KR20170061197A - 무선 시스템의 상향링크 제어 신호 설계 - Google Patents

Abstract

무선 시스템에 대한 상향링크 제어 메시지의 송신. 상향링크 제어 메시지는 다수의 가능한 방식들 중 하나의 방식에 따라 인코딩될 수 있다. 인코딩 방식의 선택은 제어 메시지 크기에 기초하여 및/또는 이용가능한 송신 자원에 기초하여 및/또는 수신단에서 사용되는 검출 방식에 기초하여 행해질 수 있다. 변조 방식도 역시 이러한 인자들에 기초하여 선택될 수 있다. 특정의 제어 메시지에 대해 CDM이 사용될 수 있다. 특정의 제어 메시지에 대해 Reed-Muller 인코딩과 같은 블록 코드 인코딩이 사용될 수 있다. 상이한 제어 메시지 용도에 대해 상이한 송신 자원이 할당될 수 있다. 특정의 해밍 거리 및/또는 인코딩된 메시지의 크기를 획득하기 위해 또는 기타 인자들에 기초하여 인코딩 상세가 선택될 수 있다.

Description

무선 시스템의 상향링크 제어 신호 설계{UPLINK CONTROL SIGNAL DESIGN FOR WIRELESS SYSTEM}

본 출원은 일반적으로 무선 통신 기법에 관한 것이며, 보다 구체적으로는 무선 통신에서의 제어 시그널링, 더 구체적으로는 상향링크 제어 시그널링에 관한 것이다.

데이터가 무선 연결을 통해 전달되는 서비스에 대한 수요가 최근에 증가하였고 계속 증가할 것으로 예상되고 있다. 셀룰러 이동 전화 또는 기타 이동 전화, PCS(personal communications system) 및 디지털 또는 HDTV(high-definition television)를 통해 데이터가 전달되는 응용이 포함되어 있다. 이들 서비스에 대한 수요가 증가하고 있지만, 데이터가 전달될 수 있는 채널 대역폭은 제한되어 있다. 따라서, 효율적인 것은 물론 비용 효과적인 방식으로 이 제한된 대역폭을 통해 고속으로 데이터를 전달하는 것이 바람직하다.

채널을 통해 고속 데이터를 효율적으로 전달하는 공지된 방식은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 사용하는 것이다. 고속 데이터 신호는 부반송파 주파수("부반송파")라고 알려져 있는, RF(radio frequency) 신호 내의 각자의 주파수를 통해 병렬로 송신되는 수십 또는 수백 개의 저속 신호로 나누어진다. 부반송파의 주파수 스펙트럼은 그 사이의 간격이 최소화되도록 중복되어 있다. 부반송파는 또한, 통계적으로 독립적이고 크로스토크를 야기하거나 다른 방식으로 서로 간섭하지 않도록, 서로 직교이다. 그 결과, 채널 대역폭이 AM/FM(진폭 또는 주파수 변조)과 같은 종래의 단일-반송파 송신 방식에서보다 훨씬 더 효율적으로 사용된다.

채널 대역폭의 보다 효율적인 사용을 제공하는 다른 방식은 다수의 안테나를 갖는 기지국을 사용하여 데이터를 송신하고 이어서 다수의 수신 안테나를 갖는 원격 스테이션을 사용하여 송신된 데이터를 수신하는 것이며, MIMO(Multiple Input-Multiple Output)라고 한다. 각자의 안테나에 의해 송신되는 신호 사이에 공간 다이버시티가 있도록 데이터가 송신될 수 있으며, 그로써 안테나의 수를 증가시키는 것에 의해 데이터 용량을 증가시킨다. 대안으로서, 각자의 안테나에 의해 송신되는 신호 사이에 시간 다이버시티가 있도록 데이터가 송신되며, 그로써 신호 페이딩을 감소시킨다.

무선 통신 시스템에서, 송신기와 수신기 사이에서 정보를 전달하여 이들 사이에서의 데이터 송신을 가능하게 하기 위해 제어 신호가 사용된다. 제어 신호는 사용자들 사이에서 송신되는 송신 데이터의 일부가 아니라, 오히려 송신 장치와 수신 장치 사이의 통신을 조정하고 다른 방식으로 통신을 가능하게 하고 용이하게 하는 역할을 한다. 일반적으로, 제어 신호는 통신에 비교적 중요하고, 보통 기타 데이터보다 더 견고한 방식으로 송신된다. 제어 신호의 송신의 신뢰성이 보통 중요하지만, 제어 신호는 종종 그의 중요한 역할에도 불구하고 상당히 작다.

무선 시스템에서의 기본적인 목적은 모든 사용자 시나리오에 대해 기능하는 방식으로 제어 신호에서 발견되는 것과 같은 적은 양의 정보를 신뢰성있게 송신하는 것이다. 이것은 훨씬 더 유연한 배포 환경을 제공하고 각종의 채널 조건, 모바일 속도 및 기타 인자를 지원하는 것을 목표로 하는 IEEE802.16m과 같은 새로운 표준에서의 특별한 과제이다.

IEEE802.16m에서, 상향링크 제어 신호는 현재 차선의 변조 및 코딩 방식을 사용하며, CQICH(channel quality information channel, 채널 품질 정보 채널) 및 ACK(acknowledgement, 확인 응답)에 대해 특히 그렇다. 예를 들어, 다른 방법들보다 유리하지 않은 것으로 보이는 방식으로 파일럿을 사용하면 많은 오버헤드가 부과된다.

그에 따라, 모바일 광대역 무선 액세스 시스템에 대한 개선된 상향링크 제어 설계가 필요하다.

제1 광의의 양태에 따르면, 상향링크 제어 메시지를 기지국으로 송신하기 위해 가입자국에 의해 실행되는 방법이 제공된다. 이 방법은 상향링크 제어 메시지의 크기를 결정하는 단계를 포함한다. 이 방법은 상향링크 제어 메시지의 크기에 기초하여 인코딩 방식을 선택하는 단계를 더 포함한다. 이 방법은 인코딩된 상향링크 제어 메시지를 획득하기 위해 선택된 인코딩 방식에 따라 상향링크 제어 메시지를 인코딩하는 단계를 더 포함한다. 이 방법은 변조된 상향링크 제어 메시지를 획득하기 위해 변조 방식에 따라 인코딩된 상향링크 제어 메시지를 변조하는 단계를 더 포함한다. 이 방법은 변조된 상향링크 제어 메시지를 무선 인터페이스를 통해 기지국으로 상향링크 송신하는 단계를 더 포함한다. 인코딩 방식을 선택하는 단계는 상향링크 제어 메시지의 크기가 제1 크기 범위 내에 있는 경우 코드 분할 다중화 방식인 제1 인코딩 방식을 선택하는 단계, 및 제어 메시지의 크기가 제1 크기 범위 초과의 제2 크기 범위 내에 있는 경우 블록 코드 방식인 제2 인코딩 방식을 선택하는 단계를 포함한다.

제2 광의의 양태에 따르면, 상향링크 제어 신호를 송신하는 방법이 제공된다. 이 방법은 적어도 하나의 선택 기준을 갖는 인코딩 상세를 식별하는 단계 - 인코딩 상세 집합 내의 각각의 인코딩 상세는 인코딩 상세 집합 내의 각각의 인코딩 상세와 연관된 각자의 최소 해밍 거리를 가짐 - 를 포함한다. 이 방법은 인코딩 상세의 해밍 거리에 적어도 부분적으로 기초하여 인코딩하는 데 사용할 인코딩 상세 집합을 선택하는 단계를 더 포함한다. 이 방법은 선택된 인코딩 상세 집합 중 하나의 인코딩 상세를 선정하고, 인코딩된 상향링크 제어 신호를 획득하기 위해 선정된 인코딩 상세에 따라 상향링크 제어 신호를 인코딩하는 단계를 더 포함한다. 이 방법은 변조된 상향링크 제어 신호를 획득하기 위해 변조 방식에 따라 인코딩된 상향링크 제어 신호를 변조하는 단계를 더 포함한다. 이 방법은 변조된 상향링크 제어 메시지를 무선 인터페이스를 통해 기지국으로 상향링크 송신하는 단계를 더 포함한다.

제3 광의의 양태에 따르면, 가입자국과 통신하는 방법이 제공된다. 이 방법은 제1 상향링크 제어 송신 자원으로서 사용될 제1 송신 자원 집합을 할당하는 단계 - 제1 상향링크 제어 송신 자원은 가입자국에 의해 복수의 원격 가입자국과 공유됨 - 를 포함한다. 이 방법은 제2 상향링크 제어 송신 자원으로서 사용될 제2 송신 자원 집합을 할당하는 단계 - 제2 상향링크 제어 송신 자원은 가입자국에 의해 사용될 상향링크 제어 채널임 - 를 더 포함한다. 이 방법은 제1 송신 자원 집합 및 제2 송신 자원 집합의 할당을 가입자국으로 전달하는 단계를 더 포함한다. 이 방법은 제1 및 제2 송신 자원 집합 중 적어도 하나에서 가입자국에 의한 상향링크 제어 신호의 송신이 있는지 리스닝하는 단계를 더 포함한다.

첨부 도면 및 부록과 관련하여 본 개시 내용의 구체적인 실시예에 대한 이하의 설명을 살펴보면, 본 출원의 양태 및 특징이 본 기술분야의 통상의 기술자에게 명백하게 될 것이다.

이제부터, 단지 예로서, 첨부 도면을 참조하여 본 출원의 실시예에 대해 기술할 것이다.
도 1은 셀룰러 통신 시스템의 블록도이다.
도 2는 본 출원의 일부 실시예를 구현하는 데 사용될 수 있는 예시적인 기지국의 블록도이다.
도 3은 본 출원의 일부 실시예를 구현하는 데 사용될 수 있는 예시적인 무선 단말의 블록도이다.
도 4는 본 출원의 일부 실시예를 구현하는 데 사용될 수 있는 예시적인 중계국의 블록도이다.
도 5는 본 출원의 일부 실시예를 구현하는 데 사용될 수 있는 예시적인 OFDM 송신기 아키텍처의 논리적 분석(breakdown)의 블록도이다.
도 6은 본 출원의 일부 실시예를 구현하는 데 사용될 수 있는 예시적인 OFDM 수신기 아키텍처의 논리적 분석의 블록도이다.
도 7은 전체적인 네트워크 아키텍처의 예인 IEEE 802.16m-08/003r1의 그림 1을 나타낸 도면이다.
도 8은 전체적인 네트워크 아키텍처에서의 중계국인 IEEE 802.16m-08/003r1의 그림 2를 나타낸 도면이다.
도 9는 시스템 참조 모델인 IEEE 802.16m-08/003r1의 그림 3을 나타낸 도면이다.
도 10은 IEEE 802.16m 프로토콜 구조인 IEEE 802.16m-08/003r1의 그림 4를 나타낸 도면이다.
도 11은 IEEE 802.16m MS/BS 데이터 평면 처리 흐름인 IEEE 802.16m-08/003r1의 그림 5를 나타낸 도면이다.
도 12는 IEEE 802.16m MS/BS 제어 평면 처리 흐름인 IEEE 802.16m-08/003r1의 그림 6을 나타낸 도면이다.
도 13은 다중 반송파 시스템을 지원하는 일반 프로토콜 아키텍처인 IEEE 802.16m-08/003r1의 그림 7을 나타낸 도면이다.
도 14는 기지국과 가입자국 사이에서의 무선 통신에 대한 이용가능한 송신 자원 전체의 그래픽 표현이다.
도 15는 TDD 시스템에서의 예시적인 프레임의 블록도이다.
도 16은 FDD 시스템에서의 예시적인 프레임의 블록도이다.
도 17은 예시적인 제어 RU 및 제어 타일의 블록도이다.
도 18a는 널 파일럿 신호를 갖는 예시적인 제어 타일을 나타낸 블록도이다.
도 18b는 파일럿 신호를 갖는 예시적인 제어 타일을 나타낸 블록도이다.
도 19a는 DPSK에 대한 예시적인 시간 다이렉트된 경로(time directed path)를 나타낸 블록도이다.
도 19b는 DPSK에 대한 예시적인 주파수 다이렉트된 경로(frequency directed path)를 나타낸 블록도이다.
도 20은 예시적인 RM 인코딩 상세 테이블이다.
도 21은 예시적인 선택된 RM 인코딩 상세 테이블이다.
도 22는 다양한 가능한 검출 방식을 설명하는 결정 트리를 나타낸 도면이다.
상이한 도면에서 유사한 요소를 가리키기 위해 유사한 참조 번호가 사용된다.

도면을 참조하면, 도 1은 대응하는 BS(base station, 기지국)(14)에 의해 서비스되는 다수의 셀(12) 내에서의 무선 통신을 제어하는 BSC(base station controller, 기지국 제어기)(10)를 나타낸 것이다. 일부 구성에서, 각각의 셀은 다수의 섹터(13) 또는 구역(도시 생략)으로 추가로 분할된다. 일반적으로, 각각의 BS(14)는 OFDM을 사용하여 SS(subscriber station, 가입자국)(16)와의 통신을 용이하게 하며, SS(16)는 기지국과 통신할 수 있는 임의의 엔티티일 수 있고, 대응하는 BS(14)와 연관된 셀(12) 내에 있는 이동 및/또는 무선 단말 또는 고정 단말을 포함할 수 있다. SS(16)가 BS(14)와 관련하여 움직이는 경우, 이 움직임으로 인해 채널 조건의 상당한 변동이 일어난다. 예시된 바와 같이, BS(14) 및 SS(16)는 통신에 공간 다이버시티를 제공하기 위해 다수의 안테나를 포함할 수 있다. 일부 구성에서, 중계국(15)은 BS(14)와 무선 단말(16) 사이의 통신을 지원할 수 있다. SS(16)는 임의의 셀(12), 섹터(13), 구역(도시 생략), BS(14) 또는 중계국(15)으로부터 다른 셀(12), 섹터(13), 구역(도시 생략), BS(14) 또는 중계국(15)으로 핸드오프(18)될 수 있다. 일부 구성에서, BS(14)는 백홀 네트워크(backhaul network)(11)를 통해 서로 그리고 다른 네트워크(예컨대, 코어 네트워크 또는 인터넷, 둘다 도시되지 않음)와 통신한다. 일부 구성에서, 기지국 제어기(10)가 필요하지 않다.

도 2를 참조하면, BS(14)의 예가 도시되어 있다. BS(14)는 일반적으로 제어 시스템(20), 기저대역 프로세서(22), 송신 회로(24), 수신 회로(26), 다수의 안테나(28), 및 네트워크 인터페이스(30)를 포함한다. 수신 회로(26)는 SS(16)(도 3에 도시됨) 및 중계국(15)(도 4에 도시됨)에 의해 제공되는 하나 이상의 원격 송신기로부터 정보를 갖는 무선 주파수 신호를 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(도시 생략)가 협동하여, 처리를 위해 신호로부터 광대역 간섭을 증폭하여 제거할 수 있다. 하향 변환 및 디지털화 회로(도시 생략)는 이어서 필터링된 수신 신호를 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 하향 변환하고, 이 신호는 이어서 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.

기저대역 프로세서(22)는 디지털화된 수신 신호를 처리하여, 수신 신호 내의 전달되는 정보 또는 데이터 비트를 추출한다. 이 처리는 통상적으로 복조, 디코딩, 및 오류 정정 동작을 포함한다. 그에 따라, 기저대역 프로세서(22)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 처리기(DSP) 또는 ASIC(application-specific integrated circuit)에 구현된다. 수신된 정보는 이어서 네트워크 인터페이스(30)를 통해 무선 네트워크를 거쳐 송신되거나 BS(14)에 의해 서비스되는 다른 SS(16)로 직접 또는 중계국(15)의 도움을 받아 송신된다.

송신측에서, 기저대역 프로세서(22)는 음성, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 제어 시스템(20)의 제어 하에서 네트워크 인터페이스(30)로부터 수신하고, 송신을 위해 데이터를 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(24)로 출력되고, 송신 회로에서 원하는 송신 주파수 또는 주파수들을 갖는 하나 이상의 반송파 신호에 의해 변조된다. 전력 증폭기(도시 생략)는 변조된 반송파 신호를 송신에 적절한 레벨로 증폭하고 정합 네트워크(도시 생략)를 통해 변조된 반송파 신호를 안테나(28)로 전달할 것이다. 변조 및 처리 상세에 대해서는 이하에서 더 상세히 기술한다.

도 3을 참조하면, SS(subscriber station, 가입자국)(16)의 예가 도시되어 있다. SS(16)는, 예를 들어, 이동국일 수 있다. BS(14)와 유사하게, SS(16)는 제어 시스템(32), 기저대역 프로세서(34), 송신 회로(36), 수신 회로(38), 다수의 안테나(40), 및 사용자 인터페이스 회로(42)를 포함할 것이다. 수신 회로(38)는 하나 이상의 BS(14) 및 중계국(15)으로부터 정보를 갖는 무선 주파수 신호를 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(도시 생략)가 협동하여, 처리를 위해 신호로부터 광대역 간섭을 증폭하여 제거할 수 있다. 하향 변환 및 디지털화 회로(도시 생략)는 이어서 필터링된 수신 신호를 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 하향 변환하고, 이 신호는 이어서 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.

기저대역 프로세서(34)는 디지털화된 수신 신호를 처리하여, 수신 신호 내의 전달되는 정보 또는 데이터 비트를 추출한다. 이 처리는 통상적으로 복조, 디코딩, 및 오류 정정 동작을 포함한다. 기저대역 프로세서(34)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 처리기(DSP) 또는 ASIC(application-specific integrated circuit)에 구현된다. 송신의 경우, 기저대역 프로세서(34)는 제어 시스템(32)으로부터 음성, 비디오, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하고, 송신을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(36)로 출력되고, 송신 회로에서 원하는 송신 주파수 또는 주파수들에 있는 하나 이상의 반송파 신호를 변조하기 위해 변조기에 의해 사용된다. 전력 증폭기(도시 생략)는 변조된 반송파 신호를 송신에 적절한 레벨로 증폭하고 정합 네트워크(도시 생략)을 통해 변조된 반송파 신호를 안테나(40)로 전달할 것이다. 본 기술분야의 통상의 기술자가 이용할 수 있는 다양한 변조 및 처리 기술이 SS와 기지국 사이에서 직접 또는 중계국을 통해 신호를 송신하는 데 사용된다.

OFDM 변조에서, 송신 대역은 다수의 직교 부반송파로 나누어진다. 각각의 부반송파는 송신될 디지털 데이터에 따라 변조된다. OFDM이 송신 대역을 다수의 부반송파로 나누기 때문에, 반송파당 대역폭이 감소되고 반송파당 변조 시간이 증가된다. 다수의 부반송파가 병렬로 송신되기 때문에, 임의의 주어진 부반송파에서의 디지털 데이터 또는 심볼(나중에 논의함)에 대한 송신 속도는 하나의 반송파가 사용될 때보다 낮다.

OFDM 변조는 송신될 정보에 대해 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하는 것을 이용한다. 복조의 경우, 수신 신호에 대해 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하면 송신된 정보가 복원된다. 실제로는, IFFT 및 FFT가, 각각, IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 및 DFT(Discrete Fourier Transform)를 수행하는 디지털 신호 처리에 의해 제공된다. 따라서, OFDM 변조를 특징지우는 특징은 송신 채널 내의 다수의 대역에 대해 직교 부반송파가 발생된다는 것이다. 변조된 신호는 비교적 낮은 송신 속도를 갖고 그 각자의 대역 내에 머무를 수 있는 디지털 신호이다. 개개의 부반송파가 디지털 신호에 의해 직접 변조되지 않는다. 그 대신에, 모든 부반송파가 IFFT 처리에 의해 한꺼번에 변조된다.

동작을 설명하면, OFDM은 바람직하게는 적어도 BS(14)로부터 SS(16)로의 하향링크 송신에 사용된다. 각각의 BS(14)는 "n"개의 송신 안테나(28)(n >=1)를 구비하고 있으며, 각각의 SS(16)는 "m"개의 수신 안테나(40)(m>=1)를 구비하고 있다. 주목할 점은, 각자의 안테나가 적절한 듀플렉서 또는 스위치를 사용하여 수신 및 송신을 위해 사용될 수 있고 명확함을 위해서만 그렇게 표시되어 있다는 것이다.

중계국(15)이 사용될 때, OFDM은 바람직하게는 BS(14)로부터 중계국(15)으로의 그리고 중계국(15)으로부터 SS(16)로의 하향링크 송신에 사용된다.

도 4를 참조하면, 중계국(15)의 예가 도시되어 있다. BS(14) 및 SS(16)와 유사하게, 중계국(15)은 제어 시스템(132), 기저대역 프로세서(134), 송신 회로(136), 수신 회로(138), 다수의 안테나(130), 및 중계 회로(142)를 포함할 것이다. 중계 회로(142)는 중계국(15)이 기지국(14)과 SS(16) 사이의 통신을 지원할 수 있게 한다. 수신 회로(138)는 하나 이상의 BS(14) 및 SS(16)로부터 정보를 갖는 무선 주파수 신호를 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(도시 생략)가 협동하여, 처리를 위해 신호로부터 광대역 간섭을 증폭하여 제거할 수 있다. 하향 변환 및 디지털화 회로(도시 생략)는 이어서 필터링된 수신 신호를 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 하향 변환하고, 이 신호는 이어서 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.

기저대역 프로세서(134)는 디지털화된 수신 신호를 처리하여, 수신 신호 내의 전달되는 정보 또는 데이터 비트를 추출한다. 이 처리는 통상적으로 복조, 디코딩, 및 오류 정정 동작을 포함한다. 기저대역 프로세서(134)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 처리기(DSP) 또는 ASIC(application-specific integrated circuit)에 구현된다.

송신의 경우, 기저대역 프로세서(134)는 제어 시스템(132)으로부터 음성, 비디오, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하고, 송신을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(136)로 출력되고, 송신 회로에서 원하는 송신 주파수 또는 주파수들에 있는 하나 이상의 반송파 신호를 변조하기 위해 변조기에 의해 사용된다. 전력 증폭기(도시 생략)는 변조된 반송파 신호를 송신에 적절한 레벨로 증폭하고 정합 네트워크(도시 생략)를 통해 변조된 반송파 신호를 안테나(130)로 전달할 것이다. 상기한 바와 같이, 본 기술분야의 통상의 기술자가 이용할 수 있는 다양한 변조 및 처리 기술이 SS와 기지국 사이에서 직접 또는 중계국을 통해 간접적으로 신호를 송신하는 데 사용된다.

도 5를 참조하면, 논리적 OFDM 송신 아키텍처가 기술될 것이며, 먼저 기지국 제어기(10)는, 직접 또는 중계국(15)의 도움을 받아, 다양한 SS(16)로 송신될 데이터를 BS(14)로 송신할 것이다. BS(14)는 SS와 연관된 채널 품질에 관한 정보를 사용하여, 송신을 위한 데이터를 스케줄링하는 것은 물론 스케줄링된 데이터를 송신하기에 적절한 코딩 및 변조를 선택할 수 있다. 채널 품질은 제어 신호를 사용하여 구해지며, 이에 대해서는 이하에서 더 상세히 기술한다. 그러나, 일반적으로 말하면, 각각의 SS(16)에 대한 채널 품질은 OFDM 주파수 대역에 걸쳐 채널 진폭(또는 응답)이 변하는 정도의 함수이다.

비트 스트림인 스케줄링 데이터(44)는 데이터 스크램블링 논리(46)를 사용하여 데이터와 연관된 피크 대 평균 전력비(peak-to-average power ratio)를 감소시키는 방식으로 스크램블된다. 스크램블된 데이터에 대한 CRC(cyclic redundancy check, 순환 중복 검사)가 결정되고 CRC 추가 논리(48)를 사용하여 스크램블된 데이터에 첨부될 수 있다. 그 다음에, 데이터에 효과적으로 중복성을 부가하여 SS(16)에서의 복원 및 오류 정정을 용이하게 하기 위해 채널 인코더 논리(50)를 사용하여 채널 코딩이 수행된다. 다시, 특정의 SS(16)에 대한 채널 코딩은 채널 품질에 기초할 수 있다. 일부 구현예에서, 채널 인코더 논리(50)는 공지된 터보 인코딩 기법을 사용한다. 인코딩된 데이터는 이어서 인코딩과 연관된 데이터 확장을 보상하기 위해 레이트 매칭 논리(rate matching logic)(52)에 의해 처리된다.

비트 인터리버 논리(54)는 연속적인 데이터 비트의 손실을 최소화하기 위해 인코딩된 데이터 내의 비트를 체계적으로 재정렬한다. 얻어진 데이터 비트는, 매핑 논리(56)에 의해 선정된 변조 방식에 따라, 대응하는 심볼에 체계적으로 매핑된다. 변조 방식은, 예를 들어, QAM(Quadrature Amplitude Modulation), QPSK(Quadrature Phase Shift Key), 또는 DPSK(Differential Phase Shift Keying) 변조일 수 있다. 송신 데이터의 경우, 특정의 SS에 대한 채널 품질에 기초하여 변조도가 선택될 수 있다. 심볼 인터리버 논리(58)를 사용하여 주파수 선택적 페이딩에 의해 야기되는 주기적인 데이터 손실에 대한 송신된 신호의 면역성을 추가적으로 보강하기 위해 심볼이 체계적으로 재정렬될 수 있다.

이 시점에서, 비트 그룹이 진폭 및 위상 성상(constellation)에서의 위치를 나타내는 심볼에 매핑되었다. 공간 다이버시티가 요망될 때, 이어서 송신된 신호를 간섭에 더 내성을 갖고 SS(16)에서 더 쉽게 디코딩되도록 만드는 방식으로 심볼을 수정하는 STC(space-time block code) 인코더 논리(60)에 의해 심볼 블록이 처리된다. STC 인코더 논리(60)는 들어오는 심볼을 처리하고 BS(14)의 송신 안테나(28)의 수에 대응하는 "n"개의 출력을 제공할 것이다. 도 5와 관련하여 상기한 바와 같은 제어 시스템(20) 및/또는 기저대역 프로세서(22)는 STC 인코딩을 제어하는 매핑 제어 신호를 제공할 것이다. 이 시점에서, "n"개의 출력에 대한 심볼이 송신될 데이터를 나타내고 SS(16)에 의해 복원될 수 있는 것으로 가정한다.

이 예에서, BS(14)가 2개의 안테나(28)(n=2)를 갖고 STC 인코더 논리(60)가 2개의 출력 심볼 스트림을 제공하는 것으로 가정한다. 따라서, STC 인코더 논리(60)에 의해 출력되는 각각의 심볼 스트림은 이해의 편의상 개별적으로 나타내어져 있는 대응하는 IFFT 프로세서(62)로 보내진다. 본 기술분야의 통상의 기술자라면 하나 이상의 프로세서가 단독으로 또는 본 명세서에 기술된 다른 처리와 함께 이러한 디지털 신호 처리를 제공하는 데 사용될 수 있다는 것을 인식할 것이다. IFFT 프로세서(62)는 바람직하게는 역푸리에 변환을 제공하도록 각자의 심볼에 대해 동작할 것이다. IFFT 프로세서(62)의 출력은 시간 영역에서의 심볼을 제공한다. 시간 영역 심볼은 프리픽스별 삽입(prefix by prefix insertion) 논리(64)와 연관되어 있는 프레임으로 그룹화된다. 각각의 얻어진 신호는 대응하는 디지털 상향-변환(DUC, digital up-conversion) 및 디지털-아날로그(DA, digital-to-analog) 변환 회로(66)를 통해 디지털 영역에서 중간 주파수로 상향-변환되고 아날로그 신호로 변환된다. 얻어진 (아날로그) 신호는 이어서 RF 회로(68) 및 안테나(28)를 통해 동시에 원하는 RF 주파수로 변조되고, 증폭되며, 송신된다. 주목할 점은, 의도된 SS(16)가 알고 있는 파일럿 신호가 부반송파들 간에 분산되어 있다는 것이다. SS(16)는 채널 추정을 위해 파일럿 신호를 사용할 수 있다.

이제부터 도 6을 참조하여 SS(16)가 송신된 신호를 BS(14)로부터 직접 또는 중계국(15)의 도움을 받아 수신하는 것에 대해 설명한다. 송신된 신호가 SS(16)의 각각의 안테나(40)에 도착할 때, 각자의 신호가 대응하는 RF 회로(70)에 의해 복조되고 증폭된다. 간결함과 명확함을 위해, 2개의 수신 경로 중 하나만이 상세히 기술되고 예시된다. 아날로그-디지털(A/D) 변환기 및 하향-변환 회로(72)는 디지털 처리를 위해 아날로그 신호를 디지털화하고 하향 변환한다. 얻어진 디지털화된 신호는 수신 신호 레벨에 기초하여 RF 회로(70) 내의 증폭기의 이득을 제어하기 위해 자동 이득 제어 회로(AGC)(74)에 의해 사용될 수 있다. 먼저, 디지털화된 신호가 동기화 논리(76)에 제공되고, 동기화 논리(76)는 몇개의 OFDM 심볼을 버퍼링하고 2개의 연속적인 OFDM 심볼 간의 자기-상관을 계산하는 개략 동기화 논리(78)를 포함한다. 상관 결과의 최대값에 대응하는 얻어진 시간 인덱스는 미세 동기화 검색 창(fine synchronization search window)을 결정하고, 이 검색 창은 헤더에 기초하여 정밀한 프레이밍 시작 위치를 결정하기 위해 미세 동기화 논리(80)에 의해 사용된다. 미세 동기화 논리(80)의 출력은 프레임 정렬 논리(84)에 의한 프레임 획득을 용이하게 한다. 차후의 FFT 처리가 시간 영역으로부터 주파수 영역으로의 정확한 변환을 제공하도록 적절한 프레이밍 정렬이 중요하다. 미세 동기화 알고리즘은 헤더에 의해 전달되는 수신된 파일럿 신호와 알려진 파일럿 데이터의 로컬 사본 간의 상관에 기초한다. 프레임 정렬 획득이 행해지면, OFDM 심볼의 프리픽스가 프리픽스 제거 논리(86)에 의해 제거되고, 얻어진 샘플이 송신기 및 수신기에서의 정합되지 않은 국부 발진기에 의해 야기되는 시스템 주파수 오프셋을 보상하는 주파수 오프셋 정정 논리(88)로 보내진다. 바람직하게는, 동기화 논리(76)는, 헤더에 기초하여 송신된 신호에 대한 이러한 효과를 추정하고 그 추정을 정정 논리(88)에 제공하여 OFDM 심볼을 적절히 처리하는 데 도움을 주는 주파수 오프셋 및 클록 추정 논리(82)를 포함한다.

이 시점에서, 시간 영역에서의 OFDM 심볼은 FFT 처리 논리(90)를 사용하여 주파수 영역으로 변환될 준비가 된다. 그 결과 주파수 영역 심볼이 얻어지며, 이 주파수 영역 심볼이 처리 논리(92)로 보내진다. 처리 논리(92)는 분산 파일럿 추출 논리(94)를 사용하여 분산된 파일럿 신호를 추출하고, 채널 추정 논리(96)를 사용하여 추출된 파일럿 신호에 기초하여 채널 추정치를 결정하며, 채널 재구성 논리(98)를 사용하여 모든 부반송파에 대한 채널 응답을 제공한다. 각각의 부반송파에 대한 채널 응답을 결정하기 위해, 파일럿 신호는 기본적으로 시간 및 주파수 둘다에서 알려진 패턴으로 OFDM 부반송파들에 걸쳐 데이터 심볼들 간에 분산되는 다수의 파일럿 심볼이다. 계속하여 도 6에서, 처리 논리는 수신된 파일럿 심볼을 특정의 때에 특정의 부반송파에서 예상되는 파일럿 심볼과 비교하여, 파일럿 심볼을 송신한 부반송파에 대한 채널 응답을 결정한다. 파일럿 심볼이 제공되지 않은 나머지 부반송파의 전부는 아니지만 그 대부분에 대한 채널 응답을 추정하기 위해 이 결과가 보간된다. 실제의 보간된 채널 응답이 OFDM 채널 내의 부반송파의 전부는 아니지만 그 대부분에 대한 채널 응답을 포함하는 전체 채널 응답을 추정하는 데 사용된다.

각각의 수신 경로에 대한 채널 응답으로부터 도출되는 주파수 영역 심볼 및 채널 재구성 정보는 양 수신 경로에 대한 STC 디코딩을 제공하여 송신된 심볼을 복원하는 STC 디코더(100)에 제공된다. 채널 재구성 정보는 각자의 주파수 영역 심볼을 처리할 때 송신 채널의 효과를 제거하기에 충분한 등화 정보를 STC 디코더(100)에 제공한다.

복원된 심볼은 송신기의 심볼 인터리버 논리(58)에 대응하는 심볼 디인터리버 논리(102)를 사용하여 순서대로 되돌려진다. 디인터리빙된 심볼은 이어서 디매핑 논리(104)를 사용하여 대응하는 비트스트림으로 복조되거나 디매핑된다. 비트는 이어서 송신기 아키텍처의 비트 인터리버 논리(54)에 대응하는 비트 디인터리버 논리(106)를 사용하여 디인터리빙된다. 디인터리빙된 비트는 이어서 레이트 디매칭 논리(rate de-matching logic)(108)에 의해 처리되고, 초기 스크램블된 데이터 및 CRC 체크섬을 복원하기 위해 채널 디코더 논리(110)에 제공된다. 따라서, CRC 논리(112)는 CRC 체크섬을 제거하고, 종래의 방식으로 스크램블된 데이터를 검사하며, 이를 디스크램블링 논리(114)에 제공하여 공지된 기지국 디스크램블링 코드를 사용하여 원래 송신된 데이터(116)를 복원한다.

데이터(116)를 복원하는 것과 병행하여, 채널 품질의 표시를 포함하는 CQI 신호, 또는 적어도 BS(14)에서 채널 품질에 대한 어떤 지식을 도출하기에 충분한 정보가 결정되어 BS(14)로 송신된다. CQI 신호의 송신에 대해 이하에서 더 상세히 기술될 것이다. 상기한 바와 같이, CQI는 반송파대 간섭비(carrier-to-interference ratio, CR)는 물론, OFDM 주파수 대역에서의 다양한 부반송파에 걸쳐 채널 응답이 변하는 정도의 함수일 수 있다. 예를 들어, 정보를 송신하는 데 사용되는 OFDM 주파수 대역에서의 각각의 부반송파에 대한 채널 이득이 서로에 대해 비교되어, OFDM 주파수 대역에 걸쳐 채널 이득이 변하는 정도를 결정한다. 변동의 정도를 측정하는 데 다수의 기법이 이용가능하지만, 하나의 기법은 데이터를 송신하는 데 사용되는 OFDM 주파수 대역에 걸쳐 각각의 부반송파에 대한 채널 이득의 표준 편차를 계산하는 것이다. 일부 실시예에서, 중계국은 단 하나의 무선기를 사용하여 시분할 방식으로 동작할 수 있거나, 대안으로서 다수의 무선기를 포함할 수 있다.

도 1 내지 도 6은 본 출원의 실시예를 구현하는 데 사용될 수 있는 통신 시스템의 한 구체적인 예를 제공한다. 본 출원의 실시예가, 구체적인 예와 다른 아키텍처를 갖지만 본 명세서에 기술된 실시예의 구현에 따른 방식으로 동작하는 통신 시스템에서 구현될 수 있다는 것을 이해하여야 한다.

이제 도 7을 참조하면, 본 발명의 비제한적인 실시예에 따른, 상기한 BS(14), SS(16) 및 중계국(RS)(15) 사이의 무선 통신을 지원하는 네트워크의 논리적 표현인 예시적인 네트워크 참조 모델이 도시되어 있다. 네트워크 참조 모델은 기능적 엔티티 및 이들 기능적 엔티티 간에 상호운용성이 달성되는 참조점을 식별한다. 구체적으로는, 네트워크 참조 모델은 SS(16), ASN(Access Service Network) 및 CSN(Connectivity Service Network)을 포함할 수 있다.

ASN은 가입자(예컨대, IEEE 802.16e/m 가입자)에게 무선 액세스를 제공하는 데 필요한 네트워크 기능의 전체 집합으로서 정의될 수 있다. ASN은 하나 이상의 BS(14) 및 하나 이상의 ASN 게이트웨이와 같은 네트워크 요소를 포함할 수 있다. ASN은 2개 이상의 CSN에 의해 공유될 수 있다. ASN은 다음과 같은 기능을 제공할 수 있다:

□ SS(16)와 계층-1 및 계층-2 연결,

□ 가입자 세션에 대한 인증, 허가 및 세션 과금을 위한 가입자의 H-NSP(Home Network Service Provider)로의 AAA 메시지의 송신,

□ 네트워크 발견 및 가입자의 선호 NSP의 선택,

□ SS(16)와 계층-3(L3) 연결을 설정하는 중계 기능(예컨대, IP 주소 할당),

□ 무선 자원 관리.

상기 기능에 부가하여, 휴대 및 모바일 환경의 경우, ASN은 다음과 같은 기능을 추가로 지원할 수 있다:

□ ASN 앵커 이동성(anchored mobility),

□ CSN 앵커 이동성,

□ 페이징,

□ ASN-CSN 터널링.

그 일부로서, CSN은 가입자에게 IP 연결 서비스를 제공하는 네트워크 기능의 집합으로서 정의될 수 있다. CSN은 다음과 같은 기능을 제공할 수 있다:

□ 사용자 세션에 대한 MS IP 주소 및 종단점 파라미터 할당,

□ AAA 프록시 또는 서버,

□ 사용자 가입 프로필에 기초한 정책 및 허용 제어,

□ ASN-CSN 터널링 지원,

□ 가입자 요금 청구 및 통신 사업자간 조정,

□ 로밍을 위한 CSN간 터널링,

□ ASN간 이동성.

CSN은 위치 기반 서비스, 피어-투-피어 서비스를 위한 연결, 프로비전, 허가 및/또는 IP 멀티미디어 서비스에의 연결과 같은 서비스를 제공할 수 있다. CSN은 라우터, AAA 프록시/서버, 사용자 데이터베이스, 및 연동 게이트웨이 MS와 같은 네트워크 요소를 더 포함할 수 있다. IEEE 802.16m과 관련하여, CSN은 IEEE 802.16m NSP의 일부로서 또는 현재의 IEEE 802.16e NSP의 일부로서 배포될 수 있다.

또한, RS(15)가 향상된 서비스 범위 및/또는 용량을 제공하도록 배치될 수 있다. 도 8을 참조하면, 레거시 RS를 지원할 수 있는 BS(14)는 "레거시 구역(legacy zone)"에 있는 레거시 RS와 통신한다. BS(14)는 "16m 구역"에서 레거시 프로토콜 지원을 제공할 필요가 없다. 중계 프로토콜 설계가 IEEE 802-16j의 설계에 기초할 수 있지만, "레거시 구역"에서 사용되는 IEEE 802-16j 프로토콜과 상이할 수 있다.

이제 도 9를 참조하면, SS(16) 및 BS(14) 둘다에 적용되고 MAC(Medium Access Control) 공통 부분 서브계층, 융합 서브계층(convergence sublayer), 보안 서브계층 및 물리(PHY) 계층을 비롯한 다양한 기능 블록을 포함하는 시스템 참조 모델이 도시되어 있다.

융합 서브계층은 CS SAP를 통해 수신된 외부 네트워크 데이터를 MAC SAP를 통해 MAC CPS에 의해 수신된 MAC SDU에 매핑하는 것, 외부 네트워크 SDU를 분류하는 것, 및 이들을 MAC SFID 및 CID, PHS(Payload header suppression/compression)와 연관시키는 것을 수행한다.

보안 서브계층은 허가 및 보안 키 교환 및 암호화를 수행한다.

물리 계층은 물리 계층 프로토콜 및 기능을 수행한다.

MAC 공통 부분 서브계층에 대해 이제부터 더 상세히 기술한다. 먼저, MAC(Medium Access Control)이 연결-지향적(connection-oriented)이라는 것을 이해할 것이다. 즉, SS(16)에서 서비스에 매핑시키고 다양한 레벨의 QoS를 연관시키기 위해, "연결"과 관련하여 데이터 통신이 수행된다. 상세하게는, SS(16)가 시스템에 설치될 때 "서비스 흐름"이 프로비전될 수 있다. SS(16)의 등록 직후에, 대역폭을 요청하는 데 기준이 되는 참조를 제공하기 위해 연결이 이들 서비스 흐름과 연관된다(서비스 흐름마다 하나의 연결). 또한, 고객의 서비스가 변경을 필요로 할 때 새로운 연결이 설정될 수 있다. 연결은 MAC을 이용하는 피어 융합 프로세스 간의 매핑 및 서비스 흐름 둘다를 정의한다. 서비스 흐름은 연결을 통해 교환되는 MAC 프로토콜 데이터 단위(PDU)에 대한 QoS 파라미터를 정의한다. 따라서, 서비스 흐름은 대역폭 할당 프로세스에 필수적이다. 구체적으로는, SS(16)는 연결마다 상향링크 대역폭을 요청한다(서비스 흐름을 암시적으로 식별함). MS로부터의 연결별 요청에 응답한 허용의 합계로서 대역폭이 BS에 의해 MS에 허용될 수 있다.

또한 도 10을 참조하면, MAC CPS(common part sublayer, 공통 부분 서브계층)가 RRCM(radio resource control and management, 무선 자원 제어 및 관리) 기능과 MAC(medium access control, 매체 접근 제어) 기능으로 분류된다.

RRCM 기능은 다음과 같은 무선 자원 기능과 관련되어 있는 몇가지 기능 블록을 포함한다:

□ 무선 자원 관리

□ 이동성 관리

□ 네트워크 진입 관리

□ 위치 관리

□ 유휴 모드 관리

□ 보안 관리

□ 시스템 구성 관리

□ MBS(Multicast and Broadcasting Service)

□ 서비스 흐름 및 연결 관리

□ 중계 기능

□ 자기 조직화

□ 다중-반송파

무선 자원 관리

무선 자원 관리 블록은 트래픽 부하에 기초하여 무선 네트워크 파라미터를 조정하고, 또한 부하 제어(부하 분산), 허용 제어 및 간섭 제어의 기능을 포함한다.

이동성 관리

이동성 관리 블록은 RAT내/RAT간 핸드오버에 관련된 기능을 지원한다. 이동성 관리 블록은 광고 및 측정을 포함하는 RAT내/RAT간 네트워크 토폴로지 획득을 처리하고, 후보 이웃 대상 BS/RS를 관리하며, 또한 MS가 RAT내/RAT간 핸드오버 동작을 수행하는지를 결정한다.

네트워크 진입 관리

네트워크 진입 관리 블록은 초기화 및 액세스 절차를 맡고 있다. 네트워크 진입 관리 블록은 액세스 절차, 즉, 레인징(ranging), 기본 성능 협상, 등록 등의 도중에 필요한 관리 메시지를 발생할 수 있다.

위치 관리

위치 관리 블록은 위치 기반 서비스(LBS)를 지원하는 일을 맡고 있다. 위치 관리 블록은 LBS 정보를 포함하는 메시지를 발생할 수 있다.

유휴 모드 관리

유휴 모드 관리 블록은 유휴 모드 동안 위치 업데이트 동작을 관리한다. 유휴 모드 관리 블록은 유휴 모드 동작을 제어하고, 코어 네트워크측에서의 페이징 제어기로부터의 페이징 메시지에 기초하여 페이징 광고 메시지를 발생한다.

보안 관리

보안 관리 블록은 보안 통신을 위한 인증/허가 및 키 관리를 맡고 있다.

시스템 구성 관리

시스템 구성 관리 블록은 시스템 구성 파라미터와, MS로 송신하기 위한 시스템 파라미터 및 시스템 구성 정보를 관리한다.

MBS( Multicast and Broadcasting Service )

MBS(Multicast Broadcast Service) 블록은 브로드캐스트 및/또는 멀티캐스트 서비스와 연관된 관리 메시지 및 데이터를 제어한다.

서비스 흐름 및 연결 관리

서비스 흐름 및 연결 관리 블록은 액세스/핸드오버/서비스 흐름 생성 절차 동안 "MS 식별자"(또는 스테이션 식별자 - STID) 및 "흐름 식별자"(FID)를 할당한다. MS 식별자 및 FID에 대해 이하에서 더 논의할 것이다.

중계 기능

중계 기능 블록은 다중-홉 중계 메커니즘을 지원하는 기능을 포함한다. 이 기능은 BS와 액세스 RS 사이의 중계 경로를 유지하는 절차를 포함한다.

자기 조직화

자기 조직화 블록은 자기 구성 및 자기 최적화 메커니즘을 지원하는 기능을 수행한다. 이 기능은 자기 구성 및 자기 최적화에 대한 측정을 보고하라고 RS/MS에 요청하고 RS/MS로부터 측정을 수신하는 절차를 포함한다.

다중-반송파

다중-반송파(MC) 블록은 공통 MAC 엔티티가 다수의 주파수 채널을 통해 PHY 스패닝을 제어할 수 있게 한다. 채널은 상이한 대역폭(예컨대, 5, 10 및 20 MHz)을 가질 수 있고, 연속적인 주파수 대역 또는 비연속적인 주파수 대역에 있을 수 있다. 채널은 동일하거나 상이한 듀플렉싱 모드, 예컨대, FDD, TDD, 또는 양방향 및 브로드캐스트 전용 반송파의 혼합일 수 있다. 연속적인 주파수 채널의 경우, 중복된 보호 부반송파가 데이터 송신에 사용되기 위해 주파수 영역에서 정렬되어 있다.

MAC(medium access control)은 다음과 같은 물리 계층 및 링크 제어에 관련된 기능 블록을 포함한다:

□ PHY 제어

□ 제어 시그널링

□ 절전 모드 관리

□ QoS

□ 스케줄링 및 자원 다중화

□ ARQ

□ 단편화/패킹

□ MAC PDU 형성

□ 다중-무선기 공존

□ 데이터 전달

□ 간섭 관리

□ BS간 조정

PHY 제어

PHY 제어 블록은 레인징, 측정/피드백(CQI), 및 HARQ ACK/NACK와 같은 PHY 시그널링을 처리한다. CQI 및 HARQ ACK/NACK에 기초하여, PHY 제어 블록은 MS가 보는 채널 품질을 추정하고, 변조 및 코딩 방식(MCS) 및/또는 전력 레벨을 조정함으로써 링크 적응을 수행한다. 레인징 절차에서, PHY 제어 블록은 전력 조절, 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋 추정에 의해 상향링크 동기화를 수행한다.

제어 시그널링

제어 시그널링 블록은 자원 할당 메시지를 발생한다.

절전 모드 관리

절전 모드 관리 블록은 절전 모드 동작을 처리한다. 절전 모드 관리 블록은 또한 절전 동작에 관련된 MAC 시그널링을 발생할 수 있고, 절전 기간에 따라 적절히 동작하기 위해 스케줄링 및 자원 다중화 블록과 통신할 수 있다.

QoS

QoS 블록은 각각의 연결에 대한 서비스 흐름 및 연결 관리 블록으로부터 입력된 QoS 파라미터에 기초하여 QoS 관리를 처리한다.

스케줄링 및 자원 다중화

스케줄링 및 자원 다중화 블록은 연결의 특성에 기초하여 패킷을 스케줄링 및 다중화한다. 연결의 특성을 반영하기 위해, 스케줄링 및 자원 다중화 블록은 각각의 연결에 대해 QoS 블록으로부터 QoS 정보를 수신한다.

ARQ

ARQ 블록은 MAC ARQ 기능을 처리한다. ARQ-지원 연결의 경우, ARQ 블록은 MAC SDU를 ARQ 블록으로 논리적으로 분할하고, 각각의 논리적 ARQ 블록에 번호를 매긴다. ARQ 블록은 또한 피드백 메시지(ACK/NACK 정보)와 같은 ARQ 관리 메시지를 발생할 수 있다.

단편화/패킹

단편화/패킹 블록은 스케줄링 및 자원 다중화 블록으로부터의 스케줄링 결과에 기초하여 MSDU의 단편화 또는 패킹을 수행한다.

MAC PDU 형성

MAC PDU 형성 블록은 BS/MS가 사용자 트래픽 또는 관리 메시지를 PHY 채널로 송신할 수 있도록 MAC PDU를 구성한다. MAC PDU 형성 블록은 MAC 헤더를 추가하고 서브-헤더를 추가할 수 있다.

다중- 무선기 공존

다중-무선기 공존 블록은 동일한 이동국 상에 함께 위치하는 IEEE 802.16m 및 비IEEE 802.16m 무선기의 동시 동작을 지원하는 기능을 수행한다.

데이터 전달

데이터 전달 블록은 RS가 BS와 MS 사이의 경로에 존재할 때 전달 기능을 수행한다. 데이터 전달 블록은 스케줄링 및 자원 다중화 블록과 MAC PDU 형성 블록 등의 다른 블록과 협력할 수 있다.

간섭 관리

간섭 관리 블록은 셀/섹터간 간섭을 관리하는 기능을 수행한다. 이 동작은 다음과 같은 것을 포함할 수 있다:

□ MAC 계층 동작

□ MAC 시그널링을 통해 송신된 간섭 측정/평가 보고

□ 스케줄링 및 유연한 주파수 재사용에 의한 간섭 완화

□ PHY 계층 동작

□ 송신 전력 제어

□ 간섭 랜덤화

□ 간섭 제거

□ 간섭 측정

□ Tx 빔형성/프리코딩

BS 간 조정

BS간 조정 블록은 정보, 예컨대, 간섭 관리를 교환함으로써 다수의 BS의 동작을 조정하는 기능을 수행한다. 이 기능은 정보, 예컨대, 백본 시그널링에 의해 및 MS MAC 메시징에 의해 BS들 사이의 간섭 관리를 교환하는 절차를 포함한다. 이 정보는 간섭 특성, 예컨대, 간섭 측정 결과 등을 포함할 수 있다.

이제부터, BS(14) 및 SS(16)에서의 사용자 트래픽 데이터 흐름 및 처리를 보여주는 도 11을 참조한다. 파선 화살표는 네트워크 계층으로부터 물리 계층으로 또한 그 반대로의 사용자 트래픽 데이터 흐름을 나타낸다. 송신측에서는, 물리 계층으로 송신될 MAC PDU(들)를 형성하기 위해, 네트워크 계층 패킷이 융합 서브계층, ARQ 기능(존재하는 경우), 단편화/패킹 기능 및 MAC PDU 형성 기능에 의해 처리된다. 수신측에서는, 네트워크 계층 패킷을 형성하기 위해, 물리 계층 SDU가 MAC PDU 형성 기능, 단편화/패킹 기능, ARQ 기능(존재하는 경우), 및 융합 서브계층 기능에 의해 처리된다. 실선 화살표는 사용자 트래픽 데이터의 처리에 관련되어 있는, CPS 기능들 사이의 제어 프리미티브 및 CPS와 PHY 사이의 제어 프리미티브를 나타낸다.

이제부터, BS(16) 및 MS(14)에서의 CPS 제어 평면 시그널링 흐름 및 처리를 보여주는 도 12를 참조한다. 송신측에서, 파선 화살표는 제어 평면 기능으로부터 데이터 평면 기능으로의 제어 평면 시그널링의 흐름 및 공중을 통해 송신될 대응하는 MAC 시그널링(예컨대, MAC 관리 메시지, MAC 헤더/서브헤더)을 형성하기 위해 데이터 평면 기능에 의한 제어 평면 시그널링을 처리하는 것을 나타낸다. 수신측에서, 파선 화살표는 데이터 평면 기능에 의해 수신된 공중을 통한 MAC 시그널링을 처리하는 것 및 제어 평면 기능에 의해 대응하는 제어 평면 시그널링을 수신하는 것을 나타낸다. 실선 화살표는 제어 평면 시그널링의 처리에 관련되어 있는 CPS 기능들 사이의 제어 프리미티브 및 CPS와 PHY 사이의 제어 프리미티브를 나타낸다. M_SAP/C_SAP와 MAC 기능 블록 사이의 실선 화살표는 네트워크 제어 및 관리 시스템(Network Control and Management System, NCMS)으로/으로부터의 제어 및 관리 프리미티브를 나타낸다. M_SAP/C_SAP로의/로부터의 프리미티브는 BS간 간섭 관리, RAT간/RAT내 이동성 관리 등과 같은 네트워크 관련 기능, 및 위치 관리, 시스템 구성 등과 같은 관리 관련 기능을 정의한다.

이제부터, 다중 반송파 시스템을 지원하는 일반 프로토콜 아키텍처를 나타내는 도 13을 참조한다. 공통 MAC 엔티티는 다수의 주파수 채널을 통해 PHY 스패닝을 제어할 수 있다. 하나의 반송파를 통해 송신되는 일부 MAC 메시지는 또한 다른 반송파에도 적용될 수 있다. 채널은 상이한 대역폭(예컨대, 5, 10 및 20 MHz)을 가질 수 있고, 연속적인 주파수 대역 또는 비연속적인 주파수 대역에 있을 수 있다. 채널은 상이한 듀플렉싱 모드, 예컨대, FDD, TDD, 또는 양방향 및 브로드캐스트 전용 반송파의 혼합일 수 있다.

공통 MAC 엔티티는 한번에 하나의 채널만을 통한 동작, 또는 연속적인 또는 비연속적인 채널에 걸친 통합과 같은 상이한 능력을 갖는 MS(16)들의 동시 존재를 지원할 수 있다.

기타 데이터와 같은 제어 신호가 그에 따라 데이터가 심볼로 변환되는 특정의 변조 방식을 사용하여 BS(14)와 SS(16) 사이의 무선 매체를 통해 송신된다. 제어 메시지의 변조에 대해 이하에서 더 상세히 기술할 것이지만, 지금은 심볼이 한번에 송신되는 최소량의 정보라는 것에 주목해야 한다. 심볼은, 사용된 변조 방식에 따라, 임의의 수의 비트를 나타낼 수 있지만, 통상 1 내지 64 비트를 나타내고, 일부 통상의 변조 방식에서, 각각의 심볼은 2 비트를 나타낸다.

OFDM에 따르면, 주파수 스펙트럼이 다수의 부반송파로 나누어진다. 개별 부반송파가 개별 심볼을 송신하는 데 사용된다. 따라서, 부반송파가 데이터를 전달하는 최소량의 주파수 자원으로 간주될 수 있다. 시간과 관련하여, 시간은 단일 심볼을 송신하는 데 필요한 기간의 시간 슬롯으로 나누어지는 것으로 간주될 수 있다. 이들 심볼-시간(ST)은 데이터를 전달할 수 있는 최소량의 시간 자원으로 간주될 수 있다.

사용된 변조 방식과 상관없이, 단일의 변조된 심볼은 단일 부반송파를 통해 송신되고, 일반적으로 공중 인터페이스를 통해 송신될 수 있는 최소량의 정보를 나타낸다. 따라서, 도 14에 도시된 바와 같이, 정보가 송신될 수 있는 이용가능한 송신 자원 전체는 2차원 행렬(1400)로 표현될 수 있고, 여기서 1차원은 주파수[축(1405)으로 도시됨]를 나타내고 모든 부반송파(1415)를 포함하며, 다른 차원은 시간[축(1410)으로 도시됨]을 나타내고 ST(1420)를 포함한다. 그에 따라, 송신 자원이 부반송파 대 심볼의 블록(1425)으로 나누어질 수 있고, 여기서 부반송파는 주파수 자원을 나타내고 심볼은 시간 자원을 나타낸다. 이들 블록(1425) 각각은 단 하나의 심볼을 송신할 수 있는 송신 자원을 나타낸다.

다양한 목적 및 엔티티에 대한 송신 자원의 할당에 대해 여기에서 이 행렬 형식을 사용하여 설명할 것이다. 송신이 프레임 내의 특정의 영역(이하에서 더 상세히 기술됨)과 같은 격자 내의 특정 위치를 차지하는 것으로 기술될 수 있다. 그러나, 격자 내의 기술되고 예시된 배열이 사실상 논리적이고 예시를 위한 것임을 이해하여야 한다. 본 명세서에 기술된 목적에 사용되는 실제의 물리적 자원이 예시되거나 기술된 것과 동일한 방식으로 구성되지 않을 수 있다. 특히, 본 기술분야의 통상의 기술자라면 특정의 목적에 할당된 블록이 본 명세서에서 연속적인 것으로 나타내어질 수 있지만, 할당된 실제의 물리적 자원이, 예를 들어, 주파수 및/또는 시간 다이버시티를 이용하기 위해 매핑에 따라 주파수 스펙트럼에 걸쳐 및 시간에 걸쳐 비연속적으로 확산되어 있을 수 있다는 것을 이해할 것이다.

기술 분야에 공지된 바와 같이, 격자(1400)에 예시된 이용가능한 송신 자원 전체가 다른 목적 및/또는 송신 엔티티[예컨대, BS(14) 또는 개별 SS(16)]를 위해 할당될 수 있다. 이용가능한 송신 자원 전체의 다양한 부분의 할당이 기지국에서 행해지고 할당 결정이 SS(16)로 전달된다는 것을 이해할 것이다. 게다가, 송신 자원이 연속적인 블록으로 할당되는 것으로 도시되어 있지만, 이들이 실제의 물리적 자원에 매핑될 때, 이들은 주파수 및/또는 시간 다이버시티를 이용하는 방식으로 확산될 수 있다.

도 15는 OFDMA 시스템에서의 예시적인 프레임(1500)을 나타낸 것이다. 이 예에서, 프레임(1500)은 서브프레임으로 나누어진다. 보다 구체적으로는, 프레임(1500)은 하향링크(DL) 서브프레임(1505) 및 상향링크(UL) 서브프레임(1510)으로 나누어진다. 도시된 예에서, 시스템은 시분할 듀플렉싱(TDD)을 이용하며, 그로써 DL 및 UL 송신이 동시에 송신되지 않고 시간상 상이한 곳을 차지하도록 구성된다. 그에 따라, DL 서브프레임(1505) 및 UL 서브프레임(1510) 각각은 상이한 비-중복 시간 세그먼트를 차지한다.

DL 서브프레임(1505)은 각자의 DL 송신 데이터 페이로드를 포함하는 DL 버스트(1515)를 포함한다. DL 버스트(1515) 내의 DL 송신 데이터 각각은 상이한 SS(16)로 보내질 수 있지만, 몇개의 버스트가 또한 동일한 SS(16)로 보내질 수 있다.

DL 서브프레임(1505)은 또한 DL 정보에 대한 액세스를 정의하는 DL-MAP(1520) 섹션을 포함한다. DL-MAP(1520)은 하향링크(DL) 상에서의 가입자국(SS)에 의한 시분할 다중화 및 시분할 다중 접속(TDMA) 둘다에 대한 버스트 시작 시간을 정의하는 매체 접근 제어 계층(MAC) 메시지이다. DL-MAP(1520)에 포함된 정보 중에, 물리 송신 자원 중에서 DL 서브프레임(1505)의 내용이 어디에 위치하는지에 대한 설명이 있을 수 있다. UL 송신에 대한 제어는 BS에 속하고, DL 서브프레임은 또한 제1 DL 버스트로서 포함된 UL MAP(1525) 부분을 포함한다.

도시된 바와 같이, 프레임(1505)은 제1 서브프레임(1505)에 제공되는 프리앰블(1530)을 포함한다. 프리앰블(1530)은 기지국 식별 및 선택, CIR 측정, 프레이밍 및 타이밍 동기화, 주파수 동기화는 물론, 채널 추정을 제공하는 데 사용될 수 있다.

서브-프레임 내에서, 상이한 유형의 제어 메시지가 송신을 위해 SS(16)에 할당될 수 있다. SS(16)는 이들 제어 메시지를 결합하여 결합 인코딩할 수 있다. SS(16)는 상이한 주기성으로 상향링크 제어에 대해 상이한 양의 송신 자원을 할당받는다. 예를 들어, SS(16)는 매 N개의 서브-프레임마다 X개의 상향링크 제어 송신 자원은 물론, 매 M개의 서브-프레임마다 Y개의 상향링크 제어 송신 자원을 받을 수 있다. 주기 N 및 M이 동일한 서브-프레임 내에서 이들 간격 둘다의 발생을 야기하는 경우, SS(16)는 X 및 Y에 들어가는 정보를 결합 인코딩하거나 이를 개별 인코딩할 수 있다.

UL 서브프레임(1510)은 각자의 UL 송신 데이터 페이로드를 포함하는 UL 버스트(1540)를 포함한다. 각각의 UL 버스트(1540)가 상이한 SS(16)로부터 나온 것일 수 있지만, 몇개의 UL 버스트가 동일한 SS(16)로부터 나오는 것일 수 있다. UL 서브프레임은 또한 경쟁-기반 대역폭 요청에 대해 사용될 수 있는 레인징 서브채널을 포함할 수 있다.

주파수 분할 듀플렉싱(FDD)과 같은 다른 듀플렉싱 방식이 사용될 수 있다는 것을 이해하여야 한다. 도 16은 FDD 듀플렉싱 방식 하에서의 프레임(1600)의 간략화된 예시를 나타낸 것이다. 도시된 바와 같이, FDD 하에서, DL 및 UL 송신이 시간 자원보다는 주파수 자원의 상이한 부분을 차지한다.

본 명세서에 기술된 것과 같은 무선 송신 시스템에서, 송신 데이터의 적절한 송신을 달성하기 위해 제어 시그널링이 필요하다. 제어 메시지는 한 사용자로부터 다른 사용자로 가도록 되어 있는 정보를 나타내는 실제의 송신 신호가 아니라, 오히려 송신 신호의 송신을 가능하게 하거나 용이하게 하기 위해 2개의 통신하는 무선 통신 장치 사이에서 공유되는 다른 정보를 말한다. 제어 메시지는 BS(14)가 특정의 일을 하도록, 예를 들어, 특정의 자원을 통해 송신하도록 또는 특정의 변조 방식을 채택하도록 SS(16)에 명령하는 명령어를 포함할 수 있다. 제어 메시지는 또한 추가의 정보/피드백 유형 신호일 수 있다. 예를 들어, 채널 품질 표시자(CQI) 신호는 SS(16)로부터 BS(14)로 송신될 수 있고, 이는 채널 품질에 관한 또는 그에 관련된 정보를 제공한다. 제어 메시지는 또한 ACK/NACK 메시지, 다른 신호에 대한 다른 응답, 또는 심지어 요청, 예컨대, 대역폭 요청을 포함할 수 있다. 일반적으로, 제어 메시지가 가능한 한 신뢰성있게 송신되는 것이 요망되는데, 그 이유는 모든 송신 데이터의 적절한 송신이 제어 메시징의 적절한 기능에 의존하기 때문이다. 한편, 제어 메시지에 대해서는 비트 레이트가 덜 걱정되는 경향이 있는데, 그 이유는 제어 메시지가 비교적 적은 양의 데이터를 나타낼 수 있고 오히려 견고성에 중점을 두고 있기 때문이다.

달리 언급하지 않는 한, 본 명세서에 기술된 제어 메시지 및 시그널링은 상향링크 제어 메시지 및 시그널링을 말하고 있지만, 본 기술분야의 통상의 기술자라면, 적절한 경우, 본 명세서에 기술된 개념이 하향링크 방향에도 적용가능하다는 것을 인식할 것이다.

일반적으로, 제어 메시지는 각종의 크기를 가질 수 있다. ACK 또는 NACK와 같은 작은 메시지는 1 또는 2 비트 정도로 작은 비트 길이를 가질 수 있다. CQI 및 기타 제어 메시지는 중간 크기일 수 있다. 이들은 2 초과 70 비트 미만의 비트 길이를 가질 수 있고, CQI는 3 내지 18 비트 정도의 비트 길이를 가질 수 있다. 일부 제어 메시지는 더 크고, 70 내지 80 또는 그 이상의 비트를 가질 수 있다. 주목할 점은, 여기에 제공되는 작은, 중간 및 큰 메시지의 크기가 단지 예시적인 것이라는 것이다. 작은, 중간 및 큰 메시지에 대해 기타 크기 범위가 가능하다. 게다가, 3개의 메시지 크기 범위가 여기에 제공되어 있지만, 더 적은 또는 더 많은 범위가 가능하다. 예를 들어, 단지 작은(예컨대, 1 내지 2 비트) 및 큰(예컨대, 3 또는 그 이상의 비트) 메시지를 고려하는 것 또는 작은(예컨대, 1 내지 3 비트), 중간(예컨대, 3 내지 70 비트), 큰(예컨대, 70 내지 80 비트) 및 특별히 큰(80 비트 초과) 메시지 크기를 고려하는 것이 가능할 수 있다. 기타 범위/분할도 가능하다는 것을 이해할 것이다.

송신측 SS(16)는 다수의 방식으로 제어 메시지의 크기를 결정할 수 있다. 예를 들어, 이는 제어 신호를 발생한 것으로 인해 제어 신호의 크기를 간단히 알 수 있다. 대안으로서, 이는 제어 신호가 발생된 후에 제어 메시지의 크기를 측정함으로써 또는, 예를 들어, 제어 메시지의 유형에 기초하여 그의 크기를 유추함으로써 제어 신호의 크기를 결정할 수 있다. 예를 들어, SS(16)는 CQI 메시지가 항상 특정의 크기를 갖거나 항상 특정의 크기 범위 내에 있다는 것을 알 수 있다. 또한, SS(16)는 제어 메시지가 특정의 크기이거나 특정의 크기 범위 내에 있는 것으로 가정되는 기본 모드를 가질 수 있고, SS(16)는 송신될 제어 메시지의 크기를 결정할 수 있다.

혼동을 피하기 위해, 본 명세서에서 제어 메시지의 형태로 데이터를 기술하기 위해 상이한 용어가 일반적으로 사용될 것이고, 나머지 데이터는 무선 인터페이스를 사용하여 송신된다. 문맥이 달리 암시하고 있지 않는 한, 본 명세서에서 사용되는 제어 메시지 데이터라는 용어는, 일반적으로 제어 메시지를 이루고 있는 데이터를 지칭하는 반면, 본 명세서에서 사용되는 송신 데이터라는 용어는, 일반적으로 일부 사용자(예컨대, 소프트웨어 또는 사람)에 의해 무선 매체를 통해 송신되도록 되어 있는 비-제어 데이터를 지칭하고 헤더 및 페이로드를 갖는 데이터 패킷을 포함할 수 있다.

채널 품질 표시자(CQI) 신호는 채널 품질에 관한 정보 또는 채널 품질에 대한 어떤 지식을 추론하는 데 기초가 될 수 있는 정보를 제공하는 신호이다. CQI의 예에서, SS는, 예컨대, SS에 의해 인지되는 채널 품질의 특정 양태를 추론하는 데 기초가 될 수 있는 정보를 BS에 제공하기 위해 SS와 연관된 하나 이상의 CQI를 BS로 송신할 수 있다.

제어 메시지의 송신을 위해 제어 채널이 할당될 수 있다. 예를 들어, CQI는 채널 품질 표시자 채널(channel quality indicator channel, CQICH)에서 송신될 수 있다. 제어 채널이 특정의 SS에 할당될 수 있거나, 2개 이상의 SS에 의해 사용되도록 할당될 수 있다. CQI 신호가 길이가 변하거나 고정 길이일 수 있고, 어느 경우든지, CQI 신호가 임의의 수의 비트를 가질 수 있는데, 예를 들어, CQI 신호가 단지 몇 비트 길이일 수 있다.

확인 응답 신호(ACK)는 송신과 같은 무언가가 일어났다는 것을 확인 응답하거나 무언가가 올바르게 수신되었다는 것을 알려주는 데 사용될 수 있는 신호이다. ACK 신호는 아주 짧을 수 있고, 겨우 1 또는 2 비트를 가질 수 있다. 예를 들어, ARQ(automatic repeat request) 또는 HARQ(hybrid automatic repeat request) 방법이 사용될 때 ACK 신호가 사용될 수 있다. ARQ 하에서, 원래의(original) 송신기는 원래의 송신을 수신자에게 송신한다. 원래의 송신이 수신자에 의해 올바르게 수신되는 경우, 수신자는 ACK 신호를 사용하여 이것을 확인 응답한다. 원래의 송신기는 확인 응답의 수신을 기다리고, 타임아웃이 일어나면, 즉 확인 응답이 지정된 기간 내에 수신되지 않으면, 원래의 송신기는 원래의 송신이 적절히 송신되도록 추가의 조치를 취할 수 있다. 예를 들어, 타임아웃의 경우에, 원래의 송신기는 원래의 송신을 재송신할 수 있다. ARQ에서는, 수신자가 원래의 송신에 오류가 있었는지를 판정할 수 있게 하기 위해, 오류-검출(error-detection, ED) 비트가 원래의 송신에 추가될 수 있다. 오류가 발견되는 경우, 원래의 송신이 적절히 수신되지 않았다는 것을 나타내는 부정 확인 응답(NACK) 신호가 원래의 송신기로 반환될 수 있다. HARQ 하에서는, 송신 동안에 오류가 일어난 경우 수신자가 원래의 송신을 재구성하려는 시도를 할 수 있도록, 전방 오류 정정(forward error correction, FEC) 비트가, ED 비트와 함께 또는 ED 비트 대신에, 때때로 또는 항상 원래의 송신에 추가될 수 있다. FEC 비트가 모든 단일 송신에 반드시 추가될 필요는 없다.

고속 피드백은 일반적으로 시간에 민감한 제어 메시지를 나타낸다. 고속 피드백 메시지는 빠른 응답을 필요로 하는 물리 계층-관련 메시지일 수 있다. 이들은 통상적으로 비교적 짧고(일부 예에서, 슬롯마다 3개 내지 6개의 이러한 메시지가 있을 수 있음), 일반적으로 그 자신의 송신 자원, 예컨대, 슬롯을 할당받는다.

송신 자원의 블록(1425)은 다양한 방식으로 구성될 수 있다. 도 17은 제어 메시지의 송신에서 사용되는 특정 블록(1425)의 예시적인 구성을 나타낸 것이며, 이 경우에, UL 제어 메시지는 제어 타일(1705)이라고 하는 타일로 구성되어 있다. 제어 타일(1705)은 다수의 차원 중 어느 것이라도 가질 수 있지만, 6 부반송파 x 3 ST[총 18 블록(1425)]의 크기가 여기에 도시되어 있으며, 이는 본 명세서에서 제안된 인코딩 및 변조 방식에 아주 적합할 것이다. 도시된 바와 같이, 각각의 제어 타일(1705)의 2개의 반대쪽 코너 각각에 있는 블록(1425)은 파일럿 신호용으로 예약되어 있거나(파일럿이 사용되는 경우), 널 신호용으로 예약되어 있다(파일럿이 사용되지 않는 경우). ["널" 신호의 존재에도 불구하고, 이 경우에 제어 타일(1705)에서 파일럿 신호가 사용/제공되지 않는 것이 고려되고 있다.] 다른 블록(1425)은 제어 메시지 데이터를 송신하는 데 사용될 수 있다. 그에 따라, 매 타일마다 최대 16개 심볼(6x3개 블록 - 2개 파일럿 신호)이 송신될 수 있다.

제어 타일(1705)이 모든 서브프레임에서 일정한 위치를 가질 필요는 없다. 이들은 서브프레임 내에서 홉핑(hop)할 수 있다. 제어 타일(1705)은 한 서브프레임에서 다음 서브프레임으로 갈 때 주파수 및/또는 시간 위치를 변경할 수 있으며, 따라서 항상 동일한 위치에 나오는 것은 아니다. 그에 따라, 이용가능한 송신 자원의 특정 위치가 해로운 효과에 노출되어 있더라도, 제어 타일(1705)이 모든 서브프레임에서 이 유해한 효과를 겪지 않을 것이다.

또한, 도 17에 도시된 바와 같이, 제어 타일(1705)은 여기서 제어 자원 단위(RU)(1710)라고 하는 자원 단위로 구성될 수 있다. 상향링크 제어 메시지 송신을 위해 제어 RU(1710)가 할당된다. 도시된 바와 같이, 제어 RU(1710)마다 6개의 제어 타일(1705)이 있을 수 있고, 각각의 제어 RU(1710)는 18 부반송파 x 6 ST의 차원을 가진다. 제어 RU(1710)는 섹터 내의 모든 SS(16)에 의해 공유될 수 있고, 다이버시티를 위해, 예컨대, 주파수 및/또는 시간에서 분산되어 있을 수 있다.

제어 메시지가 제어 타일(1705)을 통해 송신될 수 있지만, 2개 이상의 제어 타일(1705)을 차지할 수 있다. 이를 위해, 다수의 제어 타일(1705)을 포함하는 제어 채널이 할당된다. 제어 채널은 상이한 제어 RU(1710)에 걸쳐 분산되어 있을 수 있는, 예를 들어, 2, 4, 6 또는 8개의 타일로 이루어져 있을 수 있다. 이러한 분산으로 인해 더 큰 시간/주파수 다이버시티가 얻어질 수 있다. SS(16)로부터 발신되는 제어 메시지는 인코딩되고 변조된 제어 메시지가 제어 채널 내에 들어가도록 하나의 매칭하는 제어 채널을 할당받을 수 있다. 예를 들어, CQI 신호가, 예컨대, 4개의 타일로 이루어져 있을 수 있는 CQICH 채널로 송신될 수 있다. 이것은 특히 전술한 중간 크기의 제어 메시지에 적용될 수 있지만, 다른 크기의 제어 메시지도 매칭하는 제어 채널을 할당받을 수 있다. 그러면, 할당된 제어 채널의 크기는 제어 메시지의 비트 길이와 코딩 방식 및 레이트에 의존할 것이다. 제어 메시지의 인코딩 및 변조에 대해서는 이하에서 더 상세히 논의한다.

제어 메시지가 모두 단일의 각자의 제어 채널을 통해 송신될 필요는 없다는 것을 이해하여야 한다. 작은 제어 메시지, 예를 들어, 1 또는 2 비트 ACK/NACK 메시지가 몇개의 SS(16)로부터 동일한 제어 타일(1705)로 함께 다중화될 수 있다. 한편, 큰 제어 메시지는 전술한 제어 채널/제어 타일(1705)/제어 RU(1710) 이외의 송신 자원을 사용하여 송신될 수 있다. 예를 들어, 큰 제어 메시지는 사용자 데이터/송신 데이터와 함께 송신될 수 있다.

제어 메시지를 송신하는 데 이용되는 송신 자원의 전체 양은 제어 메시지의 비트 길이 뿐만 아니라, 제어 메시지가 인코딩되는 인코딩 방식에도 의존한다.

각각의 타일에서 송신될 수 있는 비트의 수는 사용되는 변조 방식에 의존하는데, 그 이유는 이것이 타일 내의 각각의 블록(1425) 내의 각각의 심볼이 나타내는 비트의 수에 영향을 주기 때문이다. 데이터가 심볼에 매핑되는 방식은 이용되는 변조 방식에 의존한다. PSK(phase-shift keying)에서, 심볼은 보통 기준 신호에 주어지는 특정의 위상 천이로서 표현된다. PSK의 한 예인 QPSK(quadrature phase-shift keying)에서는, 4개의 심볼이 보통 기준 신호에 주어지는 상이한 위상 천이를 나타내는 성상도(constellation diagram)에서의 4개의 점으로서 표현된다. 4개의 가능한 심볼이 있기 때문에, 각각의 심볼은 2 비트의 데이터를 나타낸다. 이와 달리, BPSK(binary phase-shift keying)는 심볼을 단지 2개의 가능한 위상 천이 중 하나로서 표현하고, 따라서 각각의 심볼이 단일 비트(2가지 경우 중 하나)를 나타낸다. 고차 PSK는 더 많은 점(상이한 위상 천이 및 진폭을 나타냄)을 갖는 성상을 제공함으로써 달성가능하지만, 성상에서의 점의 수가 증가함에 따라, 오류율도 역시 증가하는 경향이 있다. 고차 QAM(quadrature amplitude modulation)과 같은 변조는 더 많은 수의 가능한 심볼을 제공하는 데 사용되는 경향이 있다. 예를 들어, 고품질 채널에서는, 64개의 상이한 심볼을 제공하는 64-QAM이 사용될 수 있고, 여기서 각각의 심볼은 6 비트를 나타낸다.

따라서, 하나의 제어 타일(1705)에서 송신될 수 있는 비트의 수가 제어 타일(1705) 내의 송신 데이터에 사용되는 16개 블록(1425) 각각이 나타내는 비트의 수에 의존한다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, BPSK가 사용되는 경우, 각각의 심볼은 1 비트를 나타내고, 타일에서 총 16 비트가 전달될 수 있다. 한편, QPSK가 사용되는 경우, 각각의 심볼은 2 비트를 나타내고, 따라서 타일을 통해 32 비트 정도의 데이터가 송신될 수 있다.

정규 PSK에서, 심볼은 일반적으로 특정의 위상 천이 값으로서 표현된다. 예를 들어, QPSK에서, "11"은 45도 위상 천이로서 표현될 수 있고, "01"은 135도 위상 천이로서 표현될 수 있으며, "00"은 225도 위상 천이로서 표현될 수 있고, "10"은 315도 위상 천이로서 표현될 수 있다. 그러나, 통신 채널에서의 효과는 성상이 시간에 따라 회전되게 할 수 있다. 그에 따라, 기준 위상을 제공하는 파일럿 신호는 정규 PSK에서 흔히 사용된다.

잠재적인 오류를 최소화하기 위해, 그레이 코딩이 PSK 방법에서 사용될 수 있고, 그로써 인접한 심볼은 1 비트만큼만 상이한 값을 표현한다. 오류로 인해 심볼이 성상에서 멀리 떨어져 있기 보다는 근방에 있는 다른 심볼로서 잘못 판독될 가능성이 더 많은 것으로 가정하면, 그레이 매핑은 이러한 오류로 인해 생기는 오류 있는 비트의 수를 감소시킨다.

예로서, QPSK가 인코딩된 제어 메시지를 변조하는 데 사용되는 경우, 모든 2개의 코딩된 비트가 하나의 QPSK 심볼에 매핑되고(그레이 매핑을 사용함), 16개 QPSK 심볼이 하나의 제어 타일(1705)에 매핑된다.

DPSK(differential phase-shift keying)는 심볼을 특정의 위상보다는 위상의 변화로서 정의함으로써 성상 회전의 문제를 극복한다. 따라서, 특정의 각도 값만큼 현재 위상의 증가 또는 감소가 특정의 심볼을 표현할 수 있다. 따라서, 통신 채널에서의 효과로 인해 신호의 위상이 시간에 따라 점진적으로 천이하는 경우, 천이가, 신호의 시간 프레임 내에서, 심볼을 나타내는 천이보다 상당히 더 작다면, 이것은 심볼 검출에 영향을 주지 않을 수 있다. 효과로 인해 신호의 순간적인 상당한 천이가 야기되더라도, 이 결과 단지 단일 심볼만이 잘못 판독되는데, 그 다음 심볼이 이전의 위상이 무엇이든지 간에 이전의 위상으로부터의 특정의 위상 변화로서 표현될 것이다.

여기서 "이전의" 위상이라는 용어가 반드시 시간순일 필요는 없다. 즉, DPSK에서의 위상 변화가 시간 또는 주파수 또는 둘다에 걸쳐 구현될 수 있다. 도 19a 및 도 19b는 2개의 예를 나타내고 있다. 화살표는 각각의 블록(1425)이 화살표의 경로를 따라 그 블록과 이전의 블록 사이의 위상차에 의해 정의된 심볼을 전달하는 경로를 나타낸다. 도 19a의 시간 다이렉트된 DPSK에서, 변조 위상 차는 시간 장벽과 먼저 교차하는 반면, 도 19b의 주파수 다이렉트된 DPSK에서, 변조 위상 차는 주파수 부반송파와 먼저 교차한다.

DPSK 변조의 예로서, p_i가 QPSK 심볼인 경우, DPSK 심볼 z_i는 수학식 (1)에 나타낸 바와 같이 정의된다:

여기서, z₀는 이 변조 방식에서 송신기 및 수신기 둘다가 알고 있는 기준 심볼일 것이다.

도 18a는, 전술한 바와 같이, 2개의 파일럿 신호(1805)를 포함하는 제어 타일(1705)을 나타낸 것이다. 비코히런트 검출이 제어 타일(1705)을 통해 송신되는 제어 메시지를 검출하는 데 사용되는 경우, 도 18b에 나타낸 바와 같이, 2개의 파일럿 신호가 생략되고 널 신호(1810)로 대체될 수 있다. 널 신호(1810)는 전혀 구동되지 않는 부반송파를 나타낸다. 파일럿 부반송파에 대해 전력이 사용되지 않기 때문에(그렇지 않은 경우 종종 다른 부반송파보다 훨씬 더 큰 전력을 제공받음), 제어 타일에 대해 이용가능한 총 전력이 블록(1425) 제어 메시지 심볼 간에 고유하게 확산될 수 있고, 그로써 파일럿 신호가 사용되는 경우보다 제어 메시지 심볼을 송신하는 자원에 대해 더 큰 신호 전력을 허용한다.

변조 이전에, 오류 검출 및/또는 정정을 위한 중복성(redundancy)을 추가하도록 제어 메시지가 인코딩된다. 제어 메시지의 부분집합 또는 전부에 대해 단일 인코딩 방식이 사용될 수 있다. 그러나, 이 예에서, 송신될 제어 메시지의 크기에 기초하여 특정의 인코딩 방식이 선택된다. 상세하게는, 작은 제어 메시지, 예를 들어, 1 또는 2 비트의 ACK/NACK 메시지가 확산 시퀀스를 사용하여 코드 분할 다중화(CDM)될 수 있다. DFT 확산, 왈시 코드(Walsh code) 및 CAZAC를 비롯한 확산 시퀀스에 대한 몇가지 옵션이 있다. 작은 제어 메시지 모두에 대해 단일 옵션이 사용될 수 있거나, 결정 논리가 상황 및/또는 송신될 데이터 및/또는 송신 자원에 기초하여 특정의 옵션을 선택할 수 있다.

CDM에서, 몇개의 작은 제어 메시지가 동일한 송신 자원을 통해 송신될 수 있다. 상세하게는, 몇개의 작은 제어 메시지가 동일한 제어 타일 또는 제어 RU를 통해 송신될 수 있다. 견고성의 추가를 위해, 반복이 사용될 수 있고, 그로써 송신 데이터가 여러번 송신된다. 반복은 비트별이라기 보다는 타일-기반일 수 있고, 따라서 개별 비트가 아니라 전체 타일이 반복된다.

코드 분할 다중화되는 작은 제어 메시지가 상이한 SS(16)로부터 발신될 수 있다. 따라서, 다수의 사용자가 동일한 제어 타일(1705) 또는 제어 RU(1710)와 같은 동일한 공유 자원을 사용할 수 있다. 대안으로서, 공유가 동일한 SS(16)로부터 발신된 제어 메시지로 제한될 수 있고, 공유 송신 자원[예컨대, 제어 타일(1705)]을 사용하는 코드 분할 다중화된 신호가 모두 동일한 SS(16)로부터 발신될 수 있다.

70 비트 미만을 갖는 제어 메시지 또는 3 내지 18 비트를 갖는 제어 메시지와 같은 중간 제어 메시지의 경우, 다른 방식이 사용될 수 있다. 예를 들어, CQI 메시지일 수 있는 이들 제어 메시지는 Reed-Mulier(RM) 인코딩과 같은 블록 코드 인코딩 방식을 사용하여 인코딩될 수 있다. RM 인코딩은 낮은 복잡도의 이점이 있고 고속 디코딩 알고리즘을 가진다. 고속 디코딩 알고리즘이 이용될 수 있지만, 임의의 적당한 디코딩 알고리즘이 사용될 수 있다는 것에 유의해야 한다. 32 비트 미만의 블록 길이를 갖는 작은 메시지부터 중간 메시지까지에 대해 RM 인코딩이 최적이다. 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 코드워드라는 용어는 인코딩된 메시지를 말하고, 블록 길이는 인코딩 방식에 의해 발생된 코드워드의 비트 길이를 말한다. 블록 길이라는 용어는 하나의 심볼을 송신하는 송신 자원을 나타내는 블록(1425)에 관련되어 있지 않다.

주어진 RM 코드에 대해, 블록 길이는 n 으로 표시되고, 인코딩될 수 있는 최대 비트 수는 k로 표시되어 있다. 일반적으로, n이 k보다 클 것이다. 그에 따라, 주어진 RM 코드에 대해, n 비트의 모든 조합이 모두 유효한 코드워드를 나타내는 것은 아닌데, 그 이유는 n 비트의 모든 조합이 모두 k 비트의 입력을 사용하여 RM 코드에 의해 발생될 수 있기 때문이다. 달리 말하면, 인코딩될 때 2^k개의 서로 다른 가능한 유효한 코드워드가 얻어지는 k개의 1과 0으로 된 2^k개의 서로 다른 가능한 문자열이 있다. 그러나, n개의 1과 0으로 된 2ⁿ개의 서로 다른 가능한 문자열이 있고 2ⁿ > 2^k이며, 따라서 당연히 n개의 1과 0의 특정 조합이 k 비트 입력의 인코딩의 결과일 수 없고, 따라서 유효한 코드워드가 아닌데, 그 이유는 이들이 RM 코드에 의해 발생될 수 없기 때문이다.

모든 유효한 코드워드의 집합을 코드북이라고 할 수 있고, P로 나타낸다. 코드북 P로부터의 개개의 코드워드는 p라고 한다. 전술한 바와 같이, 다수의 제어 타일로 이루어져 있을 수 있는 제어 채널을 통해 송신되는 제어 메시지의 경우,

라고 하고, 여기서 p_ij는 타일 i의 블록(1425j)에 있는 하나의 QPSK 심볼을 나타내고 i = 1 , ..., I이며(I는 제어 채널 내의 타일의 수로서, 예를 들어 2, 4, 6 또는 8임) j = 1 ,..., 16이다[왜냐하면 여기서 사용되는 예시적인 타일에 16개 블록(1425)이 있기 때문임].

메시지를 인코딩할 때, 일반적으로 높은 최소 해밍 거리를 갖는 인코딩된 블록을 생성하는 것이 요망된다. 해밍 거리는 하나의 유효한 코드워드로부터 상이한 인코딩된 메시지에 대응하는 다른 인코딩된 블록으로 가기 위해 플립(flip)되어야만 하는 비트의 수를 말한다. 여기서, d_min로 표시되는 최소 해밍 거리는 유효한 코드워드의 집합에 대한 모든 해밍 거리 중 가장 작은 것을 말한다. 예를 들어, 2개의 코드워드 "000000" 및 "111111"으로 이루어진 코드북에 대해, 최소 해밍 거리는 6인데, 그 이유는 다른 유효한 코드를 획득하기 위해 하나의 유효한 코드의 6 비트 전부가 플립되어야 하기 때문이다. 그러나, 코드워드 "001111"을 코드북에 추가한 경우, 최소 해밍 거리는 2로 떨어질 것인데, 그 이유는 다른 유효한 코드워드를 획득하기 위해 단지 2 비트만 플립되면 되는 하나의 유효한 코드워드가 존재하기 때문이다(구체적으로는, "001111"의 처음 2 비트를 플립하면 다른 유효한 코드워드인 "11111"이 얻어진다).

반복은 송신의 신뢰성을 향상시키기 위해 송신 비트를 의도적으로 반복하는 것을 포함한다. 반복은 종종 비트 단위로 행해진다. 예를 들어, 워드 "101"은 3번 반복에 의해 "111000111"로 될 수 있다. 이 예에서, 반복은 타일-기반이며, 이는 전체 타일이 반복된다는 것을 의미한다. 반복 타일이 원래의 타일과 동일한 내용을 갖도록 타일이 그대로 반복될 수 있다(반복 타일이 원래의 타일의 반복임). 일반적으로, R회 반복은 d_min을 R배만큼 증가시킨다. 따라서, 8의 최소 해밍 거리 d_min을 특징으로 하는 코드북 P는, 4회 반복 R이 이용되는 경우, 32의 d_min을 가질 것이다.

주어진 RM 코드는 RM(m, r)로서 주어지고, 여기서 m 및 r은 RM 코드의 파라미터이다. 파라미터 m은 블록 길이 n(이로부터 인코딩이 얻어짐)을 결정하고, m과 n 사이의 관계가 수학식 2 및 수학식 3에 나타낸 바와 같이 주어진다.

파라미터 r은 코드 차수(code order)이다. 예를 들어, 차수 r = 0을 갖는 RM 코드인 RM(m, 0)는 2^m번 반복된 데이터를 갖는 반복 코드에 불과하다(k = 1). 차수 r = m - 1을 갖는 RM 코드는 패리티 비트를 제공한다. R(m, m-2)는 해밍 코드를 제공한다.

주어진 RM 코드로 인코딩될 수 있는 최대 비트 수 k는 수학식 4에 의해 정의된다.

값 k는 또한 특정의 RM 코드를 사용하여 인코딩될 수 있는 가장 큰 제어 메시지(단위: 비트 길이)이다. 이해되는 바와 같이, 파라미터 m 및 r은 특정의 코드에 의해 인코딩될 수 있는 제어 메시지의 최대 길이를 정의한다. 따라서, 제어 메시지에 사용되는 특정의 코드가 인코딩할 제어 메시지의 크기에 부분적으로 기초하여 선택될 수 있다.

도 17을 다시 참조하면, RM(6, 1)(n = 64, k = 7을 의미함) 및 R = 1이 QPSK 또는 DPSK(심볼당 2 비트)와 함께 사용되는 경우, 도시된 2개의 제어 타일(1705)은 인코딩 이전에 7 비트 길이인 하나의 제어 메시지를 보유할 수 있다. 인코딩된 메시지는 2개의 제어 타일(1705)이 포함하는 32 블록(1425)에 정확히 들어가는 64 비트 코드워드의 형태를 가진다.

RM 코드인 RM(m, r)에 대응하는 코드북 P에 대한 최소 해밍 거리 d_min은 파라미터 m 및 r에 의존한다. 이는 수학식 5에 의해 주어진다.

반복의 존재가 해밍 거리에 영향을 준다는 것을 염두에 두고서, 수학식 6에 의해 정의되는 전체 해밍 거리를 구한다.

하나의 코드워드의 송신에서 d_min 비트 오류가 일어나는 경우, 수신된 데이터 코드워드가 다른 코드워드에 정확히 대응하는 것이 가능하다. 따라서, 오류의 존재가 수신기에 의해 검출되지 않을 수 있고, 이 경우 부정확한 오류가 완벽하게 수신된 것으로 보일 것이다. 한편, 수신된 코드워드가 유효한 코드워드에 대응하는 일이 일어나지 않도록 임의의 보다 적은 비트 오류가 보장된다. 따라서, d_min - 1 비트 미만 또는 정확히 그 비트인 임의의 수의 비트 오류에 대해, 오류의 존재가 검출될 수 있다.

오류를 포함하는 코드워드가 수신될 때, 수신기, 예컨대, BS(14)는 그 코드워드를 폐기하기로 할 수 있거나, 그 코드워드를 가장 가까운 유효한 코드워드로서 해석하기로 할 수 있다. 후자의 경우에, 비트 오류의 수로 인해 수신된 코드워드가 올바른 코드워드보다 다른 코드와 더 비슷하게 보이게 되지 않을 때마다, 수신기는 제어 메시지를 올바르게 해석할 것이다. 환언하면, (d_min / 2) - 1 미만의 비트 오류를 갖는 임의의 수신된 코드워드는 올바르게 해석될 것이고, 본질적으로 그 안에 있는 비트 오류를 정정한다. BS는 또한 2개의 유효한 코드 사이의 중간에 너무 가까이 있는 수신된 코드워드, 즉, d_min / 2개에 가까운 오류를 갖는 것으로 보이는 수신된 코드워드를 이러한 방식으로 정정하지 않기로 할 수 있다.

주어진 RM 코드의 코드율은 블록 길이 n에 대한 인코딩된 비트(여기서 k인 것으로 가정됨)의 비로서 주어진다. 반복은 해밍 거리 및 신뢰성을 증가시키지만, 코드율을 감소시킨다. R번 반복이 있는 경우, 코드율은 R배만큼 감소된다. 따라서, 전체 코드율은 수학식 7에 의해 정의될 수 있다.

인코딩 상세는 특정의 인코딩에 관한 상세를 지칭할 수 있다. 예를 들어, 코드를 정의하는 파라미터처럼, 인코딩에 사용되는 RM 코드 자체가 인코딩 상세인 것으로 간주될 것이다. 다른 인코딩 상세는 반복 횟수와, 실제로 인코딩 프로세스의 최종 결과에 영향을 주는 모든 것을 포함한다.

인코딩 상세를 선택하는 방식은 다음과 같이 행해질 수 있다: 먼저, 특정 차수 또는 차수의 범위의 RM 코드가 선택된다. 이 예에서, 차수 r = 1 또는 2의 RM 코드만이 선택될 것이다. 이어서, 타당한 또는 원하는 블록 길이 n을 제공하는 파라미터를 갖는 코드가 선택된다. 원하는 코드 차수 및 원하는 블록 길이(또는 원하는 블록 길이에 대응하는 m의 값)를 제1 및 제2 선택 기준(또는 반대로 되어 있음)으로 볼 수 있고, 이들 2개의 기준 중 하나만이 사용될 수 있다. 이 예에서, 제1 및 제2 선택 기준은 RM 코드의 파라미터를 정의한다. 원하는 블록 길이 n이 타일 크기 및 서브채널 크기에 부분적으로 또는 전체적으로 기초하여 선택될 수 있다. 예를 들어, 16개 송신 블록(1425)의 2, 4, 6 및 8개 타일의 서브채널 각각이 이용가능한 경우, 및 QPSK가 사용되는 경우[송신 블록(1425)당 2 비트], 인코딩된 데이터를 64 비트(2 타일), 128 비트(4 타일), 192 비트(6 타일), 또는 256 비트(8 타일)에 들어가게 하는 것을 고려하여 파라미터 m이 선택될 수 있다. 그러나, 반복이 사용될 수 있다는 것을 염두에 두고서, 블록 길이가 어떤 반복 계수 R배만큼 이들 비트 수보다 더 작도록 선택될 수 있다. 그러면, 이들 코드는 전체 해밍 거리에 의해 정렬될 수 있다.

도 20은 전술한 바와 같이 선정된 RM 코드로부터의 상이한 RM 코드를 각각의 행에 나타낸 표(2000)를 보여준다. 각각의 RM 코드에 대해, 표(2000)는 각각의 코드와 연관된 파라미터 및 특성의 값을 열거하고 있다. 알 수 있는 바와 같이, 코드 차수 r은 1 및 2만으로 설정되어 있는 반면, 값 m은 16과 256 사이의 블록 길이 n이 얻어지는 값들 사이에서 변화되었다. RM 코드를 정의하는 r 및 m의 값에 부가하여, 상이한 R 값, 즉 상이한 반복 횟수도 역시 표에 도시되어 있다. k, n, k/n, 해밍 거리, 전체 코드율, 전체 해밍 거리, 및 필요한 타일의 수의 값이 전술한 수식 및 관계를 사용하여 도출될 수 있다. 표(2000)에서의 행은 전체 해밍 거리별로 그룹화되어 있고, 각각의 전체 해밍 거리 그룹 내에서 반복 없는 해밍 거리의 오름 차순으로 정렬되어 있다.

표(2000)에 열거된 선택된 RM 코드로부터, 해밍 거리에 기초하여 추가의 선택이 행해질 수 있다. 이것은 제3 선택 기준을 나타낸다. 이 예에서 나타낸 바와 같이, 각각의 전체 해밍 거리에 대해, 최고 개별 해밍 거리(즉, 반복이 없는 경우에, 최소 해밍 거리가 갖는 값)에 의해 특징지워지는 RM 코드가 선택된다. 이들 선택된 RM 코드(2005)가 표(2000)에서 박스로 표시되어 있다.

도 21은 선택된 RM 코드(2005)만이 제거되어 있는, 표(2000)와 유사한 RM 코드의 축소된 표(2100)이다. 이들 선택된 RM 코드(2005)는 제어 타일(1705)을 통해 제어 메시지 데이터를 인코딩하는 데 사용될 수 있다. 축소된 표(2100)에 있는 축소된 RM 코드(2005)는 송신에 사용될 특정의 RM 코드를 선택하는 것을 고려하여 상이한 변조 및 검출 방식에 의해 평가될 수 있다. 대안으로서, 또는 부가하여, 인코딩될 제어 메시지 또는 이용가능한 자원의 크기(단위: 비트)[예컨대, 이용가능한 제어 채널 또는 이용가능한 제어 RU(1710)에 있는 제어 타일(1705)의 수]는 선택된 RM 코드(2005) 중 어느 것을 사용할지의 결정을 알려줄 수 있다. 게다가, 인코딩을 선택할 때, 사용된 검출 방식도 역시 고려될 수 있다. 예를 들어, 선택은 검출이 코히런트인지 여부를 고려할 수 있다.

특정의 경우에, 송신할 제어 데이터 및/또는 이용가능한 자원의 크기 및 이용가능한 RM 코드(들)에 대한 k 및 n의 값의 약간의 차이를 조정하기 위해 약간의 조절이 필요할 것이다. 이들 조절은 RM 서브-코드 또는 펑처링된 코드워드를 사용하여 행해질 수 있다.

송신할 제어(또는 기타) 데이터의 비트가 k(사용되는 RM 코드가 처리할 수 있는 비트의 수)보다 작을 때 RM 서브-코드가 사용될 수 있다. 이러한 경우에, n 비트의 전체 코드워드를 사용하지 않는 것이 바람직할 수 있고, 오히려 보다 적은 비트를 사용하도록 수정될 수 있다. x 비트가 인코딩되어야 하고 사용되는 RM 코드에 대해 x < k인 것으로 가정한다. RM 코드의 코드북 P 내의 2^k개의 유효한 코드워드의 부분집합이 선택된다. 상세하게는, x 비트의 각각의 가능한 문자열에 대해 하나씩, 2^x개 코드워드가 선택된다. 2^x개 코드워드의 부분집합은 부분집합 내의 코드워드들 사이의 해밍 거리를 최대화하도록 선택된다. 이러한 선택을 하는 임의의 방식이 사용될 수 있고, 예를 들어, 모든 가능한 부분집합의 전수 검색을 수행하면, 부분집합이 최고의 가능한 최소 해밍 거리를 갖도록 최적의 코드워드의 선택이 얻어질 것이다. 송신의 수신기는 가능한 코드워드를 알고 있다.

수신기는 임의의 적당한 방식으로 가능한 코드워드를 알 수 있다. 예를 들어, BS(14)는 선택된 코드워드를 제어 시그널링을 사용하여 SS(16)로 전달할 수 있다. 대안으로서, 다른 단서는 어느 코드워드가 사용되는지를 SS(16)에 알려줄 수 있거나, 어느 코드워드가 사용되는지를 어떻게 판정할지를 SS(16)에 알려줄 수 있다. 예를 들어, SS(16)는 코드워드의 부분집합의 크기를 임의의 적당한 방식으로 알 수 있고, 이어서 계속하여 어느 코드워드가 부분집합에 있는지를 판정하기 위해 송신측에서 행해지는 것과 동일한 프로세스를 수행할 수 있다. 대안으로서, (예컨대, 상이한 부분집합 크기에 대해) 코드워드의 특정 부분집합이 이전에 합의되었을 수 있거나, SS(16) 자체가 부분집합에서 사용할 코드워드를 선택하고 이들을 하나 이상의 제어 메시지를 통해 BS(14)에 제공할 수 있다.

RM 서브-코드를 사용하는 것은 디코딩을 단순화시킬 수 있는데, 그 이유는 보다 적은 가능한 코드워드가 사용되기 때문이고, 어느 경우든지, 최소 해밍 거리가 향상되고, 그 결과 보다 신뢰성있는 송신이 얻어진다. 그러나, RM 서브-코드는 코드율을 약간 낮춤으로써 코드율에 영향을 주는데, 그 이유는 코드워드 비트에 대한 인코딩된 비트의 비가 더 낮기(x/n이 k/n보다 낮기) 때문이다.

이용가능한 대역폭에 대해 블록 크기 n이 너무 높을 때 펑처링(puncturing)이 사용된다. 이 경우에, 목표는 코드워드의 크기를 감소시키는 것이고, 그로써 코드율을 증가시키고 송신의 신뢰성을 약간 감소시킨다. 기본적으로, 일부 비트가 각각의 코드워드로부터 "펑처링"(제거)된다. 이것은 코드워드의 길이를 감소시키는 효과가 있지만, 중복성도 감소시킨다. 해밍 거리도 역시 떨어질 수 있는데, 그 이유는 각각의 코드워드에 있는 비트가 적을수록, 하나의 유효한 코드워드로부터 다른 것으로 가기 위해 보다 적은 비트 오류가 필요해 질 것이기 때문이다. 코드워드를 펑처링하는 임의의 방식이 사용될 수 있지만, 해밍 거리의 감소를 최소화하기 위해, 펑처링할 패턴 비트를 사용하는 것은 일부 최적화에 따라 선택될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 모든 패턴의 전수 검색은 어느 것이 최상의 결과를 내는지를 보여줄 수 있다. 주목할 점은, 일부 경우에, 고속 디코딩 알고리즘을 이용하기 위해 전체 코드워드 길이를 사용하는 것이 결정될 수 있다는 것이다.

RM 서브코딩 및 펑처링을 사용하여, (연관된 k 및 n 값과 관련하여) 제어(또는 기타) 메시지 및 이용가능한 송신 자원의 길이에 이상적으로 적합하지 않은 RM 코드를 사용하여 인코딩하기 위해 제어(또는 기타) 메시지를 적응시키는 것이 가능하다. 각종의 상이한 상황에 대해 비교적 적은 수의 RM 코드, 예컨대, 축소된 표(2100)에 열거된 선택된 RM 코드(2005) 또는 심지어 단일 RM 코드가 사용될 수 있다. 다수의 RM 코드가 이용가능한 경우에, 가장 적합한 것이 사용될 수 있고, 코드를 실제 상황에 적응시키기 위해 RM 서브코딩 및/또는 펑처링에 의한 적응이 사용될 수 있다.

RM 서브코딩 또는 펑처링을 사용한 적응은 메시지 길이가 변할 때 특히 유용할 수 있다. 제어 메시지는 사전 정의된 유형 또는 형식을 가진다. 이들은 메시지에 무엇이 들어 있는지를 나타내는 메시지 유형 필드를 포함한다. SS(16)는 메시지 필드 유형을 변경함으로써 고속 피드백 메시지의 내용을 동적으로 변경시킬 수 있다. 이것은 메시지 길이의 작은 변화를 야기할 수 있다. 이러한 작은 변화는 전술한 방법을 사용하여 처리될 수 있다.

Reed-Muller 코딩의 예에서, WiMAX의 CQICH 채널에 대해 3회 반복을 갖는 RM(5, 1)이 제안되었다. 그 경우에, m = 5, r = 1 및 R = 3이다. 이것은 48의 최소 해밍 거리[0.5 - 1 dB SNR(Signal to Noise Ratio) 이득을 나타냄]를 제공한다. 이 경우에, 코드워드마다 2개의 PUSC 타일이 사용되고, QPSK 변조의 경우 총 16개 데이터 톤 또는 32 비트이다. 3회 반복의 경우, 6개의 PUSC 타일로 된 하나의 슬롯이 사용된다.

Reed-Muller 코딩의 예가 이제부터 UMTS와 관련하여 제공될 것이다. 이 예에서, TFCI(transport format combination indicator)의 6-10 비트는 RM(6, 2)를 사용하여 코딩된다. 그러나, 코드워드의 수를 10개의 64(2⁶ = 64) 비트 코드워드로 감소시키기 위해 RM 서브-코드가 사용되었다. 게다가, 48 비트의 블록 크기를 갖기 위해 서브-코드가 펑처링된다. 3-5 비트 TFCI에 대해, 코드워드의 수를 5로 감소시키기 위해 서브-코드에 대해 RM(5, 1)이 사용될 수 있다. 또한, 24 비트의 블록 크기를 달성하기 위해 축소된 코드워드가 펑처링된다. 1 또는 2 비트 길이의 메시지에 대해, 반복 코드가 사용된다.

LTE1과 관련하여 다른 예가 제공될 것이고, LTE에서는 RM 코드가 2 비트 초과의 길이의 메시지인 채널 품질 정보 피드백에 사용된다. 이 예에서, PUSCH에서 송신되는 CQI/PMI에 대해 [RM(5, 2)로부터 도출되는] 길이 14의 32개 코드워드를 산출하는 서브-코드가 사용된다. 20의 블록 크기를 달성하기 위해 서브-코드가 이어서 펑처링된다.

중간 크기의 제어 메시지에 대한 다중화와 관련하여, 주파수 분할 다중화가 제어-타일 기반으로 이용될 수 있다.

이제부터 중간 제어 메시지는 차치하고, 길이가 70-80 비트 또는 그 이상인 제어 메시지와 같은 보다 큰 제어 메시지는 다르게 처리될 수 있다. 예를 들어, 인코딩과 관련하여, 작은 메시지 크기 내지 중간 메시지 크기에 대해 Reed-Muller 코드가 최적의 채널 코딩 옵션이라고 말해지고 있다. 그러나, 더 큰 제어 메시지에 대해, 컨볼루션 코드 또는 기타 인코딩 방식이 더 나은 옵션일 수 있다. 이 예에서, 인코딩 방식의 선택은 제어(또는 기타 송신) 메시지 길이에 적어도 부분적으로 기초할 수 있다. 제어 타일(1705)로 이루어져 있는 특정의 제어 채널을 차지하기보다는, 큰 패킷 제어 메시지가 데이터 트래픽으로서, 예컨대, 송신 데이터가 송신되는 것과 동일한 방식으로 송신될 수 있다. 큰 신호가 또한 추가의 자원을 요청하는 것에 의해 처리될 수 있다. 예를 들어, 큰 제어 메시지를 전달하기 위해 특정의 대역폭 요청이 발생될 수 있다.

제어 자원이 SS(16)에 할당되지만 SS(16)가 할당받은 제어 자원의 양에 대해 너무 긴 제어 메시지를 송신해야만 하는 경우, MS는, 송신 데이터에 대한 송신 자원을 할당받았다면, 송신 데이터와 함께 긴 제어 메시지를 송신할 수 있다. 예를 들어, 제어 메시지가 헤더는 갖지만 사용자 데이터 페이로드는 갖지 않는 MAC 계층 프로토콜 데이터 단위의 형태로 송신될 수 있다. 대안으로서, 상기 시나리오에서, SS(16)는 추가의 제어 자원에 대한 요청을 포함하는 고속 피드백 메시지를 선택할 수 있다. 이 결과 단일 송신을 위한 고정된 수의 자원이 할당될 수 있다. 또 다른 대안에서, SS(16)는 또한 보통의 대역폭 요청을 포함하는 메시지 유형을 선택함으로써 할당된 자원을 갖는 제어 시그널링에 부가하여 제어 시그널링을 송신할 수 있다. 이러한 경우에, SS(16)는 필요한 송신 자원의 양을 알려줄 수 있다.

이제부터 검출측을 참조하면, 상이한 검출 방식이 가능하다. 신호 및 파일럿 설계는 사용된 검출 방식에 의존할 수 있다. 상세하게는, 사용된 특정의 검출 방식은 비트 오류율(bit error rate, BER)에 영향을 줄 수 있고, 따라서 제어 신호에 필요한 견고성을 달성하기 위해 사용되는 인코딩/변조의 최상의 선택에 영향을 줄 수 있다. 이들은 2개의 광의 부류, 즉, 시퀀스 검출 및 심볼-레벨 검출로 분류될 수 있다.

시퀀스 검출에서, 각각의 (예컨대, QPSK) 심볼의 확률, 가중치, 및/또는 값에 기초하여 수신된 심볼 시퀀스에 대해 소프트 검출이 수행된다. 시퀀스 검출은 수신기가 유효한 코드워드의 전체 집합을 알고 있을 것을 필요로 한다. 수신기는, 예를 들어, 모든 코드워드에 대한 전수 검색을 할 수 있다. 한 예에서, 각각의 수신된 심볼에 대해 가중치가 할당되고, 가중치는 확률론적 방법을 사용하여 가장 적합한 것(match)을 찾기 위해 사용된다. 시퀀스 검출은 위상 추정치를 수반할 수 있고, 이를 위해 수신기는 주어진 적합한 것이 얼마나 좋은지를 알기 위해 위상을 추정할 수 있어야만 한다. 어느 코드워드가 수신되었는지를 결정하는 것은 (예컨대, 모든 ST에서) 신호의 위상을 조사하는 것 및 어느 코드워드가 수신되었는지를 결정하기 위해 확률론적 논리를 적용하는 것을 포함할 수 있다. 시퀀스 검출은 물리(PHY) 레벨에서 행해지고, 물리 레벨 오류 검출을 제공한다. 그에 따라, 대수적 오류 검출(algebraic error detection)이 필요하지 않다.

심볼-레벨 검출에서, 복조가 심볼별로 행해지고, 각각의 심볼이 코드워드를 이루고 있는 다른 심볼과 관계없이 복조될 수 있다. 각각의 심볼에 대해, 어느 심볼이 수신되었는지에 관한 결정이 행해진다. 이를 위해, 위상을 추정할 수 있어야 할 필요는 없고, 수신기가 어느 심볼을 수신했는지에 관한 결정을 할 수 있기만 하면 된다. 신호가 복조되어 이제 디지털 형태로 되어 있으면, 디지털 영역에서 대수적(예컨대, Reed-Muller) 디코딩이 행해진다. 오류 검출 및 정정(적용가능한 경우) 둘다가 대수적으로 적용된다. 이 방식의 경우, 수신기가 코드워드의 집합을 가질 필요가 없다.

일반적으로 말하면, 검출이 또한 코히런트 검출 및 비코히런트 검출의 2개의 부류로 분류될 수 있다. 코히런트 검출에서, 파일럿 신호는 채널 추정을 도출하는 것을 가능하게 하거나 용이하게 하기 위해 사용된다. 양호한 채널 추정 품질을 갖는 코히런트 검출은 높은 SNR에서 높은 코드율에 대한 양호한 옵션일 수 있다.

비코히런트 검출에서, 2개의 옵션: 파일럿 지원(pilot-assisted) 및 비파일럿 지원(non-pilot assisted)이 있다. 비파일럿 지원 비코히런트 검출에서, 파일럿 신호 대신에 널 파일럿이 송신될 수 있다. 도 18b를 참조하여 이상에서 언급한 바와 같이, 파일럿 신호를 널 신호로 대체하는 것은 타일 내의 다른 블록(1425)에 이용가능한 더 많은 전력을 남겨둘 수 있고, 따라서 향상된 검출을 위해 이들 블록에 대해 데이터 톤 전력이 증가될 수 있다. 비코히런트 방법에서는, 채널 추정이 필요하지 않을 수 있다. 비코히런트 검출이 낮은 코드율 및 낮은 SNR에 대한 양호한 옵션일 수 있다. 파일럿 지원 비코히런트 검출은 훨씬 더 정확한 검출을 도출하기 위해 파일럿 신호를 사용하는 비코히런트 검출 방법이다.

전술한 제어 타일을 사용하여 2개의 파일럿과 함께 송신되는 QPSK 신호의 코히런트 시퀀스 검출의 예에서, 추정된 코드워드는 수학식 8에 따라 도출된다.

여기서, y_ijk는 수신 안테나 번호 k에서 수신된 심볼을 나타낸다. 수신기는 1, 2 또는 4개의 수신 안테나를 포함할 수 있고, 예를 들어, p는 코드워드를 나타내고,

는 수신된 심볼이다. 다른 입력

는 타일 i의 데이터 톤 j에 대한 수신기의 k번째 수신 안테나와 송신 안테나 사이의 추정된 채널을 나타낸다. 수신기에 수신된 각각의 타일(1705) 상의 2개의 파일럿 신호(1805)에 기초하여 채널이 추정된다. 한 예에서, 2개의 파일럿 신호가 제어 타일에 걸쳐 평균될 수 있다. 알 수 있는 바와 같이, 수학식 7에 p_ij가 존재하는 것에 의해, 이 시퀀스 검출 방법은 코드북 P를 알고 있을 것을 필요로 한다.

상기 코히런트 시퀀스 검출 방식에서, 오류 검출은 수학식 9에 따라 정의될 수 있다.

여기서, Th는 임계값이고, 이 임계값이 초과되면, 검출된 코드워드에서 오류가 검출된 것으로 간주되고, 임계값이 초과되지 않아서 상기 부등식이 성립하면, 검출된 코드워드가 유효한 것으로 간주된다.

전술한 제어 타일을 사용하여 2개의 파일럿과 함께 송신되는 QPSK 신호의 시퀀스 검출도 역시 비코히런트적으로 수행될 수 있다. 앞서 언급한 바와 같이 그리고 이하의 식으로부터 명백할 것인 바와 같이, 이 방식에 따른 채널 추정이 필요하지 않다. 비코히런트(무파일럿) 신호 검출을 정의하는 수학식 10은 채널 추정치 입력을 포함하지 않는다.

파일럿 지원 비코히런트 시퀀스 검출에서, 파일럿 신호로부터 도출된 정보가, 수학식 11에 나타낸 바와 같이, 훨씬 더 정확한 검출을 도출하는 데 사용될 수 있고, 여기서 t_im은 타일 i의 파일럿 m을 나타낸다.

여기서 설명한 무파일럿 및 파일럿 지원 비코히런트 시퀀스 검출 방식 둘다에서, 코드북을 알고 있을 것을 필요로 한다.

본 명세서에 기술된 바와 같은 비코히런트 검출에서, 오류 검출이 수학식 12에 따라 정의된다.

여기서 다시, Th는 임계값으로서, 임계값이 초과되면, 검출된 코드워드에서 오류가 검출된 것으로 간주된다. 임계값이 초과되지 않고 상기 부등식이 성립하면, 검출된 코드워드가 유효한 것으로 간주된다.

지금까지 기술된 검출 방식은 QPSK 복조를 가정하였다. DPSK 복조가 사용되는 경우, 상이한 수식이 적용될 것인데, 그 이유는 심볼이 동일한 방식으로 복조되지 않기 때문이다. 우선, DPSK 복조는 차분 위상 검출을 이용한다. 차분 위상 검출에서, y_i가 DPSK 심볼 z_i에 대응하는 수신된 심볼이면, 다음과 같다.

차분 위상 검출 이후에, 시퀀스 검출이 행해지거나 심볼-레벨 검출이 행해질 수 있다. 시퀀스 검출이 이용되는 경우, 코드워드가 수학식 14에 따라 도출된다.

정규화된 상관에 대한 임계값을 설정함으로써 이 검출기에 의해 추가로 오류 검출이 가능하다.

한편, 심볼-레벨 검출이 이용되는 경우, 제1 역반복(derepetition) 단계가 수행되어야만 한다. 역반복은 MRC(maximal-ratio combining)를 이용하고 그로써 복제된 심볼이 서로 가산된다. 예를 들어,

및

가 동일한 심볼의 2개의 복제본인 경우, 이들이 서로 가산된다.

MRC 이후에, 모든 심볼에 대해 이들이 어느 심볼을 나타내는지에 관한 경판정이 행해진다. 모든 복소 심볼은 따라서 2개의 이진 비트로 디매핑된다. 이진 비트는 수신된 이진 워드

를 형성한다. 이어서, RM 디코딩이 적용된다. c는 이어서 정보 비트 b로 디코딩되고, 검출된 오류의 가중치가 주어진 임계값을 초과하면, b는 유효하지 않은 것으로 간주되고, 오류가 검출된다.

도 22는 어느 검출 방식이 사용될 것인지의 결정을 좌우하는 결정 트리(2200)를 나타낸 것이다.

먼저, 루트(2205)에서, 송신할 데이터를 인코딩하기 위해 인코딩 방식이 사용된다. 이 경우에, 인코딩 방식은 전술한 RM 인코딩이다. 분기(2210, 2215)는, 인코딩된 데이터가 각각 DPSK 또는 QPSK를 사용하여 변조되는지를 나타낸다.

분기(2210)에서 시작하여, 기준 심볼이 송신의 양측에서 합의되거나 이들에 알려지고(z₀를 상기할 것), 기준 심볼을 이용하는 차분 복조가 수신기단에서 행해진다. 차분 복조 후에, 2개의 가능한 분기가 있다. 분기(2220)를 따라, 수신기는 전술한 방식으로 시퀀스 검출을 수행하고, 오류 정정/검출이 이어진다.

차분 복조 후에 분기(2225)가 이용되는 경우, 이것은, 전술한 바와 같이, 심볼-레벨 검출이 행해질 것임을 의미한다. 심볼-레벨 검출 이전에, 기술된 바와 같이, 역반복이 MRC를 사용하여 먼저 행해지고, 이어서 실제의 심볼 레벨 검출이 있게 된다. 검출로부터 얻어진 논리적 데이터가 이어서 RM 디코딩된다.

루트로 되돌아가서, 인코딩된 메시지가 QPSK를 사용하여 변조된 경우(분기 2215), 얻어진 신호의 2가지 경우가 있을 수 있다(파일럿 신호가 존재하거나 또는 대신에 널 신호가 존재함). 널 신호가 존재하는 경우(분기 2230), 전술한 바와 같이, 무파일럿 비코히런트 시퀀스 검출이 행해져야만 한다. 한편, 파일럿 신호가 존재하는 경우(분기 2235), 파일럿 신호를 무시함으로써 여전히 무파일럿 비코히런트 시퀀스 검출이 수행될 수 있다(분기 2240). 한편, 신호의 존재는 전술한 방식으로 파일럿 지원 비코히런트 시퀀스 검출을 수행하는 가능성을 열어둔다. 이것이 분기(2545)로서 나타내어져 있다. 분기(2250)는 채널을 추정하기 위해 파일럿 신호를 사용하여, 상기한 바와 같이, 코히런트 시퀀스 검출을 수행하는 옵션을 나타낸다. 마지막으로, 결정 분기(2255)에 나타낸 바와 같이, 또한 물리적 레벨 검출보다는 논리적 복원된 데이터에 대해 RM 디코딩을 이용함으로써 심볼-레벨 검출을 수행할 수 있다. 이것에 대해, 역반복/MRC 결합이 행해져야만 하고, 앞서 기술된 바와 같이 심볼-레벨 검출이 경판정에 의해 통보된다. 마지막으로, 검출된 경판정된 논리 심볼에 대해 RM 디코딩이 행해진다.

상향링크 제어 신호의 송신을 위해 몇가지 개방 루프 MIMO 방식이 이용될 수 있다. 이들은 비코히런트 검출 또는 DPSK를 사용할 때 타일별로 CCD(code division duplexing)를 적용하는 것을 포함할 수 있다. 코히런트 검출이 사용되는 경우 CCD는 블록(1425)별로 적용될 수 있다. 또한, 비코히런트 검출에서 차분 공간-시간 코드(STC)가 사용될 수 있다.

본 출원의 전술한 실시예는 단지 예로 의도된다. 본 기술분야의 통상의 기술자라면 본 출원의 범위를 벗어나지 않고 특정의 실시예에 대한 변경, 수정 및 변형을 실시할 수 있다.

Claims (21)

1. 가입자국과 통신하는 방법으로서,
   제1 상향링크 제어 신호를 수신하도록 제1 상향링크 제어 송신 자원으로서 사용될 제1 송신 자원 집합을 할당하는 단계 - 상기 제1 상향링크 제어 송신 자원은 상기 가입자국에 의해 복수의 원격 가입자국과 공유됨 -;
   제2 상향링크 제어 신호를 수신하도록 제2 상향링크 제어 송신 자원으로서 사용될 제2 송신 자원 집합을 할당하는 단계 - 상기 제2 상향링크 제어 송신 자원은 상기 가입자국에 의해 사용될 상향링크 제어 채널이고, 상기 제2 상향링크 제어 송신 자원은 블록 코드 인코딩된 송신을 위해 예약되어 있음 -;
   상기 제1 송신 자원 집합과 상기 제2 송신 자원 집합의 할당을 상기 가입자국에 통신하는 단계;
   상기 가입자국으로부터 제3 송신 자원 집합 상의 제3 상향링크 제어 신호를 수신하는 단계 - 상기 제3 송신 자원 집합은 데이터 트래픽으로 수신되고, 상기 제3 상향링크 제어 신호는 컨볼루션 코드(convolutional code)를 이용하여 인코딩됨 -
   를 포함하는, 방법.
2. 제1항에 있어서,
   상기 제1 상향링크 제어 송신 자원은 제1 확산 시퀀스들을 이용하고 상기 제2 상향링크 제어 송신 자원은 제2 확산 시퀀스들을 이용하고, 상기 제2 확산 시퀀스들은 상기 제1 확산 시퀀스들과 상이한, 방법.
3. 제2항에 있어서,
   상기 제1 상향링크 제어 송신 자원은 상기 제1 확산 시퀀스들을 코드 분할 다중화(CDM) 인코딩된 송신을 하는데 이용하는, 방법.
4. 제1항에 있어서,
   상기 가입자국에 상기 제3 송신 자원 집합을 할당하는 단계
   를 더 포함하는, 방법.
5. 제1항에 있어서,
   상기 가입자국에 의해 상기 제1 및 제2 송신 자원 집합 중 대응하는 하나 상의 상기 제1 및 제2 상향링크 제어 신호 중 하나의 송신이 있는지를 리스닝하는 단계
   를 더 포함하는, 방법.
6. 제5항에 있어서,
   상기 가입자국으로부터 상기 제1 및 제2 송신 자원 집합 중 대응하는 하나 상의 상기 제1 및 제2 상향링크 제어 신호 중 하나의 송신을 수신하는 단계 - 상기 제1 및 제2 상향링크 제어 신호 중 하나는 상기 제1 및 제2 송신 자원 집합 중 적어도 하나의 다른 하나 상의 다른 상향링크 제어 신호들과 다중화되어 있지 않음 -
   를 더 포함하는, 방법.
7. 제1항에 있어서,
   상기 제2 상향링크 제어 송신 자원은 Reed-Muller 인코딩된 송신을 위해 예약된, 방법.
8. 집적 회로로서,
   제1 상향링크 제어 신호를 위해 제1 상향링크 제어 송신 자원으로서 사용될 제1 송신 자원 집합을 할당하기 위한 회로;
   제2 상향링크 제어 신호를 위해 제2 상향링크 제어 송신 자원으로서 사용될 제2 송신 자원 집합을 할당하기 위한 회로 - 상기 제2 상향링크 제어 송신 자원은 상향링크 제어 채널이고, 상기 제2 상향링크 제어 송신 자원은 블록 코드 인코딩된 송신을 위해 예약되어 있음 -;
   제3 송신 자원 집합을 할당하기 위한 회로;
   상기 제3 송신 자원 집합 상의 제3 상향링크 제어 신호를 수신하기 위한 회로 - 상기 제3 상향링크 제어 신호는 컨볼루션 코드를 이용하여 인코딩됨 -
   를 포함하는, 집적 회로.
9. 제8항에 있어서,
   상기 집적 회로는 복수의 집적 회로들을 포함하는, 집적 회로.
10. 제8항에 있어서,
    상기 제1 상향링크 제어 송신 자원은 제1 확산 시퀀스들을 이용하고 상기 제2 상향링크 제어 송신 자원은 제2 확산 시퀀스들을 이용하고, 상기 제2 확산 시퀀스들은 상기 제1 확산 시퀀스들과 상이한, 집적 회로.
11. 제10항에 있어서,
    상기 제1 상향링크 제어 송신 자원은 상기 제1 확산 시퀀스들을 코드 분할 다중화(CDM) 인코딩된 송신을 하는데 이용하는, 집적 회로.
12. 제8항에 있어서,
    가입자국으로부터 상기 제1 및 제2 송신 자원 집합 중 대응하는 하나 상의 상기 제1 및 제2 상향링크 제어 신호 중 하나의 송신을 수신하기 위한 회로 - 상기 제1 및 제2 상향링크 제어 신호 중 하나는 상기 제1 및 제2 송신 자원 집합 중 적어도 하나의 다른 하나 상의 다른 상향링크 제어 신호들과 다중화되어 있지 않음 -
    를 더 포함하는, 집적 회로.
13. 제8항에 있어서,
    상기 제2 상향링크 제어 송신 자원은 Reed-Muller 인코딩된 송신을 위해 예약된, 집적 회로.
14. 제8항에 있어서,
    가입자국에 상기 제3 송신 자원 집합을 할당하기 위한 회로
    를 더 포함하는, 집적 회로.
15. 제8항에 있어서,
    가입자국에 의해 상기 제1 및 제2 송신 자원 집합 중 대응하는 하나 상의 상기 제1 및 제2 상향링크 제어 신호 중 하나의 송신이 있는지를 리스닝하기 위한 회로
    를 더 포함하는, 집적 회로.
16. 기지국으로서,
    제1 상향링크 제어 신호를 위해 제1 상향링크 제어 송신 자원으로서 사용될 제1 송신 자원 집합을 할당하도록 구성된 기저대역 프로세서 - 상기 기저대역 프로세서는 제2 상향링크 제어 신호를 위해 제2 상향링크 제어 송신 자원으로서 사용될 제2 송신 자원 집합을 할당하도록 더 구성되고, 상기 제2 상향링크 제어 송신 자원은 상향링크 제어 채널이고, 상기 제2 상향링크 제어 송신 자원은 블록 코드 인코딩된 송신을 위해 예약되어 있음 -;
    상기 제1 송신 자원 집합과 상기 제2 송신 자원 집합의 할당을 가입자국에 통신하도록 구성된 송신 회로;
    상기 가입자국으로부터 제3 송신 자원 집합 상의 제3 상향링크 제어 신호를 수신하도록 구성된 수신 회로 - 상기 제3 상향링크 제어 신호는 데이터 트래픽으로 수신되고, 상기 제3 상향링크 제어 신호는 컨볼루션 코드를 이용하여 인코딩됨 -
    를 포함하는, 기지국.
17. 제16항에 있어서,
    상기 수신 회로는 상기 가입자국으로부터 상기 제1 및 제2 송신 자원 집합 중 대응하는 하나 상의 상기 제1 및 제2 상향링크 제어 신호 중 하나의 송신을 수신하도록 더 구성되는 - 상기 제1 및 제2 상향링크 제어 신호 중 하나는 상기 제1 및 제2 송신 자원 집합 중 적어도 하나의 다른 하나 상의 다른 상향링크 제어 신호들과 다중화되어 있지 않음 -, 기지국.
18. 제16항에 있어서,
    상기 제1 상향링크 제어 송신 자원은 제1 확산 시퀀스들을 코드 분할 다중화(CDM) 인코딩된 송신을 하는데 이용하고, 상기 제2 상향링크 제어 송신 자원은 제2 확산 시퀀스들을 이용하고, 상기 제1 확산 시퀀스들은 상기 제2 확산 시퀀스들과 상이한, 기지국.
19. 제16항에 있어서,
    상기 제2 상향링크 송신 자원은 무파일럿 통신(pilot-free communication)을 위해 예약되는, 기지국.
20. 제16항에 있어서,
    상기 기저대역 프로세서는 상기 가입자국에 상기 제3 송신 자원 집합을 할당하도록 더 구성되는, 기지국.
21. 제16항에 있어서,
    상기 수신 회로는 상기 가입자국에 의해 상기 제1 및 제2 송신 자원 집합 중 대응하는 하나 상의 상기 제1 및 제2 상향링크 제어 신호 중 하나의 송신이 있는지를 리스닝하도록 더 구성되는, 기지국.

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