CN104254979B - 用于减少串音干扰的方法和系统 - Google Patents

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Abstract

至少一个示例实施例公开了一种系统，该系统包括：处理器，被配置为在时域中分别从多个远程收发器接收多个上行导频信号，基于多个上行导频信号确定信道系数，基于信道系数确定滤波器系数，并且被配置为控制上行导频信号在时域中向多个处理设备的物理层的传输，该多个处理设备被配置为通过该处理器与多个远程收发器进行通信。

Description

用于减少串音干扰的方法和系统
技术领域
本公开涉及通信系统。更具体地，本公开涉及减少串音干扰的通信系统。
背景技术
数字用户线(DSL)在容量方面的性能取决于许多因素，比如衰减和噪声环境。DSL传输系统的性能受到从一个双绞线到具有相同的捆绑物的另一双绞线、并且在较小的程度上到相邻的捆绑物中的绞线的串音干扰的影响。
因此，串音干扰可以跨多个双绞线影响数据速率。
例如，诸如相互靠近地布置的两条VDSL2线路的两条通信线路在彼此中感生信号。由于从通信线路的周围中的其他源感生的串音和噪音，所以在这些线路上输送的数据可能受到串音和噪声的影响和损坏。通过减少在通信线路上感生的串音或者补偿在通信线路上感生的串音，可以减少被损坏的数据的数量并且信息可以被可靠地传送的速率得以增加。
可以使用串音信道补偿滤波器来减少通信线路上的串音的影响并且对串音进行补偿以几乎完全地除掉该问题。
每个通信线路是可能的干扰者线路，其在一个或多个受害者线路中感生串音。通过跨所有的线路发送测试信号，有可能确定每个干扰者线路对受害者线路的影响。测试信号可以通过如下的方式特征化，在该方式中，功率被分配给一个或多个音调或频率。例如，可以使用在小频率范围内的特定功率电平来发送测试信号。受害者线路可以注意到在该频率范围中的这样的功率并且能够确定该功率的幅度。在特定线路上所感生的串音的影响的幅度是很好的参考以确定特定串音干扰者对于该受害者的影响有多强，或者哪些频率或音调易受某些串音干扰者到该受害者中的串音的影响。
预编码(也称为预补偿)技术基于从外部源发送被添加到数据信号的、用于对受害者线路上的串音进行补偿的附加信号。因此，取代通过以适当的方式配置通信线路来减少串音的影响或者避免串音作用，可以使用预编码来补偿通信信道上的串音的影响。预编码技术基于包括幅度和相位信息二者的串音信道信息。这样的信息可以从比如限幅器误差和信噪比(SNR)的测量结果中获得。用于预编码的这样的测量结果的具体例子是使用导频序列和误差反馈。G.victor中的导频序列的使用在2010年4月的ITU G.993.5的系列G SeriesG:Transmission Systems and Media,Digital Systems and Networks中的“Self-FEXTcancellation(vectoring)for use with VDSL2transceivers”中有所描述，其整体内容通过引用结合于此。
发明内容
示例实施例针对用于减少串音的方法和系统。此外，根据示例实施例的方法和系统提高了跨经受相互串音干扰的短的铜双绞线的数据速率。系统可以是低成本的系统，因为组件可以在相对高容量的网络互联市场中使用。
示例实施例可以在这样的环境中实现，在该环境中，使用光纤以数百Mbps向分配点提供宽带接入，分配点后是长度小于200m的铜双绞线。换句话说，示例实施例可以在运营商靠近用户(例如，在200m内)定位的位置处实现。
至少一个示例实施例公开了一种系统，其包括处理器，该处理器被配置为在时域分别从多个远程收发器接收多个上行导频信号，基于多个上行导频信号确定信道系数，基于信道系数确定滤波器系数，并且被配置为控制上行导频信号在时域向多个处理设备的物理层的传输，该多个处理设备被配置为通过处理器与多个远程收发器进行通信。
在一个示例实施例中，处理器被配置为在频域中确定滤波器系数。
在一个示例实施例中，上行导频信号是正交频分复用(OFDM)信号。
在一个示例实施例中，处理器被配置为从多个远程收发器请求多个上行导频信号。
在一个示例实施例中，处理器被配置为发送初始信号并且在时域接收多个上行导频信号作为初始信号的回送信号。
在一个示例实施例中，处理器被配置为在确定滤波器系数之后接收上行数据采样。
在一个示例实施例中，多个处理设备是单输入单输出设备。
在一个示例实施例中，该系统还包括该多个处理设备中的至少一个处理设备，其被配置为向处理器发送输入数据，该输入数据处于时域中，并且处理器被配置为将输入数据变换成频域，基于滤波器系数在频域对输入数据进行滤波，并且将滤波后的输入数据变换成输出数据，该输出数据处于时域中。
在一个示例实施例中，处理器是多输入多输出设备。
在一个示例实施例中，该系统还包括多个处理设备，该多个处理设备中的每一个被配置为向处理器发送输入数据，该输入数据处于时域中，并且处理器被配置为将输入数据变换成频域，基于滤波器系数在频域对输入数据进行滤波，并且将滤波后的输入数据变换成输出数据，该输出数据处于时域中。
在一个示例实施例中，处理器被配置为接收多个上行导频信号作为多个数字离散时间序列。
在一个示例实施例中，处理器被配置为使用多个第一信号与多个处理设备进行通信，每个第一信号是一个数字离散时间序列。
在一个示例实施例中，滤波器系数是NEXT消除器系数。
在一个示例实施例中，处理器被配置为防止第一处理设备与第一远程收发器进行通信，直到处理器确定了滤波器系数。
在一个示例实施例中，处理器被配置为在第一模式中对在多个处理设备和多个远程收发器之间的通信分别进行滤波，并且被配置以在第二模式中产生下行导频信号。
在一个示例实施例中，处理器被配置为接收多个上行导频信号并同时发送下行导频信号。
至少另一个示例实施例公开了一种系统，其包括处理器，处理器被配置为在时域接收输入，将输入变换成频域，基于滤波器系数在频域对输入数据进行滤波以便抑制串音，并且将滤波后的输入变换成输出数据，该输出数据处于时域中。
在一个示例实施例中，该系统还包括处理设备，被配置为在时域生成输入。
在一个示例实施例中，处理设备是单输入单输出设备。
在一个示例实施例中，该系统还包括线路驱动器，被配置为接收输出数据并且发送输出数据。
附图说明
示例实施例将从结合附图进行的以下详细描述中更加清楚地理解示例实施例。图1-5表示本文所描述的非限制性的、示例实施例。
图1图示一个常规DSL系统；
图2图示另一常规DSL系统；
图3A图示根据一个示例实施例的系统；
图3B图示图3A的系统的体系结构；
图3C图示根据一个示例实施例的TTVP；
图3D图示根据一个示例实施例的TTVR；
图3E图示根据一个示例实施例的具有回波和NEXT消除的TTVP；
图3F图示根据一个示例实施例的具有回波消除的TTVR；
图4A图示根据一个示例实施例的使用导频回送来减少串音的方法；
图4B图示图4A的方法中的阶段；
图4C图示图4A的方法中的阶段；以及
图5图示根据一个示例实施例的使用带有NEXT和回波消除的导频回送来减少串音的方法。
具体实施方式
将参考在其中图示一些示例实施例的附图对各种示例实施例进行更全面地描述。
因此，虽然示例性实施例能够具有各种修改和替代形式，其实施例在附图中以示例的方式示出，并且将在此进行详细描述。然而，应当理解，没有意图将示例实施例局限于所公开的特定形式，而是相反的，示例性实施例将覆盖落入权利要求范围内的所有修改、等效物、和替代方案。在整个附图说明中，相同的附图标记表示相同的元件。
应当理解，尽管术语第一、第二等可在本文中用来描述各种元件，但是这些元件不应该受这些术语的限制。这些术语仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，第一元件可以被称为第二元件，类似地，第二元件可以被称为第一元件，而不脱离示例性实施例的范围。如本文所使用的，术语“和/或”包括一个或多个相关列出项的任何和所有组合。
应当理解，当一个元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，它可以直接连接或耦合到其它元件，或者可以存在中间元件。相反，当一个元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，则不存在中间元件。用于描述元件之间关系的其他词语应该以相同的方式解释(例如，“在……之间”与“直接在……之间”、“相邻”与“直接相邻”等)。
本文使用的术语仅仅是为了描述特定实施例，而并不旨在限制示例性实施例。如本文所用的，单数形式“一个(a)”、“一个(an)”和“该”也旨在包括复数形式，除非上下文另外明确地指出。应当进一步理解，术语“包含(comprises)”、“包含(comprising)”、“包括(includes)”和/或“包括(including)”当在本文使用时，表示所陈述的特征、整体、步骤、操作、元件和/或组件的存在，但不排除存在或添加一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。
还应当注意，在一些替代实施方式中，提到的功能/动作可以不按附图中提到的顺序发生。例如，连续示出的两个附图实际上可以被基本上同时地执行，或者有时可以以相反的顺序执行，这取决于所涉及的功能/行为。
除非另外限定，所有本文使用的术语(包括技术和科学术语)具有与示例性实施例所属领域的普通技术人员通常理解的相同含义。应当进一步理解，术语，例如在通常使用的词典中定义的那些术语，应被解释为具有这样的含义，即与它们在相关领域上下文中的含义，并且不应被解释为理想化的或过度正式的意义，除非本文明确地如此定义。
部分示例性实施例和相应的详细描述以软件或算法和对计算机存储器内数据比特的操作的象征物的形式表示。本领域技术人员可以通过这些描述和表示有效地将他们工作的实质传达给其它本领域普通技术人员。本文使用的术语算法，如它通常地使用，被设想为是产生所期望结果的有条理的步骤序列。所述步骤需要物理量的物理操作。通常，尽管不是必须的，这些物理量采用光、电或磁信号的形式，其能够被存储、传送、组合、比较以及以其他方式操作。已经证明有时，主要出于通用的原因，将这些信号称为比特、数值、元素、符号、字符、项目、数字等是方便的。
在下面的描述中，将参考操作的动作和象征物(例如以流程图的形式)描述示例性实施例，操作的动作和象征物可以被实施为程序模块或功能过程，包括例程、程序、对象、组件、数据结构等，它们执行特定任务或实现特定的抽象数据类型，并且可以在现有网络元件或控制节点上使用现有硬件来实现。这种现有的硬件可以包括一个或多个中央处理单元(CPU)、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路、现场可编程门阵列(FPGA)计算机等。
除非另有特别说明，或者从讨论中显而易见的，术语例如“处理”或“计算”或“运算”或“确定”或“显示”等，指的是计算机系统或类似电子计算设备的动作和过程，其将计算机系统寄存器和存储器中表示为物理、电子量的数据操作和变换为计算机系统存储器或寄存器或其它这种信息存储、传输或显示设备中的类似地表示为物理量的其它数据。
还应注意到，示例实施例的软件实施方面通常被编码在某种形式的有形(或记录)存储介质上。有形存储介质可以是磁性的(例如软盘或硬盘驱动器)或光学的(例如，光盘只读存储器，或“CDROM”)，并且可以是只读或随机存取的。示例性实施例不局限于任何给定实现的这些方面。
在提供数据网络接入到家庭和企业的情景中，已经使用和提出了被统称为FTTx的各种技术。在这些技术中，数据被使用光纤从网络运营商输送到中间位置，并且数据被使用双绞铜线上的DSL传输被从中间位置输送到用户位置。术语FTTdp是指这样的场景，其中中间位置是“分配点”，服务处于小于200m的距离内的多达几十个用户。国际电信联盟(ITU)已经建立了工作组以制定目前被称为G.fast的建议，其目的是建立基于标准的针对FTTdp的技术。示例实施例提供了应用，比如在FTTdp网络的双绞分段以高速率(例如200Mbps)传送数据。
图1图示被配置为实现G.fast的常规系统。如图所示，系统100包括分配点110和用户终端设备(CPE)1501-150n。分配点110和1501-150n可以被配置为实施FTTdp。在一些示例实施例中，分配点110可以是DSLAM(数字用户线路接入复用器)。在其他示例实施例中，分配点110可以包括与每个用户相关联的单个的光学网络单元(ONU)，以及连接的四根光纤。四个用户在单条线路中的复用会发生在网络的光纤部分中。每个CPE 1501-150n例如可以处于单独的家庭或办公室中，具有它自己的CPE。此外，CPE 1501-150n中的每一个可以发送和接收数据，并且因此可以被称为收发器。
系统100例如可以是DSL系统、VDSL系统或VDSL2系统。
分配点110可以处于运营商的控制下。分配点110包括被配置为与网络处理器(NP)120进行通信的ONU 115。正如所知，ONU 115在光纤通道上向位于中央办公室的光线路终端(OLT)提供高带宽数据连接。ONU将接收的下行数据帧或分组传送至NP 120，NP 120然后确定帧或分组的目的地并且相应地将它们转发到适当的G.fast接口。类似地，在上行方向上，NP 120将帧或分组从G.fast接口转发至ONU 115。
NP 120向处理设备1251-125n提供信号。处理设备1251-125n中的每个处理设备提供G.fast接口。虽然示出的处理设备1251-125n的数目为四个，但是处理设备1251-125n的数目可以比四个更多或者更少。处理设备1251-125n可以是物理层单输入单输出(SISO)处理设备。在一个示例中，处理设备1251-125n被构建用于G.hn(G.9960)家庭联网标准并且使适合于点到点通信。G.hn家庭联网标准阐明了用于比如例如机顶盒、笔记本电脑和智能电源箱的家庭设备的通信标准。G.hn家庭联网标准允许这些家庭设备以高数据速率进行通信。
处理设备1251-125n中的每个处理设备可以经过关联的线路驱动器(LD)1301-130n通过通信线路L1-Ln与CPE 1501-150n中的每个CPE进行通信。通信线路L1-Ln可以是运送电磁信号的双绞线。应当理解，通信不局限于双绞线。系统100例如可以使用G.hn信号、VDSL信号、和以太网信号进行通信。每对处理设备1251-125n和关联的LD 1301-130n可以发送和接收数据，并且因此可以被称为收发器。
处理设备1251-125n对数据进行调制，生成至LD 1301-130n的由值的采样序列构成的时域数字信号以便发送。LD 1301-130n然后将数字信号转换成模拟形式，对其进行放大，并且通过相应的通信线路L1-Ln将模拟信号发送至相应的CPE 1501-150n。
图1示出总共四条连接到分配点110的通信线路。然而，分配点可以连接到大于四条的通信线路。另外，预编码组可以不局限于连接到单个分配点的线路。预编码组例如可以包含在多个分配点上分配的几十条线路。在这种情况下，可能需要分配点之间的协调。此外，图1仅示出了通信网络中的与理解示例实施例相关的元件。因此，在该图中未示出比如与分配点相连接的网络设备、将分配点连接到这样的设备的链接、中间设备等的元件。
虽然示出的CPE 1501-150n的数目为四个，但是处理设备CPE1501-150n的数目可以比四个更多或者更少。CPE 1501-150n中的每个CPE包括相关联的线路驱动器1551-155n和处理设备1601-160n。
处理设备1601-160n可以与处理设备1251-125n相同或基本相同，并且因此为了简洁起见将不对其进行更详细的描述。
在图1中，分配点110和CPE 1501-150n分开一段距离，该距离处于适合于使用与在G.hn家庭联网标准中阐明的调制技术相同或类似的调制技术进行的高数据速率通信的通信距离内(例如，对于200Mbps的通信在200m内)。因此，处理设备1251-125n和处理设备1601-160n可以是G.hn处理设备。如果G.hn处理设备针对家庭联网市场以大批量生成，则这样的处理设备可以比专门设计用于FTTdp市场的处理设备便宜。因此，系统100相对于专门设计用于FTTdp的处理设备成本减少。
为了使G.hn标准适合于点到点FTTdp应用，可能需要一些改变。在G.hn中，多个收发器共享单个传输介质，并且因此DMT符号的传输通过介质访问控制协议进行协调。FTTdp场景的环路拓扑偏爱调度符号传输，并且特别地，使上行传输和下行传输的时段交替。在G.hn中，接收器基于在每个数据帧之前发送的前导码符号确定信道系数。对于FTTdp，很可能会使用初始化过程来确定信道系数，并且通过偶尔的跟踪来对其进行维持。尽管如此，调制和解调数据符号所需要的大部分核心信号处理可以是相同的。
通信线路L1-Ln可以相应地从分配点110延伸到CPE 1501-150n。
然而，如果通信线路L1-Ln没有被充分地物理分离，则系统100可能会经受串音。
更具体地，线路L1-Ln中的任何一条线路可以被认为是受害者线路，而其余线路L1-Ln可以被认为干扰者线路。线路L1-Ln中的每条线路可以与用于相关联。出于清楚和简洁起见，L1将被描述为受害者线路。
近端串音(NEXT)是在例如干扰者线路的通信线路L2-Ln的一侧发送的信号和在受害者线路L1的同一端的收发器(未示出)处的信号之间发生的耦合。例如，从LD 1302发送的信号到LD 1301处的接收器中的耦合是近端串音。
与NEXT相反，远端串音(FEXT)例如发生在从分配点110发送到干扰者线路L2-Ln中的信号耦合到受害者线路L1并且引起对CPE 1501处的接收器的干扰时，或者发生在从CPE1502-150n发送到干扰者线路L2-Ln中的信号耦合到受害者线路L1并且引起在LD1301处接收器的干扰时。
在系统100中，数据速率可能受到通信线路L1-Ln之间的串音干扰的影响。
为了避免串音干扰，可以将调度器添加到分配点110。调度器一次允许一个用户发送。需要定义在G.hn处理设备1251-125n和调度器之间的接口。以这种方式，每个用户都可以实现高的峰值速率，而不会受到串音的影响。
然而，在使用调度器时，通信线路L1-Ln变为共享介质，并且平均数据速率与活动线路的数目成反比。使用调度器，一次仅有一个活动线路。
为了提高性能，可以使用向量化。向量化也称为串音消除。取代进行调度，串音消除提高了数据速率并且允许在多条线路上的同时通信。在VDSL2中的串音消除在ITUG.993.5中有所描述，描述在2010年4月的ITU G.993.5的系列G：Series G:TransmissionSystems and Media,Digital Systems and Networks的“Self-FEXT cancellation(vectoring)for use with VDSL2transceivers”中，其也被称作G.vector建议。
G.vector向VDSL2添加了串音消除能力。这允许跨越介质距离(例如，几百米)的高数据速率(例如，几十个Mbps)。但是VDSL2标准的到30MHz的限制不允许G.vector完全利用能够在200m以下的短距离上实现的数据速率。换句话说，通过VDSL2设备发送的信号仅被允许使用从0到30MHz的频率。这在过去不是一个问题，因为比30MHz更高的频率经过双绞线电缆不会行进很远。但是现在FTTdp正在被考虑，因为电缆很短，所以信号不是必须行进地很远，并且因此适当大于30MHz的频率是有用的。
图2图示用于向量化(串音消除)的常规系统。如在图2中所示，系统200包括分配点210和用户端设备(CPE)2501-250n。
在系统200中，在G.vector中定义的技术被扩展到使用更高传输带宽以获得高得多的速率的新的物理层标准。分配点210可以处在运营商的控制下。分配点210包括被配置为与NP 220进行通信的光网络单元(ONU)215。ONU 215和NP 220分别与ONU 115和NP 120相同，并且因此将不被更加详细地描述。
NP 220向处理设备2251-225n提供信号。虽然示出的处理设备2251-225n的数目为四个，但是处理设备2251-225n的数目可以比四个更多或者更少。处理设备2251-225n被构建用于G.hn(G.9960)家庭联网标准并且使适合用于点到点通信。
分配点210还包括频域向量处理器(FDVP)222。FDVP 222与处理设备2251-225n进行通信。
更具体地，在下行方向中，FDVP 222从处理设备2251-225n接收频域信号，应用串音滤波器系数以相对串音预补偿信号数据，并且向处理设备2251-225n提供预补偿后的信号数据。例如，假定物理层是基于离散多音调(DMT)信令，则频域数据可以包括复数值的序列表示，表示要在多个音调(也被称作子载波)中的每个音调上发送的星座点。处理设备2251-225n处理预补偿后的频域数据以生成预补偿后的时域信号，其然后被发送至线路驱动器2301-230n。在上行方向中，处理设备2251-225n从线路驱动器2301-230n接收串音污染的时域信号，并且将其转换成串音污染的频域信号数据。FDVP 222从处理设备2251-225n接收串音污染的频域信号数据，应用串音滤波器系数以针对串音后补偿所接收的信号，并且向处理设备2251-225n提供经后补偿的频域信号数据。处理设备2251-225n然后继续处理频域信号数据以对预期的上行信息进行解调。
FDVP 222根据由G.vector支持的基于导频的估计算法在频域中确定串音滤波器系数。该算法基于在上行和下行发送导频序列，测量误差信号，转发误差信号至FDVP 222，并且使误差信号与所发送的导频相关。
处理设备2251-225n中的每个处理设备可以经过关联的线路驱动器(LD)2301-230n通过通信线路L1-Ln与CPE 2501-250n中的每个CPE进行通信。例如，处理设备2251可以向LD2301提供时域信号用于通过通信线路L1向CPE 2501输送用户数据的目的。除了向LD2301提供时域信号之外，处理设备2251向FDVP 222提供另外的信号，其基于串音滤波器系数、连同来自处理设备2252-225n的类似的另外的信号而被处理。在预补偿或后补偿之后，FDVP 222提供返回信号至处理设备2251，其进一步由处理设备2251以减少和/或消除源自另外的线路L2-Ln的串音的方式进行处理。
CPE 2551-255n中的每个CPE包括线路驱动器2551-255n和处理设备2601-260n。线路驱动器2551-255n中的每个线路驱动器可以与线路驱动器(LD)2301-230n相同或基本相同。
为了实现FDVP 222，处理设备2251-225n必须被配置为能够实现串音消除。特别地，创建允许处理设备2251-225n向FDVP 222并且从FDVP 222传送频域数据的接口。此外，用于控制处理设备2251-225n的硬件或软件必须提供用于发送下行导频信号、用于估计与上行导频信号有关的误差信号、并且用于向FDVP 222转发误差信号的机制。用于控制处理设备2601-260n的硬件或软件必须提供用于发送上行导频信号、用于估计与下行导频信号有关的误差信号、并且用于通过上行通信信道向处理设备2251-225n转发误差信号的机制。用于在处理设备2251-225n和处理设备2601-260n之间建立新通信会话的初始化过程必须被修改以避免这些通信设备之间的活动通信会话的中断。由于需要来支持向量化的所有特别特征，所以处理设备2251-225n和处理设备2601-260n需要与图1所示的处理设备1251-125n和处理设备1601-160n实质上不同。因此，不可能通过与用户家庭互联市场的处理设备共享大批量生产以能够减少处理设备2251-225n的成本。因此，可以预期能够实现向量化的系统200远比系统100昂贵。
图3A图示根据一个示例实施例的用于串音的系统。在图3A中，系统300以不需要对G.hn处理设备进行任何改变的透明的方式通过向量化来消除串音。也就是说，G.hn处理设备可以在具有和不具有串音的场景中使用。对于串音环境，在信号链中的数字和模拟部分之间插入设备；这些设备独立于物理层操作执行向量化，并且创建有效消除串音的信道。这样的方案在这里被称作透明时域向量化(TTV)。这里，信道被称作以能够实现通信的方式在介质上将输入信号映射到输出信号的系统。
系统300与图1中的系统100相同，除了分配点310包括时域向量处理器(TTVP)327并且CPE 3501-350n包括时域向量重复器(TTVR)3571-357n。TTVP 327可以简单地被称作处理器。为简洁起见，将仅描述不同之处。
如图3A所示，TTVP 327是处在处理设备1251-125n和线路驱动器1301-130n之间的通信路径。
在图3A中，TTVP 327和TTVR 3571-357n的输入和输出是数字、时域采样。
TTVP 327预补偿(预编码)下行信号并且后补偿上行信号。此外，TTVP 327向CPE3501-350n发送导频信号并且从CPE 3501-350n接收导频信号以确定串音消除功能所需要的滤波器系数。如下文进一步描述的，TTVP 327基于TTVR 3571-357n上行发送的导频信号来估计上行信道和关联的滤波器系数。TTVP 327基于TTVP 327下行发送的以及由TTVR 3571-357n然后上行回送的导频信号来估计下行信道。因此，TTVP 327可以提供信息至不需要被设计用于串音消除的处理设备。换句话说，大批量G.hn处理设备和另一类型的单输入单输出处理设备之间的串音可以使用TTVP 327和TTVR 3571-357n来消除。TTVP 327使用导频信号来确定串音滤波器系数，如下文所述。
由TTVP 327和TTVR 3571-357n发送的导频信号可以是正交频分复用(OFDM)信号。
TTVP 327防止来自处理设备1251-125n的信号到达线路驱动器1301-130n直到确定了滤波器系数。通过防止信号到达线路驱动器1301-130n直到确定了滤波器系数，保护其他通信线路上的活动会话的操作不受干扰。例如，如果活动会话在LD 1302-130n上工作，则TTVP 327可以防止来自处理设备1251的信号到达线路驱动器1301直到确定了滤波器系数，该滤波器系数消除从线路L1进入到线路L2到Ln中、以及从线路L2到Ln进入到线路L1中的串音。
TTVR 3571-357n发送和接收由TTVP 327所使用的导频信号，以确定消除功能所需要的串音滤波器系数，其将在下文进行更详细地描述。应当理解TTVR 3571-357n是相同的。因此，在可能的情况下，出于清楚和简洁起见，仅描述一个TTVR。
TTVR 3571-357n防止物理层信号到达LD 1301-130n直到TTVP 327指示滤波器系数是正确的。在正常操作中，TTVR 3571-357n接收值作为输入并且重复它们作为输出。为了防止信号到达LD 1301-130n，取而代之，TTVR 3571-357n和TTVP 327提供零值作为输出。TTVP327可以通过在TTVP 327和TTVR 3571-357n之间的控制信道传送滤波器系数是正确的。例如，TTVP 327和TTVR 3571-357n可以使用在特定频率的差分相移键控(DPSK)信令。如果窄宽被使用，则数据信道和控制信道之间的干扰可以受到限制。在一个示例系统中，可以使用具有16KHz子载波间距的4096DMT子载波来对数据进行调制，而控制信道能够使用占用约1KHz的带宽的DPSK信令。
TTVP 327包括预编码器以对针对CPE 3501-350n的下行信号进行预编码。预编码器是依赖于频率的。因此，TTVP 327被配置为针对预编码将时域采样变换为频域并且然而将预编码后的数据从频域变换为时域采样。例如，可以通过重叠和相加快速傅立叶变换(FFT)方法来实现预编码器。
在由预编码滤波器实现的重叠和相加FFT方法中，T个时间采样被W个采样进行零填充，(T+W)点FFT被应用以获得(T+W)傅立叶分量。这一过程对于来自n个活动线路的信号是并行执行的。然后，对于每个傅立叶分量，来自n个活动线路的n个值的向量被乘以一个n×n矩阵，以获得预补偿后(预编码后)的向量(下行)或者经后补偿的向量(上行)。接着，将反(T+W)点FFT应用于每条线路上的结果，从而产生T+W个时间采样。第一T个采样被添加到来自前一次迭代的W个保存的值，以产生T个输出采样，并且余下的W个值被保存以在下次迭代时使用。在选择参数W和T时，参数W应当足够大以覆盖比直接和串音信道的延迟扩展更大的时间段。参数T应当足够大以保持相关的加窗开销(T+W)/T足够小。FFT尺寸T+W并不需要与处理设备1251-125n进行的DMT调制所使用的FFT尺寸相同，并且有利地可以在某些情况下要小得多。
对于上行导频，TTVR 3571-357n暂时忽略来自处理设备1601-160n的传入物理层数据，并且代之以发送时域导频采样。来自给定TTVR 3571-357n的上行导频信号将传播到所有的FTTdp LD 1301-130n，通过直接信道或者通过串音。例如，TTVR 3571接收来自处理设备1601的物理层采样。TTVR 3571将向LD 1551正常地输送物理层采样。在上行导频操作期间，取代输送物理层采样，TTVR 3571插入时域导频采样。
TTVP 327从LD 1301-130n接收由每个TTVR 3571-357n插入在上行信道中的导频信号所产生的时域信号。TTVP 327使用接收的导频信号以估计上行直接信道和串音信道系数。虽然导频信号被TTVR3571-357n插入，但是TTVP 327可以将得到的采样传递给物理层，采样具有值零、或随机噪声。这被上行物理层接收器(例如，处理设备1251)看作暂时信号损耗或脉冲噪声。
对于下行导频，TTVP 327暂时忽略来自处理设备1251-125n的传入物理层数据，并且代之以发送时域导频采样。
例如，每个处理设备1251-125n以特定的时钟速率发出数字序列；不同数字在每个时钟周期的结束处。TTVP 327以相同的速率读入这些数字，并且在另一侧以相同的速率产生到对应LD 1301-130n的数字。同样地，对于上行，LD 1301-130n每个时钟周期向TTVP 327发送一个数字，并且TTVP 327在每个时钟周期中向给定的处理设备1251-125n发送一个数字。这些数字可以被称为物理层信号。
在一个示例中，TTVP 327接收来自处理设备1251的物理层信号采样。不是将物理层采样输送至LD 1301，而是TTVP 327插入时域导频信号。TTVP 327被配置为对于系统300中的所有信道(例如，在TTVP 327和所有的LD 1301-130n之间的信道)使用时域导频采样代替物理层采样。
TTVP 327接收来自LD 1551的由TTVP 327插入到LD 1301中的导频信号产生的时域信号和来自TTVP 327插入到LD 1301-130n中的导频信号的串音。基于所接收的导频信号，TTVR 3571提供从所接收的导频信号的接收的反馈信息。在至少一个示例实施例中，TTVR3571处理所接收的导频信号以估计下行链路信道系数，并且经过通信信道将结果发送到TTVP 327。
如本文件中所使用的，术语反馈是指比如CPE的通信系统收发器向比如分配点的通信系统收发器发送从所接收的导频信号得出的值的方式。
在另一个示例实施例中，TTVR 3571在上行方向上回送接收到的下行导频信号，进行放大，使得TTVP能够形成它自己的估计的信道系数。在另一个示例实施例中，回送可以不使用放大。导频信号和回送导频看起来是信号损耗或者对下行和上行物理层接收器(处理设备1251-125n和1601-160n)的脉冲噪声。注意，回送方案更适合用于时分双工(TDD)，而不是频分双工(FDD)系统，因为上行发送的回送信号占用和下行信号类似的频带。这样的TDD方案参考在下文详细描述的图4A进行更详细地描述。
如图3B所示，系统300在概念上被组织成层，除了物理(PHY)、以太网和互联网协议(IP)层之外，还包括TTV层3000、3100。TTV层3000可以是与TTVP(例如，TTVP 327)相关联的层，并且TTV层3100可以是与TTVR(例如，TTVR 3571)相关联的层。
图3B中示出的体系结构在TTVP和TTVR之间使用带内通信。通信是带内的是因为TTV层3000、3100甚至在没有建立更高层的通信会话时也工作。从TTVP向TTVR传送以下的下行消息：(1)请求导频信号，具有指定的符号(正或负)，在指定的时间；(2)请求回送信号，在指定的时间；(3)指示TTVR开始中继US/DS采样(例如，在预编码器/后编码器训练完成后)；以及(4)指示TTVR停止中继US/DS采样(例如，作为有序停机过程的一部分)。另外，可以在下行消息中定义回送放大滤波器的参数。
从TTVR向TTVP传送以下的上行消息：(1)指示准备就绪以创建连接；以及(2)指示即将关闭连接。另外，可以在上行消息中包括各种下行消息的接收的确认。
在一个示例实施例中，TTVP和TTVR之间的信令实现基于音调的方案，其中TTVP和TTVR在预先指定的上行和下行频率上发送导频音调信号。导频音调信号被添加到经过的任何其他信号的首部。TTVP通过反向导频音调、以低比特速率(即使用二进制DPSK)传送比特。这创建了下行(DS)向量化操作信道(VOC)。类似地，调制上行导频音调以创建上行(US)VOC。在一个示例实施例中，当TTVR能够检测到DS VOC时，TTVR反射所接收的比特，提供正确接收的确认。当TTVR没有检测到DS VOC时，TTVR发送预先指定的空闲模式。当TTVR被关闭或即将被关闭，US导频音调消失。因此，US导频音调的存在或不存在、以及反射的比特，提供了US消息。
在一个示例实施例中，TTVP以使用DS VOC的格式发送下行消息。例如，预先指定的比特序列指示发送导频信号的请求。TTVR以US VOC上的反射的比特来确认请求。导频信号然后在接收到所反射的消息后由TTVR以指定的时滞发送。
VOC在存在来自物理层传输的干扰、来自其他VOC信道(在TTV初始化期间)以及来自包括RFI的外部噪声的串音时进行工作。这些形式的干扰可以被如下操作所减轻，(1)物理层信号可以被进行陷波以避免与VOC的干扰(无论如何，其将在VOC频率处具有低的SNR)。即使物理层没有进行陷波，通过在长的时间窗口上进行平均，VOC可以实现一些SNR增益，因为VOC调制比物理层调制慢得多。
应当理解，“进行陷波”表示信号被滤波或者被以它在靠近某些频率处有很小的或者没有能量的方式进行生成。在信号能量相对频率的曲线图中，曲线图在指定频率处具有缺口(突然下降)。
图3C图示根据一个示例实施例的TTVP。
图3C图示TTVP 327的一部分327a。为了简洁起见，图3C图示了具有2条线路的用于向量化的部分327a。应当清楚如何针对任意的n来修改图形。
在左上方是用于接收由两个处理设备1251和1252所生成的下行时域采样的接口。在右上方处，是向LD 1301和1302发送下行时域采样的接口。在右下方是从LD 1301和1302接收上行时域采样的接口。在左下方是向处理设备1251和1252发送上行时域采样的接口。
在下行操作中，每个串行并行转换器328a、328b收集从相关联的处理设备1251和1252进入到长度T为的批次中的时域采样，并且零填充至长度为T+W的向量。快速傅立叶变换单元330a、330b对相应的向量应用FFT。每个选择器332a、332b在正常操作期间沿FFT传递下去。在其他时间，选择器332a、332b可以基于TTVP 327的操作模式(例如，信道估计)而插入零值、或者产生自相关联的导频生成器334a、334b的频域导频信号Pk(f,s)。
预编码器336对傅立叶分量执行2×2矩阵乘法。反FFT单元338a、338b将来自预编码器336的输出变换回为长度为T+W的相应的时域向量。每个并行串行单元340a、340b获得长度为T+W的输出向量并且使用重叠和相加方法生成T个时域输出采样。最终，控制信道发送器342a、342b可以分别在来自并行串行单元340a、340b的输出信号上添加时域控制信道信号，以便将控制信道信息相应地发送给TTVR 3571-357n。
在上行操作中，串行并行转换器328c、328d收集进入到长度为T的批次中的时域采样，并且零填充至长度为T+W的向量。快速傅立叶变换单元330c、330d分别对来自串行并行转换器328c、328d的输出的向量应用FFT。后编码器344对由FFT单元330c、330d产生的傅立叶分量中的每个分量执行2×2矩阵乘法。选择器332c、332d接收零值和后编码器344的输出。选择器332c、332d基于如由控制器348所指示的TTVP 327的操作而输出零值和后编码器344的输出。可替换地，选择器332c、332d可以将指示不可用信号的另一值传递至处理设备1251-125n。
选择器332c、332d可以被使用以例如防止从TTVR 3571-357n向TTVP 327上行发送的导频信号传播至处理设备1251和125n。在这样的导频信号未被预期不利地影响处理设备1251和125n的操作的情形下，选择器332c、332d可以省略。
反FFT单元338c、338d将来自后编码器344的输出变换回为长度为T+W的时域向量。至IFFT 338c的输入对应于来自LD 1301的时域采样，并且至IFFT 338d的输入对应于来自LD 1302的时域采样.
并行串行单元340c、340d分别获得来自IFFT单元338c、338d的长度为T+W的输出向量，并且使用重叠和相加方法生成T个时域输出采样。从每个LD 1301、1302所接收的信号的副本被复制并传递至相关联的控制信道接收器342c、342d，以对来自TTVR 3571和3572的控制消息进行解码。
后编码器输出符号的副本被转发到信道估计器346。在导频序列或延迟的回送序列被TTVR 3571-357n在上行信道上发送的时间期间，信道估计器346将后编码器输出符号与导频符号相关，以获得所得到的串音信道系数的估计。使用所得到的串音信道以及在下文中将进一步详细说明的现有的预编码器336和后编码器344滤波器系数的知识，信道估计器346确定被应用于来自处理设备1251-125n和来自LD 1301-130n的数据的后编码器滤波器系数。
控制器348确定TTVP将要执行哪个操作。例如，控制器348确定是否以正常滤波模式执行信道估计或操作。因此，控制器348协调图3C中所示的所有特征的活动，确定何时发送导频，何时应用更新的预编码器和后编码器系数，以及何时将零应用至选择器332a-332d。
图3D图示根据一个示例实施例的TTVR。更具体地，图3D图示TTVR 3571的示例实施例。因为TTVR 3571-357n是相同的或者实质相似，因此，出于简洁起见将仅提供TTVR 3571的描述。
在下行方向上，TTVR 3571直接向输出正常地传递时域接收的采样。接收到的信号副本被发送至控制信道接收器360，以解码来自TTVP 327的控制消息。接收到的信号的另一副本在回送操作期间被转发至放大、滤波和延迟单元362。选择器361接收零值和所接收的信号。选择器361基于TTVR 3571的操作模式输出零值或所接收的信号。
选择器361基于来自控制器370的命令进行操作。在控制器370指示TTVR 3571处于正常操作模式时，选择器361直接下行地传递所接收的采样。在控制器370指示回送操作时，选择器361可以插入零值以防止从TTVP 327向TTVR 3571下行发送的导频信号传播至处理设备1601。可替换地，选择器361可以将指示不可用信号的另一值传递至处理设备1601。
在这样的导频信号未被预期不利地影响处理设备1601的操作的情形下，选择器361可以省略。
放大、滤波和延迟单元362可以简单地以指定的延迟沿着所接收的信号传递至输出，或者放大、滤波和延迟单元362可以额外地执行滤波操作。例如，放大、滤波和延迟单元362可以对所接收的信号和固定的滤波器系数进行卷积，实现有限脉冲响应(FIR)滤波器。可替换地，使用递归滤波器实现方式，放大、滤波和延迟单元362可以获得无限脉冲响应(IIR)滤波器。滤波器减轻了在下行信道中依赖于频率的衰减的影响，从而放大、滤波和延迟单元362的输出对所有频率具有显著能量。
通过双绞线发送的信号经历依赖于频率的衰减，并且特别地，更高地频率被更强地衰减。在根据一个示例实施例的回送估计中，则导频信号被衰减两次，一次在通过线路下行地传递时，一次在上行地向回传递时。这可能会导致强的衰减和差的估计性能，特别是对于最高频率。为了提高估计性能，TTVR 3571在回送期间放大信号。为了改善放大而不违反功率谱密度约束，依赖于频率的放大与双绞线的依赖于频率的衰减相等(至少近似地)并且相反。
为了实现依赖于频率的放大，放大、滤波和延迟单元362可以包括多个有限脉冲响应滤波器，每个有限脉冲响应滤波器被设计为近似地撤销不同长度双绞线的衰减。例如，多个有限脉冲响应滤波器被分别用于50m、100m、150m和200m的长度，并且可以使用公知的数值优化技术来进行设计。
TTVR 3571可以存储对应的滤波器系数。例如，数值优化可以针对给定的滤波器长度进行选择，以使得信道和滤波器的乘积在增益任何频率处不超出单位元素的约束下尽可能地接近单位增益。基于上行导频，TTVP控制器346决定放大、滤波和延迟单元362的那个回送滤波器在不超出功率约束而放大回送信号时将是有效的。TTVP327然后可以指示TTVR3571在控制信道上使用哪个滤波器。
通过将存储的滤波器系数的序列与所接收的导频信号进行卷积来应用选择的滤波器。
在上行方向中，TTVR 3571将时域接收的采样传递至选择器364。选择器364基于来自控制器370的命令进行操作。当控制器370指示TTVR 3571处于正常操作时，选择器364直接向输出传递所接收的采样。当控制器370指示回送操作时，选择器364可以插入零值，或者可以插入来自导频生成器366的时域导频值，或者可以插入从放大、滤波和延迟单元362获得的经放大、经滤波和经延迟的值。最后，控制信道发送器371可以将时域控制信道信添加到来自选择器364的输出信号上，以便向TTVP 327发送控制信道信息。
控制器370负责协调TTVR 3571-357n中的所有其他单元的活动，以便确定何时发送导频，并且使用什么参数用于放大和滤波。
图3E图示根据一个示例实施例的具有NEXT消除的TTVP。图3E图示TTVP 327的部分327b。部分327b与部分327a相同，除了部分327b包括耦合到预编码器336的输出和后编码器344的输入的NEXT消除器349。此外，控制器348，发送器342a、342b和接收器342c、342d都包括在部分327b中，但是为了清楚性从图3E中省略。
图3F图示根据一个示例实施的回波消除的TTVR。图3F图示TTVR 3571a。TTVR 3571a与TTVR 3571相同，除了TTVR 3571a包括耦合到下行输入和上行输出(选择器364的输出)的回波消除器372。此外，控制器370被包括在TTVR 3571a中，但是为了清楚性从图3F中省略。
NEXT消除器349可以实现被设计用于消除近端串音(NEXT)(在相同位置处或者附近的不同收发器之间的干扰)以及回波(从发射器到相同收发器内的接收器的干扰)的滤波器。回波消除器372可以实现被设计用于消除回波的滤波器。NEXT和回波的消除运行在分配点310和CPE 3501之间的全双工通信。
NEXT消除器349的频域实现在图3E中示出，并且回波消除器372的时域实现在图3F中实现。
在图3E中，预编码器336输出信号的副本被传递至NEXT消除器349。NEXT消除器349将滤波器系数应用于预编码器336的输出信号以获得消除信号，其被添加到上行后编码器344的输入。所得到的信号被向回反馈至NEXT消除器349，以便在训练滤波器系数的过程中使用。在一个可替换的实施例中，时域NEXT消除器可以在由并行串行单元340a、340b产生的时域采样上进行操作。
在图3F中，TTVR 3571a输出信号的副本被传递至回波消除器372。回波消除器372将滤波器系数应用于这些信号以获得消除信号，其被添加到下行TTVR输入信号。所得到的信号被向回反馈至回波消除器372，以便在训练滤波器系数的过程中使用。
图4A图示用于使用导频回送来减少串音的方法。
通常，通过向量化执行跨通信线路的串音消除。预编码和后编码在分配点310的运营商侧处执行，所有的线路在分配点310终结。
为了实现下行串音消除，通过分配点310使用估计处理以确定正确的预编码器系数(滤波器串音系数)。通过在下行方向上发送导频信号，并且然后通过上行通信信道提供反馈，以执行预编码器系数的确定。
图4A的示例实施例提供使用在用户侧(CPE 3501-350n)处的最小信号处理能力来估计下行信道串音的方法。特别是，CPE 3501-350n具有上行地发送信号的能力，但是可能没有在分配点310和CPE 3501-350n之间建立的数字通信(或者，其中仅建立最小、低带宽信令信道)。在图4A的示例实施例中，分配点310首先估计上行信道，然后是下行通道。
在一个常规的方式中，分配点(运营商侧)向CPE(用户侧)发送下行导频信号。CPE使用所接收的导频来估计下行信道系数。估计的下行信道系数被量化并且通过现有数字通信信道上行地发送。然而，这样的常规方式需要在估计发生之前建立上行数据通信会话。会话需要具有相当高的数据速率，以便使通信快速地发生。
在另一个常规的方式中，CPE向分配点发送上行导频信号。分配点使用所接收的导频来估计上行信道系数。使用各向同性的传输媒体的信道互易特性来从上行系数得出下行信道系数。然而，对于双绞线信道不是必须保持互易特性，特别是在存在桥式抽头和其他非理想拓扑时。
在G.vector标准中，分配点发送下行导频信号。CPE测量并且量化接收到的导频信号和所发送的信号之间的差(误差信号)。量化的误差测量结果在现有数字通信会话上行地发送。分配点基于量化的误差测量结果估计下行信道系数。然而，G.vector需要具有相当高的数据速率的上行数字通信会话(从而初始化不会花费很长的时间)。
在示例实施例中，使用G.hn处理设备的至少一个目的是在分配点310和CPE 3501-350n之间高数据速率数字通信会话。位于一侧的二进制数据可以被可靠地传送到另一侧。
此外，上行信道和下行信道是物理实体。如果某一变化的电压被输入到上行信道和下行信道之一，则在输出端生成所得到的电压。在至少一个示例实施例中，通过串接上行信道和下行信道创建回送信道。更具体地，回送信道由系统300创建，该系统300被配置为使得TTVR 3571-357n重复返回它们接收的内容，这可以是在放大或滤波之后。换句话说，回送信道使用处理设备来创建，处理设备获得来自LD 1551-155n的数字采样，可选地在时域执行处理，可以地进一步使采样延迟，并且将对应的数字采样向回发送至LD 1551-155n以上行地发送。
如将参考图4A所描述的，在至少一个示例实施例中，CPE对所接收的下行导频进行放大并且在上行方向上回送。分配点然后可以基于单独从上行导频获得的上行信道的知识来从所接收的回送信号估计下行串音。回送方案假定TDD或全双工系统，而不是FDD系统，因为导频信号覆盖所有使用的频率，上行和下行二者。更具体地，数据通信使用在两个方向上的所有频率是没有必要的，但是允许设备在估计处理期间在两个方向上的所有频率上发送导频信号。
为了辅助图4A的方法的描述，使用图4B-4C。此外，图4A的方法参考系统300进行描述。然而，应当理解图4A的方法可以由与系统300不同的系统来执行。
如在图4A中所示，方法开始于S400。在开始处，一些通信会话可能是活动的。例如，图4图示其中三个通信会话是活动的系统300。更具体地，在处理设备1251-1253和1601-1603之间的通信信道是活动的。一个活动的通信信道由从分配点处的G.hn处理设备1251经过TTVP 327、经过LD 1301、跨越双绞线、经过另一LD 1551、经过TTVR 3571、并且最终到CPE3501中的G.hn处理设备1601的实线路径来表示。类似地，实线路径表示在处理设备1252和1602之间、在1253和1603之间的活动通信信道。应当理解，在双绞线上的通信信道引起串音，其由在图4B中的分配点310和CPE 3501-350n之间的虚线表示。TTVP 327内的实线和虚线表示3×3的预编码器和后补偿矩阵，其由TTVP 327基于在线路驱动器1301-1303和1551-1553之间的串音信道的估计而确定，并且其被设计用于减轻该串音的影响。更具体地，在双绞线上的每个下行和上行传输引起与在其余双绞线上的其他传输的串音。因此，在这个阶段中，TTVP 327实现3×3的预编码器和3×3的后补偿滤波器。
例如，使用在特定频率f处的窄带信道，上行信道通过复矩阵来表示：
HU＝(I+GU)DU (1)
其中GU是标准化的上行串音矩阵，并且DU是表示HU的对角元素的上行对角矩阵，并且I是单位矩阵(在对角线上为1并且所有非对角线元素为零的矩阵)。
下行信道是：
HD＝DD(I+GD) (2)
其中GD是标准化的下行串音矩阵，并且DD是直接增益的下行对角矩阵。应当理解，上行和下行信道是多输入多输出(MIMO)信道。
后编码器344和下行预编码器336中的滤波器系数分别由矩阵CD和CD表示。符号C将表示在不同时间点的滤波器系数。TTVP 327基于串音信道的估计来确定C并且基于激活/去激活事件和/或周期性地确定C。
返回参考图4A，分配点在S410接收来自TTVR 3571-357n的上行导频信号。更具体地，在当前不具有与分配点的活动通信会话的CPE 350n请求发送数据时，TTVR 3571-357n可以暂时防止数据被分别从处理设备1601-1603向LD 1551-1553传送，并且代之以发送导频信号至LD 1551-1553，其被LD 1551-1553上行地发送并且由TTVP 327接收。TTVR 357n也向LD155n发送导频信号，其被上行地发送并且由TTVP 327接收。所发送的导频信号是相互正交的。
TTVR 3571-357n和TTVP 327使用控制信道来协调和同步导频信号的传输。TTVR357n向TTVP 327提醒CPE 350n想要激活。TTVP 327然后指示TTVR 3571-357n发送上行导频序列。TTVP知道上行导频何时被发送，并且截获所得到的上行信号。
在至少一个示例实施例中，G.hn处理设备，例如1251，看到被插入零值的序列，而不是通常的数据信号。例如，控制器348可以向选择器322c发送命令以指示正在执行信道估计和预编码器/后编码系数确定。基于从控制器348接收的命令，选择器322c可以向处理设备1251发送零值，而不是来自后编码器344的输出。零值的接收可以导致误差的突发。然而，处理设备1251包括允许从误差突发恢复的能力，如也例如由脉冲噪声所引起的那样。
在至少另一示例实施例中，选择器338c、338d可能不存在，或者控制器348可以指示选择器338c、338d传递后编码器344的输出至处理设备1251。G.hn协议可以被扩展以意识到导频并且例如在导频序列被发送时停止发送和接收数据。
因为CPE 350n请求发送数据，所以TTVP 327确定新的上行信道系数以包括从LD1551-155n到激活的LD 130n中的信道、以及从激活的LD 155n到LD 1301-130n中的信道。与先前的活动线路的3×3信道矩阵一起放置这些新系数以创建新的4×4信道矩阵。
因此，在S420，TTVP 327基于所接收的导频信号确定后编码器系数。对于具有n条线路的系统，在频率f处的上行所得到的信道Ru可以被表示为形式为如下的n乘n的矩阵：
RU＝CU(I+GU)DU (3)
其中CU是作用于频率f上的n乘n后编码器矩阵，I是n乘n单位矩阵，DU是表示频率f处的上行信道中的直接增益的n乘n对角矩阵，并且GU是对于频率f的n乘n标准化的串音信道矩阵。
TTVP 327可以如下地确定上行信道Ru。导频序列由S个DMT符号所构成，其中S通常至少和系统中的线路的数目一样大。每个符号在F个频率中的一个处具有复数值，f＝0,…,F-1。存在与每条线路相关联的导频序列。
在线路k上的符号s期间将在频率f上被发送的复数值被记为Pk(f,s)。
符号序列x(s)和y(s)之间的相关性被定义为：
< x ( s ) , y ( s ) > = &Sigma; s = 1 S x ( s ) y ( s ) &OverBar; - - - ( 4 )
针对不同的线路k和j的导频序列是相互正交的，这意味着它们的相关性是零，使得对于所有的f并且对于不等于j的任意的k，有：
<Pk(f,s),Pj(f,s)>＝0 (5)
DMT调制由TTVP 327和TTVR 3571-357n所使用以将给定导频序列的频域表示转换为对应的时域表示。也就是说，对于给定的符号s，则F个复数频域值Pk(f,s)，f＝0,…,F-1，如在DMT调制中公知的那样进行反FFT(IFFT)变换以获得2F个实的时域采样。这些时域采样被如在DMT调制中公知的那样进行循环地延伸和加窗，以获得T个时域采样，记为Pk(t,s)，用于t＝0,…,T-1。
为了发送导频序列，第一TTVR(例如3571)首先发送对应于符号1的所有时间采样Pk(t,1)，接着是对应于符号2的所有时间采样Pk(t,2)，并且继续发送对于每个符号的时间采样。第一TTVR可以一个紧跟一个地发送符号，或者它们可以被间歇地发送，其中在导频符号之间发送来自CPE 3501的多个正常上行数据。TTVR导频符号可以与在TTVP信号处理中使用的FFT尺寸相匹配。
在线路k上的TTVP 327接收对应于导频符号s的来自LD 1301的时间采样。这些时间采样可以被记为yk(t,s)。来自每个符号的2F个连续的时间采样的子集可以如DMT调制中所公知的那样被TTVP 327进行选择，并且通过FFT进行变换以获得记为Yk(t,s)的F个复数频域值。在应用后编码器344之后，所得到的信号可以被记为Wk(f,s)。TTVP 327可以对所接收的信号执行信号处理以便估计所得到的上行串音信道系数(产生自串接串音信道和后编码器344)。特别地，TTVP 327可以通过计算下式来估计所得到的v行和d列中的上行信道值：
R ^ v , d ( f ) = < W v ( f , s ) , P d ( f , s ) > < P d ( f , s ) , P d ( f , s ) > - - - ( 6 )
换句话说，所得到的v行和d列中的上行信道值通过将线路v上的所接收的、后编码的符号和在线路d发送的导频符号进行相关，并且除以在线路d发送的导频符号与它们自身相关的结果来确定。
在一个示例实施例中，时域双工(TDD)被用于避免近端串音。也就是，上行和下行传输在时间上交替。物理层FTTdp协议负责确保数据信号的TDD传输。然而，在串音估计阶段期间，TTVP 327和TTVR 3571-357n一起工作以确保导频被使用TDD进行发送和接收，而不管从处理设备1251-125n和1601-160n所接收的输入信号。
在一个示例实施例的所有导频序列/串音估计阶段期间，所有TTVR 3571-357n的下行输出选择器361和TTVP 327的上行输出选择器332c、332d都被设置以向相关联的处理设备1251-125n和1601-160n发送零值。这确保导频序列不直接影响更高的层——它仅受到信号的暂时损耗的影响。
面对LD 1301-130n和1551-155n的TTVR 3571-357n和TTVP 327的输出在不同阶段期间按如下方式进行控制。
在上行估计阶段期间，TTD按如下方式执行。所有TTVR 3571-357n的TTVR上行输出选择器364被设置以发送上行导频序列。用于所有线路的TTVP下行输出选择器332a、332b被设置以发送零值(从而所接收的导频值不会被NEXT损坏)。
返回参考图4B，在具有4条线路的系统中，其中3条线路是活动的，第四条线路即将被初始化，Cu是4×4后编码器，其中右上的3×3子矩阵是3×3后编码器，并且其中其余的矩阵元素从单位矩阵I获取。
在确定了上行信道Ru之后，TTVP 327根据下式来确定通过后编码器344实现的新的后编码器系数：
C &prime; U = ( R U d i a g C U - 1 R U - 1 ) - 1 C U - - - ( 7 )
使用新的后编码器系数C'U，TTVP 327消除了来自上行信道的串音，导致：
R'U＝DU (8)
在另一示例实施例中，TTVP 327可以使用对反向信道的一阶近似来更新在后编码器344中实现的后编码器系数Cu。也即，
C'U＝CU+I-RUdiag(RU)-1 (9)
这也是需要更少的计算的合理的实施例，但是不会完美地消除串音。中型复杂性的实施例为：
C'U＝(2I-RUdiag(RU)-1)CU (10)
等式(7)和(10)涉及在第13/016,376号的美国专利申请“MultiplicativeUpdating Of Precoder Or Postcoder Matrices For Crosstalk Control In ACommunication System”中所教导的方法，其整体内容通过引用结合于此。
在TTVP 327确定了上行信道之后，TTVP 327使用下行导频和上行回送来测量下行信道。返回参考图4A，在确定了上行信道R'U后，TTVP 327就在S430跨通信线路L1-Ln向相关联的TTVR 3571-357n发送正交下行导频信号。在S430，TTVP 327忽略从处理设备1251-125n发送的数据并且TTVR 3571-357n忽略来自处理设备1601-160n的数据。
关于上行和下行的导频序列，在一个示例实施例中，上行和下行的导频信号被设计成：
|Pk(f,s)|2≤M(f) (11)
其中M(f)指定在频率f的最大传输功率。在所有频域上的|Pk(f,s)|2之和不超出任何总功率约束。pk(t,s)的峰值平均比允许通过LD的高保真调制(具有很少或者没有削波)。
例如，导频序列可以基于满足功率约束的基本符号B(f)，从而对应的时域表示b(t)满足峰值平均比条件。例如，为了以高的概率实现良好的峰值平均比条件，B(s)的元素可能是对于每个音调随机地独立选择的4-QAM值。
对于每个线路k，二进制序列qk(s)由TTVP 327确定(即对于每个s，qk(s)＝-1或1)，从而被设计用于不同线路的二进制序列是相互正交的。例如，序列可以从S×S的沃尔什-哈达玛矩阵来获得。
导频序列由TTVP 327使用基本符号与二进制序列的外积来构造，如：
Pk(f,s)＝B(f)qk(s) (12)
在S430，所有TTVR 3571-357n的TTVR上行输出选择器364被设置以发送零值。用于所有线路的TTVP下行输出选择器332a、332b被设置以发送下行导频序列。在这一部分期间，所接收的值由TTVR3571-357n缓存在放大、滤波和延迟单元362中。
在S440，每个TTVR 3571-357n回送接收到的每个导频信号。换句话说，每个TTVR3571-357n在上行方向上重新发送所接收的导频信号。在一些示例实施例中，每个TTVR3571-357n可以对所接收的导频信号进行滤波和放大，并且然后重新发送导频信号。
所有TTVR 3571-357n的TTVR上行输出选择器被设置到放大、滤波和延迟单元362中所存储的经放大、经滤波、和经延迟的信号。用于所有线路的TTVP下行输出选择器332a、332b被设置以发送零值(从而所接收的导频值不会被NEXT损坏)。
在回送中使用的放大可以由TTVR 3571-357n以多种方式完成。例如，可以在不违反CPE 3501-350n处的功率约束的情况下实现对角放大矩阵L(f)。
在不同的示例实施例中，滤波和放大参数由CPE 3501-350n基于上行信道的知识来指定。或者，该参数由CPE 3501-350n基于所接收的下行导频信号的属性来确定。
此外，在S440中，分配点310接收回送的导频信号。在接收到回送的导频信号后，TTVP 327确定回送信道系数。回送信道被认为是串接下行信道、放大滤波器(如果有的话)和上行信道而形成的。
回送信道可以被定义为：
RL＝C'U(I+GU)DULDD(I+GD)CD＝DULDD(I+GD)CD (13)
对于下行回送的情形，导频序列可以与以上描述的相同的方式进行定义。但是时域导频pk(t,s)被从TTVP 327输送至LD 130k。信号被TTVR 3571-357n上行地回送，并且接着yk(t,s)表示从LD 1301-130n向TTVP 327向回发送的所得到的时域值。TTVP 327如上所述处理值yk(t,s)以获得后编码的符号Wk(f,s)，如以上在等式(6)所述将其与导频符号相关以获得在v行和d列中的所得到的回送信道值的估计。
在S440中，TTVP 327接收经过回送信道RL发送导频信号的结果。这些所接收的信号与所发送的导频的知识一起可以在S450中被用来确定预编码器系数。基于RL和CD的知识，TTVP 327生成新的预编码器系数：
C &prime; D = C D ( d i a g ( R L C D - 1 ) - 1 R L ) - 1 - - - ( 14 )
其中对角化回送信道，导致：
R'L＝DULDD (15)
其中L是对角矩阵，其中第i个对角元素是TTVP在通信线路i上应用的回送放大率。在另一示例实施例中，TTVP 327可以使用对于反向信道的一阶近似来更新在预编码器336中实现的系数。也即，
C'D＝CD+I-diag(RL)-1RL (16)
中型复杂性的另一示例实施例为：
C'D＝CD(2I-diag(RL)-1RL) (17)
下行信道也被对角化：
R'D＝DD(I+GD)C'D＝DD (18)
结果，更新后的预编码器336和下行信道的串接提供了从处理设备1251-125n到处理设备1601-160n的近乎无串音的所得到的信道，并且上行信道和更新后的后编码器的串接提供了处理设备1601-160n到处理设备1251-125n的近乎无串音的所得信道。然后可以在线路Ln上建立活动通信会话，如图4C所示，而不影响L1-L3上的现有活动会话。以上讨论在频率f处的单个窄带信道上的情景中给出。在存在多个频率处的多个信道的情况下，例如，在离散多音调系统中，该方法也适用。先前所描述的每个信道矩阵然后变为频率的矩阵值函数，例如，RU(f)。
图5图示使用具有NEXT和回波消除的导频回送来减少串音的方法。图5中所示的方法可以至少由在图3E中所示的TTVP和图3F中所示的TTVR来执行。在图5中，TTVP在S510接收上行导频，在S520确定后编码系数，在S530发送下行导频，在S540确定NEXT消除器系数，在S550发送下行导频并且接收回送导频，并且在S550确定预编码器系数。
步骤S500、S510、S520和S550分别与图4A中所示的步骤S400、S410、S420和S450相同或基本相同。因此，为了简洁起见，步骤S500、S510、S520和S550将不进行更详细地描述。
在S530，TTVP发送下行导频以在S540确定NEXT消除器系数。NEXT消除器系数可以使用任何已知的方法来确定。此外，在S530中，TTVR可以确定在回波消除器中实现的系数。
在图5中，图4中的步骤S430和S440可以同时执行，而不是按顺序地执行。因此，在S545中，TTVP同时地发送下行导频并且接收回送导频信号。例如，信息可以以比发送导频符号或整个导频序列的时间更短的时间顺着沿路行进。由于NEXT消除器在S540进行训练，并且回波消除器在S530进行训练，则全双工可以被使用并且上行和下行发送的信号不会互相干扰。因此，在TTVP中途经过地发送导频序列时，TTVR接收导频序列的第一值。在全双工模式下，一接收到下行导频，TTVR就开始上行地发送(回送)所接收的下行导频值，而无需等待TTVP完成发送最后的导频序列值。
如上文所述，图4A和图5的方法允许估计下行MIMO(多输入，多输出)信道，而不需要数字上行通信会话。因此，可以在构建能够消除串音并且因此实现显著更高的数据速率的MIMO系统的同时，使用被设计用于SISO(单输入单输出)通信的CPE组件。
与下行估计的常规方法相比，示例实施例有利于采用被设计用于SISO信道的用户侧收发器硬件和软件模块并且在MIMO情景中重新使用它们，同时实现串音消除。
特别地，常规方法被用于CPE以通过上行数字通信信道向运营商侧提供反馈。反馈可以是下行信道参数的量化的估计，或者所接收的导频信号、误差信号等的量化的测量结果的形式。可以使用G.vector标准作为常规方案的代表性示例。
例如，MIMO(G.vector)相对于SISO(VDSL2)引入的改变包括对于MIMO估计阶段，正常SISO初始化过程被至少中断一次。这是因为一些初始化需要建立对于串音估计必需的基本的上行通信信道。然而，在串音估计被完成之前该初始化不能被优化。必须建立用于训练信息的上行反馈的信道。在G.vector的情况下，存在被创建用于初始化期间的反馈的专用信道，以及被定义用于在普通操作期间的反馈的另一种机制。误差测量或者串音估计需要被校正并且然后在反馈信道上发送。这一过程需要被配置和管理。
因此，常规方法的数字反馈相对于仅需要处理SISO的系统需要对于软件、固件和硬件的显著改变。
相比之下，在示例实施例中，将MIMO功能与SISO功能进行分离。在信号路径方面，回送在处理链中、紧跟在模拟数字转换后早期地发生。因此，在提供反馈中涉及的电路可以与其余的SISO组件物理地或逻辑地分离。
在时间方面，MIMO训练可以在普通SISO训练过程之前全部完成。因此，很少或根本没有必要改变SISO训练软件或固件——MIMO信道在SISO初始化过程开始之前被对角化(实际上创建了多个SISO信道)。
如上所述，示例实施例提供了减少和/或消除短距离(例如，小于200米)的串音的透明方法。由于分配点只有200米的距离，可以在减少串音的系统中使用家庭网络G.hn处理设备。此外，使用G.hn处理设备而不是专门的处理设备减少了成本。
因此对示例实施例进行了描述，但显然可以在多种方式对其进行改变。这样的改变不被视为脱离示例实施例的精神和范围，并且对于本领域技术人员将是显然的所有这样的修改也旨在被包括在权利要求书的范围内。

Claims (11)

1.一种通信系统(300)，包括：
处理器(327)，被配置为在时域中分别从多个远程收发器(3501-350n)接收多个上行导频信号，基于所述多个上行导频信号确定信道系数，基于所述信道系数确定滤波器系数，并且被配置为控制所述上行导频信号在时域中向多个处理设备(1251-125n)的物理层的传输，所述多个处理设备(1251-125n)被配置为通过所述处理器(327)与所述多个远程收发器(3501-350n)进行通信，
其中所述处理器(327)被配置为发送初始信号并且在时域中接收所述多个上行导频信号作为所述初始信号的回送信号。
2.根据权利要求1所述的系统(300)，其中所述处理器(327)被配置为在频域中确定所述滤波器系数。
3.根据权利要求1所述的系统(300)，其中所述上行导频信号是正交频分复用(OFDM)信号。
4.根据权利要求1所述的系统(300)，其中所述多个处理设备(1251-125n)是单输入单输出设备。
5.根据权利要求3所述的系统(300)，还包括：
所述多个处理设备(1251-125n)中的至少一个处理设备，被配置为向所述处理器(327)发送输入数据，所述输入数据处于时域中，并且所述处理器被配置为将所述输入数据变换到频域，基于所述滤波器系数在频域中对所述输入数据进行滤波，并且将滤波后的输入数据变换成输出数据，所述输出数据处于时域中。
6.根据权利要求1所述的系统(300)，其中所述处理器(327)是多输入多输出设备。
7.根据权利要求6所述的系统(300)，还包括：
所述多个处理设备(1251-125n)，所述多个处理设备(1251-125n)中的每个处理设备被配置为向所述处理器(327)发送输入数据，所述输入数据处于时域中，并且所述处理器(327)被配置为将所述输入数据变换到频域，基于所述滤波器系数在频域中对所述输入数据进行滤波，并且将滤波后的输入数据变换成输出数据，所述输出数据处于时域中。
8.根据权利要求1所述的系统(300)，其中所述处理器(327)被配置为接收所述多个上行导频信号作为多个数字离散时间序列。
9.根据权利要求1所述的系统(300)，其中所述处理器(327)被配置为使用多个第一信号与所述多个处理设备(1251-125n)进行通信，每个第一信号是一个数字离散时间序列。
10.根据权利要求1所述的系统(300)，其中所述滤波器系数是NEXT(近端串音)消除器系数。
11.根据权利要求1所述的系统(300)，其中所述处理器(327)被配置为防止第一处理设备与第一远程收发器进行通信，直到所述处理器(327)确定了所述滤波器系数。
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