KR20160080021A - Ｍｍｃ 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치 - Google Patents

Ｍｍｃ 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 고압전 직류송전(HVDC) 시스템과 연계되는 모듈러 멀티레벨 컨버터(MMC)의 서브모듈(sub-module)에 안정적인 전원공급을 제어하도록 하는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치에 관한 것이다.
본 발명에 따른 전원제어장치는, MMC 컨버터의 P-N 모선 사이에 연결된 제1저항; 상기 제1저항에 직렬로 연결된 N(N≥1,정수)개의 제2저항; 상기 N개의 제2저항에 각각 병렬로 연결된 N개의 PTC소자; 및 상기 제2저항에 직렬로 연결된 커패시터; 를 포함하고, 상기 P-N 모선 간의 전압을 입력받아 상기 커패시터에 저전압으로 충전하고 상기 충전된 전압을 서브모듈에 제공한다.

Description

ＭＭＣ 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치{POWER CONTROL DEVICE FOR SUB-MODULE OF MMC CONVERTER}
본 발명은 전원제어장치에 관한 것으로서, 특히 고압전 직류송전(HVDC: High Voltage Direct Current) 시스템과 연계되는 모듈러 멀티레벨 컨버터(MMC: Modular Multilevel Converter)의 서브모듈(sub-module)에 안정적인 전원공급을 제어하도록 하는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치에 관한 것이다.
일반적으로, 초고압 직류송전(HVDC) 시스템에서는 발전소에서 생산되는 교류전력을 직류로 변환시켜 송전하고 수전단에서 교류로 재변환하여 부하에 전력을 공급하도록 한다. 이러한 HVDC 시스템은 전압승압을 통하여 효율적이고 경제적인 전력전송이 가능하고 이종계통 연계, 장거리 고효율 송전 등의 장점을 갖는다.
HVDC 시스템에는 전력송전 및 무효전력 보상을 위해 MMC 컨버터가 연계된다. 이런 MMC 컨버터에는 다수의 서브모듈(sub-module)이 직렬로 연결된다. MMC 컨버터에서 서브모듈은 매우 중요한 구성요소 중 하나이다. 따라서 다양한 환경에서도 서브모듈이 정상적으로 동작하도록 하기 위해 서브모듈에 안정적인 전원을 공급하는 것이 요구된다. 또한, MMC 컨버터에서 서브모듈은 전압을 변환하고 전력전송을 위한 전류의 통로가 된다. 이러한 서브모듈의 동작시 발생하는 손실은 서브모듈의 효율적인 동작에 악영향을 미치므로 이를 최소화하기 위한 노력이 계속되고 있다.
도 1에는 MMC 컨버터의 등가회로도이고, 도 2는 종래의 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치의 회로도이다. 주지된 바와 같이 MMC 컨버터는 1개 이상의 상모듈(phase module)(1)로 구성되고 각 상모듈(1)은 다수의 서브모듈(10)이 직렬로 연결된다. 또한, 각 상모듈(1)은 직류전압측을 정(+) 및 부(-)의 직류전압 모선 P 및 N에 각각 접속시킨다. 이들 직류전압 P-N 모선의 사이에는 고전압의 직류전압이 존재한다. 각각의 서브모듈(10)은 두 개의 접속단자(X1,X2)가 형성된다.
종래에 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치(20)는 서브모듈의 동작에 필요한 전원을 공급하기 위해 P-N 모선의 고전압(약 2~3㎸)을 저전압(약 300~600V)로 변환하도록 한다. 이때, HVDC 시스템의 특성상 고신뢰성을 유지하기 위해 저항분압 방식을 사용한다. 즉, P-N 모선 사이에 직렬로 연결된 다수의 저항(R1~R3) 중 특정 저항(R3)에 걸리는 전압을 분압하여 저전압으로 변환하도록 한다.
하지만, 이러한 종래의 전원제어장치(20)는 분압을 위한 저항(R1~R3)에 발열로 인한 손실이 발생하는 문제점이 있고 이러한 발열은 소자의 신뢰성에 매우 밀접한 관련이 있어 전원제어장치 전체의 동작에 악영향을 미칠 수 있다. 이에, 발열을 방지하기 위한 방열판을 별도로 취부해야 하는 번거로움이 있다.
또한, HVDC 시스템과 연계되는 MMC 컨버터의 서브모듈은 입력전압이 매우 넓은 범위(0~3㎸)의 전압을 수용하게 되며, 이를 조합하여 MMC 컨버터를 구동시켜야 하므로 일반적으로 800V 이하에서 서브모듈의 전원이 모두 정상적으로 공급되어야 한다. 이에, 800V 영역에서 전원을 공급하고 크게는 3㎸까지 전원을 유지하는 것은 분압을 유지하는 저항(R1~R3)과 제어다이오드(Z)에 매우 큰 부담으로 작용한다.
따라서 해당 기술분야에서는 HVDC 시스템과 연계되는 MMC 컨버터의 서브모듈에서 추가적인 소자의 설치 없이 분압저항에 손실을 최소화하도록 하면서 안정적인 전원제어가 가능하도록 하는 전원제어장치의 기술개발이 요구되어 오고 있다.
본 발명은 HVDC 시스템과 연계되는 MMC 컨버터에서 고전압을 저전압으로 변환하여 MMC 컨버터의 서브모듈에 공급할 때 내부의 소자에 발열을 방지하고 손실을 최소화하도록 하는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치를 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치는,
MMC 컨버터의 P-N 모선 사이에 연결된 제1저항; 상기 제1저항에 직렬로 연결된 N(N≥1,정수)개의 제2저항; 상기 N개의 제2저항에 각각 병렬로 연결된 N개의 PTC소자; 및 상기 제2저항에 직렬로 연결된 커패시터; 를 포함하고, 상기 P-N 모선 간의 전압을 입력받아 상기 커패시터에 저전압으로 충전하고 상기 충전된 전압을 서브모듈에 제공한다.
본 발명에서, 상기 P-N 모선의 입력전압은 0V에서 기설정된 최대전압(Vmax)까지 증감한다.
본 발명에서, 상기 P-N 모선의 입력전압이 증가하는 구간을 N+1개의 구간으로 구분하고 0V부터 제1전압까지의 제1구간에서는 상기 입력전압에 의한 공급전류가 상기 N개의 PTC소자를 통해 상기 커패시터로 공급된다.
본 발명에서, 상기 입력전압이 증가하는 상기 제2구간 내지 제N구간에서는 상기 공급전류는 상기 제2저항 및 PTC소자의 조합을 통해 상기 커패시터로 공급된다.
본 발명에서, 제i(2≤i≤N,정수)구간에서는 상기 공급전류가 상기 N개의 제2저항 중 i개의 제2저항과 N-i개의 PTC소자를 통해 상기 커패시터로 공급된다.
본 발명에서, 상기 제N+1구간에서는 상기 공급전류가 상기 N개의 저항을 통해 상기 커패시터로 공급된다.
본 발명에서, 상기 N개의 PTC소자는 상대적으로 더 작은 전류에 의해 저항이 증가하여 상기 공급전류를 차단하는 순서로 배열된다.
본 발명에서, 상기 커패시터에 병렬로 연결된 제너다이오드를 더 포함한다.
본 발명에 의하면 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치 내부의 각종 소자에서 발생하는 손실을 최소화할 수 있고, 발열을 방지하므로 방열판 등과 같은 별도의 장치를 취부할 필요가 없다.
도 1은 일반적인 MMC 컨버터의 등가회로도,
도 2는 종래의 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치의 회로도,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치의 회로도,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치에서 서브모듈의 전원제어 과정을 설명하기 위한 전류흐름의 개요도.
이하, 본 발명의 일부 실시 예들을 예시적인 도면을 통해 상세히 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명의 실시 예를 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 실시 예에 대한 이해를 방해한다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
또한, 본 발명의 실시 예의 구성요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 그 구성요소는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되거나 접속될 수 있지만, 각 구성요소 사이에 또 다른 구성요소가 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치의 회로도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치(100)는 1개 이상의 상모듈(phase module)을 포함하는 MMC 컨버터에 적용된다. 구체적으로, MMC 컨버터의 상모듈을 구성하는 다수의 서브모듈에 전원을 공급한다. 이를 위하여 본 발명의 전원제어장치(100)는 각 상모듈이 접속된 정(+) 및 부(-)의 P 모선과 N 모선 사이에 걸리는 고전압을 입력받아 서브모듈의 동작에 필요한 저전압으로 변환하여 공급하도록 한다.
본 실시 예에 따른 전원제어장치(100)는 MMC 컨버터의 P-N 모선 사이에 연결된 제1저항(110)을 포함한다. 이러한 제1저항(110)에는 N개의 제2저항(120)과 커패시터(140)이 각각 직렬로 연결된다. 또한, 제2저항(120)에는 PTC소자(130)가 각각 병렬로 연결된다. 즉, N개의 PTC소자(130)가 N개의 제2저항(120)에 일대 일로 각각 병렬로 연결되는 것이다. 여기서, N은 1이상의 정수로서 2~4임이 바람직하지만 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 또한, 제2저항(120)과 커패시터(140) 사이에는 역방향 전류의 흐름을 제어하는 다이오드(160)가 추가로 연결될 수 있고, 나아가 커패시터(140)에 병렬로 제어다이오드(170)가 연결될 수도 있다. 제너다이오드(170)는 커패시터(140)의 양단전압을 일정하게 유지하기 위한 것으로서, N 모선에서 P 모선으로의 정방향에서는 일반 다이오드와 동일한 특성을 보이며 그 반대의 역방향 전압에서는 전류가 실질적으로 흐르지 않다가 제너문턱전압(Zener Knee Voltage)를 넘어서게 되면 제너항복이 일어나서 역방향 바이어스가 되면서 전류가 역방향으로 흐르게 한다. 따라서, 도면에서 P 모선에서 N 모선 방향으로 낮은 전류는 역방향으로 흐르지 못하지만 역방향 바이어스가 발생하면 P 모선에서 N 모선 방향으로 역방향 전류가 흐르게 된다.
이러한 전원제어장치(100)에서는 MMC 컨버터의 P-N 모선 간에 걸리는 고전압의 입력전압을 커패시터(140)의 양단에 걸리는 저전압의 출력전압으로 변환하여 후단의 서브모듈(미도시)에 공급하도록 한다. 본 실시 예에서 P-N 모선에서의 입력전압은 0V에서부터 기설정된 최대전압(Vmax)까지 증감한다. 이러한 입력전압은 전원제어장치(100)로 입력된다. 이때, 전원제어장치(100)에서는 이러한 입력전압이 증가하는 동안 제2저항(120) 또는 PTC소자(130)를 통하거나 또는 이들의 조합을 통해 커패시터(140)로 전류를 공급한다. 따라서, N개의 제2저항 및 PTC소자(130)의 조합에 의해 N+1개의 서로 다른 전류경로가 형성된다. 이에, 본 실시 예에서는 N+1개의 서로 다른 전류경로에 따라 N+1개의 전압구간을 구분하도록 한다. 이 경우, 0V부터 기설정된 제1전압까지의 제1구간에서는 입력전압에 의해 공급되는 공급전류가 모두 N개의 PTC소자(130)를 통해 커패시터(140)로 공급된다. 제1전압 이후의 제2구간 내지 제N구간에서는 이러한 공급전류는 제2저항(120)과 PTC소자(130)의 조합을 통해 커패시터(140)로 공급된다. 즉, 제i구간(2≤i≤N,정수)에서는 공급전류가 N개의 제2저항(120) 중 i개의 제2저항과 N개의 PTC소자(130) 중 N-i개의 PTC소자를 통해 커패시터(140)로 공급된다. 또한, 제N+1구간에서는 공급전류가 모두 N개의 제2저항을 통해 커패시터(140)로 공급된다. 예를 들어, N=2인 경우 제1구간에서는 모두 PTC소자(130)를 통해 전류가 공급되고 제2구간에서는 첫번째 제2저항과 두번째 PTC소자를 통해 전류가 공급되고 제3구간에서는 모두 제2저항(120)을 통해 전류가 공급된다. 물론, 제1저항(110)은 반드시 통하게 된다. 이와 같이, N개의 PTC소자(130)는 상대적으로 더 작은 전류에 의해 저항이 증가하여 공급전류를 차단하는 순서로 배열되도록 함으로써 전류의 크기가 증가함에 따라서 N개의 PTC소자(130)가 순차적으로 저항이 증가하도록 한다. 이는 N개로 배열된 PTC소자(130)가 전류가 증가함에 따라 순차적으로 전류를 차단하도록 하여 자신과 병렬로 연결된 제2저항(120)을 통해 전류가 흐르도록 하는 것이다.
이와 같이 구성된 전원제어장치(100)의 동작을 도 4 내지 도 6을 참조하여 구체적으로 설명하기로 한다. 이하에서, 본 실시 예에서는 설명의 편의상 N=2라고 가정한다. 구체적으로, 2개의 제2저항(120) 중 첫번째 제2저항(R21)(121)과 두번째 제2저항(R22)(112)은 직렬로 연결되고, 이들 첫번째 제2저항(R21)(121) 및 두번째 제2저항(R22)(122)에 각각 제1PTC소자(131) 및 제2PTC소자(132)가 병렬로 연결된 경우에 대하여 설명한다. 물론 상기한 바와 같이 N의 개수는 본 발명에 대한 설명의 편의상 가정한 것이므로 변경될 수 있다.
도 4 내지 도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치에서 서브모듈의 전원제어과정을 설명하기 위한 전류흐름의 개요도이다.
본 실시 예에 적용되는 MMC 컨버터의 P-N 모선 간에 걸리는 고전압은 0V에서 기설정된 최대전압(Vmax)까지 증감한다. 설명의 편의상 최대전압(Vmax)을 일례 3㎸로 예를 들어 설명하기로 한다. 이러한 최대전압(Vmax)은 회로의 설계조건에 따라 달라질 수 있다. 본 실시 예에서 전원제어장치(100)는 MMC 컨버터의 P-N 모선 간에 걸리는 고전압의 입력전압은 0V에서부터 증가하여 최대전압(Vmax), 즉 3㎸까지 증가하는 동안 전원제어장치(100)는 이러한 입력전압을 공급받아 서브모듈에 필요한 저전압, 예컨대 300~600V의 저전압으로 변환하여 이를 후단의 서브모듈에 공급하도록 한다. 또한, P-N 모선의 입력전압이 최대전압, 즉 3㎸에서 0V로 감소하는 동안에도 이러한 저전압으로의 변환을 수행한다.
이하, 본 발명의 실시 예에서 P-N 모선의 입력전압이 0V에서 3㎸로 증가하는 동안 제1구간(0~1600V), 제2구간(1600~2200V), 제3구간(2200~3000V)별로 구분하여 전원제어장치(100)의 동작과정을 설명한다. 상기 구간을 구분하는 전압값은 2개의 PTC소자(131,132)의 발열 특성 및 전류차단 특성에 따라 결정되므로 이러한 전압값은 2개의 PTC소자(130)의 특성에 따라 변경될 수 있다. 또한, 제1구간 중 0~800V의 범위는 실질적으로 입력되는 전류의 크기가 매우 작기 때문에 회로의 손실이 거의 없고 800V 이상에서 손실이 발생한다.
도 4는 P-N 모선의 입력전압이 0~1600V인 제1구간에서의 전류흐름을 도시하고 있다. 도 4를 참조하면, 제1구간은 상대적으로 저전압 구간으로서 P-N 모선 간의 입력전압에 의해 전원제어장치(100)로 작은 공급전류(IP)가 인가된다. 따라서 입력전압이 0~1600V의 제1구간에서 공급전류(IP)의 크기는 이후의 구간보다 상대적으로 작다. 이와 같이 초기에는 제1PTC소자(131) 및 제2PTC소자(132)에 작은 전류가 흐르므로 대부분의 전류가 내부 저항이 극히 작은 제1 및 제2 PTC소자(131,132)를 통해 흐르게 된다. 이러한 전류는 제너다이오드(150)로 흐르는 전류(IZ)와 커패시터(140)로 흐르는 전류(IC)로 나눠지고 IC 전류에 의해 커패시터(140)가 충전된다. 따라서, 출력전압 Vo는 커패시터(140)에 충전된 전압이 되며, 입력전압에 비해 낮은 저전압으로 변환되는 것이다.
도 5는 P-N 모선의 입력전압이 1600~2200V의 제2구간에서의 전류흐름을 도시한다. 도 5를 참조하면, 제2구간은 상대적으로 중간전압 구간으로서 앞선 저전압 구간인 제1구간에서 P-N 모선 간의 입력전압이 더 증가하여 1600V에 도달하게 되면 전원제어장치(100)에 인가되는 공급전류(IP)는 제1구간에 비해 커진다. 이처럼 공급전류(IP)의 크기가 커짐에 따라 제1구간에서 제1PTC소자(131)로 흐르는 전류도 커지므로 제1PTC소자(131)에서는 열이 발생하고, 이러한 열에 의해 저항이 크게 증가하게 되어 전류의 흐름을 차단한다. 따라서, P-N 모선의 입력전압이 증가하여 1600V에 도달하게 되면 제2구간이 시작되어 입력된 공급전류(IP)는 제1PTC소자(131)로 흐르지 않고 첫번째 제2저항(R21)(121)을 통해 흐르게 된다. 물론, 이와 같은 전류흐름의 경로가 변경되는 1600V의 임계치는 회로의 설계조건에 따라 달라질 수 있음은 당연하다. 이때 제1PTC소자(131)와 제2PTC소자(132)는 전류의 크기에 따라 발열 특성과 저항증가 특성이 다르게 설정됨이 바람직하다. 즉, 제1PTC소자(131)는 제2PTC소자(1320)에 비해 상대적으로 더 작은 전류에 의해 저항이 크게 증가한다. 따라서, 입력전압이 증가함에 따라 제1PTC소자(131)가 제2PTC소자(132)보다 먼저 발열하여 저항이 증가하게 되어 전류의 흐름을 차단하게 된다. 이에, 도 5와 같이 입력전압이 1600V에 도달하면 공급전류(IP)는 첫번째 제2저항(R21)(121)을 거쳐 제2PTC소자(132)를 통해 커패시터(140)로 공급된다. 이때, 제너다이오드(150)로도 일부가 나눠져 공급된다. IC 전류에 의해 커패시터(140)가 충전된다. 이러한 전류흐름은 제2구간인 1600~2200V 동안 유지된다. 따라서, 출력전압 Vo는 커패시터(140)에 충전된 전압이 되며, 고전압의 입력전압에 비해 낮은 저전압으로 변환되는 것이다.
도 6은 P-N 모선의 입력전압이 2200~3000V의 제3구간에서의 전류흐름을 도시한 것이다. 도 6을 참조하면, 제3구간은 상대적으로 고전압 구간으로서, 상기한 바와 같이 제2구간에서 P-N 모선 사이의 입력전압이 계속 증가하여 2200V에 도달하게 되면 전원제어장치(100)에 인가되는 공급전류(IP)는 제2구간에 비해 더욱 커진다. 이처럼 공급전류(IP)의 크기가 커짐에 따라 제2구간에서 제2PTC소자(132)로 흐르는 전류도 커지므로 제2PTC소자(132)에서도 열이 발생하여 저항이 크게 증가하게 되어 전류의 흐름을 차단하게 된다. 따라서 P-N 모선의 입력전압이 증가하여 2200V에 도달하게 되면 제3구간이 시작되어 공급전류(IP)는 제2PTC소자(132)로도 흐르지 않고모두 제2저항(120)을 통해 흐르게 된다. 이처럼 전류흐름의 경로가 변경되는 2200V의 임계치도 회로의 조건에 따라 달라질 수 있다. 이와 같이 제1PTC소자(131)와 제2PTC소자(132)가 전류의 크기에 따라 발열 특성과 저항증가의 특성이 다르게 설정하여 제2PTC소자(132)는 제1PTC소자(131)에 비해 상대적으로 더 큰 전류에서 발열되어 저항이 증가하여 전류를 차단하게 된다. 따라서 도 6과 같이 공급전류 IP는 첫번째 제2저항(R21)(121)을 거쳐 두번째 제2저항(R22)(122)을 통해 커패시터(140)로 공급된다. 물론, 제너다이오드(150)로도 일부가 나눠져 공급된다. 이러한 IC 전류에 의해 커패시터(140)가 충전되며, 이러한 전류흐름은 고전압 구간, 즉 2200~3000V 동안 유지된다. 따라서, 출력전압 Vo는 커패시터(140)에 충전된 전압이 되며, 고전압의 입력전압에 비해 낮은 저전압으로 변환되는 것이다. 이는 고전압 구간에서는 공급전류(IP)가 상대적으로 저전압 구간이나 중간전압 구간에 비해 상대적으로 커짐에 따라 커패시터(140)에 공급되는 전류(IC)도 증가한다. 이에, 제너다이오드(150)로 공급되는 전류(IZ)도 같이 커지게 되고 제너다이오드(150)에 걸리는 역방향 전압이 제너문턱전압을 초과하는 경우 제너다이오드(150)로 전류가 도통되어 커패시터(140)로 공급되는 전류(IC)를 조절하게 된다. 이로써 출력전압(Vo)은 일정한 값으로 유지될 수 있도록 한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 전원제어장치에서 P-N 모선 간의 입력전압에 따른 손실을 나타낸 그래프이다.
도 7을 참조하면, 본 발명에 따른 전원제어장치(100)에서 도 4 내지 도 6에서 설명한 일례에서와 같이 P-N 모선의 입력전압을 0V부터 3㎸까지 증가시키는 동안 발생하는 손실을 실험하여 그 결과를 그래프로 도시하고 있다. 먼저 입력전압이 800V인 경우에는 인가되는 공급전류(IP)가 작다. 공급전류(IP)의 경로는 도 4에서와 같이 제1저항(110), 제1PTC소자(131) 및 제2PTC소자(132)를 통해 흐르게 되어 제1저항(110)에서만 손실이 발생하며 2개의 제2저항(120)으로는 전류가 실질적으로 흐르지 않으므로 손실이 상대적으로 작음을 알 수 있다(도면부호 A). 이후에, 입력전압이 증가하면 공급전류(IP)도 증가하여 제1저항(110), 제1PTC소자(131) 및 제2PTC소자(132)에서의 손실도 커짐을 알 수 있다(A점에서 B점까지의 구간).
계속해서, 입력전압이 1600V에 도달하면 도 5에서와 같이 제1PTC소자(131)의 저항이 매우 커져서 전류를 차단하게 되고 공급전류(IP)는 제1저항(110), 첫번째 제2저항(R21)(121) 및 제2PTC소자(132)를 통해 흐르게 된다. 이 경우, 상기한 제1구간에 비해 제1PTC소자(131)의 큰 저항에 의해 발생하던 큰 손실이 없어지고 대신 첫번째 제2저항(R21)(121)에서 손실이 추가된다. 이때 첫번째 제2저항(R21)(121)에서 발생하는 손실은 제1PTC소자(131)에서 발생하는 손실에 비해 매우 적으므로 도 7의 그래프에서 B점에서 C점으로 손실이 현저히 감소하게 된다. 이후 입력전압이 증가하여 제2구간(1600~2200V) 동안 이러한 과정이 지속되고 입력전압의 증가로 인해 공급전류(IP)도 증가하고 제1저항(110), 첫번째 제2저항(R21)(121) 및 제2PTC소자(132)에서의 손실도 점차 커진다(C점에서 D점까지의 구간).
계속해서, 입력전압이 2200V에 도달하면 도 6에서와 같이 제2PTC소자(132)의 저항도 매우 커져서 공급전류(IP)는 제1저항(110), 첫번째 제2저항(R21)(121) 및 두번째 제2저항(R22)(122)를 통해 흐르게 된다. 이 경우, 상기한 제2구간에 비해 제2PTC소자(132)의 큰 저항에 의해 발생하던 큰 손실이 없어지고 대신에 두번째 제2저항(R22)(122)에서 손실이 추가된다. 이때, 두번째 제2저항(R22)(122)에서 발생하는 손실은 제2PTC소자(132)에서 발생하는 손실에 비해 매우 적으므로 도 7의 그래프에서 D점에서 E점으로 손실이 현저히 감소하게 된다. 이후 제3구간(2200~3000V) 동안 이러한 과정이 지속되고 입력전압이 계속 증가하면서 공급전류(IP)도 증가하고 제1저항(110) 및 두 개의 제2저항(120)에서의 손실도 점차 커진다(E점에서 F점까지의 구간). 이후에 입력전압을 감소하는 동안에도 이러한 과정은 반복된다.
이와 같이, 본 발명에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치(100)에서는 P-N 모선 간의 입력전압이 증가함에 따라 전원제어장치(100) 내에서 발생하는 손실을 줄일 수 있도록 한다. 이는 입력전압이 증가함에 따라 단계적으로 손실을 줄이기 위해 저항에 병렬로 PTC소자를 연결하여 저전압 구간에서는 저항보다는 PTC소자를 통해 전류가 흐르도록 하고 입력전압이 계속 증가하는 동안 순차적으로 PTC소자보다는 저항으로 전류가 흐르도록 함으로써 고전압으로 갈수록 PTC소자에서 발생하는 손실을 줄이도록 한다.
한편, 도면에는 설명의 편의상 2개의 제2저항(120)과 이에 각각 병렬로 연결된 2개의 PTC소자(130)를 도시하여 설명하였으나, 본 발명은 이에 한정되지 않으며 N의 개수는 더 많을 수도 있다. 이러한 경우에도 입력전압이 증가함에 따라서 PTC소자가 배열된 순서로 순차적으로 전류를 차단함으로써 자신과 병렬로 연결된 제2저항으로 전류가 흐르도록 한다. 이때마다 회로의 손실은 도 7에서와 같이 감소하게 된다.
이상에서, 본 발명의 실시 예를 구성하는 모든 구성 요소들이 하나로 결합하거나 결합하여 동작하는 것으로 설명되었다고 해서, 본 발명이 반드시 이러한 실시 예에 한정되는 것은 아니다. 즉, 본 발명의 목적 범위 안에서라면, 그 모든 구성 요소들이 하나 이상으로 선택적으로 결합하여 동작할 수도 있다. 또한, 이상에서 기재된 "포함하다", "구성하다" 또는 "가지다" 등의 용어는, 특별히 반대되는 기재가 없는 한, 해당 구성 요소가 내재할 수 있음을 의미하는 것이므로, 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함한 모든 용어들은, 다르게 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미가 있다. 사전에 정의된 용어와 같이 일반적으로 사용되는 용어들은 관련 기술의 문맥상의 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 발명에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시 예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시 예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
110 : 제1저항 120 : 제2저항
130 : PTC소자 140 : 커패시터
150 : 제너다이오드 160 : 다이오드

Claims (8)

  1. MMC 컨버터의 P-N 모선 사이에 연결된 제1저항;
    상기 제1저항에 직렬로 연결된 N(N≥1,정수)개의 제2저항;
    상기 N개의 제2저항에 각각 병렬로 연결된 N개의 PTC소자; 및
    상기 제2저항에 직렬로 연결된 커패시터; 를 포함하고,
    상기 P-N 모선 간의 전압을 입력받아 상기 커패시터에 저전압으로 충전하고 상기 충전된 전압을 서브모듈에 제공하는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 P-N 모선의 입력전압은 0V에서부터 기설정된 최대전압(Vmax)까지 증가함을 특징으로 하는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 P-N 모선의 입력전압이 증가하는 구간을 N+1개의 구간으로 구분하고 0V부터 제1전압까지의 제1구간에서는 상기 입력전압에 의한 공급전류가 상기 N개의 PTC소자를 통해 상기 커패시터로 공급되는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 입력전압이 증가하는 상기 제2구간 내지 제N구간에서는 상기 공급전류는 상기 제2저항 및 PTC소자의 조합을 통해 상기 커패시터로 공급되는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치.
  5. 제4항에 있어서,
    제i(2≤i≤N,정수)구간에서는 상기 공급전류가 상기 N개의 제2저항 중 i개의 제2저항과 N-i개의 PTC소자를 통해 상기 커패시터로 공급되는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 제N+1구간에서는 상기 공급전류가 상기 N개의 저항을 통해 상기 커패시터로 공급되는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 N개의 PTC소자는 상대적으로 더 작은 전류에 의해 저항이 증가하여 상기 공급전류를 차단하는 순서로 배열되는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 커패시터에 병렬로 연결된 제너다이오드를 더 포함하는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치.
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