KR20160141823A - Led 드라이버용 전류 제어 회로 - Google Patents

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Abstract

AC 전력 라인(120)으로부터 동작하는 LED 드라이버(600) 내에 적용되면, 본 발명은 입력 전류 및 출력 전력 양측 모두를 제어한다. 기술된 이러한 조절 회로(610, 620)를 사용하면, 입력 전류는 순 저항으로 나타나서, 입력 전압 파형을 정밀하게 추적하게 한다. 동시에, 그것은 양호한 라인 조절 및 내재적 위상 디머 호환성을 제공하여, 디머를 검출 및 취급할 어떠한 특수한 회로도 필요로 하지 않는다.

Description

LED 드라이버용 전류 제어 회로{CURRENT CONTROL CIRCUIT FOR LED DRIVER}
본 발명은 고전압 AC 소스로부터 동작되고 LED들의 매트릭스를 구동하는 조절기들에 적용되는 전류 제어 회로들에 관한 것이다.
이상적으로, 램프(lamp)가 전기적 그리드와 같은 사인파 소스로부터 전력을 공급받는 경우에는, 램프가 소스에 순 저항으로 나타나는 것이 바람직하다. 즉, 그것은 전압 파형과 동위상(in phase)이고 그와 긴밀하게 매칭하는 전류를 소스로부터 인출해야 한다. 이는 전기 생성 및 전달 인프라구조에 대한 응력을 최소화시킨다. 그러나, 입력 전압 진폭이 변화할 때, 램프로부터의 광 출력은 상당히 일정하게 유지되어야 한다. 이는 라인 조절 회로를 필요로 한다.
램프에 인가되는 전압이 감소할 때 라인 조절이 일정한 광 출력을 유지하도록 시도하는 동안, 디머(dimmer)들은 램프에 공급되는 전압을 효율적으로 감소시킴으로써 램프 밝기를 감소시키도록 의도된다. 외부 디머가 공급 전압을 감소시키는 경우, 램프 내의 라인 조절 회로는 상대적으로 일정한 전력 및 램프 밝기를 유지시키기 위해 입력 전류를 증가시키는 것으로 응답하여, 디머를 비효율적이게 만든다.
더 큰 문제는, 낮은 디밍 레벨들에서, 라인 조절 회로가 입력 전류를 파괴 레벨까지 증가시킬 수 있다는 것인데, 이는 안전성 문제이다.
디머 및 심지어 더 많은 회로의 존재를 검출하여 적절히 응답하기 위해, 종종, 복잡한 회로가 요구된다.
AC 라인으로부터 LED들을 구동시키는 것은 고유 품질을 필요로 한다. AC 라인은 일정한 전압 사인파이지만, LED들은 작동하기 위해 일정한 DC 전류를 필요로 한다. AC 소스로부터 LED들의 매트릭스를 구동시키는 많은 방법들이 존재한다. 통상적으로, 상이한 입력 및 출력 전압들에서 에너지를 저장 및 방출하기 위해 유도성 요소를 사용하는 유도성 접근법이 취해진다. 이는 전통적인 스위칭 전력 공급 접근법이다. 이는 대형의 고가 자석들을 활용하는 것, 높은 스위칭 주파수들이 수반되는 것으로 인해 EMI를 발생시키는 것, 양호한 역률(power factor)을 달성하는 데 있어서의 어려움, 제한된 수명의 전해 커패시터들의 사용, 고전류 디바이스들을 필요로 하는 것, 및 디머 호환성에 따른 곤란함의 단점들을 갖는다.
이러한 문제들을 다루고 회로를 간소화시키기 위해, 다단의 순차 동작 선형 조절기들이 LED들의 세그먼트화된 스트링을 구동시키는 데 사용되어 왔다. 순시 입력 전류는 대략적으로 입력 전압을 추종하여, 낮은 왜곡 및 양호한 역률을 제공한다. 그리고, 그들은 내재적으로 대부분의 디머들과 호환가능하다.
도 1에 도시된 바와 같이, 종래 기술의 다단의 순차 동작 선형 조절기에서, 긴 스트링의 LED들은 다수의 위치들에서 탭핑(tap)되고, 각각의 탭은 업스트림 스트링 세그먼트들의 LED 전류를 제어하는 선형 전류 조절기를 갖는다. 순시 정류된 입력 전압이 증가함에 따라, 다운스트림 세그먼트들은 충분한 전압을 얻어서 대전되기 시작한다. 일단 세그먼트가 대전되기 시작하면, 다운스트림 조절기가 업스트림 조절기를 대체하게 된다. 이는 세그먼트들이 대전되고 있을 때 조절기들에 걸친 전압을 제한하여, 전력 손실을 최소화시킨다.
전형적으로, 각각의 조절기는 고정된 전류 레벨에서 동작한다. 따라서, 입력 전류 파형은 평활한 사인파라기보다는 계단형 스텝이어서, 입력 전류 고조파들을 야기한다.
선형 조절은 또한 종래 기술에서 문제가 되어 왔다. 즉, 시평균 입력 전압이 변화함에 따라 출력 전력 및 그에 따른 밝기가 변화한다.
종래 기술에서의 이러한 문제들 및 단점들을 극복하는 LED 드라이버용의 개선된 전류 제어 회로가 필요하다.
본 명세서에 기술된 본 발명은, LED들의 매트릭스 및 매트릭스를 구동시키는 선형 전류 조절기들에 적용될 때, 연속 입력 전류를 제공하고 입력 전압에서의 변화들을 보상한다. 본 발명은 또한 정상 공급 전압 범위를 넘는 양호한 라인 조절을 유지하면서 내재적인 디머 호환성을 제공한다. 그것은 디머에 대한 어떠한 특별한 검출 및 응답도 필요로 하지 않는다.
도 1은 LED들의 스트링과 함께 사용되는 종래 기술의 선형 조절기 시스템을 도시한다.
도 2는 도 1의 시스템에 대한 시간 경과에 따른 입력 전류를 도시한다.
도 3은 LED들의 스트링과 함께 사용되는 종래 기술의 전류 조절 회로를 도시한다.
도 4는 공급 전압의 역에 대한 선형 근사치를 도시한다.
도 5는 공급 전압의 역 및 그의 선형 근사치와 연관되는 전력을 도시한다.
도 6은 공급 전압의 역의 선형 근사치를 활용하는 입력 전류 LED 드라이버의 일 실시예를 도시한다.
도 7은 다양한 라인 조절 회로들에 대한 피크 입력 전류를 도시한다.
도 8은 다양한 라인 조절 회로들에 대한 입력 전력을 도시한다.
도 9는 다양한 라인 조절 회로들에 대한 입력 전류를 도시한다.
도 10은 램프 디머와 함께 사용되는 도 6의 실시예를 도시한다.
도 11은 도 10의 시스템에 대한 입력 전력을 도시한다.
도 12는 LED 시스템의 일 실시예를 도시한다.
도 13a 내지 도 13l은 라인 조절 회로에 대한 컴포넌트들의 상이한 구성들을 도시한다.
도 1을 참조하면, 다단의 순차 동작 선형 전류 조절기들에 기초한 종래 기술의 LED 드라이버가 도시되어 있다. 입력 공급부는 전파(full-wave) 브리지 정류기(121)에 접속되는 조절된 전압 AC 사인파 소스(120)이다. 정류된 AC는 LED 세그먼트들(101, 102, 103, 104, 105)에 전압을 공급하는 데 이용된다. AC 입력 전압은 DC-AC 인버터들에서 발견되는 소위 의사 사인(pseudo-sine)을 비롯한, 순수 사인파 외의 파형들을 상정할 수 있다.
초기에, 입력 전압은 0 볼트에서 시작하고, 모든 조절기들(111, 112, 113, 114, 115)은 온 상태이지만 대전되고 있지는 않는데, 이는 제1 LED 세그먼트(101)를 순방향으로 바이어싱하기에는 전압이 불충분하기 때문이다. 순시 정류된 AC 전압이 증가함에 따라, LED 세그먼트들을 제1 세그먼트(101)로 시작해서 다운스트림으로 진행되는 순방향으로 바이어싱하기에 충분한 전압이 있게 된다. 예를 들어 스트링(103)과 같은 다운스트림 세그먼트가 순방향으로 바이어싱되게 됨에 따라, 해당 세그먼트와 연관된 선형 전류 조절기, 예를 들어 스트링(103)과 연관된 조절기(113)가 대전되기 시작한다. 궁극적으로, 이러한 다운스트림 조절기는 조절을 달성한다. 이어서, 시퀀싱 로직(123)은 업스트림 조절기들, 예컨대 조절기(113)가 대전되고 있는 경우에는 조절기들(111, 112)을 정지시킨다. 업스트림 조절기를 정지시키는 것은 선형 조절기들이 대전되고 있는 경우에 그들에 걸친 전압 강하를 최소화시켜서, 전력 손실을 최소화하고 효율성을 증가시킨다.
이벤트들의 시퀀스는 정류된 AC의 다운슬로프(downslope) 상에서 역전한다. 구체적으로, 정류된 AC 전압이 감소함에 따라, 다운스트림 세그먼트들은 순방향으로 바이어싱되는 것을 중지할 것이고, 대전되는 것을 중지할 것이다. 시퀀싱 로직(123)은 다운스트림 조절기들을 정지시킬 것이고, 업스트림 조절기들을 턴온시킬 것이다. 예를 들어, 스트링(105)이 역방향으로 바이어싱되게 되는 경우, 시퀀싱 로직(123)은 조절기(115)를 턴오프시킬 것이고, 조절기(114)를 턴온시킬 것이다.
이제 도 2를 참조하면, 계단형 스텝(도 1의 회로에 대응함) 및 연속 입력 전류 파형들 양측 모두가 도시되어 있다. 대부분의 다단의 순차 동작 선형 LED 드라이버들에서, 각각의 조절기는 "조절기 1", "조절기 2" 등으로 표기된 레벨들에 의해 나타내지는 바와 같은 고정된 레벨에서 전류를 조절한다. 드라이버가 하나의 조절기로부터 다음 조절기로 전이함(transition)에 따라, 그것은 입력 전류가 하나의 레벨로부터 다음 레벨로 점프하게 하여, 계단형 스텝 파형을 발생시킨다. 이러한 파형은 입력 전류의 왜곡을 야기하고, EMI를 야기할 수 있다. 연속 파형에서의 작은 노치(notch)는 제1 LED 스트링 세그먼트의 전압에 의해 야기된다. 해당 제1 세그먼트의 순방향 전압 강하 미만에서는 어떠한 입력 전류도 흐르지 않는다.
도 3을 참조하면, 연속 입력 전류 LED 드라이버를 포함하는 종래 기술의 LED 시스템(300)이 도시되어 있다. 설명의 용이성을 위해, 단 두 개의 단들만이 도시되어 있다. 실제로, 더 많은 단들이 사용될 수 있거나, 또는 단 하나의 단만이 사용될 수 있다.
도 1에서와 같이, 입력 공급부는 전파 브리지 정류기(121)에 접속되는 조절된 전압 AC 사인파 소스(120)이다. 정류된 AC 전압(VRAC)은 LED 세그먼트(103) 및 LED 세그먼트(104)에 접속되고, 감쇠 요소(105)에 의해 감쇠된다. 감쇠 인자는 k1로 나타내진다. 이는 VRAC를 저전압 제어 회로에 의해 이용될 수 있는 레벨 VREF로 감소시킨다. VREF는 선형 전류 조절기들에 대한 기준으로서 이용되고, 입력 전류 파형은 입력 전압과 동일한 파형일 것이다.
LED 시스템(300)은 전류 조절 회로(310) 및 전류 조절 회로(320)를 포함한다. 전류 조절 회로(310)를 통하는 전류는 전류 감지 저항(313)에 의해 측정되고, 전류 조절 회로(320)를 통하는 전류는 전류 감지 저항(323)에 의해 측정된다. 다른 전류 감지 방법들이 대신에 이용될 수 있다. 전류 조절 회로(310)에 대해, 오차 증폭기(311) 상의 로컬 피드백 루프가 감지 전압을 VREF와 비교하고, 전류 싱크(312)의 전류를 조절한다. 유사하게, 전류 조절 회로(320)에 대해, 오차 증폭기(321) 상의 로컬 피드백 루프가 감지 전압을 VREF와 비교하고, 전류 싱크(322)의 전류를 조절한다. 다운스트림 스트링 세그먼트들이 순방향으로 바이어싱되게 됨에 따라, 시퀀싱 로직(123)은 업스트림 조절기들을 정지시킨다. 예를 들어, LED 세그먼트(104)가 순방향으로 바이어싱되게 되는 경우, 시퀀싱 로직(123)은 전류 조절 회로(310)를 정지시킨다.
이러한 간소화된 종래 기술의 접근법의 한 가지 단점은 공급 전압이 진폭(피트-대-피크) 면에서 증가함에 따라 전류도 또한 증가한다는 것이다. 입력 전력이 전압과 전류의 곱(P=I×V)이므로, 결과는 입력 전압 및 전류 양측 모두가 증가함에 따라 더 높은 입력 전력이 된다. 이는 더 높은 출력 전력 및 램프 밝기로 변환되어, 불량한 라인 조절을 초래한다. 한 가지 해결책은, 평균 입력 전압을 모니터링하고 이를 이용하여 전류의 피크-대-피크 진폭을 조절하는 것이다. 전류와 전압 사이의 관계는 역(inversion) I=P/V이며, 따라서 전류는 공급 전압의 역과 관계되어야 한다. 이는 제산 동작을 필요로 한다. 제산 회로의 구현은 복잡할 수 있다. 제산 회로를 구현하는 대신, 곱셈기와 결합되는 간단한 선형 함수가 역을 근사화하는 데 이용될 수 있다. 그렇게 하는 것은 모두가 추가적인 회로를 필요로 하지 않으면서 통상의 라인 조절 회로에 의해 제공되지 않는 귀중한 추가 이득들을 제공할 것이다.
도 4는 역의 선형 근사화가 어떻게 달성될 수 있는지 도시한다. 실선은 역 i1(v)=1/v 함수를 나타내고, 반면에 점선은 선형 i2(v)=a-b×v 함수를 나타낸다. i1 및 i2 함수들 양측 모두가 포지티브 입력들에 대해 네거티브 기울기를 가져서, 입력 전압이 증가할 때 입력 전류를 감소시키기 위해 요구되는 역 관계를 제공한다는 것에 주목한다. 수직 'lo' 및 'hi' 점선들로 나타내지는 i 값들의 특정 범위에 걸쳐서, 이상적인 i1(v) 함수가 선형 i2(v) 함수에 의해 근사화될 수 있다.
전력은 전압과 전류의 곱(P=V×I)이다. 도 5는 전력 p1(v) = v × i1(v) 및 p2(v) = v × i2(v)을 얻도록 하는 통상의 근사치 및 선형 근사치 양측 모두에 대한 일반 함수들을 도시한다. p1은 이상적 선형 조절에 대한 것이고, 반면에 p2는 선형 근사치에 대한 것이다. 이러한 2개의 함수들은 전압(v)과 전류(i)의 곱으로서 전력(p)을 설명한다. 도 4에 도시된 바와 같이, p1 함수는 v 값들의 전체 범위에 걸쳐서 일정한 전력을 유지하고, 반면에 p2 함수는 관심 범위의 위로 그리고 아래로 벗어나 있다. 이는 선형 근사치의 단점이 아니며, 오히려, 그것은, 실제로, 통상의 선형 조절 회로에 없는 일부 유용한 이득들을 제공한다. 입력 전압에 대한 정상 동작 범위 내에서, 전력은 상당히 일정하게 유지되지만, 입력 전압이 정상 범위 아래로 감소하거나 그 위로 증가함에 따라 입력 전류 및 전력이 감소하여, 안전한 동작 특성들을 제공한다. 여기서, 입력 전압에 대한 정상 동작 범위는 미국에서 120V +/- 15%(또는 102 V 내지 138 V)의 피크 값이다. 미국 외부에서 입력 전압에 대한 정상 동작 범위는 상이한 피크 값을 가질 수 있지만, 특정 국가의 표준 피크 값에 기초하여 +/- 15%의 공차는 대체로 정상 동작 범위인 것으로 간주된다. 종래 기술과는 대조적으로, 본 발명은 디머(존재 시)에 대응하지 않지만, 대신, 디머가 램프를 디밍하게 한다. 그리고, 낮은 디밍 설정에서, 입력 전류는 파괴 레벨들로 증가하는 것이 아니라 파괴 레벨들을 벗어난다.
도 6을 참조하면, 전술된 선형 근사화를 구현하기 위한 LED 시스템(600)이 제시되어 있다. LED 시스템(600)은 도 1 및 도 3에서와 같이 전파 브리지 정류기(121)에 접속되는 조절된 전압 AC 사인파 소스(120)를 포함한다. 실시예는 라인 조절 회로(610) 및 전류 조절 회로(620)를 추가로 포함한다.
라인 조절 회로(610)는 감쇠 요소(611), 저역 통과 필터(612), 감쇠 요소(613), 기준 전압 VRX를 수신하는 감산기(614), 곱셈기(616), 및 기준 전압(615)(VREF)을 포함한다. 전류 조절 회로(620)는 도 3에 대해 전술된 전류 조절 회로들(310, 320)과 동일하다. 전류 조절 회로(620)에서, 오차 증폭기(621) 상의 로컬 피드백 루프가 감지 전압을 VREF(615)와 비교하고, 전류 싱크(623)의 전류를 조절한다.
감쇠 요소(611)는 정류된 전압 VRAC를 인자 k1만큼 감쇠시킨다. 이는 VRAC를 저전압 제어 회로에 의해 이용될 수 있는 레벨로 감소시킨다. 저역 통과 필터(612)는 라인 주파수 훨씬 아래의 컷오프 주파수를 가져서, 본질적으로 VRAC의 평균을 제공한다. 이어서, VRAC(k1로 스케일링됨)의 평균 전압을 나타내는 이러한 신호는, 선택적으로, k2로 표현되는 값을 갖는 감쇠 요소(613)에 의해 스케일링될 수 있다. k2의 값은 1 미만일 수 있거나, 1과 동일할 수 있거나, 또는 1 초과일 수 있다. 이어서, 스케일링된 신호는 감산기(614)의 네거티브 입력에 제공된다. 기준 전압 VRX는 감산기(614)의 포지티브 입력에 인가된다. 평균 VRAC가 감산된다는 것은 중요한데, 이는, 그것이, 입력 전압이 증가할 때 입력 전류를 감소시키기 위해 필요한 역을 근사화하는, 입력 전압 진폭에 대해 네거티브 기울기를 제공하기 때문이다. k1, k2, 및 VRX의 값들은 최상의 가능성있는 라인 조절을 위해 회로를 적절히 구성하도록 주의깊게 선택되어야 한다.
이어서, 선형 근사화 회로의 출력은 정류된 AC 입력 전압을 나타내는 VRAC 신호를 곱하여 선형 전류 조절기들 내의 전류를 설정하기 위한 기준을 제공한다. 이러한 라인 조절 회로를 사용하면, 입력 전류는 순 저항으로 나타나서, 입력 전압 파형을 정밀하게 추적하게 한다. 동시에, 그것은 합당한 라인 조절 및 디머 호환성을 제공한다.
이러한 요소들의 순서 및 배열은 본 발명의 기본 전제를 손상시키지 않고서 변화할 수 있다.
전류 조절기들에 제공되는 기준 전압(615) VREF는 하기의 수학식으로 설명된다.
Figure pct00001
전류 감지 저항, 오차 증폭기, 및 출력 트랜지스터로 구성되는 전형적인 전류 조절 회로 내의 전류를 설정하기 위해 사용될 때, 하기의 수학식이 적용될 수 있다.
Figure pct00002
도 6의 예에서, IREG는 전류 싱크(623)를 통하는 전류이고, RSNS는 RCSX, 즉 감지 저항(622)의 저항이다.
도 7은 다양한 라인 조절 회로들에 대한 피크 입력 전류를 도시한다. "무보정"으로 표기된 곡선은 어떠한 라인 조절도 없는 경우의 피크 입력 전류를 나타낸다. "이상적"으로 표기된 곡선은 완벽한 라인 조절이 구현된 경우의 피크 입력 전류를 나타낸다. "본 발명"으로 표기된 곡선은 k1, k2, 및 VRX에 대한 최적 값들을 이용하여 도 6의 라인 조절 회로가 구현되는 경우의 피크 입력 전류를 나타낸다.
도 8은 도 7에 도시된 동일한 세 가지 구성들에 대한 입력 전력에 관한 라인 조절을 도시한다. 입력 전압 범위는 230 VAC +/-15%이다. 출력 전력은 공칭 14 W이고, 입력 전압 범위에 걸쳐서 약 0.4 W가 변화한다. 이것은 +/-3% 라인 조절이다.
도 9는 도 7의 세 가지 구성들에 대한 공급 전압들의 더 넓은 범위에 걸친 입력 전류를 도시한다. 라인 전압들의 정상 범위는 'Vlo' 및 'Vhi' 수직선들에 의해 한정된다. 공급 전압이 감소함에 따라, 라인 조절 회로를 사용한 입력 전류("본 발명"으로 표기됨)는 정상적인 낮은 라인 전압에서보다 훨씬 더 높은 것은 아닌 피크에 도달하고 이어서 방향을 반전시키고 감소한다는 것에 주목하는 것이 중요하다. 이는 입력 전력을 정상 공급 전압 범위 위로 그리고 그 아래로 감소시키는 중요한 안전성 특징이다. 이것과 이상적 라인 조절의 대비가 '이상적'으로 표기된 곡선에 의해 나타난다. 이상적 라인 조절의 경우, 입력 전류는 입력 전압이 감소함에 따라 계속해서 상승하여, 궁극적으로는 파괴 레벨들에 도달한다.
도 10은 램프 디머(1010)를 포함하는 LED 시스템(1000)에서의 도 6의 실시예의 사용을 도시한다.
도 11은 램프 디머(1010)와 함께 사용될 때의 도 10의 회로의 거동을 도시한다. 램프 디머(1010)가 전도각(conduction angle)을 감소시킴에 따라, 드라이버에 제공되는 평균의 정류된 AC 전압이 강하한다. 이상적 라인 조절 회로가 채용된 경우, 디머(1010)는 램프 밝기에 어떠한 영향도 주지 않을 것인데, 이는 입력 전압이 감소할 때 조절 회로가 일정한 전력을 유지시키기 때문이다. 이것과 본 발명의 대비가 '본 발명'으로 표기된 곡선으로서 도 8에 도시되어 있다. 입력 전압이 공급 전압들의 정상 범위 아래로 감소함에 따라, 입력 전력이 마찬가지로 감소하고, 그에 따라 디머가 턴다운됨에 따라 밝기가 감소한다. 디머(1010) 호환성은 라인 조절 회로의 내재적 부분이다. 디머 호환성을 위해 어떠한 특별한 회로도 필요치 않다.
도 12를 참조하면, 전술된 실시예들의 적용가능성이 N개의 단들을 포함하는 LED 시스템(1200)에 나타나 있는데, 이 때 N은 1 이상의 정수이고, N개의 단들 각각은 LED 세그먼트(103) 및 전류 조절 회로(620)를 포함한다.
도 13a 내지 도 13l을 참조하면, 라인 조절 회로(610)의 상이한 실시예들이 도시되어 있다. 라인 조절 회로(610)는, 다양한 도면들에 도시되어 있는 바와 같이, 상이한 구성들의 감쇠 요소(611), 저역 통과 필터(612)(평균화 기능을 수행함), 감쇠 요소(613), 감산기(614), 및 곱셈기(616)를 포함할 수 있다. 다양한 컴포넌트들의 구성이 도 13a 내지 도 13l 사이에서 변화할 것이지만, 각각의 컴포넌트의 동작은 전술된 바와 동일할 것이다.
본 명세서에서의 본 발명에 대한 언급은 임의의 청구항 또는 청구항 용어의 범주를 제한하려는 것이 아니라, 대신, 청구항들 중 하나 이상에 의해 포괄될 수 있는 하나 이상의 특징들에 대해 언급하는 것일 뿐이다. 전술된 구조들, 프로세스들, 및 수치 예들은 단지 예시적일 뿐이며, 청구범위를 제한하는 것으로 간주되어서는 안 된다. 본 명세서에 사용된 바와 같이, 용어들 "~ 위에" 및 "~ 상에" 양측 모두는 포괄적으로 "~ 상에 직접적으로"(사이에 어떠한 중간의 재료들, 요소들 또는 공간도 배치되지 않음)와 "~ 상에 간접적으로"(사이에 중간의 재료들, 요소들 또는 공간이 배치됨)를 포함한다는 것에 주의하여야 한다.

Claims (12)

  1. 하나 이상의 전류 조절기(regulator)들 내의 전류를 제어하기 위한 회로로서,
    시변(time-varying) 신호를 수용 및 스케일링하는 회로;
    상기 스케일링된 신호의 시평균(time-averaging)을 생성하는 회로;
    고정된 기준 신호에서 상기 시평균 신호를 감산하는 회로;
    상기 시변 신호를 상기 감산된 신호에 곱하는 회로; 및
    상기 곱해진 신호를 수신하는 하나 이상의 전류 조절기들을 포함하는, 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로.
  2. 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로로서,
    시변 신호를 수용 및 스케일링하는 회로;
    고정된 기준 신호에서 스케일링된 시변 신호를 감산하는 회로;
    상기 감산된 신호의 시평균을 생성하는 회로;
    상기 시변 신호를 상기 시평균 신호에 곱하는 회로; 및
    상기 곱해진 신호를 수신하는 이상의 전류 조절기들을 포함하는, 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로.
  3. 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로로서,
    시변 신호를 수용 및 스케일링하는 제1 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호의 시평균을 생성하는 회로;
    고정된 기준 신호에서 상기 시평균 신호를 감산하는 회로;
    상기 시변 신호를 수용 및 스케일링하는 제2 회로;
    상기 제2 스케일링된 신호를 상기 시평균 신호에 곱하는 회로; 및
    상기 곱해진 신호를 수신하는 하나 이상의 전류 조절기들을 포함하는, 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로.
  4. 하나 이상의 선형 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로로서,
    시변 신호를 수용 및 스케일링하는 제1 회로;
    고정된 기준 신호에서 제1 스케일링된 신호를 감산하는 회로;
    상기 감산된 신호의 시평균을 생성하는 회로;
    상기 시변 신호를 수용 및 스케일링하는 제2 회로;
    상기 제2 스케일링된 신호를 시평균 신호에 곱하는 회로; 및
    상기 곱해진 신호를 수신하는 하나 이상의 전류 조절기들을 포함하는, 하나 이상의 선형 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로.
  5. 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로로서,
    시변 신호를 수용 및 스케일링하는 제1 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호를 스케일링하는 제2 회로;
    상기 제2 스케일링된 신호의 시평균을 생성하는 회로;
    고정된 기준 신호에서 상기 시평균 신호를 감산하는 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호를 상기 감산된 신호에 곱하는 회로; 및
    상기 곱해진 신호를 수신하는 하나 이상의 전류 조절기들을 포함하는, 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로.
  6. 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로로서,
    시변 신호를 수용 및 스케일링하는 제1 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호를 스케일링하는 제2 회로;
    고정된 기준 신호에서 상기 제2 스케일링된 신호를 감산하는 회로;
    상기 감산된 신호의 시평균을 생성하는 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호를 시평균 신호에 곱하는 회로; 및
    상기 곱해진 신호를 수신하는 하나 이상의 전류 조절기들을 포함하는, 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로.
  7. 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로로서,
    시변 신호를 수용 및 스케일링하는 제1 회로;
    고정된 기준 신호에서 상기 제1 스케일링된 신호를 감산하는 회로;
    상기 감산된 신호를 스케일링하는 제2 회로;
    상기 제2 스케일링된 신호의 시평균을 생성하는 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호를 상기 시평균 신호에 곱하는 회로; 및
    상기 곱해진 신호를 수신하는 하나 이상의 전류 조절기들을 포함하는, 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로.
  8. 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로로서,
    시변 신호를 수용 및 스케일링하는 제1 회로;
    상기 시변 신호의 시평균을 생성하는 회로;
    상기 시평균 신호를 스케일링하는 제2 회로;
    고정된 기준 신호에서 상기 제2 스케일링된 신호를 감산하는 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호를 상기 감산된 신호에 곱하는 회로; 및
    상기 곱해진 신호를 수신하는 하나 이상의 전류 조절기들을 포함하는, 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로.
  9. 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로로서,
    시변 신호를 수용 및 스케일링하는 제1 회로;
    상기 시변 신호의 시평균을 생성하는 회로;
    고정된 기준 신호에서 상기 시평균 신호를 감산하는 회로;
    상기 시평균 신호를 스케일링하는 제2 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호를 상기 제2 스케일링된 신호에 곱하는 회로; 및
    상기 곱해진 신호를 수신하는 하나 이상의 전류 조절기들을 포함하는, 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로.
  10. 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로로서,
    시변 신호를 수용 및 스케일링하는 제1 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호의 시평균을 생성하는 회로;
    고정된 기준 신호에서 상기 시평균 신호를 감산하는 회로;
    상기 감산된 신호를 스케일링하는 제2 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호를 상기 제2 스케일링된 신호에 곱하는 회로; 및
    상기 곱해진 신호를 수신하는 하나 이상의 전류 조절기들을 포함하는, 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로.
  11. 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로로서,
    시변 신호를 수용 및 스케일링하는 제1 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호를 스케일링하는 제2 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호의 시평균을 생성하는 회로;
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  12. 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로로서,
    시변 신호를 수용 및 스케일링하는 제1 회로;
    상기 제1 스케일링된 신호를 스케일링하는 제2 회로;
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    상기 곱해진 신호를 수신하는 하나 이상의 전류 조절기들을 포함하는, 하나 이상의 전류 조절기들 내의 전류를 제어하기 위한 회로.
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