KR20150003087A - Reference current generation circuit and voltage controlled oscillator device equipped with the same - Google Patents

Reference current generation circuit and voltage controlled oscillator device equipped with the same Download PDF

Info

Publication number
KR20150003087A
KR20150003087A KR20140004447A KR20140004447A KR20150003087A KR 20150003087 A KR20150003087 A KR 20150003087A KR 20140004447 A KR20140004447 A KR 20140004447A KR 20140004447 A KR20140004447 A KR 20140004447A KR 20150003087 A KR20150003087 A KR 20150003087A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
current
ptat
bgr
switching device
ptat current
Prior art date
Application number
KR20140004447A
Other languages
Korean (ko)
Other versions
KR101616480B1 (en
Inventor
이재경
Original Assignee
주식회사 라온텍
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 주식회사 라온텍 filed Critical 주식회사 라온텍
Publication of KR20150003087A publication Critical patent/KR20150003087A/en
Application granted granted Critical
Publication of KR101616480B1 publication Critical patent/KR101616480B1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/02—Details
    • H03B5/04—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. power supply, load, temperature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device

Landscapes

  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Abstract

Provided by the present invention is a reference current generation circuit which includes: a current source which respectively provides a proportional-to-absolute temperature (PTAT) current, the PTAT current of a first predetermined multiple of a PTAT current value, and a band gap reference (BGR) current; a PTAT current generating unit for addition which receives an input of the BGR current and an input of the PTAT current of the first predetermined multiple from the current source, copies the BGR current in the first predetermined multiple by a control signal, and generates a PTAT current for addition by reducing the BGR current value of the copied first predetermined multiple from the PTAT current value of the first predetermined multiple; a reference current output unit which, depending on the control signal, receives an input of the PTAT current from the current source and selectively performs a first operation of copying only the inputted PTAT current and outputting the PTAT current as a reference current and a second operation of copying a current which sums the inputted PTAT current value and the PTAT current value for addition generated in the PTAT current generating unit for addition; and a control means which respectively outputs a control signal in order to control the operation of the PTAT current generating unit for addition and the operation of the reference current output unit. The present invention also provides a VCO device which is formed to be operated by a reference current generated in the reference current generating circuit.

Description

기준 전류 발생 회로 및 이를 채용한 VCO 장치{REFERENCE CURRENT GENERATION CIRCUIT AND VOLTAGE CONTROLLED OSCILLATOR DEVICE EQUIPPED WITH THE SAME}TECHNICAL FIELD [0001] The present invention relates to a reference current generating circuit and a VCO apparatus using the reference current generating circuit.

본 발명은 기준 전류 발생 회로에 관한 것으로, 상온에서 최적의 전류 소모를 하면서 온도 변동에 대응할 수 있는 기준 전류를 발생하는 기준 전류 발생 회로 및 상기 기준 전류 발생 회로에서 발생된 기준 전류에 의해 동작하는 VCO(VOLTAGE CONTROLLED OSCILLATOR) 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a reference current generation circuit, and more particularly, to a reference current generation circuit that includes a reference current generation circuit that generates a reference current capable of coping with temperature fluctuations while optimally consuming current at room temperature, and a VCO (VOLTAGE CONTROLLED OSCILLATOR) device.

일반적으로 공진기들은 다양한 여러 타입들의 전자 회로들에서 사용된다. 일 타입의 공진기는 용량성 엘리먼트와 병렬로 커플링되는 유도성 엘리먼트를 포함한다. 이러한 공진기의 응용은, 위상 공정 루프 (PLL)에서 발견되는 전압 제어 발진기(VCO)와 같은 VCO이다.In general, resonators are used in many different types of electronic circuits. One type of resonator includes an inductive element coupled in parallel with a capacitive element. The application of this resonator is a VCO, such as a voltage controlled oscillator (VCO), found in a phase process loop (PLL).

도 1은 종래 발명에 따른 유형의 VCO의 도이다.1 is a diagram of a VCO of the type according to the prior art.

VCO(301)는 발진 VCO 출력 신호를 생성한다. 예시된 실시 예에서, 발진 VCO 출력 신호는 도선(302) 상의 신호 VOUT- 및 도선(303) 상의 신호 VOUT+ 를 포함하는 차동 정현파 신호 (differential sinusoidal signal)이다. 발진 VCO 출력 신호의 주파수는 도선들(304) 상에 수신되는 멀티비트 디지털 코어스 튜닝(coarse tune) 제어 워드 및 도선(305) 상에 수신되는 미세 튜닝 아날로그 제어 신호 VTUNE 에 의해 결정된다. 디지털 제어 워드가 고정되는 것으로 상정하면, 발진 VCO 출력 신호의 주파수는 아날로그 입력 신호 VTUNE 을 적절히 증가 또는 감소시킴으로써 미세 튜닝될 수 있다.VCO 301 generates an oscillating VCO output signal. In the illustrated embodiment, the oscillating VCO output signal is a differential sinusoidal signal comprising signal VOUT- on lead 302 and signal VOUT + on lead 303. The frequency of the oscillating VCO output signal is determined by the multi-bit digital coarse tuning control word received on leads 304 and the fine tuning analog control signal VTUNE received on lead 305. [ If the digital control word is assumed to be fixed, the frequency of the oscillating VCO output signal can be fine tuned by appropriately increasing or decreasing the analog input signal VTUNE.

도 2는 종래 발명에 따른 VCO의 일실시 예의 상세한 도이다.2 is a detailed view of one embodiment of a VCO according to the prior art.

공진기 탱크(306)는 용량성 엘리먼트들과 병렬로 커플링되는 인덕터(307)를 포함한다. 용량성 엘리먼트들 중 하나가 프로그래밍가능 커패시터 뱅크(308)이다. 제 2의 용량성 엘리먼트는 메인 버랙터 회로(309)이다. 일실시 예에서, 메인 버랙터 회로(309)는 다수의 버랙터 서브회로들을 포함하는 프로그래밍가능 버랙터이다.The resonator tank 306 includes an inductor 307 coupled in parallel with the capacitive elements. One of the capacitive elements is the programmable capacitor bank 308. The second capacitive element is the main varactor circuit 309. In one embodiment, the main varactor circuit 309 is a programmable varactor that includes a plurality of varactor subcircuits.

버랙터 서브회로들의 각각은 프로그래밍가능 버랙터 엘리먼트의 유효 튜닝가능 용량을 감소시키도록 디스에이블될 수 있다. 이 타입의 프로그래밍가능 버랙터에 대한 추가 정보를 위해 미국 특허 제7,612,626호를 참조한다. 도 2의 VCO의 나머지 트랜지스터들(310-313)은 증폭기를 형성한다. VCO 에 공급되는 디지털 제어 워드가 고정되고, VCO에 공급되는 VTUNE 아날로그 입력 전압이 고정되면, VCO 출력 신호 VOUT+, VOUT- 의 개방 루프 발진 주파수는 고정 주파수인 것이 바람직하다. 불운하게도, VCO 출력 신호의 개방 루프 발진 주파수는 온도에 따라 변하는 것으로 알려져 있다. 발진 주파수는, 예를 들어 온도가 증가함에 따라 하강할 수도 있다. 이것은 바람직하지 못하다.Each of the varactor sub-circuits may be disabled to reduce the effective tunable capacity of the programmable varactor element. See U.S. Patent No. 7,612,626 for additional information on this type of programmable varactor. The remaining transistors 310-313 of the VCO of Figure 2 form an amplifier. When the digital control word supplied to the VCO is fixed and the VTUNE analog input voltage supplied to the VCO is fixed, the open loop oscillation frequency of the VCO output signals VOUT +, VOUT- is preferably a fixed frequency. Unfortunately, the open loop oscillation frequency of the VCO output signal is known to vary with temperature. The oscillation frequency may fall, for example, as the temperature increases. This is undesirable.

도 3은 종래 발명에 따른 VCO의 VCO 출력 신호의 개방 루프 발진 주파수에서의 온도 의존적 변화 특성들을 제거하는 회로를 구비한 하나의 종래 VOC 회로의 회로도이다.3 is a circuit diagram of one conventional VOC circuit having a circuit for eliminating temperature dependent change characteristics at the open loop oscillation frequency of the VCO output signal of the VCO according to the prior art.

메인 버랙터(315) 및 코어스 튜닝 커패시터 뱅크(316) 외에도, 보조 버랙터(317)가 제공된다. 이러한 보조 버랙터에 대한 추가 상세를 위해, 미국 특허 출원 공개 제 US2009/0261917호를 참조한다. 보조 버랙터(317)가 VTUNE 신호를 수신하여 보조 버랙터의 커패시턴스가 VTUNE의 함수로서 조절되도록 하는 것이 아니라, 그 대신에, 보조 버랙터는 아날로그 제어 전압 VCOMP을 수신하도록 제작된다.In addition to the main varactor 315 and the coarse tuning capacitor bank 316, an auxiliary varactor 317 is provided. For further details on these auxiliary varactors, reference is made to U. S. Patent Application Publication No. US2009 / 0261917. Instead of the auxiliary varactor 317 receiving the VTUNE signal so that the capacitance of the auxiliary varactor is adjusted as a function of VTUNE, the auxiliary varactor is instead made to receive the analog control voltage VCOMP.

VCOMP는 온도 보상 전압 생성 회로(318)에 의해 생성되는 제어 전압이다. VCOMP는 보조 버랙터(317)의 커패시턴스에서의 초래된 변화들이 VCO 출력 신호 주파수에 미치는 나머지 VCO의 효과들에 의존하여 다른 온도에 반응하는 경향이 있도록 온도의 함수로서 변화하도록 제작된다.VCOMP is a control voltage generated by the temperature compensation voltage generation circuit 318. [ VCOMP is made to vary as a function of temperature such that the variations introduced in the capacitance of the auxiliary varactor 317 tend to react to different temperatures depending on the effects of the remaining VCO on the VCO output signal frequency.

그 결과, 온도의 함수로서 VCO의 발진 주파수의 개방 루프 주파수 드리프트가 감소할 수 있다.As a result, the open loop frequency drift of the oscillation frequency of the VCO as a function of temperature can be reduced.

도 4는 종래 발명에 따른 VCO의 발진 주파수의 주파수 드리프트를 방지하는 회로를 구비한 다른 종래의 VCO 회로의 회로도이다.4 is a circuit diagram of another conventional VCO circuit having a circuit for preventing the frequency drift of the oscillation frequency of the VCO according to the prior art.

코어스 튜닝 커패시터 뱅크(320)는 다수의 부분들(321-323)을 포함한다. 커패시터 뱅크의 개별 부분의 회로는 인덕터(324)와 병렬인 커패시턴스에 스위칭하도록 인에이블될 수 있고, 또는 개별 부분의 회로는 커패시턴스가 인덕터와 병렬로 커플링되지 않도록 디스에이블될 수 있다. 디스에이블 상태에서, 디스에이블된 부분의 기생 다이오드들의 역바이어스 정도가 조절되어, 디스에이블된 커패시턴스가 온도의 함수로서 조절되게 하는 회로가 제공된다. 디스에이블 부분들에 공급되는 아날로그 제어 전압 VCOMP의 적절한 조절에 의해, 온도의 함수로서 VCO의 개방 루프 주파수 드리프트가 감소할 수 있다. 추가 세부사항을 위해, 미국 특허 제7,116,183호를 참조한다. 제공되는 온도 보상의 양은 소정 시간에 디스에이블된 커패시터 뱅크의 부분들의 수의 함수이다. 저주파수들에서, 커패시터 뱅크의 모든 부분들(321-323)이 사용될 때, 어떠한 온도 보상도 존재하지 않는다.The coarse tuning capacitor bank 320 includes a plurality of portions 321-323. The circuitry of the discrete portions of the capacitor bank may be enabled to switch to a capacitance that is in parallel with the inductor 324 or the circuitry of the discrete portions may be disabled such that the capacitance is not coupled in parallel with the inductor. In the disabled state, the degree of reverse bias of the disabled portions of the parasitic diodes is adjusted such that the disabled capacitance is adjusted as a function of temperature. By proper adjustment of the analog control voltage VCOMP supplied to the disable portions, the open loop frequency drift of the VCO as a function of temperature can be reduced. For further details, see U.S. Patent No. 7,116,183. The amount of temperature compensation provided is a function of the number of parts of the capacitor bank that are disabled at a given time. At low frequencies, when all parts 321-323 of the capacitor bank are used, there is no temperature compensation.

온도가 높아지면 동일한 전류 조건 하에서 VCO의 발진 성능이 저하되는 특성이 있기 때문에, VCO의 발진 성능을 확보하기 위해서는 전류를 증가시켜야 한다.Since the oscillation performance of the VCO is degraded under the same current condition when the temperature rises, the current must be increased to secure the oscillation performance of the VCO.

그런데, 고온에서 발진 성능을 확보하기 위하여 디폴트(default) 전류를 증가 시키는 경우에는, 상온에서 불필요한 전류 낭비가 발생하기 때문에, 근래 온도에 따라 자동으로 전류가 증감되는 절대 온도 비례(Proportional To Absolute Temperature; "PTAT") 전류를 사용하고 있다.However, when the default current is increased in order to secure oscillation performance at a high temperature, an unnecessary current waste occurs at a room temperature. Therefore, a Proportional To Absolute Temperature Quot; PTAT ") current.

그러나, 종래의 일반적인 PTAT 전류로는 광대역 VCO 장치의 모든 영역에서 최적의 전류 조건을 만족시키기 어렵다는 기술적인 문제점이 있다.However, there is a technical problem that it is difficult to satisfy the optimum current condition in all the regions of the wideband VCO device with the conventional general PTAT current.

공개특허 10-2013-0065724Patent Document 10-2013-0065724

이에, 본 발명이 해결하고자 하는 과제는 상온에서 최적의 전류 소모로 온도 변동(variation)을 만족할 수 있도록 기본적인 PTAT 전류에 의한 기준 전류를 발생시키는 것에 추가하여, 온도에 따라 N배수의 PTAT 전류 즉, N*PTAT 전류에 의한 기준 전류를 용이하게 생성할 수 있는 기준 전류 발생 회로 및 이를 채용한 VCO 장치를 제공하는데 그 목적이 있다.Accordingly, a problem to be solved by the present invention is to generate a reference current by a basic PTAT current so as to satisfy a temperature variation at an optimal current consumption at room temperature, A reference current generation circuit capable of easily generating a reference current by an N * PTAT current, and a VCO device employing the reference current generation circuit.

본 발명은, 절대 온도 비례(Proportional To Absolute Temperature; "PTAT") 전류, 상기 PTAT 전류치의 제1 소정 배수의 PTAT 전류 및 밴드 갭 기준(Band Gap Reference; "BGR") 전류를 각각 제공하는 전류원; 상기 전류원으로부터 상기 BGR 전류 및 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류를 입력받고, 제어 신호에 따라, 상기 BGR 전류를 제1 소정 배수로 복사하고, 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류치에서 상기 복사된 제1 소정 배수의 BGR 전류치를 감산하여 가산용 PTAT 전류를 생성하는 가산용 PTAT 전류 생성부; 상기 전류원으로부터 상기 PTAT 전류를 입력받고, 제어 신호에 따라, 상기 입력된 PTAT 전류만을 복사하여 기준 전류로서 출력하는 제1 동작과, 상기 입력된 PTAT 전류치와 상기 가산용 PTAT 전류 생성부에서 생성된 가산용 PTAT 전류치를 합산한 전류를 복사하여 기준 전류로서 출력하는 제2 동작을 선택적으로 행하는 기준 전류 출력부; 및 상기 가산용 PTAT 전류 생성부와 상기 기준 전류 출력부의 동작을 제어하기 위한 제어 신호를 각각 출력하는 제어 수단을 포함하는, 기준 전류 발생 회로를 제공한다.The present invention provides a current source that provides a Proportional To Absolute Temperature ("PTAT") current, a PTAT current of a first predetermined multiple of the PTAT current, and a band gap reference ("BGR" The BGR current and the PTAT current of the first predetermined multiple are copied from the current source, the BGR current is copied at a first predetermined multiple in accordance with the control signal, and the copied first predetermined An addition PTAT current generation unit for subtracting the BGR current value of the multiple number to generate an addition PTAT current; A first operation for receiving the PTAT current from the current source and for outputting as a reference current only the input PTAT current in accordance with a control signal; A reference current output unit for selectively performing a second operation of copying a current obtained by adding a current for a PTAT current for use as a reference current; And control means for outputting a control signal for controlling operations of the adding PTAT current generating unit and the reference current output unit, respectively.

본 발명의 제2 양태에 따르면, 상기 가산용 PTAT 전류 생성부가, 상기 제어 수단으로부터의 제어 신호에 따라, 상기 가산용 PTAT 전류를 정수배로 증가시키는 가산용 PTAT 전류 증가부를 더 포함한다.According to the second aspect of the present invention, the adding PTAT current generating section further includes an adding PTAT current increasing section for increasing the adding PTAT current by an integral multiple in accordance with a control signal from the controlling section.

본 발명의 제3 양태에 따르면, 상기 가산용 PTAT 전류 증가부가, 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류치 및 상기 복사된 제1 소정 배수의 BGR 전류치를 각각 정수배함으로써, 상기 가산용 PTAT 전류를 정수배로 증가시키도록 구성되는, 기준 전류 발생 회로를 제공한다.According to the third aspect of the present invention, the adding PTAT current increasing portion, the first predetermined multiple PTAT current value, and the copied first predetermined multiple multiple BGR current are integer multiple, A reference current generating circuit for generating a reference current;

본 발명의 제4 양태에 따르면, 상기 가산용 PTAT 전류 생성부가, 상기 전류원으로부터 상기 BGR 전류를 입력받는 측의 제1 스위칭 소자의 채널폭(W)/게이트 길이(L)에 대한 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류를 입력받는 측의 제2 스위칭 소자의 채널폭(W)/게이트 길이(L)의 비율을 제2 소정 배수로 설정한 전류 미러 회로를 포함하고, 상기 제2 스위칭 소자를 통해 입력된 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류치에서 상기 제2 스위칭 소자를 통해서 미러링된 BGR 전류치를 감산한 전류를 출력하도록 이루어진다.According to a fourth aspect of the present invention, the adding PTAT current generating unit includes a first PTAT current generating unit for adding the BGR current from the current source to the first switching device, And a current mirror circuit in which a ratio of a channel width (W) / a gate length (L) of a second switching element on a side receiving a PTAT current of a drain is set to a second predetermined multiple, And outputting a current obtained by subtracting the mirrored BGR current value from the PTAT current value of the first predetermined multiple through the second switching device.

본 발명의 제5 양태에 따르면, 상기 가산용 PTAT 전류 생성부는, 상기 전류원으로부터 상기 BGR 전류를 입력받는 측의 제1 스위칭 소자의 채널폭(W)/게이트 길이(L)에 대한 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류를 입력받는 측의 제2 스위칭 소자의 채널폭(W)/게이트 길이(L)의 비율을 제2 소정 배수로 설정한 전류 미러 회로를 포함하고, 상기 제2 스위칭 소자를 통해 입력된 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류치에서 상기 제2 스위칭 소자를 통해서 미러링된 BGR 전류치를 감산한 전류를 출력하도록 이루어지며, 상기 가산용 PTAT 전류 증가부는, 상기 전류원으로부터 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류를 추가로 더 입력받는 제3 스위칭 소자를 포함하고, 상기 제2 스위칭 소자의 채널폭(W)/게이트 길이(L)에 대한 상기 제3 스위칭 소자의 채널폭(W)/게이트 길이(L)의 비율을 제2 소정 배수로 설정한 추가적인 전류 미러 회로 구성이면서, 상기 제3 스위칭 소자를 통해 입력된 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류치에서 상기 제3 스위칭 소자를 통해서 미러링된 BGR 전류치를 감산한 전류를 상기 가산용 PTAT 전류 생성부의 전류 미러 회로에서 복사된 전류에 더하도록 구성된다.According to a fifth aspect of the present invention, the adding PTAT current generating section is configured to generate the adding PTAT current from the current source to the first predetermined value (W) / the gate length (L) And a current mirror circuit in which a ratio of a channel width (W) / a gate length (L) of a second switching element on a side receiving a PTAT current of a drain is set to a second predetermined multiple, Wherein the adding PTAT current increasing unit is configured to output a current obtained by subtracting the mirrored BGR current value from the first predetermined multiple of the PTAT current value through the second switching device, (W) / gate length (L) of the third switching device with respect to a channel width (W) / a gate length (L) of the second switching device The ratio is set to a second predetermined amount And a current obtained by subtracting the BGR current value mirrored through the third switching device from the PTAT current value of the first predetermined multiple inputted through the third switching device is added to the current for the addition PTAT current generation And to the copied current in the negative current mirror circuit.

본 발명의 제6 양태에 따르면, 상기 전류원으로부터 BGR 전류를 입력받는 BGR 전류 입력부를 더 포함하고, 상기 기준 전류 출력부는, 상기 제1 동작과 상기 제2 동작 이외에, 상기 제어 수단으로부터의 제어 신호에 따라, 상기 BGR 전류 입력부에서 입력된 BGR 전류만을 복사하여 기준 전류로서 출력하는 제3 동작을 추가적으로 선택 실행한다.According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a plasma display apparatus, further comprising a BGR current input section for receiving a BGR current from the current source, wherein the reference current output section includes, in addition to the first operation and the second operation, Accordingly, a third operation of copying only the BGR current input from the BGR current input unit and outputting the same as a reference current is additionally executed.

본 발명의 제7 양태에 따르면, 상기 제1 소정 배수가 0.5 배수일 수 있다.According to a seventh aspect of the present invention, the first predetermined multiple may be a multiple of 0.5.

본 발명의 제8 양태에 따르면, 상기 제2 소정 배수가 0.5 배수일 수 있다.According to the eighth aspect of the present invention, the second predetermined multiple may be a multiple of 0.5.

또한 본 발명은, 상기와 같이 구성된 기준 전류 발생 회로에서 발생된 기준 전류에 의해 동작하도록 구성된 VCO 장치를 제공한다.. Further, the present invention provides a VCO device configured to operate with a reference current generated in the reference current generation circuit configured as described above.

또, 본 발명의 다른 양태에 따르면, 상기 기준 전류 발생 회로의 상기 제어 수단은 온도 검출을 하고 검출된 온도 변화에 따라 제어 신호를 출력하는 온도 센서일 수 있다.According to another aspect of the present invention, the control means of the reference current generation circuit may be a temperature sensor that performs temperature detection and outputs a control signal in accordance with the detected temperature change.

본 발명은, 상온에서 최적의 전류 소모로 온도 변동을 만족할 수 있도록 기본적인 PTAT 전류에 의한 기준 전류를 발생시키는 것에 추가하여, 온도에 따라 N배수의 PTAT 전류 즉, N*PTAT 전류에 의한 기준 전류를 용이하게 생성함으로써, 온도의 변화에 따른 VCO 발진 성능을 향상시킬 수 있고, 이를 통해 제품의 신뢰성을 향상시킬 수 있다.In addition to generating a reference current based on a basic PTAT current so as to satisfy a temperature fluctuation at an optimal current consumption at a normal temperature, the present invention is characterized in that a reference current by N times of PTAT current, that is, N * PTAT current, It is possible to improve the VCO oscillation performance according to the change in temperature, thereby improving the reliability of the product.

도 1은 종래 기술에 따른 유형의 VCO의 도이다.
도 2는 종래 기술에 따른 VCO의 일실시예의 상세한 도이다.
도 3은 종래 기술에 따른 VCO의 VCO 출력 신호의 개방 루프 발진 주파수에서의 온도 의존적 변화 특성들을 제거하는 회로를 구비한 하나의 종래 VOC 회로도이다.
도 4는 종래 기술에 따른 VCO의 발진 주파수의 주파수 드리프트를 방지하는 회로를 구비한 다른 종래 기술의 VCO 회로도이다.
도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 광대역 VCO 장치의 개략적인 블록 구성도이다.
도 6은 도 5에 도시된 온도 센서의 모드별 동작예를 나타낸 표이다.
도 7은 도 5에 도시된 기준 바이어스 생성부의 모드별 동작예를 나타낸 표이다.
도 8은 도 5에 도시된 기준 바이어스 생성부에 포함된 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 기준 전류 발생 회로의 개략적인 회로 구성도이다.
도 9는 도 8에 도시된 본 발명의 기준 전류 발생 회로에서 발생되는 다종의 기준 전류의 온도 변동에 따른 기울기의 변화를 나타낸 그래프이다.Figure 1 is a diagram of a VCO of the type according to the prior art.
2 is a detailed view of one embodiment of a VCO according to the prior art;
3 is one conventional VOC circuit diagram with circuitry that removes temperature dependent change characteristics at the open loop oscillation frequency of the VCO output signal of the VCO according to the prior art.
Figure 4 is another prior art VCO circuit diagram with circuitry to prevent frequency drift of the oscillation frequency of the VCO according to the prior art.
5 is a schematic block diagram of a broadband VCO device according to a preferred embodiment of the present invention.
6 is a table showing an example of operation of each mode of the temperature sensor shown in FIG.
7 is a table showing operation examples of the reference bias generator shown in FIG. 5 for each mode.
8 is a schematic circuit configuration diagram of a reference current generation circuit according to a preferred embodiment of the present invention included in the reference bias generation unit shown in FIG.
FIG. 9 is a graph showing changes in slope with respect to temperature variations of various reference currents generated in the reference current generation circuit of the present invention shown in FIG.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하되, 본 발명에 따른 동작 및 작용을 이해하는데 필요한 부분을 중심으로 설명한다.Hereinafter, preferred embodiments according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings, with reference to the parts necessary for understanding the operation and operation according to the present invention.

도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 광대역 VCO 장치의 개략적인 블록 구성도이다. 도 5에 있어서, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 광대역 VCO 장치는, 온도 센서부(110), 기준 바이어스 생성부(130) 및 VCO 바이어스 디지털 아날로그 컨버터(Digital to Analog Converter; "DAC")(150)를 포함하여 구성된다. 5 is a schematic block diagram of a broadband VCO device according to a preferred embodiment of the present invention. 5, a broadband VCO device according to a preferred embodiment of the present invention includes a temperature sensor unit 110, a reference bias generator 130, and a VCO bias digital-to-analog converter (DAC) 150 ).

온도 센서부(110)는 반도체 또는 주변의 온도 변화를 검출하고, 검출된 온도 변화에 따라 기준 전류 발생 모드를 제어하기 위한 모드 제어 코드 신호를 출력한다.The temperature sensor unit 110 detects a temperature change of the semiconductor or its surroundings and outputs a mode control code signal for controlling the reference current generation mode according to the detected temperature change.

이러한 온도 센서부(110)는 반도체 또는 주변의 온도 변화를 디지털 값으로 변환하여 하드웨어적으로 온도를 판별할 수 있으며, 도시 생략된 조작 입력부 또는 상위의 제어기로부터 입력되는 VCO 대역 선택 신호 및 역치 코드(threshold code)에 따라 모드 제어 신호를 출력한다. The temperature sensor 110 converts temperature of a semiconductor or a surrounding environment into a digital value to determine the temperature in hardware. The VCO band selection signal and the threshold value code (not shown) input from an operation input unit threshold code).

예를 들어, 도 6을 참조하면 알 수 있듯이, 특정 온도 이하일 경우에는 조작 입력부 또는 상위의 제어기로부터 온도 센서부(110)로 VCO 대역 선택 신호가 입력되지 않으며, 즉, VCO 대역 선택 신호가 관여하지 않으며, 이 때 온도 센서부(110)는 "0"의 모드 제어 코드 신호를 출력한다.6, when the temperature is lower than a specific temperature, the VCO band selection signal is not input from the operation input unit or the upper controller to the temperature sensor unit 110, that is, the VCO band selection signal is not involved At this time, the temperature sensor unit 110 outputs a mode control code signal of "0 ".

반면에, 특정 온도 이상일 경우에 있어서는, 조작 입력부 또는 상위의 제어기로부터 온도 센서부(110)로 고 대역(High band)의 VCO 대역 선택 신호가 입력되면, 온도 센서부(110)는 "1"의 모드 제어 코드 신호를 출력한다.On the other hand, when the temperature is equal to or higher than the specific temperature, when a high-band VCO band selection signal is input from the operation input unit or the upper controller to the temperature sensor unit 110, And outputs a mode control code signal.

특정 온도 이상일 경우에 있어서, 조작 입력부 또는 상위의 제어기로부터 온도 센서부(110)로 중간 대역(Mid band)의 VCO 대역 선택 신호가 입력되면, 온도 센서부(110)는 "2"의 모드 제어 코드 신호를 출력한다.When the VCO band selection signal of the mid band is input from the operation input unit or the upper controller to the temperature sensor unit 110 in the case where the temperature is higher than the specific temperature, the temperature sensor unit 110 outputs the mode control code " And outputs a signal.

특정 온도 이상일 경우에 있어서, 조작 입력부 또는 상위의 제어기로부터 온도 센서부(110)로 저 대역(Low band)의 VCO 대역 선택 신호가 입력되면, 온도 센서부(110)는 "3"의 모드 제어 코드 신호를 출력한다.When a low-band VCO band selection signal is input from the operation input unit or the upper controller to the temperature sensor unit 110, the temperature sensor unit 110 outputs a mode control code of "3 " And outputs a signal.

기준 바이어스 생성부(130)는 온도센서부(110)로부터 입력되는 모드 제어 코드 신호에 따라서, 반도체 또는 주변의 온도 변화에 최적으로 대응하는 복수 종류의 기준 전류를 발생하여 출력한다.The reference bias generating unit 130 generates and outputs a plurality of kinds of reference currents that optimally correspond to the temperature changes of the semiconductor or its surroundings in accordance with the mode control code signal input from the temperature sensor unit 110.

기준 바이어스 생성부(130)는 반도체 또는 주변의 온도 변화에 따라, 밴드 갭 기준(Band Gap Reference; "BGR") 전류, 절대 온도 비례(Proportional To Absolute Temperature; "PTAT") 전류에 더하여, N배의 PTAT 전류, 즉 N*PTAT 전류를 발생하여 출력한다.The reference bias generation unit 130 generates a reference bias voltage in accordance with a temperature change of the semiconductor or its surroundings in addition to a band gap reference ("BGR") current and a proportional to absolute temperature ("PTAT" PTAT current, i.e., N * PTAT current.

예를 들어, 도 7을 참조하면 알 수 있듯이, 기준 바이어스 생성부(130)는 온도 센서부(110)로부터 "0"의 모드 제어 코드 신호가 입력되면, BGR 전류치에 대응하는 기준 전류를 생성하고, 기준 바이어스 생성부(130)는 온도 센서부(110)로부터 "1"의 모드 제어 코드 신호가 입력되면, PTAT 전류치에 대응하는 기준 전류를 생성한다.7, when the mode control code signal of "0" is input from the temperature sensor unit 110, the reference bias generation unit 130 generates a reference current corresponding to the BGR current value , The reference bias generation unit 130 generates a reference current corresponding to the PTAT current value when the mode control code signal of "1 " is input from the temperature sensor unit 110. [

기준 바이어스 생성부(130)는 온도 센서부(110)로부터 "2"의 모드 제어 코드 신호가 입력되면, N1 배수 기울기의 PTAT 전류치에 대응하는 기준 전류를 생성하고, 기준 바이어스 생성부(130)는 온도 센서부(110)로부터 "3"의 모드 제어 코드 신호가 입력되면, N2 배수 기울기의 PTAT 전류치에 대응하는 기준 전류를 생성한다.When the mode control code signal of "2" is input from the temperature sensor unit 110, the reference bias generation unit 130 generates a reference current corresponding to the PTAT current value of the N1 multiple inclination, and the reference bias generation unit 130 When the mode control code signal of "3" is inputted from the temperature sensor unit 110, a reference current corresponding to the PTAT current value of the N2 multiple inclination is generated.

VCO 바이어스 DAC(150)는, 기준 바이어스 생성부(130)로부터 출력되는 BGR 전류치에 대응하는 기준 전류, PTAT 전류치에 대응하는 기준 전류, N1 배수 기울기의 PTAT 전류치에 대응하는 기준 전류, 또는 N2 배수 기울기의 PTAT 전류치에 대응하는 기준 전류에 따라 광대역 VCO(Voltage Controlled Oscillator)의 발진을 최적으로 제어한다.The VCO bias DAC 150 receives the reference current corresponding to the BGR current value output from the reference bias generation unit 130, the reference current corresponding to the PTAT current value, the reference current corresponding to the PTAT current value having the N1 multiple inclination, (VCO) according to the reference current corresponding to the PTAT current value of the VCO.

여기서, 광대역 VCO의 발진 범위는, 저 대역, 중간 대역. 고 대역, 및 옥타브 주파수(Octave frequency) 대역을 포함할 수 있다.Here, the oscillation range of the wideband VCO is low band, middle band. High band, and an octave frequency band.

예를 들면, 상기 저 대역은 VCO가 발진하는 최소 주파수 내지 상기 최소 주파수의 1.5배까지로서, 예컨대 2~3GHz일 수 있고, 상기 중간 대역은 상기 최소 주파수의 1.5배 내지 상기 최소 주파수의 1.75배로서, 예컨대 3~3.5 GHz일 수 있다.For example, the low band may range from a minimum frequency at which the VCO oscillates to about 1.5 times the minimum frequency, e.g., 2 to 3 GHz, and the middle band is from 1.5 times the minimum frequency to 1.75 times the minimum frequency For example, 3 to 3.5 GHz.

상기 고 대역은 상기 최소 주파수의 1.75배 내지 VCO가 발진하는 최대 주파수까지로서, 예컨대, 3.5~4GHz일 수 있으며, 상기 옥타브 주파수 대역은 예컨대 2~4GHz일 수 있다.
The high band may range from 1.75 times the minimum frequency to the maximum frequency at which the VCO oscillates, for example, 3.5 to 4 GHz, and the octave frequency band may be 2 to 4 GHz, for example.

기준 전류 발생 회로Reference current generating circuit

기준 바이어스 생성부(130)는 도 8에 도시된 바와 같은 기준 전류 발생 회로를 포함한다. 도 8을 참조하면 알 수 있듯이, 상기 기준 전류 발생 회로는, 도시 생략된 전류원, BGR 전류 입력부(200), 가산용 PTAT 전류 생성부(210), 가산용 PTAT 전류 증가부(220), 및 기준 전류 출력부(230)를 포함한다.The reference bias generation unit 130 includes a reference current generation circuit as shown in FIG. 8, the reference current generating circuit includes a current source (not shown), a BGR current input unit 200, an adding PTAT current generating unit 210, an adding PTAT current increasing unit 220, And a current output unit 230.

상기 전류원은, PTAT 전류, 상기 PTAT 전류치의 0.5배의 전류, 즉 0.5*PTAT 전류, 및 BGR 전류를 각각 제공한다.The current source provides a PTAT current, a current 0.5 times the PTAT current, that is, 0.5 * PTAT current, and a BGR current, respectively.

상기 BGR 전류 입력부(200)는 상기 전류원으로부터 BGR 전류를 입력받기 위한 것으로, 후술될 기준 전류 출력부(230)의 제6 스위칭 소자(Q6)와 전류 미러 회로를 구성하는 제1 스위칭 소자(Q1), 온도 센서부(110)로부터의 모드 제어 코드 신호에 따라 동작하여 상기 제1 스위칭 소자(Q1)의 게이트단과 상기 기준 전류 출력부(230)의 제6 스위칭 소자(Q6)의 게이트단 사이를 스위칭하는 제1 스위치(SW1), 및 온도 센서부(110)로부터의 모드 제어 코드 신호에 따라 동작하여 상기 제1 스위칭 소자(Q1)의 소스단과 그라운드단 사이를 스위칭하는 제5 스위치(SW5)를 포함한다.The BGR current input unit 200 receives the BGR current from the current source. The BGR current input unit 200 includes a sixth switching device Q6 of a reference current output unit 230 and a first switching device Q1, , And operates according to a mode control code signal from the temperature sensor unit 110 to switch between the gate terminal of the first switching device Q1 and the gate terminal of the sixth switching device Q6 of the reference current output unit 230 And a fifth switch SW5 that operates in accordance with a mode control code signal from the temperature sensor unit 110 and switches between a source terminal and a ground terminal of the first switching device Q1 do.

가산용 PTAT 전류 생성부(210)는, 상기 전류원으로부터 BGR 전류 및 0.5*PTAT 전류를 입력받고, 온도 센서부(110)로부터의 모드 제어 코드 신호에 따라, BGR 전류를 0.5 배수로 복사하여, 0.5*PTAT 전류치에서 상기 복사된 0.5 배수의 BGR 전류치를 감산하여 가산용 PTAT 전류를 생성하는 것이다.The addition PTAT current generation unit 210 receives the BGR current and the 0.5 * PTAT current from the current source and copies the BGR current in 0.5 times according to the mode control code signal from the temperature sensor unit 110, And subtracts the copied 0.5 times the BGR current value from the PTAT current value to generate an adding PTAT current.

이러한 가산용 PTAT 전류 생성부(210)는, 드레인단이 상기 전류원으로부터의 BGR 전류 입력측에 연결되는 제2 스위칭 소자(Q2), 드레인단이 상기 전류원으로부터의 0.5*PTAT 전류 입력측에 연결되고 게이트 단이 제2 스위칭 소자(Q2)의 드레인단 및 게이트 단과 연결되어 제2 스위칭 소자(Q2)와 전류 미러 회로를 구성하며, 드레인단이 후술될 기준 전류 출력부(230)의 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단에 연결되는 제3 스위칭 소자(Q3)를 포함한다.The addition PTAT current generation unit 210 includes a second switching device Q2 having a drain terminal connected to a BGR current input side from the current source, a drain terminal connected to a 0.5 * PTAT current input side from the current source, Q5 of the reference current output section 230, which will be described later, is connected to the drain terminal and the gate terminal of the second switching device Q2 to form a current mirror circuit with the second switching device Q2. And a third switching element Q3 connected to the drain terminal of the third switching element Q3.

여기서, 제2 스위칭 소자(Q2)의 채널폭(W)/게이트 길이(L)에 대한 제3 스위칭 소자(Q3)의 채널폭(W)/게이트 길이(L)의 비율은 1 : 0.5이다. 즉, 제2 스위칭 소자(Q2)의 채널폭(W)/게이트 길이(L)를 β라고 하면, 제3 스위칭 소자(Q3)의 채널폭(W)/게이트 길이(L)는 0.5*β이다.The ratio of the channel width W / gate length L of the third switching device Q3 to the channel width W / gate length L of the second switching device Q2 is 1: 0.5. That is, assuming that the channel width W / gate length L of the second switching device Q2 is?, The channel width W / gate length L of the third switching device Q3 is 0.5 *? .

따라서, 제2 스위칭 소자(Q2)와 제3 스위칭 소자(Q3)는, 제2 스위칭 소자(Q2)에서 흐르는 전류치의 0.5배수의 전류가 제3 스위칭 소자(Q3)를 통해 복사되는 전류 미러 회로 구성이다.Therefore, the second switching device Q2 and the third switching device Q3 are configured such that the current of 0.5 times the current value flowing in the second switching device Q2 is copied through the third switching device Q3 to be.

또한, 가산용 PTAT 전류 생성부(210)는, 온도 센서부(110)로부터의 모드 제어 코드 신호에 따라 동작하여 상기 제3 스위칭 소자(Q1)의 드레인단과 상기 전류원으로부터의 0.5*PTAT 전류 입력측 사이를 스위칭하는 제2 스위치(SW2), 온도 센서부(110)로부터의 모드 제어 코드 신호에 따라 동작하여 제2 스위칭 소자(Q2)의 소스단과 그라운드단 사이를 스위칭하는 제6 스위치(SW6)를 포함한다.The addition PTAT current generation unit 210 operates in accordance with the mode control code signal from the temperature sensor unit 110 and outputs the addition PTAT current between the drain terminal of the third switching device Q1 and the 0.5 * PTAT current input side from the current source And a sixth switch SW6 which operates in accordance with the mode control code signal from the temperature sensor unit 110 and switches between the source terminal and the ground terminal of the second switching element Q2 do.

또, 가산용 PTAT 전류 생성부(210)는, 온도 센서부(110)로부터의 모드 제어 코드 신호에 따라 동작하여 제3 스위칭 소자(Q3)의 소스단과 그라운드단 사이를 스위칭하는 제7 스위치(SW7)를 포함한다.The addition PTAT current generation unit 210 includes a seventh switch SW7 that operates in accordance with the mode control code signal from the temperature sensor unit 110 and switches between the source terminal and the ground terminal of the third switching element Q3, ).

상기 가산용 PTAT 전류 증가부(220)는 온도 센서부(110)로부터의 모드 제어 코드 신호에 따라 가산용 PTAT 전류 생성부(210)에서 생성된 상기 가산용 PTAT 전류를 정수배(본 실시예에서는 2배)로 증가시키는 것이다.The adding PTAT current increasing unit 220 multiplies the adding PTAT current generated by the adding PTAT current generating unit 210 by an integer multiple (2 in this embodiment) in accordance with the mode control code signal from the temperature sensor unit 110. [ Times).

상기 가산용 PTAT 전류 증가부(220)는 드레인단이 상기 전류원으로부터의 0.5*PTAT 전류 입력측에 연결되고 게이트 단이 제2 스위칭 소자(Q2)의 드레인단 및 게이트 단과 연결되어 제2 스위칭 소자(Q2)와 전류 미러 회로를 구성하며, 드레인단이 후술될 기준 전류 출력부(230)의 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단에 연결되는 제4 스위칭 소자(Q4), 및 온도 센서부(110)로부터의 모드 제어 코드 신호에 따라 동작하여 제4 스위칭 소자(Q4)의 소스단과 그라운드단 사이를 스위칭하는 제8 스위치(SW8)를 포함한다.The adding PTAT current increasing part 220 has a drain terminal connected to the input terminal of 0.5 * PTAT current from the current source and a gate terminal connected to the drain terminal and the gate terminal of the second switching device Q2, And a fourth switching element Q4 whose drain terminal is connected to the drain terminal of the fifth switching element Q5 of the reference current output part 230 to be described later and a temperature sensor part 110 which constitutes a current mirror circuit, And an eighth switch SW8 that operates in accordance with the mode control code signal from the fourth switch Q4 to switch between the source terminal and the ground terminal of the fourth switching device Q4.

여기서, 제2 스위칭 소자(Q2)의 채널폭(W)/게이트 길이(L)에 대한 제4 스위칭 소자(Q4)의 채널폭(W)/게이트 길이(L)의 비율은 1 : 0.5이다. 즉, 제2 스위칭 소자(Q2)의 채널폭(W)/게이트 길이(L)를 β라고 하면, 제4 스위칭 소자(Q4)의 채널폭(W)/게이트 길이(L)는 0.5*β이다.The ratio of the channel width W / gate length L of the fourth switching device Q4 to the channel width W / gate length L of the second switching device Q2 is 1: 0.5. That is, assuming that the channel width W / gate length L of the second switching device Q2 is?, The channel width W / gate length L of the fourth switching device Q4 is 0.5 *? .

따라서, 제2 스위칭 소자(Q2)와 제4 스위칭 소자(Q4)는, 제2 스위칭 소자(Q2)에서 흐르는 전류치의 0.5배수의 전류가 제4 스위칭 소자(Q4)를 통해 복사되는 전류 미러 회로 구성이다.Accordingly, the second switching device Q2 and the fourth switching device Q4 are configured such that the current of 0.5 times the current value flowing in the second switching device Q2 is copied through the fourth switching device Q4 to be.

상기 기준 전류 출력부(230)는, 상기 전류원으로부터 PTAT 전류를 입력받고, 온도 센서부(110)로부터의 모드 제어 코드 신호에 따라, (1) 상기 BGR 전류 입력부(200)를 통해 입력된 BGR 전류, (2) 상기 전류원으로부터 입력된 PTAT 전류, (3) 상기 PTAT 전류에 상기 가산용 PTAT 전류 생성부(210)에서 생성된 가산용 PTAT 전류를 합산한 전류, (4) 상기 가산용 PTAT 전류 생성부(210)에서 생성된 가산용 PTAT 전류를 상기 가산용 PTAT 전류 증가부(220)에 의해 정수배(본 실시예에서는 2배)한 전류와 상기 PTAT 전류를 합산 전류 중, 즉 (1) 내지 (4)의 전류 중 어느 하나의 전류를 복사하여 기준 전류로서 출력한다.The reference current output unit 230 receives the PTAT current from the current source and receives the BGR current (1) input through the BGR current input unit 200, according to a mode control code signal from the temperature sensor unit 110, (2) a PTAT current input from the current source, (3) a current obtained by adding the PTAT current for addition to the addition PTAT current generated by the addition PTAT current generation unit 210, (4) a current obtained by adding the PTAT current for addition (1) to (2) of the sum current and the PTAT current which are an integral multiple (in this embodiment, doubled) by the adding PTAT current increasing section 220, 4) and outputs the result as a reference current.

이러한 기준 전류 출력부(230)는, 드레인단이 상기 전류원으로부터의 PTAT 전류 입력측, 가산용 PTAT 전류 생성부(210)의 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인측, 및 가산용 PTAT 전류 증가부(220)의 제4 스위칭 소자(Q4)의 드레인측에 연결되고 게이트 단이 후술될 제6 스위칭 소자(Q6)의 게이트 단에 연결되는 제5 스위칭 소자(Q5)를 포함한다.The reference current output unit 230 has a drain terminal connected to the PTAT current input side from the current source, a drain side of the third switching device Q3 of the adding PTAT current generating unit 210, and an adding PTAT current increasing unit And a fifth switching element Q5 which is connected to the drain side of the fourth switching element Q4 of the second switching element Q2 and whose gate end is connected to the gate end of the sixth switching element Q6 to be described later.

또한, 기준 전류 출력부(230)는, 게이트단이 제5 스위칭 소자(Q5)의 게이트단과 연결되어 제5 스위칭 소자(Q5)와 전류 미러 회로를 구성함과 더불어, 게이트단이 BGR 전류 입력부(200)의 제1 스위칭 소자(Q1)의 게이트단과 연결되어 제1 스위칭 소자(Q1)와 전류 미러 회로를 구성하는 제6 스위칭 소자(Q6)를 포함한다.The reference current output unit 230 has a gate terminal connected to the gate terminal of the fifth switching device Q5 to constitute a current mirror circuit with the fifth switching device Q5 and a gate terminal connected to the BGR current input unit And a sixth switching element Q6 connected to a gate terminal of the first switching element Q1 of the switching element Q1 and constituting a current mirror circuit with the first switching element Q1.

여기서, 제5 스위칭 소자(Q5)의 채널폭(W)/게이트 길이(L)에 대한 제6 스위칭 소자(Q6)의 채널폭(W)/게이트 길이(L)의 비율은 1 : 1이고, 제1 스위칭 소자(Q1)의 채널폭(W)/게이트 길이(L)에 대한 제6 스위칭 소자(Q6)의 채널폭(W)/게이트 길이(L)의 비율은 1 : 1이다.The ratio of the channel width W / gate length L of the sixth switching element Q6 to the channel width W / gate length L of the fifth switching element Q5 is 1: 1, The ratio of the channel width W / gate length L of the sixth switching device Q6 to the channel width W / gate length L of the first switching device Q1 is 1: 1.

또, 기준 전류 출력부(230)는, 온도 센서부(110)로부터의 모드 제어 코드 신호에 따라 동작하여 제5 스위칭 소자(Q5)의 게이트단과 제6 스위칭 소자(Q6)의 게이트단 사이를 스위칭하는 제4 스위치(SW4) 및 온도 센서부(110)로부터의 모드 제어 코드 신호에 따라 동작하여 제5 스위칭 소자(Q5)의 소스단과 그라운드단 사이를 스위칭하는 제9 스위치(SW9)를 포함한다.
The reference current output section 230 operates in accordance with the mode control code signal from the temperature sensor section 110 to switch between the gate terminal of the fifth switching element Q5 and the gate terminal of the sixth switching element Q6 And a ninth switch SW9 that operates in accordance with the mode control code signal from the temperature sensor unit 110 to switch between the source terminal and the ground terminal of the fifth switching element Q5.

기준 전류 발생 회로의 동작예Operation example of reference current generation circuit

(사례1)(Case 1)

온도 센서부(110)로부터 입력되는 모드 제어 코드 신호가 "0"일 경우, 제1 스위치(SW1) 및 제5 스위치(SW5)만 턴온되고 나머지 스위치는 턴오프된다.When the mode control code signal inputted from the temperature sensor unit 110 is "0 ", only the first switch SW1 and the fifth switch SW5 are turned on and the remaining switches are turned off.

이에 따라, BGR 전류 입력부(200)의 제1 스위칭 소자(Q1)의 드레인단과 소스단을 통해 전류원으로부터의 BGR 전류가 흐르고, 제1 스위칭 소자(Q1)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 BGR 전류치에 대응하는 전류가 기준 전류 출력부(230)의 제6 스위칭 소자(Q6)를 통해 복사되어 제6 스위칭 소자(Q6)의 드레인단과 소스단을 통해 상기 BGR 전류치에 대응하는 전류치의 기준 전류가 흐르게 된다. 이로서, 기준 전류 발생 회로를 통해 BGR 전류치에 상응하는 기준 전류가 발생하여 출력된다.Accordingly, the BGR current from the current source flows through the drain terminal and the source terminal of the first switching device Q1 of the BGR current input unit 200, and the BGR current value flowing through the drain terminal and the source terminal of the first switching device Q1 The corresponding current is copied through the sixth switching element Q6 of the reference current output section 230 and the reference current of the current value corresponding to the BGR current value flows through the drain terminal and the source terminal of the sixth switching element Q6 . Thus, a reference current corresponding to the BGR current value is generated and output through the reference current generating circuit.

예컨대, BGR 전류가 10uA라면, BGR 전류 입력부(200)의 제1 스위칭 소자(Q1)의 드레인단과 소스단을 통해 10uA의 전류가 흐르고, 제1 스위칭 소자(Q1)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 10uA의 전류치에 대응하는 10uA의 전류가 기준 전류 출력부(230)의 제6 스위칭 소자(Q6)를 통해 복사되어 제6 스위칭 소자(Q6)의 드레인단과 소스단을 통해 10uA의 기준 전류가 흐르게 된다. 이로서, 기준 전류 발생 회로를 통해 BGR 전류치에 상응하는 10uA의 기준 전류가 발생하여 출력된다.
For example, if the BGR current is 10 uA, a current of 10 uA flows through the drain and source terminals of the first switching device Q1 of the BGR current input section 200 and flows through the drain and source terminals of the first switching device Q1 A current of 10uA corresponding to the current value of 10uA is copied through the sixth switching element Q6 of the reference current output section 230 so that a reference current of 10uA flows through the drain terminal and the source terminal of the sixth switching element Q6 . Thus, a reference current of 10 uA corresponding to the BGR current value is generated and output through the reference current generating circuit.

(사례 2)(Case 2)

온도 센서부(110)로부터 입력되는 모드 제어 코드 신호가 "1"일 경우, 제4 스위치(SW4) 및 제9 스위치(SW9)만 턴온되고 나머지 스위치는 턴오프된다.When the mode control code signal inputted from the temperature sensor unit 110 is "1 ", only the fourth switch SW4 and the ninth switch SW9 are turned on and the remaining switches are turned off.

이에 따라, 기준 전류 출력부(230)의 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단과 소스단을 통해 전류원으로부터의 PTAT 전류가 흐르고, 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 PTAT 전류치에 대응하는 전류가 기준 전류 출력부(230)의 제6 스위칭 소자(Q6)를 통해 복사되어 제6 스위칭 소자(Q6)의 드레인단과 소스단을 통해 상기 PTAT 전류치에 대응하는 전류치의 기준 전류가 흐르게 된다. 이로서, 기준 전류 발생 회로를 통해 PTAT 전류치에 상응하는 기준 전류가 발생하여 출력된다.Accordingly, the PTAT current from the current source flows through the drain terminal and the source terminal of the fifth switching device Q5 of the reference current output unit 230, and the PTAT current flowing through the drain terminal and the source terminal of the fifth switching device Q5 Is copied through the sixth switching element Q6 of the reference current output part 230 so that the reference current of the current value corresponding to the PTAT current value flows through the drain terminal and the source terminal of the sixth switching element Q6 do. Thus, a reference current corresponding to the PTAT current value is generated and output through the reference current generating circuit.

예컨대, PTAT 전류가 14uA라면, 기준 전류 출력부(230)의 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단과 소스단을 통해 14uA의 전류가 흐르고, 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 14uA의 전류치에 대응하는 전류가 기준 전류 출력부(230)의 제6 스위칭 소자(Q6)를 통해 복사되어 제6 스위칭 소자(Q6)의 드레인단과 소스단을 통해 14uA 전류치의 기준 전류가 흐르게 된다. 이로서, 기준 전류 발생 회로를 통해 PTAT 전류치에 상응하는 14uA의 기준 전류가 발생하여 출력된다.
For example, if the PTAT current is 14uA, a current of 14uA flows through the drain terminal and the source terminal of the fifth switching element Q5 of the reference current output section 230, and through the drain terminal and the source terminal of the fifth switching device Q5 A current corresponding to the current value of 14uA flowing through is copied through the sixth switching element Q6 of the reference current output section 230 so that the reference current of the 14uA current value flows through the drain terminal and the source terminal of the sixth switching element Q6 . Thus, a reference current of 14 uA corresponding to the PTAT current value is generated and output through the reference current generating circuit.

(사례3)(Case 3)

온도 센서부(110)로부터 입력되는 모드 제어 코드 신호가 "2"일 경우, 제2 스위치(SW2), 제4 스위치(SW4), 제6 스위치(SW6), 제7 스위치(SW7), 및 제9 스위치(SW9)가 턴온되고 나머지 스위치는 턴오프된다.The second switch SW2, the fourth switch SW4, the sixth switch SW6, the seventh switch SW7, and the third switch SW6 when the mode control code signal input from the temperature sensor unit 110 is " 9 switch (SW9) is turned on and the remaining switches are turned off.

이에 따라, 가산용 PTAT 전류 생성부(210)의 제2 스위칭 소자(Q2)의 드레인단과 소스단을 통해 BGR 전류가 흐르고, 상기 제2 스위칭 소자(Q2)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 BGR 전류치의 0.5배수에 대응하는 전류가 제3 스위칭 소자(Q3)를 통해 복사되어 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인단과 소스단을 통해 상기 BGR 전류치의 0.5배수의 전류치에 대응하는 전류가 흐르게 된다. 이때, 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인단쪽으로 입력되는 전류원으로부터의 0.5*PTAT 전류치 중 상기 BGR 전류치의 0.5배수의 전류치를 감산한 가산용 PTAT 전류, 즉, 0.5*PTAT 전류치 - 0.5*BGR 전류치 = 가산용 PTAT 전류가 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인단으로부터 기준 전류 출력부(230)의 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인쪽으로 흐르게 된다. Thus, the BGR current flows through the drain terminal and the source terminal of the second switching device Q2 of the adding PTAT current generating section 210, and the BGR current value flowing through the drain terminal and the source terminal of the second switching device Q2 The current corresponding to 0.5 times the current value is copied through the third switching device Q3 and the current corresponding to the current value of 0.5 times the BGR current value flows through the drain terminal and the source terminal of the third switching device Q3. At this time, the addition PTAT current obtained by subtracting 0.5 times the current value of the BGR current value from the 0.5 * PTAT current value input from the current source input to the drain end of the third switching device Q3, that is, 0.5 * PTAT current value-0.5 * = Added PTAT current flows from the drain terminal of the third switching device Q3 to the drain of the fifth switching device Q5 of the reference current output section 230. [

이때, 기준 전류 출력부(230)의 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단과 소스단을 통해서는 전류원으로부터의 PTAT 전류치에 상기 가산용 PTAT 전류치가 더해진 전류치의 전류가 흐르고, 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 PTAT 전류치 + 가산용 PTAT 전류치에 대응하는 전류가 기준 전류 출력부(230)의 제6 스위칭 소자(Q6)를 통해 복사되어 제6 스위칭 소자(Q6)의 드레인단과 소스단을 통해 상기 PTAT 전류치 + 가산용 PTAT 전류치에 대응하는 전류치의 기준 전류가 흐르게 된다. 이로서, 기준 전류 발생 회로를 통해 N1 배수 기울기의 PTAT 전류치에 상응하는 기준 전류가 발생하여 출력된다.At this time, the current of the current value obtained by adding the addition PTAT current flows to the PTAT current value from the current source through the drain terminal and the source terminal of the fifth switching device Q5 of the reference current output unit 230, and the fifth switching device Q5 The current corresponding to the PTAT current value flowing through the drain terminal and the source terminal + the PTAT current value for addition is copied through the sixth switching element Q6 of the reference current output section 230 so that the drain terminal of the sixth switching element Q6 The reference current of the current value corresponding to the PTAT current value + addition PTAT current value flows through the source terminal. Thus, a reference current corresponding to the PTAT current value of the N1 multiple inclination is generated and output through the reference current generating circuit.

예컨대, BGR 전류가 10uA이고 PTAT 전류가 14uA라면, 가산용 PTAT 전류 생성부(210)의 제2 스위칭 소자(Q2)의 드레인단과 소스단을 통해 BGR 전류치에 대응하는 10uA의 전류 흐르고, 상기 제2 스위칭 소자(Q2)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 10uA의 0.5배수에 대응하는 5uA의 전류가 제3 스위칭 소자(Q3)를 통해 복사되어 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인단과 소스단을 통해 상기 BGR 전류치의 0.5배수의 전류치에 대응하는 5uA의 전류가 흐르게 된다. 이때, 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인단쪽으로 입력되는 전류원으로부터의 0.5*PTAT 전류치에 대응하는 7uA의 전류치 중 상기 BGR 전류치의 0.5배수의 전류치에 대응하는 5uA의 전류치를 감산한 가산용 PTAT 전류, 즉, 7uA - 5uA = 2uA가 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인단으로부터 기준 전류 출력부(230)의 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인쪽으로 흐르게 된다. For example, if the BGR current is 10 uA and the PTAT current is 14 uA, a current of 10 uA corresponding to the BGR current value flows through the drain terminal and the source terminal of the second switching element Q2 of the adding PTAT current generator 210, A current of 5uA corresponding to 0.5 times of 10uA flowing through the drain terminal and the source terminal of the switching device Q2 is copied through the third switching device Q3 and is supplied through the drain terminal and the source terminal of the third switching device Q3 A current of 5 uA corresponding to a current value of 0.5 times the BGR current value flows. At this time, of the current value of 7uA corresponding to the 0.5 * PTAT current value input from the current source input to the drain end of the third switching device Q3, the addition PTAT current (which subtracts the current value of 5uA corresponding to the current value of 0.5 times the BGR current value) , That is, 7uA - 5uA = 2uA flows from the drain terminal of the third switching device Q3 to the drain of the fifth switching device Q5 of the reference current output portion 230.

이때, 기준 전류 출력부(230)의 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단과 소스단을 통해서는 전류원으로부터의 PTAT 전류치에 대응하는 14uA에 상기 가산용 PTAT 전류치에 대응하는 2uA가 더해진, 즉 2uA + 14uA = 16uA의 전류가 흐르고, 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 16uA에 대응하는 전류가 기준 전류 출력부(230)의 제6 스위칭 소자(Q6)를 통해 복사되어 제6 스위칭 소자(Q6)의 드레인단과 소스단을 통해 상기 PTAT 전류치 + 가산용 PTAT 전류치에 대응하는 16uA의 기준 전류가 흐르게 된다. 이로서, 기준 전류 발생 회로를 통해 N1 배수 기울기의 PTAT 전류치에 상응하는 16uA의 기준 전류가 발생하여 출력된다.
At this time, 2uA corresponding to the adding PTAT current value is added to 14uA corresponding to the PTAT current value from the current source through the drain terminal and the source terminal of the fifth switching device Q5 of the reference current output unit 230, that is, 2uA + A current corresponding to 16uA flowing through the drain terminal and the source terminal of the fifth switching element Q5 flows through the sixth switching element Q6 of the reference current output section 230, A reference current of 16uA corresponding to the PTAT current value + addition PTAT current value flows through the drain terminal and the source terminal of the switching element Q6. Thus, a reference current of 16 uA corresponding to the PTAT current value of the N1 multiple inclination is generated and outputted through the reference current generating circuit.

(사례4)(Case 4)

온도 센서부(110)로부터 입력되는 모드 제어 코드 신호가 "3"일 경우, 제2 스위치(SW2), 제3 스위치(SW3), 제4 스위치(SW4), 제6 스위치(SW6), 제7 스위치(SW7), 제8 스위치(SW8) 및 제9 스위치(SW9)가 턴온되고 제1 스위치(SW1) 및 제5 스위치(SW5)는 턴오프된다.The second switch SW2, the third switch SW3, the fourth switch SW4, the sixth switch SW6, the seventh switch SW4, the sixth switch SW6, and the seventh switch SW6 when the mode control code signal input from the temperature sensor unit 110 is " The switch SW7, the eighth switch SW8 and the ninth switch SW9 are turned on and the first switch SW1 and the fifth switch SW5 are turned off.

이에 따라, 가산용 PTAT 전류 생성부(210)의 제2 스위칭 소자(Q2)의 드레인단과 소스단을 통해 BGR 전류가 흐르고, 상기 제2 스위칭 소자(Q2)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 BGR 전류치의 0.5배수에 대응하는 전류가 제3 스위칭 소자(Q3)를 통해 복사되어 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인단과 소스단을 통해 상기 BGR 전류치의 0.5배수의 전류치에 대응하는 전류가 흐름과 동시에, 상기 제2 스위칭 소자(Q2)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 BGR 전류치의 0.5배수에 대응하는 전류가 제4 스위칭 소자(Q4)를 통해 복사되어 제4 스위칭 소자(Q4)의 드레인단과 소스단을 통해 상기 BGR 전류치의 0.5배수의 전류치에 대응하는 전류가 흐르게 된다. 이때, 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인단쪽으로 입력되는 전류원으로부터의 0.5*PTAT 전류치 중 상기 BGR 전류치의 0.5배수의 전류치를 감산한 가산용 PTAT 전류, 즉, 0.5*PTAT 전류치 - 0.5*BGR 전류치 = 가산용 PTAT 전류에, 제4 스위칭 소자(Q4)의 드레인단쪽으로 입력되는 전류원으로부터의 0.5*PTAT 전류치 중 상기 BGR 전류치의 0.5배수의 전류치를 감산한 전류, 즉, 0.5*PTAT 전류치 - 0.5*BGR 전류치가 더해진다.Thus, the BGR current flows through the drain terminal and the source terminal of the second switching device Q2 of the adding PTAT current generating section 210, and the BGR current value flowing through the drain terminal and the source terminal of the second switching device Q2 A current corresponding to 0.5 times the current value flows through the third switching element Q3 and flows through the drain terminal and the source terminal of the third switching element Q3 corresponding to the current value of 0.5 times the BGR current value, A current corresponding to 0.5 times the value of the BGR current flowing through the drain terminal and the source terminal of the second switching device Q2 is copied through the fourth switching device Q4 so that the drain terminal and the source terminal of the fourth switching device Q4 A current corresponding to a current value of 0.5 times the BGR current value flows. At this time, the addition PTAT current obtained by subtracting 0.5 times the current value of the BGR current value from the 0.5 * PTAT current value input from the current source input to the drain end of the third switching device Q3, that is, 0.5 * PTAT current value-0.5 * = 0.5 * PTAT current value-0.5 * PTAT current value obtained by subtracting 0.5 times the current value of the BGR current value from the 0.5 * PTAT current value from the current source input to the drain end of the fourth switching device Q4, The BGR current value is added.

즉, 이를 수식으로 정리하면, (0.5*PTAT 전류치 + 0.5*PTAT 전류치) - (0.5*BGR 전류치 + 0.5*BGR 전류치), 즉 가산용 PTAT 전류치의 2배 전류치에 대응하는 전류가 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인단 및 제4 스위칭 소자(Q4)의 드레인단으로부터 기준 전류 출력부(230)의 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인쪽으로 흐르게 된다. (0.5 * PTAT current value + 0.5 * PTAT current value) - (0.5 * BGR current value + 0.5 * BGR current value), that is, a current corresponding to twice the current value of the addition PTAT current value, The drain terminal of the fourth switching element Q3 and the drain terminal of the fourth switching element Q4 to the drain of the fifth switching element Q5 of the reference current output section 230. [

이때, 기준 전류 출력부(230)의 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단과 소스단을 통해서는 전류원으로부터의 PTAT 전류치에 상기 가산용 PTAT 전류치의 2배에 대응하는 전류치가 더해진 전류치의 전류가 흐르고, 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 PTAT 전류치 + 2*가산용 PTAT 전류치에 대응하는 전류가 기준 전류 출력부(230)의 제6 스위칭 소자(Q6)를 통해 복사되어 제6 스위칭 소자(Q6)의 드레인단과 소스단을 통해 상기 PTAT 전류치 + 2*가산용 PTAT 전류치에 대응하는 전류치의 기준 전류가 흐르게 된다. 이로서, 기준 전류 발생 회로를 통해 N2 배수 기울기의 PTAT 전류치에 상응하는 기준 전류가 발생하여 출력된다.At this time, the current of the current value obtained by adding the current value corresponding to twice the addition PTAT current value flows from the current source to the drain terminal and the source terminal of the fifth switching element Q5 of the reference current output section 230 , The current corresponding to the PTAT current value flowing through the drain terminal and the source terminal of the fifth switching device Q5 + 2 * the PTAT current value for addition is copied through the sixth switching device Q6 of the reference current output section 230 The reference current of the current value corresponding to the PTAT current value + 2 * addition PTAT current value flows through the drain terminal and the source terminal of the sixth switching element Q6. Thus, a reference current corresponding to the PTAT current value of the N2 multiple inclination is generated and outputted through the reference current generating circuit.

예컨대, BGR 전류가 10uA이고 PTAT 전류가 14uA라면, 가산용 PTAT 전류 생성부(210)의 제2 스위칭 소자(Q2)의 드레인단과 소스단을 통해 BGR 전류치에 대응하는 10uA가 흐르고, 상기 제2 스위칭 소자(Q2)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 BGR 전류치의 0.5배수에 대응하는 5uA의 전류가 제3 스위칭 소자(Q3)를 통해 복사되어 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인단과 소스단을 통해 상기 BGR 전류치의 0.5배수의 전류치에 대응하는 5uA의 전류가 흐름과 동시에, 상기 제2 스위칭 소자(Q2)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 BGR 전류치의 0.5배수에 대응하는 5uA의 전류가 제4 스위칭 소자(Q4)를 통해 복사되어 제4 스위칭 소자(Q4)의 드레인단과 소스단을 통해 상기 BGR 전류치의 0.5배수의 전류치에 대응하는 5uA의 전류가 흐르게 된다. 이때, 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인단쪽으로 입력되는 전류원으로부터의 0.5*PTAT 전류치 중 상기 BGR 전류치의 0.5배수의 전류치를 감산한 가산용 PTAT 전류, 즉, 7uA - 5uA = 2uA의 전류치에, 제4 스위칭 소자(Q4)의 드레인단쪽으로 입력되는 전류원으로부터의 0.5*PTAT 전류치 중 상기 BGR 전류치의 0.5배수의 전류치를 감산한 전류, 즉, 7uA - 5uA = 2uA의 전류치가 더해진다.For example, if the BGR current is 10uA and the PTAT current is 14uA, 10uA corresponding to the BGR current flows through the drain and source terminals of the second switching device Q2 of the adding PTAT current generator 210, A current of 5uA corresponding to 0.5 times the value of the BGR current flowing through the drain terminal and the source terminal of the device Q2 is copied through the third switching device Q3 and is supplied through the drain terminal and the source terminal of the third switching device Q3 A current of 5uA corresponding to a current value of 0.5 times the BGR current flows and a current of 5uA corresponding to 0.5 times of the BGR current flowing through the drain terminal and the source terminal of the second switching device Q2 flows to the fourth switching device Q2, (Q4), and a current of 5uA corresponding to the current value of 0.5 times the BGR current value flows through the drain terminal and the source terminal of the fourth switching device Q4. At this time, to the addition PTAT current obtained by subtracting 0.5 times the current value of the BGR current value from the 0.5 * PTAT current value from the current source input to the drain end of the third switching device Q3, that is, the current value of 7uA - 5uA = 2uA, The current obtained by subtracting the current value of 0.5 times the BGR current value from the 0.5 * PTAT current value from the current source input to the drain end of the fourth switching device Q4, that is, 7uA - 5uA = 2uA is added.

즉, 이를 수식으로 정리하면, (7uA + 7uA) - (5uA + 5uA) = 14uA - 10uA = 4uA, 즉 가산용 PTAT 전류치의 2배 전류치에 대응하는 4uA의 전류가 제3 스위칭 소자(Q3)의 드레인단 및 제4 스위칭 소자(Q4)의 드레인단으로부터 기준 전류 출력부(230)의 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인쪽으로 흐르게 된다. That is, the current of 4uA corresponding to the current value of 2times of the addition PTAT current is supplied to the third switching device Q3 (7uA + 7uA) - (5uA + 5uA) = 14uA-10uA = 4uA And from the drain terminal of the fourth switching device Q4 to the drain of the fifth switching device Q5 of the reference current output portion 230. [

이때, 기준 전류 출력부(230)의 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단과 소스단을 통해서는 전류원으로부터의 PTAT 전류치에 상기 가산용 PTAT 전류치의 2배에 대응하는 4uA의 전류치가 더해진, 즉 4uA + 14uA = 18uA의 전류가 흐르고, 제5 스위칭 소자(Q5)의 드레인단과 소스단을 통해 흐르는 18uA의 전류치에 대응하는 전류가 기준 전류 출력부(230)의 제6 스위칭 소자(Q6)를 통해 복사되어 제6 스위칭 소자(Q6)의 드레인단과 소스단을 통해 18uA에 대응하는 전류치의 기준 전류가 흐르게 된다. 이로서, 기준 전류 발생 회로를 통해 N2 배수 기울기의 PTAT 전류치에 상응하는 기준 전류가 발생하여 출력된다.
At this time, a current value of 4 uA corresponding to twice the PTAT current value for addition is added to the PTAT current value from the current source through the drain terminal and the source terminal of the fifth switching element Q5 of the reference current output section 230, The current corresponding to the current value of 18uA flowing through the drain terminal and the source terminal of the fifth switching device Q5 flows through the sixth switching device Q6 of the reference current output section 230 And the reference current of the current value corresponding to 18uA flows through the drain terminal and the source terminal of the sixth switching element Q6. Thus, a reference current corresponding to the PTAT current value of the N2 multiple inclination is generated and outputted through the reference current generating circuit.

도 9는 도 8에 도시된 본 발명의 기준 전류 발생 회로에서 발생되는 다종의 기준 전류의 온도 변동에 따른 기울기의 변화를 나타낸 그래프이다.FIG. 9 is a graph showing changes in slope with respect to temperature variations of various reference currents generated in the reference current generation circuit of the present invention shown in FIG.

도 9를 참조하면 알 수 있듯이, 본 발명의 기준 전류 발생 회로에서는, BGR 전류, PTAT 전류, N1*PTAT 전류 및 N2*PTAT 전류에 대응하는 기준 전류를 발생시킬 수 있다.9, in the reference current generation circuit of the present invention, a reference current corresponding to BGR current, PTAT current, N1 * PTAT current, and N2 * PTAT current can be generated.

여기서, BGR 전류는 온도에 따라 전류 변화가 없고, PTAT 전류는 온도에 따라 일정한 기울기로 전류가 변하며(기울기 = 상수), N1*PTAT 전류는 온도에 따라 PTAT 전류보다 N1 배수의 기울기로 전류가 변화하고, N2*PTAT 전류는 온도에 따라 PTAT 전류보다 N2 배수의 기울기로 전류 변화한다.Here, the BGR current has no current change according to the temperature, the PTAT current has a constant slope (slope = constant), and the N1 * PTAT current has a current of N1 times the slope of the PTAT current , And the N2 * PTAT current changes with a slope of N2 times the PTAT current depending on the temperature.

상기와 같이 본 발명에 따른 기준 전류 발생 회로는, 상온에서 최적의 전류 소모로 온도 변동을 만족할 수 있도록 기본적인 PTAT 전류에 의한 기준 전류를 발생시키는 것에 추가하여, 온도에 따라 N배수의 PTAT 전류 즉, N*PTAT 전류에 의한 기준 전류를 용이하게 생성함으로써, 온도의 변화에 따른 VCO 발진 성능을 향상시킬 수 있고, 이를 통해 제품의 신뢰성을 향상시킬 수 있다.
As described above, the reference current generation circuit according to the present invention generates the reference current by the basic PTAT current so as to satisfy the temperature fluctuation at the optimal current consumption at room temperature, By easily generating the reference current by the N * PTAT current, the VCO oscillation performance according to the temperature change can be improved, thereby improving the reliability of the product.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.While the present invention has been described in connection with what is presently considered to be the most practical and preferred embodiment, it is to be understood that the invention is not limited to the disclosed embodiments, but is capable of various modifications within the scope of the invention. Therefore, the scope of the present invention should not be limited by the illustrated embodiments, but should be determined by the scope of the appended claims and equivalents thereof.

Claims (10)

절대 온도 비례(Proportional To Absolute Temperature; "PTAT") 전류, 상기 PTAT 전류치의 제1 소정 배수의 PTAT 전류 및 밴드 갭 기준(Band Gap Reference; "BGR") 전류를 각각 제공하는 전류원;
상기 전류원으로부터 상기 BGR 전류 및 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류를 입력받고, 제어 신호에 따라, 상기 BGR 전류를 제1 소정 배수로 복사하고, 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류치에서 상기 복사된 제1 소정 배수의 BGR 전류치를 감산하여 가산용 PTAT 전류를 생성하는 가산용 PTAT 전류 생성부;
상기 전류원으로부터 상기 PTAT 전류를 입력받고, 제어 신호에 따라, 상기 입력된 PTAT 전류만을 복사하여 기준 전류로서 출력하는 제1 동작과, 상기 입력된 PTAT 전류치와 상기 가산용 PTAT 전류 생성부에서 생성된 가산용 PTAT 전류치를 합산한 전류를 복사하여 기준 전류로서 출력하는 제2 동작을 선택적으로 행하는 기준 전류 출력부; 및
상기 가산용 PTAT 전류 생성부와 상기 기준 전류 출력부의 동작을 제어하기 위한 제어 신호를 각각 출력하는 제어 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 기준 전류 발생 회로.A current source providing a Proportional To Absolute Temperature ("PTAT ") current, a PTAT current of a first predetermined multiple of the PTAT current, and a band gap reference (" BGR "
The BGR current and the PTAT current of the first predetermined multiple are copied from the current source, the BGR current is copied at a first predetermined multiple in accordance with the control signal, and the copied first predetermined An addition PTAT current generation unit for subtracting the BGR current value of the multiple number to generate an addition PTAT current;
A first operation for receiving the PTAT current from the current source and for outputting as a reference current only the input PTAT current in accordance with a control signal; A reference current output unit for selectively performing a second operation of copying a current obtained by adding a current for a PTAT current for use as a reference current; And
And a control unit for outputting a control signal for controlling operations of the adding PTAT current generating unit and the reference current output unit, respectively. 청구항 1에 있어서,
상기 가산용 PTAT 전류 생성부는, 상기 제어 수단으로부터의 제어 신호에 따라, 상기 가산용 PTAT 전류를 정수배로 증가시키는 가산용 PTAT 전류 증가부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 기준 전류 발생 회로.The method according to claim 1,
Wherein the adding PTAT current generating section further includes an adding PTAT current increasing section for increasing the adding PTAT current by an integral multiple in accordance with a control signal from the controlling section. 청구항 2에 있어서,
상기 가산용 PTAT 전류 증가부는, 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류치 및 상기 복사된 제1 소정 배수의 BGR 전류치를 각각 정수배함으로써, 상기 가산용 PTAT 전류를 정수배로 증가시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 기준 전류 발생 회로.The method of claim 2,
Wherein the adding PTAT current increasing unit is configured to multiply the PTAT current value of the first predetermined multiple and the BGR current value of the copied predetermined first multiple by integer, Current generating circuit. 청구항 1에 있어서,
상기 가산용 PTAT 전류 생성부는, 상기 전류원으로부터 상기 BGR 전류를 입력받는 측의 제1 스위칭 소자의 채널폭(W)/게이트 길이(L)에 대한 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류를 입력받는 측의 제2 스위칭 소자의 채널폭(W)/게이트 길이(L)의 비율을 제2 소정 배수로 설정한 전류 미러 회로를 포함하고, 상기 제2 스위칭 소자를 통해 입력된 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류치에서 상기 제2 스위칭 소자를 통해서 미러링된 BGR 전류치를 감산한 전류를 출력하도록 이루어진 것을 특징으로 하는 기준 전류 발생 회로.The method according to claim 1,
Wherein the adding PTAT current generating unit is configured to generate the PTAT current of the first predetermined multiple of the channel width (W) / gate length (L) of the first switching device that receives the BGR current from the current source And a current mirror circuit in which a ratio of a channel width (W) / a gate length (L) of a second switching element is set to a second predetermined multiple, wherein a ratio of a channel width Wherein the reference current generating circuit is configured to output a current obtained by subtracting the mirrored BGR current value through the second switching element. 청구항 3에 있어서,
상기 가산용 PTAT 전류 생성부는, 상기 전류원으로부터 상기 BGR 전류를 입력받는 측의 제1 스위칭 소자의 채널폭(W)/게이트 길이(L)에 대한 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류를 입력받는 측의 제2 스위칭 소자의 채널폭(W)/게이트 길이(L)의 비율을 제2 소정 배수로 설정한 전류 미러 회로를 포함하고, 상기 제2 스위칭 소자를 통해 입력된 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류치에서 상기 제2 스위칭 소자를 통해서 미러링된 BGR 전류치를 감산한 전류를 출력하도록 이루어지며,
상기 가산용 PTAT 전류 증가부는, 상기 전류원으로부터 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류를 추가로 더 입력받는 제3 스위칭 소자를 포함하고, 상기 제2 스위칭 소자의 채널폭(W)/게이트 길이(L)에 대한 상기 제3 스위칭 소자의 채널폭(W)/게이트 길이(L)의 비율을 제2 소정 배수로 설정한 추가적인 전류 미러 회로 구성이면서, 상기 제3 스위칭 소자를 통해 입력된 상기 제1 소정 배수의 PTAT 전류치에서 상기 제3 스위칭 소자를 통해서 미러링된 BGR 전류치를 감산한 전류를 상기 가산용 PTAT 전류 생성부의 전류 미러 회로에서 복사된 전류에 더하도록 구성된 것을 특징으로 하는 기준 전류 발생 회로.The method of claim 3,
Wherein the adding PTAT current generating unit is configured to generate the PTAT current of the first predetermined multiple of the channel width (W) / gate length (L) of the first switching device that receives the BGR current from the current source And a current mirror circuit in which a ratio of a channel width (W) / a gate length (L) of a second switching element is set to a second predetermined multiple, wherein a ratio of a channel width And outputting a current obtained by subtracting the mirrored BGR current value through the second switching element,
Wherein the adding PTAT current increasing portion includes a third switching device further receiving a first predetermined multiple of the PTAT current from the current source, wherein a channel width (W) / a gate length (L) of the second switching device Wherein a ratio of a channel width (W) / a gate length (L) of the third switching device to a second predetermined multiple is set to be a ratio of the first predetermined multiples And adds the current obtained by subtracting the mirrored BGR current value through the third switching element from the PTAT current value to the current radiated from the current mirror circuit of the adding PTAT current generating section. 청구항 1에 있어서,
상기 전류원으로부터 BGR 전류를 입력받는 BGR 전류 입력부를 더 포함하고,
상기 기준 전류 출력부는, 상기 제1 동작과 상기 제2 동작 이외에, 상기 제어 수단으로부터의 제어 신호에 따라, 상기 BGR 전류 입력부에서 입력된 BGR 전류만을 복사하여 기준 전류로서 출력하는 제3 동작을 추가적으로 선택 실행하는 것을 특징으로 하는 기준 전류 발생 회로.The method according to claim 1,
And a BGR current input unit receiving a BGR current from the current source,
The reference current output section may further include a third operation for selectively copying only the BGR current input from the BGR current input section and outputting the reference current as a reference current in accordance with a control signal from the control section in addition to the first operation and the second operation A reference current generating circuit for generating a reference current; 청구항 1 내지 청구항 6 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제1 소정 배수는 0.5 배수인 것을 특징으로 하는 기준 전류 발생 회로.The method according to any one of claims 1 to 6,
Wherein the first predetermined number of times is a multiple of 0.5. 청구항 4에 있어서,
상기 제2 소정 배수는 0.5 배수인 것을 특징으로 하는 기준 전류 발생 회로.The method of claim 4,
And the second predetermined multiple is 0.5 times. 청구항 1 내지 청구항 6 중 어느 한 항에 기재된 기준 전류 발생 회로에서 발생된 기준 전류에 의해 동작하도록 구성된 것을 특징으로 하는 VCO(Voltage Controlled Oscillator) 장치. A VCO (Voltage Controlled Oscillator) apparatus configured to operate by a reference current generated in a reference current generating circuit according to any one of claims 1 to 6. A VCO 청구항 9에 있어서,
상기 기준 전류 발생 회로의 상기 제어 수단은 온도 검출을 하고 검출된 온도 변화에 따라 제어 신호를 출력하는 온도 센서부인 것을 특징으로 하는 VCO 장치.The method of claim 9,
Wherein the control means of the reference current generation circuit is a temperature sensor portion that performs temperature detection and outputs a control signal in accordance with the detected temperature change.
KR1020140004447A 2013-06-28 2014-01-14 Reference current generation circuit and voltage controlled oscillator device equipped with the same KR101616480B1 (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR20130075493 2013-06-28
KR1020130075493 2013-06-28

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20150003087A true KR20150003087A (en) 2015-01-08
KR101616480B1 KR101616480B1 (en) 2016-04-28

Family

ID=52476045

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020140004447A KR101616480B1 (en) 2013-06-28 2014-01-14 Reference current generation circuit and voltage controlled oscillator device equipped with the same

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101616480B1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9996100B2 (en) 2015-09-15 2018-06-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Current reference circuit and semiconductor integrated circuit including the same

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11356058B1 (en) 2020-12-17 2022-06-07 Cypress Semiconductor Corporation Oscillator with frequency variation compensation

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR960006245A (en) * 1994-07-12 1996-02-23 로버트 에이. 스코트 Ring Oscillator with Frequency Control Loop
KR970055230A (en) * 1995-12-30 1997-07-31 김광호 Temperature Compensated Reference Current Generator
KR970055229A (en) * 1995-12-30 1997-07-31 김광호 Stable Reference Voltage Generation Circuit for Thermal Shutdown (TSD)
KR20130065724A (en) 2010-10-05 2013-06-19 퀄컴 인코포레이티드 Wideband temperature compensated resonator and wideband vco

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR960006245A (en) * 1994-07-12 1996-02-23 로버트 에이. 스코트 Ring Oscillator with Frequency Control Loop
KR970055230A (en) * 1995-12-30 1997-07-31 김광호 Temperature Compensated Reference Current Generator
KR970055229A (en) * 1995-12-30 1997-07-31 김광호 Stable Reference Voltage Generation Circuit for Thermal Shutdown (TSD)
KR20130065724A (en) 2010-10-05 2013-06-19 퀄컴 인코포레이티드 Wideband temperature compensated resonator and wideband vco

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9996100B2 (en) 2015-09-15 2018-06-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Current reference circuit and semiconductor integrated circuit including the same
US10437275B2 (en) 2015-09-15 2019-10-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Current reference circuit and semiconductor integrated circuit including the same

Also Published As

Publication number Publication date
KR101616480B1 (en) 2016-04-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7170358B2 (en) Voltage controlled oscillator, and PLL circuit and wireless communication apparatus using the same
US7425909B2 (en) Low-noise programmable current source
KR100808952B1 (en) Method for frequency tuning of Voltage Controlled Oscillator and phase locked loop using the same
US7602253B2 (en) Adaptive bandwidth phase locked loop with feedforward divider
KR100549221B1 (en) The voltage controlled digital analog oscillator and the frequency synthesizer using the same
US20080088379A1 (en) Current device and method for phase-locked loop
KR20130065724A (en) Wideband temperature compensated resonator and wideband vco
US9660578B2 (en) Electronic device with capacitor bank linearization and a linearization method
US20090289732A1 (en) Semiconductor integrated circuit device and frequency synthesizer
US20110254632A1 (en) Pll frequency synthesizer
US8305155B2 (en) Phase locked loop circuit with variable voltage sources
US20070132491A1 (en) Phase-locked loop with compensated loop bandwidth
US7268636B2 (en) Voltage controlled oscillator
US20140035691A1 (en) Capacitive divider structure
KR101616480B1 (en) Reference current generation circuit and voltage controlled oscillator device equipped with the same
KR102228991B1 (en) Regulator and operating method thereof
KR100396880B1 (en) Low noise frequency modulator having variable carrier frequency
US9520829B1 (en) Apparatus and method of fine capacitance tuning for high resolution digitally controlled oscillator
US7116180B2 (en) Voltage-controlled oscillator and integrated circuit device provided with it
US7250824B2 (en) Voltage controlled oscillator with linear capacitance
US8525598B2 (en) Digital to analog converter for phase locked loop
KR20090063629A (en) Digitally controled oscillator
KR100918860B1 (en) Frequency synthesizer having loop filter compensation circuit
US9602050B1 (en) System and method for controlling a voltage controlled oscillator
KR100826444B1 (en) Wide-band voltage controlled oscillator using degeneration resistors

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190422

Year of fee payment: 4