KR20140125432A - 크로스토크를 감소시키기 위한 방법 및 시스템 - Google Patents

크로스토크를 감소시키기 위한 방법 및 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR20140125432A
KR20140125432A KR1020147025586A KR20147025586A KR20140125432A KR 20140125432 A KR20140125432 A KR 20140125432A KR 1020147025586 A KR1020147025586 A KR 1020147025586A KR 20147025586 A KR20147025586 A KR 20147025586A KR 20140125432 A KR20140125432 A KR 20140125432A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
processor
upstream
signal
ttvp
pilot
Prior art date
Application number
KR1020147025586A
Other languages
English (en)
Inventor
칼 누즈만
미카엘 티머스
요헨 마에스
Original Assignee
알까뗄 루슨트
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 알까뗄 루슨트 filed Critical 알까뗄 루슨트
Publication of KR20140125432A publication Critical patent/KR20140125432A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/08—Modifications for reducing interference; Modifications for reducing effects due to line faults ; Receiver end arrangements for detecting or overcoming line faults
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M11/00—Telephonic communication systems specially adapted for combination with other electrical systems
    • H04M11/06—Simultaneous speech and data transmission, e.g. telegraphic transmission over the same conductors
    • H04M11/062—Simultaneous speech and data transmission, e.g. telegraphic transmission over the same conductors using different frequency bands for speech and other data
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/32—Reducing cross-talk, e.g. by compensating
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M3/00—Automatic or semi-automatic exchanges
    • H04M3/18—Automatic or semi-automatic exchanges with means for reducing interference or noise; with means for reducing effects due to line faults with means for protecting lines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M3/00—Automatic or semi-automatic exchanges
    • H04M3/22—Arrangements for supervision, monitoring or testing
    • H04M3/26—Arrangements for supervision, monitoring or testing with means for applying test signals or for measuring
    • H04M3/34—Testing for cross-talk

Abstract

적어도 하나의 실시예는, 시간 영역에서 각각 복수의 원격 트랜시버로부터 복수의 업스트림 파일럿 신호를 수신하고, 복수의 업스트림 파일럿 신호에 기초하여 채널 계수들을 결정하며, 채널 계수들에 기초하여 필터 계수들을 결정하고, 복수의 처리 장치의 물리 층들로의 시간 영역에서의 업스트림 파일럿 신호들의 전송을 제어하도록 구성된 프로세서 ―복수의 처리 장치는 프로세서를 통해 복수의 원격 트랜시버와 통신하도록 구성됨― 를 포함하는 시스템을 개시한다.

Description

크로스토크를 감소시키기 위한 방법 및 시스템{METHODS AND SYSTEMS FOR REDUCING CROSSTALK}
용량의 관점에서 디지털 가입자 라인(DSL; digital subscriber line)의 성능은 감쇠 및 노이즈 환경 등의 다수의 요인들에 의존한다. DSL 전송 시스템의 성능은 하나의 꼬인 라인 쌍(twisted line pair)으로부터 동일한 바인더에 의한 다른 꼬인 라인 쌍으로의 크로스토크(crosstalk) 간섭, 및 다소 덜 하지만, 이웃 바인더 내의 꼬인 라인 쌍으로의 크로스토크 간섭에 의해 영향을 받는다.
결과적으로, 크로스토크 간섭은 다수의 꼬인 쌍선을 통한 데이터 레이트에 영향을 미칠 수 있다.
예를 들어, 서로 옆에 함께 위치하는 2개의 VDSL2 라인 등의 2개의 통신 라인은 서로 신호를 유도한다. 유도된 크로스토크와 통신 라인 주변의 다른 소스로부터의 노이즈로 인해, 이들 라인들 상에서 수송되는 데이터는 크로스토크 및 노이즈에 의해 영향받거나 훼손될 수 있다. 통신 라인 상에 유도된 크로스토크를 감소시키거나 통신 라인 상에 유도된 크로스토크를 보상함으로써, 훼손되는 데이터의 양이 감소되고 정보가 신뢰성 있게 전달될 수 있는 비율이 증가된다.
크로스토크 채널 보상 필터들이 이용되어 통신 라인 상의 크로스토크의 영향을 감소시키거나 크로스토크를 보상해 문제를 거의 완전히 제거할 수 있다.
각각의 통신 라인은, 하나 이상의 피해측 라인에 크로스토크를 유도하는 가능성 있는 교란측 라인이 된다. 모든 라인에 걸쳐 테스트 신호를 전송함으로써, 피해측 라인에 미치는 각각의 교란측 라인의 영향을 결정할 수 있다. 테스트 신호는, 하나 이상의 톤(tone)이나 주파수(frequency)에 전력이 할당되는 방식에 의해 특징지어진다. 예를 들어, 테스트 신호는 작은 주파수 범위에 걸쳐 특정한 전력 레벨을 이용하여 전송될 수 있다. 피해측 라인은 이러한 주파수 범위의 전력을 통보할 수 있고 그 전력의 진폭을 결정할 수 있다. 특정한 라인에 미치는 유도된 크로스토크 영향의 진폭은, 피해측 내에 얼마나 강한 특정한 크로스토크 교란자가 유입되었는지 또는 어떤 주파수나 톤이 그 피해측에 유입된 소정의 크로스토크 교란자의 크로스토크에 영향받기 쉬운지를 결정하는 양호한 기준이다.
(사전보상이라고도 하는) 프리코딩 기술은, 피해측 라인에 미치는 외부 소스로부터의 크로스토크를 보상하는데 이용되는, 데이터 신호에 추가되는 추가 신호의 전송에 기초한다. 따라서, 통신 라인을 적절한 방식으로 구성함으로써 크로스토크 영향을 감소시키거나 크로스토크 영향을 피하는 대신에, 프리코딩은 통신 채널에 미치는 크로스토크의 영향을 보상하는데 이용될 수 있다. 프리코딩 기술은 진폭 및 위상 정보 양쪽 모두를 포함하는 크로스토크 채널 정보에 기초한다. 이러한 정보는 슬라이서 에러(slicer error) 또는 SNR(signal-to-noise ratio) 등의 측정치로부터 얻어질 수 있다. 프리코딩을 위한 이러한 측정의 특정한 예는 파일럿 시퀀스 및 에러 피드백의 이용이다. G.vector에서의 파일럿 시퀀스의 이용이, 참조에 의해 전체 내용이 본 명세서에 포함되는, "Self-FEXT cancellation (vectoring) for use with VDSL2 transceivers," Series G: Transmission Systems and Media , Digital Systems and Networks , ITU G.993.5, April 2010에 기술되어 있다.
실시예들은 크로스토크를 감소시키기 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다. 게다가, 실시예에 따른 방법 및 시스템은, 상호 크로스토크 간섭을 겪는 짧은 구리 꼬인 쌍선을 통한 데이터 레이트를 향상시킨다. 시스템은 저비용 시스템일 수 있는데, 이것은 컴포넌트들이 비교적 대량의 네트워킹 시장에서 이용될 수 있기 때문이다.
실시예는, 길이가 200m 미만인 구리 꼬인 쌍선을 동반하는 분배 지점에 대해 광섬유를 이용하여 수 백 Mbps의 광대역 액세스가 제공되는 환경에서 구현될 수 있다. 즉, 오퍼레이터가 가입자 가까이(예를 들어, 200m 이내에) 위치해 있는 실시예가 구현될 수 있다.
적어도 하나의 실시예는, 시간 영역에서 각각 복수의 원격 트랜시버로부터 복수의 업스트림 파일럿 신호를 수신하고, 복수의 업스트림 파일럿 신호에 기초하여 채널 계수들을 결정하며, 채널 계수들에 기초하여 필터 계수들을 결정하고, 복수의 처리 장치의 물리 층들로의 시간 영역에서의 업스트림 파일럿 신호들의 전송을 제어하도록 구성된 프로세서 ― 상기 복수의 처리 장치는 프로세서를 통해 복수의 원격 트랜시버와 통신하도록 구성됨 ― 를 포함하는 시스템을 개시한다.
한 실시예에서, 프로세서는 주파수 영역에서 필터 계수들을 결정하도록 구성된다.
한 실시예에서, 업스트림 파일럿 신호는 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM; orthogonal frequency-division multiplexing) 신호이다.
한 실시예에서, 프로세서는 복수의 원격 트랜시버에게 복수의 업스트림 파일럿 신호를 요청하도록 구성된다.
한 실시예에서, 프로세서는 초기 신호를 전송하고 초기 신호의 루프백 신호(loop-back signal)로서 시간 영역에서 복수의 업스트림 파일럿 신호를 수신하도록 구성된다.
한 실시예에서, 프로세서는 필터 계수들을 결정한 후에 업스트림 데이터 샘플을 수신하도록 구성된다.
한 실시예에서, 복수의 처리 장치는 단일-입력-단일-출력 장치이다.
한 실시예에서, 시스템은 입력 데이터를 프로세서에 전송하고 ― 입력 데이터는 시간 영역에 있고 프로세서는 입력 데이터를 주파수 영역으로 변환하도록 구성됨 ―, 필터 계수들에 기초하여 주파수 영역의 입력 데이터를 필터링하며, 필터링된 입력 데이터를 시간 영역의 출력 데이터로 변환하도록 구성된 복수의 처리 장치 중 적어도 하나를 더 포함한다.
한 실시예에서, 프로세서는 다중-입력-다중 출력 장치이다.
한 실시예에서, 시스템은 복수의 처리 장치를 더 포함하고, 복수의 처리 장치들 각각은, 입력 데이터를 프로세서에 전송하고 ― 입력 데이터는 시간 영역에 있고 프로세서는 입력 데이터를 주파수 영역으로 변환하도록 구성됨 ―, 필터 계수들에 기초하여 주파수 영역의 입력 데이터를 필터링하며, 필터링된 입력 데이터를 시간 영역의 출력 데이터로 변환하도록 구성된다.
한 실시예에서, 프로세서는 복수의 디지털 이산-시간 시퀀스(discrete-time sequences)로서 복수의 업스트림 파일럿 신호를 수신하도록 구성된다.
한 실시예에서, 프로세서는 복수의 제1 신호를 이용하여 복수의 처리 장치와 통신하도록 구성되고, 각각의 제1 신호는 디지털 이산-시간 시퀀스이다.
한 실시예에서, 필터 계수들은 NEXT 상쇄기(NEXT canceller) 계수이다.
한 실시예에서, 프로세서는, 프로세서가 필터 계수들을 결정할 때까지 제1 처리 장치가 제1 원격 트랜시버와 통신하는 것을 방지하도록 구성된다.
한 실시예에서, 프로세서는 제1 모드에서 각각 복수의 처리 장치와 복수의 원격 트랜시버 사이의 통신을 필터링하도록 구성되고 제2 모드에서 다운스트림 파일럿 신호를 생성하도록 구성된다.
한 실시예에서, 프로세서는 복수의 업스트림 파일럿 신호를 수신하고 동시에 다운스트림 파일럿 신호를 전송하도록 구성된다.
적어도 또 다른 실시예는, 시간 영역의 입력을 수신하고, 입력을 주파수 영역으로 변환하며, 주파수 영역의 입력을 크로스토크를 억제하기 위해 필터 계수들에 기초하여 필터링하며, 필터링된 입력을 시간 영역의 출력 데이터로 변환하도록 구성된 프로세서를 포함하는 시스템을 개시한다.
한 실시예에서, 시스템은 시간 영역의 입력을 생성하도록 구성된 처리 장치를 더 포함한다.
한 실시예에서, 처리 장치는 단일-입력-단일 출력 장치이다.
한 실시예에서, 시스템은 출력 데이터를 수신하고 출력 데이터를 전송하도록 구성된 라인 구동기를 더 포함한다.
실시예들은 첨부된 도면들과 연계하여 이루어지는 이하의 상세한 설명으로부터 더욱 명확하게 이해될 것이다. 도 1 내지 도 5는 여기서 설명되는 비제한적 실시예를 나타낸다.
도 1은 종래의 DSL 시스템을 나타낸다;
도 2는 또 다른 종래의 DSL 시스템을 나타낸다;
도 3a는 실시예에 따른 시스템을 나타낸다;
도 3b는 도 3a의 시스템의 아키텍쳐를 나타낸다;
도 3c는 실시예에 따른 TTVP를 나타낸다;
도 3d는 실시예에 따른 TTVR을 나타낸다;
도 3e는 실시예에 따른 에코 및 NEXT 상쇄를 갖춘 TTVP를 나타낸다;
도 3f는 실시예에 따른 에코 상쇄를 갖춘 TTVR을 나타낸다;
도 4a는 실시예에 따른 파일럿 루프백을 이용하여 크로스토크를 감소시키는 방법을 나타낸다;
도 4b는 도 4a의 방법의 스테이지를 나타낸다;
도 4c는 도 4a의 방법의 스테이지를 나타낸다;
도 5는 실시예에 따른 NEXT 및 에코 상쇄와 함께 파일럿 루프백을 이용하여 크로스토크를 감소시키는 방법을 나타낸다.
이제 다양한 실시예들이, 일부 실시예를 나타내고 있는 첨부된 도면을 참조하여 더 완전하게 기술될 것이다.
따라서, 실시예들은 다양한 수정 및 대안적 형태가 가능하지만, 그 실시예들이 도면에서 예를 통해 도시되고 여기서 상세히 설명될 것이다. 그러나, 실시예를 개시된 특정한 형태로 제한하고자 하는 의도는 없고, 오히려, 실시예들은 청구항의 범위 내에 드는 모든 수정, 균등물, 및 대안들을 포괄하고자 한다는 점을 이해해야 한다. 유사한 참조 번호는 도면의 설명 전체를 통해 유사한 요소를 가리킨다.
용어, 제1, 제2 등이 다양한 요소들을 설명하기 위해 사용될 수도 있지만, 이들 요소들은 이들 용어에 의해 제한되어서는 안 된다는 것을 이해할 것이다. 이들 용어들은 한 요소를 다른 요소와 구분하기 위해서만 사용된다. 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고, 예를 들어, 제1 요소는 제2 요소라고 명명할 수 있고, 마찬가지로 제2 요소는 제1 요소라고 명명할 수 있다. 본 명세서에서 사용될 때, 용어 "및/또는"은 연관된 나열 항목들 중 하나 이상의 임의의 조합 및 모든 조합을 포함한다.
한 요소가 또 다른 요소에 "접속"되거나 "결합"된다고 언급될 때, 이 요소는 그 다른 요소에 직접 접속되거나 결합될 수 있고, 또는 중간 요소가 존재할 수도 있다는 것을 이해할 것이다. 대조적으로, 한 요소가 또 다른 요소에 "직접 접속"되거나 "직접 결합"된다고 언급될 때, 아무런 중간 요소도 존재하지 않는다. 요소들 사이의 관계를 기술하는데 이용되는 다른 단어들(예를 들어, "사이에" 대 "직접 사이에", "인접한" 대 "직접 인접한" 등)도 유사한 방식으로 해석되어야 한다.
본 명세서에서 사용되는 용어는 특정한 실시예를 설명하기 위한 목적일 뿐이며, 실시예를 제한하고자 함이 아니다. 본 명세서에서 사용될 때, 단수 형태, "한(a)", "하나의(an)", 그(the)"는, 문맥상 명확하게 달리 표시하지 않는 한, 복수 형태도 역시 포함하는 것을 의도한다. 용어 "포함한다", "포함하는", "내포한다", 및/또는 "내포하는"은, 본 명세서에서 사용될 때, 진술된 특징, 정수, 단계, 동작, 요소, 및/또는 컴포넌트의 존재를 명시하지만, 하나 이상의 다른 특징, 정수, 단계, 동작, 요소, 컴포넌트, 및/또는 이들의 그룹의 존재나 추가를 배제하는 것은 아님을 추가로 이해할 것이다.
일부 대안적 구현예에서, 표기된 기능/작용들은 도면들에 표기된 순서와는 다른 순서로 발생할 수 있다는 점에도 유의해야 한다. 예를 들어, 연속 도시된 2개의 도면은, 포함된 기능/작용에 따라, 실질적으로 동시에 실행되거나, 때때로 역순으로 실행될 수도 있다.
달리 정의되지 않는 한, 본 명세서에서 사용되는 (기술적 및 과학적 용어를 포함한) 모든 용어는 실시예가 속하는 분야의 당업자가 통상 이해하는 바와 동일한 의미를 가진다. 흔히 사용되는 사전에 정의된 것과 같은 용어들은, 관련 기술의 정황에서의 그들의 의미와 일치하는 의미를 갖는 것으로 해석되어야 하며, 본 명세서에서 명시적으로 특별히 정의하지 않는 한 이상적이거나 과도하게 형식적 의미로 해석되어서는 안 된다는 점을 추가로 이해할 것이다.
실시예 및 대응하는 상세한 설명은, 소프트웨어, 알고리즘, 및 컴퓨터 메모리 내에서의 데이터 비트들에 관한 동작의 심볼 표현의 관점에서 제공된다. 이들 설명 및 표현은 당업자가 본 분야의 다른 당업자에게 그들의 연구의 본질을 효과적으로 전달하는 것들이다. 알고리즘이란 용어는, 여기서 사용될 때, 및 일반적으로 사용되는 바와 같이, 원하는 결과를 내놓는 단계들의 일관성있는 시퀀스인 것으로 간주된다. 단계들은 통상, 물리량(physical quantity)의 물리적 조작(physical manipulation)을 요구하는 것들이다. 반드시는 아니지만, 대개는, 이들 양들은, 저장, 전달, 결합, 비교, 및 기타의 방식으로 처리될 수 있는, 광학적, 전기적 또는 자기적 신호의 형태를 취한다. 주로 일반적 이용 때문에, 이들 신호들을, 비트, 값, 엘리먼트, 심볼, 문자, 항, 숫자 등으로 지칭하는 것이 때때로 편리한 것으로 드러났다.
이하의 설명에서, 실시예들은, 특정한 태스크를 수행하거나 특정한 추상적 데이터 타입을 구현하는 루틴, 프로그램, 오브젝트, 컴포넌트, 데이터 구조 등을 포함한 프로그램 모듈 또는 기능 프로세스로서 구현되거나, 기존의 네트워크 요소 또는 제어 노드들에서 기존의 하드웨어를 이용하여 구현될 수 있는 (예를 들어, 플로차트 형태의) 동작들의 상징적 표현 및 작용들을 참조하여 설명될 것이다. 이러한 기존의 하드웨어는, 하나 이상의 중앙 처리 장치(CPU), 디지털 신호 프로세서(DSP), 주문형 집적 회로, 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA) 컴퓨터 등을 포함할 수 있다.
구체적으로 달리 언급되지 않는 한, 또는 논의로부터 명백할 때, "처리"나 컴퓨팅"이나 "계산"이나 "결정"이나 "디스플레이" 등과 같은 용어는, 컴퓨터 시스템 또는 유사한 전자 컴퓨팅 장치의 레지스터나 메모리 내의 물리적, 전자적 양으로서 표현된 데이터를, 컴퓨터 시스템의 메모리 또는 레지스터나 기타의 이러한 정보 저장, 전송 또는 디스플레이 장치 내의 물리적 양으로서 유사하게 표현된 다른 데이터로 조작 및 변환하는, 컴퓨터 시스템 또는 유사한 전자적 컴퓨팅 장치의 동작이나 처리를 지칭한다.
실시예의 소프트웨어 구현된 양태들은 통상적으로 소정 형태의 유형의(또는 기록) 저장 매체 상에 인코딩된다는 점에도 유의한다. 유형의 저장 매체는 자기적(예를 들어, 플로피 디스크 또는 하드 드라이브)이거나 광학적(예를 들어, 컴팩트 디스크 판독 전용 메모리, "CD ROM")이거나, 판독 전용 또는 랜덤 액세스일 수 있다. 실시예들은 임의의 소정의 구현의 이들 양태들에 의해 제한되지 않는다.
가정 및 사업자에 데이터 네트워크 액세스를 제공하는 정황에서, 집합적으로 FTTx라고 알려진 다양한 기술들이 이용되고 제안되어 왔다. 이들 기술들에서, 데이터는 광섬유를 이용하여 네트워크 오퍼레이터로부터 중간 위치로 전달되고, 데이터는 꼬인 쌍 구리선을 통해 DSL 전송을 이용하여 중간 위치로부터 고객 위치로 전달된다. 용어 FTTdp란, 상기 중간 위치가 200m 미만의 거리 내의 수십명의 고객들에게 서비스를 제공하는 "분배 지점"에 해당하는 시나리오를 말한다. 국제 통신 연합(ITU; International Telecommunications Union)은, FTTdp를 위한 표준-기반의 기술을 생성하는 것을 목적으로 하는 현재 G.fast라 불리는 권고안을 개발하는 연구 그룹을 생성하였다. 실시예들은 FTTdp 네트워크의 꼬인 쌍 섹션을 통해 높은 레이트(예를 들어, 200 Mbps)로 데이터를 전달하는 등의 응용을 제공한다.
도 1은 G.fast를 구현하도록 구성된 종래의 시스템을 나타낸다. 도시된 바와 같이, 시스템(100)은 분배 지점(110)과 고객 구역 장비(CPE; Customer Premises Equipment)(1501-150n)를 포함한다. 분배 지점(110) 및 CPE들(1501-150n)은 FTTdp를 구현하도록 구성될 수 있다. 일부 실시예에서, 분배 지점(110)은 DSLAM(digital subscriber line access multiplexer)일 수 있다. 다른 실시예에서, 분배 지점(110)은 각 사용자와 연관된 개인 광 네트워크 유닛(ONU; individual optical network unit), 및 접속된 4개의 광섬유를 포함할 수 있다. 단일 라인으로의 4명의 사용자의 멀티플렉싱은 네트워크의 광섬유 부분에서 발생할 것이다. CPE들(1501-150n) 각각은, 예를 들어, 그 자신의 CPE를 갖는 별개의 가정 또는 사무실 내에 있을 수 있다. 게다가, CPE(1501-150n)들 각각은 데이터를 전송 및 수신할 수 있으므로, 트랜시버라 부를 수도 있다.
시스템(100)은, 예를 들어, DSL 시스템, VDSL 시스템 또는 VDSL2 시스템일 수 있다.
분배 지점(110)은 오퍼레이터의 제어하에 있을 수 있다. 분배 지점(110)은 네트워크 프로세서(NP, 120)와 통신하도록 구성된 ONU(115)를 포함한다. 공지된 바와 같이, ONU(115)는 광섬유 채널을 통한 고대역폭 데이터 접속을 중앙 사무실에 위치한 광 회선 단말(OLT; optical line terminal)에 제공한다. ONU는 수신된 다운스트림 데이터 프레임 또는 패킷을 NP(120)에 전달하고, NP(120)는 프레임들 또는 패킷들에 대한 목적지를 결정하고, 그에 따라 이들을 적절한 G.fast 인터페이스에 포워딩한다. 유사하게, 업스트림 방향에서, NP(120)는 프레임 또는 패킷들을 G.fast 인터페이스로부터 ONU(115)로 포워딩한다.
NP(120)는 처리 장치들(1251-125n)에 신호를 제공한다. 처리 장치들(1251-125n) 각각은 G.fast 인터페이스를 제공한다. 도시된 처리 장치들(1251-125n)의 수는 4개이지만, 처리 장치들(1251-125n)의 개수는 4개보다 크거나 작을 수도 있다. 처리 장치들(1251-125n)은 물리층 단일-입력-단일-출력(SISO; single-input-single-output) 처리 장치일 수 있다. 한 예에서, 처리 장치들(1251-125n)은 G.hn(G.9960) 홈 네트워킹 표준을 위해 구축되고 포인트-투-포인트 통신에 적합화된다. G.hn 홈 네트워킹 표준은, 예를 들어, 셋탑 박스, 랩탑 및 스마트 파워 박스 등의 가정용 장치에 대한 통신 표준을 개시하고 있다. G.hn 홈 네트워킹 표준은 이들 가정용 장치들이 높은 데이터 레이트로 통신하는 것을 허용한다.
처리 장치들(1251-125n) 각각은 연관된 라인 구동기(LD)(1301-130n)를 통해 통신 라인(L1-Ln)을 거쳐 CPE들(1501-150n) 중 하나와 통신할 수 있다. 통신 라인(L1-Ln)은 전자기 신호를 전달하는 꼬인 라인 쌍일 수 있다. 이해하는 바와 같이, 통신은 꼬인 라인 쌍으로 제한되지 않는다. 시스템(100)은, 예를 들어, G.hn 신호, VDSL 신호, 및 Ethernet 신호를 이용하여 통신할 수 있다. 처리 장치들(1251-125n) 및 연관된 LD들(1301-130n)들의 각 쌍은 데이터를 전송 및 수신할 수 있으므로, 트랜시버라 부를 수도 있다.
처리 장치들(1251-125n)은 데이터를 변조해, 전송할 값들의 샘플링된 시퀀스로 구성된 LD들(1301-130n)에 대한 시간 영역 디지털 신호를 생성한다. 그러면 LD들(1301-130n)은 디지털 신호를 아날로그 형태로 변환하고, 증폭하여, 그 아날로그 신호를, 각각 통신 라인들(L1-Ln)을 통해, 각각 CPE들(1501-150n)에 전송한다.
도 1은 분배 지점(110)에 접속된 총 4개의 통신 라인들을 도시한다. 그러나, 분배 지점은 4개보다 많은 수의 라인에 접속될 수 있다. 또한, 프리코딩 그룹은 단일의 분배 지점에 접속된 라인들로 제한되지 않을 수 있다. 프리코딩 그룹은, 예를 들어, 다수의 분배 지점을 통해 분배되는 수 십개의 라인들을 포함할 수 있다. 이러한 경우에, 분배 지점들 사이의 조율이 요구될 수 있다. 도 1은 실시예의 이해를 위해 관련된 통신 네트워크 내의 요소들만을 도시하고 있다. 따라서, 분배 지점이 접속되어 있는 네트워크 장비 등의 요소들, 분배 지점을 이러한 장비에 접속하는 링크, 중간 장치 등은 이 도면에는 도시되어 있지 않다.
도시된 CPE들(1501-150n)의 수는 4개이지만, 처리 장치 CPE들(1501-150n)의 개수는 4개보다 크거나 작을 수도 있다. CPE들(1501-150n) 각각은 연관된 라인 구동기들(1551-155n)과 처리 장치들(1601-160n)을 포함한다.
처리 장치들(1601-160n)은 처리 장치들(1251-125n)과 동일하거나 실질적으로 동일할 수 있으므로, 간소화를 위해 더 상세히 설명되지 않을 것이다.
도 1에서, 분배 지점(110)과 CPE들(1501-150n)은, G.hn 홈 네트워킹 표준에 개시된 것과 동일하거나 유사한 변조 기술을 이용하는 높은 데이터 레이트 통신에 적합한 통신 거리 내의(예를 들어, 200 Mbps의 통신의 경우 200m 내의) 거리만큼 분리되어 있다. 따라서, 처리 장치들(1251-125n 및 1601-160n)은 G.hn 처리 장치일 수 있다. G.hn 처리 장치들이 홈 네트워킹 시장을 위해 대량으로 생산된다면, 이들 처리 장치들은 FTTdp 시장을 위해 특별히 설계된 처리 장치들보다 덜 비쌀 수 있다. 결과적으로, 시스템(100)은 FTTdp를 위해 특별히 설계된 처리 장치들과는 달리 감소된 비용을 가진다.
G.hn 표준을 포인트-투-포인트 FTTdp 응용에 적응시키기 위해, 소정의 변경이 요구될 수 있다. G.hn에서, 단일의 전송 매체는 복수의 트랜시버에 의해 공유되고, 따라서, DMT 심볼들의 전송은 매체 액세스 제어 프로토콜을 통해 조율된다. FTTdp 시나리오의 루프 토폴로지는 심볼 전송의 스케쥴링, 특히 교대하는 기간들의 업스트림과 다운스트림 전송에 유리할 것이다. G.hn에서, 수신기들은 각각의 데이터 프레임 이전에 전송되는 프리앰블 심볼들에 기초하여 채널 계수들을 결정한다. FTTdp의 경우, 채널 계수들은 초기화 프로시져를 이용하여 결정되고 간헐적 트랙킹을 통해 유지될 가능성이 크다. 그럼에도 불구하고, 데이터 심볼들을 변조 및 복조하는데 요구되는 많은 코어 신호 처리는 동일할 수 있다.
통신 라인들(L1-Ln)은 분배 지점(110)으로부터 CPE들(1501-150n)로 각각 연장될 수 있다.
그러나, 시스템(100)은, 라인들(L1-Ln)이 충분히 물리적으로 분리되지 않는다면 크로스토크를 겪을 수 있다.
더 구체적으로는, 라인들(L1-Ln) 중 임의의 하나는 피해측 라인으로 간주될 수 있고 나머지 라인들(L1-Ln)은 교란측 라인으로 간주될 수 있다. 라인들(L1-Ln) 각각은 고객과 연관될 수 있다. 명료성과 간소화를 위해, L1이 피해측 라인으로서 설명될 것이다.
근단 크로스토크(NEXT; Near end crosstalk)는, 교란측 라인, 예를 들어, 통신 라인(L2-Ln)의 한 측의 전송된 신호와 피해측 라인(L1)의 동일한 단의 트랜시버(미도시)에서의 신호 사이에 발생하는 결합(coupling)이다. 예를 들어, LD(1302)로부터 LD(1301)의 수신기 내로 전송된 신호들 사이의 결합은 근단 크로스토크이다.
NEXT와는 대조적으로, 원단 크로스토크(FEXT; far end crosstalk)는, 예를 들어, 분배 지점(110)으로부터 교란측 라인들(L2-Ln) 내로 전송된 신호들이 피해측 라인(L1) 내로 결합되어 CPE(1501)에 간섭을 야기하거나, CPE(1502-150n)로부터 교란측 라인(L2-Ln) 내로 전송된 신호들이 피해측 라인(L1) 내로 결합되어 LD(1301)에서의 수신기에 간섭을 야기할 때 발생한다.
시스템(100)에서, 데이터 레이트는 통신 라인들(L1-Ln) 사이의 크로스토크 간섭에 의해 영향받을 수 있다.
크로스토크 간섭을 피하기 위해, 스케쥴러가 분배 지점(110)에 추가될 수 있다. 스케쥴러는 한 번에 하나의 가입자가 전송하는 것을 허용한다. G.hn 처리 장치들(1251-125n)과 스케쥴러 사이에 인터페이스가 정의될 필요가 있을 것이다. 이런 방식으로, 각 사용자는 크로스토크에 의해 영향받지 않고 높은 피크 레이트를 달성할 수 있다.
그러나, 스케쥴링을 이용할 때, 통신 라인들(L1-Ln)은 공유된 매체가 되고, 평균 데이터 레이트는 활성 라인수에 반비례한다. 스케쥴러에 의해, 한 번에 단 하나의 활성 라인만이 존재한다.
성능을 향상시키기 위해, 벡터링(vectoring)이 이용될 수 있다. 벡터링은 크로스토크 상쇄라고도 한다. 크로스토크 상쇄는 데이터 레이트를 향상시키고, 스케쥴링 대신에 복수의 라인을 통한 동시 통신을 허용한다. VDSL2에서의 크로스토크 상쇄는, G.vector 권고안이라고도 알려진, ITU G.993.5, "Self-FEXT cancellation (vectoring) for use with VDSL2 transceivers" Series G: Transmission Systems and Media , Digital Systems and Networks , ITU G.993.5, April 2010에 설명되어 있다.
G.vector는 VDSL2에 크로스토크 상쇄 능력을 추가한다. 이것은 매체 거리(예를 들어, 수 백 미터)에 걸쳐 높은 데이터 레이트(예를 들어, 수십 Mbps)를 허용한다. 그러나 30 MHz로의 VDSL2 표준의 제한은 G.vector가 200m 아래의 단거리에서 달성될 수 있는 데이터 레이트를 충분히 이용하는 것을 허용하지 않는다. 즉, VDSL2 장치에 의해 전송된 신호는 0 내지 30 MHz의 주파수만을 이용하도록 허용된다. 이것은 과거에는 문제가 되지 않았는데, 그 이유는 30 MHz보다 높은 주파수들은 꼬인 쌍 케이블을 통해 그렇게 멀리 이동하지 않기 때문이다. 그러나, FTTdp가 고려중에 있는 지금, 케이블이 짧기 때문에 신호는 그렇게 멀리 이동할 필요가 없어서, 30 MHz 훨씬 위의 주파수들이 유용하다.
도 2는 벡터링(크로스토크 상쇄)을 위한 종래의 시스템을 나타낸다. 도 2에 도시된 바와 같이, 시스템(200)은 분배 지점(210)과 고객 구역 장비(CPE)(2501-250n)를 포함한다.
시스템(200)에서, G.vector에서 정의된 기술들은, 훨씬 높은 데이터 레이트를 얻기 위해 더 높은 전송 대역폭을 이용하는 새로운 물리층 표준으로 확장된다. 분배 지점(210)은 오퍼레이터의 제어하에 있을 수 있다. 분배 지점(210)은 NP(220)와 통신하도록 구성된 광 네트워크 유닛(ONU)(215)을 포함한다. ONU(215) 및 NP(220)는, 각각 ONU(115) 및 NP(120)와 동일하므로, 더 상세히 설명되지 않을 것이다.
NP(220)는 처리 장치들(2251-225n)에 신호를 제공한다. 도시된 처리 장치들(2251-225n)의 수는 4개이지만, 처리 장치들(2251-225n)의 개수는 4개보다 크거나 작을 수도 있다. 처리 장치들(2251-225n)은 G.hn 홈 네트워킹 표준을 위해 구축되고 포인트-투-포인트 통신에 적합화된다.
분배 지점(210)은 주파수 영역 벡터 프로세서(FDVP)(222)를 더 포함한다. FDVP(222)는 처리 장치들(2251-225n)과 통신한다.
더 구체적으로는, 다운스트림 방향에서, FDVP(222)는 처리 장치들(2251-225n)로부터 주파수 영역 신호 데이터를 수신하고, 크로스토크 필터 계수들을 적용해 크로스토크에 대비해 신호 데이터를 사전보상하며, 처리 장치들(2251-225n)에게 사전보상된 신호 데이터를 제공한다. 예를 들어, 물리층이 이산 멀티톤(DMT; discrete multitone) 시그널링에 기초한다고 가정하면, 주파수 영역 데이터는, (서브캐리어라고도 알려진) 수 개의 톤들 각각 상에 전송되는 상쇄 포인트들을 나타내는, 복소값 시퀀스의 표현을 포함할 수 있다. 처리 장치들(2251-225n)은 사전보상된 주파수 영역 데이터를 처리하여 사전보상된 시간 영역 신호를 생성하고, 이것은 그 다음, 라인 구동기들(2301-230n)에 전달된다. 업스트림 방향에서, 처리 장치들(2251-225n)은 라인 구동기들(2301-230n)로부터 크로스토크-오염된 시간 영역 신호를 수신하고, 이들을 크로스토크-오염된 주파수 영역 신호 데이터로 변환한다. FDVP(222)는 처리 장치들(2251-225n)로부터 크로스토크-오염된 주파수 영역 신호 데이터를 수신하고, 크로스토크 필터 계수들을 적용해 크로스토크에 대해 수신된 신호를 사후-보상하며, 처리 장치들(2251-225n)에게 사후-보상된 주파수 영역 신호 데이터를 제공한다. 그러면 처리 장치들(2251-225n)은 계속해서 주파수 영역 신호 데이터를 처리하여 의도한 업스트림 정보를 복조한다.
FDVP(222)는 G.vector에 의해 지원되는 파일럿-기반의 추정 알고리즘에 따라 주파수 영역에서 크로스토크 필터 계수들을 결정한다. 알고리즘은, 업스트림 및 다운스트림 양쪽 모두에서 파일럿 시퀀스를 전송하고, 에러 신호를 측정하며, 에러 신호를 FDVP(222)에 포워딩하고, 전송된 파일럿들에 대비하여 에러 신호들을 상관시키는 것에 기초한다.
처리 장치들(2251-225n) 각각은 연관된 라인 구동기(LD)(2301-230n)를 통한 통신 라인(L1-Ln)을 거쳐 CPE들(2501-250n) 중 하나와 통신할 수 있다. 예를 들어, 처리 장치(2251)는 통신 라인(L1)을 통해 CPE(2501)에 사용자 데이터를 전달하기 위한 목적으로 LD(2301)에 시간 영역 신호를 제공할 수 있다. LD(2301)에 제공되는 시간 영역 신호 외에도, 처리 장치(2251)는, 처리 장치들(2252-225n)로부터의 유사한 추가 신호들과 함께, 크로스토크 필터 계수들에 기초하여 처리되는 추가 신호를 FDVP(222)에 제공한다. 사전보상 또는 사후보상 후에, FDVP(222)는 처리 장치(2251)에 반환 신호를 제공하고, 이 반환 신호는, 처리 장치(2251)에 의해, 추가 라인들(L2-Ln)로부터 나오는 크로스토크를 감소시키거나 및/또는 제거하는 방식으로 추가로 처리된다.
CPE들(2501-250n) 각각은 라인 구동기(2551-255n)와 처리 장치(2601-260n)를 포함한다. 라인 구동기들(2551-255n) 각각은 라인 구동기들(LD)(2301-230n)과 동일하거나 실질적으로 동일할 수 있다.
FDVP(222)를 구현하기 위하여, 처리 장치들(2251-225n)은 크로스토크 상쇄를 인에이블하도록 구성되어야 한다. 특히, 처리 장치들(2251-225n)이 FDVP(222)로 및 FDVP(222)로부터 주파수 영역 데이터를 전달하는 것을 허용하는 인터페이스가 생성된다. 또한, 처리 장치들(2251-225n)을 제어하는 하드웨어 또는 소프트웨어는, 다운스트림 파일럿 신호를 전송하기 위한, 업스트림 파일럿 신호에 관한 에러 신호를 추정하기 위한, 및 에러 신호를 FDVP(222)에 포워딩하기 위한, 메커니즘을 제공해야 한다. 처리 장치들(2601-260n)을 제어하는 하드웨어 또는 소프트웨어는, 업스트림 파일럿 신호를 전송하기 위한, 다운스트림 파일럿 신호에 관한 에러 신호를 추정하기 위한, 및 업스트림 통신 채널을 통해 에러 신호를 처리 장치들(2251-225n)에 포워딩하기 위한, 메커니즘을 제공해야 한다. 처리 장치들(2251-225n)과 처리 장치들(2601-260n) 사이에 새로운 통신 세션을 확립하는데 이용되는 초기화 프로시져는 이들 처리 장치들 사이의 활성 통신 세션의 중단을 피하도록 수정되어야 한다. 벡터링을 지원하는데 필요한 모든 특별한 피쳐들 때문에, 처리 장치들(2251-225n 및 2601-260n)은, 도 1에 도시된 바와 같이, 처리 장치들(1251-125n 및 1601-160n)과는 상당히 상이할 필요가 있다. 결과적으로, 홈 네트워킹 시장을 위한 처리 장치들과 대량 생산을 공유함으로써 처리 장치들(2251-225n)의 비용을 절감할 가능성은 적다. 결과적으로, 벡터링-가능 시스템(200)은 시스템(100)보다 훨씬 더 비쌀 것으로 예상될 수 있다.
도 3a는 실시예에 따른 크로스토크를 상쇄하기 위한 시스템을 나타낸다. 도 3a에서, 시스템(300)은 G.hn 처리 장치들에 대해 어떠한 변경도 요구하지 않는 투명한 방식으로 벡터링을 통해 크로스토크를 상쇄한다. 즉, G.hn 처리 장치는 크로스토크가 있거나 없는 시나리오에 이용될 수 있다. 크로스토크 환경의 경우, 신호 체인의 디지털 부분과 아날로그 부분 사이에 장치들이 삽입된다; 이들 장치들은 물리층 동작과는 독립적으로 벡터링을 수행하고 사실상 크로스토크가 없는 채널을 생성한다. 이 접근법은 여기서는 투명 시간 영역 벡터링(TTV; transparent time-domain vectoring)이라 부른다. 여기서, 채널은 통신을 가능케 하는 방식으로 매체를 통해 입력 신호를 출력 신호로 맵핑하는 시스템이라고 부른다.
시스템(300)은, 분배 지점(310)이 시간 영역 벡터 프로세서(TTVP)(327)를 포함하고 CPE들(3501-350n)은 시간 영역 벡터 리피터(TTVR)(3571-357n)를 포함한다는 것을 제외하고는, 도 1의 시스템(100)과 동일하다. TTVP(327)는 간단히 프로세서라고 부를 수 있다. 간소화를 위해, 차이점만이 설명될 것이다.
도 3a에 도시된 바와 같이, TTVP(327)는 처리 장치들(1251-125n)과 라인 구동기들(1301-130n) 사이의 통신 경로에 있다.
도 3a에서, TTVP(327)와 TTVR들(3571-357n)의 입력둘 및 출력들은 디지털 시간 영역 샘플들이다.
TTVP(327)는 다운스트림 신호를 사전보상(프리코딩)하고 업스트림 신호를 사후보상한다. 게다가, TTVP(327)는 CPE들(3501-350n)에 파일럿 신호를 전송하고 CPE들(3501-350n)로부터 파일럿 신호를 수신하여 크로스토크 상쇄 기능에 필요한 필터 계수들을 결정한다. TTVP(327)는, 이하에서 더 설명되는 바와 같이, TTVR(3571-357n)에 의해 업스트림 전송된 파일럿 신호에 기초하여 업스트림 채널 및 연관된 필터 계수들을 추정한다. TTVP(327)는, TTVP(327)에 의해 다운스트림 전송된 다음 TTVR들(3571-357n)에 의해 업스트림 루프백된 파일럿 신호에 기초하여 다운스트림 채널을 추정한다. 결과적으로, TTVP(327)는 크로스토크 상쇄를 위해 설계될 필요가 없는 처리 장치에 정보를 제공할 수 있다. 즉, 대량의 G.hn 처리 장치들, 또 다른 타입의 SISO 처리 장치 사이의 크로스토크는 TTVP(327)와 TTVR들(3571-357n)의 이용에 의해 상쇄될 수 있다. TTVP(327)는 후술되는 바와 같이 파일럿 신호들을 이용하여 크로스토크 필터 계수들을 결정한다.
TTVP(327)와 TTVR들(3571-357n)에 의해 전송되는 파일럿 신호들은 직교 주파수-분할 멀티플렉싱(OFDM) 신호일 수 있다.
TTVP(327)는, 필터 계수들이 결정될 때까지 처리 장치들(1251-125n)로부터의 신호가 라인 구동기들(1301-130n)에 도달하지 못하게 한다. 필터 계수들이 결정될 때까지 신호가 라인 구동기들(1301-130n)에 도달하지 못하게 함으로써, 다른 통신 라인들 상의 활성 세션들의 동작이 간섭으로부터 보호된다. 예를 들어, 활성 세션이 LD들(1302-130n) 상에서 이루어지고 있다면, TTVP(327)는, 라인 L1로부터 라인 L2 내지 Ln으로의 크로스토크, 및 라인 L2 내지 Ln으로부터 라인 L1로의 크로스토크를 상쇄하는 필터 계수들이 결정될 때까지, 처리 장치(1251)로부터의 신호가 LD(1301)에 도달하지 못하게 할 수 있다.
TTVR들(3571-357n)은 TTVP(327)에 의해 이용되는 파일럿 신호를 전송 및 수신하여, 이하에서 더 상세히 설명되는 상쇄 기능에 필요한 크로스토크 계수 필터들을 결정한다. TTVR들(3571-357n)은 동일한 것으로 이해하여야 한다. 따라서, 가능하다면, 명료성과 간소화를 위해 단 하나의 TTVR만이 설명될 것이다.
TTVR들(3571-357n)은, 필터 계수들이 정확하다고 TTVP(327)가 표시할 때까지, 물리층 신호가 LD들(1301-130n)에 도달하지 못하게 한다. 보통의 동작에서, TTVR들(3571-357n)은 입력으로서 값들을 수신하여 출력으로서 이들을 반복한다. 신호가 LD들(1301-130n)에 도달하지 못하게 하기 위해, TTVR들(3571-357n) 및 TTVP(327)는 대신에 출력으로서 제로 값들을 제공한다. TTVP(327)는 TTVP(327)와 TTVR들(3571-357n) 사이의 제어 채널을 통해 필터 계수들이 정확하다는 것을 전달할 수 있다. 예를 들어, TTVP(327)와 TTVR들(3571-357n)은 특정한 주파수의 DPSK(differential phase-shift keying) 시그널링을 이용할 수 있다. 좁은 대역폭이 이용된다면, 데이터 채널과 제어 채널 사이의 간섭이 제한될 수 있다. 예시적 시스템에서, 데이터는 16 kHz 서브캐리어 간격을 갖는 4096개의 DMT 서브캐리어들을 이용하여 변조될 수 있는 반면, 제어 채널은 약 1 kHz 대역폭을 점유하는 DPSK 시그널링을 이용할 수 있다.
TTVP(327)는 CPE들(3501-350n)에 대한 다운스트림 신호를 프리코딩하는 프리코더를 포함한다. 프리코더는 주파수 의존형이다. 따라서, TTVP(327)는 시간 영역 샘플을 프리코더를 위한 주파수 영역으로 변환한 다음 프리코딩된 데이터를 주파수 영역으로부터 시간 영역 샘플로 변환하도록 구성된다. 프리코더는, 예를 들어, 중첩-및-추가(overlap-and-add) 고속 푸리에 변환(FFT; Fast Fourier Transform) 방법에 의해 구현될 수 있다.
프리코딩 필터에 의해 구현되는 중첩-및-추가 FFT 방법에서, T개의 시간 샘플들이 W개의 샘플들에 의해 제로 패딩되고, (T+W)-포인트 FFT가 적용되어 (T+W) 푸리에 컴포넌트들을 얻는다. 이 프로시져는 n개의 활성 라인들로부터의 신호들에 대해 병렬로 실행된다. 그 다음, 각각의 푸리에 컴포넌트에 대해, n개의 활성 라인들로부터의 n개의 값들의 벡터가 n×n 행렬과 곱해져 사전보상된(프리코딩된) 벡터(다운스트림) 또는 사후-보상된 벡터(업스트림)를 얻는다. 그 다음, 역 (T+W) 포인트 FFT들이 각각의 라인 상의 결과에 적용되어, T+W개의 시간 샘플들을 생성한다. 처음 T개의 샘플들이 이전의 반복으로부터 W개의 저장된 값들에 추가되어 T개의 출력 샘플을 생성하고, 다음 반복에서 이용되기 위해 나머지 W개의 값들이 저장된다. 파라미터 W와 T를 선택하는데 있어서, 파라미터 W는 직접 채널 및 크로스토크 채널의 지연 스프레드보다 큰 기간을 커버하기에 충분히 커야 한다. 파라미터 T는 상대적 윈도잉 오버헤드 (T+W)/T를 충분히 작게 유지하기에 충분히 커야 한다. FFT 크기 T+W는, 처리 장치들(1251-125n)에 의한 DMT 변조에 이용되는 FFT 크기와 동일할 필요는 없고, 유익하게는 일부 경우에는 훨씬 작을 수 있다.
업스트림 파일럿의 경우, TTVR들(3571-357n)은 처리 장치들(1601-160n)로부터의 인입하는 물리층 데이터를 일시적으로 무시하고, 대신에 시간 영역 파일럿 샘플들을 전송한다. 소정의 TTVR들(3571-357n)로부터의 업스트림 파일럿 신호는, 직접 채널에 의해 또는 크로스토크에 의해, FTTdp LD들(1301-130n) 모두로 전파할 것이다. 예를 들어, TTVR(3571)은 처리 장치(1601)로부터 물리층 샘플을 수신한다. TTVR(3571)은 보통은 물리층 샘플들을 LD(1551)에 전달할 것이다. 업스트림 파일럿 동작 동안에, 물리층 샘플을 전달하는 것 대신에, TTVR(3571)은 시간 영역 파일럿 샘플을 삽입한다.
TTVP(327)는 각각의 TTVR(3571-357n)에 의해 업스트림 채널 내에 삽입된 파일럿 신호로부터 생기는 시간 영역 신호를 LD들(1301-130n)로부터 수신한다. 수신된 파일럿은 TTVP(327)에 의해 이용되어 업스트림 직접 채널 및 크로스토크 채널 계수들을 추정한다. 파일럿 신호들이 TTVR들(3571-357n)에 의해 삽입 중에 있을 때, TTVP(327)는 물리층에 결과 샘플들을 전달할 수 있고, 샘플들은 제로값 또는 랜덤 노이즈를 갖는다. 이것은 업스트림 물리층 수신기(예를 들어, 처리 장치(1251))에게 신호의 일시적 손실 또는 임펄스 노이즈로서 보인다.
다운스트림 파일럿의 경우, TTVP(327)는 처리 장치들(1251-125n)로부터의 착신되는 물리층 신호를 일시적으로 무시하고, 대신에, 시간 영역 파일럿 샘플들을 전송한다.
예를 들어, 각각의 처리 장치들(1251-125n)은 소정 클록 레이트로 숫자열을 전송한다; 각 클록 사이클의 끝의 숫자는 상이하다. TTVP(327)는 동일한 레이트로 이들 숫자를 판독하고, 다른 측 상에 숫자들을 생성하며, 이 숫자들은 동일한 레이트로 대응하는 LD들(1301-130n)로 간다. 업스트림의 경우와 유사하게, LD들(1301-130n)은 매 클록 사이클마다 TTVP(327)에 하나의 숫자를 전송하고, TTVP(327)는 매 클록 사이클마다 하나의 숫자를 소정의 처리 장치들(1251-125n)에 전송한다. 이들 숫자들은 물리층 신호라 부를 수 있다.
예에서, TTVP(327)는 처리 장치(1251)로부터 물리층 신호 샘플을 수신한다. 물리층 샘플을 LD(1301)에 전송하는 것 대신에, TTVP(327)는 시간 영역 파일럿 신호를 삽입한다. TTVP(327)는, 시스템(300) 내의 (예를 들어, TTVP(327)와 모든 LD들(1301-130n) 사이의) 모든 채널에 대해 물리층 샘플들을 시간 영역 파일럿 샘플들로 대체하도록 구성된다.
TTVR(3571)은, TTVP(327)에 의해 LD(1301) 내에 삽입된 파일럿 신호로부터 생기는 LD(1551)로부터의 시간 영역 신호와 TTVP(327)에 의해 LD들(1302-130n) 내에 삽입된 파일럿 신호로부터의 크로스토크를 수신한다. 수신된 파일럿 신호에 기초하여, TTVR(3571)은 수신된 파일럿 신호로부터 수신된 피드백 정보를 제공한다. 적어도 하나의 실시예에서, TTVR(3571)은 수신된 파일럿 신호를 처리하여 다운링크 채널 계수들을 추정하고, 그 결과를 통신 채널을 통해 TTVP(327)에 전송한다.
용어 피드백이란, 본 명세서에서 사용될 때, CPE 등의 통신 시스템의 트랜시버가 수신된 파일럿 신호로부터 유도된 분배 지점 값들 등의 통신 시스템의 트랜시버에 전달하기 위해 이용하는 수단을 말한다.
또 다른 실시예에서, TTVR(3571)은 수신된 다운스트림 신호를 업스트림 방향에서 증폭과 함께 루프백하여, TTVP가 그 자신의 추정된 채널 계수들을 형성할 수 있게 한다. 또 다른 실시예에서, 루프백은 증폭을 동반하지 않을 수도 있다. 파일럿 신호와 루프백 파일럿은, 다운스트림 및 업스트림 물리층 수신기들(처리 장치들(1251-125n 및 1601-160n))에게는 신호의 손실이나 임펄스 노이즈로서 보인다. 업스트림에서 전송된 루프백 신호는 다운스트림 신호와 동일한 주파수 대역을 점유하기 때문에, 루프백 접근법은 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 시스템보다는 시분할 듀플렉스(TDD)에 더욱 적합하다는 점에 유의한다. 이 TDD 접근법이, 이하에서 상세히 설명되는 도 4a를 참조하여 더 상세히 설명된다.
도 3b에 도시된 바와 같이, 시스템(300)은, 물리층(PHY), 이더넷 및 인터넷 프로토콜(IP) 층들 외에도, TTV 층(3000, 3100)을 포함한 층들로 개념적으로 조직화된다. TTV 층(3000)은 TTVP(예를 들어, TTVP(327))와 연관된 층일 수 있고, TTV 층(3100)은 TTVR(예를 들어, TTVR(3571))과 연관될 수 있다.
도 3b에 도시된 아키텍쳐는 TTVP와 TTVR 사이에서 인밴드 통신(in-band communication)을 이용한다. TTV 층(3000, 3100)은 확립된 상위층 통신 세션이 없을 때에도 동작하기 때문에 통신은 인밴드이다. 다음과 같은 다운스트림 메시지들이 TTVP로부터 TTVR로 전달된다: (1) 특정 시간에서의, 명시된 부호(양 또는 음)의, 파일럿 신호 요청, (2) 명시된 시간에서의, 루프백 신호 요청, (3) TTVR에게 (예를 들어, 프리코더/포스트코더 트레이닝이 완료된 후에) US/DS 샘플의 중계를 시작할 것을 지시; 및 (4) TTVR에게 (예를 들어, 정렬된 셧다운 프로시져의 일부로서) US/DS 샘플의 중계를 중지할 것을 지시. 추가적으로, 루프백 증폭 필터의 파라미터들이 다운스트림 메시지들에서 정의될 수 있다.
다음과 같은 업스트림 메시지들이 TTVR로부터 TTVP로 전달된다: (1) 접속 생성 준비를 표시, 및 (2) 접속의 임박한 셧다운을 표시. 추가적으로, 다양한 다운스트림 메시지들의 수신의 확인응답(acknowledgement)이 업스트림 메시지들에 포함될 수 있다.
실시예에서, TTVP와 TTVR 사이의 시그널링 채널은 톤 기반의 접근법(tone based approach)을 구현하고, 여기서, TTVP 및 TTVR은 미리명시된 다운스트림 및 업스트림 주파수들에서 파일럿 톤 신호를 전송한다. 파일럿 톤 신호는 통과하는 기타 임의의 신호의 상부에 추가된다. TTVP는 낮은 비트 레이트로(즉, 2진 DPSK를 이용하여) 파일럿 톤을 반전시킴으로써 비트들을 전달한다. 이것은 다운스트림(DS) 벡터링 동작 채널(VOC; vectoring operations channel)을 생성한다. 유사하게 업스트림 파일럿 톤은 업스트림(US) VOC를 생성하도록 변조된다. TTVR이 DS VOC를 검출할 수 있을 때, TTVR은 수신된 비트들을 에코(ehco)하여, 실시예에서, 정확한 수신의 확인응답을 제공한다. TTVR이 DS VOC를 검출하지 않을 때, TTVR은 미리명시된 유휴 패턴을 전송한다. TTVR이 셧다운되거나 곧 셧다운되려 할 때, US 파일럿 톤은 사라진다. 따라서, US 파일럿 톤의 존재 또는 부재와 에코된 비트들은 US 메시지를 제공한다.
실시예에서, 다운스트림 메시지들은 DS VOC를 이용한 포멧으로 TTVP에 의해 전송된다. 예를 들어, 미리명시된 비트 시퀀스는 파일럿 신호 전송 요청을 나타낸다. TTVR은 US VOC 상의 에코된 비트들에서 요청을 확인응답한다. 그 다음, 파일럿 신호는, 에코된 메시지가 수신된 후 명시된 시간-지연 후에 TTVR에 의해 전송된다.
VOC는, 물리층 전송, (TTV 초기화 동안의) 다른 VOC 채널로부터의 크로스토크, 및 RFI를 포함한 외부 노이즈로부터의 간섭의 존재하에 동작한다. 이러한 형태의 간섭들은 다음과 같이 완화될 수 있다, (1) 물리층 신호가 노칭(notch)되어 VOC와의 간섭을 회피할 수 있다(이것은 어쨌든 VOC 주파수에서 낮은 SNR을 가질 것이다) 물리층이 노칭되지 않더라도, VOC 변조는 물리층 변조보다 훨씬 느리기 때문에 긴 시간 윈도우에 걸친 평균화에 의해 VOC는 소정의 SNR 이득을 달성할 수 있다.
이해하겠지만, "노칭(notched)"이란, 신호가 소정 주파수 부근에서 에너지를 거의 갖지 않거나 전혀 갖지 않는 방식으로 필터링 또는 생성됨을 의미한다. 신호 에너지 대 주파수의 플롯에서, 플롯은 명시된 주파수에서 노치(notch)(갑작스런 하락)를 가진다.
도 3c는 실시예에 따른 TTVP를 나타낸다.
도 3c는 TTVP(327)의 부분(327a)을 나타낸다. 간소화를 위해, 도 3c는 2개 라인에 의한 벡터링을 위한 부분(327a)을 나타낸다. 임의의 n에 대해 도면을 수정하는 방법은 명백할 것이다.
좌상부에는 2개의 처리 장치들(1251 및 1252)에 의해 생성된 다운스트림 시간 영역 샘플들을 수신하기 위한 인터페이스가 있다. 우상부에는 다운스트림 시간 영역 샘플들을 LD들(1301 및 1302)에 전송하기 위한 인터페이스가 있다. 우하부에는 업스트림 시간 영역 샘플들을 LD들(1301 및 1302)로부터 수신하기 위한 인터페이스가 있다. 좌하부에는, 업스트림 시간 영역 샘플들을 처리 장치들(1251 및 1252)에 전송하기 위한 인터페이스가 있다.
다운스트림 동작에서, 각각의 직렬-대-병렬 변환기(328a, 328b)는 연관된 처리 장치들(1251, 1252)로부터 시간 영역 샘플들을 수집하여, 길이 T의 배치(batch)들이 되게 하고, 제로가 패딩되어 길이 T+W의 벡터가 된다. 고속 푸리에 변환 유닛(330a, 330b)은 각각의 벡터에 FFT를 적용한다. 각각의 선택기(332a, 332b)는 보통의 동작 동안에 FFT 컴포넌트들을 전달한다. 다른 때에는, 선택기(332a, 332b)는, TTVP(327)의 동작 모드(예를 들어, 채널 추정)에 기초하여, 제로값들, 또는, 연관된 파일럿 생성기(334a, 334b)로부터 나오는 주파수 영역 파일럿 신호 Pk(f,s)를 삽입할 수 있다.
프리코더(336)는 푸리에 컴포넌트들에 관해 2×2 행렬 곱셈을 수행한다. 역 FFT 유닛들(338a, 338b)은 프리코더(336)로부터의 출력을 다시 길이 T+W의 각각의 시간 영역 벡터로 변환한다. 각각의 병렬-대-직렬 유닛(340a, 340b)은 길이 T+W의 출력 벡터를 취하여, 중첩 및 추가 방법을 이용하여 T개의 시간 영역 출력 샘플들을 생성한다. 마지막으로, 제어 채널 전송기(342a, 342b)는, 제어 채널 메시지를 각각 TTVR들(3571-3572)에 전송하기 위하여, 각각 병렬-대-직렬 유닛(340a, 340b)으로부터의 출력 신호 상에 시간 영역 제어 채널 신호를 추가할 수 있다.
업스트림 동작에서, 직렬-대-병렬 변환기(328c, 328d)는 시간 영역 샘플들을 수집해 길이 T의 배치들이 되게 하고, 제로가 패딩되어 길이 T+W의 각각의 벡터가 된다. 고속 푸리에 변환 유닛(330c, 330d)은 각각 직렬-대-병렬 변환기들(328c, 328d)로부터 출력된 벡터들에 FFT를 적용한다. 포스트코더(344)는 FFT 유닛(330c, 330d)에 의해 생성된 푸리에 컴포넌트들 각각에 관해 2×2 행렬 곱셈을 수행한다. 선택기들(332c, 332d)은 제로값들과 포스트코더(344)의 출력을 수신한다. 선택기들(332c, 332d)은, 제어기(348)에 의해 지시되는 바와 같이, TTVP(327)의 동작에 기초하여, 제로값 또는 포스트코더(344)의 출력을 출력한다. 대안으로서, 선택기들(332c, 332d)은 이용가능하지 않은 신호를 나타내는 또 다른 값을 처리 장치들(1251 및 1252)에 전달할 수 있다.
선택기들(332c, 332d)은, 예를 들어, TTVR들(3571-3572)로부터 TTVP(327)로의 업스트림 전송된 파일럿 신호가 처리 장치들(1251 및 1252)에 전파되지 못하게 하는데 이용될 수 있다. 이러한 파일럿 신호들이 처리 장치들(1251 및 1252)의 동작에 악영향을 미칠 것으로 예상되지 않는 경우, 선택기들(322c, 322d)은 생략될 수 있다.
역 FFT 유닛(338c, 338d)은 포스트코더(344)로부터의 출력을 다시 길이 T+W의 시간 영역 벡터로 변환한다. IFFT(338c)로의 입력은 LD(1301)로부터의 시간 영역 샘플들에 대응하고 IFFT(338d)로의 입력은 LD(1302)로부터의 시간 영역 샘플들에 대응한다.
병렬-대-직렬 유닛들(340c, 340d)은 각각 IFFT 유닛들(338c, 338d)로부터 길이 T+W의 출력 벡터들을 취하여, 중첩 및 추가 방법을 이용하여, T개의 시간 영역 출력 샘플들을 생성한다. 각각의 LD(1301, 1302)로부터 수신된 신호의 사본은 복제되어 연관된 제어 채널 수신기(342c, 342d)에 전달되어 TTVR들(3571 및 3572)로부터의 제어 메시지를 디코딩한다.
포스트코더 출력 심볼들의 사본은 채널 추정기(346)에 포워딩된다. 파일럿 시퀀스들 또는 지연된 루프백 시퀀스들이 업스트림 채널을 통해 TTVR들(3571-357n)에 의해 전송 중인 동안에, 채널 추정기(346)는 포스트코더 출력 심볼들을 파일럿 심볼들과 상관시켜 결과 크로스토크 채널 계수들의 추정치를 얻는다. 이하에서 더 설명되는 바와 같이, 결과 크로스토크 채널과 기존 프리코더(336) 및 포스트코더(344) 필터 계수들에 대한 지식을 이용하여, 채널 추정기(346)는 처리 장치들(1251-125n) 및 LD들(1301-130n)로부터의 데이터에 적용되는 새로운 프리코더 및 포스트코더 필터 계수들을 결정한다.
제어기(348)는 TTVP(327)가 어떤 동작을 수행할지를 결정한다. 예를 들어, 제어기(348)는 채널 추정을 수행할지 또는 보통의 필터링 모드에서 동작할지를 결정한다.
따라서, 제어기(348)는, 도 3c에 도시된 모든 피쳐들의 활동을 조율하고, 파일럿을 전송할 때와, 업데이트된 프리코더 및 포스트코더 계수들을 적용할 때와, 선택기들(332a-332d)에 제로를 적용할 때를 결정한다.
도 3d는 실시예에 따른 TTVR을 나타낸다. 더 구체적으로는, 도 3d는 TTVR(3571)의 실시예를 나타낸다. TTVR들(3571-357n)은 동일하거나 상당히 유사하므로, 간소화를 위해 TTVR(3571)의 설명만이 제공될 것이다.
다운스트림 방향에서, TTVR(3571)은 보통 시간 영역 수신된 샘플들을 직접 출력에 전달한다. 수신된 신호의 사본은 제어 채널 수신기(360)에 전송되어 TTVP(327)로부터의 제어 메시지들을 디코딩한다. 수신된 신호의 또 다른 사본은 루프백 동작 동안에 증폭, 필터링, 및 지연 유닛(362)에 포워딩된다. 선택기(361)는 제로값과 이 수신된 신호를 수신한다. 선택기(361)는 TTVR(3571)의 동작 모드에 기초하여 제로값 또는 수신된 신호를 출력한다.
선택기(361)는 제어기(370)로부터의 명령에 기초하여 동작한다. 제어기(370)가 TTVR(3571)이 보통의 동작 모드에 있다는 것을 표시할 때, 선택기(361)는 수신된 샘플들을 직접 다운스트림으로 전달한다. 제어기(370)가 루프백 동작을 표시할 때, 선택기(361)는 제로값들을 삽입하여 TTVP(327)로부터 TTVR(3571)로 다운스트림으로 전송된 파일럿 신호가 처리 장치(1601)에 전파되지 못하게 할 수 있다. 대안으로서, 선택기(361)는 이용가능하지 않은 신호를 나타내는 또 다른 값을 처리 장치(1601)에 전달할 수 있다.
이러한 파일럿 신호들이 처리 장치(1601)의 동작에 악영향을 미칠 것으로 예상되지 않는 경우, 선택기(361)는 생략될 수 있다.
증폭, 필터링 및 지연 유닛(362)은 단순히 수신된 신호를 소정의 명시된 지연과 더불어 출력에 전달하거나, 또는, 증폭, 필터링 및 지연 유닛(362)은 추가적으로 필터링 동작을 수행할 수 있다. 예를 들어, 증폭, 필터링 및 지연 유닛(362)은 수신된 신호를 고정된 세트의 필터 계수와 컨벌브(convolve)하여, 유한 임펄스 응답(FIR; Finite Impulse Response) 필터를 구현할 수 있다. 대안으로서, 재귀적 필터(recursive filter) 구현을 이용하여, 증폭, 필터링 및 지연 유닛(362)은 무한 임펄스 응답(IIR) 필터를 얻을 수 있다. 필터들은 다운스트림 채널에서 주파수-의존 감쇠의 효과를 완화하여, 증폭, 필터링 및 지연 유닛(362)의 출력은 모든 주파수들에 관해 상당한 에너지를 가진다.
꼬인 쌍선을 통해 전송된 신호는 주파수 의존 감쇠를 겪고, 특히 주파수가 높을수록 더 강하게 감쇠된다. 실시예에 따른 루프백 추정에서, 파일럿 신호는 2번, 즉, 라인을 통해 다운스트림으로 통과할 때 한번, 및 다시 업스트림으로 통과할 때 한번 감쇠된다. 이것은, 특히 가장 높은 주파수에 대해, 강한 감쇠와 불량한 추정 성능으로 이어질 수 있다. 추정 성능을 향상시키기 위해, TTVR(3571)은 루프백 동안에 신호를 증폭한다. 파워 스펙트럼 밀도 제약을 어기지 않고 증폭을 향상시키기 위해, 주파수 의존 증폭은 꼬인 쌍선의 주파수 의존 감쇠와 (적어도 대략적으로) 동일하고 상반된다.
주파수 의존 증폭을 달성하기 위해, 증폭, 필터링, 및 지연 유닛(362)은 복수의 유한 임펄스 응답 필터를 포함할 수 있고, 각각의 유한 임펄스 응답 필터는 상이한 길이의 꼬인 쌍선의 감쇠를 대략적으로 원상복구하도록 설계된다. 예를 들어, 복수의 유한 임펄스 응답 필터가, 각각 길이 50m, 100m, 150m, 및 200m의 길이에 대해 이용될 수 있고, 공지된 수치 최적화 기법을 이용하여 설계될 수 있다.
TTVR(3571)은 대응하는 필터 계수들을 저장할 수 있다. 예를 들어, 소정의 필터 길이에 대해 수치 최적화가 선택되어, 임의의 주파수에서 이득은 1을 넘지 않는다는 제약 하에서, 채널과 필터의 곱을 가능한한 단위 이득에 가깝게 되도록 할 수 있다. 업스트림 파일럿에 기초하여, TTVP 제어기(346)는, 증폭, 필터링 및 지연 유닛(362)의 어느 루프백 필터가 전력 제약을 초과하지 않고 루프백 신호의 증폭시 효과적일지를 결정한다. 그 다음, TTVP(327)는 제어 채널을 통해 어떤 필터를 이용할지를 TTVR(3571)에게 지시할 수 있다.
선택된 필터는 저장된 필터 계수들의 시퀀스를 수신된 파일럿 신호와 컨벌브함으로써 적용된다.
업스트림 방향에서, TTVR(3571)은 시간 영역 수신된 샘플들을 선택기(364) 내에 전달한다. 선택기(364)는 제어기(370)로부터의 명령에 기초하여 동작한다. 제어기(370)가 TTVR(3571)이 보통의 동작에 있다는 것을 표시할 때, 선택기(364)는 수신된 샘플들을 직접 출력에 전달한다. 제어기(370)가 루프백 동작을 표시할 때, 선택기(364)는 제로값들을 삽입하거나, 파일럿 생성기(366)로부터의 시간 영역 파일럿 값들을 삽입하거나, 증폭, 필터링 및 지연 유닛(362)으로부터 얻어진, 증폭되고, 필터링되고 지연된 값들을 삽입할 수도 있다. 마지막으로, 제어 채널 전송기(371)는, 제어 채널 메시지를 TTVP(327)에 전송하기 위하여, 선택기(364)로부터의 출력 신호 상에 시간 영역 제어 채널 신호를 추가할 수 있다.
제어기(370)는, 파일럿을 전송할 때를 결정하기 위해, TTVR들(3571-357n) 내의 다른 모든 유닛들의 활동, 및 증폭 및 필터링에 어떤 파라미터를 이용할지를 조율하는 책임을 진다.
도 3e는 실시예에 따른 NEXT 상쇄를 갖춘 TTVP를 나타낸다. 도 3e는 TTVP(327)의 부분(327b)을 나타낸다. 부분(327b)은, 부분(327b)이 프리코더(336)의 출력과 포스트코더(344)의 입력에 결합된 NEXT 상쇄기(349)를 포함하는 점을 제외하고는, 부분(327a)과 동일하다. 게다가, 제어기(348), 전송기들(342a, 342b), 및 수신기들(342c, 342d)은 부분(327b) 내에 포함되지만, 명료성을 위해 도 3e에서는 생략되어 있다.
도 3f는 실시예에 따른 에코 상쇄를 갖춘 TTVR을 나타낸다. 도 3f는 TTVR(3571a)을 나타낸다. TTVR(3571a)은, TTVR(3571a)이 다운스트림 입력과 업스트림 출력(선택기(364)의 출력)에 결합된 에코 상쇄기(372)를 포함한다는 점을 제외하고는 TTVR(3571)과 동일하다. 게다가, 제어기(370)는 TTVR(3571a)에 포함되지만, 명료성을 위해 도 3f에서는 생략되어 있다.
NEXT 상쇄기(349)는 에코(동일한 트랜시버 내의 전송기로부터 수신기로의 간섭) 뿐만 아니라 근단 크로스토크(NEXT)(동일한 위치의 또는 그 부근의 상이한 트랜시버들 사이의 간섭)를 제거하도록 설계된 필터들을 구현할 수 있다. 에코 상쇄기(372)는 에코를 제거하도록 설계된 필터를 구현할 수 있다. NEXT와 에코의 상쇄는 분배 지점(310)과 CPE(3501) 사이의 풀-듀플렉스 통신을 허용한다.
NEXT 상쇄기(349)의 주파수-영역 구현이 도 3e에 도시되어 있고, 에코 상쇄기(372)의 시간 영역 구현이 도 3f에 도시되어 있다.
도 3e에서, 프리코더(336) 출력 신호의 사본은 NEXT 상쇄기(349)에 전달된다. NEXT 상쇄기(349)는 필터 계수들을 프리코더(336) 출력 신호에 적용하여, 업스트림 포스트코더(344) 입력에 추가되는 상쇄 신호를 얻는다. 결과 신호는, 필터 계수들의 트레이닝에 이용하기 위해 NEXT 상쇄기(349)에 피드백된다. 대안적 실시예에서, 시간 영역 NEXT 상쇄기는 병렬-대-직렬 유닛(340a, 340b)에서 나오는 시간 영역 샘플들에 관해 동작할 수 있다.
도 3f에서, TTVR(3571a) 출력 신호의 사본은 에코 상쇄기(372)에 전달된다. 에코 상쇄기(372)는 필터 계수들을 이들 신호에 적용하여 다운스트림 TTVR 입력 신호에 추가되는 상쇄 신호를 얻는다. 결과 신호는, 필터 계수들의 트레이닝에 이용하기 위해 에코 상쇄기(372)에 피드백된다.
도 4a는 파일럿 루프백을 이용하여 크로스토크를 감소시키는 방법을 나타낸다.
일반적으로, 통신 라인들에 걸친 크로스토크 상쇄는 벡터링을 통해 수행된다. 프리코딩 및 포스트코딩은, 모든 라인들이 종단되는 분배 지점(310)의 오퍼레이터 측에서 수행된다.
다운스트림 크로스토크 상쇄를 달성하기 위하여, 정확한 프리코더 계수들(필터 크로스토크 계수들)을 결정하기 위해 분배 지점(310)에 의해 추정 프로세스가 이용된다. 프리코더 계수들의 결정은, 다운스트림 방향으로 파일럿 신호를 전송한 다음 업스트림 통신 채널을 통해 피드백을 제공함으로써 수행된다.
도 4a의 실시예는 고객측(CPE들(3501-350n))의 최소 신호 처리 기능으로 다운스트림 크로스토크 채널을 추정하는 방법을 제공한다. 특히, CPE들(3501-350n)은 신호를 업스트림으로 전송하는 기능을 갖지만, 분배 지점(310)과 CPE들(3501-350n) 사이에는 아무런 디지털 통신 채널도 확립되지 않을 수 있다(또는 최소한의 저대역폭 시그널링 채널만이 확립된다). 도 4a의 실시예에서, 분배 지점(310)은 먼저 업스트림 채널을 추정한 다음 다운스트림 채널을 추정한다.
한 종래의 방식에서, 분배 지점(오퍼레이터 측)은 다운스트림 파일럿 신호를 CPE(고객 측)에 전송한다. CPE는 수신된 파일럿을 이용하여 다운스트림 채널 계수들을 추정한다. 추정된 다운스트림 채널 계수들은 양자화되고 기존의 디지털 통신 채널을 통해 업스트림으로 전송된다. 그러나, 이러한 종래의 방식은 추정이 이루어지기 전에 업스트림 디지털 통신 세션이 확립될 것을 요구한다. 세션은 통신이 신속하게 이루어지기 위하여 상당히 높은 데이터 레이트를 가질 필요가 있다.
또 다른 종래의 방식에서, CPE는 업스트림 파일럿 신호를 분배 지점에 전송한다. 분배 지점은 수신된 파일럿을 이용하여 업스트림 채널 계수들을 추정한다. 다운스트림 채널 계수들은 등방성 전송 매체의 채널 상호성 특징을 이용하여 업스트림 계수들로부터 유도된다. 그러나, 상호성은, 특히 브리징된 탭과 기타의 비이상적 토폴로지의 존재하에서, 꼬인 쌍 채널들에 대해 반드시 유효한 것은 아니다.
G.vector 표준에서, 분배 지점은 다운스트림 파일럿 신호를 전송한다. CPE는 수신된 파일럿 신호와 전송된 신호(에러 신호) 사이의 차이를 측정하고 양자화한다. 양자화된 에러 측정치는 기존의 디지털 통신 세션을 통해 업스트림으로 전송된다. 분배 지점은 양자화된 에러 측정치에 기초하여 다운스트림 채널 계수들을 추정한다. 그러나, G.vector는 (초기화에 긴 시간이 걸리지 않도록) 상당히 높은 데이터 레이트를 갖는 업스트림 디지털 통신 세션을 요구한다.
실시예에서, G.hn 처리 장치를 이용하는 적어도 하나의 목적은, 분배 지점(310)과 CPE들(3501-350n) 사이에 높은 데이터 레이트의 디지털 통신 세션을 확립하는 것이다. 한 측에 위치한 2진 데이터는 다른 측에 신뢰성 있게 전달될 수 있다.
게다가, 업스트림 및 다운스트림 채널들은 물리적 엔티티들이다. 어떤 변동하는 전압이 업스트림 및 다운스트림 채널들 중 하나에 입력되면, 결과의 전압이 출력에서 생성된다. 적어도 하나의 실시예에서, 다운스트림과 업스트림 채널들을 결합함으로써 루프백 채널이 생성된다. 더 구체적으로는, 루프백 채널은, TTVR들(3571-357n)이, 증폭이나 필터링 이후의 것일 수 있는 그들이 수신한 것을 다시 반복하게 하도록 구성된 시스템(300)에 의해 생성된다. 즉, 루프백 채널은 LD들(1551-155n)로부터 나오는 디지털 샘플들을 취하고, 선택사항으로서 시간 영역에서의 처리를 수행하며, 선택사항으로서 샘플들을 더 지연시키고, 대응하는 디지털 샘플들을 LD들(1551-155n)에 다시 전송하여 업스트림을 전송하는 처리 장치들을 이용하여 생성된다.
도 4a를 참조하여 설명되는 바와 같이, 적어도 하나의 실시예에서, CPE는 수신된 다운스트림 파일럿을 증폭하여 업스트림 방향으로 루프백한다. 그 다음, 분배 지점은, 업스트림 파일럿들과는 별도로 얻어진 업스트림 채널에 대한 지식에 기초하여, 수신된 루프백 신호로부터 다운스트림 크로스토크를 추정할 수 있다. 루프백 접근법은, 파일럿 신호들이 업스트림 및 다운스트림 양쪽 모두에서 모든 이용된 주파수들을 커버하기 때문에, FDD 시스템이 아니라 TDD 또는 풀-듀플렉스를 가정한다. 더 구체적으로는, 데이터 통신이 양쪽 방향에서 모든 주파수들을 이용하는 것이 필요한 것은 아니지만, 장치들은 추정 프로세스 동안에 양쪽 방향에서 모든 주파수들 상에 파일럿 신호들을 전송하는 것이 허용된다.
도 4a의 방법의 설명을 보조하기 위해, 도 4b 내지 도 4c가 이용된다. 게다가, 도 4a의 방법은 시스템(300)을 참조하여 설명된다. 그러나, 도 4a의 방법은 시스템(300)과는 상이한 시스템에 의해 수행될 수 있다는 것을 이해해야 한다.
도시된 바와 같이, 도 4a에서, 방법은 S400에서 시작된다. 시작시에, 일부 통신 세션은 활성일 수 있다. 예를 들어, 도 4b는 3개의 통신 세션이 활성인 시스템(300)을 나타낸다. 더 구체적으로는, 처리 장치들(1251-1253과 1601-1603) 사이의 통신 채널들은 활성이다. 하나의 활성 통신 채널은, 분배 지점의 G.hn 처리 장치(1251)로부터 TTVP(327)를 통해, LD(1301)를 통해, 꼬인 쌍선을 가로질러, 또 다른 LD(1551)를 통해, TTVR(3571)을 통해, 최종적으로 CPE(3501) 내의 G.hn 처리 장치(1601)까지의 굵은 실선 경로에 의해 표현된다. 유사하게, 굵은 실선 경로는 처리 장치들 1252와 1602 사이의 및 1253과 1603 사이의 활성 통신 채널을 나타낸다. 이해하겠지만, 꼬인 쌍선을 통한 통신 채널은 도 4b에서 분배 지점(310)과 CPE들(3501-350n) 사이의 점선 라인들로 표시된 크로스토크를 야기한다. TTVP(327) 내의 실선 및 점선 라인들은 라인 구동기들(1301-1303 및 1551-1553) 사이의 크로스토크 채널의 추정에 기초하여 TTVP(327)에 의해 결정되고 이 크로스토크의 효과를 완화시키도록 설계된 3x3 프리코더 및 사후보상 행렬을 나타낸다. 더 구체적으로는, 꼬인 쌍선을 통한 각각의 다운스트림 및 업스트림 전송은 나머지 꼬인 쌍선들 상의 다른 전송과의 크로스토크를 야기한다. 결과적으로, 이 스테이지에서, TTVP(327)는 3x3 프리코더와 3x3 사후보상 필터를 구현한다.
예를 들어, 특정 주파수 f의 협대역 채널들에서, 업스트림 채널은 하기 복소 행렬로 표현된다.
Figure pct00001
여기서, GU는 정규화된 업스트림 크로스토크 행렬이고 DU는 Hu의 대각 요소들을 나타내는 업스트림 대각 행렬이며, I는 항등 행렬(대각 상에 1을 갖고 모든 비대각 요소들은 0인 행렬)이다.
다운스트림 채널은 하기와 같다.
Figure pct00002
여기서 GD는 정규화된 다운스트림 크로스토크 행렬이고 DD는 직접 이득들의 다운스트림 대각 행렬이다. 이해하겠지만, 업스트림 및 다운스트림 채널들은 다중-입력-다중-출력(MIMO) 채널들이다.
포스트코더(344) 및 다운스트림 프리코더(336) 내의 필터 계수들은 각각 행렬 CU 및 CD로 표현된다. 표기 C는 다양한 시점들에서의 필터 계수들을 나타낸다. TTVP(327)는 크로스토크 채널의 추정에 기초하여 C를 결정하고 활성화/비활성화 이벤트에 기초하여 및/또는 주기적으로 C를 결정한다.
다시 도 4a를 참조하면, S410에서 분배 지점(310)은 TTVR들(3571-357n)로부터 업스트림 파일럿 신호를 수신한다. 더 구체적으로는, 분배 지점과의 활성 통신 세션을 현재 갖고 있지 않은 CPE(350n)가 데이터 전송을 요청할 때, TTVR들(3571-357n)은 일시적으로 데이터가 각각 처리 장치들(1601-1603)로부터 LD들(1551-1553)로 전송되지 못하게 할 수 있고, 대신에 파일럿 신호들을 LD들(1551-1553)에 전송하고, 이 파일럿 신호들은 LD들(1551-1553)에 의해 업스트림 전송되어 TTVP(327)에 의해 수신된다. TTVR(357n)은 또한 파일럿 신호를 LD(155n)로 전송하고, 이 파일럿 신호는 업스트림 전송되어 TTVP(327)에 의해 수신된다. 전송된 파일럿 신호들은 상호 직교한다.
TTVR들(3571-357n) 및 TTVP(327)는 파일럿 신호들의 전송을 조율하고 동기화하기 위해 제어 채널을 이용한다. TTVR(357n)은 CPE(350n)가 활성화를 원한다는 것을 TTVP(327)에게 알린다. 그 다음, TTVP(327)는 TTVR1-TTVRn에게 업스트림 파일럿 시퀀스를 전송할 것을 지시한다. TTVP(327)는 업스트림 파일럿이 전송되는 때를 알고, 결과의 업스트림 신호를 가로챈다.
적어도 한 실시예에서, G.hn 처리 장치, 예를 들어, 1251은 보통의 데이터 신호 대신에 삽입된 제로 값들의 시퀀스를 본다. 예를 들어, 제어기(348)는 선택기(332c)에 명령을 전송하여 채널 추정과 프리코더/포스트코더 계수 결정이 수행중에 있다는 것을 표시할 수 있다. 제어기(348)로부터 수신된 명령에 기초하여, 선택기(332c)는 포스트코더(344)로부터의 출력 대신에 제로 값을 처리 장치(1251)에 전송할 수 있다. 제로값들의 수신은 에러 버스트를 초래할 수 있다. 그러나, 처리 장치(1251)는, 예를 들어 임펄스 노이즈에 의해서도 야기되는, 에러 버스트로부터의 복구를 허용하는 능력을 포함한다.
적어도 또 다른 실시예에서, 선택기들(338c, 338d)은 존재하지 않거나 제어기(348)는 선택기들(338c, 338d)에게 포스트코더(344)의 출력을 처리 장치(1251)에 전달할 것을 지시할 수 있다. G.hn 프로토콜은 파일럿 시퀀스들을 인식하고, 예를 들어, 파일럿 시퀀스가 전송 중에 있을 때 데이터의 송수신을 일시적으로 중단하도록 확장될 수 있다.
CPE(350n)가 데이터 전송을 요청하기 때문에, TTVP(327)는 LD들(1551-155n)로부터 작동중인 LD(130n)로의 채널들, 및 작동중인 LD(155n)로부터 LD들(1301-130n)로의 채널을 포함하도록 새로운 업스트림 채널 계수들을 결정한다. 이전에 활성화된 라인들의 3×3 채널 행렬과 함께 이들 새로운 계수들을 배치하면 새로운 4×4 채널 행렬이 생성된다.
따라서, S420에서, TTVP(327)는 수신된 파일럿 신호들에 기초하여 포스트코더 계수들을 결정한다. n개 라인을 갖는 시스템의 경우, 주파수 f에서 업스트림 결과 채널 Ru는 하기 형태의 n×n 행렬로서 표현될 수 있다:
Figure pct00003
여기서 CU는 주파수 f에서 동작하는 n×n 포스트코더 행렬이고, I는 n×n 항등 행렬이며, DU는 주파수 f의 업스트림 채널에서의 직접 이득을 나타내는 n×n 대각 행렬이고, GU는 주파수 f에 대한 n×n 정규화된 크로스토크 채널 행렬이다.
TTVP(327)는 다음과 같이 업스트림 채널 Ru를 결정할 수 있다. 파일럿 시퀀스는 S개의 DMT 심볼들로 구성되고, 여기서 S는 일반적으로 적어도 시스템 내의 라인들의 개수만큼 크다. 각각의 심볼은 F개의 주파수들 f = 0, ..., F-1 중 하나에서 복소값을 가진다. 각각의 라인과 연관된 파일럿 시퀀스가 있다.
라인 k 상에서 심볼 s 동안 주파수 f 상에서 전송될 복소값은 Pk(f,s)로 표현된다.
심볼 시퀀스 x(s)와 y(s) 사이의 상관관계는 다음과 같이 정의된다:
Figure pct00004
상이한 라인들 k와 j에 대한 파일럿 시퀀스들은 상호 직교하고, 이것은 그들의 상관관계가 제로이며, 따라서 모든 f에 대해 그리고 j와 같지 않은 임의의 k에 대해 하기와 같음을 의미한다:
Figure pct00005
DMT 변조는 TTVP(327)와 TTVR들(3571-357n)에 의해 소정의 파일럿 시퀀스의 주파수-영역 표현을 대응하는 시간-영역 표현으로 변환하기 위해 이용된다. 즉, 소정의 심볼 s에 대해, F개의 복소 주파수 영역 값들 Pk(f,s)(여기서 f = 0, ..., F-1)는 DMT 변조에서 공지된 바와 같이 역 FFT(IFFT)에 의해 변환되어 2F개의 실수, 시간 영역 샘플들을 얻는다. 이들 시간 영역 샘플들은 DMT 변조에서 공지된 바와 같이 주기적으로 확장 및 윈도잉되어, pk(t,s)(여기서 t=0,...,T-1)로 표기되는, T개의 시간 영역 샘플들을 얻는다.
파일럿 시퀀스를 전송하기 위해, 제1 TTVR(예를 들어, 3571)은 먼저 심볼 1에 대응하는 시간 샘플들 pk(t,1) 모두를 전송한 다음, 심볼 2에 대응하는 모든 시간 샘플들 pk(t,2)을 전송하고, 각각의 심볼에 대한 시간 샘플들을 계속 전송한다. 상기 제1 TTVR은 심볼들을 번갈아 즉시 전송할 수 있고, 또는 이들 심볼들은 간헐적으로 전송되되, CPE(3501)로부터의 다수의 보통의 업스트림 데이터 샘플들이 파일럿 심볼들 사이에 전송된다. TTVR 파일럿 심볼들은 TTVP 신호 처리에서 이용되는 FFT 크기에 매칭될 수 있다.
라인 k 상의 TTVP(327)는 파일럿 심볼 s에 대응하는 시간 샘플들을 LD(1301)로부터 수신한다. 이들 시간 샘플들은 yk(t,s)라고 표기될 수 있다. 각각의 심볼로부터의 2F개의 연속적 시간 샘플들의 서브셋이 DMT 변조에서 공지된 바와 같이 TTVP(327)에 의해 선택되고 FFT에 의해 변환되어 Yk(f,s)라고 표기되는 F개의 복소 주파수 영역 값들을 얻을 수 있다. 포스트코더(344)를 적용한 후에, 결과의 신호들은 Wk(f,s)로 표기될 수 있다. TTVP(327)는 (크로스토크 채널의 결합과 포스트코더(344)로부터 생기는) 결과의 업스트림 크로스토크 채널 계수들을 추정하기 위하여 수신된 신호에 관해 신호 처리를 수행할 수 있다. 특히, TTVP(327)는 행 v와 열 d의 결과 업스트림 채널값을 다음과 같은 계산에 의해 추정할 수 있다:
Figure pct00006
즉, 행 v와 열 d의 결과 업스트림 채널값은, 라인 v 상에서 수신된 포스트코딩된 심볼들을 라인 d 상에서 전송된 파일럿 심볼들과 상관시키고 라인 d 상에서 전송된 파일럿 심볼들을 그들 자체와 상관시킨 결과로 나눔으로써 결정된다.
한 실시예에서, 근단 크로스토크를 피하기 위해 시간 영역 듀플렉싱(TDD)이 이용된다. 즉, 다운스트림 및 업스트림 전송은 시간적으로 교대한다. 물리층 FTTdp 프로토콜은 데이터 신호의 TDD 전송의 보장을 책임진다. 그러나, 크로스토크 추정 단계 동안에, TTVP(327) 및 TTVR들(3571-357n)은 협동하여 처리 장치들(1251-125n 및 1601-160n)로부터 수신된 입력 신호에 관계없이 TDD를 이용하여 파일럿들이 전송되고 수신되는 것을 보장한다.
한 실시예에서 모든 파일럿 시퀀스/크로스토크 추정 단계 동안에, 모든 TTVR들(3571-357n)의 다운스트림 출력 선택기(361)와 TTVP(327)의 업스트림 출력 선택기들(332c, 332d) 모두는 연관된 처리 장치들(1251-125n 및 1601-160n)에 제로값들을 전송하도록 설정된다. 이것은 상위층이 파일럿 시퀀스에 의해 직접 영향받지 않는 것 - 오직 신호의 일시적 손실에 의해서만 영향받는 것을 보장한다.
LD들(1301-130n 및 1551-155n) 쪽으로 향하는 TTVR들(3571-357n)과 TTVP(327)의 출력들은 다음과 같이 상이한 단계들 동안에 제어된다.
업스트림 추정 단계 동안에, TDD가 다음과 같이 강요된다. 모든 TTVR들(3571-357n)의 TTVR 업스트림 출력 선택기(364)는 업스트림 파일럿 시퀀스들을 전송하도록 설정된다. 모든 라인들에 대한 TTVP 다운스트림 출력 선택기들(332a, 332b)은 (수신된 파일럿 신호들이 NEXT에 의해 훼손되지 않도록) 제로값들을 전송하도록 설정된다.
다시 도 4b를 참조하면, 3개 라인은 활성이고 제4 라인은 곧 초기화되려하는 4개 라인을 갖는 시스템에서, Cu는 4×4 포스트코더이고, 여기서, 우상귀 3×3 부행렬이 3×3 포스트코더이며, 나머지 행렬 요소들은 항등 행렬 I로부터 취해진다.
업스트림 채널 Ru를 결정한 후에, TTVP(327)는 다음과 같이 포스트코더(344)에 의해 구현되는 새로운 포스트코더 계수들을 결정한다:
Figure pct00007
새로운 포스트코더 계수들 C'U를 이용하여, TTVP(327)는 업스트림 채널로부터의 크로스토크를 상쇄하여, 하기를 생성한다:
Figure pct00008
또 다른 실시예에서, TTVP(327)는 채널 인버스(channel inverse)에 대한 1차 근사를 이용하여 포스트코더(344)에서 구현되는 포스트코더 계수 CU를 업데이트할 수 있다. 즉,
Figure pct00009
이것은 또한 더 적은 계산을 요구하는 합리적인 실시예이지만, 크로스토크를 완벽하게 상쇄하지는 않을 것이다. 중간 복잡도의 실시예는 다음과 같다:
Figure pct00010
수학식 7 및 수학식 10은, 참조에 의해 전체가 본 명세서에 포함하는, 미국 특허 출원 제13/016,376호인 "Multiplicative Updating Of Precoder Or Postcoder Matrices For Crosstalk Control In A Communication System"에 교시된 방법과 관련되어 있다.
업스트림 채널이 TTVP(327)에 의해 결정된 후에, 다운스트림 채널은 다운스트림 파일럿 및 업스트림 루프백을 이용하여 TTVP(327)에 의해 측정된다. 다시 도 4a를 참조하면, 일단 업스트림 채널 R'U가 결정되고 나면, S430에서 TTVP(327)는 통신 라인들(L1-Ln)을 통해 직교 다운스트림 파일럿 신호들을 연관된 TTVR들(3571-357n)에 전송한다. S430에서, TTVP(327)는 처리 장치들(1251-125n)로부터 전송되고 있는 데이터를 무시하고, TTVR들(3571-357n)은 처리 장치들(1601-160n)로부터의 데이터를 무시한다.
업스트림 및 다운스트림 파일럿 시퀀스에 관하여, 한 실시예에서, 업스트림 및 다운스트림 파일럿 신호들은 하기를 만족하도록 설계된다:
Figure pct00011
여기서, M(f)는 주파수 f에서의 전송을 위한 최대 전력을 명시한다. 전체 주파수들에 걸친 |Pk(f,s)|2의 합은 임의의 총 전력 제약을 초과하지 않는다. pk(t,s)의 피크대 평균의 비율은 LD들에 의한 (클립핑이 거의 없거나 없는) 고충실도 변조를 허용한다.
예를 들어, 파일럿 시퀀스들은, 대응하는 시간 영역 표현 b(t)가 피크-대-평균 비율 조건을 만족하게 하는 전력 제약을 충족하는 베이스 심볼 B(f)에 기초할 수 있다. 예를 들어, 높은 확률로 양호한 피크-대-평균 비율 조건을 달성하기 위해, B(s)의 요소들은 각각의 톤에 대해 독립적으로 무작위로 선택된 4-QAM 값들일 수 있다.
각각의 라인 k에 대해, 2진 시퀀스 qk(s)는, 상이한 라인들에 할당된 2진 시퀀스들이 상호 직교하도록 TTVP(327)에 의해 결정된다(즉, 각각의 s에 대해 qk(s) = -1 또는 1). 예를 들어, 시퀀스들은 S×S Walsh-Hadamard 행렬의 행들로부터 얻어질 수 있다.
파일럿 시퀀스들은 2진 시퀀스들과 베이스 심볼들의 외적(outer product)을 이용하여 TTVP(327)에 의해 다음과 같이 구성된다:
Figure pct00012
S430에서, 모든 TTVR들(3571-357n)의 TTVR 업스트림 출력 선택기(364)는 제로값들을 전송하도록 설정된다. 모든 라인들에 대한 TTVP 다운스트림 출력 선택기들(332a, 332b)은 다운스트림 파일럿 시퀀스들을 전송하도록 설정된다. 이 부분 동안에, 수신된 값들은 증폭, 필터링 및 지연 유닛(362)에서 TTVR들(3571-357n)에 의해 버퍼링된다.
S440에서, 각각의 TTVR(3571-357n)은 수신되는 각각의 파일럿 신호를 루프백한다. 즉, 각각의 TTVR(3571-357n)은 수신된 파일럿 신호들을 업스트림 방향으로 재전송한다. 일부 실시예에서, 각각의 TTVR(3571-357n)은 수신되는 파일럿 신호들을 필터링 및 증폭한 다음 파일럿 신호를 재전송할 수도 있다.
모든 TTVR들(3571-357n)의 TTVR 업스트림 출력 선택기(364)는, 증폭, 필터링 및 지연 유닛(362)에 저장된 증폭되고, 필터링되고 지연된 신호로 설정된다. 모든 라인들에 대한 TTVP 다운스트림 출력 선택기들(332a, 332b)은 (수신된 파일럿 신호들이 NEXT에 의해 훼손되지 않도록) 제로값들을 전송하도록 설정된다.
루프백에서 이용되는 증폭은 TTVR들(3571-357n)에 의해 많은 방식으로 이용될 수 있다. 예를 들어, 대각 증폭 행렬 L(f)는 CPE들(3501-350n)에서 전력 제약을 어기지 않고 구현될 수 있다.
상이한 실시예에서, 필터링 및 증폭 파라미터들은 업스트림 채널에 대한 지식에 기초하여 CPE들(3501-350n)에 의해 명시된다. 또는, 파라미터들은 수신된 다운스트림 파일럿 신호들의 특성에 기초하여 CPE들(3501-350n)에 의해 결정된다.
또한 S440에서, 분배 지점(310)은 루프백된 파일럿 신호들을 수신한다. 루프백된 파일럿 신호의 수신시에, TTVP(327)는 루프백 채널 계수들을 결정한다. 루프백 채널은, 다운스트림 채널, (있다면) 증폭 필터, 및 업스트림 채널의 결합으로부터 형성되는 것으로 여겨진다.
루프백 채널은 다음과 같이 정의될 수 있다:
Figure pct00013
다운스트림 루프백의 경우, 파일럿 시퀀스들은 전술된 것과 동일한 방식으로 정의될 수 있지만, 시간 영역 파일럿 pk(t,s)은 TTVP(327)로부터 LD(130k)로 전달된다. 신호들은 TTVR들(3571-357n)에 의해 업스트림으로 루프백되고, 그러면 yk(t,s)는 LD들(1301-130n)로부터 TTVP(327)로 다시 전송된 결과적인 시간 영역 값들을 나타낸다. TTVP(327)는 상기와 같이 값들 yk(t,s)를 처리하여 포스트코딩된 심볼들 Wk(f,s)를 얻고, 이것들은 수학식 6에서 상기와 같이 파일럿 심볼들과 상관되어 행 v와 열 d의 결과적 루프백 채널값의 추정치를 얻는다.
S440에서, TTVP(327)는 루프백 채널 RL을 통해 파일럿 신호 전송 결과를 수신한다. 이들 수신된 신호들은, 전송된 파일럿들에 대한 지식과 함께, 프리코더 계수들을 결정하기 위해 S450에서 이용될 수 있다. RL 및 CD에 대한 지식에 기초하여, TTVP(327)는 새로운 프리코더 계수들을 생성한다.
Figure pct00014
이것은 루프백 채널을 대각선화하여, 결과적으로 다음과 같이 된다:
Figure pct00015
여기서, L은 대각 행렬이고, i번째 대각 요소는 통신 라인 i 상의 TTVR에 의해 적용되는 루프백 증폭이다. 또 다른 실시예에서, TTVP(327)는 채널 인버스(channel inverse)에 대한 1차 근사를 이용하여 프리코더(336)에서 구현된 계수들을 업데이트할 수 있다. 즉,
Figure pct00016
중간 복잡도의 또 다른 실시예는 다음과 같다:
Figure pct00017
다운스트림 채널은 또한 다음과 같이 대각선화된다:
Figure pct00018
그 결과, 업데이트된 프리코더(336)와 다운스트림 채널의 결합은 처리 장치들(1251-125n)로부터 처리 장치들(1601-160n)로의 거의 크로스토크 없는 결과 채널을 제공하고, 업스트림 채널과 업데이트된 포스트코더의 결합은 처리 장치들(1601-160n)로부터 처리 장치들(1251-125n)으로의 거의 크로스토크 없는 결과 채널을 제공한다. 그러면, 도 4c에 도시된 바와 같이, L1-L3 상의 기존의 활성 세션에 영향을 미치지 않고, 활성 통신 세션이 라인(Ln) 상에서 확립될 수 있다. 상기 논의는 주파수 f의 단일 협대역 채널의 정황에서 주어졌다. 이 방법은, 예를 들어 이산 멀티-톤 시스템에서, 복수의 주파수들에 복수의 채널들이 있을 때에도 동작한다. 이전에 설명된 각각의 채널 행렬은 주파수의 행렬값 함수, 예를 들어 Ru(f)가 된다.
도 5는 NEXT 및 에코 상쇄와 함께 파일럿 루프백을 이용하여 크로스토크를 감소시키는 방법을 나타낸다. 도 5에 도시된 방법은 적어도 도 3e에 도시된 TTVP와 도 3f에 도시된 TTVR에 의해 수행될 수 있다. 도 5에서, TTVP는 S510에서 업스트림 파일럿을 수신하고, S520에서 포스트코더 계수들을 결정하며, S530에서 다운스트림 파일럿을 전송하고, S540에서 NEXT 상쇄기 계수들을 결정하며, S545에서 다운스트림 파일럿을 전송하고 루프백 파일럿을 수신하며, S550에서 프리코더 계수들을 결정한다.
단계들(S500, S510, S520 및 S550)은, 도 4a에 도시된 단계들(S400, S410, S420 및 S450)과 각각 동일하거나 실질적으로 동일하다. 따라서, 단계들(S500, S510, S520 및 S550)은 간소화를 위해 더 상세히 설명되지는 않을 것이다.
S530에서, TTVP는 S540에서 다운스트림 파일럿을 전송하여 NEXT 상쇄기 계수들을 결정한다. NEXT 상쇄기 계수들은 임의의 공지된 방법을 이용하여 결정될 수 있다. 게다가, S530에서, TTVR은 에코 상쇄기에서 구현되는 계수들을 결정할 수 있다.
도 5에서, 도 4의 단계들(S430 및 S440)은 순차적이 아니라 동시에 실행될 수 있다. 따라서, S545에서, TTVP는 다운스트림 파일럿을 전송하고 동시에 루프백 파일럿 신호를 수신한다. 예를 들어, 정보는, 파일럿 심볼이나 전체의 파일럿 시퀀스가 전송되는 시간보다 짧은 시간에 라인을 따라 아래로 이동할 수 있다. NEXT 상쇄기는 S540에서 트레이닝되고, 에코 상쇄기는 S530에서 트레이닝되기 때문에, 풀-듀플렉스가 이용될 수 있고 업스트림 및 다운스트림으로 전송된 신호들은 서로 간섭하지 않는다. 따라서, TTVP가 파일럿 시퀀스를 전송하는 도중에 있는 동안, TTVR은 파일럿 시퀀스의 제1 값들을 수신한다. 풀-듀플렉스 모드에서, TTVR은 다운스트림 파일럿들이 수신되자마자, TTVP가 파일럿 시퀀스의 마지막 값들의 전송을 종료하기를 기다리지 않고, 다운스트림 파일럿들의 수신된 값들을 업스트림으로 전송(루프백)하기 시작한다.
설명된 바와 같이, 도 4a 및 도 5의 방법은 디지털 업스트림 통신 세션을 요구하지 않고 다운스트림 MIMO(multiple input, multiple output) 채널의 추정을 허용한다. 결과적으로, 크로스토크를 상쇄하여 상당히 더 높은 데이터 레이트를 달성할 수 있는 MIMO 시스템을 구축하는 동안 SISO(single input, single output) 통신용으로 설계된 CPE 컴포넌트들이 이용될 수 있다.
종래의 다운스트림 추정 방법에 비해, 실시예는 SISO 채널용으로 설계된 고객측 트랜시버 하드웨어 및 소프트웨어 모듈들을 취하여 크로스토크 상쇄를 달성하면서 MIMO 컨텍스트에서 이들을 재사용하는 것을 용이하게 한다.
특히, 종래의 방법들은 CPE가 업스트림 디지털 통신 채널을 통해 오퍼레이터 측에 피드백을 제공하는 것이다. 이 피드백은, 다운스트림 채널 파라미터의 양자화된 추정, 또는 수신된 파일럿 신호, 에러 신호 등의 양자화된 측정의 형태일 수 있다. G.vector 표준은 종래의 접근법의 대표적 예로서 간주될 수 있다.
예를 들어, SISO(VDSL2)와 관련하여 MIMO(G.vector)에 의해 도입되는 변경은 보통의 SISO 초기화 프로시져가 MIMO 추정 단계 동안에 적어도 한 번 중단된다는 것을 포함한다. 이것은, 크로스토크 추정에 필요한 기본 통신 채널 업스트림을 확립하기 위해 소정 초기화가 요구되기 때문이다. 그러나, 초기화는 크로스토크 추정이 완료될 때까지 최적화될 수 없다. 트레이닝 정보의 업스트림 피드백을 위한 채널이 확립되어야 한다. G.vector의 경우, 초기화 동안의 피드백을 위한 특별한 채널이 생성되고, 일상적인 동작 동안의 피드백을 위한 또 다른 메커니즘이 정의된다. 에러 측정 또는 크로스토크 추정이 수집된 다음 피드백 채널 상에 전송될 필요가 있다. 이 프로세스는 구성되고 관리될 필요가 있다.
결과적으로, 종래 방법에서 디지털 피드백은, SISO만을 처리할 필요가 있는 시스템에 비해, 소프트웨어, 펌웨어 및/또는 하드웨어에 대한 상당한 변경을 요구한다.
대조적으로, 실시예에서, MIMO 기능은 SISO 기능과는 분리된다. 신호 경로의 관점에서, 루프백은, 아날로그-대-디지털 변환 직후에, 처리 체인에서 조기에 발생한다. 따라서, 피드백을 제공하는 것에 관여된 회로들은 나머지 SISO 컴포넌트들과는 물리적으로 또는 논리적으로 분리될 수 있다.
시간의 관점에서, MIMO 트레이닝은 일상적인 SISO 트레이닝 절차 이전에 모두 이루어질 수 있다. 따라서, SISO 트레이닝 소프트웨어 또는 펌웨어를 변경할 필요성은 거의 없거나 전혀 없다 ― MIMO 채널은 SISO 초기화 프로세스가 시작하기 전에 대각선화된다(사실상 복수의 SISO 채널을 생성).
전술된 바와 같이, 실시예들은 단거리에서(예를 들어, 200m 미만) 크로스토크를 감소 및/또는 제거하는 명료한 방법을 제공한다. 분배 지점은 단지 200m 떨어져 있기 때문에, 홈 네트워크 G.hn 처리 장치는 크로스토크를 감소시키는 시스템에서 이용될 수 있다. 또한, 전문화된 처리 장치 대신에 G.hn 처리 장치를 이용하는 것을 비용을 줄여준다.
실시예들이 지금까지 설명되었지만, 실시예들은 많은 방식으로 달라질 수 있다는 것은 명백할 것이다. 이러한 변형은 실시예들의 사상과 범위로부터의 이탈로서 간주되어서는 안 되고, 당업자에게는 자명하겠지만 이러한 모든 수정은 청구항의 범위 내에 포함되는 것으로 의도한다.

Claims (15)

  1. 시스템(300)으로서,
    시간 영역에서 각각 복수의 원격 트랜시버(3501-350n)로부터 복수의 업스트림 파일럿 신호를 수신하고, 상기 복수의 업스트림 파일럿 신호에 기초하여 채널 계수들을 결정하며, 상기 채널 계수들에 기초하여 필터 계수들을 결정하고, 복수의 처리 장치(1251-125n)의 물리 층들로의 시간 영역에서의 상기 업스트림 파일럿 신호들의 전송을 제어하도록 구성된 프로세서(327) ― 상기 복수의 처리 장치(1251-125n)는 상기 프로세서(327)를 통해 상기 복수의 원격 트랜시버(3501-350n)와 통신하도록 구성됨 ― 를 포함하는 시스템(300).
  2. 제1항에 있어서, 상기 프로세서(327)는 주파수 영역에서 상기 필터 계수들을 결정하도록 구성된 것인 시스템(300).
  3. 제1항에 있어서, 상기 업스트림 파일럿 신호들은 직교 주파수-분할 멀티플렉싱(OFDM; orthogonal frequency-division multiplexing) 신호들인 것인 시스템(300).
  4. 제1항에 있어서, 상기 프로세서(327)는 초기 신호들을 전송하고 상기 초기 신호들의 루프백 신호들(loop-back signals)로서 시간 영역에서 상기 복수의 업스트림 파일럿 신호를 수신하도록 구성된 것인 시스템(300).
  5. 제1항에 있어서, 상기 복수의 처리 장치들(1251-125n)은 단일-입력-단일-출력 장치들인 것인 시스템(300).
  6. 제3항에 있어서,
    입력 데이터를 상기 프로세서(327)에 전송하고 ― 상기 입력 데이터는 시간 영역에 있고 상기 프로세서(327)는 상기 입력 데이터를 주파수 영역으로 변환하도록 구성됨 ―, 상기 필터 계수들에 기초하여 주파수 영역의 상기 입력 데이터를 필터링하며, 상기 필터링된 입력 데이터를 시간 영역의 출력 데이터로 변환하도록 구성된 상기 복수의 처리 장치(1251-125n) 중 적어도 하나를 더 포함하는 시스템(300).
  7. 제1항에 있어서, 상기 프로세서(327)는 다중-입력-다중-출력 장치인 것인 시스템(300).
  8. 제7항에 있어서,
    상기 복수의 처리 장치(1251-125n)를 더 포함하고, 상기 복수의 처리 장치(1251-125n) 각각은, 입력 데이터를 상기 프로세서(327)에 전송하고 ― 상기 입력 데이터는 시간 영역에 있고 상기 프로세서(327)는 상기 입력 데이터를 주파수 영역으로 변환하도록 구성됨 ―, 상기 필터 계수들에 기초하여 주파수 영역의 상기 입력 데이터를 필터링하며, 상기 필터링된 입력 데이터를 시간 영역의 출력 데이터로 변환하도록 구성된 것인 시스템(300).
  9. 제1항에 있어서, 상기 프로세서(327)는 복수의 디지털 이산-시간 시퀀스로서 상기 복수의 업스트림 파일럿 신호를 수신하도록 구성된 것인 시스템(300).
  10. 제1항에 있어서, 상기 프로세서(327)는 복수의 제1 신호 ― 각각의 상기 제1 신호는 디지털 이산-시간 시퀀스임 ― 를 이용하여 상기 복수의 처리 장치(1251-125n)와 통신하도록 구성된 것인 시스템(300).
  11. 제1항에 있어서, 상기 필터 계수들은 NEXT 상쇄기 계수들인 것인 시스템(300).
  12. 제1항에 있어서, 상기 프로세서(327)는, 상기 프로세서(327)가 상기 필터 계수들을 결정할 때까지 제1 처리 장치가 제1 원격 트랜시버와 통신하는 것을 방지하도록 구성된 것인 시스템(300).
  13. 제1항에 있어서, 상기 프로세서(327)는 상기 복수의 업스트림 파일럿 신호를 수신하고 동시에 다운스트림 파일럿 신호를 전송하도록 구성된 것인 시스템(300).
  14. 시스템(300)으로서,
    시간 영역의 입력을 수신하고, 상기 입력을 주파수 영역으로 변환하며, 상기 주파수 영역의 상기 입력을 크로스토크를 억제하기 위해 필터 계수들에 기초하여 필터링하며, 상기 필터링된 입력을 시간 영역의 출력 데이터로 변환하도록 구성된 프로세서(327)를 포함하는 시스템(300).
  15. 제14항에 있어서,
    시간 영역의 상기 입력을 생성하도록 구성된 처리 장치(1251)를 더 포함하는 시스템(300).
KR1020147025586A 2012-02-17 2013-02-11 크로스토크를 감소시키기 위한 방법 및 시스템 KR20140125432A (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/399,479 2012-02-17
US13/399,479 US8761294B2 (en) 2012-02-17 2012-02-17 Methods and systems for reducing crosstalk
PCT/US2013/025605 WO2013122883A1 (en) 2012-02-17 2013-02-11 Methods and systems for reducing crosstalk

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20140125432A true KR20140125432A (ko) 2014-10-28

Family

ID=47747850

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020147025586A KR20140125432A (ko) 2012-02-17 2013-02-11 크로스토크를 감소시키기 위한 방법 및 시스템

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8761294B2 (ko)
EP (1) EP2815515A1 (ko)
JP (1) JP6014686B2 (ko)
KR (1) KR20140125432A (ko)
CN (1) CN104254979B (ko)
WO (1) WO2013122883A1 (ko)

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9143195B2 (en) * 2011-07-07 2015-09-22 Adtran, Inc. Systems and methods for communicating among network distribution points
US9414372B2 (en) * 2012-03-16 2016-08-09 Qualcomm Incorporated Digital filter control for filter tracking speedup
EP2843845B1 (en) * 2013-08-30 2016-05-25 Alcatel Lucent Randomization of crosstalk probing signals
US9722765B2 (en) 2013-10-17 2017-08-01 Ikanos Communications, Inc. Method and apparatus for managing processing in TDD frames to enable power dissipation reduction
US9338069B2 (en) * 2013-12-09 2016-05-10 Broadcom Corporation Broadband modem and network termination with channel learning and methods for use therewith
CN105379134B (zh) * 2014-04-30 2017-07-21 华为技术有限公司 一种dsl系统中抵消线路串扰的方法、设备和系统
WO2015179565A1 (en) * 2014-05-20 2015-11-26 Ikanos Communications, Inc. Method and apparatus for managing joining events for g.fast vectoring with discontinuous operation
ES2632281T3 (es) 2014-07-03 2017-09-12 Alcatel Lucent Operación de vectorización mejorada con desagrupación de bucle único
US9800720B2 (en) * 2014-12-12 2017-10-24 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Systems and methods for determining non-linear precoding coefficients
US10673603B2 (en) * 2015-10-23 2020-06-02 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Integrated circuit with radio frequency interconnect
CN109196785A (zh) * 2016-05-06 2019-01-11 创世纪技术系统公司 近端串扰消除
US9848342B1 (en) * 2016-07-20 2017-12-19 Ccip, Llc Excursion compensation in multipath communication systems having performance requirements parameters
EP3504803A1 (en) * 2016-08-29 2019-07-03 British Telecommunications Public Limited Company Method and apparatus for transmitting data over metallic wire pairs
EP3331170A1 (en) * 2016-12-05 2018-06-06 Alcatel Lucent Method and communication unit for combined precoding and near-end crosstalk cancellation
US11411603B2 (en) * 2017-09-15 2022-08-09 Intel Corporation Device for transmitting and receiving on a copper wire installed at a customer premise
US10924253B2 (en) * 2017-12-18 2021-02-16 Arris Enterprises Llc Full duplex expander in a full duplex network
EP3503419B1 (en) * 2017-12-20 2021-06-30 Nokia Solutions and Networks Oy Full-duplex vector processing
US10873366B2 (en) * 2018-04-16 2020-12-22 Intel Corporation Virtual distribution point architecture
US11082089B2 (en) * 2019-09-11 2021-08-03 Newwire Systems, Inc. Single-ended vectored DSL system
GB201915815D0 (en) * 2019-10-31 2019-12-18 Nokia Solutions & Networks Oy Direct channel characterization for discontinuous time-frequency operation
CN114553271B (zh) * 2020-11-25 2023-07-28 中国电信股份有限公司 单缆mimo分布系统和单缆mimo信号处理方法

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6904110B2 (en) * 1997-07-31 2005-06-07 Francois Trans Channel equalization system and method
US7697619B2 (en) * 2004-06-09 2010-04-13 Marvell World Trade Ltd. Training sequence for channel estimation in a data transmission system
US7471732B2 (en) 2004-08-06 2008-12-30 Aktino, Inc. Method and apparatus for training using variable transmit signal power levels
US7561627B2 (en) * 2005-01-06 2009-07-14 Marvell World Trade Ltd. Method and system for channel equalization and crosstalk estimation in a multicarrier data transmission system
EP1860792A1 (en) * 2005-03-30 2007-11-28 Matsusita Electric Industrial Co., Ltd. Wireless communication method, wireless communication system, and wireless communication device
JP4883091B2 (ja) * 2006-11-22 2012-02-22 富士通株式会社 Ｍｉｍｏ−ｏｆｄｍ通信システム及びｍｉｍｏ−ｏｆｄｍ通信方法
EP2012517A1 (en) * 2007-07-04 2009-01-07 Nokia Siemens Networks Oy Method and device for data processing and communication system comprising such device
EP2046004A1 (en) * 2007-10-03 2009-04-08 Alcatel Lucent Method and apparatus for estimating crosstalk
US8717862B2 (en) 2008-01-07 2014-05-06 Lantiq Deutschland Gmbh Communication apparatus and method
WO2010002908A2 (en) * 2008-07-01 2010-01-07 Vector Silicon, Inc. Reduced memory vectored dsl
EP2356790B1 (en) * 2008-08-13 2015-06-24 Ikanos Communications, Inc. Alien interference removal in vectored dsl
US8218419B2 (en) * 2009-02-12 2012-07-10 Alcatel Lucent Simultaneous estimation of multiple channel coefficients using a common probing sequence
US8243578B2 (en) * 2009-02-12 2012-08-14 Alcatel Lucent Simultaneous estimation of multiple channel coefficients using a common probing sequence
EP2271021B1 (en) * 2009-06-24 2012-01-04 Alcatel Lucent Joint signal processing across a plurarity of line termination cards
US8498408B2 (en) * 2009-06-29 2013-07-30 Alcatel Lucent Crosstalk estimation and power setting based on interpolation in a multi-channel communication system
EP2489133B1 (en) * 2009-07-20 2016-11-09 Lantiq Deutschland GmbH Method and apparatus for vectored data transmission
US20110075834A1 (en) * 2009-09-30 2011-03-31 Ashikhmin Alexei E Crosstalk control using delayed post-compensation in a multi-channel communication system
US8537655B2 (en) 2011-01-28 2013-09-17 Alcatel Lucent Multiplicative updating of precoder or postcoder matrices for crosstalk control in a communication system
CN102111186A (zh) * 2011-02-16 2011-06-29 华为技术有限公司 绑定数字用户线路信道的信号处理方法、装置与系统

Also Published As

Publication number Publication date
US20130215935A1 (en) 2013-08-22
US8761294B2 (en) 2014-06-24
CN104254979A (zh) 2014-12-31
EP2815515A1 (en) 2014-12-24
JP2015513827A (ja) 2015-05-14
CN104254979B (zh) 2016-12-21
WO2013122883A1 (en) 2013-08-22
JP6014686B2 (ja) 2016-10-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101579398B1 (ko) 크로스토크를 감소시키기 위한 방법 및 시스템
JP6014686B2 (ja) 漏話を低減する方法およびシステム
US9225826B2 (en) Method, apparatus and system for compatibility with VDSL2 legacy customer premises equipment
EP2464026B1 (en) Time-Alignment of Crosstalk Acquisition Phases between Multiple Joining Lines
US8619843B2 (en) Alien interference removal in vectored DSL
US9985685B2 (en) Power spectrum density optimization
CN108476037B (zh) 一种用于目标矩形调节的方法和向量化控制器
US8427933B2 (en) Method and apparatus for DMT crosstalk cancellation
EP2858255A1 (en) Method for robust crosstalk precoder training in channels with impulse noise
EP2573946B1 (en) Power adaptation avoidance during crosstalk measurements
WO2014015813A1 (en) Time Division Multiple Access Far End Crosstalk Channel Estimation
EP3251223B1 (en) Multi-user multiple-input and multiple-output for digital subscriber line
EP2514109B1 (en) Crosstalk control method and apparatus using a bandwidth-adaptive precoder interface
EP3039793B1 (en) Methods and systems for activating and deactivating communication paths
EP2955857B1 (en) In-service estimation of vectoring performance metrics
EP2552068B1 (en) Signal delaying for compensating for a group delay difference between direct and crosstalk signals
EP3306825B1 (en) Two-step initialization procedure for adaptive analog echo cancellation

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application