KR20180016949A

KR20180016949A - 사물 인터넷에서 이차적 동기화 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20180016949A
Application number: KR1020170098210A
Authority: KR
Inventors: 장갑석; 이문식
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2016-08-08
Filing date: 2017-08-02
Publication date: 2018-02-20
Also published as: KR102047962B1

Abstract

사물 인터넷에서 이차적 동기화 방법 및 장치가 개시된다. 수신 장치는 이차적 동기 신호의 시간영역 샘플에 대해서 채널 추정을 적용하여, 주파수영역 샘플을 추출할 수 있다. 그리고 수신 장치는, 이차적 동기 신호의 주파수영역 규격 신호와 주파수영역 샘플간에 역상관(decorrelating)을 통해, 물리적인 셀 ID(PCI, Physical Cell ID) 및 80ms 프레임 타이밍(FT, Frame Timing)을 추정할 수 있다.

Description

사물 인터넷에서 이차적 동기화 방법 및 장치{MEHOD AND APPARATUS FOR SECONDARY SYNCHRONIZATION IN INTERNET OF THINGS}

본 발명은 사물 인터넷에서 이차적 동기화 방법 및 장치에 관한 것이다.

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 전송 방식을 기반으로, 낮은 전력과 비용으로 넓은 지역에 걸쳐 사물 인터넷 서비스를 제공하는 무선통신 시스템이 있다. 이러한 무선통신 시스템은 범용성을 위해 스탠드얼론(standalone) 동작모드, 인밴드(In-band) 동작 모드 및 가드밴드(Guard band) 동작 모드 등과 같은 다양한 모드를 지원하고 있다.

스탠드얼론 동작 모드는 GSM(Global System for Mobile communication)에서 사용하는 주파수 밴드에서 사물 인터넷 서비스 제공용 신호를 동작시키는 모드이다. 인밴드 동작 모드는 기존의 LTE(Long Term Evolution) 시스템에서 사용하는 주파수 밴드 내 가용 자원블록(RB, Resource Block))들 중 적어도 하나에 사물 인터넷 서비스 제공용 신호를 동작시키는 모드이다. 그리고 가드밴드 동작 모드는 기존 LT 시스템에서 사용하는 주파수 밴드 내 가용하지 않은(비가용) RB 중 적어도 하나에 사물 인터넷 서비스 제공용 신호를 동작시키는 모드이다.

이러한 무선통신 시스템은 상기에서 설명한 3개의 동작 모드에 상관 없이 물리적 셀 ID(Physical Cell ID, PCI)와 80ms 프레임 타이밍(Frame Timing, FT)를 획득하기 위해, 짝수 번째 프레임의 마지막 서브프레임에 이차적 동기 신호(Secondary Synchronization Signal)를 전송한다.

좀 더 상세히 설명하면, 하나의 프레임은 10개의 서브프레임으로 구성되고, 짝수 번째 프레임의 마지막 서브프레임에서 NSSS(Narrowband Secondary Synchronization Signal)이 전송된다. 그리고 매 프레임의 1번째 서브프레임에 NPBCH(Narrowband Physical Broadcast Channel)가 전송된다. NPBCH는 80ms 단위로 동일한 브로드캐스팅(broadcasting) 정보를 반복하여 전송한다. NSSS에는 504개 중 하나의 PCI 정보가 담겨 있고, 이러한 정보는 서빙 셀(Serving cell)이 정해지면 변하지 않는다. 그리고, 80ms 마다 반복되는 NPBCH의 시작 프레임에 대한 정보를 획득하기 위해(즉, 80ms FT를 획득하기 위해), NSSS에는 4개의 NSSS가 할당된 프레임 단위로 서로 다른 80ms FT 정보가 담겨 있다. 다시 말하면, 4개 프레임의 1번째 프레임에는 80ms FT를 위한 FT0 시퀀스가 NSSS에 담겨서 전송되고, 2번째 프레임에는 FT1의 시퀀스가 NSSS에 담겨서 전송된다. 그리고 3번째 프레임에는 FT2의 시퀀스가 NSSS에 담겨서 전송되고, 마지막으로 4번째 프레임에는 FT3의 시퀀스가 NSSS에 담겨서 전송된다. 이와 같이 서로 다른 FT 시퀀스를 전송함으로써, 80ms FT의 시작 프레임 정보를 획득할 수 있다.

상기에서 설명한 PCI와 80ms FT 정보를 실기 위해, 주파수영역의 NSSS 신호는 PCI를 위한 서로 다른 2개의 시퀀스와 80ms FT를 위한 상기 FT 시퀀스가 수학적 곱셈 형태로 구성된다. 이와 같이 구성된 NSSS를 수신하여 원하는 정보를 얻기 위해서는 기본적으로 매우 복잡한 역상관(decorrelation) 과정이 필요하므로 수신 장치의 배터리 소모가 커지는 문제점이 있다. 그리고 복잡한 역상관(decorrelation) 과정은 넓은 지역에 오랫동안 사물 인터넷 서비스를 제공 목적으로 하는 무선통신 시스템에는 부적합할 수 있다.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 사물 인터넷에서 PCI와 80ms FT를 효과적으로 획득할 수 있는 이차적 동기화 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 실시예에 따르면, 사물인터넷에서 수신 장치가 송신 장치로부터 수신되는 이차적 동기 신호에 기반하여 동기를 획득하는 방법이 제공된다. 상기 방법은, 상기 이차적 동기 신호의 시간영역 샘플에 대해서 채널 추정을 적용하여, 주파수영역 샘플을 추출하는 단계, 그리고 상기 이차적 동기 신호의 주파수영역 규격 신호와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관(decorrelating)을 통해, 물리적인 셀 ID(PCI, Physical Cell ID) 및 프레임 타이밍(FT, Frame Timing)을 추정하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 추정하는 단계는, 상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 FS(Fourier Series) 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제1 값을 계산하는 단계, 상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 ZC(Zadoff Chu) 시퀀스와 상기 제1 값간에 역상관을 수행하여 제2 값을 계산하는 단계, 상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 스크램블링 시퀀스와 상기 제2 값간에 역상관을 수행하여 제3 값을 계산하는 단계, 그리고 상기 제1 값, 상기 제2 값, 그리고 상기 제3 값을 이용하여, 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 추정하는 단계는, 상기 제3 값에 대해서 CS(Cyclic Shift) 결합을 수행하여 제4 값을 계산하는 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계는 상기 제1 값 내지 상기 제4 값을 이용하여, 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 제1 값은 곱하기 연산 대신에 부호 변환(Sign Conversion)만을 통해 계산되며, 상기 제3 값은 곱하기 연산 대신에 부호 변환(Sign Conversion)만을 통해 계산될 수 있다.

상기 제1 값을 계산하는 단계, 상기 제2 값을 계산하는 단계, 상기 제3 값을 계산하는 단계, 그리고 상기 제4 값을 계산하는 단계가 소정의 누적회수만큼 반복되어 수행된 후, 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계가 수행될 수 있다.

상기 추정하는 단계는, 상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 FS(Fourier Series) 시퀀스 중 제1 FS 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제1 값을 추정하는 단계, 상기 FS 시퀀스 중 제2 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제2 값을 추정하는 단계, 상기 FS 시퀀스 중 제3 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제3 값을 추정하는 단계, 상기 FS 시퀀스 중 제4 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제4 값을 추정하는 단계, 그리고 상기 제1 내지 상기 제4 값을 비교하여 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 추출하는 단계는, 상기 시간영역 샘플에서 CP(Cyclic Prefix)를 제거하는 단계, 상기 CP가 제거된 샘플을 다운 샘플링하는 단계, 그리고 상기 다운 샘플링된 샘플을 FFT(Fast Fourier Transform) 수행하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 FT는 80ms FT일 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따르면, 사물인터넷에서 단말이 기지국으로부터 수신되는 이차적 동기 신호에 기반하여 동기를 획득하는 방법이 제공된다. 상기 방법은, 상기 이차적 동기 신호의 시간영역 샘플에서 주파수영역 샘플을 추출하는 단계, 그리고 상기 이차적 동기 신호의 주파수영역 규격신호에 포함된 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 통해, 물리적인 셀 ID(PCI, Physical Cell ID) 및 80ms 프레임 타이밍(FT, Frame Timing)을 추정하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 추정하는 단계는, 상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 FS(Fourier Series) 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제1 값을 계산하는 단계, 상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 ZC(Zadoff Chu) 시퀀스와 상기 제1 값간에 역상관을 수행하여 제2 값을 계산하는 단계, 상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 스크램블링 시퀀스와 상기 제2 값간에 역상관을 수행하여 제3 값을 계산하는 단계, 상기 제3 값을 CS(Cyclic Shift) 결합을 수행하여 제4 값을 계산하는 단계, 그리고 상기 제1 내지 상기 제4 값을 이용하여, 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 제1 값은 곱하기 연산 대신에 덧셈 계산만을 통해 계산되며, 상기 제3 값은 곱하기 연산 대신에 덧셈 계산만을 통해 계산될 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 수신 장치가 제공된다. 상기 수신 장치는, 송신 장치로부터 수신된 이차적 동기 신호를 디지털 신호로 샘플링하여 제1 샘플링 신호를 생성하는 아날로그-디지털 변환부, 상기 제1 샘플링 신호를 필터링하는 필터부, 그리고 상기 필터링된 상기 제1 샘플링 신호에 대해서 채널 추정하여 주파수 영역 샘플을 추출하고, 상기 이차적 동기 신호의 주파수영역 규격 신호와 상기 주파수 영역 샘플 간에 역상관(decorrelating)을 통해 물리적인 셀 ID(PCI, Physical Cell ID) 및 80ms 프레임 타이밍(FT, Frame Timing)을 추정하는 동기 추정기를 포함할 수 있다.

상기 동기 추정기는, 상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 FS(Fourier Series) 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제1 값을 계산하고, 상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 ZC(Zadoff Chu) 시퀀스와 상기 제1 값간에 역상관을 수행하여 제2 값을 계산하고, 상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 스크램블링 시퀀스와 상기 제2 값간에 역상관을 수행하여 제3 값을 계산하고 상기 제3 값을 CS(Cyclic Shift) 결합을 수행하여 제4 값을 계산하며, 상기 제1 내지 상기 제4 값을 이용하여, 상기 PCI 및 상기 FT를 추정할 수 있다.

상기 동기 추정기는, 상기 제1 값 내지 상기 제4 값을 소정의 누적회수만큼 반복하여 계산한 후 상기 PCI 및 상기 FT를 추정할 수 있다.

상기 동기 추정기는, 상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 FS(Fourier Series) 시퀀스 중 제1 FS 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제1 값을 추정하는 제1 추정부, 상기 FS 시퀀스 중 제2 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제2 값을 추정하는 제2 추정부, 상기 FS 시퀀스 중 제3 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제3 값을 추정하는 제3 추정부, 상기 FS 시퀀스 중 제4 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제4 값을 추정하는 제4 추정부, 그리고 상기 상기 제1 내지 상기 제4 값을 비교하여 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 선택기를 포함할 수 있다.

상기 동기 추정기는, 상기 제1 샘플링 신호에서 CP(Cyclic Prefix)를 제거하고 상기 CP가 제거된 샘플을 다운 샘플링하고, 상기 다운 샘플링된 샘플을 FFT(Fast Fourier Transform) 수행하여 상기 주파수 영역 샘플을 추출할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따르면 복소수 연산을 줄임으로써 적은 연산으로 PCI 및 80ms FT를 획득할 수 있다. 이를 통해, 본 발명의 실시예는 사물인터넷의 수신 장치를 저전력으로 효과적으로 구현할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 스탠드얼론 동작 모드에서 NSSS 신호 생성 방법을 나타내는 플로우차트이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 인밴드 동작 모드에서 NSSS 신호 생성 방법을 나타내는 플로우차트이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 수신 장치를 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 동기 추정기를 나타내는 블록도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 제1 처리부를 나타내는 블록도이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 FFT의 처리 과정을 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 제2 처리부를 나타내는 블록도이다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 수신 장치는 단말(terminal), 이동 단말(mobile terminal, MT), 이동국(mobile station, MS), 진보된 이동국(advanced mobile station, AMS), 고신뢰성 이동국(high reliability mobile station, HR-MS), 가입자국(subscriber station, SS), 휴대 가입자국(portable subscriber station, PSS), 접근 단말(access terminal, AT), 사용자 장비(user equipment, UE) 등을 지칭할 수도 있고, 단말, MT, AMS, HR-MS, SS, PSS, AT, UE 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.

또한, 송신 장치는 기지국(base station, BS), 진보된 기지국(advanced base station, ABS), 고신뢰성 기지국(high reliability base station, HR-BS), 노드B(node B), 고도화 노드B(evolved node B, eNodeB), 접근점(access point, AP), 무선 접근국(radio access station, RAS), 송수신 기지국(base transceiver station, BTS), MMR(mobile multihop relay)-BS, 기지국 역할을 수행하는 중계기(relay station, RS), 기지국 역할을 수행하는 고신뢰성 중계기(high reliability relay station, HR-RS) 등을 지칭할 수도 있고, BS, ABS, 노드B, eNodeB, AP, RAS, BTS, MMR-BS, RS, HR-RS 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.

먼저, 본 발명의 실시예에 따른 NSSS(Narrowband Secondary Synchronization Signal) 주파수영역 신호 생성에 대해서 설명한다.

NSSS 주파수영역 신호(

)는 Cyclically-extended Length-132 ZC (Zadoff Chu) 시퀀스(

)와 Cyclically-extended Length-132 binary Hadamard 시퀀스(

), 그리고 FS (Fourier Series) 시퀀스(

)의 결합으로 구성될 수 있다. 즉, NSSS 주파수영역 신호는 하기의 수학식 1과 같이 규정될 수 있다.

여기서, 사이클릭 시프트 인덱스(Cyclic shift index) p는 (8k + 2p)번째 프레임의 마지막 서브프레임에 위치한 NSSS 신호에 적용되며,

이다. 또한, ZC 시퀀스(

)는 하기의 수학식 2와 같이 규정될 수 있다.

그리고 스크램블링 시퀀스(scrambling sequence)(

)는 하기의 수학식 3과 같이 규정될 수 있다.

상기 수학식 3에서,

이다. 이에 따라,

는 아래의 표 1과 같이 된다.

그리고 FS 시퀀스(

)는 하기의 수학식 4와 같이 규정될 수 있다.

상기 수학식 4에서,

이다. 이에 따라,

는 아래의 표 2와 같이 된다.

한편, PCI(Physical Cell ID)를 인덱스 u와 p에 매핑하는 매핑 함수(mapping function)는 하기의 수학식 5와 같이 규정될 수 있다.

수신 장치(즉, 단말)가 특정 u와 q를 획득했다고 가정하면 이에 상응하는 PCI는

이 된다.

스탠드얼론 동작 모드에서 NSSS 신호 생성 방법을 도 1을 참조하여 설명한다. 여기서, NSSS 주파수영역 신호(

)는 상기 수학식 1과 같이 규정된다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 스탠드얼론 동작 모드에서 NSSS 신호 생성 방법을 나타내는 플로우차트이다.

먼저, 특정 송신 장치(즉, 기지국)가 채용하는 PCI와 80ms FT에 따라, 송신 장치는 상기 수학식 1에 규정되어 있는 NSSS 주파수영역 신호를 생성한다.

다음으로, 송신 장치는 서브캐리어 매핑(subcarrier mapping) 과정을 수행한다. 송신 장치는 132개를 작은 엘리먼트 인덱스부터 큰 인덱스 순으로 12개씩 11개로 분할한다. 즉, 송신 장치는 132개의 엘리먼트를

로 분할한다. 송신 장치는 분할한 m별 12개 엘리먼트에 대해서 서브캐리어 위치 {k,n}와 심볼 m에 생성된 시퀀스 엘리먼트를 할당한 후 제로 페딩(Zero padding)을 수행하여 총 128개 샘플을 생성한다. 즉, 송신 장치는 m 마다 12개의 부반송파 위치(

)에 m번째 시퀀스 엘리먼트를 할당하고 116개 제로 페딩(Zero padding)을 수행한다. 좀더 상세히 설명하면, 물리적 부반송파 위치는 k=-64,-63,-62,…,-1,0,1,…,62,63이고, 논리적 부반송파 위치는 n=0,1,…,10이며, 상기 시퀀스 엘리먼트가 할당되는 부반송파 위치는 {-6,0}, {-5,1}, {-4,2},…,{-1,5},{0,6},…,{5,11}이며, 나머지 물리적 부반송파 위치 k(=-64,-63,…,-7,6,7,…,63)에는 제로가 페딩(padding)된다. 이러한 과정은 심볼 m마다 반복적으로 수행된다.

그리고 송신 장치는 서브캐리어 인덱싱(subcarrier indexing)을 수행한다. 즉, 송신 장치는 64개만큼 사이클릭 시프팅(Cyclic shifting)을 수행한다. 여기서, 서브캐리어 인덱싱 과정은 상위 서브캐리어그룹(LTE 시스템 BW의 상위 절반의 BW에 해당하는 서브캐리어 수)과 하위 서브캐리어그룹(LTE 시스템 BW의 하위 절반의 BW에 해당하는 서브캐리어 수)의 위치 교환으로 수행될 수 있다.

송신 장치는 128-point IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행한 후, CP(Cyclic Prefix)를 삽입한다. CP 삽입 시

이면 CP 길이는 10이고 나머지는 모두 CP 길이가 9일 수 있다.

도 1에서와 같이 생성된 NSSS 신호에 대해서, 수신 장치(단말)가 1.92 MHz로 ADC(Analog to Digital Converter) 샘플링하는 경우, NSSS 시간영역 신호의 샘플 수는 1508(=138+ 137*10)개가 될 수 있다.

인밴드 동작 모드에서 NSSS 신호 생성 방법을 도 2을 참조하여 설명한다. 여기서, NSSS 주파수영역 신호(

)는 상기 수학식 1과 같이 규정된다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 인밴드 동작 모드에서 NSSS 신호 생성 방법을 나타내는 플로우차트이다.

먼저, 먼저, 특정 송신 장치(즉, 기지국)가 채용하는 PCI와 80ms FT에 따라, 송신 장치는 상기 수학식 1에 규정되어 있는 NSSS 주파수영역 신호를 생성한다.

다음으로, 송신 장치는 서브캐리어 매핑(subcarrier mapping) 과정을 수행한다. 송신 장치는 레거시(Legacy) LTE 인밴드(Inband)에서 특정 물리적 자원블록(Physical RB)의 해당 서브캐리어 위치 {k,n}와 심볼 m에 대해서, 생성된 시퀀스 엘리먼트를 할당한 후 제로 페딩(Zero padding)을 수행하여 총 128개 샘플을 생성한다. 즉, 송신 장치는 m마다 12개의 부반송파 위치(

)에 m번째 시퀀스 엘리먼트를 할당하고 116개 제로 페딩(zero padding)을 수행한다. 그리고, 송신 장치는 레거시 LTE 시스템에 영향을 주지 않기 위해 레거시(Legacy) CRS(Cell-specific Reference Signal)가 할당되는 서브캐리어 위치에서는 펑처링(Puncturing)을 수행한다.

그리고 송신 장치는 레거시 LTE 시스템의 BW(Bandwidth)에 맞춰 서브캐리어 인덱싱을 수행한다. 여기서, 서브캐리어 인덱싱 과정은 상위 서브캐리어그룹(LTE 시스템 BW의 상위 절반의 BW에 해당하는 서브캐리어 수)과 하위 서브캐리어그룹(LTE 시스템 BW의 하위 절반의 BW에 해당하는 서브캐리어 수)의 위치 교환으로 수행될 수 있다.

송신 장치는 128-point IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행한 후, CP(Cyclic Prefix)를 삽입한다.

도 2에서와 같이 생성된 NSSS 신호에 대해서, 수신 장치(단말)가 1.92 MHz로 ADC(Analog to Digital Converter) 샘플링하는 경우, 스탠드얼론 동작 모드와 동일하게 NSSS 시간영역 신호의 샘플 수는 1508(=138+ 137*10)개가 될 수 있다.

한편, 가드밴드 동작 모드에서의 NSSS 생성 방법은 물리적인 RB 위치가 가드밴드에 있으며, CRS 펑처링이 필요 없는 것을 제외하면, 인밴드 동작 모드와 동일하다.

이하에서는 상기에서 설명한 NSSS 신호에 기반하여 PCI 및 80ms FT를 획득하는 방법 및 장치에 대해서 설명한다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 수신 장치(1000)를 나타내는 블록도이다.

도 3에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 수신 장치(1000)는 RF 프로세싱부(100), 아날로그-디지털 변환부(Analog to Digital Converter, ADC)(200), 필터부(300), 동기 추정기(Synchronization Detector, 400), 그리고 물리계층(physical layer) 제어부(500)를 포함한다.

RF 프로세싱부(100)는 송신 장치로부터 수신되는 NSSS 신호에 대해서 RF 신호 처리를 수행한다. RF 신호 처리는 잡음을 제거하면서 신호를 증폭하는 기능, 자동 주파수 제어(Automatic Frequency Control, AFC) 기능, 그리고 NSSS 신호가 실려 있는 RB 대역에 대한 밴드패스 필터링 기능을 포함할 수 있다.

ADC(200)는 소정의 샘플링 레이트로 아날로그 신호를 디지털 신호로 샘플링한다. NB-IoT 전송 신호에 의해 점유되는 대역폭은 대부분 180 kHz 이므로, 샘플링 레이트는 나이키스트 샘플링 이론(Nyquist sampling theorem)에 의해 1.92 MHz일 수 있다.

필터부(300)는 ADC(200)로부터 1.92 MHz로 샘플링되어 입력되는 신호에 대해서 기저대역 필터링을 수행한다. NB-IoT 전송 신호에 의해 점유되는 대역폭은 180 kHz이므로, 필터부(300)는 180 kHz 대역폭(Bandwidth)을 가지는 LPF(Low Pass Filter)로 구현될 수 있다. 즉, 필터부(300)는 송신 장치(예를 들면, 기지국)의 시스템 BW(Bandwidth)에 상관 없이 NSSS 신호가 실려 있는 물리적 RB만큼을 필터링하면 되므로, 180 kHZ 대역폭을 가질 수 있다.

동기 추정기(400)는 NSSS 신호가 실려 있는 물리적 RB만큼 필터링된 1.92 MHz 샘플링 신호를 필터부(300)로부터 입력 받으며, 이를 이용하여 PCI와 80ms FT를 추정한다. 즉, 동기 추정기(400)는 짝수 번째 프레임마다 전송되는 NSSS 주파수영역 규격 신호의 특성을 이용하여 PCI 및 80ms FT를 추정한다.

물리계층 제어부(500)는 RF 프로세싱부(100), ADC(200), 필터부(300), 그리고 동기 추정기(400)를 제어한다. 즉, 물리계층 제어부(500)는 물리계층(L1)의 전체적인 동작을 제어한다. 아래의 설명에서, 물리계층 제어부(500)는 'L1 control' 용어로 혼용되어 사용될 수 있다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 동기 추정기(400)를 나타내는 블록도이다.

도 4에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 동기 추정기(400)는 제1 처리부(410) 및 제2 처리부(420)를 포함한다. 동기 추정기(400)는 물리계층 제어부(500)로부터 인에이블(Enable) 신호(i_start=ON)를 전달 받으면 실행된다. 제1 처리부(410)는 'NSSS Step1'용어와 혼용될 수 있으며, 제2 처리부(420)는 'NSSS Step2' 용어와 혼용될 수 있다.

제1 처리부(410)는 물리계층 제어부(500)로부터 인에이블 신호(i_start=ON)를 받은 시점으로부터 고정된 STO(Sample Timing Offset)에서 10ms마다 채널 추정(Channel estimation)을 수행한다. 그리고 제1 처리부(410)는 물리계층 제어부(500)로부터 인에이블 신호를 받은 시점으로부터 고정된 STO에서 10ms마다 NSSS 시간영역 규격 신호의 전체 샘플수에 해당하는 샘플들을 받아 주파수영역 전환 과정과 채널 복구(Channel recovering) 과정을 수행함으로써, NPSS 주파수영역 규격 신호에 상응하는 샘플들을 추출해 낸다. 여기서, 고정된 STO는 수신 장치(1000)의 구현 시 규정되는 NPSS(Narrowband Primary Synchronization Signal) 서브프레임 시작 시점을 의미한다. 여기서, 제1 처리부(410)의 NSSS 검출(detection) 윈도우 사이즈(window size)는 20ms일 수 있다.

제2 처리부(420)는 제1 처리부(410)가 추출한 샘플들과 NSSS 주파수영역 규격 신호 간에 상관과 누적(i_NumAcc) 과정을 수행하여, PCI 및 80ms FT를 획득한다. 제2 처리부(420)는 획득한 PCI(o_PCI) 및 80ms FT(o_FT)를 물리계층 제어부(500)로 전달하고 디스에이블(o_Done=ON)된다.

표 3은 동기 추정기(400)의 기능적 인터페이스(functional interface)에 대한 입력 신호를 나타낸다.

표 4는 동기 추정기(400)의 기능적 인터페이스(functional interface)에 대한 출력 신호를 나타낸다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 제1 처리부(410)를 나타내는 블록도이다. 제1 처리부(410)는 NPSS(Narrowband Primary Synchronization Signal) 추정되어 AFC(Automatic Frequency Control) 통과한 시간영역 샘플들을 주파수영역으로 변환함으로써 채널 보상을 수행한다.

도 5에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 제1 처리부(410)는 버퍼(411), CP(Cyclic Prefix) 제거기(Remover)(412), 다운 샘플러(Down-Sampler)(413), 그리고 FFT(Fast Fourier Transform)(414)를 포함한다. 제1 처리부(410)는 동기 추정기(400)로부터 i_Start_s1=ON을 전달 받으면 실행된다.

버퍼(411)는 동기 추정기(400)로부터 i_Start_s1=ON을 받은 시점부터 고정된 STO에서 10ms마다 NPSS 시간영역 규격 신호에 상응하는 1508개 샘플들을 버퍼링한다. 그리고 버퍼(411)는 동기 추정기(400)로부터 i_Start_s1=ON을 받은 시점부터 고정된 STO에서 10ms마다 NSSS 시간영역 규격 신호에 상응하는 1508개 샘플들을 버퍼링한다. 여기서, 도 5에서 버퍼(411)에 버퍼링된 신호 즉, NSSS 시간영역 규격 신호에 상응하는 1508개 샘플들에 대한 신호를 buf_rx_nsss_s1으로 나타내었다.

CP 제거기(412)는 CP(Cyclic Prefix)를 제거한다. CP 제거기(412)는 버퍼(411)에 저장된 1508개 샘플들에 대해서, 처음 137*4개 샘플들에 대해서는 매 137개 샘플마다 처음 9개 샘플들을 제거하고, 다음 138개 샘플들에 대해서는 처음 10개 샘플을 제거며, 다음 137*6 샘플들에 대해서는 매 137개 샘플들마다 처음 9개 샘플들을 제거하는 과정을 수행한다.

다운 샘플러(413)는 CP 제거기(412)에서 CP가 제거된 샘플을 다운 샘플링한다. 즉, 다운 샘플러(413)는 8배 다운 샘플링하는데, CP 제거된 1408 샘플들에 대해 8개 샘플마다 하나의 샘플을 균등하게 캐칭(catching)하는 과정을 반복한다.

FFT(414)는 다운 샘플링된 샘플에 대해서 FFT(Fast Fourier Transform)을 수행한다. 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 FFT(414)의 처리 과정을 나타내는 도면이다. 도 6을 참조하면, FFT(414)는 8배 다운 샘플링된 176 샘플들에 대해서 16개 샘플마다 16-point FFT 변환 과정을 수행한 후 서브캐리어 인덱싱(subcarrier indexing)과 가드밴드 제거(guardband removing) 및 추출 과정을 반복적으로 수행하여, NPSS 주파수영역 규격 신호에 상응하는 샘플인 12*11=132 샘플들(buf_rx240_nsss[.])을 출력한다. 한편, 도 6에 나타낸 바와 같이, 서브캐리어 인덱싱 과정은 송신 장치에서의 서브캐리어 인덱싱의 역과정이며, 가드밴드 제거 과정은 상위 2개의 부반송파와 하위 2개의 부반송파를 제거하는 과정이다.

FFT(414)는 20ms 타임 윈도우(time window)동안 추출된 132x2 샘플들(buf_rx240_nsss[.])을 20ms주기로 제2 처리기(SSS Step2)(420)로 전달한다. 그리고 FFT(414)는 매 주기의 끝에 제어 신호 o_Done_s1=ON을 제2 처리기(NSSS Step2)(420)로 전달한다.

표 5는 제1 처리부(410)의 기능적 인터페이스(functional interface)에 대한 입력 신호를 나타낸다.

표 6은 제1 처리부(410)의 기능적 인터페이스(functional interface)에 대한 출력 신호를 나타낸다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 제2 처리부(420)를 나타내는 블록도이다. 제2 처리부(420)는 132 샘플 단위로 2번에 걸쳐 반복적으로, 제1 처리부(410)로부터 입력되는 NPSS 주파수영역 규격 신호에 상응하는 샘플들에 대해 4번의 가설(Hypothesis) 과정을 순차적으로 수행한다.

도 7에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 제2 처리부(420)는 제1 추정부(421), 제2 추정부(422), 제3 추정부(423), 제4 추정부(424), CS(Cyclic Shift) 결합기(Combiner)(425), 메모리(426), 버퍼(427), 그리고 선택기(Selector)(428)를 포함한다. 제1 추정부(421)는 'PCI_FT_H0' 용어와 혼용될 수 있고, 제2 추정부(422)는 'PCI_FT_H1' 용어와 혼용될 수 있고, 제3 추정부(423)는 'PCI_FT_H2' 용어와 혼용될 수 있으며, 제4 추정부(424)는 'PCI_FT_H3' 용어와 혼용될 수 있다. 제2 처리부(420)는 제1 처리부(410)로부터 o_Done_s1=ON을 전달 받으면 실행된다.

제1 추정부(421)는 상기 수학식 4에 나타낸 FS 시퀀스 중 0번째 시퀀스(

)에 대한 역상관(Decorrelating), 상기 수학식 2에 나타낸 ZC 시퀀스에 대한 역상관(Decorrelating), 그리고 상기 수학식 3에 나타낸 스크램블 시퀀스(Scramble sequence)에 대한 역스크램블(Descrambling)을 수행한다.

제2 추정부(422)는 상기 수학식 4에 나타낸 FS 시퀀스 중 1번째 시퀀스(

제3 추정부(423)는 상기 수학식 4에 나타낸 FS 시퀀스 중 3번째 시퀀스(

)에 대한 역상관(Decorrelating), 상기 수학식 2에 나타낸 ZC 시퀀스에 대한 역상관(Decorrelating), 그리고 상기 수학식 3에 나타낸 스크램블 시퀀스(Scramble sequence)에 대한 역스크램블(Descarambling)을 수행한다.

제4 추정부(424)는 상기 수학식 4에 나타낸 FS 시퀀스 중 4번째 시퀀스(

CS 결합기(425)는 제1 내지 제4 추정부(421~424) 각각에서 출력되는 역스램블한 값에 대해서 CS(Cyclic Shift) 결합을 수행한다.

메모리(426)는 CS 결합기(415)로부터 출력되는 출력 값들(즉, 제1 내지 제4 추정부(421~424) 각각에 대해서 CS 결합한 값)을 동기 추정기(400)로부터 전달 받은 누적 회수(i_NumAcc) 만큼 누적(Accumulating)을 수행하여 각각 저장한다.

선택기(428)는 메모리(425)로부터 받은 제1 내지 제4 추정부(421~424) 별 저장 값들을 비교하여, 최종적으로 PCI 및 80ms FT를 결정한다. 선택기(427)가 최종적으로 PCI 및 80ms FT를 결정하면 o_Done_s2=ON을 동기 추정기(400)로 전달한다.

한편, 제2 처리부(420)는 동기 추정기(400)로부터 전달 받은 누적 회수(i_NumAcc) 전에는 제1 내지 제4 추정부(421~424) 별로 상기 수학식 4의 FS 시퀀스에 대한 역상관, 상기 수학식 2의 ZC 시퀀스에 대한 역상관, 상기 수학식 3의 스크램블 시퀀스에 대한 역스크램블, CS 결합기(425)의 CS 결합만을 수행한다. 그리고 제2 처리부(420)는 누적 회수(i_NumAcc)가 도래하면 선택기(428)를 통해 최종적으로 PCI와 80ms FT를 검출한다.

도 7에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 제1 추정부(421)는 역상관기(De-correlator)(4211), 역상관기(De-correlator)(4212), 그리고 역스크램블러(De-scrambler)(4213)를 포함한다. 도 7에 나타낸 바와 같이, 제2 내지 제4 추정부(422, 423, 424)는 제1 추정부(421)와 동일한 구성 요소를 가지므로, 설명의 편의상 제1 추정부(421)를 기준으로 설명한다.

역상관기(4211)는 제1 처리부(410)으로부터 입력되는 NSSS 주파수영역 규격 신호에 상응하는 샘플(

)에 대해 하기의 수학식 6과 같이 FS 시퀀스 역상관(Decorrelating)을 수행한다.

상기 수학식 6에서,

는 상기 수학식 4와 상기 표 2와 같다. 상기 표 2에 나낸 바와 같이, 샘플 값들이

이 거나

이므로, 곱하기 연산 대신에 부호 변환(Sign Conversion)만을 이용하면, 상기 수학식 6은 덧셈(addition) 만으로 계산될 수 있다. 한편, 역상관기(4211)은 FS 시퀀스 중 0번째 시퀀스(

)에 대한 역상관을 수행하므로, 상기 수학식 6에서

는

로 대체된다.

역상관기(4212)는 상기 수학식 2의 ZC 시퀀스

에 대한 역상관(Decorrelating)을 수행한다. 이러한 역상관은 하기의 수학식 7과 같이 수행된다.

상기 수학식 7에 나타낸 바와 같이, 역상관기(4212)는 수학식 2의 ZC 시퀀스

와 상기 수학식 6의

,

을 이용하여, 역상관을 수행한다.

역스크램블러(4213)는 상기 수학식 3의 스크램블링 시퀀스 에 대한 역상관(Decorrelating)을 수행한다. 이러한 역상관은 하기의 수학식 8과 같이 수행된다.

상기 수학식 8에 나타낸 바와 같이, 역스크램블러(4214)는 수학식 3의 ZC 시퀀스

와 상기 수학식 7의

및

을 이용하여, 역상관을 수행한다. 상기 표 1에 나타낸 바와 같이 스크램블링 시퀀스(Scrambling sequence)의 엘리먼트가 바이너리(binary)이므로, 곱하기 연산 대신에 부호 변환(Sign Conversion)만을 이용하면, 상기 수학식 8은 덧셈(addition) 만으로 계산될 수 있다.

그리고, CS 결합기(425)는 하기의 수학식 9와 같이 CS 결합을 수행한다.

상기 수학식 9에서,

는 감쇄 계수(decay factor)를 나타내고, A는 동기 추정기(400)의 윈도우 사이즈(window size)로서 20ms에 해당한다. 그리고

이다.

선택기(428)는 상기 수학식 9 과정에서 도출한 결정변수(decision variable) 중 가장 높은 상관 값을 가질 때의 특정 u, q, 그리고 p를 획득한다. 여기서, PCI는 u와 q로부터 (u-3)+q*126에 의해 계산될 수 있다. 그리고, 80ms FT는 p를 통해 처음 132 샘플들에 속하는지 나중의 132 샘플들에 속하는 지에 대한 정보로부터 구해질 수 있다.

표 7는 제2 처리부(420)의 기능적 인터페이스(functional interface)에 대한 입력 신호를 나타낸다.

표 8은 제2 처리부(420)의 기능적 인터페이스(functional interface)에 대한 출력 신호를 나타낸다.

본 발명의 실시예에 따르면, PCI 획득을 위해 송신 장치로부터 전송되는 서로 다른 2개의 시퀀스 중 하나의 시퀀스에 대한 역상관(decorrelating) 과정에서 복소수 연산 과정이 필요 없으므로 저전력의 수신 장치를 구현할 수 있다. 그리고 본 발명의 실시예에 따르면, 80ms 획득을 위해 송신 장치로부터 전송되는 FT 시퀀스에 대한 역상관 과정에서 복소수 연산이 필요 없으므로 저전력 수신 장치를 구현할 수 있다. 그리고 이를 통해, 최적화된 수신 장치를 구현할 수 있다.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims

사물인터넷에서 수신 장치가 송신 장치로부터 수신되는 이차적 동기 신호에 기반하여 동기를 획득하는 방법으로서,
상기 이차적 동기 신호의 시간영역 샘플에 대해서 채널 추정을 적용하여, 주파수영역 샘플을 추출하는 단계, 그리고
상기 이차적 동기 신호의 주파수영역 규격 신호와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관(decorrelating)을 통해, 물리적인 셀 ID(PCI, Physical Cell ID) 및 프레임 타이밍(FT, Frame Timing)을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 추정하는 단계는,
상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 FS(Fourier Series) 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제1 값을 계산하는 단계,
상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 ZC(Zadoff Chu) 시퀀스와 상기 제1 값간에 역상관을 수행하여 제2 값을 계산하는 단계,
상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 스크램블링 시퀀스와 상기 제2 값간에 역상관을 수행하여 제3 값을 계산하는 단계, 그리고
상기 제1 값, 상기 제2 값, 그리고 상기 제3 값을 이용하여, 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제2항에 있어서,
상기 추정하는 단계는, 상기 제3 값에 대해서 CS(Cyclic Shift) 결합을 수행하여 제4 값을 계산하는 단계를 더 포함하는 방법.
제3항에 있어서,
상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계는 상기 제1 값 내지 상기 제4 값을 이용하여, 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제2항에 있어서,
상기 제1 값은 곱하기 연산 대신에 부호 변환(Sign Conversion)만을 통해 계산되며,
상기 제3 값은 곱하기 연산 대신에 부호 변환(Sign Conversion)만을 통해 계산되는 방법.
제3항에 있어서,
상기 제1 값을 계산하는 단계, 상기 제2 값을 계산하는 단계, 상기 제3 값을 계산하는 단계, 그리고 상기 제4 값을 계산하는 단계가 소정의 누적회수만큼 반복되어 수행된 후, 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계가 수행되는 방법.
제1항에 있어서,
상기 추정하는 단계는,
상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 FS(Fourier Series) 시퀀스 중 제1 FS 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제1 값을 추정하는 단계,
상기 FS 시퀀스 중 제2 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제2 값을 추정하는 단계,
상기 FS 시퀀스 중 제3 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제3 값을 추정하는 단계,
상기 FS 시퀀스 중 제4 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제4 값을 추정하는 단계, 그리고
상기 제1 내지 상기 제4 값을 비교하여 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 추출하는 단계는,
상기 시간영역 샘플에서 CP(Cyclic Prefix)를 제거하는 단계,
상기 CP가 제거된 샘플을 다운 샘플링하는 단계, 그리고
상기 다운 샘플링된 샘플을 FFT(Fast Fourier Transform) 수행하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 FT는 80ms FT인 방법.
사물인터넷에서 단말이 기지국으로부터 수신되는 이차적 동기 신호에 기반하여 동기를 획득하는 방법으로서,
상기 이차적 동기 신호의 시간영역 샘플에서 주파수영역 샘플을 추출하는 단계, 그리고
상기 이차적 동기 신호의 주파수영역 규격신호에 포함된 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 통해, 물리적인 셀 ID(PCI, Physical Cell ID) 및 80ms 프레임 타이밍(FT, Frame Timing)을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제10항에 있어서,
상기 추정하는 단계는,
상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 FS(Fourier Series) 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제1 값을 계산하는 단계,
상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 ZC(Zadoff Chu) 시퀀스와 상기 제1 값간에 역상관을 수행하여 제2 값을 계산하는 단계,
상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 스크램블링 시퀀스와 상기 제2 값간에 역상관을 수행하여 제3 값을 계산하는 단계,
상기 제3 값을 CS(Cyclic Shift) 결합을 수행하여 제4 값을 계산하는 단계, 그리고
상기 제1 내지 상기 제4 값을 이용하여, 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제11항에 있어서,
상기 제1 값을 계산하는 단계, 상기 제2 값을 계산하는 단계, 상기 제3 값을 계산하는 단계, 그리고 상기 제4 값을 계산하는 단계가 소정의 누적회수만큼 반복되어 수행된 후, 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 단계가 수행되는 방법.
제11항에 있어서,
상기 제1 값은 곱하기 연산 대신에 덧셈 계산만을 통해 계산되며,
상기 제3 값은 곱하기 연산 대신에 덧셈 계산만을 통해 계산되는 방법.
송신 장치로부터 수신된 이차적 동기 신호를 디지털 신호로 샘플링하여 제1 샘플링 신호를 생성하는 아날로그-디지털 변환부,
상기 제1 샘플링 신호를 필터링하는 필터부, 그리고
상기 필터링된 상기 제1 샘플링 신호에 대해서 채널 추정하여 주파수 영역 샘플을 추출하고, 상기 이차적 동기 신호의 주파수영역 규격 신호와 상기 주파수 영역 샘플 간에 역상관(decorrelating)을 통해 물리적인 셀 ID(PCI, Physical Cell ID) 및 80ms 프레임 타이밍(FT, Frame Timing)을 추정하는 동기 추정기를 포함하는 수신 장치.
제14항에 있어서,
상기 동기 추정기는,
상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 FS(Fourier Series) 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제1 값을 계산하고, 상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 ZC(Zadoff Chu) 시퀀스와 상기 제1 값간에 역상관을 수행하여 제2 값을 계산하고,
상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 스크램블링 시퀀스와 상기 제2 값간에 역상관을 수행하여 제3 값을 계산하고 상기 제3 값을 CS(Cyclic Shift) 결합을 수행하여 제4 값을 계산하며,
상기 제1 내지 상기 제4 값을 이용하여, 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 수신 장치.
제15항에 있어서,
상기 동기 추정기는, 상기 제1 값 내지 상기 제4 값을 소정의 누적회수만큼 반복하여 계산한 후 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 수신 장치.
제15항에 있어서,
상기 제1 값은 곱하기 연산 대신에 덧셈 계산만을 통해 계산되며, 상기 제3 값은 곱하기 연산 대신에 덧셈 계산만을 통해 계산되는 수신 장치.
제14항에 있어서,
상기 동기 추정기는,
상기 주파수영역 규격 신호에 포함된 FS(Fourier Series) 시퀀스 중 제1 FS 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제1 값을 추정하는 제1 추정부,
상기 FS 시퀀스 중 제2 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제2 값을 추정하는 제2 추정부,
상기 FS 시퀀스 중 제3 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제3 값을 추정하는 제3 추정부,
상기 FS 시퀀스 중 제4 시퀀스와 상기 주파수영역 샘플간에 역상관을 수행하여 제4 값을 추정하는 제4 추정부, 그리고
상기 상기 제1 내지 상기 제4 값을 비교하여 상기 PCI 및 상기 FT를 추정하는 선택기를 포함하는 수신 장치.
제14항에 있어서,
상기 동기 추정기는,
상기 제1 샘플링 신호에서 CP(Cyclic Prefix)를 제거하고 상기 CP가 제거된 샘플을 다운 샘플링하고, 상기 다운 샘플링된 샘플을 FFT(Fast Fourier Transform) 수행하여 상기 주파수 영역 샘플을 추출하는 수신 장치.