JP2016522617A - 別個のモジュロ決定を有する非線形プリコーダ - Google Patents

Abstract

本発明は、クロストーク軽減のために信号を前処理するための信号処理ユニット（１２０）に関する。本発明の一実施形態によれば、信号処理ユニットは、第１のチャネル結合情報（Ｌ）に基づいてそれぞれの通信チャネル（Ｈ）を通じて送信されるべきそれぞれの送信サンプル（Ｕ）のための個々のモジュロシフト（Δ）を決定し、モジュロシフトをそれぞれの送信サンプルに加算するように構成されたモジュロユニット（１２１）と、結果として得られた送信サンプルを、通信チャネルとの線形プリコーダの連結から生じる全体チャネル行列（ＨＰ’）を効果的に対角化することを目的とする第２のチャネル結合情報（ρ’）に基づいて合同して処理するように構成された線形プリコーダ（１２２）と、を含む。本発明はまた、クロストーク軽減のために信号を前処理するための方法にも関する。

Description

本発明は有線通信システム内におけるクロストーク軽減に関する。

クロストーク（またはチャネル間干渉）は、デジタル加入者線（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ、ＤＳＬ）通信システム等の、多入力多出力（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ、ＭＩＭＯ）有線通信システムにとって、チャネル障害の主要な発生源である。

より高いデータ転送速度に対する需要が高まるにつれて、ＤＳＬシステムはより高い周波数帯域に向かって進化しており、隣接する伝送回線（すなわち、ケーブルバインダ内の撚り銅対線等の、それらの長さの一部または全部にわたって近接する伝送回線）間のクロストークはより顕著になる（周波数が高くなるほど、結合が大きくなる）。

ＭＩＭＯシステムは以下の線形モデルによって記述することができる：
Ｙ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）Ｘ（ｋ）＋Ｚ（ｋ） （１）、
ここで、Ｎ成分複素ベクトルＸ、Ｙ、は、Ｎ個のチャネルを通じて送信され、それぞれ、それらから受信されるシンボルの、周波数／キャリア／トーンインデックスｋの関数としての、離散周波数表現を表す。
ＮｘＮ複素行列Ｈはチャネル行列と呼ばれる。チャネル行列Ｈの（ｉ，ｊ）番目の成分ｈ_ｉｊは、信号がｊ番目のチャネル入力に送信されるのに応答して、通信システムがｉ番目のチャネル出力上にどのように信号を生成するのかを記述する。チャネル行列の対角要素は直接チャネル結合を記述し、チャネル行列の非対角要素（クロストーク係数とも呼ばれる）はチャネル間結合を記述する。
Ｎ成分複素ベクトルＺは、無線周波数干渉（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ、ＲＦＩ）または熱雑音等の、Ｎ個のチャネル上の加法性雑音を表す。

クロストークを軽減し、実効スループット、到達範囲および回線安定性を最大化するために、様々な戦略が開発されている。これらの技法は、静的または動的なスペクトル管理技法からマルチユーザ信号調整（またはベクタリング）へと次第に進化している。

チャネル間干渉を低減するための１つの技法は合同信号プリコーディングである：送信データシンボルは、それぞれの通信チャネルを通じて送信される前にプリコーダを合同して通される。プリコーダは、プリコーダと通信チャネルとの連結の結果、受信機におけるチャネル間干渉はほとんどまたは全くなくなるというものである。

チャネル間干渉を低減するためのさらなる技法は合同信号後処理である：受信データシンボルは、検出される前にポストコーダを合同して通される。ポストコーダは、通信チャネルとポストコーダとの連結の結果、受信機におけるチャネル間干渉はほとんどまたは全くなくなるというものである。

ベクタリンググループ、すなわち、信号が合同して処理される通信回線のセット、の選定は、良好なクロストーク軽減性能を達成するために非常に重要である。ベクタリンググループ内において、各通信回線は、グループの他の通信回線内にクロストークを誘起する妨害回線と見なされ、その同じ通信回線が、グループの他の通信回線からクロストークを受ける被妨害回線と見なされる。ベクタリンググループに属さない回線からのクロストークは外来雑音として扱われ、除去されない。

理想的には、ベクタリンググループは、互いと物理的に顕著に相互作用する通信回線の全セットに一致するべきである。しかし、国家規制政策によるローカルループアンバンドリングおよび／または限られたベクタリング能力がこのような網羅的なアプローチを妨げる場合があり、この場合には、ベクタリンググループは、全ての物理的に相互作用する回線のサブセットのみを含むことになり、それにより、限られたベクタリング利得しかもたらさないであろう。

通例、信号ベクタリングは、ベクタリンググループの全ての加入者線を通じて並行して送信されるか、またはそれらから受信される全てのデータシンボルが利用可能となる、分配点ユニット（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ Ｐｏｉｎｔ Ｕｎｉｔ、ＤＰＵ）内で実行される。例えば、信号ベクタリングは、中央局（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｏｆｆｉｃｅ、ＣＯ）に配備されるか、または加入者宅内により近いファイバ供給遠隔ユニット（路上キャビネット、電柱キャビネット、等）として配備された、デジタル加入者線アクセスマルチプレクサ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ、ＤＳＬＡＭ）内で有利に実行される。信号プリコーディングは（顧客宅内へ向かう）ダウンストリーム通信のために特に適しており、一方、信号後処理は、（顧客宅内からの）アップストリーム通信のために特に適している。

線形信号プリコーディングは行列積を用いて有利に実装される：線形プリコーダは、送信ベクトルＵ（ｋ）とプリコーディング行列Ｐ（ｋ）との周波数領域における行列積を実行する。プリコーディング行列Ｐ（ｋ）は、全体チャネル行列Ｈ（ｋ）Ｐ（ｋ）が対角化される、つまり、全体チャネルＨ（ｋ）Ｐ（ｋ）の非対角係数、およびひいてはチャネル間干渉、がほとんど０に減少するというものである。

実際には、および一次近似として、プリコーダは被妨害回線上に、直接信号に加えて、受信機においてそれぞれの妨害回線からの実際のクロストーク信号に破壊的に干渉する逆位相クロストーク前置補償信号を重畳する。

より形式的に、チャネル行列Ｈを次式のように書くこととする：
Ｈ＝Ｄ・（Ｉ＋Ｇ） （２）
ここで、キャリアインデックスｋは任意に省略されており、Ｄは、直接チャネル係数ｈ_ｉｉを含む対角行列であり、Ｉは恒等行列であり、Ｇは、正規化されたクロストーク係数ｈ_ｉｊ／ｈ_ｉｉを含む非対角クロストークチャネル行列である。

理想的なゼロ・フォーシング（Ｚｅｒｏ−Ｆｏｒｃｉｎｇ、ＺＦ）線形プリコーディングは、プリコーディング行列Ｐが、正規化されたクロストーク結合チャネルの逆を実装するときに達成される。すなわち：
Ｐ＝（Ｉ＋Ｇ）^−１ （３）、
このため、Ｈ・Ｐ＝Ｄとなり、後者は受信機におけるシングルタップ周波数等化（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＥＱｕａｌｉｚａｔｉｏｎ、ＦＥＱ）によって補償される。線形ＺＦプリコーディングを用いると、受信機入力における雑音は直接チャネル周波数応答によって１／ｈ_ｉ，ｉ倍に増大される。さらに、雑音は同一の回線については均等に増大されることにも留意する。なぜなら、それらは全て、等しい経路損失ｈ_ｉ，ｉを有すると期待されるためである。

新しい銅アクセス技術と最大１００ＭＨｚおよびそれを超えるいっそうより広いスペクトルの使用の出現により、クロストーク電力は増大し、直接信号電力を超え、負の信号対雑音比（ＳＮＲ）を生じさせる場合がある。それゆえ、被妨害回線上におけるクロストーク前置補償信号の重畳は、個々のユーザのための信号電力の許容量を周波数の関数として定義する、送信電力スペクトル密度（Ｐｏｗｅｒ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｄｅｎｓｉｔｙ、ＰＳＤ）マスクの違反を生じさせる場合があり、同様に、深刻な信号ひずみを生じさせるデジタル−アナログ変換器（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、ＤＡＣ）チップセット内における信号クリッピングをもたらす場合がある。

従来技術の解決策は、直接信号および前置補償信号の両方を含む送信信号が許容限度内にとどまるように、直接信号利得を縮小することである。ＰＳＤ低減は回線および周波数に依存し、例えば、回線がベクタリンググループに加わるか、またはそれから離れる際に、経時的に変化する場合がある。直接信号利得の変化は、ＦＥＱ問題を回避するために、受信機へ伝達されなければならない。この第１の解決策は、「Ｇ．ｆａｓｔ： Ｐｒｅｃｏｄｅｒ Ｇａｉｎ Ｓｃａｌｉｎｇ」と題する、Ａｌｃａｔｅｌ−Ｌｕｃｅｎｔから国際電気通信連合（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｎｉｏｎ、ＩＴＵ）への標準寄稿論文、参照ＩＴＵ−Ｔ ＳＧ１５ Ｑ４ａ ２０１３−０３−Ｑ４−０５３、２０１３年３月、において説明された。

別の従来技術の解決策は、過剰な電力を有する送信コンステレーション点をシフトさせ、コンステレーション境界内へ戻すためにモジュロ算術演算を適用する、非線形プリコーディング（Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ、ＮＬＰ）の使用である。受信機において、同じモジュロ演算が信号をシフトさせ、意図された位置へ戻すことになる。

送信信号の値の境界を設けるためにモジュロ算術を用いるアイデアは、ＴｏｍｌｉｎｓｏｎおよびＨａｒａｓｈｉｍａによって別々にほとんど同時に、単一ユーザ等化への適用とともに最初に導入された（Ｍ．Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ、「Ｎｅｗ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ Ｍｏｄｕｌｏ Ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ」、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ、７（５−６）、１３８−１３９ページ、１９７１年３月、ならびにＨ．Ｈａｒａｓｈｉｍａ、およびＨ．Ｍｉｙａｋａｗａ、「Ｍａｔｃｈｅｄ−Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌｓ ｗｉｔｈ Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、２０（４）、７７４−７８０ページ、１９７２年８月）。ＧｉｎｉｓおよびＣｉｏｆｆｉはこのコンセプトを、クロストーク除去のためのプリコーディングを有するマルチユーザシステムに適用した（Ｇ．ＧｉｎｉｓおよびＪ．Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ、「Ａ Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ Ａｃｈｉｅｖｉｎｇ Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ＤＳＬ ｓｙｓｔｅｍｓ」、Ｐｒｏｃ． ３４ｔｈ Ａｓｉｌｏｍａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌｓ， Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ、２０００年）。

しかし、モジュロ演算は、送信信号、およびひいては、システム上に誘起される実際のクロストークに直接影響を与え、「ニワトリ−卵」問題に帰してしまう：第１のユーザのためのモジュロ演算は第２のユーザのための前置補償を変更し、第２のユーザのための変更された前置補償は第２のユーザのためのモジュロ演算を変更し、第２のユーザユーザのための変更されたモジュロ演算は第１のユーザのための前置補償を変更し、第１のユーザのための変更された前置補償は第１のユーザのためのモジュロ演算を変更し、以下同様に続く。

この問題を克服するために、ＱＲ行列分解を用いて非線形プリコーダが構築される。機能のステップ毎の説明を用いた本技法の良い概説が、Ｉｋａｎｏｓ（Ｓ．Ｓｉｎｇｈ、Ｍ．Ｓｏｒｂａｒａ、「Ｇ．ｆａｓｔ： Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｌｉｎｅａｒ ａｎｄ Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅ−ｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ Ｇ．ｆａｓｔ ｏｎ １００ｍ ＢＴ Ｃａｂｌｅ」、ＩＴＵ−Ｔ ＳＧ１５ Ｑ４ａ寄稿論文２０１３−０１−Ｑ４−０３１、２０１３年１月）によって与えられている。

正規化されたチャネル行列の共役転置をまず２つの行列に因子分解する。すなわち：
（Ｉ＋Ｇ）^＊＝ＱＲ （４）、
ここで、^＊は共役転置を表し、ＲはＮ×Ｎ上三角行列であり、Ｑは、電力を保存するＮ×Ｎユニタリ行列であり（すなわち、Ｑ^＊Ｑ＝Ｉ）、Ｎはベクタリンググループ内の加入者線の数を表す。

このとき、１つの対角化プリコーディング行列が、
Ｐ＝ＱＲ^＊−１ （５）
によって与えられ、ＨＰ＝Ｄ（Ｉ＋Ｇ）ＱＲ^＊−１＝ＤＲ^＊Ｑ^＊ＱＲ^＊−１＝Ｄを得る。

次式のように書くこととする：
Ｒ^＊−１＝ＬＳ^−１ （６）、
ここで、Ｌは、単位対角を有するＮ×Ｎ下三角行列であり、Ｓは、要素がＲ^＊の対角要素であるＮ×Ｎ正規化対角行列である。

対角行列Ｓは、符号化順序に依存する回線毎のプリコーディング利得を示す。モジュロ演算は、正規化された周波数サンプルに対して演算を行う必要があるため、Ｓスケーリングは破棄されるべきであり、これにより、Ｐ＝ＱＬおよびＨＰ＝Ｄ（Ｉ＋Ｇ）ＱＬ＝ＤＲ^＊Ｑ^＊ＱＲ^＊−１Ｓ＝ＤＳを得る。それゆえ、さらなる等化ステップＳ^−１が受信機において、初期送信サンプルを復元するために必要とされる。

非線形プリコーダは、第１のフィードフォワードフィルタＬ、もしくは同等に第１のフィードバックフィルタＩ−Ｓ^−１Ｒ^＊を含み、それに続き、第２のフィードフォワードフィルタＱを含む。

第１のステップでは、送信ベクトルＵに行毎に下三角行列Ｌを乗算するが、次の行に進む前に、要素ｉについての出力はモジュロ演算を通して適合され、これにより、送信電力を許容境界内に保持する。行列Ｌの三角構造が上述の「ニワトリ−卵」問題への解決策となる：ユーザｉのためのモジュロ出力は、後に符号化されるユーザｊ（ｊ＞ｉ）のための入力の役割を果たすが、先に符号化されたユーザｋ（ｋ＜ｉ）の出力に影響を与えない。

第２のステップでは、結果として得られたベクトルに行列Ｑを乗算する。Ｑはそのユニタリ特性のために初期送信電力を保存している。

より形式的に、非線形プリコーダＸ’の出力は次式によって与えられる：

ここで、ｒ_ｉｊはＲ^＊の係数を表し、Γ_ｉ，ｋはキャリアｋおよびユーザｉについてのコンステレーションサイズの関数としてのモジュロ演算子を表す。

モジュロ演算子Γ_ｉ，ｋは次式によって与えられる：

ここで、ｘ_ｉ，ｋはキャリアｋおよびユーザｉについての送信周波数サンプルを表し、Ｍ_ｉ，ｋはキャリアｋおよびユーザｉについてのＩ／Ｑ次元毎のコンステレーション点の数を表し、ｄは１つの次元における隣接コンステレーション点間の距離を表す。

Ｎ本の回線を、ＮＬＰを通してベクタリングすることの複雑度は、ｂ^２（Ｎ^２＋Ｎ（Ｎ＋１）／２）＝ｂ^２（３Ｎ^２／２＋Ｎ／２）回の乗累算演算になり、ここで、ｂは、コンピュータ算術において用いられるビットの数を表している。回線毎に１回または２回の複雑度の乗累算演算としてカウントされてもよいモジュロ演算は除いている。

受信機において、等化された受信信号サンプルは次式によって与えられる：

次に、初期送信ベクトルＵを復元するために、さらなる等化ステップＳ^−１がさらなるモジュロ演算とともに必要とされる：

項

はコンステレーション境界内に入ることが期待され、それゆえ、

は

と等しくならなければならない。次に、そのサンプルに対する決定

が行われる。

図１に、対応する参照モデルが示されている。

ＱＲ行列分解を用いて実装される非線形プリコーダはＺＦ等化を達成するが、一方、受信機入力における雑音サンプルは１／ｒ_ｉｉ倍に増大されることに注目する。さらに、同一の回線を有するケーブルについて、Ｒ^＊行列の対角値は同じ値を有せず、それゆえ、雑音の増大は各回線上で同じにならず、そのために、クロストーク結合のレベルに依存した異なるユーザへのビットレートの不公平な分配をもたらし得ることにも注目する。

まずフィードバックフィルタを通過し、その後、フィードフォワードフィルタを通過するという段階的なアプローチのために、いくつかの問題が生じる。

第１の問題は、非線形プリコーダを更新するために必要とされる処理リソースの量である。Ｐが（例えば、クロストークチャネル変化を追跡するために）更新される必要がある場合には、このとき、ＱおよびＬも同様に更新される必要がある。ＱおよびＬを独立して同時に更新するための知られている解決策は存在しない。それゆえ、各追跡ステップは、更新されたＰまたはＨ行列の新たな分解を含む。

別の問題は、余分の乗算段階のせいで付加される量子化雑音である。１回の単一の行列乗算を有する線形プリコーディングと比較すると、それぞれ２つの行列ＬおよびＱによる２回の連続する乗算のせいで、量子化雑音は２倍になる。

さらに別の問題は、１本以上の加入者線が、信号が全く送信されない何らかの受動状態にされ、それによっていくらか実質的な電力を節約する、不連続送信モードに関連する。これは、ＱおよびＬのいくつかのサブブロックを複数回通過することを伴い、実行時の複雑度をほぼ２倍増大させる。

Ａｌｃａｔｅｌ−Ｌｕｃｅｎｔ、「Ｇ．ｆａｓｔ： Ｐｒｅｃｏｄｅｒ Ｇａｉｎ Ｓｃａｌｉｎｇ」、国際電気通信連合（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｎｉｏｎ、ＩＴＵ）への標準寄稿論文、参照ＩＴＵ−Ｔ ＳＧ１５ Ｑ４ａ ２０１３−０３−Ｑ４−０５３、２０１３年３月 Ｍ．Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ、「Ｎｅｗ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ Ｍｏｄｕｌｏ Ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ」、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ、７（５−６）、１３８−１３９ページ、１９７１年３月 Ｈ．Ｍｉｙａｋａｗａ、「Ｍａｔｃｈｅｄ−Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌｓ ｗｉｔｈ Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、２０（４）、７７４−７８０ページ、１９７２年８月 Ｇ．ＧｉｎｉｓおよびＪ．Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ、「Ａ Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ Ａｃｈｉｅｖｉｎｇ Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ＤＳＬ ｓｙｓｔｅｍｓ」、Ｐｒｏｃ． ３４ｔｈ Ａｓｉｌｏｍａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌｓ， Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ、２０００年 Ｓ．Ｓｉｎｇｈ、Ｍ．Ｓｏｒｂａｒａ、「Ｇ．ｆａｓｔ： Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｌｉｎｅａｒ ａｎｄ Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅ−ｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ Ｇ．ｆａｓｔ ｏｎ １００ｍ ＢＴ Ｃａｂｌｅ」、ＩＴＵ−Ｔ ＳＧ１５ Ｑ４ａ寄稿論文２０１３−０１−Ｑ４−０３１、２０１３年１月

本発明の目的は、従来技術の解決策の上述の短所または欠点を緩和または克服することである。

本発明の第１の態様によれば、クロストーク軽減のために信号を前処理するための信号処理ユニットは、第１のチャネル結合情報に基づいてそれぞれの通信チャネルを通じて送信されるべきそれぞれの送信サンプルのための個々のモジュロシフトを決定し、モジュロシフトをそれぞれの送信サンプルに加算するように構成されたモジュロユニットと、結果として得られた送信サンプルを、線形プリコーダであって、通信チャネルとの線形プリコーダの連結から生じる全体チャネル行列を効果的に対角化することを目的とする第２のチャネル結合情報に基づいて合同して処理するように構成された線形プリコーダと、を含む。

本発明の別の態様によれば、クロストーク軽減のために信号を前処理するための方法は、第１のチャネル結合情報に基づいてそれぞれの通信チャネルを通じて送信されるべきそれぞれの送信サンプルのための個々のモジュロシフトを決定することと、モジュロシフトをそれぞれの送信サンプルに加算することと、結果として得られた送信サンプルを、通信チャネルとの線形プリコーダの連結から生じる全体チャネル行列を効果的に対角化することを目的とする第２のチャネル結合情報に基づく線形プリコーディングを通して合同して処理することと、を含む。

本発明の一実施形態では、第１のチャネル結合情報は第２のチャネル結合情報とは独立して更新される。

本発明の一実施形態では、モジュロ演算は、線形プリコーディングより低い精度の算術を用いる。

本発明の一実施形態では、モジュロ演算のための精度算術は、通信チャネルのうちのアクティブな通信チャネルの数の関数である。

本発明の一実施形態では、第１のチャネル結合情報は、通信チャネルのうちのアクティブな通信チャネルのセットが変更すると更新され、一方、第２のチャネル結合情報は変更されずに残される。

本発明の一実施形態では、結果として得られた送信サンプルは、線形プリコーダを通して単一の行列乗算段階を用いて合同して処理される。

このような信号処理ユニットは、ＤＳＬＡＭ、イーサネット（登録商標）スイッチ、エッジルータなど等の、アクセス設備を通じた加入者デバイスへの有線通信をサポートし、ＣＯにおいて、または加入者宅内により近いファイバ供給遠隔ユニット（路上キャビネット、電柱キャビネット、等）として配備される、アクセスノード（またはアクセスマルチプレクサ）の一部を有利に形成する。

本発明は、結合行列Ｌ（フィードフォワードフィルタ）に基づいて、または同等に結合行列Ｉ−Ｓ^−１Ｒ^＊（フィードバックフィルタ）に基づいて、個々の送信サンプルｕ_ｉに適用されるべきモジュロシフトδ_ｉの量をまず決定することを提案する。

しかし、中間の送信ベクトルＸ’を計算する必要はない。その代わりに、Δは対応するシフトベクトルを表すとして、ベクトルＵ＋Δが、プリコーディング行列（単一の行列乗算段階として実装される）Ｐ’＝ＰＳ＝ＱＬを有する線形プリコーダに直接送り込まれる。つまり、プリコーディング行列Ｐ’の目的は、プリコーディング行列Ｐ’を有する線形プリコーダとチャネル行列Ｈを有する通信チャネルとの連結から生じる全体チャネル行列ＨＰ’＝ＨＱＬ＝ＤＳを効果的に対角化することである。このように、モジュロ決定は実際のプリコーディングと別個に行うことができ、Ｌの乗算はデータ経路から取り除かれる。

図２に、対応する参照モデルが示されている。

以下の利点が生まれる：
− Ｐ’およびＬを独立して追跡することができる。例えば、プリコーダ行列が更新されると、このとき、モジュロ決定プロセスも変更される必要は必ずしもなく、これにより、更新ステップのたびのＱＲ行列分解を回避する。
− Ｐ’はＬとは独立して追跡することができるため、線形プリコーディングのために開発された、知られている更新機構の多くを適用することができる。ＱおよびＬを同期的に追跡するか、あるいは他方が一定に保たれたままどのように一方を追跡することができるのかを心配する必要はない。
− 送信ベクトルＵは１つの行列Ｐ’のみを通過する必要があるのみであるため、Ｌおよび次にＱを乗算するのとは対照的に、量子化雑音の増幅は存在しない。実際に、Ｘ’は捨てられ、所定の格子上にあるΔのみが格納されるため、フィードバックフィルタリングを通したあらゆる量子化雑音は取り除かれる。
− Ｐ’が正確である限り、たとえ、Ｌが完全に正確ではなくても、プリコーディングはクロストークを効果的に除去することになる。Ｌがあまり正確でなくても、送信電力の増大、および場合により、いくらかの一過的なＰＳＤ違反を生じさせる可能性があるのみである。
− Ｌの乗算はデータ経路内になく、シフトベクトルΔの生成において役目を果たすのみであり、Δ内の要素は粗い格子上にあるため、Ｌの乗算のための精度ｂ_Ｌを大きく低減することができる：ｂ_Ｌ＜ｂ。これで、複雑度はｂ^２Ｋ^２＋ｂ_Ｌ ^２Ｋ（Ｋ＋１）／２回の乗累算演算（モジュロ演算を除く）になり、それゆえ、伝統的な非線形プリコーディングのように必要とする処理リソースはより少なくてすむ。
− 不連続送信モードが容易化される：非アクティブ化順序に一致させるために符号化順序を変更する必要がなく、それゆえ、新しいプリコーダ係数を書き込むか、または新しいプリコーディング利得を受信機へ送る必要がない。同様に、不連続送信モードを可能にするための実行時の複雑度の増加がない。

実施形態の以下の説明を添付の図面と併せて参照することによって、発明の上記およびその他の目的および特徴はより明瞭となり、本発明そのものは最もよく理解されるであろう。

先に論じられた、従来技術の非線形プリコーダのための参照モデルを示す図である。 同様に論じられた、本発明による非線形プリコーダのための参照モデルを示す図である。 アクセス設備の概観を示す図である。 本発明によるアクセスノードに関するさらなる詳細を示す図である。 本発明による非線形プリコーダに関するさらなる詳細を示す図である。

図３に、ＣＯにおけるネットワークユニット１０と、１本または複数の光ファイバを介してネットワークユニット１０に結合され、銅線ループ設備を介して様々な加入者宅内における顧客宅内機器（Ｃｕｓｔｏｍｅｒ Ｐｒｅｍｉｓｅｓ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ、ＣＰＥ）３０にさらに結合されるＤＰＵ２０と、を含むアクセス設備１が見られる。

銅線ループ設備は、加入者線が互いに近接し、それゆえ互いの内にクロストークを誘起する、共通アクセス区間４０、および加入者宅内への最終接続のための専用ループ区間５０を含む。伝送媒体は通例、銅シールド無し撚り対線（Ｕｎｓｈｉｅｌｄｅｄ Ｔｗｉｓｔｅｄ Ｐａｉｒ、ＵＴＰ）で構成される。

ＤＰＵ ２０は、共通アクセス区間内で誘起されるクロストークを軽減するため、およびそれぞれの加入者線を通じて達成可能な通信データ転送速度を増大させるために、ループ設備を通じて送信されているか、またはそれから受信されているデータシンボルを合同して処理するためのベクタリング処理ユニットを含む。

図４には、本発明によるＤＰＵ １００に関するさらなる詳細が見られる。ＤＰＵ １００は、同じベクタリンググループの一部を形成すると仮定される、それぞれの伝送回線Ｌｉを通じてＣＰＥ ２００ｉに結合される。

ＤＰＵ １００は以下のものを含む：
− ＤＳＬ送受信機１１０ｉ、
− ベクタリング処理ユニット（Ｖｅｃｔｏｒｉｎｇ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ、ＶＰＵ）１２０、および
− ＶＰＵ １２０の動作を制御するためのベクタリング制御ユニット（Ｖｅｃｔｏｒｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ、ＶＣＵ）１３０。

ＤＰＵ １００はまた、アップストリーム受信信号からのクロストークを除去するためのポストコーダを含んでもよい。図３では、対応するブロックは、本発明にとって重要でないため、意図的に省略されている。

ＤＳＬ送受信機１１０ｉは、ＶＰＵ １２０に、およびＶＣＵ １３０に個々に結合される。ＶＣＵ １３０はＶＰＵ １２０にさらに結合される。

ＤＳＬ送受信機１１０ｉはそれぞれ以下のものを含む：
− デジタル信号プロセッサ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ、ＤＳＰ）１１１ｉ、および
− アナログフロントエンド（Ａｎａｌｏｇ Ｆｒｏｎｔ Ｅｎｄ、ＡＦＥ）１１２ｉ。

ＣＰＥ ２００ｉはそれぞれのＤＳＬ送受信機２１０ｉを含む。

ＤＳＬ送受信機２１０ｉはそれぞれ以下のものを含む：
− デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２１１ｉ、および
− アナログフロントエンド（ＡＦＥ）２１２ｉ。

ＡＦＥ １１２ｉおよび２１２ｉはそれぞれ、デジタル−アナログ変換器（Ｄｉｇｉｔａｌ− ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、ＤＡＣ）およびアナログ−デジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、ＡＤＣ）、帯域外干渉を阻止しつつ信号エネルギーを適当な通信周波数帯域内に限定するための送信フィルタおよび受信フィルタ、送信信号を増幅するため、および伝送回線を駆動するためのラインドライバ、ならびにできるだけ少ない雑音を有するように受信信号を増幅するための低雑音増幅器（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ、ＬＮＡ）を含む。

ＡＦＥ １１２ｉおよび２１２ｉは、低い送信機−受信機結合比を達成しつつ、送信機出力を伝送回線に、および伝送回線を受信機入力に結合するためのハイブリッド、伝送回線の特性インピーダンスに適合するためのインピーダンス整合回路機構、および分離回路機構（通例、変圧器）をさらに含む。

ＤＳＰ １１１ｉおよび２１１ｉはそれぞれ、ダウンストリームおよびアップストリームＤＳＬ通信チャネルを動作させるように構成される。

ＤＳＰ １１１ｉおよび２１１ｉは、診断または管理コマンドおよび応答等の、ＤＳＬ制御トラフィックを搬送するために用いられるダウンストリームおよびアップストリームＤＳＬ制御チャネルを動作させるようにさらに構成される。制御トラフィックはユーザトラフィックとともにＤＳＬチャネルを通じて多重化される。

より具体的には、ＤＳＰ １１１ｉおよび２１１ｉは、ユーザおよび制御データをデジタルデータシンボルに符号化し、変調するため、ならびにデジタルデータシンボルからユーザおよび制御データを復調し、復号するためのものである。

通例、ＤＳＰ １１１ｉおよび２１１ｉ内では以下の送信ステップが実行される：
− データ多重化、フレーム化、スクランブリング、誤り訂正符号化およびインタリーブ等の、データ符号化、
− キャリア順序付けテーブルに従ってキャリアを順序付けするステップ、順序付けされたキャリアのビットローディングに従って、符号化されたビットストリームを解析するステップ、および場合によりトレリス符号化を用いて、各ビットチャンクを（それぞれのキャリア振幅および位相を有する）適切な送信コンステレーション点上にマッピングするステップ、を含む、信号変調、
− 信号スケーリング、
− 逆高速フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、ＩＦＦＴ）、
− サイクリックプレフィクス（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ、ＣＰ）挿入、および場合により、
− 時間ウィンドウイング。

通例、ＤＳＰ １１１ｉおよび２１１ｉ内では以下の受信ステップが実行される：
− ＣＰ除去、および場合により、時間ウィンドウイング、
− 高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、ＦＦＴ）、
− 周波数等化（ＦＥＱ）、
− 等化された周波数サンプル１つ１つ全てに、パターンがそれぞれのキャリアビットローディングに依存する適切なコンステレーション格子を適用するステップ、場合によりトレリス復号を用いて、期待される送信コンステレーション点および対応する送信ビット列を検出するステップ、ならびに全ての検出されたビットチャンクを、キャリア順序付けテーブルに従って順序付けし直すステップ、を含む、信号復調および検出、ならびに
− データデインタリーブ、誤り訂正、デスクランブル、フレーム識別（ｆｒａｍｅ ｄｅｌｉｎｅａｔｉｏｎ）および多重分離化等の、データ復号。

ＤＳＰ １１１ｉは、送信周波数サンプルｕ_ｉを逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ステップの前に合同信号プリコーディングのためにＶＰＵ １２０に供給するようにさらに構成される。

ＤＳＰ １１１ｉは、さらなる伝送のためにＶＰＵ １２０から、訂正された周波数サンプルｘ_ｉを受信するようにさらに構成される。代替的に、ＤＳＰ １１１ｉは訂正サンプルを受信し、初期周波数サンプルに加算してもよい。

ＶＰＵ １２０は、線形プリコーダ１２２に直列結合されるモジュロユニット１２１を含む。初期送信ベクトルＵはモジュロユニット１２０へ入力され、一方、前置補償された送信ベクトルＸはそれぞれの伝送回線Ｌｉを通じたさらなる送信のためにＤＳＰ １１１ｉへ出力される。

モジュロユニット１２１は、第１のチャネル結合行列Ｌに基づいてそれぞれの送信サンプルｕ_ｉに適用するべきモジュロシフトδ_ｉの量を決定するように構成される。そのように決定された個々のモジュロシフトδ_ｉから、送信ベクトルＵに加算されるモジュロシフトベクトルΔが得られる。モジュロユニット１２０はｂ_Ｌビット算術を用いて演算する。

線形プリコーダ１２２は、伝送回線Ｌ１からＬＮを通じて誘起されるクロストークを軽減するように構成される。より具体的には、線形プリコーダ１２２は、全体チャネル行列ＨＰ’＝ＤＳを対角化するために、入力ベクトルＵ＋Δにプリコーディング行列Ｐ’＝（Ｉ＋Ｇ）^−１Ｓ＝ＱＬを乗算する。線形プリコーダ１２２はｂビット算術を用いて演算する。ここで、ｂ＞ｂ_Ｌである。つまり、モジュロユニット１２１は、線形プリコーダ１２２と比較してより低精度の算術で演算する。

図５には、ＶＰＵ １２０に関するさらなる詳細が見られる。

送信ベクトルＵはモジュロシフトベクトルΔの決定のためにモジュロユニット１２１へ入力される。モジュロシフトベクトルΔの成分δ_ｉは次式によって与えられる：

ここで、モジュロシフト演算子γ_ｉ，ｋ（．）は次式によって定義される：

次に、モジュロシフトベクトルΔは送信ベクトルＵに加算され、モジュロユニット１２１の出力においてＵ＋Δを得る。

前の行ｊ＜ｉの出力ｕ_ｊ＋δ_ｊが現在のモジュロシフトδ_ｉの計算のために必要とされるため、式（１１）は行毎に計算されることになる。δ_１＝０であること、およびｕ_１はモジュロユニット１２１の出力へ透過的に渡されることにも留意されたい。

次に、線形プリコーダ１２１は入力ベクトルＵ＋Δを取得し、単一の行列乗算段階を通してそれにＰ’＝（Ｉ＋Ｇ）^−１Ｓ＝ＱＬを乗算し、前置補償された送信ベクトルＸ＝ＱＬ（Ｕ＋Δ）を得る。ベクトルＸの個々の成分は、それぞれの伝送回線を通じたさらなる送信のためにそれぞれのＤＳＰ １１１へ戻される。

ＶＣＵ １３０は基本的に、チャネル結合行列ＬおよびＰ’をモジュロユニット１２１および線形プリコーダ１２２にそれぞれ供給するためのものである。それらの行列は伝送回線Ｌ１からＬＮの間のクロストーク推定から計算される。

ＶＣＵ １３０は、まず、それぞれの伝送回線Ｌ１からＬＮを通じて用いられるべきそれぞれのダウンストリームパイロット系列を構成することによって開始する。所与のシンボル期間ｍの間に周波数インデックスｋにおいて伝送回線Ｌｉを通じて送信されるパイロットディジットは

と表される。パイロット系列は相互に直交し、Ｍ個のシンボル期間にわたって送信されるべきＭ個のパイロットディジット

を含む。ここで、（直交性要件を満足するために）Ｍ≧Ｎである。通例、パイロット系列は、いわゆるＳＹＮＣシンボル等の、特定のシンボル期間の間に、および／またはいわゆるプローブキャリア（十分に代表になるために送信スペクトルの相当部分に及ぶものとする）等の、特定のキャリアを通じて送信される。

ＶＣＵ １３０は、パイロットディジットの検出の間にリモート送受信機２１０ｉによって測定されたそれぞれのスライサ誤差を集める。シンボル期間ｍの間の周波数インデックスｋにおける被妨害回線Ｌｉを通じた、送受信機２１０ｉによって測定されたスライサ誤差は

と表される。

送受信機２１０ｉは、測定されたスライサ誤差値

をＶＣＵ １３０に報告するようにさらに構成される（図４におけるＥｒｒ−Ｒメッセージを参照）。

誤差フィードバック情報の量を低減するために、周波数インデックスのデシメートされたセットにおける干渉測定が通例利用可能である。

次に、ＶＣＵ １３０は、周波数インデックスｋにおける妨害回線Ｌｊから被妨害回線Ｌｉ内への等化されたクロストーク係数ｈ_ｉｊ（ｋ）／ｈ_ｉｉ（ｋ）の推定を得るために、完全な収集サイクルにわたり被妨害回線Ｌｉを通じて測定されたＭ個の誤差測定

を、妨害回線Ｌｊを通じて送信されたパイロット系列のＭ個のそれぞれのパイロットディジット

と相関させる。パイロット系列は相互に直交するため、他の妨害回線からの寄与はこの相関ステップの後に０に減少する。

全ての適用可能な周波数インデックスにおける等化されたクロストーク係数を見いだすために、通例、いくらかの追加の補間ステップが必要とされる。

今度は、ＶＣＵ １３０はＺＦプリコーディング行列（Ｉ＋Ｇ）^−１の計算に進み、さらに、式（４）から（６）によるそのＱＲ行列分解に進むことができ、ユニタリ行列Ｑ、単位対角を有する下三角行列Ｌ、およびスケーリング対角行列Ｓを得る。線形プリコーダ１２２内にプッシュされるべき結合行列はＰ’＝（Ｉ＋Ｇ）^−１Ｓ＝ＱＬと等しく、モジュロユニット１２１内にプッシュされるべき結合行列はＬと等しい。スケーリング行列Ｓ^−１の成分ｒ_ｉｉ ^−１はＣＰＥ ２００ｉへのさらなる伝達のためにそれぞれのＤＳＰ １１０ｉへ戻されなければならない。

通例、ＶＣＵ １３０は、行列（Ｉ＋Ｇ）^−１の初期係数を計算するために、１次または２次の行列反転を用いる。

チャネル追跡モードの間に、ＶＣＵ １３０はＰ’およびＬを同時に更新する必要がない。実際に、プリコーディング行列Ｐ’は、例えば、観察された残留クロストークに基づいてプリコーディング行列Ｐ’の係数をそれらの最適値に調整する最小二乗平均（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ、ＬＭＳ）反復アルゴリズムを用いて、あらゆる残留クロストークを取り除くために、チャネル行列Ｈのあらゆる変化を正確に追跡する必要がある。逆に、行列Ｌにおける誤差はいずれも送信ＰＳＤマスクの一時的な違反を生じさせるのみであろうから、行列Ｌはより粗いパターンで更新することができる。

不連続送信モードが用いられる場合には、このとき、アクティブな回線および中断回線は、一続きの連続したサブセットに再グループ化される必要がある。Ｕ^（ｐ）＝πＵ内の最後の要素群が中断回線となるように置換行列πをとる。

図１による従来技術の非線形プリコーダでは、πＸ＝πＱＬＵ＝πＱＬπ^＊πＵ、すなわち：
Ｘ^（ｐ）＝πＱＬπ^＊Ｕ^（ｐ） （１３）
を得る。

πは行列Ｑ^（ｐ）＝πＱおよび行列Ｌ^（ｐ）＝Ｌπ^＊の置換をし、それにより、式（１３）は次式のように書くことができる：

ここで、ＡおよびＤの添字は、アクティブなサブセットおよび中断されたサブセットをそれぞれ表す。上記の置換は行列乗算を全く伴わないことに留意されたい。

置換のために、Ｌ^（ｐ）はもはや下三角型ではない。しかし、置換行列πは、Ｌ_ＡＡ ^（ｐ）およびＬ_ＤＤ ^（ｐ）が下三角型となるように、すなわち、符号化順序が各サブセットＡまたはＤ内で維持されるように選ぶことができる。

不連続送信を用いる場合には、Ｖ_Ｄ ^（ｐ）は、Ｘ_Ｄ ^（ｐ）＝０、または代替的に：

となるように選ばれる。

Ｐ^（ｐ）＝πＰπ^＊とすると、式（１５）は次式のように書き直すことができる：

これは「ニワトリ−卵」問題をもたらす。なぜなら、Ｖ_Ｄ ^（ｐ）を得るためにはＵ_Ａ ^（ｐ）が必要とされ、Ｕ_Ａ ^（ｐ）を得るためにはモジュロ演算を適用するためにＶ_Ｄ ^（ｐ）が必要とされるからである。そこで、Ｖ_Ｄ ^（ｐ）は前置補償信号のみからなり、サブセットＡのアクティブな回線上の送信ＰＳＤに過度に寄与しないと期待されることに注目する。したがって、Ｌ_ＡＡ ^（ｐ）を通じて非線形プリコーディングをＵ_Ａ ^（ｐ）に適用することによって、サブセットＡのアクティブな回線に対する必要とされるモジュロ演算を得ることができる。同等のプリコーダ入力をＵ_Ａ ^（ｐ）＋Δ_Ａと表す。次に、

を計算し、前置補償された送信ベクトルＸを次式のように得る：

すなわち

上式のうち、Ｌ_ＡＡ ^（ｐ）（Ｕ_Ａ ^（ｐ）＋Δ_Ａ）およびＬ_ＤＡ ^（ｐ）（Ｕ_Ａ ^（ｐ）＋Δ_Ａ）はすでに計算されている。

このアプローチの全複雑度は、全ての回線がアクティブである非線形プリコーディングのものよりも大きい。なぜなら、８つのサブブロックのうちの６つに２つの異なるベクトルを乗算する必要があるからである。

提案されている非線形プリコーディング実装形態を用いると、不連続モードは以下のように演算する。

まず、上述のように、アクティブな回線および不連続の回線が、一続きの連続したサブセットを形成するように、回線が置換される。次に、送信サンプルのアクティブなサブセットＵ_Ａ ^（ｐ）が非線形プリコーダＬ_ＡＡ ^（ｐ）を通され、対応するシフトベクトルΔ_Ａが格納される。次に、仮想信号Ｖ_Ｄ ^（ｐ）が

として計算される。ここで、Ｐ’^（ｐ）＝πＰ’π^＊＝πＰＳπ^＊である（すなわち、プリコーディング行列はスケーリング行列Ｓを含む）。

を決定するために一次近似を用いてもよい。最後に、Ｘ_Ａ ^（ｐ）が次式のように計算される：

この場合には、不連続モードのゆえに部分行列乗算の数が増加することはない。不連続モードを有効にするために追加の処理リソースを予見する必要はない。

シフトベクトルΔ_Ａは中断回線上の仮想信号Ｖ_Ｄ ^（ｐ）を考慮せずに計算されるため、ファクタ

によるエネルギー増加が存在し得る。

ただし、いくつかの回線が中断される時には、束全体にわたる総電力が同様の状態にとどまる限り、他の回線上における送信電力増大は許されてもよいことに留意されたい。

さらに、不連続モードを容易化するために、モジュロユニット１２１のためにより低精度の算術を利用することもできる。この場合、利益は、Ｌの乗算はデータ経路内になく、シフトベクトルΔを決定する役割を果たすのみであり、Δは粗い格子上に載っているという事実から得られる。このとき、不連続送信モードは以下のように演算するであろう。

行列

に対して、潜在的に

の近似を通して、より低精度で最初のＱＬ行列分解を実行する。完全な精度では、行列反転はｂ^２Ｎ_Ｄ ^３回の乗累算演算を要するであろう。ここで、Ｎ_Ｄは中断回線の数を表す。より低精度では、行列反転はｂ_Ｌ ^２Ｎ_Ｄ ^３回の乗累算演算を要するのみである。次に、送信サンプルのアクティブなサブセットＵ_Ａ ^（ｐ）が同じくより低精度で非線形プリコーダＬ_ＡＡ ^（ｐ）を通され、対応するシフトベクトルΔ_Ａが格納される。次に、仮想信号Ｖ_Ｄ ^（ｐ）が

としてフル精度で計算される。最後に、Ｘ_Ａ ^（ｐ）が

として同じくフル精度で計算される。

不連続送信モードの間に、プリコーディング行列Ｐ’は更新される必要がないことに留意されたい。上述の置換πは、実際は、入力ベクトルＵ_Ａ＋Δ_Ａの成分に、特定の順序で選択された既存の行列Ｐ’の係数を乗算するだけの問題にすぎない。行列Ｌのみが更新される必要がある。新しい行列Ｌのための符号化順序は、中断回線を省いた以前の行列Ｌのためのものと同じであることができる。

同様に、

を得る計算複雑度はＮ_Ｄに依存する。それゆえ、異なるＮ_Ｄのために異なるｂ_Ｌを用いることが、チャネル結合行列Ｌの適時の更新を得るために有益となり得る。

用語「を含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」は、その後に列挙される手段に限定されるものと解釈されるべきではないことに留意されたい。それゆえ、表現「手段ＡおよびＢを含むデバイス」の範囲は、構成要素ＡおよびＢのみからなるデバイスに限定されるべきではない。それは、本発明に関して、デバイスの関連構成要素はＡおよびＢであることを意味する。

用語「結合される（ｃｏｕｐｌｅｄ）」は、直接接続のみに限定されるものと解釈されるべきではないことにさらに留意されたい。それゆえ、表現「デバイスＢに結合されるデバイスＡ」の範囲は、デバイスＡの出力がデバイスＢの入力に直接接続される、および／またはその逆であるデバイスまたはシステムに限定されるべきではない。それは、Ａの出力とＢの入力との間、および／またはその逆の間に、他のデバイスまたは手段を含む経路であってもよい、経路が存在することを意味する。

説明および図面は単に本発明の原理を示しているにすぎない。それゆえ、当業者は、本明細書において明示的に説明されるかまたは示されていなくても、本発明の原理を具現化し、その範囲内に含まれる様々な機構を考案することができるであろうことが理解されるであろう。さらに、本明細書に列挙されている全ての例は主として、本発明の原理、および発明者（単数または複数）によって当技術を促進するために貢献されたコンセプトを読者が理解するための、単なる教育上の目的のためのものにすぎず、上記の具体的に列挙されている例および条件に限定することなく解釈されるべきであることが明示的に意図されている。さらに、本発明の原理、態様、および実施形態、ならびにそれらの特定の例を列挙する本明細書における全ての説明は、それらの均等物を包含することが意図されている。

図に示される様々な要素の機能は、専用ハードウェア、ならびに適切なソフトウェアと関連してソフトウェアを実行する能力を有するハードウェアの使用を通じて提供されてもよい。プロセッサによって提供される場合には、機能は、単一の専用プロセッサによって、単一の共有プロセッサによって、または複数の個々のプロセッサであって、そのうちのいくつかは共有されてもよい、プロセッサによって提供されてもよい。さらに、プロセッサは、ソフトウェアを実行する能力を有するハードウェアにもっぱら言及するように解釈されるべきではなく、限定はしないが、デジタル信号プロセッサ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ、ＤＳＰ）ハードウェア、ネットワークプロセッサ、特定用途向け集積回路（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ、ＡＳＩＣ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ、ＦＰＧＡ）、等を暗黙のうちに含んでもよい。リードオンリーメモリ（ｒｅａｄ ｏｎｌｙ ｍｅｍｏｒｙ、ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｍｅｍｏｒｙ、ＲＡＭ）、および不揮発性記憶装置等の、従来の、および／または特注の、その他のハードウェアが同様に含まれてもよい。

本発明は有線通信システム内におけるクロストーク軽減に関する。

クロストーク（またはチャネル間干渉）は、デジタル加入者線（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ、ＤＳＬ）通信システム等の、多入力多出力（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ、ＭＩＭＯ）有線通信システムにとって、チャネル障害の主要な発生源である。

より高いデータ転送速度に対する需要が高まるにつれて、ＤＳＬシステムはより高い周波数帯域に向かって進化しており、隣接する伝送回線（すなわち、ケーブルバインダ内の撚り銅対線等の、それらの長さの一部または全部にわたって近接する伝送回線）間のクロストークはより顕著になる（周波数が高くなるほど、結合が大きくなる）。

ＭＩＭＯシステムは以下の線形モデルによって記述することができる：
Ｙ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）Ｘ（ｋ）＋Ｚ（ｋ） （１）、
ここで、Ｎ成分複素ベクトルＸ、Ｙ、は、Ｎ個のチャネルを通じて送信され、それぞれ、それらから受信されるシンボルの、周波数／キャリア／トーンインデックスｋの関数としての、離散周波数表現を表す。
ＮｘＮ複素行列Ｈはチャネル行列と呼ばれる。チャネル行列Ｈの（ｉ，ｊ）番目の成分ｈ_ｉｊは、信号がｊ番目のチャネル入力に送信されるのに応答して、通信システムがｉ番目のチャネル出力上にどのように信号を生成するのかを記述する。チャネル行列の対角要素は直接チャネル結合を記述し、チャネル行列の非対角要素（クロストーク係数とも呼ばれる）はチャネル間結合を記述する。
Ｎ成分複素ベクトルＺは、無線周波数干渉（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ、ＲＦＩ）または熱雑音等の、Ｎ個のチャネル上の加法性雑音を表す。

クロストークを軽減し、実効スループット、到達範囲および回線安定性を最大化するために、様々な戦略が開発されている。これらの技法は、静的または動的なスペクトル管理技法からマルチユーザ信号調整（またはベクタリング）へと次第に進化している。

チャネル間干渉を低減するための１つの技法は合同信号プリコーディングである：送信データシンボルは、それぞれの通信チャネルを通じて送信される前にプリコーダを合同して通される。プリコーダは、プリコーダと通信チャネルとの連結の結果、受信機におけるチャネル間干渉はほとんどまたは全くなくなるというものである。

チャネル間干渉を低減するためのさらなる技法は合同信号後処理である：受信データシンボルは、検出される前にポストコーダを合同して通される。ポストコーダは、通信チャネルとポストコーダとの連結の結果、受信機におけるチャネル間干渉はほとんどまたは全くなくなるというものである。

ベクタリンググループ、すなわち、信号が合同して処理される通信回線のセット、の選定は、良好なクロストーク軽減性能を達成するために非常に重要である。ベクタリンググループ内において、各通信回線は、グループの他の通信回線内にクロストークを誘起する妨害回線と見なされ、その同じ通信回線が、グループの他の通信回線からクロストークを受ける被妨害回線と見なされる。ベクタリンググループに属さない回線からのクロストークは外来雑音として扱われ、除去されない。

理想的には、ベクタリンググループは、互いと物理的に顕著に相互作用する通信回線の全セットに一致するべきである。しかし、国家規制政策によるローカルループアンバンドリングおよび／または限られたベクタリング能力がこのような網羅的なアプローチを妨げる場合があり、この場合には、ベクタリンググループは、全ての物理的に相互作用する回線のサブセットのみを含むことになり、それにより、限られたベクタリング利得しかもたらさないであろう。

通例、信号ベクタリングは、ベクタリンググループの全ての加入者線を通じて並行して送信されるか、またはそれらから受信される全てのデータシンボルが利用可能となる、分配点ユニット（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ Ｐｏｉｎｔ Ｕｎｉｔ、ＤＰＵ）内で実行される。例えば、信号ベクタリングは、中央局（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｏｆｆｉｃｅ、ＣＯ）に配備されるか、または加入者宅内により近いファイバ供給遠隔ユニット（路上キャビネット、電柱キャビネット、等）として配備された、デジタル加入者線アクセスマルチプレクサ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ、ＤＳＬＡＭ）内で有利に実行される。信号プリコーディングは（顧客宅内へ向かう）ダウンストリーム通信のために特に適しており、一方、信号後処理は、（顧客宅内からの）アップストリーム通信のために特に適している。

線形信号プリコーディングは行列積を用いて有利に実装される：線形プリコーダは、送信ベクトルＵ（ｋ）とプリコーディング行列Ｐ（ｋ）との周波数領域における行列積を実行する。プリコーディング行列Ｐ（ｋ）は、全体チャネル行列Ｈ（ｋ）Ｐ（ｋ）が対角化される、つまり、全体チャネルＨ（ｋ）Ｐ（ｋ）の非対角係数、およびひいてはチャネル間干渉、がほとんど０に減少するというものである。

実際には、および一次近似として、プリコーダは被妨害回線上に、直接信号に加えて、受信機においてそれぞれの妨害回線からの実際のクロストーク信号に破壊的に干渉する逆位相クロストーク前置補償信号を重畳する。

より形式的に、チャネル行列Ｈを次式のように書くこととする：
Ｈ＝Ｄ・（Ｉ＋Ｇ） （２）
ここで、キャリアインデックスｋは任意に省略されており、Ｄは、直接チャネル係数ｈ_ｉｉを含む対角行列であり、Ｉは恒等行列であり、Ｇは、正規化されたクロストーク係数ｈ_ｉｊ／ｈ_ｉｉを含む非対角クロストークチャネル行列である。

理想的なゼロ・フォーシング（Ｚｅｒｏ−Ｆｏｒｃｉｎｇ、ＺＦ）線形プリコーディングは、プリコーディング行列Ｐが、正規化されたクロストーク結合チャネルの逆を実装するときに達成される。すなわち：
Ｐ＝（Ｉ＋Ｇ）^−１ （３）、
このため、Ｈ・Ｐ＝Ｄとなり、後者は受信機におけるシングルタップ周波数等化（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＥＱｕａｌｉｚａｔｉｏｎ、ＦＥＱ）によって補償される。線形ＺＦプリコーディングを用いると、受信機入力における雑音は直接チャネル周波数応答によって１／ｈ_ｉ，ｉ倍に増大される。さらに、雑音は同一の回線については均等に増大されることにも留意する。なぜなら、それらは全て、等しい経路損失ｈ_ｉ，ｉを有すると期待されるためである。

新しい銅アクセス技術と最大１００ＭＨｚおよびそれを超えるいっそうより広いスペクトルの使用の出現により、クロストーク電力は増大し、直接信号電力を超え、負の信号対雑音比（ＳＮＲ）を生じさせる場合がある。それゆえ、被妨害回線上におけるクロストーク前置補償信号の重畳は、個々のユーザのための信号電力の許容量を周波数の関数として定義する、送信電力スペクトル密度（Ｐｏｗｅｒ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｄｅｎｓｉｔｙ、ＰＳＤ）マスクの違反を生じさせる場合があり、同様に、深刻な信号ひずみを生じさせるデジタル−アナログ変換器（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、ＤＡＣ）チップセット内における信号クリッピングをもたらす場合がある。

従来技術の解決策は、直接信号および前置補償信号の両方を含む送信信号が許容限度内にとどまるように、直接信号利得を縮小することである。ＰＳＤ低減は回線および周波数に依存し、例えば、回線がベクタリンググループに加わるか、またはそれから離れる際に、経時的に変化する場合がある。直接信号利得の変化は、ＦＥＱ問題を回避するために、受信機へ伝達されなければならない。この第１の解決策は、「Ｇ．ｆａｓｔ： Ｐｒｅｃｏｄｅｒ Ｇａｉｎ Ｓｃａｌｉｎｇ」と題する、Ａｌｃａｔｅｌ−Ｌｕｃｅｎｔから国際電気通信連合（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｎｉｏｎ、ＩＴＵ）への標準寄稿論文、参照ＩＴＵ−Ｔ ＳＧ１５ Ｑ４ａ ２０１３−０３−Ｑ４−０５３、２０１３年３月、において説明された。

別の従来技術の解決策は、過剰な電力を有する送信コンステレーション点をシフトさせ、コンステレーション境界内へ戻すためにモジュロ算術演算を適用する、非線形プリコーディング（Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ、ＮＬＰ）の使用である。受信機において、同じモジュロ演算が信号をシフトさせ、意図された位置へ戻すことになる。

送信信号の値の境界を設けるためにモジュロ算術を用いるアイデアは、ＴｏｍｌｉｎｓｏｎおよびＨａｒａｓｈｉｍａによって別々にほとんど同時に、単一ユーザ等化への適用とともに最初に導入された（Ｍ．Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ、「Ｎｅｗ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ Ｍｏｄｕｌｏ Ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ」、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ、７（５−６）、１３８−１３９ページ、１９７１年３月、ならびにＨ．Ｈａｒａｓｈｉｍａ、およびＨ．Ｍｉｙａｋａｗａ、「Ｍａｔｃｈｅｄ−Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌｓ ｗｉｔｈ Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、２０（４）、７７４−７８０ページ、１９７２年８月）。ＧｉｎｉｓおよびＣｉｏｆｆｉはこのコンセプトを、クロストーク除去のためのプリコーディングを有するマルチユーザシステムに適用した（Ｇ．ＧｉｎｉｓおよびＪ．Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ、「Ａ Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ Ａｃｈｉｅｖｉｎｇ Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ＤＳＬ ｓｙｓｔｅｍｓ」、Ｐｒｏｃ． ３４ｔｈ Ａｓｉｌｏｍａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌｓ， Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ、２０００年）。

しかし、モジュロ演算は、送信信号、およびひいては、システム上に誘起される実際のクロストークに直接影響を与え、「ニワトリ−卵」問題に帰してしまう：第１のユーザのためのモジュロ演算は第２のユーザのための前置補償を変更し、第２のユーザのための変更された前置補償は第２のユーザのためのモジュロ演算を変更し、第２のユーザユーザのための変更されたモジュロ演算は第１のユーザのための前置補償を変更し、第１のユーザのための変更された前置補償は第１のユーザのためのモジュロ演算を変更し、以下同様に続く。

この問題を克服するために、ＱＲ行列分解を用いて非線形プリコーダが構築される。機能のステップ毎の説明を用いた本技法の良い概説が、Ｉｋａｎｏｓ（Ｓ．Ｓｉｎｇｈ、Ｍ．Ｓｏｒｂａｒａ、「Ｇ．ｆａｓｔ： Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｌｉｎｅａｒ ａｎｄ Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅ−ｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ Ｇ．ｆａｓｔ ｏｎ １００ｍ ＢＴ Ｃａｂｌｅ」、ＩＴＵ−Ｔ ＳＧ１５ Ｑ４ａ寄稿論文２０１３−０１−Ｑ４−０３１、２０１３年１月）によって与えられている。

正規化されたチャネル行列の共役転置をまず２つの行列に因子分解する。すなわち：
（Ｉ＋Ｇ）^＊＝ＱＲ （４）、
ここで、^＊は共役転置を表し、ＲはＮ×Ｎ上三角行列であり、Ｑは、電力を保存するＮ×Ｎユニタリ行列であり（すなわち、Ｑ^＊Ｑ＝Ｉ）、Ｎはベクタリンググループ内の加入者線の数を表す。

このとき、１つの対角化プリコーディング行列が、
Ｐ＝ＱＲ^＊−１ （５）
によって与えられ、ＨＰ＝Ｄ（Ｉ＋Ｇ）ＱＲ^＊−１＝ＤＲ^＊Ｑ^＊ＱＲ^＊−１＝Ｄを得る。

次式のように書くこととする：
Ｒ^＊−１＝ＬＳ^−１ （６）、
ここで、Ｌは、単位対角を有するＮ×Ｎ下三角行列であり、Ｓは、要素がＲ^＊の対角要素であるＮ×Ｎ正規化対角行列である。

対角行列Ｓは、符号化順序に依存する回線毎のプリコーディング利得を示す。モジュロ演算は、正規化された周波数サンプルに対して演算を行う必要があるため、Ｓスケーリングは破棄されるべきであり、これにより、Ｐ＝ＱＬおよびＨＰ＝Ｄ（Ｉ＋Ｇ）ＱＬ＝ＤＲ^＊Ｑ^＊ＱＲ^＊−１Ｓ＝ＤＳを得る。それゆえ、さらなる等化ステップＳ^−１が受信機において、初期送信サンプルを復元するために必要とされる。

非線形プリコーダは、第１のフィードフォワードフィルタＬ、もしくは同等に第１のフィードバックフィルタＩ−Ｓ^−１Ｒ^＊を含み、それに続き、第２のフィードフォワードフィルタＱを含む。

第１のステップでは、送信ベクトルＵに行毎に下三角行列Ｌを乗算するが、次の行に進む前に、要素ｉについての出力はモジュロ演算を通して適合され、これにより、送信電力を許容境界内に保持する。行列Ｌの三角構造が上述の「ニワトリ−卵」問題への解決策となる：ユーザｉのためのモジュロ出力は、後に符号化されるユーザｊ（ｊ＞ｉ）のための入力の役割を果たすが、先に符号化されたユーザｋ（ｋ＜ｉ）の出力に影響を与えない。

第２のステップでは、結果として得られたベクトルに行列Ｑを乗算する。Ｑはそのユニタリ特性のために初期送信電力を保存している。

より形式的に、非線形プリコーダＸ’の出力は次式によって与えられる：

ここで、ｒ_ｉｊはＲ^＊の係数を表し、Γ_ｉ，ｋはキャリアｋおよびユーザｉについてのコンステレーションサイズの関数としてのモジュロ演算子を表す。

モジュロ演算子Γ_ｉ，ｋは次式によって与えられる：

ここで、ｘ_ｉ，ｋはキャリアｋおよびユーザｉについての送信周波数サンプルを表し、Ｍ_ｉ，ｋはキャリアｋおよびユーザｉについてのＩ／Ｑ次元毎のコンステレーション点の数を表し、ｄは１つの次元における隣接コンステレーション点間の距離を表す。

Ｎ本の回線を、ＮＬＰを通してベクタリングすることの複雑度は、ｂ^２（Ｎ^２＋Ｎ（Ｎ＋１）／２）＝ｂ^２（３Ｎ^２／２＋Ｎ／２）回の乗累算演算になり、ここで、ｂは、コンピュータ算術において用いられるビットの数を表している。回線毎に１回または２回の複雑度の乗累算演算としてカウントされてもよいモジュロ演算は除いている。

受信機において、等化された受信信号サンプルは次式によって与えられる：

次に、初期送信ベクトルＵを復元するために、さらなる等化ステップＳ^−１がさらなるモジュロ演算とともに必要とされる：

項

はコンステレーション境界内に入ることが期待され、それゆえ、

は

と等しくならなければならない。次に、そのサンプルに対する決定

が行われる。

図１に、対応する参照モデルが示されている。

ＱＲ行列分解を用いて実装される非線形プリコーダはＺＦ等化を達成するが、一方、受信機入力における雑音サンプルは１／ｒ_ｉｉ倍に増大されることに注目する。さらに、同一の回線を有するケーブルについて、Ｒ^＊行列の対角値は同じ値を有せず、それゆえ、雑音の増大は各回線上で同じにならず、そのために、クロストーク結合のレベルに依存した異なるユーザへのビットレートの不公平な分配をもたらし得ることにも注目する。

まずフィードバックフィルタを通過し、その後、フィードフォワードフィルタを通過するという段階的なアプローチのために、いくつかの問題が生じる。

第１の問題は、非線形プリコーダを更新するために必要とされる処理リソースの量である。Ｐが（例えば、クロストークチャネル変化を追跡するために）更新される必要がある場合には、このとき、ＱおよびＬも同様に更新される必要がある。ＱおよびＬを独立して同時に更新するための知られている解決策は存在しない。それゆえ、各追跡ステップは、更新されたＰまたはＨ行列の新たな分解を含む。

別の問題は、余分の乗算段階のせいで付加される量子化雑音である。１回の単一の行列乗算を有する線形プリコーディングと比較すると、それぞれ２つの行列ＬおよびＱによる２回の連続する乗算のせいで、量子化雑音は２倍になる。

さらに別の問題は、１本以上の加入者線が、信号が全く送信されない何らかの受動状態にされ、それによっていくらか実質的な電力を節約する、不連続送信モードに関連する。これは、ＱおよびＬのいくつかのサブブロックを複数回通過することを伴い、実行時の複雑度をほぼ２倍増大させる。

本発明、および従来技術に対する本発明の関係を理解するために有用と考えることができる以下の背景技術をさらに確認し、簡単に説明する。

「Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ａ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ」と題し、２００６年９月７日に米国特許出願公開第２００６／０１９８４５９Ａ１号の公開番号を有して公開された米国特許出願は、ブロードキャストチャネルを通じて加入者信号を、互いに協働しない集中化されていない受信機へ同時に送信する中央送信機を開示している。送信側での信号前処理方法によって、全ての加入者信号および現在の送信条件の知識を用いて、誤差のない個々の受信を可能にする共通送信信号が生成されなければならない。知られている非線形プリコーディング方法は干渉信号を全体的に抑圧するため、チャネルダイバーシティを用いることができない。特許請求されているプリコーディング方法では、逆に、発生する干渉信号が考慮される。モジュロ算術計算に基づいて、送信チャネルは全体的に等化されないが、仮想的に分割され、それにより、加入者信号の送信は周期的に継続され、信号は、線形的な仕方で、最小送信電力に従って選択されて事前に等化され、加入者信号間に依然として残っている残留干渉は、事前設定された値のセットからの特別な値を仮定してもよい。値のセットは、他の加入者の干渉信号も、別様にすでに存在する周期的継続内に単に反映されるのみであり、受信側において、モジュロ決定によって必要に応じて抑圧されるか、または用いられることができるように、選択される。

米国特許出願公開第２００６／０１９８４５９号明細書

Ａｌｃａｔｅｌ−Ｌｕｃｅｎｔ、「Ｇ．ｆａｓｔ： Ｐｒｅｃｏｄｅｒ Ｇａｉｎ Ｓｃａｌｉｎｇ」、国際電気通信連合（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｎｉｏｎ、ＩＴＵ）への標準寄稿論文、参照ＩＴＵ−Ｔ ＳＧ１５ Ｑ４ａ ２０１３−０３−Ｑ４−０５３、２０１３年３月 Ｍ．Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ、「Ｎｅｗ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ Ｍｏｄｕｌｏ Ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ」、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ、７（５−６）、１３８−１３９ページ、１９７１年３月 Ｈ．Ｍｉｙａｋａｗａ、「Ｍａｔｃｈｅｄ−Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌｓ ｗｉｔｈ Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、２０（４）、７７４−７８０ページ、１９７２年８月 Ｇ．ＧｉｎｉｓおよびＪ．Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ、「Ａ Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ Ａｃｈｉｅｖｉｎｇ Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ＤＳＬ ｓｙｓｔｅｍｓ」、Ｐｒｏｃ． ３４ｔｈ Ａｓｉｌｏｍａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌｓ， Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ、２０００年 Ｓ．Ｓｉｎｇｈ、Ｍ．Ｓｏｒｂａｒａ、「Ｇ．ｆａｓｔ： Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｌｉｎｅａｒ ａｎｄ Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅ−ｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ Ｇ．ｆａｓｔ ｏｎ １００ｍ ＢＴ Ｃａｂｌｅ」、ＩＴＵ−Ｔ ＳＧ１５ Ｑ４ａ寄稿論文２０１３−０１−Ｑ４−０３１、２０１３年１月

本発明の目的は、従来技術の解決策の上述の短所または欠点を緩和または克服することである。

本発明の第１の態様によれば、アクセスノードは、クロストーク軽減のために信号を前処理するための信号プロセッサと、信号プロセッサの演算を制御するためのコントローラと、を含む。信号プロセッサは、第１のチャネル結合情報に基づいてそれぞれの通信チャネルを通じて送信されるべきそれぞれの送信サンプルのための個々のモジュロシフトを決定し、モジュロシフトをそれぞれのプリコードされていない送信サンプルに加算するように構成されたモジュロユニットを含む。信号プロセッサは、結果として得られた送信サンプルを第２のチャネル結合情報に基づいて合同して処理するように構成された線形プリコーダをさらに含む。コントローラは、第１のチャネル結合情報および第２のチャネル結合情報を互いに独立して更新するように構成される。

本発明の別の態様によれば、クロストーク軽減のために信号を前処理するための方法は、第１のチャネル結合情報に基づいてそれぞれの通信チャネルを通じて送信されるべきそれぞれの送信サンプルのための個々のモジュロシフトを決定することと、モジュロシフトをそれぞれのプリコードされていない送信サンプルに加算することと、結果として得られた送信サンプルを、第２のチャネル結合情報に基づく線形プリコーディングを通して合同して処理することと、を含む。方法は、第１のチャネル結合情報および第２のチャネル結合情報を互いに独立して更新することをさらに含む。

本発明の一実施形態では、モジュロ演算は、線形プリコーディングより低い精度の算術を用いる。

本発明の一実施形態では、モジュロ演算のための精度算術は、通信チャネルのうちのアクティブな通信チャネルの数の関数である。

本発明の一実施形態では、第１のチャネル結合情報は、通信チャネルのうちのアクティブな通信チャネルのセットが変更すると更新され、一方、第２のチャネル結合情報は変更されずに残される。

本発明の一実施形態では、結果として得られた送信サンプルは、線形プリコーダを通して単一の行列乗算段階を用いて合同して処理される。

アクセスノード（またはアクセスマルチプレクサ）は、アクセス設備を通じた加入者デバイスへの有線通信をサポートし、例えば、ＤＳＬＡＭ、イーサネット（登録商標）スイッチ、エッジルータ等を指し得る。アクセスノードは、ＣＯにおいて、または加入者宅内により近いファイバ供給遠隔ユニット（路上キャビネット、電柱キャビネット、等）として配備される。

本発明は、結合行列Ｌ（フィードフォワードフィルタ）に基づいて、または同等に結合行列Ｉ−Ｓ^−１Ｒ^＊（フィードバックフィルタ）に基づいて、個々の送信サンプルｕ_ｉに適用されるべきモジュロシフトδ_ｉの量をまず決定することを提案する。

しかし、中間の送信ベクトルＸ’を計算する必要はない。その代わりに、Δは対応するシフトベクトルを表すとして、ベクトルＵ＋Δが、プリコーディング行列（単一の行列乗算段階として実装される）Ｐ’＝ＰＳ＝ＱＬを有する線形プリコーダに直接送り込まれる。つまり、プリコーディング行列Ｐ’の目的は、プリコーディング行列Ｐ’を有する線形プリコーダとチャネル行列Ｈを有する通信チャネルとの連結から生じる全体チャネル行列ＨＰ’＝ＨＱＬ＝ＤＳを効果的に対角化することである。このように、モジュロ決定は実際のプリコーディングと別個に行うことができ、Ｌの乗算はデータ経路から取り除かれる。

図２に、対応する参照モデルが示されている。

以下の利点が生まれる：
− Ｐ’およびＬを独立して追跡することができる。例えば、プリコーダ行列が更新されると、このとき、モジュロ決定プロセスも変更される必要は必ずしもなく、これにより、更新ステップのたびのＱＲ行列分解を回避する。
− Ｐ’はＬとは独立して追跡することができるため、線形プリコーディングのために開発された、知られている更新機構の多くを適用することができる。ＱおよびＬを同期的に追跡するか、あるいは他方が一定に保たれたままどのように一方を追跡することができるのかを心配する必要はない。
− 送信ベクトルＵは１つの行列Ｐ’のみを通過する必要があるのみであるため、Ｌおよび次にＱを乗算するのとは対照的に、量子化雑音の増幅は存在しない。実際に、Ｘ’は捨てられ、所定の格子上にあるΔのみが格納されるため、フィードバックフィルタリングを通したあらゆる量子化雑音は取り除かれる。
− Ｐ’が正確である限り、たとえ、Ｌが完全に正確ではなくても、プリコーディングはクロストークを効果的に除去することになる。Ｌがあまり正確でなくても、送信電力の増大、および場合により、いくらかの一過的なＰＳＤ違反を生じさせる可能性があるのみである。
− Ｌの乗算はデータ経路内になく、シフトベクトルΔの生成において役目を果たすのみであり、Δ内の要素は粗い格子上にあるため、Ｌの乗算のための精度ｂ_Ｌを大きく低減することができる：ｂ_Ｌ＜ｂ。これで、複雑度はｂ^２Ｋ^２＋ｂ_Ｌ ^２Ｋ（Ｋ＋１）／２回の乗累算演算（モジュロ演算を除く）になり、それゆえ、伝統的な非線形プリコーディングのように必要とする処理リソースはより少なくてすむ。
− 不連続送信モードが容易化される：非アクティブ化順序に一致させるために符号化順序を変更する必要がなく、それゆえ、新しいプリコーダ係数を書き込むか、または新しいプリコーディング利得を受信機へ送る必要がない。同様に、不連続送信モードを可能にするための実行時の複雑度の増加がない。

実施形態の以下の説明を添付の図面と併せて参照することによって、発明の上記およびその他の目的および特徴はより明瞭となり、本発明そのものは最もよく理解されるであろう。

先に論じられた、従来技術の非線形プリコーダのための参照モデルを示す図である。 同様に論じられた、本発明による非線形プリコーダのための参照モデルを示す図である。 アクセス設備の概観を示す図である。 本発明によるアクセスノードに関するさらなる詳細を示す図である。 本発明による非線形プリコーダに関するさらなる詳細を示す図である。

図３に、ＣＯにおけるネットワークユニット１０と、１本または複数の光ファイバを介してネットワークユニット１０に結合され、銅線ループ設備を介して様々な加入者宅内における顧客宅内機器（Ｃｕｓｔｏｍｅｒ Ｐｒｅｍｉｓｅｓ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ、ＣＰＥ）３０にさらに結合されるＤＰＵ２０と、を含むアクセス設備１が見られる。

銅線ループ設備は、加入者線が互いに近接し、それゆえ互いの内にクロストークを誘起する、共通アクセス区間４０、および加入者宅内への最終接続のための専用ループ区間５０を含む。伝送媒体は通例、銅シールド無し撚り対線（Ｕｎｓｈｉｅｌｄｅｄ Ｔｗｉｓｔｅｄ Ｐａｉｒ、ＵＴＰ）で構成される。

ＤＰＵ ２０は、共通アクセス区間内で誘起されるクロストークを軽減するため、およびそれぞれの加入者線を通じて達成可能な通信データ転送速度を増大させるために、ループ設備を通じて送信されているか、またはそれから受信されているデータシンボルを合同して処理するためのベクタリング処理ユニットを含む。

図４には、本発明によるＤＰＵ １００に関するさらなる詳細が見られる。ＤＰＵ １００は、同じベクタリンググループの一部を形成すると仮定される、それぞれの伝送回線Ｌｉを通じてＣＰＥ ２００ｉに結合される。

ＤＰＵ １００は以下のものを含む：
− ＤＳＬ送受信機１１０ｉ、
− ベクタリング処理ユニット（Ｖｅｃｔｏｒｉｎｇ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ、ＶＰＵ）１２０、および
− ＶＰＵ １２０の動作を制御するためのベクタリング制御ユニット（Ｖｅｃｔｏｒｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ、ＶＣＵ）１３０。

ＤＰＵ １００はまた、アップストリーム受信信号からのクロストークを除去するためのポストコーダを含んでもよい。図３では、対応するブロックは、本発明にとって重要でないため、意図的に省略されている。

ＤＳＬ送受信機１１０ｉは、ＶＰＵ １２０に、およびＶＣＵ １３０に個々に結合される。ＶＣＵ １３０はＶＰＵ １２０にさらに結合される。

ＤＳＬ送受信機１１０ｉはそれぞれ以下のものを含む：
− デジタル信号プロセッサ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ、ＤＳＰ）１１１ｉ、および
− アナログフロントエンド（Ａｎａｌｏｇ Ｆｒｏｎｔ Ｅｎｄ、ＡＦＥ）１１２ｉ。

ＣＰＥ ２００ｉはそれぞれのＤＳＬ送受信機２１０ｉを含む。

ＤＳＬ送受信機２１０ｉはそれぞれ以下のものを含む：
− デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２１１ｉ、および
− アナログフロントエンド（ＡＦＥ）２１２ｉ。

ＡＦＥ １１２ｉおよび２１２ｉはそれぞれ、デジタル−アナログ変換器（Ｄｉｇｉｔａｌ− ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、ＤＡＣ）およびアナログ−デジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、ＡＤＣ）、帯域外干渉を阻止しつつ信号エネルギーを適当な通信周波数帯域内に限定するための送信フィルタおよび受信フィルタ、送信信号を増幅するため、および伝送回線を駆動するためのラインドライバ、ならびにできるだけ少ない雑音を有するように受信信号を増幅するための低雑音増幅器（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ、ＬＮＡ）を含む。

ＡＦＥ １１２ｉおよび２１２ｉは、低い送信機−受信機結合比を達成しつつ、送信機出力を伝送回線に、および伝送回線を受信機入力に結合するためのハイブリッド、伝送回線の特性インピーダンスに適合するためのインピーダンス整合回路機構、および分離回路機構（通例、変圧器）をさらに含む。

ＤＳＰ １１１ｉおよび２１１ｉはそれぞれ、ダウンストリームおよびアップストリームＤＳＬ通信チャネルを動作させるように構成される。

ＤＳＰ １１１ｉおよび２１１ｉは、診断または管理コマンドおよび応答等の、ＤＳＬ制御トラフィックを搬送するために用いられるダウンストリームおよびアップストリームＤＳＬ制御チャネルを動作させるようにさらに構成される。制御トラフィックはユーザトラフィックとともにＤＳＬチャネルを通じて多重化される。

より具体的には、ＤＳＰ １１１ｉおよび２１１ｉは、ユーザおよび制御データをデジタルデータシンボルに符号化し、変調するため、ならびにデジタルデータシンボルからユーザおよび制御データを復調し、復号するためのものである。

通例、ＤＳＰ １１１ｉおよび２１１ｉ内では以下の送信ステップが実行される：
− データ多重化、フレーム化、スクランブリング、誤り訂正符号化およびインタリーブ等の、データ符号化、
− キャリア順序付けテーブルに従ってキャリアを順序付けするステップ、順序付けされたキャリアのビットローディングに従って、符号化されたビットストリームを解析するステップ、および場合によりトレリス符号化を用いて、各ビットチャンクを（それぞれのキャリア振幅および位相を有する）適切な送信コンステレーション点上にマッピングするステップ、を含む、信号変調、
− 信号スケーリング、
− 逆高速フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、ＩＦＦＴ）、
− サイクリックプレフィクス（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ、ＣＰ）挿入、および場合により、
− 時間ウィンドウイング。

通例、ＤＳＰ １１１ｉおよび２１１ｉ内では以下の受信ステップが実行される：
− ＣＰ除去、および場合により、時間ウィンドウイング、
− 高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、ＦＦＴ）、
− 周波数等化（ＦＥＱ）、
− 等化された周波数サンプル１つ１つ全てに、パターンがそれぞれのキャリアビットローディングに依存する適切なコンステレーション格子を適用するステップ、場合によりトレリス復号を用いて、期待される送信コンステレーション点および対応する送信ビット列を検出するステップ、ならびに全ての検出されたビットチャンクを、キャリア順序付けテーブルに従って順序付けし直すステップ、を含む、信号復調および検出、ならびに
− データデインタリーブ、誤り訂正、デスクランブル、フレーム識別（ｆｒａｍｅ ｄｅｌｉｎｅａｔｉｏｎ）および多重分離化等の、データ復号。

ＤＳＰ １１１ｉは、送信周波数サンプルｕ_ｉを逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ステップの前に合同信号プリコーディングのためにＶＰＵ １２０に供給するようにさらに構成される。

ＤＳＰ １１１ｉは、さらなる伝送のためにＶＰＵ １２０から、訂正された周波数サンプルｘ_ｉを受信するようにさらに構成される。代替的に、ＤＳＰ １１１ｉは訂正サンプルを受信し、初期周波数サンプルに加算してもよい。

ＶＰＵ １２０は、線形プリコーダ１２２に直列結合されるモジュロユニット１２１を含む。初期送信ベクトルＵはモジュロユニット１２０へ入力され、一方、前置補償された送信ベクトルＸはそれぞれの伝送回線Ｌｉを通じたさらなる送信のためにＤＳＰ １１１ｉへ出力される。

モジュロユニット１２１は、第１のチャネル結合行列Ｌに基づいてそれぞれの送信サンプルｕ_ｉに適用するべきモジュロシフトδ_ｉの量を決定するように構成される。そのように決定された個々のモジュロシフトδ_ｉから、送信ベクトルＵに加算されるモジュロシフトベクトルΔが得られる。モジュロユニット１２０はｂ_Ｌビット算術を用いて演算する。

線形プリコーダ１２２は、伝送回線Ｌ１からＬＮを通じて誘起されるクロストークを軽減するように構成される。より具体的には、線形プリコーダ１２２は、全体チャネル行列ＨＰ’＝ＤＳを対角化するために、入力ベクトルＵ＋Δにプリコーディング行列Ｐ’＝（Ｉ＋Ｇ）^−１Ｓ＝ＱＬを乗算する。線形プリコーダ１２２はｂビット算術を用いて演算する。ここで、ｂ＞ｂ_Ｌである。つまり、モジュロユニット１２１は、線形プリコーダ１２２と比較してより低精度の算術で演算する。

図５には、ＶＰＵ １２０に関するさらなる詳細が見られる。

送信ベクトルＵはモジュロシフトベクトルΔの決定のためにモジュロユニット１２１へ入力される。モジュロシフトベクトルΔの成分δ_ｉは次式によって与えられる：

ここで、モジュロシフト演算子γ_ｉ，ｋ（．）は次式によって定義される：

次に、モジュロシフトベクトルΔは送信ベクトルＵに加算され、モジュロユニット１２１の出力においてＵ＋Δを得る。

前の行ｊ＜ｉの出力ｕ_ｊ＋δ_ｊが現在のモジュロシフトδ_ｉの計算のために必要とされるため、式（１１）は行毎に計算されることになる。δ_１＝０であること、およびｕ_１はモジュロユニット１２１の出力へ透過的に渡されることにも留意されたい。

次に、線形プリコーダ１２１は入力ベクトルＵ＋Δを取得し、単一の行列乗算段階を通してそれにＰ’＝（Ｉ＋Ｇ）^−１Ｓ＝ＱＬを乗算し、前置補償された送信ベクトルＸ＝ＱＬ（Ｕ＋Δ）を得る。ベクトルＸの個々の成分は、それぞれの伝送回線を通じたさらなる送信のためにそれぞれのＤＳＰ １１１へ戻される。

ＶＣＵ １３０は基本的に、チャネル結合行列ＬおよびＰ’をモジュロユニット１２１および線形プリコーダ１２２にそれぞれ供給するためのものである。それらの行列は伝送回線Ｌ１からＬＮの間のクロストーク推定から計算される。

ＶＣＵ １３０は、まず、それぞれの伝送回線Ｌ１からＬＮを通じて用いられるべきそれぞれのダウンストリームパイロット系列を構成することによって開始する。所与のシンボル期間ｍの間に周波数インデックスｋにおいて伝送回線Ｌｉを通じて送信されるパイロットディジットは

と表される。パイロット系列は相互に直交し、Ｍ個のシンボル期間にわたって送信されるべきＭ個のパイロットディジット

を含む。ここで、（直交性要件を満足するために）Ｍ≧Ｎである。通例、パイロット系列は、いわゆるＳＹＮＣシンボル等の、特定のシンボル期間の間に、および／またはいわゆるプローブキャリア（十分に代表になるために送信スペクトルの相当部分に及ぶものとする）等の、特定のキャリアを通じて送信される。

ＶＣＵ １３０は、パイロットディジットの検出の間にリモート送受信機２１０ｉによって測定されたそれぞれのスライサ誤差を集める。シンボル期間ｍの間の周波数インデックスｋにおける被妨害回線Ｌｉを通じた、送受信機２１０ｉによって測定されたスライサ誤差は

と表される。

送受信機２１０ｉは、測定されたスライサ誤差値

をＶＣＵ １３０に報告するようにさらに構成される（図４におけるＥｒｒ−Ｒメッセージを参照）。

誤差フィードバック情報の量を低減するために、周波数インデックスのデシメートされたセットにおける干渉測定が通例利用可能である。

次に、ＶＣＵ １３０は、周波数インデックスｋにおける妨害回線Ｌｊから被妨害回線Ｌｉ内への等化されたクロストーク係数ｈ_ｉｊ（ｋ）／ｈ_ｉｉ（ｋ）の推定を得るために、完全な収集サイクルにわたり被妨害回線Ｌｉを通じて測定されたＭ個の誤差測定

を、妨害回線Ｌｊを通じて送信されたパイロット系列のＭ個のそれぞれのパイロットディジット

と相関させる。パイロット系列は相互に直交するため、他の妨害回線からの寄与はこの相関ステップの後に０に減少する。

全ての適用可能な周波数インデックスにおける等化されたクロストーク係数を見いだすために、通例、いくらかの追加の補間ステップが必要とされる。

今度は、ＶＣＵ １３０はＺＦプリコーディング行列（Ｉ＋Ｇ）^−１の計算に進み、さらに、式（４）から（６）によるそのＱＲ行列分解に進むことができ、ユニタリ行列Ｑ、単位対角を有する下三角行列Ｌ、およびスケーリング対角行列Ｓを得る。線形プリコーダ１２２内にプッシュされるべき結合行列はＰ’＝（Ｉ＋Ｇ）^−１Ｓ＝ＱＬと等しく、モジュロユニット１２１内にプッシュされるべき結合行列はＬと等しい。スケーリング行列Ｓ^−１の成分ｒ_ｉｉ ^−１はＣＰＥ ２００ｉへのさらなる伝達のためにそれぞれのＤＳＰ １１０ｉへ戻されなければならない。

通例、ＶＣＵ １３０は、行列（Ｉ＋Ｇ）^−１の初期係数を計算するために、１次または２次の行列反転を用いる。

チャネル追跡モードの間に、ＶＣＵ １３０はＰ’およびＬを同時に更新する必要がない。実際に、プリコーディング行列Ｐ’は、例えば、観察された残留クロストークに基づいてプリコーディング行列Ｐ’の係数をそれらの最適値に調整する最小二乗平均（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ、ＬＭＳ）反復アルゴリズムを用いて、あらゆる残留クロストークを取り除くために、チャネル行列Ｈのあらゆる変化を正確に追跡する必要がある。逆に、行列Ｌにおける誤差はいずれも送信ＰＳＤマスクの一時的な違反を生じさせるのみであろうから、行列Ｌはより粗いパターンで更新することができる。

不連続送信モードが用いられる場合には、このとき、アクティブな回線および中断回線は、一続きの連続したサブセットに再グループ化される必要がある。Ｕ^（ｐ）＝πＵ内の最後の要素群が中断回線となるように置換行列πをとる。

図１による従来技術の非線形プリコーダでは、πＸ＝πＱＬＵ＝πＱＬπ^＊πＵ、すなわち：
Ｘ^（ｐ）＝πＱＬπ^＊Ｕ^（ｐ） （１３）
を得る。

πは行列Ｑ^（ｐ）＝πＱおよび行列Ｌ^（ｐ）＝Ｌπ^＊の置換をし、それにより、式（１３）は次式のように書くことができる：

ここで、ＡおよびＤの添字は、アクティブなサブセットおよび中断されたサブセットをそれぞれ表す。上記の置換は行列乗算を全く伴わないことに留意されたい。

置換のために、Ｌ^（ｐ）はもはや下三角型ではない。しかし、置換行列πは、Ｌ_ＡＡ ^（ｐ）およびＬ_ＤＤ ^（ｐ）が下三角型となるように、すなわち、符号化順序が各サブセットＡまたはＤ内で維持されるように選ぶことができる。

不連続送信を用いる場合には、Ｖ_Ｄ ^（ｐ）は、Ｘ_Ｄ ^（ｐ）＝０、または代替的に：

となるように選ばれる。

Ｐ^（ｐ）＝πＰπ^＊とすると、式（１５）は次式のように書き直すことができる：

これは「ニワトリ−卵」問題をもたらす。なぜなら、Ｖ_Ｄ ^（ｐ）を得るためにはＵ_Ａ ^（ｐ）が必要とされ、Ｕ_Ａ ^（ｐ）を得るためにはモジュロ演算を適用するためにＶ_Ｄ ^（ｐ）が必要とされるからである。そこで、Ｖ_Ｄ ^（ｐ）は前置補償信号のみからなり、サブセットＡのアクティブな回線上の送信ＰＳＤに過度に寄与しないと期待されることに注目する。したがって、Ｌ_ＡＡ ^（ｐ）を通じて非線形プリコーディングをＵ_Ａ ^（ｐ）に適用することによって、サブセットＡのアクティブな回線に対する必要とされるモジュロ演算を得ることができる。同等のプリコーダ入力をＵ_Ａ ^（ｐ）＋Δ_Ａと表す。次に、

を計算し、前置補償された送信ベクトルＸを次式のように得る：

すなわち

上式のうち、Ｌ_ＡＡ ^（ｐ）（Ｕ_Ａ ^（ｐ）＋Δ_Ａ）およびＬ_ＤＡ ^（ｐ）（Ｕ_Ａ ^（ｐ）＋Δ_Ａ）はすでに計算されている。

このアプローチの全複雑度は、全ての回線がアクティブである非線形プリコーディングのものよりも大きい。なぜなら、８つのサブブロックのうちの６つに２つの異なるベクトルを乗算する必要があるからである。

提案されている非線形プリコーディング実装形態を用いると、不連続モードは以下のように演算する。

まず、上述のように、アクティブな回線および不連続の回線が、一続きの連続したサブセットを形成するように、回線が置換される。次に、送信サンプルのアクティブなサブセットＵ_Ａ ^（ｐ）が非線形プリコーダＬ_ＡＡ ^（ｐ）を通され、対応するシフトベクトルΔ_Ａが格納される。次に、仮想信号Ｖ_Ｄ ^（ｐ）が

として計算される。ここで、Ｐ’^（ｐ）＝πＰ’π^＊＝πＰＳπ^＊である（すなわち、プリコーディング行列はスケーリング行列Ｓを含む）。

を決定するために一次近似を用いてもよい。最後に、Ｘ_Ａ ^（ｐ）が次式のように計算される：

この場合には、不連続モードのゆえに部分行列乗算の数が増加することはない。不連続モードを有効にするために追加の処理リソースを予見する必要はない。

シフトベクトルΔ_Ａは中断回線上の仮想信号Ｖ_Ｄ ^（ｐ）を考慮せずに計算されるため、ファクタ

によるエネルギー増加が存在し得る。

ただし、いくつかの回線が中断される時には、束全体にわたる総電力が同様の状態にとどまる限り、他の回線上における送信電力増大は許されてもよいことに留意されたい。

さらに、不連続モードを容易化するために、モジュロユニット１２１のためにより低精度の算術を利用することもできる。この場合、利益は、Ｌの乗算はデータ経路内になく、シフトベクトルΔを決定する役割を果たすのみであり、Δは粗い格子上に載っているという事実から得られる。このとき、不連続送信モードは以下のように演算するであろう。

行列

に対して、潜在的に

の近似を通して、より低精度で最初のＱＬ行列分解を実行する。完全な精度では、行列反転はｂ^２Ｎ_Ｄ ^３回の乗累算演算を要するであろう。ここで、Ｎ_Ｄは中断回線の数を表す。より低精度では、行列反転はｂ_Ｌ ^２Ｎ_Ｄ ^３回の乗累算演算を要するのみである。次に、送信サンプルのアクティブなサブセットＵ_Ａ ^（ｐ）が同じくより低精度で非線形プリコーダＬ_ＡＡ ^（ｐ）を通され、対応するシフトベクトルΔ_Ａが格納される。次に、仮想信号Ｖ_Ｄ ^（ｐ）が

としてフル精度で計算される。最後に、Ｘ_Ａ ^（ｐ）が

として同じくフル精度で計算される。

不連続送信モードの間に、プリコーディング行列Ｐ’は更新される必要がないことに留意されたい。上述の置換πは、実際は、入力ベクトルＵ_Ａ＋Δ_Ａの成分に、特定の順序で選択された既存の行列Ｐ’の係数を乗算するだけの問題にすぎない。行列Ｌのみが更新される必要がある。新しい行列Ｌのための符号化順序は、中断回線を省いた以前の行列Ｌのためのものと同じであることができる。

同様に、

を得る計算複雑度はＮ_Ｄに依存する。それゆえ、異なるＮ_Ｄのために異なるｂ_Ｌを用いることが、チャネル結合行列Ｌの適時の更新を得るために有益となり得る。

用語「を含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」は、その後に列挙される手段に限定されるものと解釈されるべきではないことに留意されたい。それゆえ、表現「手段ＡおよびＢを含むデバイス」の範囲は、構成要素ＡおよびＢのみからなるデバイスに限定されるべきではない。それは、本発明に関して、デバイスの関連構成要素はＡおよびＢであることを意味する。

用語「結合される（ｃｏｕｐｌｅｄ）」は、直接接続のみに限定されるものと解釈されるべきではないことにさらに留意されたい。それゆえ、表現「デバイスＢに結合されるデバイスＡ」の範囲は、デバイスＡの出力がデバイスＢの入力に直接接続される、および／またはその逆であるデバイスまたはシステムに限定されるべきではない。それは、Ａの出力とＢの入力との間、および／またはその逆の間に、他のデバイスまたは手段を含む経路であってもよい、経路が存在することを意味する。

説明および図面は単に本発明の原理を示しているにすぎない。それゆえ、当業者は、本明細書において明示的に説明されるかまたは示されていなくても、本発明の原理を具現化し、その範囲内に含まれる様々な機構を考案することができるであろうことが理解されるであろう。さらに、本明細書に列挙されている全ての例は主として、本発明の原理、および発明者（単数または複数）によって当技術を促進するために貢献されたコンセプトを読者が理解するための、単なる教育上の目的のためのものにすぎず、上記の具体的に列挙されている例および条件に限定することなく解釈されるべきであることが明示的に意図されている。さらに、本発明の原理、態様、および実施形態、ならびにそれらの特定の例を列挙する本明細書における全ての説明は、それらの均等物を包含することが意図されている。

図に示される様々な要素の機能は、専用ハードウェア、ならびに適切なソフトウェアと関連してソフトウェアを実行する能力を有するハードウェアの使用を通じて提供されてもよい。プロセッサによって提供される場合には、機能は、単一の専用プロセッサによって、単一の共有プロセッサによって、または複数の個々のプロセッサであって、そのうちのいくつかは共有されてもよい、プロセッサによって提供されてもよい。さらに、プロセッサは、ソフトウェアを実行する能力を有するハードウェアにもっぱら言及するように解釈されるべきではなく、限定はしないが、デジタル信号プロセッサ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ、ＤＳＰ）ハードウェア、ネットワークプロセッサ、特定用途向け集積回路（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ、ＡＳＩＣ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ、ＦＰＧＡ）、等を暗黙のうちに含んでもよい。リードオンリーメモリ（ｒｅａｄ ｏｎｌｙ ｍｅｍｏｒｙ、ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｍｅｍｏｒｙ、ＲＡＭ）、および不揮発性記憶装置等の、従来の、および／または特注の、その他のハードウェアが同様に含まれてもよい。

Claims (14)

1. クロストーク軽減のために信号を前処理するための信号処理ユニット（１２０）であって、第１のチャネル結合情報（Ｌ）に基づいてそれぞれの通信チャネル（Ｈ）を通じて送信されるべきそれぞれの送信サンプル（Ｕ）のための個々のモジュロシフト（Δ）を決定し、モジュロシフトをそれぞれの送信サンプルに加算するように構成されたモジュロユニット（１２１）と、線形プリコーダ（１２２）であって、結果として得られた送信サンプルを、通信チャネルとの線形プリコーダの連結から生じる全体チャネル行列（ＨＰ’）を効果的に対角化することを目的とする第２のチャネル結合情報（ｐ’）に基づいて合同して処理するように構成された線形プリコーダ（１２２）と、を含む、信号処理ユニット（１２０）。
2. 第１のチャネル結合情報が第２のチャネル結合情報とは独立して更新される、請求項１に記載の信号処理ユニット（１２０）。
3. モジュロユニットが、線形プリコーダより低い精度の算術を用いるようにさらに構成される、請求項１または２に記載の信号処理ユニット（１２０）。
4. モジュロユニットのための精度算術が、通信チャネルのうちのアクティブな通信チャネルの数の関数である、請求項３に記載の信号処理ユニット（１２０）。
5. 第１のチャネル結合情報が、通信チャネルのうちのアクティブな通信チャネルのセットが変更すると更新され、一方、第２のチャネル結合情報が変更されずに残される、請求項１から４のいずれか一項に記載の信号処理ユニット（１２０）。
6. 結果として得られた送信サンプルが、線形プリコーダを通して単一の行列乗算段階を用いて合同して処理される、請求項１から５のいずれか一項に記載の信号処理ユニット（１２０）。
7. 請求項１から６のいずれか一項に記載の信号処理ユニット（１２０）を含むアクセスノード（１００）。
8. アクセスノードがデジタル加入者線アクセスマルチプレクサＤＳＬＡＭである、請求項７に記載のアクセスノード（１００）。
9. クロストーク軽減のために信号を前処理するための方法であって、第１のチャネル結合情報（Ｌ）に基づいてそれぞれの通信チャネル（Ｈ）を通じて送信されるべきそれぞれの送信サンプル（Ｕ）のための個々のモジュロシフト（Δ）を決定することと、モジュロシフトをそれぞれの送信サンプルに加算することと、結果として得られた送信サンプルを、通信チャネルとの線形プリコーダの連結から生じる全体チャネル行列（ＨＰ’）を効果的に対角化することを目的とする第２のチャネル結合情報（Ｐ’）に基づく線形プリコーディングを通して合同して処理することと、を含む、方法。
10. 第１のチャネル結合情報を第２のチャネル結合情報とは独立して更新することをさらに含む、請求項９に記載の方法。
11. 線形プリコーディングのためのものより低い精度の算術をモジュロ演算のために用いることをさらに含む、請求項９または１０に記載の方法。
12. モジュロ演算のための精度算術が、通信チャネルのうちのアクティブな通信チャネルの数の関数である、請求項１１に記載の方法。
13. 通信チャネルのうちのアクティブな通信チャネルのセットが変更すると第１のチャネル結合情報を更新し、一方、第２のチャネル結合情報を変更せずに残すことをさらに含む、請求項９から１２のいずれか一項に記載の方法。
14. 結果として得られた送信サンプルが、線形プリコーダを通して単一の行列乗算段階を用いて合同して処理される、請求項９から１３のいずれか一項に記載の方法。

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