KR20160127649A - 임의 파형 발생기 대역폭 및 샘플 레이트를 확장하는 고조파 시간 도메인 인터리브 - Google Patents

임의 파형 발생기 대역폭 및 샘플 레이트를 확장하는 고조파 시간 도메인 인터리브 Download PDF

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Abstract

기준 신호, 합산된 기준 신호를 생성하도록 구성되는 제 1 합산 컴포넌트, 입력 신호를 수신하고 복수 개의 디-인터리빙된 입력 신호를 출력하는 디-인터리브 블록, 각각이 복수 개의 디-인터리빙된 입력 신호 중 대응하는 하나를 수신하고, 대응하는 아날로그 신호를 출력하도록 구성되는, 복수 개의 디지털-아날로그 컨버터, 각각이 상기 합산된 기준 신호 및 상기 복수 개의 디지털-아날로그 컨버터 중 대응하는 하나로부터의 아날로그 신호를 수신하고, 대응하는 믹싱된 신호를 출력하도록 구성되는, 복수 개의 믹싱 컴포넌트, 및 대응하는 믹싱 컴포넌트의 각각으로부터 상기 믹싱된 신호를 수신하고, 상기 입력 신호의 실질적인 전체-대역폭 아날로그 신호 표현을 생성하도록 구성되는, 제 2 합산 컴포넌트를 포함하는, 고조파 시간 인터리브 시스템.

Description

임의 파형 발생기 대역폭 및 샘플 레이트를 확장하는 고조파 시간 도메인 인터리브{HARMONIC TIME DOMAIN INTERLEAVE TO EXTEND ARBITRARY WAVEFORM GENERATOR BANDWIDTH AND SAMPLE RATE}
본 개시물은 일반적으로 임의 파형 발생기(arbitrary waveform generator; AWG)에 관한 것이고, 특히 AWG의 대역폭 및 샘플 레이트를 확장하기 위한 고조파 시간 인터리브(harmonic time interleave; HTI) 시스템에 관한 것이다.
지난 십 년 동안, 몇 몇 회사들은 오실로스코프에서 대역폭을 체배하기 위한 믹서 토폴로지를 사용해 왔다. 대역 오버레이 믹서 기술도 역시 사용되어 왔다. 몇 가지 회사는 디지털 대역폭 인터리브(digital bandwidth interleave; DBI)를 연구해 왔는데, 이것은 복원을 위하여 소프트웨어 믹서를 사용하여 신호를 구축하는 하나의 대역이 있는 채널당 하나의 믹서를 사용한다. 적어도 하나의 회사는 대역폭을 증가시키기 위하여 믹서를 사용하는 2-채널 63 GHz 오실로스코프를 개발했다.
적어도 하나의 회사는 다수의 획득에 걸쳐 대역폭을 체배하기 위하여 하나의 채널을 사용하는 순차적 다중 획득 접근법을 제안했다. 또한 임의의 일반적 믹서 고조파 구성의 고조파 믹서라는 개념이 연구되었는데, 이것은 신호의 기준 발진기 합산에서 1.0 인자를 포함한다. 또한 역시 각각의 채널에 다수의 오버레이된 대역을 가지는 고조파 믹서 접근법인 비동기 시간 인터리브(asynchronous time interleave; ATI) 구성도 있었다. 믹서 토폴로지 레이아웃의 다수의 다른 구성이 지난 십년 동안 고려되어 왔다.
개시된 기술의 실시예는, 기준 신호를 제공하도록 구성되는 샘플 클록, 제 1 입력단에서 기준 신호를 수신하고, 제 2 입력단에서 제 2 신호를 수신하며, 합산된 기준 신호를 생성하도록 구성되는 제 1 합산 컴포넌트, 입력 신호를 수신하고 복수 개의 디-인터리빙된 입력 신호를 출력하도록 구성되는 디-인터리브 블록, 각각이 복수 개의 디-인터리빙된 입력 신호 중 대응하는 하나를 수신하고, 대응하는 아날로그 신호를 출력하도록 구성되는, 복수 개의 디지털-아날로그 컨버터, 각각이 상기 합산된 기준 신호 및 상기 복수 개의 디지털-아날로그 컨버터 중 대응하는 하나로부터의 아날로그 신호를 수신하고, 대응하는 믹싱된 신호를 출력하도록 구성되는, 복수 개의 믹싱 컴포넌트, 및 대응하는 믹싱 컴포넌트의 각각으로부터 상기 믹싱된 신호를 수신하고, 상기 입력 신호의 실질적인 전체-대역폭 아날로그 신호 표현을 생성하도록 구성되는, 제 2 합산 컴포넌트를 포함하는, 고조파 시간 인터리브(harmonic time interleave; HTI) 시스템에 관한 것이다.
또한 개시된 기술의 실시예는, 디-인터리브 블록에서 입력 신호를 수신하는 단계, 상기 디-인터리브 블록에 의하여 상기 입력 신호를 복수 개의 디-인터리빙된 입력 신호로 분할하는 단계, 복수 개의 디-인터리빙된 입력 신호 각각을 대응하는 아날로그 신호로 변환하는 단계, 복수 개의 믹싱 컴포넌트 중 대응하는 믹싱 컴포넌트에서 각각의 대응하는 아날로그 신호를 기준 신호와 믹싱하는 단계, 및 믹싱된 아날로그 신호 각각을 합산하여 상기 입력 신호의 전체-대역폭 아날로그 신호 표현을 생성하는 단계를 포함하는, 고조파 시간 인터리브 방법에 관한 것이다.
도 1 은 개시된 기술의 특정 실시예에 따르는 고조파 시간 인터리브(harmonic time interleave; HTI) 아키텍처의 블록도이다.
도 2 는 고조파 피크가 시간 기준 포지션에 정렬된, 도 1 의 HTI 아키텍처의 믹서로 입력되는 로컬 발진기 신호의 그래픽 표현의 제 1 예를 예시한다.
도 3 은 도 2 에서와 같은 동일한 시간 기준 포지션에 대한 다른 시간 정렬을 가지는 믹서로 입력되는 로컬 발진기 신호의 그래픽 표현의 제 2 예를 예시한다.
도 4 는 입력 신호의 신호 스펙트럼을 예시한다.
도 5 는 디지털-아날로그 컨버터 메모리 각각에 저장된 앨리어싱된(aliased) 입력 신호를 예시한다.
도 6 은 본 발명의 특정 실시예에 따르는 4-방향 HTI 아키텍쳐의 블록도이다.
도 7 은 도 6 의 각각의 고조파 믹서의 출력을 예시한다.
반드시 척도에 맞는 것은 아닌 도면에서, 개시된 시스템 및 방법의 유사하거나 대응하는 요소들은 동일한 참조 번호에 의하여 표시된다.
개시된 기술은 일반적으로 고조파 시간 인터리브(HTI)를 개시하는데, 이것은 출력단에서 고조파 믹서를 사용하여 대역폭 및 샘플 레이트가 시스템이 지원할 수 있는 개개의 디지털-아날로그 컨버터 보다 높도록 증가시키는 임의 파형 발생이다. 다른 기법(예를 들어, ATI 및 DBI)에 비하여, HTI에 의하여 제공되는 다수의 장점은, 이것이 신호를 복원하기 위하여 소프트웨어 믹싱 기능을 요구하지 않는다는 것이다; 오히려, 이것은 디-인터리빙된 입력 신호를 디지털-아날로그 컨버터로 전송하기 이전에 입력 파형의 M-방향 시간 도메인 디-인터리브를 수행하도록 요구한다. 이것은 고조파가 있는 동일한 기준 발진기 입력을 모든 믹서에 인가함으로써 달성될 수 있다. 믹서 기준 고조파는 로컬 발진기(LO) 및 체배기 회로로부터 생성되고, 믹서 LO 입력으로의 신호-대-잡음 비(SNR)를 최대화하기 위한 최적화된 위상 관련성을 위하여 설계될 수 있다.
전통적인 인터리빙은, 샘플 및 홀드 회로가 아날로그-디지털 컨버터 이전에 사용되는 오실로스코프 획득 시스템에서 이루어진다. 이것은 왜 HTI 시스템이 고조파를 그러한 방식으로 특정하는지를 이해하기 위하여 이러한 시스템이 어떻게 동작하는지를 상세히 알아보는 데 있어서 유용하다. 샘플 및 홀드 회로는 샘플 레이트인 fs의 반복 레이트가 있는 임펄스와 같은 LO 입력이 있는 믹서이다.
이러한 샘플 클록 기준 신호의 주파수 도메인 스펙트럼은 또한, 고조파의 주파수 간격이 샘플 클록의 임펄스들 사이의 주기에 직접적으로 관련되는, 주파수 도메인에서의 임펄스의 시리즈이다. 관련성은 다음 수학식에서 나타난다:
Figure pat00001
변수
Figure pat00002
는 샘플 클록 임펄스열 내의 고조파들 사이의 주파수 간격이고, T는 시간 도메인에서의 임펄스들 사이의 시간이다.
표준 디지타이저에 대하여, 샘플 레이트 fs는 수학식 2 에 표시된 것처럼 T의 값을 결정한다:
Figure pat00003
수학식 1 및 수학식 2 에 기초하면, 샘플 클록 임펄스열 내의 고조파들 사이의 주파수 간격은 수학식 3 에 표시된 것처럼 샘플 레이트와 같다고 결정될 수 있다.
Figure pat00004
따라서, 샘플 및 홀드 믹서 도 DC로부터 0.5 fs까지의 낮은 대역을 통과시킨다. 예를 들어, 개시된 기술에 대한 믹서 기준 LO 입력의 총 콘텐츠는 도 1 에 도시된 바와 같이 수학식 4 처럼 정의될 수도 있다:
Figure pat00005
변수 Y는 사용될 고조파의 개수이다.
발진기 신호 내의 여현 항이 각각 제로 위상 기준 포지션과 정렬되는 피크를 가진다면, 이것은 도 2 에 도시된 바와 같이 1.0 만큼 오프셋되는 펄스들의 열처럼 보인다. 따라서, 이것은 전통적인 샘플 및 홀드 회로에서 임펄스열처럼 보이기 시작한다. 그러나, 이것이 이상적인 샘플 및 홀드 믹서보다 훨씬 더 적은 항을 포함하기 때문에 상이하다.
디지타이저 내의 표준 샘플 및 홀드 믹서에 대한 개시된 기술의 다른 장점은 고조파가 위상에 있어서 최적화되어 LO 신호가 도 3 에 도시되는 것과 더 유사하게 보이게 할 수도 있다는 것이다. 피크를 최소화하고 LO 신호의 신호-대-잡음비를 개선하기 위하여 고조파 위상을 변경하면, 합산에 있어서의 임의의 피크 또는 골을 동시에 최소화하면서 믹서로의 각각의 기준 고조파 신호의 진폭을 최대화하는데, 이러한 동작은 표준 샘플 및 홀드 믹서에서는 수행될 수 없다.
도 1 은 개시된 기술의 특정 실시예에 따르는 HTI 아키텍처(100)의 일 예를 예시하는 블록도이다. 입력 파형(102)은 AWG가 아날로그 파형(106)으로서의 자신의 출력을 생성하려고 하는 디지털 파형이다. 입력 파형(102)은 ASCII 숫자의 파일로서 판독될 수도 있고, 또는 프로그램의 알고리즘으로서와 같은 임의의 다른 수단에 의하여 생성될 수도 있다.
입력 파형(102)이 M-방향 디-인터리브 블록(108)을 통해서 디-인터리빙되기 이전에, 입력 파형(102)은 대역폭 향상(BWE) 필터(104)를 통해서 통과될 수도 있다. BWE 필터(104)는 전체 출력 대역폭에 걸쳐서 하드웨어 시스템에 의하여 생성되는 입력 파형(102)의 위상 및 크기를 정정한다. BWE 필터(104)는 AWG를 제조하는 도중에 교정될 수도 있다.
BWE 필터(104)의 출력은 M-방향 디-인터리브 블록(108)으로 전송된다. M-방향 디-인터리브 블록(108)은, 파형을 디지털-아날로그 컨버터(DAC) 메모리(110A-n)에 저장하기 이전에 필터링된 입력 신호를 M의 인자에 의하여 디-인터리빙한다. 디-인터리빙된 신호는 MxM 다중 입력 다중 출력(multiple input, multiple output; MIMO) 다상 필터 매트릭스(112)를 통하여 처리된다. MIMO 필터 매트릭스(112)는 DAC 경로들 모두에서의 위상 및 크기 불일치 에러를 정정한다. 도 6 에 도시되고 아래 좀 더 상세하게 논의되는 4-방향 디- 인터리브 DAC 시스템에서, MIMO 필터 매트릭스(112)는 필터들의 4x4 어레이에서 16 개의 필터를 포함할 것이다.
비록 도시되지 않지만, 시스템에서의 DAC(114A-n) 각각은 다수의 인터리빙된 DAC로 이루어질 수도 있다. 이러한 경우, MIMO 필터 매트릭스(112)의 랭크(rank)는 그러한 경로들에 대한 정정을 역시 제공하도록 변경될 수도 있다. 예를 들어, 도 6 에 도시되는 4-방향 시스템, 각각의 DAC(114A-n)가 8 개의 디- 인터리브 경로를 가진다면, 32x32 MIMO 필터 매트릭스가 메인 믹서 경로 및 개개의 DAC 디-인터리빙된 경로를 정정하기 위하여 사용될 수도 있다.
각각의 DAC 메모리(110A-n) 내의 파형은 크기 응답에 있어서는 동일하지만, 위상은 다르다. 이것은, M만큼 이격된 샘플들의 각각의 세트가 지연에 있어서 1/MT만큼 상이하기 때문인데, T는 수학식 2 에서 나타나는 바와 같이 1/fs이다. 각각의 메모리 내에 저장된 각각의 신호에 대한 디-인터리브 프로세스는 다음과 같다:
Figure pat00006
Figure pat00007
Figure pat00008
Figure pat00009
Figure pat00010
Figure pat00011
변수 N은 M에 의하여 분주된 샘플들 내의 입력 파형(102)의 길이, 또는 특히:
Figure pat00012
이다
예를 들어, 입력 신호가 도 4 에 도시되는 스펙트럼을 가진다고 가정한다. 디-인터리브 프로세스가 디-인터리브 블록(108)에서 수행된 이후에, 각각의 DAC 메모리(110A-n) 내의 입력 신호의 스펙트럼의 크기 응답은 도 5 에 도시된 바와 같이 나타날 것이다. 새 샘플 레이트는 원래의 샘플 레이트보다 M 배 더 적다. 예를 들어, 도 4 및 도 5 에 도시되는 예들은 입력 파형 샘플 레이트가 100GS/s이고 DAC 샘플 레이트가 25GS/s라고 가정한다. 원본 신호의 전체 스펙트럼이 각각의 메모리에 나타나는데, 하지만 대역들 중 세 개는 앨리어싱된다. 각각의 메모리에서의 크기가 같다고 하더라도, 각 신호가 다른 시간 포지션으로부터 시작하여 디-인터리빙되었기 때문에 위상은 상이하다. 각각의 파형은 지연에 있어서 1/TM만큼 상이한데, 여기에서 M은 위에서 논의된 바와 같이 DAC의 개수이고 T는 DAC 샘플 간격이다.
메모리(110A-n) 내의 디-인터리빙된 신호들은 각각의 DAC(114A-n)로 각각 전송된다. 샘플 클록(116)으로부터의 샘플 레이트 fs도 역시 DAC(114A-n) 각각으로 전송된다. 즉, 메모리(110A-n)의 각각 내에 저장된 파형 데이터는 각각의 대응하는 DAC(114A-n)를 통하여 샘플 레이트 fs만큼 클로킹되어(clocked), 앨리어싱된 출력 신호를 생성한다. 각각의 DAC(114A-n)로부터의 앨리어싱된 출력 신호는 대응하는 믹서(118A-n)로 전송된다.
각각의 믹서(118A-n)는 다수의 고조파를 포함하는 동일한 LO 기준 신호를 수신한다. LO 기준 신호는 합산 컴포넌트(120)에 의하여 생성된다. 합산 컴포넌트(120)는 샘플링 레이트 fs를 1.0 의 인자와 실질적으로 동일한 DC 입력과 함께 샘플 클록(116)으로부터 수신한다. 양-방향 또는 3-방향 디- 인터리브 시스템에 대하여, 필요한 모두는 1.0 dc 항 및 샘플 레이트 fs와 동일한 주파수를 가지는 항이다. 4-방향 또는 5-방향 시스템에 대하여, 1.0 dc 항, 샘플 레이트, 및 샘플 레이트의 두 배인 주파수를 가지는 항이 필요하다. 4 개의 6-방향 또는 7-방향 시스템에 대하여, 샘플 레이트의 세 배인 주파수를 가지는 추가항이 요구되고, 기타 등등이다.
그러므로, 시스템은 필요에 따라 주파수 체배기(122A-n)를 포함할 수도 있다. 또한, 각각의 주파수 체배기 경로는 선택적으로 대응하는 지연기(124A-n)를 포함할 수도 있다. 지연기(124A-n)는 고조파 신호의 합산을 보장(insure)하여 최종 합산에서의 피크 및 골을 최소화하면서 각각의 고조파의 최대 레벨에서의 기준 신호 결과를 생성한다. 이것은 결과적으로 더 높은 신호-대-잡음 비 믹서 LO 입력을 초래한다. 이러한 지연기가 사용된다면, 기준 신호는 다음 수학식을 사용하여 결정된다:
Figure pat00013
지연기가 사용되지 않는다면, 기준 신호는 위의 수학식 4 에 의하여 결정된다.
지연기(124A-n)의 값들은 블록(130)에 의하여 나타나는 바와 같이 제조 도중에 결정될 수도 있다. 지연기는, 고조파의 합이 최소의 피크 값을 초래하도록 선택된다. 이것은 더 높은 전력 고조파 레벨이 사용되도록 하는데, 이것이 결과적으로 신호-대-잡음비를 개선한다.
시스템은 대응하는 믹서(118A-n) 이후에 지연기(126A-n)를 더 포함한다. 지연기(126A-n)는 T/M 만큼 증가되는데, T는 각각의 DAC(114A-n)에 대한 샘플 간격이고, M은 M-방향 디-인터리브의 DAC 채널의 개수이다.
합산 컴포넌트(124)는 DAC(114A-n) 각각의 믹싱되고 지연된 출력을 합산하여 최종 아날로그 출력 신호(106)를 생성한다. 합산 컴포넌트(124)는 전력 결합기(power combiner)를 사용하여 구현될 수도 있다. 합산기의 출력들이 함께 합산되면, 원치않는 앨리어스가 소거되고 원하는 대역만이 유지되어, 결과적으로 입력 파형의 복원인 아날로그 출력(106)이 얻어진다.
그러면 아날로그 출력 파형(106)은 저역 통과 필터(128)를 통과하여 전달되어 원하는 신호 복원 주파수 범위의 일부가 아닌 상부 대역 출력을 제거할 수도 있다. 아래 도 7 에서 도시되는 스펙트럼 신호에서, 이것은 범위(706) 내의 파형이다.
도 6 은 개시된 기술의 특정 실시예에 따르는 4-방향 HTI 아키텍처(600)의 일 예를 예시하는 블록도이다.
도 7 은 DAC(114A-D)의 출력이 대응하는 믹서(118A-D)에 입력될 때의 4-방향 디- 인터리브 시스템에 대한 각각의 믹서(118A-D)로부터 나오는 스펙트럼 신호이다. 스펙트럼(700)은 DAC 출력을 합산 컴포넌트(120)로부터의 기준 신호 내의 1.0 항에 의하여 체배한 결과이다. 스펙트럼(702)은 DAC 출력을 합산 컴포넌트(120)로부터의 기준 신호 내의 샘플 주파수 항에 의하여 체배한 결과이다. 마지막으로, 스펙트럼(704 및 706)은 DAC 출력을 합산 컴포넌트(120)로부터의 기준 신호 내의 이중 샘플 주파수 항 2fs에 의하여 체배한 결과이다. 그러므로, 전체 스펙트럼에 걸쳐 확산된 다수의 앨리어싱된 신호가 존재한다.
도 6 에 도시되는 4-방향 시스템 예에서 4 개의 모든 믹서(118A-D)로부터의 크기 응답은 동일하고, 도 6 에 도시된 바와 같이 AWG가 생성하려 하는 입력 신호로서 나타난다. 그러나, 믹서로부터의 각각의 출력의 위상은 디-인터리브 블록(108)의 지연 인자만큼 상이하다. 따라서, 믹서의 출력이 합산 컴포넌트(124)에 의하여 합산되는 경우, 원치않는 앨리어스는 소거되고 원하는 대역만이 유지된다. 따라서, 거의 50GHz 대역폭으로 복원하는 것이 달성된다.
개시된 기술에 따르는 실시예는 일반적으로 신호 복원을 위한 소프트웨어 믹서를 요구하지 않는데, 이것이 시스템을 ATI 및 DBI 시스템보다 더 빠르고 더 간단하게 만든다. 다르게 말하면, 개시된 기술에 따르는 실시예는 신호 복원을 위한 주파수 전환 블록을 요구하지 않는다; 오히려, 이러한 실시예는 신호를 복원하기 위한 M 개의 디지타이저의 출력의 시간 도메인 인터리브만을 요구한다. 이것이 AWG의 디지타이저 대역폭 및 샘플 레이트를 더 효율적으로 사용하게 한다. 예를 들어, 특정 ATI 시스템이 하나의 채널에 70 GHz를 얻을 수 있는 반면에, 비슷한 HTI 시스템은 하나의 채널에 약 90 내지 95 GHz를 획득할 수 있다.
예를 들어, 8-방향 디-인터리브 시스템(미도시)은 25GS/s에서 14.5GHz 대역폭을 사용하여 90 GHz 대역폭 출력 신호를 획득하기 위하여 사용될 수도 있다. 이것은 8 개의 디- 인터리브 경로를 생성하기 위하여 4 개의 AWG를 요구할 것이다.
개시된 기술에 따른 실시예에서, 각각의 파이프 내의 모든 믹서는 인가되는 동일한 LO 기준 신호를 가지고 예를 들어 이것은 다수의 고조파를 포함한다. 이에 반해, ATI 시스템은 각각의 믹서에서 발진기 고조파의 다른 위상을 사용하는데, 이것이 결과적으로 낮은 대역이 아니라 앨리어싱된 높은 대역을 시간 천이한다. 동일한 기준 신호를 모든 믹서에 인가하는 것은 복원 페이즈에서 소프트웨어 믹서를 제거하는 솔루션의 일부이다.
BWE 필터(104) 및 MxM MIMO 필터 매트릭스(112)는 AWG(100)를 제조하는 과정에서 수행된 교정 프로세스 도중에 획득된다. 처음에, 디-인터리브 경로는, 입력 파형을 스위핑된 정현파로 설정함으로써 MxM MIMO 필터 매트릭스(112)를 교정함으로써 매칭된다. 정현파의 각각의 주파수에 대하여, AWG의 출력은 오실로스코프에서 획득되어야 하고, 그러면 돌출(spur) 포지션을 가지는 신호가 측정된다. 전체 대역폭에 걸친 스윕(sweep) 모두의 결과가 MIMO 필터의 어레이를 계산하기 위하여 사용된다. 이러한 프로세스 도중에, BWE 필터(104)는 단위 임펄스로 설정된다.
MIMO 필터(112)가 세팅되면, 이들은 BWE 필터(104)를 교정하기 위하여 사용된다. 이상적인 스텝 신호가 입력 신호에 대하여 로딩되고, AWG는 해당 신호를 생성한다. 이러한 신호는 오실로스코프에서 획득되고 이러한 신호로부터 역-임베딩된 오실로스코프로써 분석된다. 그러면 BWE 필터(104)는 다음과 같이 계산될 수도 있다:
Figure pat00014
변수
Figure pat00015
는 BWE 필터(104)의 스펙트럼이다. 역 푸리에 주파수 변환이
Figure pat00016
에서 수행되어 실제 필터 계수를 획득한다.
Figure pat00017
는 입력 파형 샘플 레이트 나이퀴스트 포인트 직전에 컷오프를 가지는 저역통과 필터의 스펙트럼이다.
Figure pat00018
는 AWG가 생성하는 이상적인 스텝의 스펙트럼이고,
Figure pat00019
는 AWG로부터의 출력 신호이다.
개시된 기술의 원리를 그것의 바람직한 실시예에서 설명하고 예시한 바 있으나, 개시된 기술이 이러한 원리로부터 벗어나지 않으면서 배치구성물 및 세부사항에서 변경될 수 있다는 것이 명백하다. 우리는 후속하는 특허청구범위의 사상 및 범위에 속하는 모든 변형예 및 변경예들에 대해 청구한다.

Claims (15)

  1. 고조파 시간 인터리브(harmonic time interleave; HTI) 시스템으로서,
    기준 신호를 제공하도록 구성되는 샘플 클록;
    제 1 입력단에서 기준 신호를 수신하고, 제 2 입력단에서 제 2 신호를 수신하며, 합산된 기준 신호를 생성하도록 구성되는 제 1 합산 컴포넌트;
    입력 신호를 수신하고 복수 개의 디-인터리빙된 입력 신호를 출력하도록 구성되는 디-인터리브 블록;
    각각이 복수 개의 디-인터리빙된 입력 신호 중 대응하는 하나를 수신하고, 대응하는 아날로그 신호를 출력하도록 구성되는, 복수 개의 디지털-아날로그 컨버터;
    각각이 상기 합산된 기준 신호 및 상기 복수 개의 디지털-아날로그 컨버터 중 대응하는 하나로부터의 아날로그 신호를 수신하고, 대응하는 믹싱된 신호를 출력하도록 구성되는, 복수 개의 믹싱 컴포넌트; 및
    대응하는 믹싱 컴포넌트의 각각으로부터 상기 믹싱된 신호를 수신하고, 상기 입력 신호의 실질적인 전체-대역폭 아날로그 신호 표현을 생성하도록 구성되는, 제 2 합산 컴포넌트를 포함하는, HTI 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    입력 신호가 상기 디-인터리브 블록에서 수신되기 이전에 상기 입력 신호의 위상 및 크기를 정정하도록 구성되는 대역폭 향상 필터를 더 포함하는, HTI 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 기준 신호를 수신하고 상기 제 2 신호를 생성하도록 구성되는 주파수 체배기를 더 포함하는, HTI 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 합산 컴포넌트는 고조파를 수신하여 상기 합산된 기준 신호를 생성하도록 구성되고,
    상기 시스템은,
    상기 기준 신호를 수신하고 고조파 신호를 생성하도록 구성되는 주파수 체배기; 및
    상기 고조파 신호를 수신하고 상기 제 2 신호를 출력하도록 구성되는 지연기(delay)를 더 포함하고,
    상기 기준 신호는 상기 디지털-아날로그 컨버터에 대한 샘플 레이트와 동일한 주파수를 가지는 여현파이고, 상기 제 2 신호는 실질적으로 1.0 인 인자에 대응하는 dc 값을 가지는, HTI 시스템.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 합산 컴포넌트는 복수 개의 지연된 고조파 신호를 수신하고 상기 합산된 기준 신호를 생성하도록 구성되고,
    상기 시스템은,
    상기 기준 신호를 수신하고 복수 개의 고조파 신호를 생성하도록 구성되는 복수 개의 주파수 체배기; 및
    각각 주파수 체배기에 대응하고, 상기 고조파 신호를 수신하고 상기 복수 개의 지연된 고조파 신호를 출력하도록 구성되는 복수 개의 지연기를 더 포함하고,
    상기 기준 신호는 상기 디지털-아날로그 컨버터에 대한 샘플 레이트와 동일한 주파수를 가지는 여현파이고, 상기 제 2 신호는 실질적으로 1.0 인 인자에 대응하는 dc 값을 가지는, HTI 시스템.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 복수 개의 지연기 각각은 상기 합산된 기준 신호의 피크를 최소화하도록 구성되는, HTI 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 기준 신호는 상기 디지털-아날로그 컨버터에 대한 샘플 레이트와 동일한 주파수를 가지는 여현파이고, 상기 제 2 신호는 실질적으로 1.0 의 인자에 대응하는 dc 값을 가지는, HTI 시스템.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 복수 개의 디-인터리빙된 신호는 4 개의 신호를 포함하고, 상기 복수 개의 디지털-아날로그 컨버터는 4 개의 디지털-아날로그 컨버터를 포함하며, 상기 복수 개의 믹싱 컴포넌트는 4 개의 믹싱 컴포넌트를 포함하는, HTI 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1 합산 컴포넌트는 제 3 신호를 수신하도록 구성되고,
    상기 시스템은 상기 샘플 클록으로부터 상기 기준 신호를 수신하고, 제 3 신호를 출력하도록 구성되는 주파수 체배기를 더 포함하는, HTI 시스템.
  10. 제 1 항에 있어서,
    각각이 대응하는 믹싱된 신호를 수신하고, 상기 제 2 합산 컴포넌트로 지연된 믹싱된 신호를 출력하도록 구성되는, 복수 개의 지연 블록을 더 포함하는, HTI 시스템.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 복수 개의 지연 블록 중 제 1 지연 블록은 T의 지연을 가지고, 잔여 지연 블록은 T(M-1)/M의 지연을 가지며, M은 디-인터리브 경로의 개수이고 T는 샘플 간격인, HTI 시스템.
  12. 고조파 시간 인터리브 방법으로서,
    디-인터리브 블록에서 입력 신호를 수신하는 단계;
    상기 디-인터리브 블록에 의하여 상기 입력 신호를 복수 개의 디-인터리빙된 입력 신호로 분할하는 단계;
    복수 개의 디-인터리빙된 입력 신호 각각을 대응하는 아날로그 신호로 변환하는 단계;
    복수 개의 믹싱 컴포넌트 중 대응하는 믹싱 컴포넌트에서 각각의 대응하는 아날로그 신호를 기준 신호와 믹싱하는 단계; 및
    믹싱된 아날로그 신호 각각을 합산하여 상기 입력 신호의 전체-대역폭 아날로그 신호 표현을 생성하는 단계를 포함하는, 고조파 시간 인터리브 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    샘플 클록 신호와 제 2 신호를 합산하여 상기 기준 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는, 고조파 시간 인터리브 방법.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 2 신호는 실질적으로 1.0 의 인자에 대응하는 dc 값인, 고조파 시간 인터리브 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    믹싱 아날로그 신호를 합산하기 이전에 상기 믹싱된 아날로그 신호 각각을 지연시키는 단계를 더 포함하는, 고조파 시간 인터리브 방법.
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