)	(L,S,L,S,L,S,L)
21	(S,S,L,S,S,S,L)	(S,S,S,S,S,L,S)	(S,L,S,L,L,S,L)

< 표 1 >에서 1번, 8번, 15번 시퀀스 세트(set)는 세트 내에 존재하는 3가지 시퀀스를 순환 이동 (circular shift) 시킨 시퀀스 세트이며, 1번 ~ 7번까지의 시퀀스 세트(set)는 세트 내 시퀀스 원소를 다시 순환 이동시킨 시퀀스 세트임을 알 수 있다. 또한 m=3k 시퀀스 내 원소를 n(n = 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7)만큼 순환이동 시키면 m=3k+1 시퀀스는 2n만큼, m=3k+2는 4n만큼 순환 이동됨을 알 수 있다. 예를 들어 1번 시퀀스 세트에서 (L, S, S, S, S, S, S)를 1만큼 순환이동 시키면 (S, L, S, S, S, S, S)이 되고 이는 2번 시퀀스 세트의 첫 시퀀스가 된다. 이때 1번 시퀀스 세트의 (L, L, S, L, S, L, S)는 2번 시퀀스 세트에서는 2만큼 순환 이동된 (L, S, L, L, S, L, S)이며, 1번 시퀀스 세트의 (L, S, S, L, S, S, S)는 2번 시퀀스 세트에서는 4만큼 순환 이동되어 (L, S, S, S, L, S, S)가 된다.

< 표 1 >의 시퀀스 세트 중 하나를 선택하여 부반송파 이격을 2^m으로 스케일링할 때 CP 길이 패턴을 < 표 1 >의 규칙에 따라 m=3k, m=3k+1, m=3k+2에 따라 순환하여 사용하면, CP ratio가 1/14인 일반형 CP의 경우에도 심볼 정렬과 서브프레임 정렬을 동시에 만족시킬 수 있다.

도 5는 CP ratio가 1/14인 일반형 CP의 경우, LTE/LTE-A와 호환성을 유지하면서 부반송파 이격을 2^m으로 스케일링할 때 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시키는 확장형 프레임 구조의 예를 나타낸 도면이다.

도 5를 참조하면 LTE 부반송파(515)를 기준으로 스케일링 된 복수의 부반송파(505, 510, 520, 525, 530, 535)의 프레임 구도를 도시하고 있다. 짙은 회색으로 (dark gray) 표시된 블록(예로 505 부 반송 파에서 0, 1 인덱스)은 일반형 CP에서 longer CP 길이를 사용한 하나의 CP-OFDM 심볼 길이를 의미하며, 이외의 블록은 일반형 CP에서 shorter CP 길이를 사용한 하나의 CP-OFDM 심볼 길이를 의미한다. 이는 < 표 1 >의 1번 시퀀스 세트를 선택하고, 세트 내 첫 시퀀스 (L, S, S, S, S, S, S)를 15kHz 부반송파 이격의 CP 길이 패턴으로 하여 이를 기준으로 2^m 부반송파 이격을 스케일링 해나간 것이다. 이렇게 함으로써 NR (New Radio access technology)의 15kHz 부반송파 이격의 일반형 CP는 LTE/LTE-A의 일반형 CP 길이 패턴과 동일하게 되어 LTE/LTE-A와 호환성을 유지할 수 있게 된다.

이제 LTE/LTE-A에서 CP 길이 결정에 있어 추가적으로 고려되었던 요소를 5G 시스템을 위한 확장형 프레임 구조에도 반영해보려고 한다. 상기했던 LTE/LTE-A에서의 네 가지 고려 요소 (즉, 조건 ①, ②, ③, ④) 중에서 조건 ④는 만족시켰다. 조건 ①을 만족시키려면, 상기 시퀀스 세트 내의 7-symbol 주기성 시퀀스들의 원소의 합의 2배가 < 수학식 3 >에 나타내었듯이 순수 OFDM 심볼 길이의 정수 배, 즉

기준으로 2ⁿ의 FFT size의 정수 배가 되어야 하고, CP ratio 1/14을 유지하려면 정확히 FFT size 만큼의 길이가 되어야 한다. 이는 다음 < 수학식 8 >과 같이 표현될 수 있다.

< 수학식 8 >

< 표 1 >의 시퀀스 세트 내 시퀀스들은 모두 1번 시퀀스 세트 내 3개의 시퀀스에 대해 순환 이동된 시퀀스이므로 1번 시퀀스 세트에 대해 < 수학식 8 >을 만족하는 자연수 해는 < 표 1 >의 모든 시퀀스 세트에 적용될 수 있다. 여기에 조건 ②와 ③를 추가적으로 고려하면, L, S의 차이가 제일 적으면서 < 수학식 8 >을 만족하는 가장 작은 자연수 해를 찾아 해당 부반송파 이격의 일반형 CP 패턴으로 설정하고 이때의 2ⁿ값을 minimum bandwidth를 지원하는 FFT size로 선정한다.

예를 들어, < 표 1 > 시퀀스 세트 내 m=3k일 때의 시퀀스인 (L, S, S, S, S, S, S)에 대해 상기와 같은 조건의 해를 찾으면 p = 1, q = 6인 상황에서 L = 2, S = 1, n = 3인 해를 찾을 수 있다 (2 x 1 + 1 x 6 = 2³). 마찬가지로 m=3k+2일 때의 시퀀스인 (L, S, S, L, S, S, S)에 대해 상기와 같은 조건의 해를 찾으면 p = 2, q = 5인 상황에서 L = 3, S = 2, n = 4인 해를 찾을 수 있다 (3 x 2 + 2 x 5 = 2⁴). 이러한 정수 시퀀스들을 모두 나열해보면 < 표 2 >와 같다. 보다 구체적으로 <표 2>는 < 표 1 > 1번 시퀀스 세트에 대해 < 수학식 8 >을 만족시키면서 L과 S의 차이가 가장 적은 (즉, L - S = 1인) 자연수 시퀀스의 예를 나타낸다.

자연수 시퀀스	대응되는 시퀀스
(2, 1, 1, 1, 1, 1, 1) (3, 2, 2, 3, 2, 2, 2) (5, 5, 4, 5, 4, 5, 4) (10, 9, 9, 9, 9, 9, 9) (19, 18, 18, 19, 18, 18, 18) (37, 37, 36, 37, 36, 36, 36) (74, 73, 73, 73, 73, 73, 73) (147, 146, 146, 147, 146, 146, 146) … < 수학식 6 > 사용 무한 생성 가능	(L, S, S, S, S, S, S) (L, S, S, L, S, S, S) (L, L, S, L, S, L, S) (L, S, S, S, S, S, S) (L, S, S, L, S, S, S) (L, L, S, L, S, L, S) (L, S, S, S, S, S, S) (L, S, S, L, S, S, S) …

이제 LTE/LTE-A와 호환성을 유지할 수 있는 2^m 부반송파 이격에 대해 CP ratio가 1/14인 일반형 CP를 사용하는 확장형 프레임 구조를 위한 CP 패턴을 < 표 2 >, < 수학식 6 >을 통하여 유도할 수 있다. 15kHz 부반송파 이격의 LTE/LTE-A의 최소 지원 시스템 대역 크기인 1.4MHz에서 사용되는 FFT 크기는 128이고, 이때 일반형 CP 길이는 20MHz/2048-FFT/

기준으로 2⁴ = 16배 다운 샘플링 되어 1.4MHz/128-FFT/

기준으로 10샘플, 9샘플에 해당되며, 이는 < 표 2 >의 (10, 9, 9, 9, 9, 9, 9) 시퀀스와 동일하다 (10 x 2 + 9 x 12 = 128). 이 시퀀스를 기준으로 2^m 부반송파 이격 스케일링을 해 나가면, < 수학식 6 >이나 < 표 1 >의 순환 이동 규칙에 의해 30kHz의 경우는 1.4MHz/64-FFT/

기준으로 (5, 5, 4, 5, 4, 5, 4)가 되고, (5 x 8 + 4 x 6 = 64), 60kHz의 경우는 1.4MHz/32-FFT/

기준으로 (3, 2, 2, 3, 2, 2, 2)가 된다 (3 x 4 + 2 x 10 = 32). 반대 방향으로 7.5kHz의 경우는 1.4MHz/256-FFT/

기준으로 (19, 18, 18, 19, 18, 18, 18)이 되고 (19 x 4 + 18 x 12 = 256), 3.75kHz의 경우는 1.4MHz/512-FFT/

기준으로 (37, 37, 36, 37, 36, 37, 36)이 된다 (37 x 8 + 36 x 6 = 512). 이와 같이 CP 길이를 minimum 시스템 대역폭 및 (sampling rate와 같은) 기준 시간 단위에 맞게 설정이 가능하며, 대역폭을 2배, 4배, 형태로 scaling 해나가는 경우에는 모든 CP 길이 시퀀스를 동일하게 2배, 4배로 키워나가면 된다.

CP 길이를 시스템의 기준 시간 단위의 정수 배로 맞추는 것을 고려한다면, 부반송파 이격 별로 지원할 수 있는 최소 시스템 대역폭은 서로 달라질 수 있다. 상기 예제에서는 부반송파 이격이 120kHz일 경우 (2, 1, 1, 1, 1, 1, 1)이 되어 최소 자연수 시퀀스까지 도달하였으므로, 그 보다 더 큰 240kHz, 480kHz와 같은 부반송파 이격에 대해서는

기준으로 정수 샘플 수의 CP 길이를 생성할 수 없다. 따라서 LTE/LTE-A와 호환성을 유지하면서 심볼/슬롯/서브프레임 정렬이 가능한 부반송파 이격의 상한은 120kHz까지이나 CP 길이의 차이가 2배까지 (2 = 1 x 2)다다르게 되어 시스템 운용 상 어려움이 있을 수 있다.

도 6a는 LTE/LTE-A의 호환성을 유지하면서 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 가능하게 하는 60kHz 부반송파 이격까지의 확장형 프레임 구조를 나타내는 도면이며, 도 6b는 도 6a의 60kHz CP 패턴을 기준으로 추가 스케일링을 하였을 때 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 이루는 확장형 프레임 구조를 나타내는 도면이다.

도 6a 및 6b를 참조하면, LTE 부반송파(615)를 기준으로 스케일링 된 복수의 부반송파(605, 610, 620, 625, 630, 635, 640, 645, 650)의 프레임 구도를 도시하고 있다.

이 구조에서는 60kHz까지 모든 2^m x 15kHz 형태의 부반송파 이격에 대해 LTE/LTE-A와 동일하게 정수 샘플 수의 CP 길이를 유지하면서 최소 시스템 대역폭이 1.4MHz까지 내려갈 수 있다. 그러나 앞서 설명하였듯이 240kHz, 480kHz의 CP 길이는

를 기준으로 정수 샘플 수의 CP를 만들 수 없다.

도 7은 LTE와의 호환성을 깨고 < 표 1 >의 4번 시퀀스 셋을 이용하여 3.75kHz, 7.5kHz, 15kHz, 30kHz, 60kHz에 대해 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 이루는 확장형 프레임 구조를 도시한다.

도 7을 참조하면 복수의 부반송파(705, 710, 715, 720, 725)의 프레임 구도를 도시하고 있다.

실시 예에서 해당 프레임 구조에서는 모든 부반송파 이격에 대하여 심볼 길이가 3번 심볼을 기준으로 대칭성을 이루고 있는 특징을 지닌다. 이를 통해 레퍼런스 신호 (Reference Signal; RS)를 균등하게 배치하여 채널 추정 시 interpolation을 수행할 때 CP 길이의 대칭성으로 인해 추정 성능이 향상될 수 있다. 또는 균등하게 배치된 long symbol 위치를 활용하여 서브프레임 길이보다 적은 short TTI의 시작점이나, 단말이 블라인드 수신을 해야 하는 제어 채널의 시작점으로 인지시킬 수도 있다. 이와 같이 실시 예의 각 부반송파에서 3번 심볼을 기준으로 심볼 길이가 시간상으로 대칭을 이룰 수 있는 바, 이를 기반으로 레퍼런스 신호 배치 및 채널 추정을 수행할 수 있다.

상기한 바와 같이 주어진 기준 시간 단위에서의 정수 샘플 수 CP 길이 조건을 만족하려면 심볼/슬롯/서브프레임 정렬 조건을 동시에 만족시키는 부반송파 이격의 범위가 제약될 수 있다. 따라서 하나의 캐리어 주파수 내에 모든 2^m 부반송파 이격을 다 수용할 수 없다. 또한 부반송파 이격이 주파수 대역 별로 달라질 경우 서로 다른 주파수 대역에서 동작하는 두 시스템이 서로 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시키지 못하더라도 간섭 상황이 발생지 않는다. 따라서 모든 2^m 부반송파 이격에 대해 심볼/슬롯/서브프레임 정렬 조건을 만족시키는 확장형 프레임 구조를 만드는 것 보다는 하나의 캐리어 주파수에서 사용될 수 있는 부반송파 이격의 종류를 어느 정도 제한하고 서비스 종류나 셀 배치, 주파수 대역 등 다양한 상황을 고려하여 지원할 수 있는 부반송파 이격 종류 세트를 몇 가지 만들어 오퍼레이터가 선택할 수 있도록 하되, 하나의 부반송파 이격 세트 내 존재하는 부반송파 이격들은 하나의 캐리어 주파수에서 동시에 사용될 수 있으므로 심볼/슬롯/서브프레임 정렬 조건을 만족시키도록 확장형 프레임 구조를 만드는 것이 바람직할 것이다. 예를 들어, Sub-6GHz 대역에서 사용될 부반송파 이격 세트는 도 6a에서 나타내었듯이 {3.75kHz, 7.5kHz, 15kHz, 30kHz, 60kHz}로 한정하여 운용하도록 하고, mmWave 대역에서는 {60kHz, 120kHz, 240kHz, 480kHz} 또는 {75kHz, 150kHz, 300kHz, 600kHz}와 같은 부반송파 이격 세트로 운용할 수 있을 것이다. 이때, 부반송파 이격 세트 내 부반송파 이격 사이에는 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 이루도록 하는 것이다. 상기의 예에서 {3.75kHz, 7.5kHz, 15kHz, 30kHz, 60kHz} numerology 세트를 sub-6GHz 대역에 사용하고, {60kHz, 120kHz, 240kHz, 480kHz} numerology 세트를 above-6GHz (mmWave) 대역에 사용할 경우, 각 numerology 세트 내 동일 값으로 포함된 60kHz 부반송파 이격의 경우 CP 패턴은 동일할 수도 있고, 다를 수도 있다. 예를 들어 도 6a와 같은 일반형 CP 패턴을 가진 60kHz 부반송파 이격의 프레임 구조를 주파수 대역에 관계없이 동일하게 사용할 수도 있고, 도 10과 같이 mmWave 대역용 numerology 세트 내 60kHz 부반송파 이격에는 도 6a와는 다른 CP 패턴을 설정하여 numerology 세트 내 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 도모할 수도 있다. 이와 같이 복수의 부반송파를 묶어서 세트를 구성하고 세트 내의 부반송파 들의 경우 심볼, 슬롯, 서브프레임 중 적어도 하나의 단위에서 시간상으로 정렬되게 함으로써 인접한 셀에서는 동일 세트 내의 부 반송파를 사용하고 서로 떨어진 셀의 경우 다른 세트 내의 부 반송파를 사용함으로써 효율적인 통신이 가능할 수 있다.

주파수 대역이 서로 다르면 시간 정렬을 심볼 단위까지 무리하게 이루어 얻을 수 있는 장점이 거의 없으므로, 각 주파수 대역에 맞게 새로운 기준 시간 단위를 두어 제약 사항이 큰 정수 샘플 수의 CP 길이를 쉽게 충족할 수 있도록 하고, 시간 정렬은 주파수 대역 간 co-scheduling을 고려해 서브프레임의 여러 묶음 정도로 서로 시간 정렬을 이루는 정도로도 충분한 시스템 성능 효율을 보일 수 있을 것이다. 예를 들어 < 수학식 1 >에서 정의한 서브프레임 길이를 따르면 항상 1ms 기준으로는 서로 시간 정렬을 이룰 수 있다. 또한 mmWave 등의 광대역을 고려한다면 새로운 시간 단위 기준 (적어도 LTE/LTE-A보다는 더 짧은)으로 넓은 부반송파 이격을 갖는 부반송파 이격 세트 내에서 지금까지 제안한 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 이루는 확장형 프레임 구조를 그대로 사용할 수 있다.

도 8은 mmWave 대역에서 사용될 기준 부반송파 이격으로 < 수학식 1 >에서 정의한 N = 5인 75kHz를 정하고 모든 2^m x 75kHz 부반송파 이격에 대해 심볼/슬롯/서브프레임(0.2ms) 정렬을 이루는 확장형 프레임 구조를 도시하고, 도 9는 0.2T_s, 75kHz을 기준으로 mmWave 대역에 적용 가능한 150kHz, 300kHz 부반송파 이격에 대해, CP ratio가 1/14인 일반형 CP 길이 기반 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시키는 프레임 구조의 예를 도시하고 있다.

도 8을 참조하면 복수의 부반송파(805, 810, 815, 820, 825, 830)의 프레임 구도가 도시되며, 도 9를 참조하면 복수의 부반송파(905, 910, 915)의 프레임 구조가 도시된다.

여기서도 마찬가지로 정수 CP 샘플 수 제약 조건을 고려하여 도 9와 같이 {75kHz, 150kHz, 300kHz}(905, 910, 915) 제한된 부반송파 이격 내에서만 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 고려하여 도 6a의 {15kHz, 30kHz, 60kHz}에서 사용되었던 CP 패턴을 과 대응되는 패턴을 사용할 수 있다. 이때 CP 샘플 수는 75kHz/2048-FFT/

(즉, 1/153.6MHz)를 기준으로 Long CP의 경우 160, short CP의 경우 144로 LTE/LTE-A의 15kHz/2048-FFT/

기준의 샘플 수와 동일하다. 이 경우 비록 {75kHz, 150kHz, 300kHz} 부반송파 이격 세트와 {15kHz, 30kHz, 60kHz} 부반송파 이격 세트사이의 심볼 정렬을 이룰 수는 없으나, 75kHz의 서브프레임을 5개 묶으면 15kHz의 서브프레임 길이는 1ms가 되어 1ms 단위의 시간 정렬을 이룰 수 있는 바, 이를 기반으로 스케줄링을 수행할 수 있다.

도 10은 도 6a/6b와는 달리 LTE/LTE-A와의 호환성을 이루지 않고 mmWave 대역을 위해 사용할 {60kHz, 120kHz, 240kHz} 부반송파 이격에 대해 기준 시간 단위를 60kHz/2048-FFT/

로 잡고 도 6a의 {15kHz, 30kHz, 60kHz}의 CP 길이 패턴을 그대로 가져와 적용한 프레임 구조를 도시한다. 도 10을 참조하면 복수의 부반송파(1005, 1010, 1015)의 프레임 구조가 도시된다. 이때 60kHz의 CP 샘플 수는 160/144로 LTE/LTE-A와 동일하다.

도 25는 시스템 내 지원하고자 하는 모든 부반송파 이격에 대하여 서로 심볼/슬롯/서브프레임 정렬 동시에 만족시키지 않는 대신, 15kHz 부반송파 이격을 기준으로 LTE/LTE-A와의 호환성은 유지하면서 30kHz, 60kHz와 같은 2^m scaling 부반송파 이격에 대해 LTE 일반형 CP내 short CP (144T _s에 해당하는)를 2^-m scaling하여 일반형 CP를 만들고, 0.5ms(LTE slot, 7-symbol) 주기로 맨 첫 심볼에만 잔여 16Ts를 부가하여 long CP를 만들어 15 x 2^m kHz (m은 음이 아닌 정수) 부반송파 이격에 대해 심볼/0.5ms 정렬을 만족시키는 프레임 구조를 도시한다. 실시 예에서 LTE 일반형 CP의 경우 LTE 및 LTE-A에서 통상적으로 사용되는 크기를 가지는 CP일 수 있으나 이에 제한되지 않으며, 일부 변형이 가능하다. 또한 실시 예에서 잔여 16Ts 값은 오프셋(offset) 값으로 칭해질 수 있으며, 상기 오프셋 값에 따른 CP 패턴을 적용함으로써 0.5 ms 주기를 기반으로 부반송파 이격 별 심볼 정렬이 될 수 있는 특징이 있다. 이 경우, 도 6a/6b의 프레임 구조에 비해 long CP/short CP의 alternation이 줄어 단말이 CP를 제거하고 FFT를 취할 때 타이밍 설정을 0.5ms 단위로만 변경하면 되어 단말 구현 복잡도를 줄일 수 있는 장점이 있다. 그 대신 각 부반송파 이격에서 14 심볼 길이가 균일하지 않으므로 서브프레임과 같은 시간 단위는 15kHz 부반송파 이격을 기준으로만 정의하고 그 외 부반송파 이격에서는 이 시간 단위를 참조하여 시간 동기 설정을 할 수 있다. 도면 상에서 15kHz, 30kHz 및 60kHz 부반송파 이격에 대해 실시 예에서 제안하는 CP 구조를 도시하고 있으며, 도면상에 표시한 지점에서 심볼 정렬을 할 수 있다.

이와 같이 CP 패턴을 동일하게 적용할 수 있는 다양한 부반송파 이격 세트를 지원하고 및 기준 시간 단위를 15kHz 기준으로 정수 배 scaling을 지원하게 함으로써, 주파수 대역, 지원 대역폭 크기 등에 따라서도 프레임 구조 상의 큰 변동 없이 시스템 운용을 가능하게 하는 것은 프레임 구조 상의 유연성/확장성을 확보하면서도 시스템 구현의 복잡도를 크게 낮출 수 있는 특징이 있다.

이하에서 부반송파 이격 별로 동일한 셀 커버리지를 만족시킬 수 있도록 하는 CP 길이 패턴 설계 방법에 대해서 설명한다.

상기한 바와 같이 5G 시스템의 확장형 프레임 구조는 CP 오버헤드를 동일하게 가져가면서 부반송파 이격과의 시간 정렬을 중시할 수도 있지만, 다른 한편으로 부반송파 이격마다 CP 오버헤드를 달리하되 절대적인 CP 길이를 동일하게나 비슷하게 유지하여 하나의 전송 지점에서 동일한 커버리지가 될 수 있도록 하는 방식도 다양한 셀 배치 시나리오를 위해 고려할 필요가 있다. 일례로, 어떤 통신사업자는 비용 절감을 위해 5G 진입 초기에 LTE/LTE-A의 기지국 site에 5G 기지국을 같이 설치하여 LTE/LTE-A와 동일한 셀 커버리지를 유지하기를 원할 수 있다. 이 경우 5G 기지국/단말을 위해서는 새로이 운용할 30kHz, 60kHz 부반송파 이격에 대해 LTE/LTE-A의 일반형 CP 길이와 유사한 CP 길이를 갖는 CP 길이를 갖는 확장형 프레임 구조를 고려해야 한다. 실시 예에서 동일한 커버리지의 경우 각 부반송파 이격을 적용한 신호의 커버리지가 동일하거나 일정 범위 안에 있는 것을 포함할 수 있다. 상기 일정 범위의 일 예는 특정 부반송파 이격을 적용한 신호의 커버리지의 90 내지 110 퍼센트의 커버리지 범위일 수 있으나, 상기 범위의 수치는 가변적일 수 있다.

먼저, LTE의 normal CP와 완전히 동일한 CP 길이를 갖도록 하는 30kHz, 60kHz의 프레임 구조를 설계한다. 앞서 설명했던 기준 시간 단위에서의 정수 샘플 수 조건, CP 종류는 2가지 이하 조건 등 CP에 대한 설계 조건 ①, ②, ③은 여전히 중요하므로 (조건 ④는 CP ratio 1/14을 달성하기 위한 특징이므로 여기서는 고려하지 않을 수 있다) < 수학식 8 >을 다음과 같이 일반적인 CP ratio에 대한 해를 풀 수 있도록 확장할 수 있다.

< 수학식 9 >

이 식을 좀 더 자세히 풀어서 설명하면, CP가 없는 순수 OFDM 심볼 15개의 y배 심볼 개수에 해당하는 길이에서 x개 순수 OFDM 심볼 길이를 (15y-x)개의 OFDM 심볼의 CP 길이로 L과 S를 각각 p번, q번 사용하여 분배하겠다라는 의미이다. 15는 15kHz를 기준으로 하는 시간 단위

를 고려하여 발생하는 숫자이다. 다른 부반송파 이격이 기준이라면 < 수학식 9 >는 그에 따라 변경될 수 있다.

상기한 바 대로 LTE/LTE-A의 일반형 CP 길이를 그대로 가져오고 싶으므로 15kHz/1.4MHz/128-FFT/

기준으로 L = 10, S = 9이다. 이때 30kHz는 64-FFT를 사용하고, 60kHz는 32-FFT를 사용할 것이므로 n은 각각 6, 5이다. 이를 만족하는 p, q, x, y의 해를 찾으면 30kHz의 경우 p = 11, q = 2, x = 2, y = 1이 되어 길이 10인 CP를 갖는 심볼이 11개, 길이 9인 CP를 갖는 심볼이 2개가 되고, 총 13개의 심볼이 15 x 64 x

, 즉 0.5ms 단위로 주기성을 가지면서 LTE/LTE-A 15kHz 프레임 구조와 시간 정렬을 이룰 수 있고, 이때 CP ratio는 2/13, 시간 오버헤드는 2/(2+13) = 2/15이다. 마찬가지로 60kHz의 경우, p = 17, q = 6, x = 7, y = 2가 되어 길이 10인 CP를 갖는 심볼이 17개, 길이 9인 CP를 갖는 심볼이 6개가 되고, 총 23개의 심볼이 30 x 32 x

, 즉, 0.5ms 단위로 주기성을 가지면서 LTE/LTE-A 15kHz 프레임 구조와 시간 정렬을 이룰 수 있고, 이때 CP ratio는 7/23, 시간 오버헤드는 7/(7+23) = 7/30이 된다. 이때, Long symbol과 short symbol의 패턴은 유일하지 않으므로 (30kHz의 경우 ₁₁C₂, 60kHz의 경우 ₂₃C₇ 만큼의 경우의 수가 생긴다) 구현 복잡도 (alternation 회수를 가능한 줄이거나), self-contained subframe 구조를 고려하여 0.5ms 주기성 내에서 제어 채널이나 RS를 위치시킬 OFDM 심볼 인덱스에 상대적으로 다중 경로 페이딩에 더 강인한 long CP 심볼을 배치시킬 수 있을 것이다. 이와 같이 전송되는 정보를 종류를 기반으로 long CP 심볼의 배치를 조절할 수 있다. 제어 정보의 경우 long CP 심볼에 우선적으로 배치될 수 있도록 스케줄링을 수행할 수 있다. 이와 같이 신뢰성 확보가 요구되는 정보를 long CP 심볼에 배치함으로써 보다 효과적인 신호 전송이 가능하다.

도 11은 0.5ms 단위의 self-contained subframe 구조를 고려하여 Front-loaded RS, 하향링크 제어 채널이 배치될 첫 심볼과 두번째 심볼에 long CP 심볼을 배치하고, 하향링크와 상향링크 스위칭을 고려한 보호 시간 영역이 short CP 심볼 구간 내에 포함될 수 있도록 배치하고, 상향링크 제어 채널이 배치될 마지막 심볼에 다시 long CP 심볼을 배치한 30kHz, 60kHz의 확장형 프레임 구조를 보여주는 도면이다.

도 11을 참조하면 LTE 부반송파(1105)를 기준으로 스케일링 된 복수의 부반송파(1110, 1115, 1115, 1120)의 프레임 구도를 도시하고 있다. 이와 같이 long CP 심볼을 라디오 프레임의 앞쪽에 배치하고 해당 long CP 심볼을 통해 제어 정보 등을 신뢰성 있게 전달할 수 있는 특징이 있다.

또한 이와 유사하게 특정 목적을 위해 long CP 심볼과 short CP 심볼의 배치를 다양하게 변경할 수 있을 것이다.

상기 예제는 15kHz/30kHz/60kHz 부반송파 이격 사이 심볼 정렬은 이룰 수 없는 구조이다. 즉, CP 길이를 LTE/LTE-A와 완전히 동일하게 유지한 상황에서 조건 ①/②/③을 만족하는 것은 심볼 정렬 조건과 양립할 수 없다. 시간 정렬 문제로 인한 간섭 처리가 더 중요하여 CP 오버헤드를 좀 더 늘이더라도 15kHz와 60kHz를 시간 정렬시키고자 한다면 다음과 같이 설계해 볼 수 있다.

앞서 설명한 기준대로 LTE/LTE-A의 long CP 심볼은 (10 + 128) 샘플 수를 가지며, short CP 심볼은 (9 + 128) 샘플 수를 가진다. 60kHz 심볼은 32-FFT를 사용할 것이므로 15kHz 138/137 샘플 수를 가지는 심볼과 정렬할 수 있는 CP 오버헤드를 고려했을 때, 오직 3개의 심볼이 138, 137 샘플 내에 포함될 수 있고, 나머지 (138-32x3), (137-32x3)에 해당하는 42, 41샘플을 2가지 길이만 사용하여 적절히 3개의 심볼에 분배해주면 된다. 이렇게 할 수 있는 CP 길이는 14 x 3 = 42, 14 x 2 + 13 = 41를 만족하는 14, 13 두 수가 있다. 따라서 LTE/LTE-A와 심볼 정렬을 유지할 수 있는 CP 패턴은 long 심볼의 경우 (14, 14, 14) 뿐이고, short 심볼의 경우 (14, 14, 13), (14, 13, 14), (13, 14, 14) 세 가지 중에 하나를 선택할 수 있다.

도 12는 상기 패턴 중에서 short 심볼 용으로 (13, 14, 14) 패턴을 사용하여 LTE/LTE-A와 심볼 정렬을 이루도록 한 확장형 프레임 구조의 예를 도시한다. 도 12를 참조하면 LTE 부반송파(1205)를 기준으로 스케일링 된 복수의 부반송파(1210, 1215)의 프레임 구조를 도시하고 있다. 이때 60kHz의 시간 오버헤드는 (15 x 14 + 6 x 13) / (138 + 6 x 137) = 288 / 960 = 0.3 = 3 / (3 + 7)이며, CP ratio는 3/7이 된다. 이와 같이 심볼을 배치함으로써 효율적인 통신이 가능하다.

도 26은 30kHz, 60kHz 부반송파 이격에 대해 LTE 일반형 CP 길이와 유사한 길이를 가지면서 15kHz 부반송파 이격의 일반형 CP와 동일/유사 커버리지로 공존할 수 있도록 서로 다른 CP 오버헤드의 확장형 CP 길이를 갖는 확장형 프레임 구조의 예를 도시하고 있다. 도 26에서 15kHz 부반송파 이격의 일반형 CP 패턴 및 길이는 LTE/LTE-A 동일하여 호환성을 유지한다. 30kHz 부반송파 이격의 확장형 CP의 경우 15kHz LTE의 확장형 CP를 반으로 줄여서 설계한다면 15kHz LTE 일반형 CP 길이 (160T _s 또는 144T _s)에 비해 상당히 긴 길이 (256T _s)를 가지면서 0.5ms 안에 12 심볼만 들어가게 되어 오버헤드가 큰 편에 속한다. 0.5ms 안에 14 심볼을 넣는 경우는 15kHz LTE 일반형 CP 길이를 반으로 줄여서 설계한 경우와 동일하므로 이때에는 30kHz의 CP 길이가 15kHz CP 길이의 반이 되어 동일 커버리지를 확보하기 어렵다. 따라서 도 26과 같이 0.5ms 안에 13 심볼이 들어가도록 CP 길이를 분배해주어 오버헤드를 줄이면서도 15kHz LTE 일반형 CP와 동일 커버리지를 확보할 수 있다. 또한 도 25와 같이 일반형 CP의 경우 0.5ms 내에서 첫 심볼만 CP를 길게 가져가는 규칙을 확장형 CP 설계에도 동일하게 적용하여 30kHz 부반송파 이격의 확장형 CP 길이는 13 심볼 마다 첫 심볼은 176T _s, 나머지 12 심볼은 156T _s로 균등한 길이를 갖도록 설정할 수 있다. 60kHz 부반송파 이격의 경우에는 오버헤드를 감수하면서라도 15kHz 심볼과의 정렬을 이룰 수 있는 방식과 15kHz 심볼과의 정렬이 되지 않지만 오버헤드를 줄이는 방식 두 가지로 나누어 확장형 CP를 설계할 수 있다. 먼저 15kHz 심볼과의 심볼 정렬을 이루면서 15kHz 일반형 CP 길이보다 같거나 길게 60kHz 심볼의 확장형 CP를 설정하는 방법으로 도 26과 같이 0.5ms 내에 21 심볼이 들어가되 첫 세 심볼은 15kHz long CP 심볼과 정렬을 이루기 위해 각각 236T _s(16T _s+220T _s), 218T _s, 218T _s로 확장형 CP 길이를 설정하고, 나머지 연속된 세 심볼마다 220T _s, 218T _s, 218T _s로 서로 길이의 차이를 최소화하면서 첫 심볼만 길이를 길게 가져가는 규칙을 지키는 길이로 설정할 수 있다. 다른 한편으로 심볼 정렬을 이루지 않고 오버헤드를 줄이는 방식으로는 15kHz LTE의 확장형 CP 길이를 1/4로 줄여서 (즉, 128T _s) 0.5ms 내에 균일한 길이의 60kHz 심볼이 24개 들어가도록 설정할 수 있다. 전자의 경우, eMBB 서비스를 15kHz 부반송파 이격의 long TTI로 지원하고, URLLC 서비스를 15kHz 1-symbol 또는 2-symbol 길이에 해당하는 60kHz 부반송파 이격의 short TTI로 지원할 때 유용한 프레임 구조가 될 수 있다. 특히 eMBB와 URLLC를 같은 주파수 자원에서 동적으로 지원하고자 할 때, 15kHz와 60kHz 심볼이 서로 정렬되지 않아 발생하는 빈 시간 자원을 0으로 만들 수 있어 시스템 운용 효율성을 높일 수 있다. 후자의 경우, eMBB 서비스와 URLLC 서비스를 FDM 형태로 semi-static하게 나누어 운용할 때 15kHz 부반송파 이격의 셀 커버리지를 유지하면서도 60kHz 부반송파 이격의 subband의 시간 오버헤드를 크게 줄일 수 있어 자원을 효율적으로 사용할 수 있다.

한편 eMBB와 URLLC를 같은 주파수 자원에서 동적으로 지원하려고 할 때 슬롯 길이보다 짧은 mini-slot을 정의하여 해당 단위로 URLLC 자원을 스케줄링할 수도 있다. 예를 들어 eMBB와 URLLC가 15kHz와 같이 동일한 부반송파 이격으로 운용된다면 slot 길이를 7 또는 14 OFDM 심볼로, mini-slot 길이를 7미만 (URLLC의 latency를 고려한다면 1 or 2 OFDM 심볼로 운용하는 것이 바람직하다)으로 잡아 eMBB 서비스는 slot 단위로, URLLC 서비스는 mini-slot 단위로 사용자 스케줄링을 동적으로 수행할 수 있다. 다른 일례로 eMBB는 15kHz 부반송파 이격의 7 또는 14 OFDM 심볼을 slot으로 하여 운용하고, URLLC는 60kHz 부반송파 이격의 4 또는 8 OFDM 심볼 등을 mini-slot으로 하여 운용할 수 있다. 이렇게 서로 다른 시간 단위를 같은 주파수 자원에서 동적으로 공존시키는 경우, eMBB 사용자에게 slot 단위의 자원을 할당하고 난 후 URLLC 사용자에게 mini-slot 단위의 자원을 할당해야만 하는 경우가 발생한다. 즉, URLLC의 latency 조건을 만족하기 위해서 slot 단위의 다음 eMBB 스케줄링 타이밍까지 URLLC 전송을 대기하는 것이 아니라 기 할당된 eMBB 자원에서 mini-slot 길이에 해당하는 심볼을 puncturing하여 제거하고 그 자리에 URLLC 데이터 심볼을 전송하는 것이다.

도 28은 LTE 일반형 CP 길이와 유사한 길이를 가지면서 15kHz 부반송파 이격의 일반형 CP와 동일/유사 커버리지로 공존할 수 있도록 서로 다른 CP 오버헤드의 확장형 CP 길이를 갖는 60kHz 부반송파 이격에 대한 확장형 프레임 구조의 예를 도시하고 있다. 도 28에서 15kHz 부반송파 이격의 일반형 CP 패턴 및 길이는 LTE/LTE-A 동일하여 호환성을 유지한다. 60kHz 부반송파 이격의 확장형 CP의 경우 도 4에서 도시한 바와 같이 15kHz LTE의 확장형 CP 길이의 1/4에 해당하는 길이 (128T _s)를 가진다. 이 경우 60kHz 확장형 CP OFDM 심볼을 3 ~ 7 심볼 단위로 mini-slot 운용을 하려할 때 심볼 정렬이 이루어져 있지 않아 mini-slot 단위로 서로 다른 사용자에게 자원 할당을 할 경우 그 시작점과 mini-slot 길이가 비균일하게 발생할 수 있다. 일례로, mini-slot 길이를 15kHz의 경우 1 symbol 길이로 하고, 60kHz의 경우 2 또는 3 심볼 길이로 하여 운용하려고 할 때, 도 28에서 15kHz 부반송파 이격의 1번 심볼 자리에 60kHz mini-slot을 전송하려 한다면 60kHz 부반송파 이격의 4번 5번 심볼이 mini-slot이 될 수 있다. 이와 같이 심볼 정렬이 어긋나는 영역에 위치한 (3번, 6번과 같은) OFDM 심볼들은 mini-slot으로 사용하지 않는다면 60kHz mini-slot 구성은 (0/1/2), (4/5), (7/8/9), (11/12), (14/15/16), (18/19), (21/22/23)번 OFDM 심볼이 될 수 있다.

상기한 바와 같이 mini-slot의 시작점과 그 길이가 공존 상황에 따라 가변될 수 있으므로 이러한 정보들은 단말이 제어 채널을 읽고 자신의 데이터를 복조를 성공시킬 수 있는데 필수적이다. 따라서 이러한 mini-slot 구성 정보는 RRC 시그널링을 통해 semi-static하게 전송하거나 DCI 시그널링을 통해 dynamic하게 전송될 수 있다. 또한 이러한 mini-slot 구성은 부반송파 이격에 따라 몇 가지로 한정하여 이를 제어 정보 내에 비트 인덱싱으로 알려줄 수 있다. 이러한 mini-slot 구성 정보는 OFDM CP 길이 등과 같은 필수 파라미터 세트에 포함되어 제어 채널을 통해 전송될 수도 있다. 예를 들어, 초기 접속한 단말이 default 혹은 reference numerology를 통해 MIB/SIB와 같은 시스템 정보를 받고 랜덤 엑세스를 수행한 후 기지국과 연결이 완성되면 (CONNECTED 상태가 되면) 기지국은 reference numerology (예를 들어 15kHz normal CP OFDM)가 아닌 numerology (예를 들어 60kHz Extended CP)를 사용이 필요한 단말에게는 해당 OFDM 필수 파라미터 세트 및 현재 운용중인 slot/mini-slot 구조 형태를 SIB 등을 통해 전달하고, 이후 단말은 해당 정보를 받아 새로운 numerology에 대한 OFDM 복조 타이밍, 제어 채널의 위치 등을 파악하여 자신에게 해당되는 데이터를 복조할 수 있다.

이제 도 28과 같이 서로 다른 부반송파 이격이 서로 다른 CP 오버헤드를 가지면서 심볼 정렬을 이루고 있지 않을 때, mini-slot에 대한 시작점 및 길이를 재정의하여 상기한 예보다 더 효율적으로 운용할 수 있는 방안을 설명한다. Mini-slot이 15kHz부반송파 이격의 일반형 CP 정수 심볼 개수 단위로 정의되었을 때에는, 60kHz 부반송파 이격의 mini-slot 시작점은 15kHz의 mini-slot 시작점과 동일하게 하고, 그 길이는 최대 15kHz 부반송파 이격의 mini-slot 길이보다 짧도록하여 확장형 CP 정수 심볼 개수로 정의될 수 있다. 예를 들어, 15kHz 부반송파 이격의 일반형 CP OFDM 심볼이 20MHz 시스템 대역폭 T _s 기준으로 0번/7번 심볼이 (160 + 2048)T _s, 그 외 심볼이 (144 + 2048)T _s 만큼의 길이를 가지고 있고, 60kHz 부반송파 이격의 확장형 CP OFDM 심볼은 (128 + 512)T _s 만큼의 균일한 길이를 가지고 있다. 만약 15kHz 부반송파 이격 1 symbol이 mini-slot 길이로 정의된다면 60kHz 부반송파 이격의 mini-slot 길이는 최대 floor[(144 + 2048) / (128 + 512)] = 3개 OFDM 심볼로 정의될 수 있다. 도 29 a/b는 이러한 mini-slot 구조의 예를 나타내고 있다. 60kHz 부반송파 이격의 mini-slot의 시작점은 15kHz 부반송파 이격의 심볼 시작점과 동일하고, 일반형 CP의 long/short CP 길이에 따라 신호가 전송되지 않는 시간 구간(도 29a long CP의 경우 288T _s, 도 29b short CP의 경우 272T _s)이 존재한다. 도 30 a/b/c는 Mini-slot 길이가 15kHz 부반송파 이격의 일반형 CP 2 OFDM 심볼 길이로 정의될 때 15kHz 부반송파 이격의 일반형 CP OFDM 심볼 2개가 long CP + short CP, short CP + long CP, short CP + short CP로 각각 구성될 경우의 mini-slot 구조의 예를 나타내고 있다. 마찬가지 방법으로 slot 길이 - 1까지 정의될 수 있는 mini-slot 길이에 대햐여 동일한 방식으로 확장할 수 있다. 이때 15kHz 부반송파 이격 일반형 CP OFDM 심볼 수 1개, 2개, 3개, ..., 7개 길이의 mini-slot에 대하여 60kHz 부반송파 이격 확장형 CP OFDM mini-slot 최대 심볼 수는 각각 3개, 6개, 10개, 13개, 17개, 20개, 24개이다.

심볼 정렬이 되지 않아 발생하는 여분의 시간 구간은 dynamic TDD 운용 시에 DL->UL 스위칭이나 UL-DL 스위칭 때 보호 구간 (guard period)으로 활용될 수 있다. 도 31a는 60kHz 부반송파 이격의 mini-slot이 5개 심볼이 하향링크용, 여분의 시간이 DL-UL 스위칭을 위한 보호 구간, 1개 심볼이 상향링크용으로 구성되는 예를 도시하고 있다. 또한 상기한 여분의 시간 구간은 정수 개의 CP-OFDM 심볼 길이와 함께 보호 구간으로도 사용될 수 있다. 도 31b는 60kHz 부반송파 이격의 mini-slot이 4개 심볼이 하향링크용, 1개 심볼과 여분의 시간 구간이 DL-UL 스위칭을 위한 보호 구간, 1개 심볼이 상향링크 용으로 구성되는 예를 도시하고 있다.

이하에서 확장형 프레임 구조 내에서 서로 다른 길이의 TTI를 지원하려고 할 때, 짧은 TTI를 설정하는 방법에 대해서 서술한다. 자원 스케줄링을 위한 시간 단위인 TTI는 보통 정수 개의 OFDM 심볼 수로 나타낼 수 있다. 예를 들어, LTE/LTE-A의 경우에 TTI는 일반형 CP의 경우 14 심볼 길이이며, 이는 2 slot, 1 subframe 길이와 동일하다. NR 시스템에서는 URLLC 서비스와 같은 초저지연 서비스와 eMBB 서비스와 같은 초고속/대용량 서비스가 공존할 수 있어 이에 따라 최적화된 길이의 TTI를 지원하는 것이 바람직하다.

도 27은 같은 부반송파 이격으로 eMBB와 URLLC 서비스를 동시에 지원하고, LTE/LTE-A와 동일한 셀 커버리지를 유지하는 deployment 시나리오를 고려할 때, 도 26에서 나타낸 30kHz 부반송파 이격의 확장형 CP를 활용하여 서로 다른 길이의 TTI를 지원할 수 있도록 short TTI (또는 mini-slot)을 설정하는 방법의 예를 도시한 것이다. eMBB 서비스의 경우 0.5ms 단위의 확장형 CP 13 심볼 길이의 TTI로 지원하고, 해당 TTI 내에는 하향링크 제어채널 (PDCCH), 하향링크 데이터채널 (PDSCH), 채널 추정을 위한 DMRS (demodulation reference signal), time gap, 상향링크 제어채널 (PUCCH), 상향링크 데이터채널 (PUSCH) 중 일부가 할당될 수 있다. 예를 들어, 도 26에서 1~3번 심볼에는 eMBB를 위한 PDCCH, 그 다음 심볼에는 eMBB 데이터 수신을 위한 DMRS, 그 다음 심볼들은 eMBB 데이터 송신을 위한 PDSCH가 배치될 수 있다. 더 나아가 하향링크 송신 데이터에 대한 HARQ RTT (round-trip time)을 줄일 수 있도록 12번 심볼에 DL-to-UL 스위칭을 위한 time gap (guard period), 13번 심볼에 PUCCH가 배치될 수 있다. 이러한 eMBB를 위한 TTI 내에서 URLLC를 위한 TTI는 2-symbol 또는 3-symbol 길이로 최대한 많은 short TTI가 배치될 수 있도록 할 수 있는데, 이때 eMBB를 위한 제어채널 및 RS 심볼을 제외한 남은 영역, 즉 PDSCH 또는 PUSCH 영역에 해당하는 심볼을 2 또는 3 심볼 수로 나누어 배치할 수 있다. 예를 들어 도 27에서 13 심볼 중 첫 심볼이 eMBB를 위한 PDCCH, 두번째 심볼이 eMBB 하향링크 데이터 복조를 위한 DMRS (front-loaded RS)가 위치하고 나머지 3번 심볼부터 13번 심볼까지 PDSCH 영역으로 사용되는 경우, short TTI는 2/2/2/2/3, 2/2/2/3/2, 2/2/3/2/2, 2/3/2/2/2, 3/2/2/2/2 중에서 하나의 패턴을 사용하여 설정될 수 있다. 일례로, 2/2/2/2/3으로 short TTI를 구성한다는 것은 3번, 4번 심볼이 하나의 TTI, 5번, 6번 심볼이 하나의 TTI, ... 11번, 12번, 13번 심볼이 하나의 TTI를 구성하여 하나의 0.5ms long TTI 내에서 총 5개의 short TTI를 설정할 수 있다는 의미이다. 이러한 설정 방식은 long TTI 내 일반형/확장형 CP 설정에 따른 OFDM 심볼 수, PDCCH 심볼 수, RS 위치, timing gap, 상향링크 채널 존재 유무 등에 따라 설정 가능한 short TTI 수가 달라질 수 있다. 또한 eMBB의 PDCCH와 RS는 URLLC를 위한 short TTI의 제어 채널 및 RS로도 재활용 될 수 있다.

도 27과 같은 실시 예 외에도 도 6a에 나타낸 일반형 CP에 대한 확장형 프레임 구조 내에서도 같은 규칙을 적용하여 short TTI를 설정할 수 있다. 더 나아가 도 6a와 같이 서로 다른 부반송파 이격이 공존할 수 있는 경우에는 좁은 부반송파 이격의 정수 개 심볼 수에 해당하는 길이를 short TTI로 정의하여 그 구간에 넓은 부반송파 이격의 정수 개 심볼을 전송할 수도 있다. 예를 들어, 15kHz 부반송파 이격의 일반형 CP 14 심볼 길이를 long TTI로 설정하여 eMBB와 같은 서비스를 지원하고, long TTI 내 15kHz 2-symbol 길이에 해당하는 시간 단위를 short TTI로 설정하여 15kHz 2-symbol TTI로 URLLC를 지원하거나, 30kHz 4-symbol TTI로 URLLC를 지원하거나, 60kHz 8-symbol TTI로 URLLC를 지원할 수 있다. 이러한 경우에 도 6a와 같은 심볼 정렬 조건을 만족하고 있으면 스케줄링 단위 차이에 의한 대기 시간 절감, 1-symbol 미만의 미사용 시간 자원 제거 효과를 얻을 수 있다.

이하에서 확장형 프레임 구조를 위한 리소스 블록 설정 방법에 대해서 서술한다.

지금까지는 시간 축에서의 확장형 프레임 구조에 대해 설명하였다. 이제 주파수 축에서의 확장형 프레임 구조를 설명하기 위해 자원 할당의 기본 단위가 될 수 있는 리소스 블록 (Resource Block; RB)에 대해 설명한다.

도 13a/b/c/d는 도 6a와 같이 LTE/LTE-A와의 호환성을 유지하고, 부반송파 이격 간 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 이룰 수 있는 일반형 CP를 위한 확장형 프레임 구조를 위해 각 부반송파 이격 마다의 리소스 블록 설정의 한 예를 도시한다.

도 13a 내지 도 13d를 참조하면 7.5KHz(1305), 15KHz(1310), 30KHz(1315) 및 60KHz(1320)에서의 일반형 CP를 위한 확장형 프레임 구조를 위한 리소스 블록 설정 방법이 개시된다. 실시 예에서 색칠된 심볼이 상대적으로 긴 CP 길이를 가지는 심볼이며 이 시간 간격은 T_CP-OFDM,L으로 표시될 수 있으며, 색칠되지 않은 심볼이 상대적으로 짧은 CP 길이를 가지는 심볼이며 T_CP-OFDM,S으로 표시될 수 있다.

부반송파 이격이 달라지더라도 하나의 리소스 블록 내 자원 (resource element; RE) 수는 동일할 수 있도록 주파수 축 부반송파 수 x 시간 축 OFDM 심볼 개수는 모두 12 x 14로 동일하며, 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 만족시키기 위한 CP 패턴이 적용되었다.

도 14a 내지 14는 LTE/LTE-A와의 호환성을 유지하고, 부반송파 이격 간 심볼/슬롯/서브프레임 정렬을 이룰 수 있는 확장형 CP를 위한 확장형 프레임 구조를 위해 각 부반송파 이격 마다의 리소스 블록 설정의 한 예를 도시한다.

도 14a 내지 도 14d를 참조하면 7.5KHz(1405), 15KHz(1410), 30KHz(1415) 및 60KHz(1420)에서의 확장형 CP를 위한 확장형 프레임 구조를 위한 리소스 블록 설정 방법이 개시된다. 확장형 CP의 경우 동일한 CP 길이를 가지며 이는 T_CP-OFDM으로 표시될 수 있다.

마찬가지로 도 14a/b/c/d는 도 4와 같이 확장형 CP를 위한 확장형 프레임 구조에서 사용될 수 있는 리소스 블록 설정의 한 예를 보여주고 있다. 여기서 주파수 축 부반송파 수는 LTE와의 호환을 위해 12개로 설정하였으나, LTE와의 호환성을 고려하지 않는다면 16개 또는 다른 수의 부반송파 수도 가능하다. 다만, 부반송파 이격에 따라 그 개수를 동일하게 유지함으로써 도 17a/b와 같이 주파수 축에서도 RB 정렬이 잘 이루어질 수 있도록 하여 시스템 운용을 FDM/TDM 어느 방식으로 하더라도 확장성이 용이할 수 있도록 돕는다.

도 15a와 도 15b는 도 11에서 설명한 LTE/LTE-A와의 동일한 길이의 CP 길이를 갖는 30kHz(1505), 60kHz(1510)의 부반송파 이격의 프레임 구조에 사용될 수 있는 리소스 블록 타입을 도시한 도면이다.

여기서 도 14b의 리소스 블록 타입 (RB Type 15N)과 같이 활용하면, 도 18과 같이 시간/주파수 축에서의 정렬이 용이해질 수 있다.

도 16은 도 12에서 설명한 LTE/LTE-A와 셀 커버리지를 유사하게 가져가면서도 심볼 정렬을 이룰 수 있는 60kHz(1605) 프레임 구조에 사용될 수 있는 리소스 블록 타입을 도시한 예이다. 마찬가지로 도 14b의 리소스 블록 타입 (RB Type 15N)과 같이 활용하면, 도 19와 같이 시간/주파수 축에서의 정렬이 용이해질 수 있다.

도 17a는 도 6a와 같은 확장형 프레임 구조에서 도 13a/b/c/d와 같은 자원 블록이 주파수 분할 다중화 (FDM) 형태로 공존하는 예를 보여주는 도면이며, 도 17b는 도 4와 같은 확장형 프레임 구조에서 도 14a/b/c/d와 같은 자원 블록이 주파수 분할 다중화 (FDM) 형태로 공존하는 예를 보여주는 도면이며, 도 18은 도 11과 같은 확장형 프레임 구조에서 도 13b, 도15a/b와 같은 자원 블록이 주파수 분할 다중화 (FDM) 형태로 공존하는 예를 보여주는 도면이며, 도 19는 도 12와 같은 확장형 프레임 구조에서 도 13b, 도16과 같은 자원 블록이 주파수 분할 다중화 (FDM) 형태로 공존하는 예를 보여주는 도면이다.

도 17a/b, 도 18, 도 19와 같이 주파수 축에서의 정렬이 필요한 또 한가지 이유는 다양한 부반송파 이격을 지원함에 있어 자원 스케줄링에 대한 정보화 작업을 수행할 때, 각 부반송파 이격마다 별도의 RB 매핑/인덱싱 규칙을 설정한다면 자원 운용 시 제어 정보 오버헤드가 커질 수 있으므로 15kHz 용의 연속된 두 RB(1715)가 30kHz의 한 RB(1730)가 되고, 30kHz의 연속된 두 RB(1730)가 60kHz(1735)의 한 RB가 되도록 하는 계층적 (hierarchy) 구조를 도입하여 제어 정보에 대한 오버헤드를 줄이면서도 단말이 부반송파 이격에 따른 자원 맵을 보다 쉽게 파악함으로써 다른 부반송파 이격으로의 switching 동작이 필요할 때 그 절차가 용이해질 수 있다. 이와 같은 계층 구조는 도 17b, 도 18 및 도 19에도 유사하게 적용될 수 있다.

이하에서 OFDM 기저대역 신호 생성을 위한 파라미터 세트 정의와 관련된 사항을 서술한다.

상향링크 또는 하향링크 송/수신에 있어 기지국/단말의 올바른 OFDM (또는 SC-FDMA, SC-FDMA는 precoded OFDM으로 볼 수 있으므로 이후 설명에서는 OFDM 위주로 설명한다) 송/수신을 위해서는 기저대역(basedband)에서의 시간 연속적인 OFDM 신호에 대한 정의가 필요하다. 5G 시스템에서는 하나의 기저대역 내에 2개 이상의 서로 다른 부반송파 이격의 OFDM 신호가 FDM 형태로 포함될 수 있으므로 5G 시스템의 multi-numerology OFDM 신호의 기저대역에서의 시간 연속적인 정의는 다음과 같은 식으로 나타낼 수 있다.

< 수학식 10 >

여기서

는 baseline 부반송파 이격

를 기준으로

배 스케일링 된 부반송파 이격

의 안테나 포트

으로 전송될

번째 time-continuous OFDM 신호를 나타낸다.

은

에 해당하는 부반송파 인덱스를 의미하며,

과

은 각각

에서 가장 낮은 주파수를 갖는 부반송파 인덱스, 가장 높은 주파수를 갖는 부반송파 인덱스를 의미한다. 이 값들은 LTE/LTE-A와 유사하게 부반송파 이격 별로 RB 내 부반송파 개수 및 시스템의 대역폭에 따라 지원하는 RB 개수의 함수로 표현될 수도 있다.

은

에 해당하는 부반송파 인덱스

, 안테나 포트

,

번째 OFDM 심볼에 매핑될 복소 심볼이며, RS, QAM과 같은 데이터 심볼, 혹은 SC-FDMA를 위해 spreading/precoding 된 심볼 등이 될 수 있다.

은

에 해당하는 부반송파 이격 오프셋(offset) 값이며, 그 범위는

이다. 이 값은 각 부반송파 이격의 RB 그리드(grid)를 어떻게 설정하느냐에 따라 달라질 수 있는데, 예를 들어,

에 해당하는 부반송파 주파수 값들이

에 해당하는 부반송파 주파수 값들 내에 모두 속하도록 (nested manner) RB 그리드를 구성하는 경우

이 된다. 다른 일례로, RB 그리드를 부반송파 주파수 값 자체가 아닌 부반송파의 스펙트럼이 균등하도록 구성하는 경우

이 되고, 이 때에는 RB의 스펙트럼이 DC를 기준으로 대칭 모양을 이룬다.

은 부반송파 이격

의

번째 OFDM 심볼의 CP 길이를 시스템의 기준 시간, 즉

단위의 정수 샘플 수로 나타낸 값이며, 이는 앞서 제안했던 다양한 확장형 프레임 구조에 따라 그 값이 달라질 수 있다.

은 부반송파 이격

에 해당하는

기준의 FFT 크기에 해당되며,

이다. 예를 들어, 20MHz/15kHz/2048-FFT 기준 시스템에서 30kHz의 FFT 크기는 1024, 60kHz의 FFT 크기는 512이다.

부반송파 이격마다 OFDM 신호 전송은

부터 시작되며, 된다. 최종적인 기저대역 신호는 여러 가지 부반송파 이격의 신호 별로 부대역 필터링 (subband filtering) 또는 윈도잉 (windowing) 등의 파형 성형 (pulse shaping)이 가해진 후 더해진 신호가 될 수 있다. 파형 성형의 경우 일반적으로 구현에 맡기므로, 이를 고려하지 않고 더해진 기저대역 신호는 다음과 같은 식으로 표현될 수 있다.

< 수학식 11 >

< 수학식 10 >을 살펴보면 부반송파 이격마다 한 심볼의 길이가 달라지므로 < 수학식 11 >에서 서로 다른 부반송파 이격 신호를 더할 때에는 각 부반송파 이격이 갖는 CP 패턴의 주기성에 따라 반복하여 생성된 OFDM 신호를 서로 더해 나간다고 생각할 수 있다. 예를 들어, 도 6a에서 15kHz의 1ms 동안의 14개의 일반형 CP-OFDM 심볼은 30kHz의 28개 일반형 CP-OFDM 심볼과 더해져서 전송될 수 있다.

과

는 부반송파 이격 스케일링의 하한과 상한을 나타내는 정수 값으로 도 6a와 같이 15kHz를 기준으로 하는 경우에는

,

이다.

이제 앞서 설명했던 확장형 프레임 구조에서의 CP 길이를

을 표현하는 방법을 생각해보자. 상기한 바와 같이 5G 시스템에서는 몇 가지 부반송파 이격을 지원하는 numerology 세트를 다수 상정하고, 해당 numerology 세트 별로 지원 가능한 최대 시스템 대역폭 기준으로 < 수학식 10 >과 같은 기저대역 신호를 정의내릴 수 있을 것이다. 예를 들어, 도 6a에 해당하는 {3.75kHz, 7.5kHz, 15kHz, 30kHz, 60kHz} 세트을 LTE/LTE-A와 호환하여 최대 80MHz 시스템 대역폭으로 지원하는 경우에

이며, 이때 15kHz를 baseline 부반송파 이격

로 설정한다면,

이며,

은 < 표 1 >, < 표 2 >, < 수학식 6 >을 이용하여 유도하여 모든 부반송파 이격에 대해 표로 정의하거나, 기준 부반송파 이격의 CP 샘플 수만 표현하고 나머지 스케일링된 부반송파 이격의 CP 샘플 수는 < 표 1 >의 시퀀스 세트 1번의 순환 이동 규칙 및 < 수학식 6 >을 활용한 수식으로 정의할 수 있다.

먼저 상기 예제에서 모든 부반송파 이격에 대해 표로 정의하는 경우, 다음 표와 같이 나타낼 수 있다. 아래 표 3은 최대 80MHz 시스템 대역폭을 지원하고 도 6a 및 도 4와 같은 확장형 프레임 구조에 해당하는 OFDM 파라미터 세트의 예시를 나타낸다.

Configuration		Cyclic prefix length
Normal cyclic prefix	3.75kHz	2368 for 2304 for
	7.5kHz	1216 for 1152 for
	15kHz	640 for 576 for
	30kHz	320 for 256 for
	60kHz	192 for 128 for
Extended cyclic prefix	3.75kHz	8192 for
	7.5kHz	4096 for
	15kHz	2048 for
	30kHz	1024 for
	60kHz	512 for

< 표 3 >에서 일반형 CP 길이로 제공된 값들은 앞에서 설명한 < 표 2 >의 (3, 2, 2, 3, 2, 2, 2), (5, 5, 4, 5, 4, 5, 4), (10, 9, 9, 9, 9, 9, 9), (19, 18, 18, 19, 18, 18, 18), (37, 37, 36, 37, 36, 36, 36), (74, 73, 73, 73, 73, 73, 73) 시퀀스들을 64배 (15kHz가 128-FFT에서 8192-FFT로 64배 증가하였다)한 값들임을 알 수 있다 (해당 시퀀스들은 60kHz부터 3.75kHz까지 차례대로 나열한 것이다).

다른 방법으로 모든 부반송파 이격에 대한 CP 값을 표로 나열하는 것 보다는 지금까지 설명한 규칙성을 이용하여 기준이 되는 부반송파 이격에 대한 CP 길이 값만을 나타내고 나머지 부반송파 이격에 대한 CP 값들은 아래와 같은 형태의 수식으로 표현할 수도 있다. 아래 표 4는 최대 80MHz 시스템 대역폭을 지원하고 도 6a 및 도 4와 같은 확장형 프레임 구조에 해당하는 OFDM 파라미터 세트의 예시를 나타낸다.

Configuration		Cyclic prefix length
Normal CP	15kHz	640 for 576 for
Normal CP	(m = -2,-1,0,1,2)	for Length pattern: for integer k, (L, S, S, S, S, S, S) for m=3k (L, L, S, L, S, L, S) for m=3k+1 (L, S, S, L, S, S, S) for m=3k+2
Extended CP	15kHz	2048 for
Extended CP	(m = -2,-1,0,1,2)	for

본 명세서의 실시 예에서 제안한 다른 확장형 프레임 구조의 경우에도 같은 방법을 이용하여 OFDM 파라미터 세트를 나타낼 수 있을 것이다. 예를 들어, 아래 < 표 5 >는 도 11과 같은 확장형 프레임 구조를 80MHz 시스템에서 사용할 경우 OFDM 파라미터 세트의 예시를 나타내며, < 표 6 >은 도 12와 같은 확장형 프레임 구조를 80MHz 시스템에서 사용할 경우 OFDM 파라미터 세트의 예시를 나타낸다.

Subcarrier spacing	CP ratio	OFDM duration	Cyclic prefix length
= 15kHz	1/14	= 8192	640 for =0 576 for =1,2,3,4,5,6
= 30kHz	2/13	= 4096	640 for =0,1,...,9,12 576 for =10,11
= 60kHz	7/23	= 2048	640 for =0,1,...,15,22 576 for =16,17,...,21

Subcarrier spacing	CP ratio	OFDM duration	Cyclic prefix length
= 15kHz	1/14	= 8192	640 for =0 576 for =1,2,3,4,5,6
= 60kHz	3/7	= 2048	896 for =0,1,2, 4,5,7,8,10,11,13,14,16,17,19,20 832 for =3,6,9,12,15,18

이하에서 Numerology 세트 정보 전달 절차를 설명한다. 실시 예에서 Numerology 세트의 경우 위의 실시 예에서 설명한 프레임 구조 및 CP의 구성 정보를 포함하는 정보로써 프레임 구조에 대한 세트 정보를 포함할 수 있다. 이와 같은 정보를 기지국과 단말 사이에 전달함으로써 원활한 신호 송수신이 가능하다.

OFDM의 CP 길이, 부반송파 이격 등은 기지국/단말의 올바른 송수신이 되게 하는 필수적인 파라미터라고 할 수 있다. 또한 다양한 서비스 요구 사항에 적응적으로 대응하고 자원을 효율적으로 사용하기 위해서는 해당 numerology 운용 영역을 가변할 수 있어야 한다. 이러한 경우에도 단말이 기지국이 원하는 대로 동작해주기 위해서는 기지국과 단말 사이 동작 가능한 numerology 세트 정보에 대한 교환 절차 및 기지국이나 단말이 요구하는 시기에 다른 numerology로의 switching이 올바르게 이루어질 수 있도록 하는 절차가 필요하다.

도 20a/b/c/d는 기지국 또는 단말이 기준으로 동작할 레퍼런스 numerology를 설정하고 해당 정보를 기반으로 통신을 할 수 있도록 하는 과정을 기지국의 초기 접속 채널 설정 방법과 레퍼런스 numerology를 기지국과 단말 중 누가 정하느냐에 따라 달라질 수 있는 네 가지 경우에 대해 각각 그 절차를 설명하고 있다. 실시 예에서 기지국과 단말의 동작을 동시에 설명하고 있으나 이는 기지국과 단말의 각자의 동작으로 이해될 수 있으며, 기지국과 단말 각자의 상호 동작을 통해 구현될 수 있다.

도 20a는 레퍼런스 부반송파 이격을 단말이 결정하고, 기지국은 의무적으로는 지원해야 하는 모든 부반송파 이격에 대해 초기 접속 채널을 설정할 경우, 단말이 기지국과의 초기 접속 및 통신을 수행하는 절차를 설명하는 도면

도 20a를 참조하면 기지국과 단말은 신호를 송수신 할 수 있다.

단계 2002에서 기지국은 각 단말이 지원해야 하는 부반송파 이격 마다 초기 접속 채널을 설정할 수 있다. 보다 구체적으로 해당 통신 시스템의 단말들의 경우 적어도 하나의 부반송파에 대해 기지국과 신호를 송수신하기 위해 필수적으로 지원하는 부반송파 이격이 있을 수 있다. 각 단말은 필수적으로 지원해야 하는 부반송파 중 하나를 선택하여 해당 부 반송파를 통해 기지국과 초기 접속을 수행할 수 있으며, 기지국은 필수적으로 지원해야 하는 부반송파에 대해 단말이 초기 접속을 수행할 수 있도록 초기 접속 채널을 설정할 수 있다.

단계 2004에서 단말은 자신이 설정 가능한 부반송파 이격 중에서 하나를 골라 레퍼런스 부반송파 이격으로 설정할 수 있다. 보다 구체적으로 상기 단말이 설정 가능한 부반송파 이격 중 적어도 하나는 상기 기지국이 필수적으로 지원하는 부반송파 이격에 포함될 수 있다. 실시 예에서 단말은 설정 가능한 부반송파 이격 중 시스템 상에서 필수적으로 지원하는 부반송파 이격 중 하나를 레퍼런스 부반송파 이격으로 설정할 수 있다.

단계 2006에서 단말은 설정한 레퍼런스 부반송파 이격에 대응하하는 초기 접속 채널을 검출하여 시스템 정보를 획득할 수 있다. 실시 예에서 상기 시스템 정보는 랜덤 액세스 채널 위치, 랜덤 액세스 채널 구성, 기지국이 지원하는 numerology 세트 정보 및 부반송파 이격과 관련된 정보 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.

단계 2008에서 단말은 상기 2006에서 획득한 정보를 기반으로 기지국에 랜덤 액세스를 수행할 수 있다. 또한 상기 단말은 상기 단말이 지원 가능한 numerology 세트 정보를 기지국에 전송할 수 있으며, 상기 단말은 랜덤 액세스를 수행하여 기지국이 지원하는 Numerology 세트 중에서 상기 단말이 선택한 세트 정보를 전달할 수 있다. 상기 단말이 선택된 세트 정보는 상기 단계 2006에서 수신한 정보, 단말의 레퍼런스 부반송파 이격과 단말이 지원 가능한 Numerology 세트 중 적어도 하나를 기반으로 결정될 수 있다.

단계 2010에서 기지국은 상기 단계 2008에서 수신한 정보를 기반으로 하향링크 및 상향링크 중 적어도 하나의 자원 매핑 정보를 단말에 전송할 수 있다. 자원 매핑 정보는 상향링크 및 하향링크 각각의 제어 채널 및 데이터 채널 정보를 포함할 수 있으며, 기준 신호 배치 정보도 포함할 수 있다. 또한 실시 예에서 상기 선택적으로 단계 2010에서 기지국이 단말에게 전송하는 정보는 적어도 하나의 주파수 대역에서 적용되는 부반송파 이격과 관련된 정보를 포함할 수 있다. 또한 상기 기지국이 단말에게 전송하는 정보 중 일부는 선택적으로 기지국으로부터 단말에게 전송될 수 있다.

단계 2012에서 단말은 상기 단계 2010에서 수신한 정보를 기반으로 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 또한 상기 단말은 전달 받은 자원 매핑 정보를 기반으로 상향링크 및 하향링크 각각의 제어 채널 및 데이터 채널을 해석하고, 해석된 정보를 기반으로 기지국과 정보를 교환할 수 있다. 또한 이전 단계에서 결정된 레퍼런스 부반송파 이격을 기반으로 기지국과 시간 동기를 유지할 수 있다. 레퍼런스 부반송파 이격을 결정한 경우 스케일러블한 프레임 구조를 적용할 때 단말이 사용하는 부반송파 이격은 특정 시간 내에 상기 레퍼런스 부반송파 이격과 시간 동기가 맞을 수 있으며, 단말은 이를 통해 기지국과 신호를 원활하게 송수신할 수 있다.

도 20b는 레퍼런스 부반송파 이격을 단말이 결정하고, 기지국은 모든 단말과 미리 약속된 하나의 부반송파 이격 (default subcarrier spacing)에 대해 초기 접속 채널을 설정할 경우, 단말이 기지국과의 초기 접속 및 통신을 수행하는 절차를 설명하는 도면이다.

도 20b를 참조하면 기지국과 단말은 신호를 송수신할 수 있다.

단계 2022에서 기지국은 미리 약속된 하나의 부반송파 이격에만 초기 접속 채널을 설정할 수 있다. 보다 구체적으로 기지국은 단말과 미리 합의된 특정 부반송파 이격에만 초기 접속을 위한 채널을 설정할 수 있다. 이와 같은 시스템에서 단말은 초기 접속을 위해 미리 약속된 특정 부반송파 이격을 통해 기지국과 접속할 수 있다.

단계 2024에서 단말은 상기 약속된 부반송파 이격에 대응되는 초기 접속 채널을 검출하여 시스템 정보를 획득할 수 있다. 실시 예에서 상기 시스템 정보는 랜덤 액세스 채널 위치, 랜덤 액세스 채널 구성, 기지국이 지원하는 numerology 세트 정보 및 부반송파 이격과 관련된 정보 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.

단계 2026에서 상기 단말은 상기 단계 2024에서 수신한 정보를 기반으로 기지국에 랜덤 액세스를 수행할 수 있다. 또한 상기 단말은 랜덤 액세스를 수행하여 상기 단말이 지원 가능한 세트 정보를 전달할 수 있다.

단계 2028에서 기지국은 상기 단계 2026에서 수신한 정보를 기반으로 하향링크 및 상향링크 중 적어도 하나의 자원 매핑 정보를 단말에 전송할 수 있다. 자원 매핑 정보는 상향링크 및 하향링크 각각의 제어 채널 및 데이터 채널 정보를 포함할 수 있으며, 기준 신호 배치 정보도 포함할 수 있다.

단계 2030에서 단말은 상기 단계 2028에서 수신한 정보를 기반으로 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 또한 상기 단말은 전달 받은 자원 매핑 정보를 기반으로 상향링크 및 하향링크 각각의 제어 채널 및 데이터 채널을 해석하고, 해석된 정보를 기반으로 기지국과 정보를 교환할 수 있다. 또한 이전 단계에서 결정된 레퍼런스 부반송파 이격을 기반으로 기지국과 시간 동기를 유지할 수 있다. 레퍼런스 부반송파를 결정한 경우 경우 스케일러블한 프레임 구조를 적용할 때 단말이 사용하는 부반송파는 특정 시간 내에 상기 레퍼런스 부반송파와 시간 동기가 맞을 수 있으며, 단말은 이를 통해 기지국과 신호를 원활하게 송수신할 수 있다.

도 20c는 레퍼런스 부반송파 이격을 기지국이 결정하고, 기지국은 의무적으로 지원해야 하는 모든 부반송파 이격에 대해 초기 접속 채널을 설정할 경우, 단말이 기지국과의 초기 접속 및 통신을 수행하는 절차를 설명하는 도면이다.

도 20c를 참조하면 단말은 기지국과 신호를 송수신 할 수 있다.

단계 2032에서 기지국은 각 단말이 지원해야 하는 부반송파 이격 마다 초기 접속 채널을 설정할 수 있다. 보다 구체적으로 해당 통신 시스템의 단말들의 경우 적어도 하나의 부반송파에 대해 기지국과 신호를 송수신하기 위해 필수적으로 지원하는 부반송파 이격이 있을 수 있다. 각 단말은 필수적으로 지원해야 하는 부반송파 이격 중 하나를 선택하여 해당 부반송파 이격을 통해 기지국과 초기 접속을 수행할 수 있으며, 기지국은 필수적으로 지원해야 하는 부반송파 이격에 대해 단말이 초기 접속을 수행할 수 있도록 초기 접속 채널을 설정할 수 있다.

단계 2034에서 단말은 자신이 설정 가능한 부반송파 이격에 대응하는 초기 접속 채널을 검출하고, 검출된 초기 초기 접속 채널을 통해 시스템 정보를 획득할 수 있다. 실시 예에서 상기 시스템 정보는 랜덤 액세스 채널 위치, 랜덤 액세스 채널 구성, 기지국이 지원하는 numerology 세트 정보 및 부반송파 이격과 관련된 정보 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.

단계 2036에서 상기 단말은 랜덤 액세스를 수행하여 기지국이 지원 가능한 Numerology 세트 중에서 자신이 지원 가능한 Numerology 세트 정보를 상기 기지국에 전송할 수 있다.

단계 2038에서 기지국은 상기 단계 2036에서 수신한 정보를 기반으로 상기 단말에 대응하는 레퍼런스 부반송파 이격을 결정할 수 있다. 실시 예에서 기지국은 채널 상태, 단말의 종류, 인접 기지구이 지원하는 부반송파 이격 중 적어도 하나를 고려하여 상기 단말에게 적합한 레퍼런스 부반송파 이격을 결정할 수 있다.

단계 2040에서 기지국은 단말에게 상기 단계 2038에서 결정된 레퍼런스 부반송파 이격 정보 및 단말이 지원 가능한 Numerology 세트에 대응하는 하향링크 및 상향링크 자원 매핑 정보를 전송할 수 있다. 자원 매핑 정보는 상향링크 및 하향링크 각각의 제어 채널 및 데이터 채널 정보를 포함할 수 있으며, 기준 신호 배치 정보도 포함할 수 있다.

단계 2042에서 단말은 상기 단계 2040에서 수신한 정보를 기반으로 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 또한 상기 단말은 전달 받은 자원 매핑 정보를 기반으로 상향링크 및 하향링크 각각의 제어 채널 및 데이터 채널을 해석하고, 해석된 정보를 기반으로 기지국과 정보를 교환할 수 있다. 또한 이전 단계에서 결정된 레퍼런스 부반송파 이격을 기반으로 기지국과 시간 동기를 유지할 수 있다. 레퍼런스 부반송파 이격을 결정한 경우 스케일러블한 프레임 구조를 적용할 때 단말이 사용하는 부반송파 이격은 특정 시간 내에 상기 레퍼런스 부반송파 이격과 시간 동기가 맞을 수 있으며, 단말은 이를 통해 기지국과 신호를 원활하게 송수신할 수 있다.

도 20d는 레퍼런스 부반송파 이격을 기지국이 결정하고, 기지국은 모든 단말과 미리 약속된 하나의 부반송파 이격에 대해 초기 접속 채널을 설정할 경우, 단말이 기지국과의 초기 접속 및 통신을 수행하는 절차를 설명하는 도면이다.

도 20d를 참조하면 기지국과 단말이 신호를 송수신 할 수 있다.

단계 2052에서 기지국은 미리 약속된 하나의 부반송파 이격에만 초기 접속 채널을 설정할 수 있다. 보다 구체적으로 기지국은 단말과 미리 합의된 특정 부반송파 이격에만 초기 접속을 위한 채널을 설정할 수 있다. 이와 같은 시스템에서 단말은 초기 접속을 위해 미리 약속된 특정 부반송파 이격을 통해 기지국과 접속할 수 있다.

단계 2054에서 단말은 상기 약속된 부반송파 이격에 대응되는 초기 접속 채널을 검출하여 시스템 정보를 획득할 수 있다. 실시 예에서 상기 시스템 정보는 랜덤 액세스 채널 위치, 랜덤 액세스 채널 구성, 기지국이 지원하는 numerology 세트 정보 및 부반송파 이격과 관련된 정보 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.

단계 2056에서 상기 단말은 랜덤 액세스를 수행하여 기지국이 지원 가능한 Numerology 세트 중에서 자신이 지원 가능한 Numerology 세트 정보를 상기 기지국에 전송할 수 있다.

단계 2058에서 기지국은 상기 단계 2056에서 수신한 정보를 기반으로 상기 단말에 대응하는 레퍼런스 부반송파 이격을 결정할 수 있다. 실시 예에서 기지국은 채널 상태, 단말의 종류, 인접 기지국이 지원하는 부반송파 이격 중 적어도 하나를 고려하여 상기 단말에게 적합한 레퍼런스 부반송파 이격을 결정할 수 있다.

단계 2060에서 기지국은 단말에게 상기 단계 2058에서 결정된 레퍼런스 부반송파 이격 정보 및 단말이 지원 가능한 Numerology 세트에 대응하는 하향링크 및 상향링크 자원 매핑 정보를 전송할 수 있다. 자원 매핑 정보는 상향링크 및 하향링크 각각의 제어 채널 및 데이터 채널 정보를 포함할 수 있으며, 기준 신호 배치 정보도 포함할 수 있다.

단계 2062에서 단말은 상기 단계 2060에서 수신한 정보를 기반으로 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 또한 상기 단말은 전달 받은 자원 매핑 정보를 기반으로 상향링크 및 하향링크 각각의 제어 채널 및 데이터 채널을 해석하고, 해석된 정보를 기반으로 기지국과 정보를 교환할 수 있다. 또한 이전 단계에서 결정된 레퍼런스 부반송파 이격을 기반으로 기지국과 시간 동기를 유지할 수 있다. 레퍼런스 부반송파 이격을 결정한 경우 스케일러블한 프레임 구조를 적용할 때 단말이 사용하는 부반송파 이격은 특정 시간 내에 상기 레퍼런스 부반송파 이격과 시간 동기가 맞을 수 있으며, 단말은 이를 통해 기지국과 신호를 원활하게 송수신할 수 있다.

도 20e는 레퍼런스 부반송파 이격이 특정 주파수 영역 내에서는 단일 값으로 고정되어 있고, 해당 부반송파 이격으로 초기 접속 채널을 접속하도록 기지국과 단말이 미리 약속해두는 경우, 단말이 기지국과의 초기 접속 및 통신을 수행하는 절차를 설명하는 도면이다.

도 20e를 참조하면 기지국과 단말이 신호를 송수신 할 수 있다.

단계 2072에서 기지국은 미리 약속된 하나의 부반송파 이격에만 초기 접속 채널을 설정할 수 있다. 보다 구체적으로 특정 주파수 영역 내에서 기지국은 단말과 미리 합의된 단일 부반송파 이격에 초기 접속을 위한 채널을 설정할 수 있다. 예를 들어 sub-6GHz 대역에서는 15kHz를 초기 접속을 위한 부반송파 이격으로, 6~40GHz 주파수 대역에서는 60kHz를 초기 접속을 위한 부반송파 이격으로 미리 약속해두는 것이다. 이와 같은 시스템에서 단말은 초기 접속을 위해 미리 약속된 특정 부반송파 이격을 통해 기지국과 접속할 수 있다. 실시 예에서 상기 미리 합의된 단일 부반송파 이격은 별도의 정보 교환 없이 기 설정된 값이거나, 시스템 정보 또는 RRC 등의 상위레이어 시그널링을 통해 기지국이 단말에 관련 정보를 전달하여 결정할 수도 있다.

단계 2074에서 단말은 상기 약속된 부반송파 이격에 대응되는 초기 접속 채널을 검출하여 시스템 정보를 획득할 수 있다. 실시 예에서 상기 시스템 정보는 랜덤 액세스 채널 위치, 랜덤 액세스 채널 구성, 기지국이 지원하는 numerology 세트 정보 및 부반송파 이격과 관련된 정보 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 특히, 기지국이 지원하는 부반송파 이격에 대한 정보는 PBCH를 통해 전송되는 MIB (Master Information Block)을 통해 획득할 수 있다.

단계 2076에서 상기 단말은 랜덤 액세스를 수행하여 기지국이 지원 가능한 Numerology 세트 중에서 자신이 지원 가능한 Numerology 세트 정보를 상기 기지국에 전송할 수 있다.

단계 2078에서 기지국은 상기 단계 2076에서 수신한 정보를 기반으로 상기 단말에 신호 송수신 시 사용할 부반송파 이격을 결정할 수 있다. 실시 예에서 기지국은 채널 상태, 단말의 종류, 인접 기지국이 지원하는 부반송파 이격 중 적어도 하나를 고려하여 상기 단말에게 적합한 부반송파 이격을 결정할 수 있다.

단계 2080에서 기지국은 단말에게 상기 단계 2078에서 결정된 부반송파 이격 정보 및 단말이 지원 가능한 Numerology 세트에 대응하는 하향링크 및 상향링크 자원 매핑 정보를 전송할 수 있다. 자원 매핑 정보는 상향링크 및 하향링크 각각의 제어 채널 및 데이터 채널 정보를 포함할 수 있으며, 기준 신호 배치 정보도 포함할 수 있다.

단계 2082에서 단말은 상기 단계 2080에서 수신한 정보를 기반으로 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 또한 상기 단말은 전달 받은 자원 매핑 정보를 기반으로 상향링크 및 하향링크 각각의 제어 채널 및 데이터 채널을 해석하고, 해석된 정보를 기반으로 기지국과 정보를 교환할 수 있다. 또한 이전 단계에서 결정된 부반송파 이격과 동기 신호를 포함하고 있는 초기 접속 채널의 부반송파 이격을 기반으로 기지국과 시간 동기를 유지할 수 있다. 기지국이 단말에게 초기 접속 채널과 다른 부반송파 이격을 결정한 경우 스케일러블한 프레임 구조를 적용할 때 단말이 사용하는 부반송파 이격은 특정 시간 내에 상기 초기 접속용 부반송파 이격과 시간 동기가 맞을 수 있으며, 단말은 이를 통해 기지국과 신호를 원활하게 송수신할 수 있다.

도 21은 기지국이 상황에 따라 Numerology 세트별 주파수/시간 자원 영역을 가변적으로 운용하려 할 때, 기지국과 단말이 수행하는 절차를 설명하는 도면이다.

도 21을 참조하면 단말과 기지국은 초기 정보 교환을 통해 신호를 송수신 하고, 특정 Numerology 정보를 기반으로 시간 동기를 유지할 수 있다.

단계 2102에서 기지국은 단말 접속 상황, 지공되는 서비스 종류, 트래픽 패턴, 자원 요구량, 지원해야 하는 통신 서비스(eMBB, URLLC 등), 단말 종류 및 채널 상태 중 적어도 하나를 고려하여 Numerology 세트를 변경하거나, Numerology 세트 별 주파수 및 시간 자원 영역을 변경할 수 있다. 또한 부반송파 이격과 관련된 CP 세트 역시 변경될 수 있음은 자명하다.

단계 2104에서 기지국은 상기 단말에게 상기 단계 2102에서 변경된 정보에 대응하는 하향링크 및 상향링크 자원 매핑 정보를 전송할 수 있다.

단계 2106에서 단말은 상기 수신한 정보를 기반으로 상향링크 및 하향링크 각각의 제어 채널 및 데이터 채널을 해석하여 기지국과 통신을 수행할 수 있으며, 이 경우에도 레퍼런스 부반송파 이격을 기반으로 기지국과의 시간 동기는 유지할 수 있다. 이와 같은 절차를 통해 기지국은 부반송파 이격과 관련된 자원 배치를 적응적으로 변경하고 이를 단말에 전송함으로써 효율적인 통신 환경이 제공될 수 있다. 이하에서 확장형 프레임 구조 운용 시나리오에 대해서 실시 예를 통해 설명한다.

도 22a는 도 6a와 같이 CP 오버헤드를 동일한 비율로 유지하면서 서로 다른 부반송파 이격을 다양하게 지원하려고 할 때 사업자가 deploy할 수 있는 하나의 예를 보여준다.

도 22a를 참조하면, Macro TRP(2202)를 중심으로 하나 이상의 Mirco TRP(2206) 및 Pico TRP(2208)이 배치될 수 있으며, 센트럴 유닛(2204)를 통해 제어될 수 있다.

각 부반송파 이격 별로 절대적인 CP 길이가 달라지므로 부반송파 이격이 커질수록 CP 길이가 짧아져 다중경로 페이딩 채널 환경에 수신 성능이 열화될 수 있다. 따라서 도 22a와 같이 중앙 처리 장치가 cell id를 보유하고 다양한 위치에 micro/pico TRP (Transmission and Reception Point)를 분산 배치하여 해당 TRP에서는 Macro TRP에서 커버할 수 없는 30kHz/60kHz 부반송파 이격이 필요한 서비스 (예를 들어, V2X, URLLC 같은)를 대신 제공해 줄 수 있다. 그리고 기본적인 모바일 데이터 서비스는 15kHz로 제공하여 기존 LTE/LTE-A와 유사한 커버리지를 확보할 수 있다.

이와 같이 높은 주파수 대역의 부반송파를 사용할 경우 상대적으로 CP의 길이가 짧아 지는 바 소형 셀을 운영하기 위해 배치하고 낮은 대역의 주파수 대역은 상대적으로 대형 셀을 운영하는데 사용될 수 있다.

도 22b는 도 11, 도 12와 같이 CP 오버헤드를 부반송파 이격 별로 달리하여 절대적인 CP 길이를 유지하여 부반송파 이격에 상관없이 동일한 커버리지를 달성할 수 있도록 사업자가 셀 내 TRP가 macro TRP 단 하나로 구성되는 예를 보여준다.

도 22b를 참조하면 Macro TRP(2222)는 각기 다른 주파수 대역의 부반송파를 통해 신호를 송수신 할 수 있다. 시스템의 오버헤드와 시간 정렬 불일치로 인한 간섭 중 어느 쪽이 더 중요하느냐에 따라 도 11 (오버헤드 중시), 도 12 (시간 정렬 중시)와 같은 확장형 프레임 구조를 적절히 선택할 수 있다.

이와 같이 절대적이 CP 길이를 유지함으로써 서로 다른 주파수의 부 반송파를 사용하여 동일 커버리지의 셀을 형성할 수 있다.

도 23은 본 명세서의 실시 예에 따른 단말을 나타낸 도면이다.

도 23을 참조하면 실시 예의 단말(2300)은 송수신부(2302), 저장부(2304) 및 제어부(2306)을 포함한다.

송수신부(2302)는 기지국과 신호를 송수신 할 수 있다.

저장부(2304)는 단말(2300)과 관련된 정보 및 상기 송수신부(2302)를 통해 송수신되는 정보 중 적어도 하나를 저장할 수 있다.

제어부(2306)은 단말(2300)의 동작을 제어할 수 있으며, 상기 실시 예에서 설명한 단말과 관련된 동작을 수행할 수 있도록 단말 전반을 제어할 수 있다. 제어부(2306)는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다.

도 24는 본 명세서의 실시 예에 따른 기지국을 나타낸 도면이다.

도 24를 참조하면 실시 예의 기지국(2400)은 송수신부(2402), 저장부(2404) 및 제어부(2306)을 포함한다.

송수신부(2402)는 단말 및 다른 네트워크 엔티티와 신호를 송수신 할 수 있다.

저장부(2404)는 기지국(2400)과 관련된 정보 및 상기 송수신부(2402)를 통해 송수신되는 정보 중 적어도 하나를 저장할 수 있다.

제어부(2406)은 기지국(2400)의 동작을 제어할 수 있으며, 상기 실시 예에서 설명한 기지국과 관련된 동작을 수행할 수 있도록 기지국 전반을 제어할 수 있다. 제어부(2406)는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다.

위와 같이 본 명세서의 실시 예는 무선통신 시스템에서 지원하는 부반송파 이격 (subcarrier spacing) 사이에 서브프레임(subframe), 슬롯(slot), 심볼(symbol) 등과 같은 시스템의 주요 시간 단위가 서로 정렬될 수 있도록 OFDM 심볼들의 순환 프리픽스 (cyclic prefix; CP)의 길이를 특정 패턴으로 설정하는 방법과 그 결과로 도출된 확장 가능한 프레임 구조 (scalable frame structure)를 제공하는 것을 특징으로 한다. 또한 본 발명은 이를 기반으로 하여 무선 통신 시스템에서 제어 신호 처리 방법에 있어서, 기지국으로부터 전송되는 제1 제어 신호를 수신하는 단계, 상기 수신된 제1 제어 신호를 처리하는 단계, 및 상기 처리에 기반하여 생성된 제2 제어 신호를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하는 방법을 제공할 수 있다.

또한 본 명세서의 실시 예의 경우 인접한 캐리어 사이에 심볼, 슬롯 및 서브프레임 중 적어도 하나가 정렬될 수 있는 CP 패턴 설계 방법이 제공 되며 이를 이용한 프레임 구조를 통해 신호를 송수신할 수 있다. 보다 구체적으로 패턴 설계 방법에는 7-symbol 주기성을 가지면서 2개의 길이만을 갖는 시퀀스 세트를 활용하여 부반송파 이격 스케일링에 따라 순환 이동 하는 방식을 채택할 수 있으며, 기준 시간 단위의 정수 샘플 수의 CP길이를 만들고 서로 다른 CP 길이의 차가 가장 적을 수 있도록 하는 < 표 2 >와 같은 정수 시퀀스를 활용하여 CP 패턴을 설정하는 방식 및 이를 정수 배 스케일링하여 시스템 대역폭을 확장하는 방식으로 프레임 구조를 설정할 수 있다.

또한 본 명세서의 실시 예를 살펴보면 각기 다른 주파수의 캐리어 사이에 동일하거나 유사한 범위의 셀 커버리지를 지원할 수 있도록 각 부반송파 이격의 프레임이 레퍼런스 부반송파 이격의 프레임에 대응하여 정렬되고, 레퍼런스 부반송파 이격의 CP 길이와 같거나 유사할 수 있는 2^m 부반송파 이격의 CP 패턴 설계 방법 및 이를 적용한 프레임 구조가 제공될 수 있다.

또한 본 명세서의 실시 예에 따르면 CP 패턴을 RS 신호의 위치, 제어 채널의 시작 위치, short TTI의 시작 위치로 인식하여 이를 기반으로 신호 송수신을 할 수 있으며, 각기 다른 길이의 CP로 구성된 서브프레임의 구조가 제공될 경우 상대적으로 더 긴 CP 심볼에 심볼에 러버스트(robustness)가 더 중요한 RS, 제어 채널을 위치할 수 있다.

또한 본 명세서의 실시 예에 따르면 기지국과 단말 사이에 부반송파 이격 및 CP 길이 패턴에 대한 필수 파라미터 세트에 대한 정보교환을 할 수 있는 특징이 있다.

본 명세서의 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 단말의 신호 송수신 방법은 기 설정된 부반송파 이격을 통해 기지국으로부터 상기 기지국에 대응하는 부반송파 이격(subcarrier spacing) 관련 정보를 수신하는 단계; 상기 수신한 상기 기지국에 대응하는 부반송파 이격 관련 정보를 기반으로 상기 단말에 대응하는 부반송파 이격 관련 정보를 기지국에 전송하는 단계; 및 상기 단말이 지원 가능한 부반송파 이격 관련 정보를 기반으로 결정된 자원 매핑 정보를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계를 포함한다.

본 명세서의 다른 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 기지국의 신호 송수신 방법은 기 설정된 부반송파 이격을 이격을 통해 기지국으로부터 상기 기지국에 대응하는 부반송파 이격 관련 정보를 수신하고, 상기 수신한 상기 기지국에 대응하는 부반송파 이격 관련 정보를 기반으로 상기 단말에 대응하는 부반송파 이격 관련 정보를 기지국에 전송하고, 상기 단말이 지원 가능한 부반송파 이격 관련 정보를 기반으로 결정된 자원 매핑 정보를 상기 기지국으로부터 수신하는 제어부를 포함한다.

본 명세서의 또 다른 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 기지국은 신호를 송수신하는 송수신부; 및 상기 송수신부를 제어하고, 기 설정된 부반송파 이격을 통해 상기 기지국에 대응하는 부반송파 이격 관련 정보를 단말에 전송하고, 상기 전송한 상기 기지국에 대응하는 부반송파 이격 관련 정보를 기반으로 상기 단말에 대응하는 부반송파 이격 관련 정보를 상기 단말로부터 수신하고, 상기 단말이 지원 가능한 부반송파 이격 관련 정보를 기반으로 결정된 자원 매핑 정보를 상기 단말로 전송하는 제어부를 포함한다.

한편, 본 명세서와 도면에는 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 개시하였으며, 비록 특정 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 발명의 이해를 돕기 위한 일반적인 의미에서 사용된 것이지, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시 예 외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

Claims

이동 통신 시스템의 단말에서 신호 송수신 방법에 있어서,
제1부반송파 이격(subcarrier spacing) 및 제2부반송파 이격을 확인하는 단계;
상기 제1부반송파 이격 및 상기 제2부반송파 이격 중 적어도 하나를 기반으로 기지국으로부터 신호를 수신하는 단계를 포함하며,
상기 제1부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제1CP(cyclic prefix) 패턴 및 상기 제2부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제2CP 패턴은 기 설정된 CP 패턴 집합을 기반으로 결정되며, 상기 제1CP 패턴을 적용한 제1부반송파 이격에 대응하는 심볼 및 상기 제2CP 패턴을 적용한 제2부반송파 이격에 대응하는 심볼은 각각 시간 정렬(time alignment)되는 것을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
제1항에 있어서,
제1CP 패턴에 포함되는 CP는 각기 다른 두 개의 길이를 가지는 CP가 중 적어도 하나가 기 설정된 순서로 배치되고, 제1CP 패턴에 포함되는 CP는 기 설정된 심볼 숫자에 대응하는 주기를 가지는 것을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
제1항에 있어서,
상기 CP 패턴의 집합은 적어도 하나의 CP 패턴을 포함하며, 상기 적어도 하나의 CP 패턴은 각각 인덱스를 가지며, 상기 제1부반송파 이격이 상기 제2부반송파 이격의 두배일 경우, 상기 제1CP 패턴의 인덱스는 상기 제2CP 패턴 인덱스와 인접한 것을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
제1항에 있어서,
상기 제1CP 패턴에 포함되는 적어도 하나의 CP 및 상기 제2CP 패턴에 포함되는 적어도 하나의 CP는 상기 제1부반송파 이격을 적용한 심볼에 따른 제1신호의 커버리지 및 상기 제2부반송파 이격을 적용한 심볼에 따른 제2신호의 커버리지를 기반으로 결정되고,
상기 제1신호의 커버리지 및 상기 제2신호의 커버리지는 기설정된 범위내에 있는 것을 특징으로 하는 송수신 방법.
제1항에 있어서,
상기 기지국으로부터 상기 기지국에 대응하는 부반송파 이격과 관련된 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
이동 통신 시스템의 기지국에 있어서,
제1부반송파 이격(subcarrier spacing) 및 제2부반송파 이격을 확인하는 단계;
상기 제1부반송파 이격 및 상기 제2부반송파 이격 중 적어도 하나를 기반으로 단말에 신호를 전송하는 단계를 포함하며,
상기 제1부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제1CP(cyclic prefix) 패턴 및 상기 제2부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제2CP 패턴은 기 설정된 CP 패턴 집합을 기반으로 결정되며, 상기 제1CP 패턴을 적용한 제1부반송파 이격에 대응하는 심볼 및 상기 제2CP 패턴을 적용한 제2부반송파 이격에 대응하는 심볼은 각각 시간 정렬(time alignment)되는 것을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
제6항에 있어서,
제1CP 패턴에 포함되는 CP는 각기 다른 두 개의 길이를 가지는 CP가 중 적어도 하나가 기 설정된 순서로 배치되고, 제1CP 패턴에 포함되는 CP는 기 설정된 심볼 숫자에 대응하는 주기를 가지는 것을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
제6항에 있어서,
상기 CP 패턴의 집합은 적어도 하나의 CP 패턴을 포함하며, 상기 적어도 하나의 CP 패턴은 각각 인덱스를 가지며, 상기 제1부반송파 이격이 상기 제2부반송파 이격의 두배일 경우, 상기 제1CP 패턴의 인덱스는 상기 제2CP 패턴 인덱스와 인접한 것을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
제6항에 있어서,
상기 제1CP 패턴에 포함되는 적어도 하나의 CP 및 상기 제2CP 패턴에 포함되는 적어도 하나의 CP는 상기 제1부반송파 이격을 적용한 심볼에 따른 제1신호의 커버리지 및 상기 제2부반송파 이격을 적용한 심볼에 따른 제2신호의 커버리지를 기반으로 결정되고,
상기 제1신호의 커버리지 및 상기 제2신호의 커버리지는 기설정된 범위내에 있는 것을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
제6항에 있어서,
상기 기지국에 대응하는 부반송파 이격과 관련된 정보를 상기 단말에 전송하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
이동 통신 시스템의 단말에 있어서,
신호를 송수신하는 송수신부; 및
상기 송수신부를 제어하고, 제1부반송파 이격(subcarrier spacing) 및 제2부반송파 이격을 확인하고, 상기 제1부반송파 이격 및 상기 제2부반송파 이격 중 적어도 하나를 기반으로 기지국으로부터 신호를 수신하는 제어부를 포함하고,
상기 제1부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제1CP(cyclic prefix) 패턴 및 상기 제2부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제2CP 패턴은 기 설정된 CP 패턴 집합을 기반으로 결정되며, 상기 제1CP 패턴을 적용한 제1부반송파 이격에 대응하는 심볼 및 상기 제2CP 패턴을 적용한 제2부반송파 이격에 대응하는 심볼은 각각 시간 정렬(time alignment)되는 것을 특징으로 하는 단말.
제11항에 있어서,
제1CP 패턴에 포함되는 CP는 각기 다른 두 개의 길이를 가지는 CP가 중 적어도 하나가 기 설정된 순서로 배치되고, 제1CP 패턴에 포함되는 CP는 기 설정된 심볼 숫자에 대응하는 주기를 가지는 것을 특징으로 하는 단말.
제11항에 있어서,
상기 CP 패턴의 집합은 적어도 하나의 CP 패턴을 포함하며, 상기 적어도 하나의 CP 패턴은 각각 인덱스를 가지며, 상기 제1부반송파 이격이 상기 제2부반송파 이격의 두배일 경우, 상기 제1CP 패턴의 인덱스는 상기 제2CP 패턴 인덱스와 인접한 것을 특징으로 하는 단말.
제11항에 있어서,
상기 제1CP 패턴에 포함되는 적어도 하나의 CP 및 상기 제2CP 패턴에 포함되는 적어도 하나의 CP는 상기 제1부반송파 이격을 적용한 심볼에 따른 제1신호의 커버리지 및 상기 제2부반송파 이격을 적용한 심볼에 따른 제2신호의 커버리지를 기반으로 결정되고,
상기 제1신호의 커버리지 및 상기 제2신호의 커버리지는 기설정된 범위내에 있는 것을 특징으로 하는 단말.
제11항에 있어서,
상기 제어부는 상기 기지국으로부터 상기 기지국에 대응하는 부반송파 이격과 관련된 정보를 수신하는 것을 특징으로 하는 단말.
이동 통신 시스템의 기지국에 있어서,
신호를 송수신하는 송수신부; 및
상기 송수신부를 제어하고, 제1부반송파 이격(subcarrier spacing) 및 제2부반송파 이격을 확인하고, 상기 제1부반송파 이격 및 상기 제2부반송파 이격 중 적어도 하나를 기반으로 단말에 신호를 전송하는 제어부를 포함하고,
상기 제1부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제1CP(cyclic prefix) 패턴 및 상기 제2부반송파 이격에 따른 심볼에 적용되는 제2CP 패턴은 기 설정된 CP 패턴 집합을 기반으로 결정되며, 상기 제1CP 패턴을 적용한 제1부반송파 이격에 대응하는 심볼 및 상기 제2CP 패턴을 적용한 제2부반송파 이격에 대응하는 심볼은 각각 시간 정렬(time alignment)되는 것을 특징으로 하는 기지국.
제16항에 있어서,
제1CP 패턴에 포함되는 CP는 각기 다른 두 개의 길이를 가지는 CP가 중 적어도 하나가 기 설정된 순서로 배치되고, 제1CP 패턴에 포함되는 CP는 기 설정된 심볼 숫자에 대응하는 주기를 가지는 것을 특징으로 하는 기지국.
제16항에 있어서,
상기 CP 패턴의 집합은 적어도 하나의 CP 패턴을 포함하며, 상기 적어도 하나의 CP 패턴은 각각 인덱스를 가지며, 상기 제1부반송파 이격이 상기 제2부반송파 이격의 두배일 경우, 상기 제1CP 패턴의 인덱스는 상기 제2CP 패턴 인덱스와 인접한 것을 특징으로 하는 기지국.
제16항에 있어서,
상기 제1CP 패턴에 포함되는 적어도 하나의 CP 및 상기 제2CP 패턴에 포함되는 적어도 하나의 CP는 상기 제1부반송파 이격을 적용한 심볼에 따른 제1신호의 커버리지 및 상기 제2부반송파 이격을 적용한 심볼에 따른 제2신호의 커버리지를 기반으로 결정되고,
상기 제1신호의 커버리지 및 상기 제2신호의 커버리지는 기설정된 범위내에 있는 것을 특징으로 하는 기지국.
제16항에 있어서,
상기 제어부는 상기 기지국에 대응하는 부반송파 이격과 관련된 정보를 상기 단말에 전송하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제1항에 있어서,
상기 제1CP 패턴 및 상기 제2CP 패턴은 중 적어도 하나는
기 설정된 주기에 따라 결정된 슬롯의 첫번째 심볼에 대응하는 CP의 길이가 기 설정된 오프셋 값을 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
제6항에 있어서,
상기 제1CP 패턴 및 상기 제2CP 패턴은 중 적어도 하나는
기 설정된 주기에 따라 결정된 슬롯의 첫번째 심볼에 대응하는 CP의 길이가 기 설정된 오프셋 값을 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
제11항에 있어서,
상기 제1CP 패턴 및 상기 제2CP 패턴은 중 적어도 하나는
기 설정된 주기에 따라 결정된 슬롯의 첫번째 심볼에 대응하는 CP의 길이가 기 설정된 오프셋 값을 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 단말.
제16항에 있어서,
상기 제1CP 패턴 및 상기 제2CP 패턴은 중 적어도 하나는
기 설정된 주기에 따라 결정된 슬롯의 첫번째 심볼에 대응하는 CP의 길이가 기 설정된 오프셋 값을 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 기지국.