CN108476037B

CN108476037B - 一种用于目标矩形调节的方法和向量化控制器

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Publication number: CN108476037B
Application number: CN201680058517.3A
Authority: CN
Inventors: P·塞亚弗拉基斯; C·纽兹曼; J·梅斯
Original assignee: Alcatel Lucent SAS
Current assignee: Alcatel Lucent SAS
Priority date: 2015-10-06
Filing date: 2016-10-03
Publication date: 2022-05-03
Anticipated expiration: 2036-10-03
Also published as: CN114745025A; AU2016335186A1; CN108476037A; PL3154205T3; EP3399653A1; EP3154205A1; EP3154205B1; TW201724772A; KR101959196B1; EP3399653B1; MX2018004087A; AU2016335186B2; US10826560B2; TWI622277B; BR112018007054A2; WO2017060186A1; US11424785B2; CA2999381A1; KR20180066165A; US20210006294A1

Abstract

本发明涉及一种用于配置向量化处理器(120)的向量化控制器(130)，该向量化处理器(120)根据向量化矩阵(P_k；Q_k)来联合地处理要在多个N条订户线路(L₁…L_N)上发送或从多个N条订户线路(L₁…L_N)接收的DMT通信信号(u1…u_N；y1…y_N)。根据本发明的实施例，该向量化控制器适于针对多个音调中的给定音调(k)，针对通过多个N条订户线路中的N‑M_k条目标线路的第一集合(A_k)的直接数据通信启用该给定音调，并且针对通过多个N条订户线路中的M_k条支持线路的第二不相交集合(B_k)的直接数据通信禁用该给定音调，M_k表示非零正整数。该向量控制器还被适配为：配置该向量化矩阵以在M_k条支持线路的该第二集合上在该给定音调处使用可用发射或接收功率用于在N‑M_k条目标线路的该第一集合上在该给定音调处的数据信号增益的进一步增强。本发明还涉及一种用于配置向量化处理器的方法。

Description

一种用于目标矩形调节的方法和向量化控制器

技术领域

本发明涉及有线通信系统内的串扰减轻。

背景技术

串扰(或信道间干扰)是诸如数字订户线路(DSL)通信系统的多输入多输出(MIMO)有线通信系统的信道损害的主要来源。

随着对更高数据速率的需求的增加，系统正朝向更高频带演进，其中相邻传输线路(也就是说，在其部分或全部长度上紧密邻近的传输线路，诸如电缆绑定器中的双绞铜线)之间的串扰更明显(频率越高，耦合越多)。

已经开发了不同的策略来减轻串扰，并最大化有效吞吐量、覆盖范围和线路稳定性。这些技术正逐渐从静态或动态频谱管理技术演进为多用户信号协调(在下文中的向量化(vectoring))。

一种用于减少信道间干扰的技术是联合信号预编码：发送数据符号在被通过各个通信信道发送之前共同通过预编码器。预编码器使得预编码器和通信信道的级联在接收机处导致很少或不存在信道间干扰。

用于减少信道间干扰的另一种技术是联合信号后编码(或后处理)：接收数据符号在被检测之前共同通过后编码器。后编码器使得通信信道和后编码器的级联在检测器处引起很少信道间干扰或不存在信道间干扰。后编码器有时也被称为串扰消除滤波器。

信号向量化通常在业务聚合点处执行，因为向量化主要意味着在向量化线路上同时发送的数据符号或从向量化线路接收的数据符号被捆(bunch)在一起，并一起同时通过预编码器或后编码器。例如，信号向量化有利地在部署在中心局(CO)处的数字订户线路接入复用器(DSLAM)内或作为更靠近订户驻地(premise)(街道柜、柱式柜、建筑柜等)的光纤馈送远程单元来执行。这样的远程单元也可以被称为远程DSLAM，或者被称为分发点单元(DPU)。信号预编码特别适于下行通信(向客户驻地)，而信号后编码特别适合上行通信(来自客户驻地)。

向量化组的选择，即其中信号被联合处理的通信线路集合对于实现良好的串扰减轻性能而言是相当关键的。在一个向量化组内，每条通信线路被认为是干扰线路，其引起到该组的其他通信线路的串扰，并且相同的通信线路被认为是受扰线路，其遭致来自该组的其他通信线路的串扰。来自不属于向量化组的线路的串扰被视为异类噪声，并且不会被取消。

理想情况下，向量化组应当匹配在物理上和显著地相互干扰的整个通信线路集合。然而，由于国家监管政策和/或有限的向量化能力导致的本地环路分拆(unbundling)可能会妨碍这种彻底的方法，在这种情况下，向量化组将仅包括干扰线路的子集，从而产生有限的向量化增益。

更正式地讲，一个N×N的MIMO系统可以用下面的线性模型来描述：

y_k＝H_kx_k+z_k (1)，

其中N分量复数向量x_k或y_k是作为频率/载波/音调索引k的函数的、在N个向量化信上发送和从N个向量化信道接收的符号的离散频率表示，其中N×N复矩阵H_k是信道矩阵：信道矩阵H_k的第(i，j)个分量H_ij描述通信系统响应于馈送给第j信道输入的信号来如何产生在第i个信道输出上的信号；信道矩阵的对角元素描述了直接信道耦合，并且信道矩阵的非对角元素(也称为串扰系数)描述了信道间耦合，并且其中N分量复向量z_k表示N个信道上的加性噪声，例如射频干扰(RFI)或热噪声。

线性信号预编码和后编码有利地借助于矩阵乘积来实现。

在下游，线性预编码器在相应订户线路上进行实际传输之前，在对发射向量u_k在频域中与预编码矩阵P_k执行矩阵乘积，即实际的发射向量是等式(1)中的x_k＝P_ku_k，预编码矩阵P_k使得整个信道矩阵H_kP_k被对角化，这意味着整个信道H_kP_k的非对角线系数并且因此信道间干扰大多降低到零。

实际上，作为一阶近似，预编码器将受扰线路上的反相串扰预补偿信号连同在接收机处破坏性干扰的方向信号与来自相应干扰线路的实际串扰信号叠加。

在上游，线性后编码器对接收向量y_k在频域中与后编码矩阵Q_k执行矩阵乘积以恢复发射向量u_k(在信道均衡和功率归一化之后)，即，检测是在y'_k＝Q_ky_k上执行的，后编码矩阵Q_k使得整个信道矩阵Q_kH_k被对角化，这意味着整个信道Q_kH_k的非对角线系数并且因此信道间干扰大部分降低到零。

信号向量化的性能主要取决于预编码和后编码矩阵的分量值、哪些分量值将根据实际和改变的信道耦合进行计算和更新。

各种信道耦合由向量化控制器基于通过相应信道发送的导频(或探测)信号来估计。导频信号通常在专用时间段期间和/或在专用音调上发射。

例如，在题为“Self-FEXT Cancellation(Vectoring)For Use with VDSL2Transceivers”的建议中，参考文献G.993.5(以下简称VDSL2)，并于2010年4月由国际电信联盟(ITU)采用，收发器单元在所谓的SYNC符号上发送导频信号。SYNC符号在每个超帧后周期性出现，并在所有向量行(超帧对齐)上同步发送。类似的技术已经被G.9701国际电联建议(在下文中称为G.fast)采用。

在给定的干扰线路上，SYNC符号的音调的子集(下文中的导频音调)全部由来自给定导频序列的相同导频数字进行4-QAM调制，并且发送两个复星座点之一，要么是对应于'+1'的'1+j',要么是对应于'-1'的'-1-j'(向量化VDSL2)；或者发送三个复星座点之一，要么是对应于'+1'的'1+j'，要么是对应于'-1'的'-1-j'，要么是对应于'0'的'0+0j'(G.fast)。

在给定的受扰线路上，均衡之前接收到的频率采样的实部和虚部(G.fast)，或归一化限幅器误差的实部和虚部(它是接收和适当均衡的频率采样与该频率采样被解映射到其上的星座点之间的差异向量)(向量化VDSL2和G.fast)，被逐导频音调地测量，并向向量控制器报告用于各种信道耦合的估计。

在给定受扰线路上收集的连续误差采样接下来与在给定干扰线路上使用的导频序列相关，以便获得从给定干扰线路到给定受扰线路的信道耦合的估计。为了拒绝来自其他干扰线路的串扰贡献，在相应干扰线路上使用的导频序列是相互正交的(例如，沃尔什-哈达玛序列)。

串扰估计最终用于初始化或更新预编码或后编码矩阵的系数，典型地借助于信道矩阵的第一或更高阶矩阵求逆(例如迫零预编码器)或借助于迭代更新(例如，LMS预编码器)。

随着新的铜线接入技术的出现以及高达100MHz和100MHz以上的更广泛频谱的使用，串扰耦合大幅增加。因此，受扰线路上的串扰预补偿信号的叠加可能导致违反发射功率谱密度(PSD)掩模，该发射功率谱密度(PSD)掩模定义个体用户的信号功率的允许量作为频率的函数，并且也可以导致数模转换器(DAC)内的信号限幅(clipping)，导致严重的信号失真。

第一种解决方案是缩减直接信号从而对应的预补偿信号的增益，使得包括直接信号和预补偿信号两者的发射信号保持在允许的发射功率边界内。PSD降低与线路和频率有关，并且例如当线路加入或离开向量化组时，可能随着时间而改变。必须将直接信号增益的改变传送给相应接收机用于适当的信道均衡。

第二种解决方案是使用非线性预编码(NLP)，该算法应用模算术运算以将具有过大的功率发射星座点移回星座边界内。在接收机上，相同的模数操作会将信号移回其原来的位置。NLP在计算上比线性预编码复杂得多。例如，NLP通常需要矩阵分解，例如QR矩阵分解，以及许多交替的线性和非线性操作。

这种宽频谱的使用的另一个重要结果是信道矩阵在多个音调上的病态，即信道矩阵是奇异的或几乎是奇异的，并且用于实现迫零条件的矩阵求逆产生大的预编码器/后编码器系数。因此，对于线性预编码的通信信号需要应用显著的缩小比例，导致非常差的向量化增益。

这种信道奇点还会导致频率上的预编码器/后编码器系数的非常大的波动，这意味着需要更多的存储器来以数字表示系数，这直接转化为向量化处理器的更高开销。

最后，信道病态产生数据速率的大分布并聚合订户环路上的发射功率。即使在相同的环路长度下，我们也可以看到数据速率分布在线路上可能会有50％以上的改变。对于那些通常有兴趣向最终用户传递普通保证数据速率(服务类别)的运营商而言，这是有问题的。

一种被称为音调抑制的技术可以规避信道病态：如果在特定的音调上N个用户系统的N×N信道矩阵是病态的(即，具有大的条件数)，则一个寻找N-M用户的子集，使得对应的(N-M)×(N-M)降阶的信道矩阵是良态的(即，具有低的条件数)。M个抑制线路不会在该音调上传送任何直接通信信号(即，发送增益和比特加载两者均被设为零)。然后使用(N-M)×(N-M)预编码器/后编码器来消除N-M个剩余用户之间的串扰。音调抑制允许N-M个用户以牺牲M个被抑制的用户的代价仍然获得良好的数据速率。这些抑制线路集合和抑制线路M的数量在音调上可能不同。通过适当地选择抑制哪个音调上的哪些线路，相对于对每个音调使用全N×N逆预编码/后编码的系统，整体数据速率可以被改进。

发明内容

本发明的目的是在通信信道处于病态的情况下进一步改进向量化增益。

根据本发明的第一方面，一种用于配置向量化处理器的向量化控制器，该向量化处理器根据向量化矩阵来联合地处理要在多个N条订户线路上发送或从多个N条订户线路接收的离散多音调(DMT)通信信号，该向量化控制器适于针对多个音调中的给定音调，针对通过多个N条订户线路中的N-M_k条目标线路的第一集合的直接数据通信启用给定音调，并且针对通过多个N条订户线路中的M_k条支持线路的第二不相交集合的直接数据通信禁用给定音调，M_k表示非零正整数。向量化控制器还适于配置向量化矩阵以在M_k条支持线路的第二集合上在给定音调处使用可用发射或接收功率用于在N-M_k条目标线路的第一集合上在给定音调处的数据信号增益的进一步增强。

在本发明的一个实施例中，所配置的向量化矩阵是矩形N×(N-M_k)预编码矩阵，其具有用于与M_k条支持线路的第二集合相对应的相应M矩阵行的至少一个非零非对角线预编码系数。

在本发明的另一实施例中，所配置的矩形向量化矩阵是(N-M_k)×N降阶的信道矩阵的广义逆矩阵，其包括从所述多个N条订户线路到所述N-M_k条目标线路的第一集合的远端耦合系数。

在本发明的又一个实施例中，广义逆矩阵是(N-M_k)×N降阶的信道矩阵的Moore-Penrose伪逆。

在本发明的一个实施例中，所配置的向量化矩阵是矩形(N-M_k)×N后编码矩阵，矩形(N-M_k)×N后编码矩阵具有与M_k条支持线路的第二集合相对应的相应M个矩阵列的至少一个非零非对角线后编码系数。

在本发明的另一实施例中，所配置的矩形向量化矩阵是N×(N-M_k)降阶的信道矩阵的广义逆矩阵，N×(N-M_k)降阶的信道矩阵包括从N-M_k条目标线路的第一集合到所述多个N条订户线路的远端耦合系数。

在本发明的又一个实施例中，广义逆矩阵是N×(N-M_k)降阶的信道矩阵的Moore-Penrose伪逆。

在本发明的一个实施例中，向量化控制器还适于逐音调地确定线路的第一集合和线路的第二集合。

在本发明的一个实施例中，多个音调包括病态音调。

在本发明的一个实施例中，向量化控制器还适于在通过多个音调迭代的同时，给定如此启用的音调和如此禁用的音调以及如此配置的向量化矩阵，更新当前在多个N条订户线路上实现的相应线路度量，以及基于如此更新的线路度量来确定线路的第一集合和线路的第二集合。

在进一步的实施例中，向量化控制器还适于将多条N条订户线路中其更新线路度量超过给定的线路度量目标的至少一条订户线路指派给M_k条支持线路的第二集合以用于至少一个后续音调迭代。

替代地，向量化控制器进一步适于将多个N条订户线路中的其更新的线路度量超过多个N条订户线路的至少一条其他订户线路的至少一个更新的线路度量给定的裕量的至少一条订户线路指派给M_k条支持线路的第二集合，用于至少一个后续的音调迭代。

线路度量可以是指给定的如此启用和如此禁用的音调以及如此配置的向量化矩阵在多个N条订户线路上到目前为止实现的相应聚合数据速率和/或聚合发射功率。

这样的向量化控制器典型地形成接入节点的一部分，其通过铜线装备向订户提供宽带通信服务并且部署在CO处或者在更靠近诸如DSLAM或DPU的订户驻地的远程位置处。

根据本发明的另一方面，一种用于配置向量化处理器的方法，该向量化处理器根据向量化矩阵来共同地处理要在多个N条订户线路上发送或从多个N条订户线路接收的DMT通信信号，该方法包括针对多个音调中的给定一些，针对在多个N条订户线路中的N-M_k条目标线路的第一集合上的直接数据通信启用给定音调，并且针对在多个N条订户线路中的M_k条支持线路的第二不相交集合上的直接数据通信禁用给定音调，M_k表示非零正整数。方法还包括：配置向量化矩阵以在M_k条支持线路的第二集合上在给定音调处使用可用发射或接收功率用于在N-M_k条目标线路的第一集合上在给定音调处的数据信号增益的进一步增强。

根据本发明的方法的实施例对应于根据本发明的向量化控制器的实施例。

本发明提出通过使用已经在M_k条支持线路(即支持向目标集合的数据通信)上可用的发射功率(预编码)或接收功率(后编码)来在N-M_k条目标线路上(即，目标用于直接数据通信)在给定音调处提高数据信号增益，因为在该特定基调处在M_k条支持线路上没有直接数据通信发生。

在这种方案中，我们通过消除信道矩阵的某些行(预编码)或某些列(后编码)而不是通过消除行和列两者来改进信道调节。与抑制线路完全被忽略时的已知的正方形(N-M_k)×(N-M_k)降阶的信道矩阵相比，这导致矩形(N-M_k)×N(预编码)或N×(N-M_k)(后编码)降阶的信道矩阵。物理上，这意味着即使当提供数据的用户数量小于N(即N-M_k)时，预编码器仍然生成在所有N个向量化线路上发生的N个输出信号，同样，后编码器仍然依赖于从所有N条向量化线路接收到的N个输入信号。

例如，假设我们有N＝10条线路的病态系统，当线路10不被目标用于直接数据通信时，这个系统是状态更好的。

当对整个系统进行预编码时，在线路10上发送的信号使用其功率预算中的一些来发送旨在用于接收机的数据，并且使用其预算的一部分用于消除来自线路1至9的串扰。利用已知的正方形音调抑制，没有信号完全是在线路10上发送的。接收机没有获得数据，但是线路1到9免于必须使用它们的任何功率预算来消除来自线路10的串扰。利用所提出的矩形调节，线路10的全功率预算专用于发送线路1至线路9的数据。线路1至9免于必须消除来自线路10的串扰，而且还从它们代表的附加发射功率中受益。

当对整个系统进行后编码时，在线路10上接收到的信号被用于从线路1至9上的接收信号中移除源自线路10的串扰。这样，线路10上的一些接收噪声被引入线路1至9。通过已知的正方形音调抑制，在线路10上不发送信号。接收机没有获得数据，但线路1至9从必须移除来自线路10的串扰中缓解，因此不受在线路10上接收到的噪声的影响。利用所提出的矩形调节，包含从线路1至9接收到的串扰信号的线路10上的接收信号可以用于辅助来自线路1至9的数据的接收。线路1至9从必须消除来自线路10的串扰中缓解，而且它们从代表它们被使用的线路10获得附加的接收功率中受益。

为了充分利用这个矩形信道，我们使用良好设计的矩形N×(N-M_k)预编码器或(N-M_k)×N后编码器来对通过不同传播路径(包括直接传播路径和间接传播路径)传播的、在耦合到N-M_k条目标线路的N-M_k个接收机(预编码)或检测器(后编码)处的N-M_k个数据通信信号进行相干组合。由于这种相干组合，在信号检测之前在N-M_k条目标线路上的有用的接收信号(即，数据信号)的功率基本上增加，所以它们的信噪比(SNR)以及因此它们的可实现的数据率也基本上增加。

附图说明

通过参考下面结合附图对实施例的描述，本发明的上述和其他目的和特征将变得更加明显，并且本发明本身将被最好地理解，在附图中：

-图1表示接入装备的概述；

-图2表示关于接入节点的更多细节；

-图3表示按照本发明的矩形预编码的概况；

-图4表示按照本发明的矩形后编码的概况；

-图5表示用于确定连续音调的目标线路的集合和支持线路的集合的方法流程图；以及

-图6A、6B和6C表示目标矩形调节相对于已知技术的各种性能曲线图(全逆和正方形音调抑制)。

具体实施方式

下文中的方括号围绕被认为是可选的项，因此诸如“[规一化]信道矩阵”的表达应被解释为“信道矩阵”或“归一化信道矩阵”。

在图1中可以看到接入装备1包括在CO处的网络单元10、接入节点20，接入节点20经由一个或多个光纤耦合到网络单元10，并且还经由铜装备耦合到在各种订户位置处的客户驻地设备(CPE)30。铜装备的传输介质通常由铜非屏蔽双绞线(UTP)组成。

作为说明性示例，铜装备包括共享公共接入段40的四条订户线路L₁至L₄，然后经过专用环路段50以分别最终连接至CPE 30₁至30₄。

在公共接入段40内，订户线路L₁至L₄紧邻并因此引起彼此串扰(参见图1中相应订户线路之间的箭头)。

接入节点20包括向量化处理单元21(或VPU)，用于联合处理在铜装备上发送或从铜装备接收的数据符号，以便减轻串扰并增大可实现的数据速率。

在图2中看到关于接入节点100和相应CPE 200的进一步细节。

接入节点100包括：

-收发器110；

-向量化处理单元(VPU)120；以及

-用于控制VPU 120的操作的向量化控制单元(VCU)130。

收发器110分别耦合到VPU 120和VCU 130。VCU 130还耦合到VPU 120。

收发器110分别包括：

-数字信号处理器(DSP)111；以及

-模拟前端(AFE)112。

收发器110通过相应的订户线路L₁至L₄耦合到CPE 200内的相应收发器210，假定它们形成相同向量化组的一部分。

收发器210分别包括：

-数字信号处理器(DSP)211；以及

-模拟前端(AFE)212。

AFE 112和212分别包括数模转换器(DAC)和模数转换器(ADC)、用于将信号能量限制在适当的通信频带内同时拒绝带外干扰的发射滤波器和接收滤波器、用于放大发射信号并用于驱动传输线路的线路驱动器、以及用于以尽可能小的噪声放大接收信号的低噪声放大器(LNA)。

在频分双工(FDD)操作的情况下，其中下行和上行通信在不同且不重叠的频带中的相同传输介质上同时进行，AFE 112和212还包括用于将发射机输出耦合到传输介质、以及将传输介质耦合到接收机输入、同时实现低发射器-接收机耦合比的混合(hybrid)。AFE可以进一步容纳回声消除滤波器以进一步降低耦合比。

在下行和上行通信在相同频带但在不同且不重叠的时隙中操作的时分双工(TDD)操作的情况下，由于发射机和接收机以交替模式操作，所以可以有利地省略混合：接收电路在发送电路处于活动状态时被关闭(或者接收信号被丢弃)，并且发送电路在接收电路处于活动状态时被关闭。

AFE 112和212进一步包括用于适应传输介质的特性阻抗的阻抗匹配电路、用于限幅在传输介质上发生的任何电压或电流浪涌的限幅电路、以及用于将收发器与传输介质进行DC隔离的隔离电路(通常为变压器)。

DSP 111和211被配置为操作下行和上行通信信道，用于通过订户线路L₁至L_N来传送用户业务。

DSP 111和211还被配置为操作用于传输诸如诊断、管理或在线重新配置(OLR)命令和响应的控制业务的下游和上游控制信道。控制业务在传输介质上与用户业务复用。

更具体地说，DSP 111和211用于将用户和控制数据编码和调制为DMT符号，并且用于将用户和控制数据从DMT符号进行解调和解码。

通常在DSP 111和211内执行以下发送步骤：

-数据编码，诸如数据复用、成帧、加扰、纠错编码和交织；

-信号调制，包括以下步骤：根据音调排序表对音调排序，根据排序音调的相应比特负载来解析编码比特流，并且可能采用网格编码来将每个比特块映射到适当的发送星座点(具有相应的载波幅度和相位)；

-信号缩放，诸如功率归一化、发射PSD整形和发射增益缩放；

-快速傅立叶逆变换(IFFT)；

-循环前缀(CP)插入；以及

-时间成窗。

通常在DSP 111和211内执行以下接收步骤：

-时间成窗和CP移除；

-快速傅立叶变换(FFT)；

-频率均衡(FEQ)；

-信号解调和检测，包括以下步骤：向每个均衡的频率采样应用适当的星座网格，其模式取决于相应的比特加载，可能利用网格解码来检测预期的发射星座点和对应的发射比特序列，并根据音调排序表来重新排序所有检测到的比特块；以及

-数据解码，诸如数据解交织、纠错解码、解扰、帧描绘和解复用。

取决于所使用的确切数字通信技术，这些发送或接收步骤中的一些可以被省略，或者可以存在一些附加步骤。

DSP 111进一步被配置为在用于联合信号预编码的快速傅里叶逆变换(IFFT)之前将发送频率采样u_k提供给VPU 120，并且在用于联合信号后处理的快速傅立叶变换(FFT)之后将接收频率采样y_k提供给VPU 120。

DSP 111进一步被配置为从VPU 120接收预补偿的发射采样x_k以用于进一步传输，并且从VPU 120接收补偿后的接收采样y'_k用于进一步的检测。替代地，DSP 111可以在进一步传输或检测之前接收校正采样以添加到初始频率采样。

VPU 120被配置为减轻在订户线路上引起的串扰。VPU 120包括线性预编码器和线性后编码器，线性预编码器被配置为将发送频率采样的向量u_k与预编码矩阵P_k相乘以便于预补偿预期串扰的估计，线性后编码器被配置为将接收频率采样的向量y_k与串扰抵消矩阵Q_k相乘，以便于后补偿所产生的串扰的估计。

在矩阵P_k或Q_k中，行i与特定受扰线路L_i相关联，而列j与特定干扰者线路L_j相关联。

VCU 130基本上用于控制VPU 120的操作，并且更具体地用于估计向量组的订户线路之间的串扰系数，并且用于根据如此估计的串扰系数来初始化和更新预编码矩阵P_k和串扰抵消矩阵Q_k的系数。

VCU 130首先开始于利用要使用的相应导频序列来配置收发器110和210，用于导频符号(SYNC符号)的导频音调的调制。导频序列包括使用{+1，-1}或{+1,0，-1}作为字母表的T个导频数字。在线路L_i上在导频符号位置t期间调制给定音调k的导频数字被表示为

目前，由于需要首先表征信道矩阵本身，因此不通过VPU 120处理导频符号。

VCU 130接下来收集在导频符号正在被发射时由收发器110和210测量的测量采样。在导频符号位置t期间，在音调k处在受扰线路L_i上通过收发器110i或210i测量的测量采样被表示为

VCU 130将在完整采集周期期间在给定受扰线路L_i上测量的T个测量采样

与在给定干扰线路L_j上发送的导频序列的T个导频数字

进行相关，以便获得在频率索引k处从干扰线路L_j到受扰线路L_i的串扰估计。由于导频序列是相互正交的，所以在该相关步骤之后来自其他干扰线路的贡献减小到零。

基于这些相关结果确定信道矩阵和/或归一化信道矩阵。标称信道矩阵是从均衡之前的原始接收信号的测量中导出的，而归一化信道矩阵是从信道均衡之后的限幅器误差的测量中导出的。

如此确定的信道矩阵在特定音调处可能表现出病态，也就是说对应于一条或多条订户线路的信道矩阵的一个或多个行和/或列可以被表示为或者接近于其他行或列的线性组合，这使得信道矩阵奇异或几乎奇异，并且产生用于迫零向量化的非常大的向量化系数。

典型地，矩阵奇异性借助于条件数来量化，并且当条件数超过某个给定阈值时，矩阵被认为是病态的。例如，信道矩阵的最大奇异值和最小奇异值之比是一个针对病态的很好的指标，并且可以用作条件数。

VCU 130进一步被配置为表征在相应音调处如此确定的信道矩阵的病态性，并且如果信道矩阵在给定音调处被表征为病态的，则VCU 130被进一步配置为选择一条或多条线路并针对在这些线路上的直接数据通信禁用给定音调，以便对应降阶的信道矩阵是良态的。给定音调针对其保持活动以用于直接数据通信的线路集合被称为目标集合，而给定音调针对其被禁用于直接数据通信的线路集合被称为支持集合。

VCU 130跨不同的音调向各订户线路L₁至L_N分配目标角色和支持角色。事实上，这是可能的，因为当一个矩阵行或者列[几乎是]所谓的两个其他矩阵行或列的线性组合时，那么对应于这三个矩阵行或列的三条订户线路中的任意一个可被选择用于支持集合，以便使信道矩阵'重新正交'并使其不再奇异。由于信道的频率相干性，相同的三条线路可能在相邻音调处再次处于相同的线性关系，并且VCU 130可以依次选择这三条线路中的每一条。VCU 130因此具有一定程度的自由度以均衡跨线路的目标和支持角色并实现某种公平性，如将在说明书中进一步阐述的那样。

还值得注意的是，在TDD中，给定音调的目标线路的集合和支持线路的集合在上游和下游可以不同。

对于每条线路Li，禁用音调集合ST_i可以被确定并被发送到相应的收发器110i(参见图2中的“ST_i＝{k₁，...}”)，或发送到管理收发器110和210的通信参数的中央通信控制器。于是，收发器110i对集合ST_i中的所有音调k将比特加载b_i,k和发送增益r_i,k配置为零。新的比特加载和发送增益值被传送到相应的对等收发器210i(参见图2中的“b_i,ki＝0”和“r_i,k1＝0”)。

值得注意的是，尽管导频信号的发送增益和比特加载都被设置为零，但导频信号仍然在这些禁用音调上被发送。通过这样做，仍然可以在每个音调上估计完整的[归一化]信道矩阵。

设k是一种病态音调：在一条或多条订户线路上禁用音调k处的直接数据通信，以便在音调k处获得良态的降阶的信道矩阵。

令L＝{L₁，...，L_N}表示所有向量化线路的集合。令A_k表示在音调k处的目标线路的集合，也就是说，音调k针对其保持活动以用于直接数据通信的线路的集合(即对应的比特加载和发送增益两者均不为零)，并且令B_k表示音调k处的支持线路的集合，也就是说，音调k针对其被禁用于直接数据通信的线路的集合(即，对应的比特加载和发送增益都被设置为零)。

我们有：

L＝A_k∪B_k以及

令M_k表示集合B_k的大小，考虑集合等式(2)，这意味着N-M_k是集合A_k的大小。需要从目标集合中移除的线路的数量M_k主要取决于相应音调处的[归一化]信道矩阵的条件，但也可能取决于其他标准。

令H_k表示音调k处的N×N[归一化]信道矩阵，并且让我们将[归一化]信道矩阵设置为

其中H_Ak表示降阶的(N-M_k)×N[归一化]信道矩阵，其包括对应于目标线路集合A_k和全部N个列的[归一化]信道矩阵H_k的N-M_k行，并且H_Bk表示降阶的M_k×N[归一化]信道矩阵，其包括与支持线路集合B_k和全部N列相对应的[归一化]信道矩阵H_k的M_k个行。换句话说，[归一化]信道矩阵H_k的行已被重新排列用于支持线路B_k以占据最后的M_k个行。行和列的这种重新排列是为了简化说明，并且在实践中不是必需的，因为这对于本领域技术人员来说应当是清楚的。

令P_k＝[P_AkP_Bk]表示在音调k处使用的预编码矩阵，其中P_Ak表示降阶的N×(N-M_k)预编码矩阵，其包括与目标线路集合A_k和全部N个行相对应的预编码矩阵P_k的N-M_k列，并且P_Bk表示降阶的N×M_k预编码矩阵，其包括与支持线路集合B_k和所有N行相对应的预编码矩阵P_k的M_k个列。

通过迫零预编码和当针对所有线路时，我们将有P_k＝H_k ^-1。

令

为在音调k处的发送增益缩放对角矩阵，为了符合传输PSD掩模和总聚合功率，其中S_Ak和S_Bk是分别对应于目标线路集合A_k和支持线路集合B_k的对角矩阵。对角矩阵S_Bk的对角线系数被设置为零，因为在音调k处没有数据通信信号通过支持线路B_k传输。

考虑到这种标记，对于用于下行通信的病态配置的音调中的相应一些音调，VCU130被进一步配置为：

-确定目标线路的集合A_k和对应的支持线路的集合B_k，以获得良态的降阶的[归一化]信道矩阵H_Ak；以及

-针对以下三个条件成立的目标线路A_k计算或重新计算矩形预编码矩阵

a)

的对应于支持线路B_k的行不被强制为零，因此预补偿信号通过支持线路B_k传输。

b)

的对应于目标线路A_k的行与完全预编码矩阵P_k(即，当以所有线路为目标时)的对应行不同。这强调了不仅仅取整个[归一化]信道矩阵的逆P_k＝H_k ^-1的行。

c)(重新)计算的向量化矩阵

具有迫零设计，并在目标行A_k上对整个信道进行对角化：

其中D_Ak表示对角矩阵，X表示'不关心'。通过将对角矩阵S_Bk的所有增益设置为零，使得预编码矩阵

的系数不相关。这些系数可以保持不变，或者也可以重置为零。

一种可能的具体预编码器计算是使用降阶的[归一化]信道矩阵H_Ak的Moore-Penrose伪逆，如下：

然而，这并不是唯一的选择，但是广义逆的整个家族可以用作预编码器。例如，以下广义逆也可以用作迫零预编码器：

其中W表示具有实对角线系数的N×N对角矩阵。

一般而言，N×(N-M_k)预编码器具有N(N-M_k)个自由度，应当使用其中的(N-M_k)²个自由度来确保所有串扰被消除(D_A是对角的)，并且剩余的(N-M_k)M_k个自由度可用于试图使N-M_k条目标线路上的接收通信信号的功率最大化，也就是说使对角矩阵D_Ak的对角线值尽可能大，同时满足各种功率约束。

关于使用信道矩阵或归一化信道矩阵用于预编码矩阵的计算的几句话。

信道矩阵和归一化信道矩阵仅通过与包括H_k的对角元素的倒数的对角矩阵F_k左乘而不同：

G_k＝F_kH_k(5)，

其中H_k和G_k分别表示现在差分的信道矩阵和归一化的信道矩阵。

凭借等式(4)或(5)，对应的预编码矩阵将仅与对角矩阵右乘而不同：

其中归一化信道矩阵G_k已按照信道矩阵H_k被分解为G_Ak和G_Bk，并且其中F_Ak表示包括对应于N-M_k条目标线路的对角矩阵F_k的对角线系数的对角矩阵。

然而，在发射侧需要通过与缩放矩阵S_Ak预先相乘得到一些功率归一化来实现所需的发射功率，并且因此使用标称或归一化的信道矩阵用于预编码矩阵的计算最终将产生相同的有效预编码矩阵。

图3中示出了矩形预编码。

网络侧的N个收发器TU-C₁到TU-C_N为每个发送DMT符号周期提供下行发送向量u_k，用于由订户侧的N个相应收发器TU-R₁到TU-R_N进行进一步的预编码、发送、接收和检测。包括在星座映射和缩放之后的相应发射频率采样u_1，k到u_N，k的发射向量u_k被输入到具有预编码矩阵P_k的预编码器以产生预编码信号x_k＝[x_1，k...x_N，k]^T＝P_ku_k，用于通过相应订户线路L₁至L_N进一步传输。

让我们假设为了方便，在音调k处，将一条线路从目标集合A_k移动到支持集合B_k(即，M_k＝1)，以便获得良态的降阶的信道矩阵，以及让我们进一步假设这条支持线路是L_N线路。因此，没有下行数据通过线路L_N在音调k上传送，或者等同于u_N，k＝0(见发送向量u_k中的有斜线的区域)，并且相应的发射增益和比特加载都被设置为零。结果是，预编码矩阵P_k的对应第N列是不相关的，因为它在信号预编码中不起任何作用(参见预编码矩阵P_k中的有斜线的区域)。对应的预编码系数P_1N到P_NN优选地(但不是必须)被设置为零。

然而，预编码矩阵P_k的第N行的一个或多个非对角线系数被设置为与0不同的值(参见预编码矩阵P_k中的加粗系数)，这意味着串扰预补偿信号继续在音调k处在线路L_N上被发送，尽管音调k被禁止用于通过线路L_N上的直接数据通信(即，尽管u_N，k＝0，但X_N，k≠0)。有效的预编码矩阵因此具有矩形形状。

接下来，预编码向量x_k通过信道矩阵H_k，由此产生接收向量y_k＝[y_i，k…y_N，k]^T，用于收发器TU-R₁到TU-R_N的接收和检测。由于没有通信在线路L_N上在音调k上发生，所以收发器TU-R_N丢弃接收频率采样y_N，k并且信道矩阵H_k的对应第N行是不相关的(参见信道矩阵H_k和向量y_k中的有斜线的区域)。

新的矩形N×(N-1)预编码矩阵

被计算并被强制到与目标线路A_k对应的预编码矩阵P_k的列中。新的矩形预编码矩阵

利用机会使用在支持线路L_N上的可用发射功率(由于在该线路上没有发送数据通信信号)用于在该线路上插入N-1个通信信号u_1，i≠N(或其一部分)的适当缩放和旋转复本，并且进一步用于在收发器TU-R_i，i≠N处在各传播路径上行进的这N-1个通信信号u_i，i≠N的相干组合，然后与完全预编码(所有线路都以可观的信号缩小为目标)相比它们经历它们接收信号功率的大幅增加或正方形音调抑制(一条或多条线路被抑制，而在抑制线路上没有任何信号传输)。

在音调k处在线路L_i上的数据信号增益α_i,k由下式给出：

并且现在由于矩形调节而包括附加项H_iN,kP_Ni,k。在适当选择预编码系数P_Ni,k的情况下，该项将加强有用信号u_i，k的功率(或幅度)。

后编码用例与预编码用例非常相似。

让我们安排N×N[归一化]信道矩阵为H_k＝[H_AkH_Bk]，其中H_Ak现在表示降阶的N×(N-M_k)[归一化]信道矩阵，其包括对应于目标线路的集合A_k和所有N个行的[归一化]信道矩阵H_k的N-M_k个列，并且H_Bk现在表示降阶的N×M_k[归一化]信道矩阵H_K，其包括对应于支持线路的集合B_k和所有N个行的[归一化]信道矩阵H_k的M_k个列。换句话说，[归一化]信道矩阵H_K的列已重新安排用于支持线路B_k以占据最后M_k个列。

令

表示在音调k处使用的后编码矩阵，其中Q_Ak表示降阶的(N-M_k)×N后编码矩阵，其包括对应于目标线路集合A_k的后编码矩阵Q_k的N-M_k行和全部N列，并且Q_Bk表示降阶的M_k×N后编码矩阵，其包括对应于支持线路集合B_k的后编码矩阵Q_k的M_k行和全部N列。

利用迫零后编码以及当针对所有线路时，我们仍然有Q_k＝H_k ^-1。

仍然表示发送增益缩放矩阵。对角矩阵S_Bk的对角线系数被设置为零，因为在音调k处没有通过支持线路B_k发送的通信信号。

VCU 130进一步被配置为针对用于上游通信的病态配置的音调中的相应音调：

-针对以下三个条件成立的目标活动线路A_k计算或重新计算矩形后编码矩阵

a)与支持线路B_k相对应的

的列不被迫为零，并且因此泄漏到支持线路B_k中的信号被用于在目标线路A_k上的数据信号增益的进一步增强。

b)对应于目标线路A_k的

的列与完整后编码矩阵Q_k(即，当所有线路都是目标时)的对应列不同。这强调了不仅仅取整个矩阵逆Q_k＝H_k ^-1的列。

c)(重新)计算的向量化矩阵

具有迫零设计，并且将目标线路A_k上的整个信道进行对角化：

其中D_Ak表示对角矩阵。后编码矩阵

的系数是不相关的，因为支持线路B_k不用于直接数据通信。这些系数可以保持不变，或者可以被重置为零。

一种可能的具体后编码器计算是对降阶的信道H_Ak使用Moore-Penrose伪逆如下：

其他广义逆也可以用作后编码器，诸如：

其中W表示具有实对角线系数的N×N对角矩阵。

同样的推理适于将信道矩阵或归一化信道矩阵不明确用于根据等式(9)或(10)对后编码矩阵的计算：对应的后编码矩阵现在仅通过与对角矩阵的左乘而不同，该对角矩阵无论如何通过接收机处的频率均衡来补偿，这将在检测之前对接收采样的功率进行重新归一化。

图4中示出了矩形后编码。

在订户侧的N个收发器TU-R₁至TU-R_N通过相应的订户线路L₁至L_N发送相应的发送频率采样u_1，k至u_N，k以用于进一步的发送、接收、后编码和在网络侧由N个相应的收发器TU-C₁至TU-C_N检测。这些传输采样形成发射向量u_k＝[u_1，k…]^T。

为了方便起见，让我们再次假设，在音调k处，将一条线路从目标集合A_k移动到支持集合B_k(即，M_k＝1)，以便获得良态的降阶的信道矩阵，并让我们再次进一步假设，这条支持线路是线路L_N。因此，没有上行数据通过线路L_N在音调k上传送，或者等同于u_N,k＝0(见发射向量u_k中的有斜线的区域)，并且对应的发射增益和比特加载两者均被设置为零。结果是，信道矩阵H_k的对应第N列是不相关的(参见信道矩阵H_k中的有斜线的区域)。

接收向量y_k＝[y_1，k…y_N，k]^T＝H_ku_k经过后编码矩阵Q_k以产生后编码向量y'_k＝[y'_1，k...y'_N，k]^T＝Q_ky_k。将后编码矩阵Q_k的第N列的一个或多个非对角线系数设置为不同于0的值(参见后编码矩阵Q_k中的加粗系数)，意味着从支持线路L_N接收的信号，包括来自线路L₁到L_N-1的、泄漏到线路L_N中所有串扰信号，继续在音调k处被处理，用于线路L₁到L_N-1上的数据信号增益的进一步增强。有效的后编码矩阵因此具有矩形形状。

新的矩形(N-1)×N后编码矩阵

被计算并被强制到对应于目标线路的后编码矩阵Q_k的行中。新的矩形后编码矩阵

通过适当地缩放和旋转N-1个串扰信号H_Niu_i，i≠N(或其一部分)来在支持线路L_N上利用机会使用可用接收功率(由于在该线路上没有数据通信信号被发送)，并且进一步用于在收发器TU-C_i，i≠N处对这N-1个串扰信号H_Niu_i，i≠N进行相干组合，然后在检测之前与完全后编码相比经历SNR的显著增加(当所有线路都被作为目标，但由于信道病态而导致噪声功率的显著增加)或正方形音调抑制(一条或多条线路被抑制，而没有来自被抑制的线路的任何接收信号被利用)。

在音调k处在线路L_i上的数据信号增益α_i,k由下式给出：

并且现在由于矩形调节而包括附加项Q_iN,kH_Ni,k。在后编码系数Q_iN，k被适当选择的情况下，这个项将增强数据信号u_i，k的强度。

由于对于线路L_N在音调k上没有通信发生(参见向量y'_k中的有斜线的区域)，收发器TU-C_N丢弃接收频率采样y'_N,k，并且后编码矩阵Q_k的对应第N行是不相关的(参见后编码矩阵Q_k中的有斜线的区域)。

所提出的矩形调节相比于已知的向量化方案的性能在图6A和6B中示出。

图6A表示基于所提出的矩形调节的预编码(曲线501)相比于基于正方形音调抑制的预编码(曲线502)和当以系统中的所有线路为目标时基于完全信道逆的预编码(曲线503)的可实现数据速率的比较。目前，向量化组包括48条线路。这些线路根据它们相应的数据速率进行排序，并且对于前20条线路，绘制了利用相应的预编码方案实现的数据速率。可以看出，矩形预编码明显优于其他两种预编码方案。

在图6B中，针对三个考虑的预编码方案，已经绘制了预编码系数的实部对比频率。同样，矩形调节的频率相干(曲线511)明显高于正方形音调抑制(曲线512)和完全频道逆(曲线513)。预编码器系数在频率上的平滑改变使它们更易于被压缩，导致更低的开销硬件。

应当注意，所提出的矩形调节不需要仅限于病态音调，而是可以进一步用于完整的信道矩阵针对其良态的音调，例如以便于改进在所针对的不良执行的线路上的数据速率。

在图5中看到用于确定针对连续音调的目标线路的集合和支持线路的集合的流程图。

当在给定音调上将线路从目标集合A_k移动到支持集合B_k时，剩余目标线路A_k的总体数据速率以支持线路B_k为代价而增加。通过在不同的音调上选择不同的子集，可以在线路之间进行有利的折衷以优化期望的目标。例如，一个目标可以是确保所有线路达到指定的目标速率。

在这里，目标是适配目标集合以将线路数据速率转向指定的目标数据速率。这些目标速率可以是所有线路的共同最小目标数据速率，或者在特定线路获得提升的目标数据速率以用于优质服务时，它们可以彼此不同。

在步骤S00，满意的线路的集合Ls被初始化为空集

对于所有音调k，目标线路的集合A_k被初始化为集合L(即，所有向量化线路)，并且支持线路的集合B_k被初始化为空集合(即，M_k＝0)。选择第一音调索引k＝k_i，并且该方法开始。

在步骤S01，目标线路的集合A_k被更新为集合L\Ls(即，尚未满足它们的目标速率的线路)，并且将支持线路的集合B_k被初始化为集合Ls。

在下一步骤S02，VCU 130计算降阶的信道矩阵H_Ak的条件数ICN_k。

在步骤S03，VCU 130通过比较条件数ICN_k与某个阈值来确定[降阶的]信道矩阵H_Ak是否是病态的。

如果条件数ICN_k大于阈值，则[降阶的]信道矩阵H_Ak被预期为病态的，并且应当针对该音调将一条或多条订户线路从目标集合A_k中移除。因此，在步骤S04中，线路被选择并从目标线路集合A_k移动到支持线路的集合B_k，并且VCU 130通过步骤S02和S03迭代，直到[降阶的]信道矩阵H_Ak不再是病态的。这个过程保证在A_k为空之前停止，因为由单行或列组成的降阶的信道矩阵总是良态的。

当条件数ICN_k低于给定的阈值时，则[降阶的]信道矩阵H_Ak不是或不再是病态的，并且线路不需要或不再需要被从目标集合A_k中移除。

VCU 130进入下一步骤S05，并配置新的根据本发明的矩形向量化矩阵

或

在步骤S06，VCU 130基于配置的目标线路的集合A_k和支持线路的集合B_k并且基于配置的向量化矩阵

或

来更新所有线路L₁到L_N的相应线路度量LM_n。线路度量可以是指例如到目前为止已经配置的所有音调上的聚合可实现的数据速率或者聚合发射功率。

为了聚合可实现的数据速率的计算，需要执行对相应音调的可实现的比特加载的估计。这个估计可以基于在新的向量化矩阵

或

已经被实施之后在接收机处的实际误差测量，或者可以基于在所配置的向量化矩阵基础上对数据信号增益的估计以及基于对信道矩阵H的估计。比特加载计算通常基于香农容量公式，并且包括给定的SNR间隔以考虑所使用的特定编码和调制方案，以及可能给定的SNR边际以吸收噪声波动(如果有的话)。

在步骤S07，针对相应目标度量来测试更新的线路度量中的每一个。如果针对特定线路L_n的当前线路度量LM_n大于要在该线路上实现的相应目标度量LMT_n，则在步骤S08，线路L_n被添加到满意的线路的集合Ls中。这意味着L_n将被预先指派给针对后续k的支持线路的集合B_k，从而向对于下一音调迭代尚未达到它们的相应目标度量的线路给予优先。

如果相应目标度量在所有线路L₁至L_N上都被满足，则该预指派不再是必需的，并且集合Ls可以被重新初始化为空集。

最后，在步骤S09，选择新的音调索引k，并且从步骤S01起利用选择的新的音调索引k重新迭代，直到所有音调已经被处理。音调可以以诸如递增或递减的音调索引的确定顺序被处理，或者可以以随机或伪随机顺序被处理。

目标集合和支持集合可能会偶尔被重新初始化(例如，每200个音调)，例如以便于防止对所有后续音调在给定音调上造成病态线路被移除。

图6C表示在向量化线路组中的相应一些线路上实现的数据速率的曲线图。线路4是具有不良接触的线路，导致低直接增益和高串扰。曲线521对应于当以全部线路为目标时利用完整的信道逆的预编码。在这种情况下，线路4获得非常低的数据速率。曲线522对应于所提出的方法，其中针对所有线路的目标速率被配置在1Gbps。可以看出，所提出的方案实现了所有线路的目标速率，包括具有不良接触的线路。

在替代实施例中，VCU 130在针对随后的音调迭代将线路预先指派到支持线路的集合之前不等待度量目标被满足，相反，通过连续音调迭代追踪聚合数据速率，并且如果某些线路被分配有比其他线路更多的数据速率，则对于一个或多个后续音调迭代，将它们从目标线路的集合中移除，直到数据速率被再次适当地均衡。

例如，线路可以根据它们相应的数据速率被排序，并且最大和最小数据速率之间的比率或差异可以被计算并与某个给定阈值进行比较，以决定具有最大数据速率的线路是否应当被预先指派给支持线路的集合以用于一个或多个后续音调迭代。

该实施例的另一个优点在于，在迭代该方法的步骤的同时数据速率被连续地重新均衡。

一旦给定的线路达到其度量目标，则第一算法可以开始，并且该线路可以被预先指派给支持线路的集合以用于随后的音调迭代。

要注意的是，术语“包括”不应当被解释为限于下文列出的手段。因此，表述“设备包括部件A和B的设备”的范围不应限于仅由组件A和B组成的设备。这意味着关于本发明，设备的相关组件是A和B。

要进一步注意的是，术语'耦合'不应当被解释为仅限于直接连接。因此，表达“设备A耦合到设备B”的范围不应限于其中设备A的输出直接连接到设备B的输入和/或设备B的输出直接连接到设备A的输入的设备或系统。这意味着在A的输出和B的输入之间存在路径，和/或在B的输出和A的输入之间存在路径，其可以是包括其他设备或部件的路径。

说明书和附图仅仅说明了本发明的原理。因此应当理解，本领域技术人员将能够设计尽管本文没有明确描述或示出但体现了本发明的原理的各种布置。此外，本文叙述的所有示例主要明确地仅用于教学目的，以辅助读者理解本发明的原理和发明人为促进本领域所贡献的概念，并且将被解释为没有限制这种具体记载的示例和条件。此外，本文引用本发明的原理、方面和实施例以及其具体示例的所有陈述旨在涵盖其等同物。

附图中所示的各种元件的功能可以通过专用硬件以及能够与适当的软件相关联地执行软件的硬件的使用来提供。当由处理器提供时，功能可以由单个专用处理器，由单个共享处理器，或由多个个体处理器提供，其中一些可以共享。此外，处理器不应当被解释为专指能够执行软件的硬件，并且可以隐含地包括但不限于数字信号处理器(DSP)硬件、网络处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)等。也可以包括诸如只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)和非易失性存储的常规和/或定制的其它硬件。

Claims

1.一种用于配置向量化处理器(120)的向量化控制器(130)，所述向量化处理器(120)根据预编码矩阵P_k来联合地处理要在N条订户线路L₁…L_N上发送的离散多音调DMT通信信号，其中所述N>1，所述向量化控制器(130)适于针对多个音调中的给定的音调k：

-针对通过所述N条订户线路中的N-M_k条目标线路的第一集合A_k的直接数据通信启用所述给定音调，并且针对通过所述N条订户线路中的M_k条支持线路的第二集合B_k的直接数据通信来禁用所述给定音调，其中所述第二集合B_k不与所述第一集合A_k相交，并且M_k表示非零正整数，

-配置所述预编码矩阵以在M_k条支持线路的所述第二集合上在所述给定音调处使用可用的发射功率，以用于在N-M_k条目标线路的所述第一集合上在所述给定音调处的数据信号增益的增强，

其中所述多个音调包括其N×N信道矩阵H_k被表征为病态的音调，所述N×N信道矩阵H_k包括所述N条订户线路之间的远端耦合系数，

并且其中所述向量化控制器还适于确定线路的所述第一集合和所述第二集合，使得(N-M_k)×N降阶的信道矩阵H_Ak是良态的，所述(N-M_k)×N降阶的信道矩阵H_Ak包括从所述N条订户线路到所述N-M_k条目标线路的所述第一集合的远端耦合系数。

2.根据权利要求1所述的向量化控制器(130)，其中所述向量化控制器还适于在依次通过所述多个音调进行迭代时跨所述N条订户线路均衡目标线路角色和支持线路角色。

3.根据权利要求1所述的向量化控制器(130)，其中所配置的预编码矩阵是矩形N×(N-M_k)预编码矩阵

其具有用于与M_k条支持线路的所述第二集合对应的相应M_k个矩阵行的至少一个非零非对角线预编码系数。

4.根据权利要求3所述的向量化控制器(130)，其中所配置的矩形预编码矩阵是所述(N-M_k)×N降阶的信道矩阵H_Ak的广义逆矩阵。

5.根据权利要求4所述的向量化控制器(130)，其中所述广义逆矩阵是所述(N-M_k)×N降阶的信道矩阵H_Ak的Moore-Penrose伪逆。

6.根据权利要求1所述的向量化控制器(130)，其中所述向量化控制器还适于依次通过所述多个音调进行迭代，并且在每次迭代中给定所启用的音调和所禁用的音调以及到目前为止所配置的向量化矩阵，更新在所述N条订户线路上实现的相应线路度量，以及基于所更新的线路度量来确定线路的所述第一集合和线路的所述第二集合。

7.根据权利要求6所述的向量化控制器(130)，其中所述向量化控制器还适于将所述N条订户线路中的其更新的线路度量超过给定的线路度量目标的至少一条订户线路指派给M_k条支持线路的所述第二集合用于至少一个后续的音调迭代。

8.根据权利要求6所述的向量化控制器(130)，其中所述向量化控制器还适于将所述N条订户线路中的其更新的线路度量超过所述N条订户线路的至少一个其他订户线路的至少一条更新的线路度量给定的裕量的至少一条订户线路指派给M_k条支持线路的所述第二集合，用于至少一个后续的音调迭代。

9.根据权利要求6至8中任一项所述的向量化控制器(130)，其中所述线路度量是数据速率。

10.一种接入节点(100)，用于向订户提供宽带通信服务，并且包括根据权利要求1至9中任一项所述的向量化控制器(130)。

11.一种用于配置向量化处理器(120)的方法，所述向量化处理器(120)根据预编码矩阵P_k来联合地处理要在N条订户线路L₁…L_N上发送的离散多音调DMT通信信号，其中所述N>1，并且包括针对多个音调中的给定的音调k：

并且其中所述方法还包括确定线路的所述第一集合和所述第二集合，使得(N-M_k)×N降阶的信道矩阵H_Ak是良态的，所述(N-M_k)×N降阶的信道矩阵H_Ak包括从所述N条订户线路到所述N-M_k条目标线路的所述第一集合的远端耦合系数。

12.一种用于配置向量化处理器(120)的向量化控制器(130)，所述向量化处理器(120)根据后编码矩阵Q_k来联合地处理要从N条订户线路L₁…L_N被接收的离散多音调DMT通信信号，其中所述N>1，所述向量化控制器(130)适于针对多个音调中的给定的音调k：

-配置所述后编码矩阵以在M_k条支持线路的所述第二集合上在所述给定音调处使用可用的接收功率，以用于在N-M_k条目标线路的所述第一集合上在所述给定音调处的数据信号增益的增强，

并且其中所述向量化控制器还适于确定线路的所述第一集合和所述第二集合，使得N×(N-M_k)降阶的信道矩阵H_Ak是良态的，所述N×(N-M_k)降阶的信道矩阵H_Ak包括从N-M_k条目标线路的所述第一集合到所述N条订户线路的远端耦合系数。

13.根据权利要求12所述的向量化控制器(130)，其中所述向量化控制器还适于在依次通过所述多个音调进行迭代时跨所述N条订户线路均衡目标线路角色和支持线路角色。

14.根据权利要求12所述的向量化控制器(130)，其中所配置的所述后编码矩阵是矩形(N-M_k)×N后编码矩阵

所述矩形(N-M_k)×N后编码矩阵

具有与所述M_k条支持线路的所述第二集合对应的相应M_k个矩阵列的至少一个非零非对角线后编码系数。

15.根据权利要求14所述的向量化控制器(130)，其中所配置的所述矩形后编码矩阵是所述N×(N-M_k)降阶的信道矩阵H_Ak的广义逆矩阵。

16.根据权利要求15所述的向量化控制器(130)，其中所述广义逆矩阵是所述N×(N-M_k)降阶的信道矩阵H_Ak的Moore-Penrose伪逆。

17.根据权利要求13所述的向量化控制器(130)，其中所述向量化控制器还适于依次通过所述多个音调进行迭代，并且在每次迭代中给定所启用的音调和所禁用的音调以及到目前为止所配置的向量化矩阵，更新在所述N条订户线路上实现的相应线路度量，以及基于所更新的线路度量来确定线路的所述第一集合和线路的所述第二集合。

18.根据权利要求17所述的向量化控制器(130)，其中所述向量化控制器还适于将所述N条订户线路中的其更新的线路度量超过给定的线路度量目标的至少一条订户线路指派给M_k条支持线路的所述第二集合用于至少一个后续的音调迭代。

19.根据权利要求17所述的向量化控制器(130)，其中所述向量化控制器还适于将所述N条订户线路中的其更新的线路度量超过所述N条订户线路的至少一个其他订户线路的至少一条更新的线路度量给定的裕量的至少一条订户线路指派给M_k条支持线路的所述第二集合，用于至少一个后续的音调迭代。

20.根据权利要求17至19中任一项所述的向量化控制器(130)，其中所述线路度量是数据速率。

21.一种接入节点(100)，用于向订户提供宽带通信服务，并且包括根据权利要求12至20中任一项所述的向量化控制器(130)。

22.一种用于配置向量化处理器(120)的方法，所述向量化处理器(120)根据后编码矩阵Q_k来联合地处理要从N条订户线路L₁…L_N被接收的离散多音调DMT通信信号，其中所述N>1，并且包括针对多个音调中的给定的音调(k)：

并且其中所述方法还包括确定线路的所述第一集合和所述第二集合，使得N×(N-M_k)降阶的信道矩阵H_Ak分别是良态的，所述N×(N-M_k)降阶的信道矩阵H_Ak包括从N-M_k条目标线路的所述第一集合到所述N条订户线路的远端耦合系数。