KR20150011112A - 다중 입출력 시스템 및 이의 송신장치 및 수신장치 - Google Patents

다중 입출력 시스템 및 이의 송신장치 및 수신장치 Download PDF

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KR20150011112A
KR20150011112A KR20130085938A KR20130085938A KR20150011112A KR 20150011112 A KR20150011112 A KR 20150011112A KR 20130085938 A KR20130085938 A KR 20130085938A KR 20130085938 A KR20130085938 A KR 20130085938A KR 20150011112 A KR20150011112 A KR 20150011112A
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    • H04L1/0606—Space-frequency coding

Abstract

본 발명의 다중 입출력 시스템은 복수개의 데이터 레이어를 채널 부호를 이용하여 인코딩하는 채널 인코더; 상기 채널 인코더의 출력을 입력받아 랜덤 인터리빙하는 제1인터리버; 상기 제1인터리버로부터 인터리빙 처리된 상기 복수개의 데이터 레이어에 대해서 네트워크 인코딩하는 네트워크 인코더; 상기 네트워크 인코더로부터 네트워크 인코딩된 상기 복수개의 데이터 레이어를 랜덤 인터리빙하는 제2인터리버를 포함하는, 송신장치; 및 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 복수개의 데이터 레이어별로 출력하는 검파기; 상기 검파기로부터 출력된 상기 복수개의 데이터 레이어에 포함된 비트 데이터에 대한 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값을 계산하여 출력하는 디매핑기; 상기 디매핑기로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어 각각에 대해서 디인터리빙하는 제1디인터리버; 상기 제1디인터리버로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어에 대해서 네트워크 디코딩하는 네트워크 디코더; 및 상기 네트워크 디코더로부터 네트워크 디코딩된 상기 복수개의 데이터 레이어를 디인터리빙하는 제2디인터리버를 포함하는, 수신장치;를 포함한다.

Description

다중 입출력 시스템 및 이의 송신장치 및 수신장치 {Multi-Input Multi-Output System and Transmitting Device and Receiving Device thereof}
본 발명은 다중 입출력 시스템 및 이에 포함되는 송신장치 및 수신장치에 관한 것이다.
공간 다중화 방식은 안테나 레이어(layer)마다 서로 다른 정보를 전송함으로써, 송신 안테나 수만큼 데이터 전송 속도를 크게 증가시킬 수 있는 다중 입출력 전송 방식이다. 무선 환경에서 데이터를 송수신하기 위한 일환으로써 다중입출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output) 방식이 있다. 이러한 다중 입출력 방식을 이용하는 다중입출력 시스템 중 오류 정정 부호와 변복조기술을 무선 환경에 적용하는 BICM(Bit Interleaved Coded Modulation)을 채택한 다중입출력 시스템이 널리 이용되고 있다. 높은 전송 효율을 갖는 공간 다중화 방식의 다중 입출력 시스템에서 무선 전송에 대한 높은 신뢰도를 구현하기 위해서 다이버시티 이득을 증가시킬 필요가 있다.
BICM을 채택한 다중입출력 시스템은, 송신단에서 채널 인코더, 인터리버(interleaver) 및 변조기가 직렬로 연결된 구성을 가진다. 이러한 BICM을 채택한 다중입출력 시스템은 용량(capacity) 및 다이버시티(diversity) 측면에서 많은 장점을 가지나, 수신단에서 이용되는 수신 안테나의 개수와 검파방식에 의하여 다중입출력 시스템의 다이버시티가 제한되는 제약이 있다.
따라서, BICM을 채택한 다중 입출력 시스템에서 다이버시티를 향상시킬 수 있는 기술에 대한 연구가 지속되고 있다.
본 발명은 종래의 필요성을 충족시키기 위해 안출된 것으로써, BICM을 채택한 공간 다중화 방식의 다중 입출력 시스템에서 다이버시티를 향상시킬 수 있는 기법을 제공하기 위한 것이다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 본 발명의 기재로부터 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 실시형태에 따른 다중 입출력 시스템의 송신장치는 복수개의 데이터 레이어를 채널 부호를 이용하여 인코딩하는 채널 인코더; 상기 채널 인코더의 출력을 입력받아 랜덤 인터리빙하는 제1인터리버; 상기 제1인터리버로부터 인터리빙 처리된 상기 복수개의 데이터 레이어에 대해서 네트워크 인코딩하는 네트워크 인코더; 상기 네트워크 인코더로부터 네트워크 인코딩된 상기 복수개의 데이터 레이어를 랜덤 인터리빙하는 제2인터리버를 포함한다.
본 발명의 실시형태에서, 네트워크 인코더는: 상기 네트워크 인코더에 입력되는 상기 복수개의 데이터 레이어의 i번째 비트 벡터를 행렬
Figure pat00001
을 통해서 네트워크 인코딩하며, 여기서, Nt는 상기 송신장치의 안테나의 개수이며, Nt가 2 또는 3일 때,
Figure pat00002
또는
Figure pat00003
, 그리고
Figure pat00004
또는
Figure pat00005
이다.
본 발명의 실시형태에 따른 다중 입출력 시스템의 수신장치는 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 복수개의 데이터 레이어별로 출력하는 검파기; 상기 검파기로부터 출력된 상기 복수개의 데이터 레이어에 포함된 비트 데이터에 대한 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값을 계산하여 출력하는 디매핑기; 상기 디매핑기로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어 각각에 대해서 디인터리빙하는 제1디인터리버; 상기 제1디인터리버로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어에 대해서 네트워크 디코딩하는 네트워크 디코더; 및 상기 네트워크 디코더로부터 네트워크 디코딩된 상기 복수개의 데이터 레이어를 디인터리빙하는 제2디인터리버를 포함한다.
본 발명의 실시형태에 따라, 네트워크 디코더는: 상기 네트워크 디코더에 입력되는 상기 복수개의 데이터 레이어의 i번째 비트 벡터를 행렬
Figure pat00006
의 역행렬을 통해서 네트워크 디코딩하며, 여기서, Nt는 송신 안테나의 개수이며, Nt가 2 또는 3일 때,
Figure pat00007
또는
Figure pat00008
, 그리고
Figure pat00009
또는
Figure pat00010
이다.
본 발명의 실시형태에 따라, 수신장치는 상기 제2디인터리버로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어를 입력받아 BCJR 알고리즘을 수행하여 상기 복수개의 데이터 레이어에 포함된 비트에 대해서 독립적으로 외인성 LLR 값을 출력하는 채널 디코더를 더 포함하며, 상기 외인성 LLR 값을 이용하여 상기 네트워크 디코더와 상기 채널 디코더 사이의 반복 복호가 수행될 수 있다.
또한, 본 발명의 실시형태에 따라, 상기 외인성 LLR 값은 상기 제2디인터리버의 역기능을 수행하는 인터리버에서 처리되어 상기 네트워크 디코더로 전달되고, 상기 네트워크 디코더는 상기 제1디인터리버로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어와 상기 인터리버에서 처리된 상기 외인성 LLR 값을 입력으로 하여 네트워크 디코딩함으로써 상기 복수개의 데이터 레이어에 포함된 LLR 값을 갱신할 수 있다.
본 발명의 실시형태에 따른 다중 입출력 시스템은 복수개의 데이터 레이어를 채널 부호를 이용하여 인코딩하는 채널 인코더; 상기 채널 인코더의 출력을 입력받아 랜덤 인터리빙하는 제1인터리버; 상기 제1인터리버로부터 인터리빙 처리된 상기 복수개의 데이터 레이어에 대해서 네트워크 인코딩하는 네트워크 인코더; 상기 네트워크 인코더로부터 네트워크 인코딩된 상기 복수개의 데이터 레이어를 랜덤 인터리빙하는 제2인터리버를 포함하는, 송신장치; 및 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 복수개의 데이터 레이어별로 출력하는 검파기; 상기 검파기로부터 출력된 상기 복수개의 데이터 레이어에 포함된 비트 데이터에 대한 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값을 계산하여 출력하는 디매핑기; 상기 디매핑기로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어 각각에 대해서 디인터리빙하는 제1디인터리버; 상기 제1디인터리버로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어에 대해서 네트워크 디코딩하는 네트워크 디코더; 및 상기 네트워크 디코더로부터 네트워크 디코딩된 상기 복수개의 데이터 레이어를 디인터리빙하는 제2디인터리버를 포함하는, 수신장치;를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시형태에 따르면 BICM을 채택한 다중 입출력 시스템에서 다이버시티를 향상시킬 수 있다.
또한, 본 발명의 실시형태에 따르면, 2개 또는 3개의 송신 안테나를 갖는 공간 다중화 방식의 다중 입출력 시스템에서 추가적인 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
또한, 본 발명의 실시형태에 따르면, BICM(bit-interleaved coded modulation)을 채택한 다중 입출력 시스템에서 다이버시티 이득을 개선할 수 있다.
도1은 본 발명의 일 실시형태에 따른 다중입출력 시스템의 송신장치를 나타낸다.
도2는 본 발명의 일 실시형태에 따른 다중입출력 시스템의 수신장치를 나타낸다.
도3은 본 발명의 일 실시형태에 따른 네트워크 인코딩이 적용된 다중 입출력 시스템과 이러한 네트워크 인코딩이 적용되지 않은 시스템 사이의 성능 차이를 나타낸다.
도4는 송신 안테나 개수가 2개인 경우에 수신 안테나 수에 따라 다중 입출력 시스템에서 본 발명의 일 실시형태에 따른 네트워크 부호를 적용한 경우와 적용하지 않은 경우의 성능 차이를 나타낸다.
도5는 송신 안테나 개수가 3개인 경우에 수신 안테나 수에 따라 다중 입출력 시스템에서 본 발명의 일 실시형태에 따른 네트워크 부호를 적용한 경우와 적용하지 않은 경우의 성능 차이를 나타낸다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명된다. 그러나, 본 발명의 실시형태는 여러 가지의 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 이하 설명하는 실시형태로만 한정되는 것은 아니다. 도면에서의 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있으며, 도면들 중 인용부호들 및 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 인용부호들로 표시됨을 유의해야 한다. 참고로 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
일반적으로 Nr 개의 수신 안테나와 Nt 개의 송신 안테나를 구비하며 BICM을채택하는 공간 다중화 방식의 다중 입출력 시스템의 경우, 다이버시티 이득(diversity gain)은 검파기(detector)의 종류에 따라 정해질 수 있다. 예컨대, 수신단에서 ML(Maximum Likelihood) 검파기를 이용하는 경우 수신 안테나 개수 Nr 만큼의 다이버시티 이득을 얻을 수 있으나, ZF(Zero Forcing) 또는 MMSE(Minimum Mean Squared Error)에 기반한 선형 검파기를 이용하는 경우 Nr - Nt + 1의 다이버시티 이득만을 얻을 수 있다.
예컨대, 동일한 수의 송수신 안테나를 사용하는 다중 입출력 시스템의 경우 선형 검파기를 통해서 얻을 수 있는 다이버시티 이득은 수신 안테나의 개수와 관계없이 1이다.
이에 비해, ML 검파기를 이용하거나, 다중 안테나 간섭을 제거할 수 있는 구조를 이용할 경우에 수신 안테나 개수와 동일한 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 따라서, 수신 안테나 개수를 증가시킴에 따라 다이버시티 이득이 증가할 수 있다. 하지만, ML 검파기의 경우 송신 안테나 수와 변조 지수의 증가에 따라 복잡도가 크게 증가하는 단점을 갖는다. 2개의 송수신 안테나를 갖는 다중 입출력 시스템에서 최대 전송 효율과 최대 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 골든 부호(Golden code)의 경우에도 ML 검파기를 사용하므로 높은 복잡도를 갖는다. 따라서, 기존의 높은 전송 효율을 갖는 공간 다중화 방식에서 무선 구간의 신뢰도 향상을 위한 다이버시티 이득의 증가 방식은 높은 복잡도를 갖는 수신기 구조로 한정된다. 따라서, 본 발명의 실시형태를 통해 다중 입출력 시스템에서 검파기의 종류에 상관없이 효율적으로 다이버시티 이득을 높이는 기술을 제공하고자 한다.
도1은 본 발명의 일 실시형태에 따른 다중입출력 시스템의 송신장치(100)를 나타낸다. 본 발명의 일 실시형태에 따른 다중입출력 시스템의 송신장치(100)는 이하 도2를 참조하여 설명된 수신장치(200)로 전송하고자 하는 데이터를 복수개의 안테나(170)를 통해 무선환경에서 송신할 수 있도록 하는 장치이다.
본 발명의 실시형태에 따른 다중입출력 시스템의 송신장치(100)는 복수개의 데이터 레이어를 채널 부호를 이용하여 인코딩하는 채널 인코더; 상기 채널 인코더의 출력을 입력받아 랜덤 인터리빙하는 제1인터리버; 상기 제1인터리버로부터 인터리빙 처리된 상기 복수개의 데이터 레이어에 대해서 네트워크 인코딩하는 네트워크 인코더; 상기 네트워크 인코더로부터 네트워크 인코딩된 상기 복수개의 데이터 레이어를 랜덤 인터리빙하는 제2인터리버를 포함할 수 있다. 이하에서는 각각의 구성요소에 대해서 상세하게 살펴본다.
본 발명의 실시형태에 따르면, 디멀티플렉서(110: Demultiplexer)는 송신장치(100)에서 전송하고자 하는 데이터를 복수개의 데이터 레이어(layer)로 출력할 수 있다. 각각의 데이터 레이어는 데이터 부호들로 이루어질 수 있다.
채널 인코더(120: Channel Encoder)는 디멀티플렉서(110)에서 출력된 복수개의 데이터 레이어를 소정의 부호를 이용하여 인코딩할 수 있다. 채널 인코더(120)는 일반적으로 컨벌루션 부호(convolutional code) 또는 터보 부호(turbo code)와 같은 채널 부호를 이용하여 각 레이어의 부호율에 맞추어 부호어 길이 N을 갖도록 부호화 과정을 수행할 수 있다. 이렇게 생성된 t번째 레이어의 i번째 부호어 비트는 Ct,i로 표현될 수 있다. 여기서, 1 < t < Nt이고 1 ≤ i ≤ N이다. 이때, 채널 인코더(120_1 내지 120_Nt)에 의해 인코딩되는 데이터 레이어의 개수는 송신 안테나(170_1 내지 170_Nt)의 개수인 Nt에 대응할 수 있다.
본 발명의 실시형태에서, 채널 인코더(120)에서 출력되는 각각의 데이터 레이어는 제1인터리버(130: π(Interleaver))에 입력된다. 제1인터리버(130)는 버스트(burst)한 오류를 막기 위해 채널 인코더(120)에서 출력되는 각각의 레이어의 이진 비트열을 랜덤(random) 인터리빙 처리한다. 예컨대, 제1인터리버(130)는 입력되는 이진 비트열 간의 시간적인 상관성을 없애 독립적인 관계를 가지도록 할 수 있다. 제1인터리버(130)로부터 출력되는 t번째 데이터 레이어에 포함되는 i번째 부호는
Figure pat00011
로 표시된다.
본 발명의 실시형태에 따른 다중 입출력 시스템의 송신장치(100)는 네트워크 인코더(140)를 포함할 수 있다. 이러한 네트워크 인코더(140)는 제1인터리버(130)에서 출력된 복수개의 데이터 레이어 각각을 네트워크 인코딩 처리할 수 있다. 이하에서, 본 발명의 실시형태에 따른 네트워크 인코더(140)의 네트워크 인코딩 과정을 예를 들어 설명한다.
네트워크 인코더(140)를 통해 네트워크 인코딩되어 출력되는 i번째 비트 벡터
Figure pat00012
와 제1인터리버(130)에서 출력되어 네트워크 인코더(140)로 입력되는 i번째 비트 벡터
Figure pat00013
는 아래와 같이 정의될 수 있다. 즉, i번째 비트 벡터
Figure pat00014
는 네트워크 인코더(140)에서 출력되는 복수개 레이어 각각의 i번째 비트들(Nt개의 비트들)로 이루어진다. 마찬가지로, i번째 비트 벡터 는 네트워크 인코더(140)로 입력되는 복수개 레이어 각각의 i번째 비트들로 이루어진다.
Figure pat00016
(수학식 1)
Figure pat00017
(수학식 2)
네트워크 인코더(140)에서 처리된 후 출력되는 i번째 네트워크 부호 비트 벡터
Figure pat00018
와 네트워크 인코더(140)에 입력되는 i번째 인터리빙된 부호 비트 벡터
Figure pat00019
사이에는 아래와 같은 관계가 성립될 수 있다. 네트워크 부호 비트 벡터를 얻기 위한 네트워크 인코더(140)에서 레이트-1(rate-1)의 네트워크 부호화 과정은 행렬
Figure pat00020
를 통해서 아래와 같이 획득될 수 있다. 본 발명의 실시예에 따른 네트워크 부호의 부화율이 1이므로 송신 전송률이 감소되는 것을 방지할 수 있다.
Figure pat00021
, 여기서
Figure pat00022
(수학식 3)
본 발명의 실시형태에서 정의되는 모든 연산은 이진 필드(binary field)에서 동작하는 것을 예시한다. 본 발명의 실시형태에 따른 네트워크 부호화 과정에 필요한 행렬
Figure pat00023
는 두 개의 부분 행렬
Figure pat00024
와
Figure pat00025
를 통해 표현될 수 있다. 여기서, 두 개의 부분 행렬
Figure pat00026
와
Figure pat00027
는 다중 입출력 시스템의 송신 안테나 수
Figure pat00028
에 따라 정의 될 수 있다.
Figure pat00029
를 k 번째 원소를 제외한 나머지 원소가 모두 0인 열 벡터라 할 때
Figure pat00030
는 아래와 같이 정의될 수 있다.
Figure pat00031
(수학식 4)
본 발명의 실시 형태의 송신 장치(100)의 송신 안테나 수가
Figure pat00032
또는
Figure pat00033
일 때
Figure pat00034
는 수학식 4에 따라 아래와 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00035
와
Figure pat00036
(수학식 5)
또한,
Figure pat00037
는 네트워크 부호에 대한 복호가 가능하도록
Figure pat00038
의 역행렬이 GF(2) (Galois Field of two elements) 상에 존재해야 한다. 또한,
Figure pat00039
의 컬럼 가중치(column weight)의 최소값이 제안하는 네트워크 부호에 의한 추가적인 다이버시티 이득의 증가량을 나타내므로,
Figure pat00040
의 컬럼 가중치(column weight)가 가능한 크게 설계할 수 있다. 예컨대, 본 발명의 실시 형태에서 송신 안테나 수가
Figure pat00041
또는
Figure pat00042
일 때
Figure pat00043
는 아래와 같이 정의될 수 있다.
Figure pat00044
와
Figure pat00045
(수학식 6)
본 발명의 실시 형태에서, 송신 장치(100)의 송신 안테나(170)의 개수가 2일때, 네트워크 인코더(140)를 통해 네트워크 부호화된 i번째 네트워크 부호 비트 벡터는 i가 시간 집합 또는
Figure pat00047
에 속할 때 아래와 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00048
(수학식 7)
본 발명의 실시 형태에서, 송신 장치(100)의 송신 안테나(170)의 개수가 3일때, 네트워크 인코더(140)를 통해 네트워크 부호화된 i번째 네트워크 부호 비트 벡터는 i가 시간 집합
Figure pat00049
,
Figure pat00050
또는
Figure pat00051
에 속할 때 다음과 같이 주어진다.
Figure pat00052
(수학식 8)
이상의 수학식 7 및 수학식 8에서 "
Figure pat00053
"연산은 이진 합과 동일하다. 이와 같이, 본 발명의 실시형태에 따른 네트워크 인코딩 과정을 수행함으로써 데이터 레이어별로 발생된 부호 비트가 여러 개의 안테나를 통해 전송되는 효과를 얻을 수 있다. 따라서, 다중 입출력 시스템의 검파과정에서 다이버시티 이득을 증가시킬 수 있는 송신 구조를 제공할 수 있다.
본 발명의 실시형태에서, 네트워크 인코더(140)에서 네트워크 부호화된 데이터 레이어는 제2인터리버(150)에 입력된다. 본 발명의 실시형태에서, 네트워크 인코더(140)에서 출력되는 각각의 데이터 레이어는 제2인터리버(150: Ξ(Interleaver))에 입력된다. 제2인터리버(150)는 제1인터리버(130)와 마찬가지로 버스트(burst)한 오류를 막기 위해 네트워크 인코더(140)에서 출력되는 각각의 레이어의 이진 비트열을 랜덤(random) 인터리빙 처리한다. 예컨대, 제2인터리버(150)는 입력되는 이진 비트열 간의 시간적인 상관성을 없애 독립적인 관계를 가지도록 할 수 있다. 제2인터리버(150)로부터 출력되는 t번째 데이터 레이어에 포함되는 i번째 부호는
Figure pat00054
로 표시된다.
본 발명의 실시형태에 따라, 제1인터리버(130)에 추가하여 제2인터리버(150)를 더 포함함으로써 데이터 레이어 사이에 존재하는 상관 성분(correlation component)이 분산될 수 있다. 예컨대, 다중 입출력 시스템에서 선형 ZF 또는 MMSE 방식을 사용하여 검출을 수행하는 경우에 레이어 간에 잔존하는 상관 성분이 제2인터리버(150)를 통해 제거될 수 있다. 선형 검파기를 사용할 때, 제2인터리버(150)를 이용하지 않는 경우 높은 SNR (Signal to Noise Ratio) 영역에서 오류 마루(error-floor) 현상을 나타낼 수 있다. 제2인터리버(150)를 이용함으로써 이러한 오류 마루와 같은 현상 없이 다이버시티 이득 증가 효과를 얻을 수 있다.
본 발명이 실시 형태에서, 제2인터리버(150)를 통해 인터리빙된 복수개의 레이어들은 매핑 및 변조기(160)에 입력된다. 매핑 및 변조기(160)는 각각의 레이어별로 비트열을 미리 설정된 변조 방식에 의하여 변조한다. 또한, 매핑 및 변조기(160)는 제2인터리버(150)로부터 출력되는 비트열로부터 정해진 순서에 따라 비트들을 변조 심볼의 크기에 맞추어 결합하고, 매핑법(mapping rule)에 따라 변조 심볼을 원하는 대역에서 변조하는 역할을 할 수 있다. 예컨대, QAM(Quadrature Amplitude Modulation)이 이용될 수 있다.
본 발명의 실시 형태에서 송신 안테나(170)는, 변조된 비트열을 레이어별로 송신한다. 송신 안테나(170)는 이에 대응되는 수신 안테나(210)로 변조된 비트열을 송신할 수 있다.
도2는 본 발명의 일 실시형태에 따른 다중입출력 시스템의 수신장치(200)를 나타낸다. 도2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시형태에 따른 다중 입출력 시스템의 수신장치는 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 복수개의 데이터 레이어별로 출력하기 위한 검파기; 상기 검파기로부터 출력된 상기 복수개의 데이터 레이어에 포함된 비트 데이터에 대한 LLR (Log-Likelihood Ratio) 값을 계산하여 출력하는 디매핑기; 상기 디매핑기로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어 각각에 대해서 디인터리빙하는 제1디인터리버; 상기 제1디인터리버로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어에 대해서 네트워크 디코딩하는 네트워크 디코더; 및 상기 네트워크 디코더로부터 네트워크 디코딩된 상기 복수개의 데이터 레이어를 디인터리빙하는 제2디인터리버를 포함한다.
본 발명의 실시형태에 따른 다중입출력 시스템의 수신장치(200)는, 무선 환경을 통해 송신장치(100)로부터 전송되는 복수개의 데이터 레이어를 수신하는 복수개의 수신 안테나(210)를 포함할 수 있다. 본 발명의 실시형태에서, 수신 안테나(210)의 개수 및 송신 안테나(170)의 개수는 다양하게 구현될 수 있으나, 실시예에 따라 수신 안테나(210)의 개수가 송신 안테나(170)의 개수보다 크게 구현하는 경우 이하에서 설명되는 검파기(220)로서 선형 검파기가 이용될 수 있다. 이하에서는 수신 안테나(210)의 개수와 송신 안테나(170)의 개수가 동일한 경우가 예시될 수 있다.
본 발명의 실시형태에서, 수신장치(200)에 포함되는 검파기(220: detector)는 복수개의 수신 안테나(210)를 통해 수신된 신호를 복수개의 데이터 레이어 별로 출력할 수 있다. 본 발명의 실시형태에 따른 검파기(220)는 ZF(Zero-Forcing), MMSE(Minimum Mean Squared Error), ML(Maximum Likelihood) 검파기 등 다양한 형태의 검파기를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시형태에서, 검파기(220)에서 출력되는 심볼 형태의 복수개의 데이터 레이어는 디매핑기(230)로 전달된다. 본 발명의 실시형태에 따른 디매핑기(230)는 검파기(220)로부터 출력된 복수개의 데이터 레이어에 포함된 비트 데이터에 대한 LLR (Log-Likelihood Ratio) 값을 계산하여 출력한다. 즉, 디매핑기(230)는 복수개 레이어의 데이터를 전송 비트에 대한 LLR로 매칭하는 기능을 수행한다. 이때, 임의의 비트 c에 대한 LLR 값은 아래의 수학식 9와 같이 정의될 수 있다. 여기서 y는 검파기(220)의 출력 신호이다.
Figure pat00055
[수학식 9]
본 발명의 실시형태에서, 디매핑기(230)에서 출력되는 t번째 데이터 레이어에 포함되는 i번째 LLR 값은
Figure pat00056
로 표시된다. 본 발명의 실시예에서, 디매핑기(230)로는 연판정 복조기(soft demodulator)가 이용될 수 있다.
디매핑기(230)에서 처리되어 출력되는 복수개의 데이터 레이어는 제1디인터리버(240)에 입력된다. 제1디인터리버(240)는 입력된 복수개의 데이터 레이어를 디인터리빙 처리한다. 제1디인터리버(240)는 도1의 송신장치(100)의 제2인터리버(150)의 역기능을 수행할 수 있다. 이러한 디인터리빙은 일반적인 디인터리빙 방식에 따라 수행될 수 있다. 제1디인터리버(240)에서 출력되는 t번째 데이터 레이어에 포함되는 i번째 LLR 값은
Figure pat00057
로 표시된다.
제1디인터리버(240)로부터 출력된 디인터리빙된 복수의 데이터 레이어는 본 발명의 실시형태에 따른 네트워크 디코더(250)으로 입력된다. 본 발명의 실시형태에 따른 네트워크 디코더(250)는 도1에 도시된 네트워크 인코더(140)의 역기능을 수행한다고 할 수 있다. 본 발명의 실시형태에 따른 네트워크 디코더(250)는 네트워크 디코더(250)에 입력되는 복수개의 데이터 레이어를 네트워크 디코딩 처리할 수 있다.
논리 연산 XOR 에 대한 기본적인 관계식을 이하에서 설명한다. 예컨대, 비트 c 가 아래 [수학식 10]와 같이 특정 두 비트의 XOR과 같다라고 가정한다.
Figure pat00058
[수학식 10]
또한, C1에 대한 LLR 값과 C2에 대한 LLR 값이 주어진 경우, C에 대한 LLR 값은 아래 수학식 11과 같이 계산될 수 있다.
Figure pat00059
[수학식 11]
수학식 3, 5 및 6을 참조하면, 본 발명의 실시형태의 네트워크 디코더(250)에 입력되는 i번째 비트 벡터
Figure pat00060
와 네트워크 디코더(250)에서 처리되어 출력되는 i번째 네트워크 디코딩된 비트 벡터
Figure pat00061
사이에는 아래와 같은 관계가 성립될 수 있음을 알 수 있다. 따라서 송신안테나 수가 2개 및 3개 일 때 각각 아래의 식을 만족한다.
Figure pat00062
여기서
Figure pat00063
(수학식 12)
Figure pat00064
여기서
Figure pat00065
(수학식 13)
따라서 네트워크 디코더(250)를 통해 네트워크 디코딩 처리된 데이터 레이어에 포함된 부호 비트에 대한 LLR 값은 수학식 11을 이용하여 얻을 수 있다.
예컨대, 본 발명의 실시예에서 송신 안테나 수가 2개일 때 i번째 네트워크 부호 비트가 시간 집합
Figure pat00066
및 I 2에 속할 때, 수학식 7을 참조하면, 네트워크 디코더(250)를 통해 처리된 부호 비트에 대한 LLR값은 아래와 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00067
및
Figure pat00068
(수학식 14)
또한, 본 발명의 실시예에서 송신 안테나 수가 3개일 때 i번째 네트워크 부호 비트가 시간 집합 I 1, I 2 및 I 3에 속할 때, 수학식 8을 참조하면, 네트워크 디코더(250)를 통해 처리된 부호 비트에 대한 LLR값은 아래와 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00069
,
Figure pat00070
및
Figure pat00071
(수학식 15)
이상에서 살펴본 바와 같이, 네트워크 디코더(250)는 복수개의 데이터 레이어 및 시간 집합에 속하는 부호 비트에 대한 LLR 값을 구할 수 있다.
본 발명의 실시형태에서, 1차적으로 네트워크 디코더(250)를 통해 네트워크 디코딩 처리되어 출력되는 복수개의 데이터 레이어는 제2디인터리버(260)에서 재차 디인터리빙 처리된다. 제2디인터리버(260)는 송신장치(100)의 제1인터리버(130)의 역기능을 수행한다고 할 수 있다. 제2디인터리버(260)를 통해 디인터리빙된 t번째 데이터 레이어에 포함되는 i번째 LLR 값은
Figure pat00072
로 표시된다.
본 발명의 실시형태에서, 제2디인터리버(260)에서 디인터리빙 처리된 복수개의 데이터 레이어는 채널 디코더(270)로 입력된다. 즉, 제2디인터리버(260)에서 레이어 별로 디인터리빙을 수행한 후 채널 디코딩을 수행하기 위한 LLR 비트 열을 얻을 수 있다.
본 발명의 실시형태에서, 채널 디코더(270)에서는 소정의 부호를 적용함으로써 채널 디코딩을 수행하여 개선된 LLR 값을 출력할 수 있다. 채널 디코더(270)는 도1의 채널 인코더(120)의 역기능을 수행한다고 할 수 있다. 예컨대, 채널 디코더(270)는 BCJR 알고리즘을 이용할 수 있다. 이때, 채널 디코더(270)의 출력인 개선된 LLR 값에서 채널 디코더(270)에 입력되는 LLR 값을 뺌으로써 외인성 LLR(extrinsic LLR) 값을 획득할 수 있다. 이렇게 획득된 외인성 LLR 값은 추후 반복 복호에 이용되어 LLR 값을 더욱 개선할 수 있다.
예컨대, 채널 디코더(270)는 입력되는 LLR 값에 BCJR 알고리즘을 수행한 후 아래와 같이 외인성 LLR 값을 획득할 수 있다.
Figure pat00073
(수학식 16)
여기서,
Figure pat00074
는, 채널 디코더(270)의 출력된 t번째 레이어의 i번째 비트 값에서 채널 디코더(270)에 입력되는 t번째 레이어의 i번째 비트 값을 뺀, t번째 레이어의 i번째 비트에 대한 외인성 LLR(extrinsic LLR) 값이다. 본 발명의 실시예에 따른 채널 디코더(270)로는 SISO 디코더(Soft-In-Soft-Out Decoder)가 이용될 수 있다.
본 발명의 일 실시형태에서, 이상에서와 같이 채널 디코더(270)를 통해 디코딩된 LLR 값을 바로 멀티플렉서(290)로 제공하는 대신, 반복 복호를 통해 외인성 LLR 값을 채널 디코딩을 위한 입력 LLR 값을 갱신하는데 이용할 수 있다.
보다 구체적으로, 채널 디코더(270)를 통해서 데이터 레이어 별로 채널 디코딩을 수행하여, 각 레이어의 부호 비트 각각에 대한 외인성 LLR 값을 독립적으로 얻을 수 있다. 이렇게 얻은 외인성 LLR 값
Figure pat00075
은 제3인터리버(280)를 통해 처리된 후 네트워크 디코더(250)로 재차 입력될 수 있다. 이때, 제3인터리버(280)는 제2디인터리버(260)의 역기능을 수행한다.
이후, 네트워크 디코더(250)는 네트워크 디코더(250)로의 최초 입력인
Figure pat00076
과 함께 제3인터리버(280)에 의해 처리된 외인성 LLR 값
Figure pat00077
을 1차 반복 복호시에 새로운 입력 값으로 이용하여 재차로 네트워크 디코딩을 수행할 수 있다. 이후, 네트워크 디코더(250)를 통해 재차 디코딩 처리된 부호 비트에 대한 갱신된 LLR 값은 아래와 같이 얻을 수 있다.
예컨대, 네트워크 디코더(250)를 통해 처리된 부호 비트에 대한 갱신된 LLR값은, 이전 절차의 네트워크 디코더(250)의 출력인
Figure pat00078
에 채널 디코딩 과정에서 획득된 외인성 LLR 값
Figure pat00079
의 합으로서 표현할 수 있다. 예컨대, 본 발명의 실시예에서 송신 안테나 수가 2개일 때 i번째 네트워크 부호 비트가 시간 집합
Figure pat00080
에 속할 때, 네트워크 디코더(250)에서 처리된 부호 비트에 대한 갱신된 LLR 값은 아래와 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00081
(수학식 17)
Figure pat00082
의 경우를 살펴보면,
Figure pat00083
로서 레이어-2를 통해
Figure pat00084
가 전송되고, 또한 레이어-1에도
Figure pat00085
형태로 전송되고 있으며 이 둘은 서로 독립적이다. 따라서 레이어-1에서 수신하여 복조한
Figure pat00086
대해
Figure pat00087
을 수행하면 레이어-1에서 추출되는
Figure pat00088
에 대한 정보를 얻을 수 있다. 또한 레이어-2 를 통해서 얻어지는
Figure pat00089
에 대한 정보는
Figure pat00090
이고 이 둘은 독립이므로
Figure pat00091
에 대한 LLR 값은
Figure pat00092
로 표현될 수 있다.
Figure pat00093
는 레이어-1을 통해서만
Figure pat00094
형태로 전송되므로
Figure pat00095
에 대한 정보 없이는
Figure pat00096
에 대한 LLR을 추출할 수 없다. 외인성 LLR 값이 입력되지 않는 경우에는 레이어-2에서 수신하여 복조한
Figure pat00097
가
Figure pat00098
이고, 외인성 LLR 정보가 입력되는 경우에
Figure pat00099
에 대한 정보는
Figure pat00100
가 된다. 따라서
Figure pat00101
에 대한 LLR 값은
Figure pat00102
로 갱신될 수 있다.
도2에서 네트워크 디코더(250)의 출력은 Ld + La로 표시되며, 이때, La 값은 사전 정보를 나타낸다. 본 발명의 실시형태에서와 같이 반복 복호 알고리즘을 사용하는 경우, 이전 복호에서 얻어지는 외인성 LLR 값(Le)이 다음 복호 과정에서 사전 정보(priori information) La로 이용될 수 있다.
유사하게, 본 발명의 실시예에서 송신 안테나 수가 2개일 때 i번째 네트워크 부호 비트가 시간 집합 I 2에 속할 때, 네트워크 디코더(250)에서 처리된 부호 비트에 대한 갱신된 LLR 값은 아래와 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00103
(수학식 17-1)
또한, 이상에서 살펴본 바와 유사하게, 본 발명의 실시예에서 송신 안테나 수가 3개일 때 i번째 네트워크 부호 비트가 시간 집합 I 1, I 2 및 I 3에 속할 때, 네트워크 디코더(250)를 통해 처리된 부호 비트에 대한 갱신된 LLR값은 아래와 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00104
(수학식 18)
이후, 네트워크 디코더(250)의 갱신된 출력은 제2디인터리버(260)를 통해 처리된 후 재차 채널 디코더(270)에 입력될 수 있다. 이와 같은 반복 복호 과정을 통해서 채널 디코더(270)에 입력되는 LLR 값의 신뢰도가 높아질 수 있다. 이때, 채널 디코더(270)는 수신되는 데이터 레이어를 소정의 부호를 이용하여 디코딩함으로써 복수개의 데이터 레이어를 디코딩 처리하고 멀티플렉서(290)로 제공할 수 있다.
이상은 반복 복호 과정이 1차 실행된 것을 예시하며, 실시예에 따라 네트워크 디코더(250)와 채널 디코더(270) 사이의 반복 복호 과정은 복수회 실행될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예에 따라, 채널 디코더(270)에서 재차 외인성 LLR을 갱신하여 전술한 반복 복호 과정을 되풀이 할 수 있다. 이에 따라, 채널 디코더(270)로의 입력 LLR 값의 신뢰도는 더 높아질 수 있다. 반복 복호 과정의 횟수는 원하는 채널 디코더(270)의 입력 LLR 값의 신뢰도에 따라 정해질 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 실시형태에 따르면 독립적으로 얻어지는 각 데이터 레이어별 외인성 LLR에 의해 반복 복호 과정에서 복호 신뢰도를 높일 수 있다. 또한, 개별 레이어에 대한 채널 디코더(270)의 입력 LLR이 다수의 레이어에서 독립적으로 추출된 LLR 들의 합으로 표현되므로 다이버시티 이득이 증가될 수 있다.
또한, 이와 같은 반복 복호 과정을 통해 독립적으로 유도되는 LLR 값들의 갱신을 통해서 채널 디코더(270)로의 입력 LLR 값의 신뢰도가 높아질 수 있다. 이에 따라 다이버시티 이득이 증가할 수 있다.
즉, 본 발명의 실시형태에 따르면, 다중 입출력 시스템의 수신장치(200)에서 오류 정정 부호를 위한 채널 디코더(270)와 네트워크 디코더(250) 사이의 반복 복호를 적용함으로써 추가적인 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 따라서, 공간 다중화 방식에서 저복잡도의 선형 검파기를 사용하는 경우에도 보다 효과적으로 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 기술을 제공할 수 있다.
본 발명의 실시형태에 따르면, MIMO-BICM 기술과 네트워크 인코딩 기술을 공간 다중화 방식의 다중 입출력 시스템에 적용함으로써, 공간 다중화 방식의 최대 전송률을 그대로 유지하면서도 기존의 수신기로부터 얻을 수 있는 다이버시티 이득에 추가적인 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
또한, 본 발명의 실시형태에 따르면, 검파기에 따라 주어지는 다이버시티 이득에 네트워크 인코더가 제공하는 다이버시티의 이득의 곱으로 다중 입출력 시스템의 다이버시티 이득을 획득할 수 있다. 따라서, 공간 다중화 방식의 높은 전송 효율을 유지하면서도 무선 구간의 신뢰도를 향상시켜 고품질의 통신 서비스를 제공할 수 있다. 본 발명의 실시형태에 따른 다중 입출력 시스템은 차세대 무선 통신 시스템(LTE 또는 LTE advanced) 또는 근거리 통신 시스템(Wifi)과 같은 무선 통신 서비스에 적용할 수 있다.
이하에서는 본 발명의 실시예에 따른 다중 입출력 시스템의 성능을 실험한다.
도3은 본 발명의 실시형태에 따른 네트워크 인코딩이 적용된 다중 입출력 시스템과 이러한 네트워크 인코딩이 적용되지 않은 시스템 사이의 성능 차이를 나타낸다.
본 발명의 제1실시예에 따른 다중 입출력 시스템의 성능을 실험하기 위한 환경은 아래와 같다. 제1실시예에서 다중 입출력 시스템은 2개의 송수신 안테나를 구비한다. 제1실시예에서 무선 채널 환경은 패스트 페이딩(fast fading) 환경을 가지고 부호화율 1/2 (133, 171)의 컨볼루셔널(convolutional) 부호가 오류 정정 부호로서 이용되었다. 또한, 제1실시예에서 2880 비트의 인터리버의 길이 및 QPSK변조 방식이 적용되었다. 또한, 제1실시예에서 LLR계산을 위한 검파기로서 ML 검출기 및 MMSE 검출기가 고려되었고, 오류 정정 부호에 대한 채널 디코더에서 BCJR 복호 알고리즘이 이용되었다. 네트워크 디코더와 채널 디코더 사이의 반복 복호는 최대 3회로 제한하였다.
도3으로부터 알 수 있는 바와 같이, 네트워크 코드를 적용하지 않을 때, MMSE 알고리즘에 기반한 선형 검출기를 이용하는 경우에 비해 ML 검출기가 적용될 때 2배 높은 다이버시티 이득을 나타낸다.
또한, 도3에 도시된 바와 같이, 2개의 송수신 안테나를 갖는 다중 입출력 시스템에서 최대 전송률과 최대 다이버시티 이득을 갖는 골든 부호(Golden code)를 적용하고 ML검출기를 적용하는 경우, 다중 입출력 시스템은 높은 SNR을 갖는 영역에서 보다 높은 다이버시티 이득을 나타낸다. 다만, 오류 정정 부호의 최소 해밍(hamming) 거리가 충분히 큰 채널 부호를 적용하는 경우 골든 부호에 의한 다이버시티 증가 효과가 낮은 SNR 영역에서는 관찰되지 않음을 알 수 있다.
이에 비해 본 발명의 실시형태에 따른 네트워크 부호 및 MMSE 알고리즘에 기반한 선형 검출기를 적용하는 경우, 골든 부호를 이용하는 경우에 비해 낮은 다이버시티 이득을 갖지만 골든 부호를 적용하는 경우보다도 우수한 비트 오류 성능(Bit Error Probability)을 나타낸다. 또한, 본 발명의 실시형태에 따른 네트워크 부호 및 ML 검출기를 적용하는 경우, 다이버시티 이득을 2배 더 증가시킴으로 가장 우수한 비트 오류 성능을 얻을 수 있다.
또한, 송신 안테나 개수가 2개인 경우 수학식 17에서 계산한 바와 같이 반복 복호의 횟수가 증가함에 따라 외인성 LLR이 커지므로 전체 부호어 중에 절반만 2개의 LLR합으로 수렴되므로 전체 부호어의 다이버시티 이득은 네트워크 부호를 적용하기 이전의 경우와 동일하나 상대적인 전력 이득을 가질 수 있다.
도4 및 5는 각각 송신 안테나 개수가 2개 및 3개인 경우에 수신 안테나 수에 따라 다중 입출력 시스템에서 본 발명의 실시형태에 따른 네트워크 부호를 적용한 경우와 적용하지 않은 경우의 성능 차이를 나타낸다. 제2실시예의 실험 환경은 제1실시예의 실험 환경과 유사하며, 이하에서 그 차이점을 위주로 기재한다. 본 발명의 제2실시예에 따른 다중 입출력 시스템의 성능을 실험하기 위해 부호화율 1/2 (15, 17)의 컨볼루셔널 부호가 오류 정정 부호로서 이용되었다.
도4에서, 다중 입출력 시스템이 2개의 송신 안테나를 가질 때 네트워크 부호를 적용하는 경우와 그렇지 않은 경우에 동일한 다이버시티 이득을 갖지만, 네트워크 부호를 적용하는 경우에 획득되는 전력 이득을 통해 보다 낮은 SNR 영역에서 보다 우수한 비트 오류 성능을 나타낸다. 이러한 네트워크 부호 적용에 따른 성능 향상은 수신 안테나의 개수가 2개 또는 3개일 때에도 나타남을 도4로부터 알 수 있다.
도5에서, 다중 입출력 시스템이 3개의 송신 안테나를 가질 때 네트워크 부호를 적용하는 경우 그렇지 않은 경우에 비해 높은 SNR 영역에서 보다 높은 다이버시티 이득을 갖는다. 수학식 18에서 계산한 바와 같이, 반복 복호가 증가함에 따라 외인성 LLR이 커지므로 전체 부호어 중에 2/3는 두 개의 레이어로부터 추출된 LLR의 합으로 수렴되고 1/3은 3개의 레이어로부터 추출된 LLR의 합으로 수렴하므로 전체 부호어의 다이버시티 이득은 2배 증가되는 효과를 얻을 수 있다. 또한 수신 안테나 개수가 3개 또는 4개 일 때에도 네트워크 부호에 의한 다이버시티 이득 증가를 관찰할 수 있다.
이상 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 설명하였지만, 본 발명이 속하는 기술분야의 당업자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적 특징을 변경하지 않고 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해되어야 하고, 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
100: 송신장치
200: 수신장치
110: 디멀티플레서
120: 채널 인코더
130, 150: 인터리버
140: 네트워크 인코더
160: 매핑 및 변조기
170: 송신 안테나
210: 수신 안테나
220: 검파기
230: 디매핑기
240, 260: 디인터리버
250: 네트워크 디코더
270: 채널 디코더
280: 인터리버
290: 멀티플렉서

Claims (17)

  1. 다중 입출력 시스템의 송신장치로서,
    복수개의 데이터 레이어를 채널 부호를 이용하여 인코딩하는 채널 인코더;
    상기 채널 인코더의 출력을 입력받아 랜덤 인터리빙하는 제1인터리버;
    상기 제1인터리버로부터 인터리빙 처리된 상기 복수개의 데이터 레이어에 대해서 네트워크 인코딩하는 네트워크 인코더;
    상기 네트워크 인코더로부터 네트워크 인코딩된 상기 복수개의 데이터 레이어를 랜덤 인터리빙하는 제2인터리버를 포함하는,
    송신장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 네트워크 인코더는:
    상기 네트워크 인코더에 입력되는 상기 복수개의 데이터 레이어의 i번째 비트 벡터를 행렬
    Figure pat00105
    을 통해서 네트워크 인코딩하며,
    여기서, Nt는 상기 송신장치의 안테나의 개수이며,
    Figure pat00106
    이고, 여기서, e k는 k번째 원소는 1이고 나머지 원소는 모두 0인 열 벡터이고,
    Figure pat00107
    의 역행렬이 GF(2) (Galois Field of two elements) 상에 존재하도록 설정되는 것을 특징으로하는,
    송신 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    Nt가 2 또는 3일 때,
    Figure pat00108
    또는
    Figure pat00109
    , 그리고
    Figure pat00110
    또는
    Figure pat00111
    인 것을 특징으로 하는,
    송신장치.
  4. 다중 입출력 시스템의 수신장치로서,
    수신 안테나를 통해 수신된 신호를 복수개의 데이터 레이어별로 출력하는 검파기;
    상기 검파기로부터 출력된 상기 복수개의 데이터 레이어에 포함된 비트 데이터에 대한 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값을 계산하여 출력하는 디매핑기;
    상기 디매핑기로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어 각각에 대해서 디인터리빙하는 제1디인터리버;
    상기 제1디인터리버로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어에 대해서 네트워크 디코딩하는 네트워크 디코더; 및
    상기 네트워크 디코더로부터 네트워크 디코딩된 상기 복수개의 데이터 레이어를 디인터리빙하는 제2디인터리버를 포함하는,
    수신장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 네트워크 디코더는:
    상기 네트워크 디코더에 입력되는 상기 복수개의 데이터 레이어의 i번째 비트 벡터를 행렬
    Figure pat00112
    의 역행렬을 통해서 네트워크 디코딩하며,
    여기서, Nt는 상기 송신장치의 안테나의 개수이며,
    Figure pat00113
    이고, 여기서, e k는 k번째 원소는 1이고 나머지 원소는 모두 0인 열 벡터이고,
    Figure pat00114
    의 역행렬이 GF(2) (Galois Field of two elements) 상에 존재하도록 설정되는 것을 특징으로하는,
    수신장치.
  6. 제5항에 있어서,
    Nt가 2 또는 3일 때,
    Figure pat00115
    또는
    Figure pat00116
    , 그리고
    Figure pat00117
    또는
    Figure pat00118
    인 것을 특징으로 하는,
    수신장치.
  7. 제4항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제2디인터리버로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어를 입력받아 BCJR 알고리즘을 수행하여 상기 복수개의 데이터 레이어에 포함된 비트에 대해서 독립적으로 외인성 LLR 값을 출력하는 채널 디코더를 더 포함하며,
    상기 외인성 LLR 값을 이용하여 상기 네트워크 디코더와 상기 채널 디코더 사이의 반복 복호가 수행되는 것을 특징으로 하는,
    수신장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 외인성 LLR 값은 상기 제2디인터리버의 역기능을 수행하는 인터리버에서 처리되어 상기 네트워크 디코더로 전달되고, 상기 네트워크 디코더는 상기 제1디인터리버로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어와 상기 인터리버에서 처리된 상기 외인성 LLR 값을 입력으로 하여 네트워크 디코딩함으로써 상기 복수개의 데이터 레이어에 포함된 LLR 값을 갱신하는 것을 특징으로 하는,
    수신장치.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 갱신된 LLR 값을 포함하는 상기 복수개의 데이터 레이어가 상기 제2디인터리버를 통해 처리된 후 상기 채널 디코더에 입력되어, 상기 채널 디코더는 재차 채널 디코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는,
    수신장치.
  10. 복수개의 데이터 레이어를 채널 부호를 이용하여 인코딩하는 채널 인코더; 상기 채널 인코더의 출력을 입력받아 랜덤 인터리빙하는 제1인터리버; 상기 제1인터리버로부터 인터리빙 처리된 상기 복수개의 데이터 레이어에 대해서 네트워크 인코딩하는 네트워크 인코더; 상기 네트워크 인코더로부터 네트워크 인코딩된 상기 복수개의 데이터 레이어를 랜덤 인터리빙하는 제2인터리버를 포함하는, 송신장치; 및
    수신 안테나를 통해 수신된 신호를 복수개의 데이터 레이어별로 출력하는 검파기; 상기 검파기로부터 출력된 상기 복수개의 데이터 레이어에 포함된 비트 데이터에 대한 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값을 계산하여 출력하는 디매핑기; 상기 디매핑기로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어 각각에 대해서 디인터리빙하는 제1디인터리버; 상기 제1디인터리버로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어에 대해서 네트워크 디코딩하는 네트워크 디코더; 및 상기 네트워크 디코더로부터 네트워크 디코딩된 상기 복수개의 데이터 레이어를 디인터리빙하는 제2디인터리버를 포함하는, 수신장치;를 포함하는 다중 입출력 시스템.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 네트워크 인코더는:
    상기 네트워크 인코더에 입력되는 상기 복수개의 데이터 레이어의 i번째 비트 벡터를 행렬
    Figure pat00119
    을 통해서 네트워크 인코딩하며,
    여기서, Nt는 상기 송신장치의 안테나의 개수이며,
    Figure pat00120
    이고, 여기서, e k는 k번째 원소는 1이고 나머지 원소는 모두 0인 열 벡터이고,
    Figure pat00121
    의 역행렬이 GF(2) (Galois Field of two elements) 상에 존재하도록 설정되는 것을 특징으로하는,
    다중 입출력 시스템.
  12. 제11항에 있어서,
    Nt가 2 또는 3일 때,
    Figure pat00122
    또는
    Figure pat00123
    , 그리고
    Figure pat00124
    또는
    Figure pat00125
    인 것을 특징으로 하는,
    다중 입출력 시스템.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 네트워크 디코더는:
    상기 네트워크 디코더에 입력되는 상기 복수개의 데이터 레이어의 i번째 비트 벡터를 행렬
    Figure pat00126
    의 역행렬을 통해서 네트워크 디코딩하며,
    여기서, Nt는 상기 송신장치의 안테나의 개수이며,
    Figure pat00127
    이고, 여기서, e k는 k번째 원소는 1이고 나머지 원소는 모두 0인 열 벡터이고,
    Figure pat00128
    의 역행렬이 GF(2) (Galois Field of two elements) 상에 존재하도록 설정되는 것을 특징으로하는,
    다중 입출력 시스템.
  14. 제13항에 있어서,
    Nt가 2 또는 3일 때,
    Figure pat00129
    또는
    Figure pat00130
    , 그리고
    Figure pat00131
    또는
    Figure pat00132
    인 것을 특징으로 하는,
    다중 입출력 시스템.
  15. 제10항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 수신장치는: 상기 제2디인터리버로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어를 입력받아 BCJR 알고리즘을 수행하여 상기 복수개의 데이터 레이어에 포함된 비트에 대해서 독립적으로 외인성 LLR 값을 출력하는 채널 디코더를 더 포함하며,
    상기 외인성 LLR 값을 이용하여 상기 네트워크 디코더와 상기 채널 디코더 사이의 반복 복호가 수행되는 것을 특징으로 하는,
    다중 입출력 시스템.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 외인성 LLR 값은 상기 제2디인터리버의 역기능을 수행하는 제3인터리버에서 처리되어 상기 네트워크 디코더로 전달되고, 상기 네트워크 디코더는 상기 제1디인터리버로부터 출력되는 상기 복수개의 데이터 레이어와 상기 제3인터리버에서 처리된 상기 외인성 LLR 값을 입력으로 하여 네트워크 디코딩함으로써 상기 복수개의 데이터 레이어에 포함된 LLR 값을 갱신하는 것을 특징으로 하는,
    다중 입출력 시스템.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 갱신된 LLR 값을 포함하는 상기 복수개의 데이터 레이어가 상기 제2디인터리버를 통해 처리된 후 상기 채널 디코더에 입력되어, 상기 채널 디코더는 재차 채널 디코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는,
    다중 입출력 시스템.
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