KR20160144857A - 다단 직렬 전원 장치 - Google Patents

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KR20160144857A
KR20160144857A KR1020150081556A KR20150081556A KR20160144857A KR 20160144857 A KR20160144857 A KR 20160144857A KR 1020150081556 A KR1020150081556 A KR 1020150081556A KR 20150081556 A KR20150081556 A KR 20150081556A KR 20160144857 A KR20160144857 A KR 20160144857A
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inductor
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KR1020150081556A
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박상갑
박현서
오지연
류동균
권기현
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주식회사 솔루엠
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M2001/0074—

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Abstract

다단 직렬 전원 장치는, 입력되는 교류 전압을 직류 전압으로 승압하도록 구성된 제1 컨버터; 상기 제1 컨버터에 의해 승압된 직류 전압을 승압하거나 또는 필터로 동작하도록 구성된 제2 컨버터; 및 상기 입력되는 교류 전압의 크기에 따라 상기 입력되는 교류 전압을 상기 제1 컨버터 및 상기 제2 컨버터에 의해 분압하여 승압하거나 또는 상기 제1 컨버터에 의해 상기 입력되는 교류 전압을 승압하고 상기 제2 컨버터는 필터로 동작하도록 상기 제1 컨버터 및 상기 제2 컨버터를 제어하는 컨트롤러를 포함할 수 있다.

Description

다단 직렬 전원 장치{MULTI-STAGE POWER SUPPLY}
본 출원은, 전원 장치에 관한 것이다.
현대의 모든 전자 디바이스들은 IC(Intergrated Circuit)의 발전과 더불어 소형화, 경량화 되어가고 있으며, 전원 장치도 이와 같은 추세로 따라가도록 요구되고 있다. 이러한 요구 맞는 스위칭 전원은 직류를 고주파로 변환하고, 이를 다시 직류로 변환함으로써 전원이 소용화, 경량화됨은 물론, 효율을 높일 수 있는 장점이 있으므로 최근에 설계되는 통신 시스템이나 전자기기 장치, 컴퓨터 등에는 이러한 방식의 전원이 필수적이다. 최초의 스위칭 전원은 신뢰도면에서 극히 저조하였으나 반도체 소자 등의 눈부신 발전에 따라 현재는 매우 신뢰도가 높은 전원 장치로 실현되고 있다. 스위칭 소자로는 BLT, MOSFET가 주축을 이루고 있는데, 주파수를 MHz대까지 실용화 가능성이 입증되고 있다. 특히 고주파에서 고전압, 대전력을 얻기 위한 소자로는 FET(Field Effect Transistor)의 일종인 SIT(Silicon Induction Transistor)가 실용화되며, SMPS(Switching Mode Power Supply) 또는 고주파 송신기 등에 사용이 점자로 증가하고 있다.
그 중에, 최근 태양광 발전, 풍력발전, 연료전지 등 신재생 에너지의 개발과 더불어 전력품질 개선을 위한 사회적 관심도가 증대되고 있다. 특히 교류(AC)를 직류(DC)로 변환하는 전력변환 장치에서 일반적으로 커패시터 입력형 정류회로가 많이 사용되어 왔다. 이러한 회로의 입력전류는 입력전압의 피크 부분에서 흐르는 펄스형으로 되어 입력 역률이 낮으며 많은 고조파 성분이 포함된 전류로 전원계통에 나쁜 영향을 주게 되어 심각한 문제가 된다. 이러한 관점에서 정류회로의 역률 개선과 고주파제어 등의 파형 개선이 중요한 과제로 주어진다.
이를 해결하기 위해 AC 입력단 정류회로에 강압, 승압 또는 승강압 초퍼를 접속해서 입력전류를 정현파로 제어하여 파형 개선을 이루고 입력 역률을 단위 역률로 개선하는 역률 개선형(PFC) 컨버터들이 많이 연구되고 있다.
상술한 역률 개선용 컨버터의 동작 모드는 인덕터에 흐르는 전류의 파형에 따라 불연속 도통 모드(Discontinous Conduction Mode, DCM), 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode, CCM), 임계 도통 모드(CRitical conduction Mode, CRM)로 구분될 수 있으며, 연속 도통 모드(CCM)의 경우 그 제어가 복잡하고 사용되는 소자들은 높은 전압과 전류에서 동작되므로, 스트레스가 증가되는 문제가 있다. 따라서, 역률 개선용 컨버터는 불연속 도통 모드(DCM) 또는 임계 도통 모드(CRM) 모드로 주로 사용된다.
도 1a에는 일반적인 역률 개선용 컨버터가, 도 1b에는 도 1a에 도시된 역률 개선용 컨버터의 동작 모드 중 임계 도통 모드에서의 주요부 파형이 도시되어 있다.
도 1a 및 도 1b에 도시된 바와 같이, 일반적인 역률 개선용 컨버터로 입력되는 교류 전압(AC)은 입력 커패시터(Cin), EMI 필터(10), 정류부(20)를 순차로 거치며, 정류부(20)에 의해 정류된 전압(Vin)은 부스트 컨버터(30)의 입력단으로 입력될 수 있다. 도 1b에서 Vin은 부스트 컨버터(30)의 입력 전압, IL은 인덕터(L)에 흐르는 전류, I_avg는 인덕터 전류(IL)의 평균값, S_SW는 스위치(SW)의 스위칭 신호이다.
부스트 컨버터(30)는 인덕터(L), 스위치(SW), 다이오드(D) 및 출력 커패시터(Cout), 전류 검출용 저항(R) 및 컨트롤러(31)를 포함하며, 컨트롤러(31)는 전류 검출용 저항(R)을 통해 인덕터(L)에 흐르는 전류(IL)를 전압 형태로 검출한 후 스위치(SW)의 턴온 시점을 제어하는데 사용하므로, 영전류 스위칭이 가능하다.
하지만, 스위치(SW)의 턴 오프 동작은 최대 인덕터 전류에서 동작하는 하드 스위칭이 되므로, 여전히 스위치 손실과 스트레스가 증가하는 문제점이 있다. 특히 고주파에서 스위칭될 경우 스위칭 손실이 더욱 커진다.
본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 효율을 증가시킴과 동시에 스위치 손실과 스트레스를 감소시킴과 동시에 소자들을 소형 경량화할 수 있는 다단 직렬 전원 장치를 제공한다.
본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 입력되는 교류 전압을 직류 전압으로 승압하도록 구성된 제1 컨버터; 상기 제1 컨버터에 의해 승압된 직류 전압을 승압하거나 또는 필터로 동작하도록 구성된 제2 컨버터; 및 상기 입력되는 교류 전압의 크기에 따라 상기 입력되는 교류 전압을 상기 제1 컨버터 및 상기 제2 컨버터에 의해 분압하여 승압하거나 또는 상기 제1 컨버터에 의해 상기 입력되는 교류 전압을 승압하고 상기 제2 컨버터는 필터로 동작하도록 상기 제1 컨버터 및 상기 제2 컨버터를 제어하는 컨트롤러를 포함하는 다단 직렬 전원 장치를 제공한다.
본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 2개의 컨버터를 직렬 연결하고, 입력 전압의 크기에 따라 전단 컨버터는 교류-직류 컨버터 및 역률 개선용으로 후단 컨버터는 직류-직류 컨버터로 동작하도록 입력 전압을 분압하여 승압시키거나 또는 전단 컨버터는 교류-직류 컨버터 및 역률 개선용으로 사용하여 입력 전압을 승압시키고 후단 컨버터는 단순히 필터로 기능하도록 고주파수에서 스위칭함으로써, 효율을 증가시킴과 동시에 스위치 손실과 스트레스를 감소시킴과 동시에 소자들을 소형 경량화할 수 있다.
도 1a은 일반적인 역률 개선용 컨버터의 회로도이다.
도 1b는 도 1a에 도시된 역률 개선용 컨버터의 동작 모드 중 임계 도통 모드에서의 주요부 파형이다.
도 2는 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 다단 직렬 전원 장치의 회로도이다.
도 3은 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 다단 직렬 전원 장치의 회로도이다.
도 4는 본 발명의 제3 실시 형태에 따른 다단 직렬 전원 장치의 회로도이다.
도 5는 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 다단 직렬 전원 장치의 회로도이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시형태를 설명한다. 그러나 본 발명의 실시형태는 여러 가지의 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 이하 설명하는 실시형태로만 한정되는 것은 아니다. 도면에서의 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있으며, 도면상의 동일한 부호로 표시되는 요소는 동일한 요소이다.
가. 제1 실시 형태
도 2는 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 다단 직렬 전원 장치의 회로도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 전원 장치는, 입력 커패시터(Cin), EMI 필터(10), 정류부(20), 제1 컨버터(210), 제2 컨버터(220) 및 컨트롤러(230)를 포함할 수 있다.
구체적으로, 교류 전압(AC)은 크기가 가변될 수 있는 전압으로, 그 크기는 예를 들면 90V 내지 264V 사이의 값을 가질 수 있다. 입력된 교류 전압은 입력 커패시터(Cin)에 의해 필터링되어 저장되며, 입력 커패시터(Cin)에 저장된 전압은 EMI(Electro Magnetic Interference) 필터(10)에 의해 잡음이 제거된 후 정류부(20)를 거쳐 제1 컨버터(210)로 입력될 수 있다.
한편, 제1 컨버터(210)는 교류 전압을 직류 전압으로 승압하여 직류 전압(Vo1)을 출력하며, 역률을 개선하기 위한 AC/DC 컨버터로 사용될 수 있다.
구체적으로, 제1 컨버터(210)는, 도 2에 도시된 바와 같이, 제1 인덕터(L1), 제1 스위치(Q1), 제2 스위치(Q2), 제1 출력 커패시터(C1)를 포함하며, 제1 스위치(Q1), 제2 스위치(Q2)는 컨트롤러(230)의 제어 신호(S1, S2)에 따라 스위칭될 수 있다. 도 2에서, 스위치(Q2)는 기존 부스트 컨버터의 출력 다이오드를 대체하기 위한 것으로, 고주파수에서 동작할 때 출력 다이오드에 의한 손실을 저감하기 위한 것이다.
그리고, 제2 컨버터(220)는, 제1 컨버터(210)의 출력 전압(Vo1)을 높은 직류 전압으로 승압하기 위한 DC/DC 컨버터이거나 또는 단순히 필터로 기능할 수 있다.
구체적으로, 제2 컨버터(220)는, 도 2에 도시된 바와 같이, 제2 인덕터(L2), 제3 스위치(Q3), 제4 스위치(Q4), 제2 출력 커패시터(C2)를 포함하며, 제3 스위치(Q3), 제4 스위치(Q4)는 컨트롤러(230)의 제어 신호(S3, S4)에 따라 스위칭될 수 있다. 도 2에서, 스위치(Q4)는 기존 부스트 컨버터의 출력 다이오드를 대체하기 위한 것으로, 고주파수에서 동작할 때 출력 다이오드에 의한 손실을 저감하기 위한 것이다.
한편, 컨트롤러(230)는 교류 전압(AC)의 크기에 따라 교류 전압을 제1 컨버터(210) 및 제2 컨버터(220)에 의해 분압하여 승압하도록 제어 신호(S1 내지 S4)를 생성하거나 또는 제1 컨버터(210)에 의해 입력되는 교류 전압을 승압하고 제2 컨버터(220)는 필터로 동작하도록 제어 신호(S1 내지 S4)를 생성하여 제1 컨버터(210) 및 제2 컨버터(220)를 제어할 수 있다. 여기서, 제어 신호(S1 내지 S4) 중 제1 제어 신호(S1)와 제2 제어 신호(S2)는 상호 반전된 신호이며, 제어 신호(S1 내지 S4) 중 제3 제어 신호(S3)와 제4 제어 신호(S4)는 상호 반전된 신호일 수 있다.
구체적으로, 컨트롤러(230)는 입력 전압(AC)의 크기 및 제1 컨버터(210)의 승압 가능한 전압 범위에 따라 제1 컨버터(210) 및 제2 컨버터(220)를 제어할 수 있다.
즉, 컨트롤러(230)는 제1 컨버터(210)의 승압 가능한 전압 범위를 미리 알고 있으며, 제1 컨버터(210)만을 사용하여 입력 전압(AC)의 크기로부터 원하는 출력 전압을 얻을 수 있는 경우에는 제1 컨버터(210)만을 사용하여 승압을 수행하되, 제2 컨버터(220)를 필터로 기능하도록 할 수 있다.
또는 컨트롤러(230)는 제1 컨버터(210)만을 사용하여 입력 전압(AC)의 크기로부터 원하는 출력 전압을 얻을 수 없는 경우에는 분압하여 승압하도록 각 컨버터(210, 220)를 제어할 수 있다.
예를 들면, 입력 전압(AC)의 크기가 90V인 경우, 컨트롤러(230)는 제1 컨버터(210)가 90V 전압을 입력받아 180V를 출력하고, 제2 컨버터(220)가 180V의 전압을 입력받아 390V의 출력 전압을 출력하도록 제1 컨버터(210) 및 제2 컨버터(220)를 제어할 수 있다.
또는, 입력 전압(AC)의 크기가 264V인 경우, 컨트롤러(230)는 제1 컨버터(210)는 264V 전압을 입력받아 390V를 출력하고, 제2 컨버터(220)는 단순히 필터로 기능하도록 제1 컨버터(210) 및 제2 컨버터(220)를 제어할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 2개의 컨버터를 직렬 연결하고, 입력 전압의 크기에 따라 전단 컨버터는 교류-직류 컨버터 및 역률 개선용으로 후단 컨버터는 직류-직류 컨버터로 동작하도록 입력 전압을 분압하여 승압시키거나 또는 전단 컨버터는 교류-직류 컨버터 및 역률 개선용으로 사용하여 입력 전압을 승압시키고 후단 컨버터는 단순히 필터로 기능하도록 고주파수에서 스위칭함으로써, 효율을 증가시킬 수 있으며, 스위치 손실과 스트레스를 감소시킴과 동시에 커패시터나 인덕터와 같은 소자들을 소형 경량화할 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 정류부(20)와 DC/DC 컨버터(220) 사이에 별도의 AC/DC 컨버터(210)를 두기 때문에 홀드업 타임의 개선도 가능한 효과가 있다.
한편, 하기는 각 소자의 설계를 위한 사항이다.
(1) 최대 스위치 전류 계산
스위치 전류를 계산하는 첫 번째 단계는, 하기의 수학식 1과 같이, 최소 입력 전압을 위한 듀티 사이클(D)을 결정하는 것입니다. 입력전압이 최소일 때 스위치 전류가 최대이므로, 최소입력 전압을 사용할 수 있다.
[수학식 1]
Figure pat00001
여기서, VIN ( min )은 최소 입력 전압, VOUT은 원하는 출력 전압, η은 컨버터의 효율(예: 약 80%)일 수 있다.
한편, 컨버터는 손실된 에너지도 전달해야 하기 때문에 효율이 듀티 사이클 계산에 추가됩니다. 이러한 계산은 효율을 고려하지 않은 방정식보다 현실적인 듀티 사이클을 제공합니다. 예상 효율, 예: 80%(부스트 컨버터의 최저 효율로 적절함)를 사용하거나 선택한 컨버터의 데이터 시트 섹션의 일반적인 특성을 확인합니다.
최대 스위치 전류를 계산하는 다음 단계는, 하기의 수학식 2와 같이, 인덕터 리플 전류를 결정하는 것입니다. 컨버터 데이터 시트에서 일반적으로 IC와 사용할 수 있는 특정 인덕터 또는 인덕터 범위가 지정됩니다. 리플 전류를 계산하기 위해, 권장 범위의 중간값인 인덕터값을 사용하거나 데이터 시트에 아무것도 제공되지 않은 경우 이 애플리케이션의 Inductor Selection 섹션에서 계산된 인덕터값을 사용합니다.
[수학식 2]
Figure pat00002
여기서, VIN ( min )은 최소 입력 전압이며, D는 수학식 1에 얻은 듀티 사이클, fs는 컨버터의 최소 스위칭 주파수이며, L은 선택한 인덕터값일 수 있다.
다음, 선택한 IC가 최대 출력 전류를 제공할 수 있는지 하기의 수학식 3에 따라 결정해야 합니다.
[수학식 3]
Figure pat00003
여기서, ILIM ( min )은 내장된 스위치의 전류 제한의 최소값(데이터 시트에 제공)이며, ΔIL은 계산된 인덕터 리플 전류(수학식 2 참조)이며, D는 수학식 1에서 계산된 듀티 사이클이며, 선택한 IC의 최대 출력 전류에 대해 계산된 값이며, IMAXOUT이 시스템에 필요한 최대 출력 전류보다 작은 경우 더 높은 스위치 전류 제한을 갖는 다른 IC를 사용해야 합니다. IMAXOUT의 계산 값이 필요한 값보다 약간 작은 경우에만 선택된 IC를 사용할 수 있습니다. 더 높은 인덕턴스는 리플 전류를 줄이므로 선택한 IC에서 최대 출력 전류를 증가시킵니다. 계산된 값이 응용 분야의 최대 출력 전류보다 높은 경우 시스템에서의 최대 스위치 전류가 계산됩니다.
[수학식 4]
Figure pat00004
여기서, ΔIL은 계산된 인덕터 리플 전류(수학식 2 참조), IOUT ( max )은 애플리케이션에 필요한 최대 출력 전류이며, D는 계산된 듀티 사이클(수학식 1 참조)로, 최대 스위치 전류(ISW ( max ))는 인덕터, 내장 스위치 및 외부 다이오드가 견뎌야 하는 피크 전류입니다.
(3) 인덕터 선택
종종 데이터 시트는 권장하는 인덕터 값의 범위를 제공합니다. 이 경우 이 범위에서 인덕터를 선택하는 것이 좋습니다. 인덕터값이 높을수록 감소된 리플 전류로 인해 최대 출력 전류가 더 높아집니다. 인덕터 값이 낮을수록 인덕터의 크기는 작아집니다. 전류가 인덕턴스의 감소에 따라 전류가 증가하기 때문에 하기의 수식 5의 인덕터는 항상 주어진 최대 전류보다 전류 등급이 더 높아야 합니다. 인덕터 범위가 제공되지 않은 부품의 경우 다음 방정식이 적절한 인덕터에 대해 좋은 예측입니다.
[수학식 5]
Figure pat00005
여기서, VIN은 일반 입력 전압이며, VOUT은 원하는 출력 전압, fs는 컨버터의 최소 스위칭 주파수, ΔIL은 예상되는 인덕터 리플 전류(하기 수학식 6 참조).
인덕터 리플 전류는 인덕터가 알려지지 않았기 때문에 수식 1 계산할 수 없습니다. 인덕터 리플 전류의 예측은 출력 전류의 20% ~ 40%입니다.
[수학식 6]
Figure pat00006
여기서, ΔIL은 예상되는 인덕터 리플 전류, IOUT(max)는 애플리케이션에 필요한 최대 출력 전류일 수 있다.
(4) 정류기 다이오드 선택
손실을 줄이려면 쇼트키(Schottky) 다이오드를 사용해야 합니다. 필요한 포워드 전류 등급은 하기의 수학식 7에 도시된 바와 같이 최대 출력 전류와 같습니다.
[수학식 7]
Figure pat00007
여기서, IF은 정류기 다이오드의 평균 포워드 전류, IOUT ( max )는 애플리케이션에 필요한 최대 출력 전류일 수 있다. Schottky 다이오드는 평균 등급보다 훨씬 높은 전류 등급을 갖습니다. 따라서 시스템에서 높은 피크 전류는 문제가 되지 않습니다. 확인해야 하는 다른 매개 변수는 다이오드의 전력 손실입니다. 다이오드는 하기의 수학식 8에 도시된 바와 같은 전력 손실을 감당할 수 있어야 합니다.
[수학식 8]
Figure pat00008
여기서, IF는 정류기 다이오드의 평균 포워드 전류, VF는 정류기 다이오드의 포워드 전압일 수 있다.
(5) 출력 캐패시터 선택
가장 좋은 방법은 낮은 ESR 커패시터를 사용하여 출력 전압에서 리플을 최소화하는 것입니다. 세라믹 커패시터는 유전체 재료가 X5R보다 나은 경우 좋은 선택입니다. 컨버터에 외부 보상이 있는 경우 데이터 시트에서 권장하는 최소값 이상의 커패시터값을 사용할 수 있지만 사용된 출력 커패시턴스를 위해 보상을 조정해야 합니다. 내부 보상 컨버터의 경우 권장하는 인덕터 및 커패시터값을 사용하거나 응용 분야에 대해 L × C의 비율에 대해 출력 커패시터를 조정하기 위한 데이터 시트의 권장 사항을 따라야 합니다. 외부 보상을 사용하여 원하는 출력 전압 리플을 위해 다음 방정식을 사용하여 출력 커패시터값을 조정할 수 있습니다.
[수학식 9]
Figure pat00009
여기서, COUT ( min )은 최소 출력 커패시턴스, IOUT ( max )는 애플리케이션의 최대 출력 전류, D는 수학식 1로 계산된 듀티 사이클, fs는 컨버터의 최소 스위칭 주파수이며, ΔVO UT는 원하는 출력 전압 리플일 수 있다.
표 1 내지 표 2는 스위칭 소자의 스트레스를 나타내고 수식으로 참조될 수 있다.
[표 1]
Figure pat00010
[표 2]
Figure pat00011

나. 제2 실시 형태
도 3은 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 다단 직렬 전원 장치의 회로도로, 도 2와 달리 3단의 컨버터로 구성될 수 있다.
구체적으로, 3개의 컨버터, 즉 제1 컨버터(310), 제2 컨버터(320) 및 제3 컨버터(330)가 직렬 연결된 형태이며, 제1 컨버터(310)는 상술한 도 2의 AC/DC 컨버터(210), 제2 컨버터(320) 및 제3 컨버터(330)는 도 2의 220과 같은 DC/DC 컨버터일 수 있다.
즉, 도 3에서는 다단으로 직렬 연결된 3 이상의 컨버터를 이용하여 입력 전압을 분압하여 승압할 수 있음을 도시하고 있으며, 제어 원리는 도 2에서 설명된 바와 같다.
다. 제3 실시 형태
한편, 도 4는 본 발명의 제3 실시 형태에 따른 다단 직렬 전원 장치의 회로도이다.
도 3과 달리, 제1 컨버터(310)의 출력 다이오드로 다이오드(400)를 사용한 것을 도시하고 있으며, 도 3과 같이 다단으로 컨버터를 직렬 연결할 경우 각각의 컨버터에서 승압되는 범위는 적기 때문에, 고주파 스위칭시에도 스위치 대신 다이오드(400)가 사용될 수 있음을 도시하고 있다.
라. 제4 실시 형태
한편, 도 5는 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 다단 직렬 전원 장치의 회로도이다.
도 5는 도 2에 도시된 2단 구조에서 AC/DC 컨버터(210)의 스위치(Q2) 대신에 쇼트키 다이오드(500)를 적용한 것으로 도시한 것으로, 각각의 컨버터에서 승압되는 범위가 작을 경우 고주파 스위칭시에도 스위치 대신 다이오드(500)가 사용될 수 있음을 도시하고 있다.
본 발명은 상술한 실시형태 및 첨부된 도면에 의해 한정되지 아니한다. 첨부된 청구범위에 의해 권리범위를 한정하고자 하며, 청구범위에 기재된 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 다양한 형태의 치환, 변형 및 변경할 수 있다는 것은 당 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에게 자명할 것이다.
10: EMI 필터
20: 정류부
30: 부스트 컨버터
210, 310: AC/DC 컨버터
220, 320, 330: DC/DC 컨버터

Claims (6)

  1. 입력되는 교류 전압을 스위칭하여 직류 전압으로 변환하는 제1 컨버터;
    입력되는 교류 전압을 스위칭하여 직류 전압으로 변환하는 제2 컨버터;
    입력되는 교류 전압의 크기를 검출하는 센서; 및
    상기 센서 출력에 따라 컨버터들의 스위칭을 제어하는 컨트롤러;
    를 포함하는 다단 직렬 전원 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 컨버터는
    입력단에 연결된 제1 인덕터;
    제1 인덕터의 출력을 스위칭하는 제 1 스위치;
    제1 스위칭의 오프 구간에서 스위칭 온되어 충전 기간 동안 역류를 방지하는 제2 스위치; 및
    제2 스위치에 연결된 제1 출력 커패시터;
    를 포함하는 다단 직렬 전원 장치.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 제2 컨버터는
    제1 컨버터의 출력단에 연결되는 제2 인덕터;
    제2 인덕터의 출력을 스위칭하는 제3 스위치;
    제3 스위칭 오프 구간에서 스위칭 온되어 충전 기간 동안 역류를 방지하는 제4 스위치; 및
    제4 스위치에 연결된 제2 출력 커패시터;
    를 포함하는 다단 직렬 전원 장치.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 컨트롤러는
    입력되는 교류 전압이 기준치 이하일 경우 제2 컨버터를 설정된 필터링 주파수로 스위칭하여 제2 컨버터를 필터로 작동시키는 다단 직렬 전원 장치.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 직렬 전원 장치는
    입력되는 교류 전압을 스위칭하여 직류 전압으로 변환하는 제3 컨버터;를 더 포함하는 다단 직렬 전원 장치.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 컨버터는
    입력단에 연결된 제1 인덕터;
    제1 인덕터의 출력을 스위칭하는 제 1 스위치;
    제1 스위칭의 오프 구간에서 온되어 충전 기간 동안 역류를 방지하는 다이오드; 및
    제2 스위치에 연결된 출력 커패시터;
    를 포함하는 다단 직렬 전원 장치.

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