CN105164928B - 具有分离的模决定的非线性预编码器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于对信号进行预处理以用于串扰缓解的信号处理单元(120)。根据本发明的实施例，该信号处理单元包括：模单元(121)，被配置为基于第一信道耦合信息(L)来确定针对将在相应的通信信道(H)上传输的相应的传输样本(U)的个体的模移位(Δ)，并且将这些模移位添加到这些相应的传输样本；以及线性预编码器(122)，被配置为基于第二信道耦合信息(P’)来联合地处理产生的传输样本，第二信道耦合信息(P’)的目的在于将从该线性预编码器与这些通信信道的级联产生的总信道矩阵(HP’)有效地对角化。本发明还涉及一种用于对信号进行预处理以用于串扰缓解的方法。

Description

具有分离的模决定的非线性预编码器
技术领域
本发明涉及有线通信系统内的串扰缓解。
背景技术
串扰(或者信道间干扰)是针对多输入多输出(MIMO)有线通信系统(诸如数字订户线路DSL通信系统)的信道损害的主要来源。
随着对于更高数据速率的需求增长，DSL系统正在朝向更高频带进行演进，其中相邻传输线路(也就是说，在它们长度的部分或全部上处于紧邻的传输线路，诸如电缆捆束(cable binder)中的双绞铜线对)之间的串扰更为显著(频率越高，耦合越多)。
MIMO系统能够由以下的线性模型来描述：Y(k)＝H(k)X(k)+Z(k)(1)，其中N-分量的复数矢量X、Y分别标示通过N个信道传输的符号的作为频率/载波/音调索引k的函数的离散频率表示以及从N个信道接收的符号的作为频率/载波/音调索引k的函数的离散频率表示，其中N×N的复数矩阵H被称为信道矩阵：信道矩阵H的第(i,j)个分量hij描述了通信系统如何响应于正在向第j个信道输入进行传输的信号而在第i个信道输出上产生信号；信道矩阵的对角线元素描述了直接信道耦合，以及信道矩阵的非对角线元素(也被称为串扰系数)描述了信道间耦合，并且其中N-分量的复数矢量Z标示N个信道上的加性噪声，诸如射频干扰(RFI)或者热噪声。
已经开发了不同的策略来缓解串扰并且最大化有效吞吐量、范围和线路稳定性。这些技术正在逐渐地从静态或动态频谱管理技术向多用户信号协调(或者矢量化)进行演进。
用于减少信道间干扰的一种技术是联合信号预编码：传输数据符号在相应的通信信道上被传输之前联合地被传递通过预编码器。预编码器使得预编码器与通信信道的级联在接收器处导致很少的或者没有信道间干扰。
用于减少信道间干扰的另一技术是联合信号后处理：接收数据符号在被检测之前联合地被传递通过后编码器。后编码器使得通信信道与后编码器的级联在接收器处导致很少的或者没有信道间干扰。
对其信号联合地被处理的矢量化组(也就是说，通信线路的集合)的选择对于实现良好的串扰缓解性能而言是相当关键的。在矢量化组内，每个通信线路被考虑为是引起进入到该组的其他通信线路中的串扰的扰乱者线路(disturber line)，并且相同的通信线路被考虑为是从该组的其他通信线路接收到串扰的受害者线路(victim line)。来自不属于该矢量化组的线路的串扰被视为外来噪声并且没有被消除。
理想地，矢量化组应当匹配于物理地且明显地彼此相互作用的通信线路的整个集合。但是，归因于国家法规政策和/或有限的矢量化能力的本地环路开放(local loopunbundling)可能阻止了这种详尽的方法，在该情况中，矢量化组将包括所有物理地相互作用的线路的仅子集，由此产生有限的矢量化增益。
信号矢量化通常在分发点单元(DPU)内执行，其中通过矢量化组的所有订户线路并发传输的或者从矢量化组的所有订户线路接收的所有数据符号都是可用的。例如，信号矢量化有利地在位于中心局(CO)处或者作为更接近于订户驻地(街道机柜、杆机柜等)的光纤馈送远程单元所部署的数字订户线路接入复用器(DSLAM)内加以执行。信号预编码特别适合用于(朝向客户驻地的)下游通信，而信号后处理特别适合用于(来自客户驻地的)上游通信。
线性信号预编码有利地借助于矩阵乘积而被实施：线性预编码器执行传输矢量U(k)与预编码矩阵P(k)在频域中的矩阵乘积，预编码矩阵P(k)使得总信道矩阵H(k)P(k)被对角化，意味着总信道H(k)P(k)的非对角线系数大多减少为零，并且因此信道间干扰大多减少为零。
在实践中，并且作为一阶近似，预编码器将反相位的串扰预补偿信号连同直接信号一起叠加在受害者线路上，这些反相位的串扰预补偿信号在接收器处与来自相应扰乱者线路的实际串扰信号相消地进行干涉。
更正式地，让我们将信道矩阵H写为：H＝D·(I+G)(2)，其中已经主动地省略了载波索引k，D是包括直接信道系数hii的对角矩阵，I是单位矩阵，并且G是包括归一化的串扰系数hij/hii的非对角串扰信道矩阵。
当预编码矩阵P实施对归一化的串扰耦合信道的求逆时，即：P＝(I+G)-1(3)，理想的迫零(ZF)线性预编码被实现，从而H·P＝D，后者由接收器处的单抽头(single-tap)频率均衡(FEQ)来补偿。利用线性ZF预编码，接收器输入处的噪声被直接信道频率响应以因子1/hi,i增强。我们还注意到噪声针对相同的线路而均匀地被增强，因为它们全部被预期具有等同的路径损耗hi,i。
随着新的铜线接入技术的出现以及对高至并超越100MHz的甚至更宽的频谱的使用，串扰功率增加并且可能超过直接信号功率，而产生负的信噪比(SNR)。串扰预补偿信号在受害者线路上的叠加可能因此引起对传输功率谱密度(PSD)掩模(其将用于个体用户的所允许的信号功率额定义为频率的函数)的违反，并且还可能导致数模转换器(DAC)芯片组内的信号削波而引起严重的信号失真。
一种现有技术解决方案是按比例缩小直接信号增益，使得传输信号(包括直接信号和预补偿信号两者)保持在所允许的限度内。PSD减少是取决于线路和频率的，并且可能随着时间改变，例如当线路加入或离开矢量化组时。直接信号增益上的改变必须被传达给接收器以避免FEQ问题。这个第一解决方案已经被描述在2013年3月的标题为“G.fast:Precoder Gain Scaling”、参考编号为ITU-T SG15 Q4a 2013-03-Q4-053的来自Alcatel-Lucent的对国际电信联盟(ITU)的标准贡献中。
另一现有技术解决方案是使用非线性预编码(NLP)，其应用模算术运算在星座界限(constellation boundary)内以过量的功率回退(power back)使传输星座点移位。在接收器处，相同的模运算将会使信号移位回到它的所意图的位置。
采用模算术来约束传输信号的值的思想首先由Tomlinson和Harashima独立地并且几乎是同时地通过对单用户均衡的应用而引入(M.Tomlinson,“New AutomaticEqualizer Employing Modulo Arithmetic”Electronics Letters,7(5-6),pp.138-139,1971年3月；以及H.Harashima和H.Miyakawa,“Matched-Transmission Technique forChannels with Inter Symbol Interference”IEEE Trans.on Communications,20(4),pp.774-780,1972年8月)。Ginis和Cioffi将该概念应用到具有用于串扰消除的预编码的多用户系统(G.Ginis和J.M.Cioffi,“A Multi-User Precoding Scheme AchievingCrosstalk Cancellation with Application to DSL systems”,Proc.34th AsilomarConference on Signals,Systems and Computers,2000年)。
但是，模运算直接地影响传输信号并且因此直接地影响向系统上引起的实际串扰，最终进入到“鸡与蛋”的问题：针对第一用户的模运算变更了针对第二用户的预补偿；针对第二用户的经变更的预补偿变更了针对第二用户的模运算；针对第二用户的经变更的模运算变更了针对第一用户的预补偿；并且针对第一用户的经变更的预补偿变更了针对第一用户的模运算；等等。
为了克服这个问题，非线性预编码器是使用QR矩阵分解来构造的。利用对多个函数的逐步描述的对该技术的良好概述由Ikanos所给出(S.Singh,M.Sorbara,“G.fast:Comparison of Linear and Non-Linear Pre-coding for G.fast on 100m BT Cable”,ITU-T SG15 Q4a贡献2013-01-Q4-031,2013年1月)。
归一化的信道矩阵的共轭转置首先被因式分解为两个矩阵，即：(I+G)*＝QR(4)，其中*标示共轭转置，R是N×N的上三角矩阵，Q是保持功率的N×N酉矩阵(即，Q*Q＝I)，并且N标示矢量化组中的订户线路的数目。
一个对角化的预编码矩阵然后由下式给出：P＝QR*-1(5)，得出HP＝D(I+G)QR*-1＝DR*Q*QR*-1＝D。
让我们写出：R*-1＝LS-1(6)，其中L是具有单位对角线的N×N下三角矩阵，并且S是N×N的归一化对角矩阵，它的元素是R*的对角线元素。
对角矩阵S指示了取决于编码顺序的每线路的预编码增益。S缩放将被处理，因为模运算必须在归一化的频率样本上进行运算，由此得出P＝QL和HP＝D(I+G)QL＝DR*Q*QR*-1S＝DS。因此，在接收器处要求进一步的均衡步骤S-1以恢复初始的传输样本。
非线性预编码器包括第一前馈滤波器L，或者等效地包括第一反馈滤波器I-S-1R*，之后是第二前馈滤波器Q。
在第一步骤中，传输矢量U与下三角矩阵L逐行地相乘，但是在前进到下一行之前，针对元素i的输出通过模运算而被适配，由此将传输功率保持在所允许的界限内。矩阵L的三角结构是对此前提及的“鸡与蛋”问题的解决方案：针对用户i的模输出用作针对稍后被编码的用户j的输入(j>i)，但是不影响早先被编码的用户k的输出(k<i)。
在第二步骤中，作为结果的矢量与矩阵Q相乘，矩阵Q归因于它的酉性质而保持初始的传输功率。
更正式地，非线性预编码器X’的输出由下式给出：
其中rij标示R*的系数，并且Γi,k标示作为对于载波k和用户i的星座尺寸的函数的模运算符。
模运算符Γi,k由下式给出： (8)，
其中xi,k标示对于载波k和用户i的传输频率样本，Mi,k标示对于载波k和用户i的每I/Q维度的星座点的数目，并且d标示一个维度中的相邻星座点之间的距离。
通过NLP对N个线路进行矢量化的复杂度是b2(N2+N(N+1)/2)＝b2(3N2/2+N/2)次乘积累加运算，其中b标示计算机算术中使用的比特的数目，并且不包括可能算作每线路的一次或两次复数乘积累加运算的模运算。
在接收器处，经均衡的接收信号样本由下式给出：
然后需要进一步的均衡步骤S-1以及进一步的模运算来恢复初始的传输矢量U：
项预期为位于星座界限内并且因此应当等于然后对该样本作出决定
图1中描绘了对应的参考模型。
我们注意到，利用QR矩阵分解实施的非线性预编码器实现了ZF均衡，而接收器输入处的噪声样本以因子1/rii被增强。我们还注意到，对于具有相同线路的电缆，R*矩阵的对角线值不具有相同的值；因此噪声增强在每个线路上并不是相同的，这可能导致取决于串扰耦合的水平而将比特率不公平地分发给不同的用户。
归因于首先通过反馈滤波器而之后是前馈滤波器的分步骤式的方法，出现了若干问题。
第一个问题是为了更新非线性预编码器所要求的处理资源的量。如果P需要被更新(例如，为了跟踪串扰信道变化)，则Q和L也需要被更新。没有已知的解决方案用于同时地独立地更新Q和L。因此，每个跟踪步骤都包括对已更新的P或H矩阵的新分解。
另一问题是由于额外乘法级的所添加的量化噪声。相比于具有一个单个的矩阵乘法的线性预编码，该量化噪声归因于分别与矩阵L和Q的两个连续乘法而被加倍。
又另一问题与不连续传输模式有关，其中一个或多个订户线路被放入到某种消极状态而没有任何信号被传输，由此节省一些大量的功率。这牵涉到通过Q和L的若干子块来运行多次，而以接近于2的因子增加了运行时间复杂度。
进一步认可并且简要讨论了以下的背景技术，其可以被认为对于理解本发明以及它与现有技术的关系是有用的。
在2006年9月7日公开的具有公开号US 2006/0198459A1的名称为“Non-LinearPrecoding Method for a Digital Broadcast Channel”的美国专利申请公开了一种通过广播信道向彼此不进行协作的分散的接收器同时传输订户信号的中心发射器。应当通过在传输侧的信号预处理方法，利用所有订户信号的知识以及当前传输条件的知识来生成共同的传输信号，其使得无错误的个体接收成为可能。已知的非线性预编码方法完全抑制了干扰信号，从而信道分集不能被使用。在所要求保护的预编码方法中，相反地，出现的干扰信号被纳入考虑。在模算术计算的基础上，传输信道并没有完全被均衡，而是虚拟地被划分，从而订户信号的传输定期地被继续；信号根据最小传输功率而被选择并且以线性方式被预均衡，并且仍然保持在订户信号之间的残余干扰可以采取来自预设值集合的特殊值。该值集合被选择以使得其他订户的干扰信号也仅被反映在否则已经存在的定期继续(periodiccontinuation)中并且能够如在接收侧的模决定所要求的那样被抑制或使用。
发明内容
本发明的一个目的是缓和或者克服现有技术解决方案的前文所提到的缺点或者缺陷。
根据本发明的第一方面，一种接入节点包括用于对信号进行预处理以用于串扰缓解的信号处理器和用于控制信号处理器的操作的控制器。该信号处理器包括：模单元，被配置为基于第一信道耦合信息来确定针对将在相应的通信信道上传输的相应的传输样本的个体的模移位，并且将这些模移位添加到这些未预编码的相应的传输样本。该信号处理器进一步包括：线性预编码器，被配置为基于第二信道耦合信息来联合地处理产生的传输样本。该控制器被配置为彼此独立地更新第一信道耦合信息和第二信道耦合信息。
根据本发明的另一方面，一种用于对信号进行预处理以用于串扰缓解的方法包括：基于第一信道耦合信息来确定针对将在相应的通信信道上传输的相应的传输样本的个体的模移位，将这些模移位添加到这些未预编码的相应的传输样本，以及基于第二信道耦合信息通过线性预编码来联合地处理产生的传输样本。该方法进一步包括：彼此独立地更新第一信道耦合信息和第二信道耦合信息。
在本发明的一个实施例中，模运算使用低于线性预编码的精度算术。
在本发明的一个实施例中，用于模运算的精度算术是这些通信信道之中的活动通信信道的数目的函数。
在本发明的一个实施例中，第一信道耦合信息一经这些通信信道之中的活动通信信道的集合的改变就被更新，而第二信道耦合信息被保持不改变。
在本发明的一个实施例中，产生的传输样本借助于单个矩阵乘法级通过线性预编码器而联合地被处理。
该接入节点(或者接入复用器)支持通过接入装置到订户设备的有线通信的，并且可以例如指代DSLAM、以太网交换机、边缘路由器等。该接入节点被部署在CO处或者作为更接近于订户驻地(街道机柜、杆机柜等)的光纤馈送的远程单元。
本发明提出了首先基于耦合矩阵L(前馈滤波器)或者等效地基于耦合矩阵I-S-1R*(反馈滤波器)来确定将被应用到个体传输样本ui的模移位δi的量。
然而，不存在计算中间传输矢量X’的需要。替代地，矢量U+Δ(其中Δ标示对应的移位矢量)直接地被馈送给具有预编码矩阵P’＝PS＝QL(被实施为单个矩阵乘法级)的线性预编码器，也就是说预编码矩阵P’的目的是将从具有预编码矩阵P’的线性预编码器与具有信道矩阵H的通信信道的级联所产生的总信道矩阵HP’＝HQL＝DS有效地对角化。以这种方式，模决定能够从实际的预编码分离地被作出，并且与L的乘法从数据路径中被移除。
对应的参考模型已经被描绘在图2中。
出现了以下的益处：
-P’和L能够独立地被跟踪。例如，当预编码器矩阵被更新时，那么模决定过程并不是必然也需要被修改，由此避免了在每个更新步骤处的QR矩阵分解。
-因为P’能够与L独立地被跟踪，所以许多针对线性预编码开发的已知更新机制能够被应用。不存在同步地跟踪Q和L的需要，或者担心如何一个能够被跟踪而另一个保持恒定。
-因为传输矢量U仅需要通过一个矩阵P’，所以不存在对量化噪声的放大，这和与L并且接着Q的乘法是相反的。确实，通过反馈过滤的任何量化噪声被移除，因为X’被丢弃并且仅Δ被存储，并且Δ在预定义的网格上。
-只要P’是准确的，预编码就将有效地消除串扰，即使L不是完全准确的。较不准确的L仅可能引起传输功率增加以及可能引起一些短暂的PSD违反。
-因为L的乘法不在数据路径中而是仅用在生成移位矢量Δ中，其中Δ中的元素在粗略网格上，所以用于与L的乘法的精度bL能够极大地被减少：bL<b。复杂度现在变为b2K2+bL 2K(K+1)/2次乘法累加运算(不包括模运算)，并且因此相比于传统的非线性预编码，要求较少的处理资源。
-不连续传输模式被促进：不存在改变编码顺序以匹配于解除激活顺序的需要，因此不需要写入新的预编码器系数或者向接收器发送新的预编码增益。此外，为了允许不连续传输模式，并不存在增加的运行时间复杂度。
附图说明
通过结合附图来参考以下对实施例的描述，本发明的上述和其他目的和特征将变得更加明显，并且本发明它自身将最好地被理解，在附图中：
-图1表示用于现有技术非线性预编码器的参考模型，其已经被讨论过；
-图2表示用于按照本发明的非线性预编码器的参考模型，其也已经被讨论过；
-图3表示接入装置(access plant)的概览；
-图4表示与按照本发明的接入节点有关的进一步细节；以及
-图5表示与按照本发明的非线性预编码器有关的进一步细节。
具体实施方式
在图3中看到包括位于CO处的网络单元10、DPU 20的接入装置1，DPU 20经由一个或多个光纤而耦合到网络单元10，并且经由铜线环路装置进一步耦合到位于各种订户驻地的客户驻地装备(CPE)30。
铜线环路装置包括：共同接入段40，其中订户线路彼此处于紧邻并且因此引起进入彼此的串扰；以及专用环路段50，用于最终连接到订户驻地。传输介质通常由铜线的未屏蔽双绞对(UTP)组成。
DPU 20包括矢量化处理单元，该矢量化处理单元用于联合地处理正在通过环路装置传输或者从环路装置接收的数据符号，以便于缓解共同接入段内所引起的串扰并且增加通过相应订户线路可实现的通信数据速率。
在图4中看到与按照本发明的DPU 100有关的进一步细节。DPU 100通过相应的传输线路Li而耦合到CPE 200i，这些传输线路Li被假设为形成相同矢量化组的一部分。
DPU 100包括：-DSL收发器110i；-矢量化处理单元(VPU)120；以及-矢量化控制单元(VCU)130，用于控制VPU 120的操作。
DPU 100还可以包括用于从上游接收信号中消除串扰的后编码器。对应的块在图3中已经特意地被省略，因为它们对于本发明而言并不相关。
DSL收发器110i个体地耦合到VPU 120并且耦合到VCU 130。VCU 130进一步耦合到VPU 120。
DSL收发器110i分别包括：-数字信号处理器(DSP)111i；以及-模拟前端(AFE)112i。
CPE 200i包括相应的DSL收发器210i。
DSL收发器210i分别包括：-数字信号处理器(DSP)211i；以及-模拟前端(AFE)212i。
AFE 112i和212i分别包括：数模转换器(DAC)和模数转换器(ADC)；传输滤波器和接收滤波器，用于将信号能量局限在适当的通信频带内同时抑制带外干扰；线路驱动器，用于放大传输信号并且用于驱动传输线路；以及低噪声放大器(LNA)，用于以尽可能小的噪声来放大接收信号。
AFE 112i和212i进一步包括：混合器，用于将发射器输出耦合到传输线路并且将传输线路耦合到接收器输入，同时实现低的发射器-接收器耦合比率；阻抗匹配电路，用于适配于传输线路的特性阻抗；以及隔离电路(通常是变压器)。
DSP 111i和211i分别被配置为对下游DSL通信信道和上游DSL通信信道进行操作。
DSP 111i和211i进一步被配置为对被用来传送DSL控制流量(诸如诊断或管理命令和响应)的下游DSL控制信道和上游DSL控制信道进行操作。控制流量在DSL信道上与用户流量进行复用。
更具体地，DSP 111i和211i用于对用户数据和控制数据进行编码并调制到数字数据符号中，并且用于对来自数字数据符号的用户数据和控制数据进行解调并解码。
通常在DSP 111i和211i内执行以下的传输步骤：-数据编码，诸如数据复用、成帧、加扰、误差校正编码和交错；-信号调制，包括步骤：根据载波排序表格来排序载波，根据所排序的载波的比特加载来解析经编码的比特流，以及将每个比特块(以相应的载波幅度和相位)映射到适当的传输星座点上，有可能是利用Trellis编码；-信号缩放；-快速傅里叶逆变换(IFFT)；-循环前缀(CP)插入；以及可能包括-时间加窗。
通常在DSP 111i和211i内执行以下的接收步骤：-CP移除，并且可能包括时间加窗；-快速傅里叶变换(FFT)；-频率均衡(FEQ)；-信号解调和检测，包括步骤：向每个和每一经均衡的频率样本应用适当的星座网格，该星座网格的图案取决于相应的载波比特加载，检测预期的传输星座点和对应的传输比特序列，有可能是利用Trellis解码，以及根据载波排序表格来重新排序全部所检测的比特块；以及-数据解码，诸如数据解交错、误差校正、解扰、帧定界和解复用。
DSP 111i进一步被配置为在快速傅里叶逆变换(IFFT)步骤之前将传输频率样本ui供应给VPU 120用于联合信号预编码。
DSP 111i进一步被配置为从VPU 120接收经校正的频率样本xi用于进一步的传输。替换地，DSP 111i可以接收校正样本以添加到初始的频率样本。
VPU 120包括串联地耦合到线性预编码器122的模单元121。初始的传输矢量U输入到模单元120，而经预补偿的传输矢量X输入到DSP 111i用于通过相应传输线路Li的传输。
模单元121被配置为，基于第一信道耦合矩阵L来确定要应用到相应传输样本ui的模移位的量δi。如此确定的个体的模移位δi得出模移位矢量Δ，模移位矢量Δ被添加到传输矢量U。模单元120以bL个比特的算术进行操作。
线性预编码器122被配置为缓解在传输线路L1至LN上所引起的串扰。更具体地，线性预编码器122将输入矢量U+Δ与预编码矩阵P’＝(I+G)-1S＝QL相乘，以便于对角化总信道矩阵HP’＝DS。线性预编码器122以b个比特的算术进行操作并且b>bL，意味着模单元121相比于线性预编码器122在较低的精度算术上进行操作。
在图5中看到与VPU 120有关的进一步细节。
传输矢量U输入到模单元121用于确定模移位矢量Δ。模移位矢量Δ的分量δi由下式给出：
其中模移位运算符γi,k(·)由下式定义：
模移位矢量Δ然后被添加到传输矢量U以在模单元121的输出处得出U+Δ。
等式(11)将逐行地被计算，因为为了计算当前的模移位δi，需要在前的行j<i的输出uj+δj。还将注意到δ1＝0，并且u1透明地被传递给模单元121的输出。
接着，线性预编码器121取得输入矢量U+Δ，并且通过单个矩阵乘法级将它与P’＝(I+G)-1S＝QL相乘，以得出经预补偿的传输矢量X＝QL(U+Δ)。矢量X的个体分量被返回给相应的DSP 111用于通过相应传输线路的进一步传输。
VCU 130基本上用于将信道耦合矩阵L和P’分别供应给模单元121和线性预编码器122。这些矩阵是从传输线路L1至LN之间的串扰估计被计算的。
VCU 130首先开始于对将在相应的传输线路L1至LN上使用的相应下游导频序列进行配置。在给定的符号时段m期间在频率索引k处通过传输线路Li传输的导频数字被标示为这些导频序列是相互正交的，并且包括将在M个符号时段上传输的M个导频数字M≥N(以便于满足正交性要求)。这些导频序列通常在特定的符号时段，诸如所谓的SYNC符号，和/或通过特定的载波，诸如所谓的PROBE载波(其将跨越传输频谱的大部分以充分地有代表性)而被传输。
VCU 130收集在由远程收发器210i对导频数字的检测期间所测量的相应的裁剪器误差(slicer error)。由收发器210i在符号时段m期间在频率索引k处在受害者线路Li上所测量的裁剪器误差被标示为
收发器210i进一步被配置为将所测量的裁剪器误差值报告给VCU 130(参见图4中的Err-R消息)。
为了减少误差反馈信息的量，干扰测量通常在频率索引的十分之一的集合处是可用的。
接着，VCU 130把在完整获取周期上在受害者线路Li上所测量的M个误差测量与在扰乱者线路Lj上传输的导频序列的M个相应导频数字进行相关，以便于获得在频率索引k处从扰乱者线路Lj到受害者线路Li中的经均衡的串扰系数hij(k)/hii(k)的估计。因为导频序列是相互正交的，所以在这个相关步骤之后，来自其他扰乱者线路的贡献减少为零。
通常需要某个额外的插值步骤以在所有可应用的频率索引处找出经均衡的串扰系数。
VCU 130现在能够继续进行对ZF预编码矩阵(I+G)-1的计算，并且进一步按照等式(4)至(6)进行它的QR矩阵分解以得出酉矩阵Q、具有单位对角线的下三角矩阵L、以及缩放对角矩阵S。将在线性预编码器122中被推送的耦合矩阵等于P’＝(I+G)-1S＝QL，并且将在模单元121中被推送的耦合矩阵等于L；缩放矩阵S-1的分量rii -1应该被返回给相应的DSP 110i用于进一步传达给CPE 200i。
通常，VCU 130使用一阶或二阶矩阵求逆来计算矩阵(I+G)-1的初始系数。
在信道跟踪模式期间，VCU 130不需要同时更新P’和L。确实，预编码矩阵P’需要准确地跟踪信道矩阵H的任何变化以便于移除任何残余串扰，例如借助于最小均方(LMS)迭代算法，其基于所观测的残余串扰来将预编码矩阵P’的系数调整到它们的最优值。相反地，矩阵L能够以更为粗略的型式而被更新，因为L中的任何误差将仅会导致传输PSD掩模的暂时违反。
如果使用了不连续传输模式，则活动的且被中断的线路需要被重新分组到邻接的子集中。采用置换矩阵π，使得U(p)＝πU中的末尾的多个元素是被中断的线路。
利用按照图1的现有技术非线性预编码器，我们得到πX＝πQLU＝πQLπ*πU，或者：X(p)＝πQLπ*U(p)(13)。
π置换了矩阵Q(p)＝πQ和L(p)＝Lπ*，使得等式(13)能够被写为：
其中A下标和D下标分别标示活动的子集和被中断的子集。注意，上面的置换并没有牵涉到任何矩阵乘法。
归因于该置换，L(p)不再是下三角的，但是置换矩阵π能够被选取使得LAA (p)和LDD (p)是下三角的，即编码顺序被保留在每个子集A或D内。
利用不连续传输，VD (p)被选取使得XD (p)＝0，或者替换地：
并且P(p)＝πPπ*，等式(15)能够被重写为：
这导致了“鸡与蛋”问题，因为获得VD (p)需要UA (p)，并且应用模运算以获得UA (p)需要VD (p)。我们现在进行如下观测：VD (p)仅由预补偿信号组成，并且被预期为不对子集A的活动线路上的传输PSD过多地作出贡献。人们能够因此借助于通过LAA (p)对UA (p)应用非线性预编码，而得到在子集A的活动线路上所要求的模运算。将等效的预编码器输入标示为UA (p)+ΔA。我们现在计算并且得到经预补偿的传输矢量X为：
或者
其中LAA(p)(UA(p)+ΔA)和LDA(p)(UA(p)+ΔA)已经被计算出。
这种方法的总复杂度大于所有线路都活动时的非线性预编码的复杂度，因为8个子块中的6个子块需要与两个不同的矢量相乘。
利用所提出的非线性预编码实施方式，不连续模式操作如下。
线路首先如上文所提及的被置换，以便于活动且不连续的线路形成邻接的子集。接着，传输样本的活动子集UA (p)被传递通过非线性预编码器LAA (p)，并且对应的移位矢量ΔA被存储。虚拟信号VD (p)然后被计算为其中P′(p)＝πP′π*＝πPSπ*(即，预编码矩阵包括缩放矩阵S)。人们可以使用一阶近似来确定最后，XA (p)被计算为：
在这种情况中，子矩阵乘法的数目归因于不连续模式而没有增加。为了使得不连续模式成为可能，并不是必须预见附加的处理资源。
因为移位矢量ΔA是没有将被中断的线路上的虚拟信号VD (p)纳入考虑而被计算的，所以归因于因子而可能存在能量增加。
然而，将注意到，当一些线路被中断时，可以允许其他线路上的传输功率增加，只要整个线束上的总计功率保持相类似。
用于模单元121的较低精度算术也能够被利用用于促进不连续模式。此处，从如下事实取得了益处：与L的乘法并不在数据路径中而是仅用来确定移位矢量Δ，并且Δ依赖于粗略的网格。不连续传输模式然后将操作如下。
首先以较低的精度对矩阵执行QL矩阵分解，可能是通过的近似。以完全的精度，矩阵求逆将花费b2ND 3次乘法累加运算，其中ND标示被中断线路的数目。以较低的精度，矩阵求逆仅花费bL 2ND 3次乘法累加运算。接着，传输样本的活动子集UA (p)也以较低的精度被传递通过非线性预编码器LAA (p)，并且对应的移位矢量ΔA被存储。虚拟信号VD (p)然后以完全的精度被计算为最后，XA (p)也以完全的精度被计算为：
注意，在不连续传输模式期间，预编码矩阵P’不需要被更新。上文的置换π实际上仅是将输入矢量UA+ΔA的分量与已有矩阵P’的按特定顺序选择的系数相乘的问题。仅矩阵L需要被更新。用于新矩阵L的编码顺序能够与用于省略了被中断线路的前一矩阵L的编码顺序是相同的。
此外，得到的计算复杂度取决于ND。因此，使用不同的bL用于不同的ND以得到对信道耦合矩阵L的及时更新可能是有益的。
将注意到，术语“包括”不应当解读为被局限于其后所列出的装置。因此，表达“包括装置A和B的设备”的范围不应当被限制于仅由组件A和B构成的设备。它意味着，关于本发明，该设备的相关组件是A和B。
将进一步注意到，术语“耦合”不应当解读为仅被局限于直接连接。因此，表达“耦合到设备B的设备A”的范围不应当被限制于如下的设备或者系统：其中设备A的输出直接连接到设备B的输入，和/或反之亦然。它意味着，存在A的输出与B的输入之间的路径，和/或反之亦然，其可以是包括其他设备或装置的路径。
本描述和附图仅说明了本发明的原理。因此将意识到，本领域的技术人员将能够设计出尽管本文没有明确描述或者示出但是体现了本发明的原理并且被包括在其范围内的各种布置。此外，本文所记载的所有示例主要明确地意图为仅用于教导的目的，以辅助读者理解本发明的原理以及由(多位)发明人为了促进本领域所贡献的概念，并且将被解释为不限制于这种具体记载的示例和条件。此外，记载本发明的原理、方面、以及实施例的本文所有的陈述，以及它们的具体示例，意图为涵盖它们的等价物。
可以通过使用专属硬件以及能够执行软件的硬件联合适当软件来提供附图中所示出的各种元件的功能。当由处理器提供时，这些功能可以由单个专属处理器、由单个共享处理器、或者由多个个体处理器(其中的一些可以是共享的)来提供。此外，处理器不应当被解释为排他地指代能够执行软件的硬件，并且可以隐含地不带限制地包括：数字信号处理器(DSP)硬件、网络处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FGPA)，等等。其他常规的和/或定制的硬件，诸如只读存储器(ROM)、随机访问存储器(RAM)、以及非易失性存贮器，也可以被包括。

Claims (11)

1.一种接入节点(100)，包括用于对信号进行预处理以用于串扰缓解的信号处理器(120)和用于控制所述信号处理器的操作的控制器(130)，
其中所述信号处理器包括：模单元(121)，被配置为基于第一信道耦合信息(L)来确定针对将在相应的通信信道(H)上传输的相应的传输样本(U)的个体的模移位(Δ)，并且将所述模移位添加到未预编码的所述相应的传输样本；以及线性预编码器(122)，被配置为基于第二信道耦合信息(P’)来联合地处理产生的传输样本，
并且其中所述控制器被配置为彼此独立地更新所述第一信道耦合信息和所述第二信道耦合信息，其中所述第二信道耦合信息被更新以用于从所述线性预编码器与所述通信信道的级联产生的总信道矩阵的对角化。
2.根据权利要求1所述的接入节点(100)，其中所述模单元进一步被配置为使用低于所述线性预编码器的精度算术。
3.根据权利要求2所述的接入节点(100)，其中用于所述模单元的所述精度算术是所述通信信道之中的活动通信信道的数目的函数。
4.根据权利要求1所述的接入节点(100)，其中所述控制器进一步被配置为，一经所述通信信道之中的活动通信信道的集合的改变就更新所述第一信道耦合信息，而保持所述第二信道耦合信息不改变。
5.根据权利要求1所述的接入节点(100)，其中所述信号处理器被配置为，借助于单个矩阵乘法级通过所述线性预编码器而联合地处理所述产生的传输样本。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的接入节点(100)，其中所述接入节点是数字订户线路接入复用器DSLAM。
7.一种用于对信号进行预处理以用于串扰缓解的方法，
其中所述方法包括：基于第一信道耦合信息(L)来确定针对将在相应的通信信道(H)上传输的相应的传输样本(U)的个体的模移位(Δ)，将所述模移位添加到未预编码的所述相应的传输样本，以及基于第二信道耦合信息(P’)通过线性预编码来联合地处理产生的传输样本，
并且其中所述方法进一步包括：彼此独立地更新所述第一信道耦合信息和所述第二信道耦合信息，其中所述第二信道耦合信息被更新以用于从所述线性预编码器与所述通信信道的级联产生的总信道矩阵的对角化。
8.根据权利要求7所述的方法，其中所述方法进一步包括：相比于用于线性预编码，使用较低的精度算术用于模运算。
9.根据权利要求8所述的方法，其中用于模运算的所述精度算术是所述通信信道之中的活动通信信道的数目的函数。
10.根据权利要求7至9中任一项所述的方法，其中所述方法进一步包括：一经所述通信信道之中的活动通信信道的集合的改变就更新所述第一信道耦合信息，而保持所述第二信道耦合信息不改变。
11.根据权利要求7所述的方法，其中所述产生的传输样本借助于单个矩阵乘法级通过线性预编码器而联合地被处理。
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