KR20140032432A

KR20140032432A - 컨버터

Info

Publication number: KR20140032432A
Application number: KR1020137032908A
Authority: KR
Inventors: 데이빗 레지날드 트레이너; 티모시 찰스 그린; 마이클 마크 클로드 멜린; 디에고 소토-산체스
Original assignee: 알스톰 테크놀러지 리미티드
Priority date: 2011-06-29
Filing date: 2011-06-29
Publication date: 2014-03-14
Also published as: WO2013000510A1; IN2013MN02004A; KR101818287B1; RU2014102786A; BR112013033667A2; CN103620942A; CA2834054A1; EP2727234B1; CN103620942B; EP2727234A1; US20140133196A1; AU2011372308A1

Abstract

고압 직류 전력 전송 및 무효 전력 보상에 사용되는 전력 전자 컨버터(20)로서, DC 네트워크(30)와 연결가능한 제1 및 제2 단자(24, 26)와 그리고 제3 단자(28)를 포함하는 적어도 하나의 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)와, 상기 또는 각 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)는 상기 제1 및 제2 단자(24, 26) 중 어느 하나와 상기 제3 단자(28) 사이에 직렬로 각각 연결되는 제1 및 제2 지로부분(34, 36)을 포함하고, 상기 지로부분(34, 36)은 체인 링크 컨버터(38)를 포함하고, 각 체인링크 컨버터(38)는 직렬로 연결된 다수의 모듈을 포함하고, 각 모듈은 적어도 하나의 에너지 저장장치에 연결된 적어도 하나의 1차 스위칭소자를 포함하고, 각 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)는 DC 네트워크(30)에 제공된 DC 전압에서 DC 리플을 최소화하기 위하여 DC 네트워크(30)에 제공할 AC 순환전류(54)를 흘리는 순환경로를 선택적으로 결정하도록 제어가능한 것이다.

Description

컨버터{Converter}

본 발명은 고전압 직류(HVDC) 송전 및 무효 전력 보상에 사용되는 전력 전자 컨버터에 관한 것이다.

송전 네트워크에서 가공선로 및/또는 해저 케이블을 통한 송전을 위하여, 일반적으로 교류(AC) 전력은 직류(DC)전력으로 변환된다. 이러한 변환은 전송 라인이나 케이블에 의해 부과되는 AC 정전 용량 부하 효과에 대한 보상의 필요성을 제거함으로써, 선로 및/또는 케이블의 킬로미터 당 비용을 줄일 수 있다. 그래서 장거리 송전을 필요로 하는 경우에, AC 에서 DC로 변환함으로써 비용이 절감된다.

AC/DC 전력의 변환은 서로 다른 주파수로 운영되는 AC 네트워크를 상호 연결하는 데에도 사용된다. 이러한 전력 전송 네트워크에서, AC와 DC 전력 사이의 필요한 변환을 위해 각 인터페이스에 컨버터가 필요하며, 이러한 컨버터의 하나의 형태는 전압 소스 컨버터(VSC)이다.

AC 전력은 일반적으로 AC 상의 수에 따라 하나 또는 그 이상의 사인 파형의 형태로 전송된다. 전압 소스 컨버터의 AC측의 사인 파형의 존재는, DC 네트워크의 DC 측에 연결된 전압 소스 컨버터에 고 레벨의 DC 전압 리플을 초래한다. DC 전압 리플은 AC 시스템 주파수의 배수로 나타나는데, 일반적으로 제6 고조파, 제12 고조파, 등과 같이 나타난다.

DC 네트워크에서 DC 리플의 존재는 바람직하지 않은데, 그 이유는 전력 전송의 증가를 제공하지 않으면서 직류 전송 라인의 전압, 전류 및 열 용량을 팽창시키는 것뿐만 아니라, 일반적으로 교류 전압 스트레스를 허용하지 않는 저가 케이블을 사용하지 못하게 하여서, 결과적으로 DC 전력 전송 라인의 설치 비용을 증가시킨다.

더구나, 서로 다른 주파수에서 운영되는 AC 네트워크에 연결된 컨버터 장치로부터의 DC 리플 성분 간의 상호 작용은, 연관된 AC 및 DC 네트워크에 복잡한 상호 변조 주파수의 생성을 가져온다. 더구나, DC 리플의 교류 성질 자체가, 안정된 제어를 요구하는 제어 시스템 및 측정용 컨버터들과 DC 전력 전송 라인 간의 원치 않는 간섭을 야기하고, DC 전력 전송 라인과 인근 전화선 사이의 간섭도 야기하는데, 이러한 것은 DC 전력 전송 라인의 레이아웃 설계를 더욱 복잡하게 만든다.

종래 발전소는 DC 리플을 최소화하기 위해 전압 소스 컨버터의 DC 측에 수동(passive) 유도(inductive) 및 정전 용량 소자 같은 것을 이용한 DC 필터링 장비를 사용한다. 전압 소스 컨버터와 결합되는 병렬 커패시턴스와 직렬 인덕턴스는 각각 전압과 전류의 리플을 감소시킨다. 그러나 높은 전압의 전력전송으로 인해 큰 수동 유도 및 정전 용량 소자(inducter and capaciter)를 채용되어야 한다. 그래서 정상 운전에서 전력 손실을 증가시키고, 따라서 컨버터의 효율을 감소시킨다. 뿐만 아니라 발전소 장비를 무겁게 하고 크게 하며, 관련된 비용을 증가시킨다. 이러한 문제는 특히 근해 풍력 발전소와 같은 공간의 제한이 심한 곳에서는 바람직하지 못하다.

또한, 수동 필터는 주파수 특성에 관한 한 고정된 임피던스를 가지고 있으므로 DC 측의 리플 주파수 변화를 수용하기 위하여 적응할 수 없게 된다. 이런 변화는 추가 전압소스 컨버터(VSC)가 일시적으로 비정상적인 작동 모드에서 작동할 때 자연적으로 발생하거나 혹은 추가적인 컨버터 스테이션이 DC 그리드 형태에 메쉬드 패션으로 결합하는 경우에 발생한다.

본 발명은 배경 기술에서 설명한 바와 같은 종래 기술의 문제점들을 해소 및 개량하기 위한 고전압 직류(HVDC) 송전 및 무효 전력 보상에 사용되는 전력 전자 컨버터를 제공하려는 것이다.

본 발명은 DC 네트워크에 나타나는 DC 전압의 DC 리플을 최소화하고, DC 네트워크에 나타나는 AC 순환전류를 흘리는 순환경로를 선택적으로 결정할 수 있는 전력 전자 컨버터를 제공하려는 것이다.

본 발명은 종래의 파워 컨버터보다 작고, 가볍고, 뿐만 아니라 운전 조작과 제어가 간단하고, 더 효율적인 전력 전자 컨버터를 제공하려는 것이다.

본 발명은 반도체 소자들을 사용하여, 크기가 작고, 무게가 가벼우며, 작은 냉각에 필요한 전력 소모를 상대적으로 최소화할 수 있는 전력 전자 컨버터를 제공하려는 것이다.

본 발명은 종래 기술의 문제점을 해소하기 위하여 청구항에서 청구하는 어느 하나의 전력 전자 콘버터를 제공하려는 것이다.

본 발명의 하나의 관점에 따르면, 고전압 직류전력 송전과 유도 전력(reactive power:무효전력) 보상에 사용하기 위한 전력 전자 컨버터를 제공하는데, 이것은 DC 네트워크와 연결가능한 제1 및 제2 단자와 그리고 제3 단자를 포함하는 적어도 하나의 컨버터 지로와, 상기 또는 각 컨버터 지로는 제1 및 제2 단자 중 어느 하나와 제3 단자 사이에 직렬로 각각 연결되는 제1 지로부분 및 제2 지로부분을 정의(=define: "결정하다", "형성하다"와 같은 의미로 사용한다)하고, 각 지로부분은 체인 링크 컨버터를 포함하고, 각 체인 링크 컨버터는 직렬로 연결된 다수의 모듈을 포함하고, 각 모듈은 적어도 하나의 에너지 저장장치에 연결된 적어도 하나의 1차 스위칭소자(primary switching element)를 포함하고, 각 컨버터 지로는 DC 네트워크의 DC 전압에서 DC 리플을 최소화하기 위하여 DC 네트워크에 제공할 AC 순환전류를 흘리는 순환경로를 선택적으로 정의하도록 제어가능한 것이다.

DC 네트워크에 제공된 DC 전압에서 DC 리플을 최소화하기 위하여 AC 순환 전류를 흘리는(=carry: "흐르게 하는", "운반하는"의 의미로 사용한다) 순환 경로를 선택적으로 정의할 수 있는 하나 또는 그 이상의 컨버터 지로의 제공은, 전력 전자 컨버터의 DC 측에 별도의 DC 필터링 장비를 필요하지 않게 한다. 결과적으로 본 발명의 전력 전자 컨버터는 저렴하고. 작고, 기존의 파워 컨버터보다 가볍고, 뿐만 아니라 운전 조작과 제어가 간단하고, 더 효율적으로 된다.

AC 순환 전류를 흘리는 순환경로를 정의하는 기능 또는 능력이, 전력 전자 컨버터로 하여금 광범위한 실효전력과 무효전력의 운전 조건과 호환되는 활성 필터링 기능을 가지게 한다.

바람직하게는 각 지로부분은 체인 링크 컨버터와 직렬로 연결된 적어도 하나의 2차 스위칭소자(보조 스위칭 소자)를 추가로 포함하고, 이 적어도 하나의 2차 스위칭 소자는 각각의 지로부분을 선택적으로 회로 내("회로에 포함되는", "회로에 연결되는"의 의미로 사용한다)로 또는 회로 밖("회로에 포함되지 않는", "회로에 연결되지 않는"의 의미로 사용한다)으로 절환하기 위한 것이고 제어가능한 것이다.

컨버터 지로의 제1 또는 제2 단자와 제3 단자 사이에 지로부분을 회로 안으로 또는 밖으로 절환하기 위하여, 각 지로부분의 체인링크 컨버터와 직렬로 연결된 하나 이상의 제2 스위칭 소자의 일련의 조합은 유리한데 그 이유는, 각 체인 링크 컨버터가 발생하여야 할 전압 범위를 감소하기 때문이다. 이것은 또한 각 체인 링크 컨버터에서 부품 수를 최소화할 수 있게 한다.

본 발명의 실시 예에서, 컨버터 지로는 순환 경로를 정의하는 두 지로부분을 회로 내로 동시에 절환하도록 제어할 수도 있다.

이러한 순환 경로의 정의(형성)는 DC 네트워크에 현출되는 DC 전압에서 DC 리플을 최소화하는 옵션을 제공한다.

이러한 실시 예에서 적어도 두 개의 컨버터 지로가 순환 경로를 정의하는 회로에 각각의 지로부분 모두를 동시에 절환하는 제어를 같은 시간에 할 수 있다.

이 방법으로 두 개 이상의 컨버터 지로를 제어하는 것은 개별 컨버터 지로의 전류 평활성(smoothness)을 증가시키고, 따라서 제어하기 쉬워진다.

또 다른 이러한 실시 예에서, 컨버터 지로가, 순환경로를 결정하기 위하여 각각 두개 지로부분(34,36)을 회로 내로 동시에 절환하도록 순차적으로(sequentially) 제어 가능하게 할 수 있다.

이 기능은 전력 전자 컨버터의 전체 동작을 통하여 순환 경로를 연속 또는 주기적으로 정의할 수 있게 한다.

각 컨버터 지로는 AC 순환 전류가 흐르는 기간을 제어하기 위하여 소정의 중복 기간 동안, 순환 경로를 선택적으로 결정하기 위하여 바람직하게 제어가능하다. 이 중복 기간의 길이는, 전력 전자 컨버터의 설계요건과 DC 네트워크의 DC 리플의 성질에 의존하여, 변화될 수 있다.

본 발명의 다른 실시 예에서, 순환 경로는 AC 순환 전류를 수정하기 위하여 적어도 하나의 전류 수정기를 더 포함할 수 있다.

하나 또는 그 이상의 전류 수정기를 포함하는 것은, 별도의 DC 필터링 장비 필요 없이도 DC 리플을 최소화되는 경지에까지 추가적인 제어 옵션을 제공한다.

전류수정기는 DC 네트워크에 제공하는 DC 전압의 DC 리플을 최소화하기 위해 AC 순환전류의 크기를 수정할 수 있다.

이러한 실시 예에서, 각 전류 수정기는 적어도 하나의 체인 링크 컨버터와 체인 링크 컨버터에 직렬로 연결된 적어도 하나의 기본 인턱터이거나, 또는 적어도 하나의 체인 링크 컨버터와 체인 링크 컨버터에 직렬로 연결된 적어도 하나의 기본 인턱터를 포함하는 것이고, 각 체인 링크 컨버터는 기본 인덕터를 가로지르는 전압을 바꾸기 위하여 체인 링크 컨버터 자신의 전압을 변화시도록 동작할 수 있고, 그래서 AC 순환전류의 크기를 수정할 수 있다.

이러한 구성 배열은 별도의 DC 필터링 장비 필요 없이 DC 네트워크에서 DC 리플 쉽게 최소화할 수 있게 한다.

다른 이러한 실시 예에서, 각 전류 수정기는 적어도 하나의 가변 기본인덕터이거나 적어도 하나의 가변 기본인덕터를 포함하며, 상기 가변 기본인덕터는 AC 순환전류를 수정하기 위하여 인덕턴스를 변화시키도록 제어가능한 것이다.

이러한 가변 기본 인턱터는 DC 필터링 절차에서 액티브콘트롤을 제공하는 하는데 이용될 수 있다.

각 체인 링크 컨버터의 각 모듈의 각 1차 스위칭 소자는, 각 체인 링크 컨버터로 하여금 단계적인(stepped) 가변 전압 소스를 제공하도록 구성하기 위하여 제어가능하게 될 수 있다.

체인 링크 컨버터의 구조는 각 체인 링크 컨버터로 하여금 전압을 공급하도록 하는데, 이 전압은 각 개별 모듈에 의하여 제공되는 전압보다 높은 전압을 제공하도록 하기 위하여 추가 모듈을 체인에 삽입함에 의하여 단계적인 스텝으로 증가된다. 이 배열은 따라서 각 지로부분의 체인 링크 컨버터에 의해 제공되는 전압이 변화되도록 허용함으로써, 체인 링크 컨버터가 복합 전압 파형을 생성할 수 있도록 한다.

또 다른 실시 예에서, 각 컨버터 지로의 제3 단자는 AC 네트워크의 각각의 상에 연결가능하다. 이러한 실시 예에서, 체인 링크 컨버터는 각각의 제3 단자에서AC 전압 파형을 생성하도록 제어가능하다.

이러한 기능은 AC 및 DC 네트워크 사이의 전력 변환을 가능하게 하기 위하여전력 전자 컨버터로 하여금 정류 및 그 반대 과정을 수행할 수 있게 한다.

각 체인 링크 컨버터는, 순환 경로가 결정된 동안에 각각의 제3 단자에서 AC 전압 파형을 생성하기 위하여 체인 링크 컨버터의 전압을 변화시키도록 작동될 수 있다.

본 발명에 따른 전력 전자 컨버터는, AC 및 DC 네트워크 사이의 전력 변환을 가능하게 하는 동안, DC 네트워크에서 DC 리플을 최소화할 수 있다는 것이 밝혀졌다.

각 컨버터 지로는 AC 전압 파형 주기의 전부 또는 일부에 대한 순환 경로를 결정할 수 있도록 제어가능한 것이 바람직하다.

AC 전압 파형의 한 주기 동안 순환 경로의 기간은 변화될 수 있고 전력 전자 컨버터의 설계 요구 사항 및 허용가능한 특별한 DC 리플의 한계에 따라 다를 수 있다.

바람직하게는 AC 전압 파형은 정현파(싸인파)에 가까운 근사값이다.

최소한의 고조파 왜곡을 가지는 완벽에 가까운 사인파 형태의 AC 전류의 발생은, 전력 전자 컨버터의 AC 측에 전력 품질을 제어하기 위한 고조파 필터가 요구되지 않는다는 것을 의미한다.

본 발명의 실시 예에서, 각 체인 링크 컨버터는 AC 전압 파형에 하나 이상의 제로 위상 시퀀스 트리플린(triplen) 고조파 성분을 주입하도록 제어할 수 있다.

AC 전압 파형에 제로 위상 시퀀스 트리플린 고조파 성분의 주입은, 각 컨버터 지로로 하여금 순환 경로를 정의하도록 하는데 필요한 각 체인 링크 컨버터의 정격 전압을 감소시킨다. 이것은 AC 네트워크에 나타나는 각 선간 전압에는 영향을 주지 않는다.

본 발명의 다른 실시 예에서, 적어도 하나의 모듈은 각각의 에너지 저장 장치와 병렬로 연결된 직렬 연결 1차 스위칭 소자의 다수를 포함할 수 있다.

제로 또는 양의 전압을 제공할 수 있고 두 방향으로 전류를 흘릴 수 있는 2-사분면 유니 폴라 모듈을 정의하기 위하여, 직렬로 연결된 1차 스위칭 소자들 다수가 하프 브리지 배열로 각각의 에너지 저장 장치와 연결될 수 있다.

제로, 양, 또는 음의 전압을 제공할 수 있고 두 방향으로 전류를 흘릴 수 있는 4-사분면 바이폴라 모듈을 정의하기 위하여, 직렬 연결된 1차 스위칭 소자들 다수가 풀 브리지 배열로 각각의 에너지 저장 장치와 병렬로 연결될 수 있다.

적어도 하나의 스위칭 소자는 바람직하게 하나의 반도체 소자를 포함한다.

적어도 하나의 반도체 소자는, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터, 게이트 턴 오프 사이리스터, 전계 효과 트랜지스터, 주입이 강화된 게이트 사이리스터, 또는 통합 게이트 정류 사이리스터(an insulated gate bipolar transistor, a gate turn-off thyristor, a field effect transistor, an injection enhanced gate thyristor or an integrated gate commutated thyristor), 등이 사용될 수 있다.

적어도 하나의 스위칭 소자는 바람직게 각 해당 반도체 소자와 병렬로 연결된 역 병렬(anti-parallel) 다이오드를 포함한다.

이러한 반도체 소자들을 사용하는 것이 유리한데, 왜냐하면 이러한 소자는 크기가 작고 무게가 가벼우며, 냉각에 필요한 전력 소모를 상대적으로 최소화할 수 있기 때문이다. 그러므로 이들의 사용은 비용, 크기, 및 무게 면에서 전력 컨버터에게 중요한 절약 사항이 된다.

이에 더하여, 이런 반도체 소자의 고속 스위칭 기능은 전력 전자 컨버터가 AC 측 및/또는 DC 측에 주입하는 복합 파형을 합성할 수 있게 한다. 복합 파형의 주입은, 예를 들어 일반적으로 라인 정류 사이리스터 기반 전력 전자 컨버터와 전형적으로 관련된 고조파 왜곡의 레벨을 최소화하기 위해 사용될 수 있다.

바람직하게 적어도 하나의 에너지 저장 장치는, 커패시터, 연료 전지, 배터리, 또는 전압을 제공하기 위해 전기 에너지를 저장하고 방출할 수 있는 어떤 장치이거나, 또는 이러한 것들을 포함한다.

이러한 유연성은 장치를 사용할 설치 장소에 따라 전력 전자 컨버터를 설계하는 데 유용하다. 장비의 가용성은 지역 또는 운송 문제에 따라 달라질 수 있다. 예를 들어, 해변가 풍력 발전소에서, 에너지 저장 장치는 풍력 터빈에 연결된 보조 AC 발전기 수 있다.

본 발명의 다른 실시 예에서, 각각의 컨버터 지로의 각 지로부분은 각각의 체인 링크 컨버터에 적어도 하나의 에너지 저장 장치의 에너지 레벨을 조절하는 DC 순환 전류를 흘리는 순환 경로를 선택적으로 정의하는 제어가 가능하다.

이러한 순환 경로의 생성은 각 체인 링크 컨버터에서 에너지 저장 장치의 전부 또는 일부의 에너지 레벨을 조절하는 옵션을 제공한다.

적어도 하나의 전류수정기를 사용하는 실시 예에서, 전류수정기는 각 에너지 저장 장치의 전압이 미리 정해진 전압으로부터 벗어나는 편차를 최소화하기 위해 DC 순환 전류의 크기를 수정하도록 제어가능하다.

하나 이상의 에너지 저장 장치의 전압레벨 제어는 각 모듈의 전압레벨을 균형되게 하는 옵션을 제공한다. 이것은, 어떤 특정 모듈의 전압이 평균 모듈전압과 거의 같도록 유지시킬 수 있다는 것과, 모듈 컴포넨트들로 하여금 자신의 설계 전압 한계 내에서 작동하도록 도와 주는 것을 의미하고, 그리고 결합된 모듈이 정상 상태 동작 및 오류 시 응답 동작을 만족하도록 컨버터의 단자 전압을 적절한 범위로 생성할 수 있다는 것을 의미한다.

각각의 컨버터 지로의 각 지로부분은 AC 및 DC 순환 전류의 복합전류를 흘리는 순환 경로를 선택적으로 정의하도록 바람직하게 제어할 수 있다.

AC 및 DC 복합 순환 전류를 흘리는 순환 경로를 정의하는 능력은 전력 전자 컨버터의 유효-무효 포락선 전력의 크기를 증가시킨다.

바람직하게 전력 전자 컨버터는 복수의 컨버터 지로를 포함한다.

다중 컨버터 지로의 구비는 전력 전자 컨버터를 다중 위상 AC 네트워크와 함께 사용하도록 호환성을 부여한다.

본 발명에서, 고전압 직류전력 송전과 무효전력 보상에 사용하기 위한 전력 전자 컨버터가 제공하는데, 이것은 DC 네트워크에 나타나는 DC 전압의 DC 리플을 최소화한다.

본 발명의 전력 전자 컨버터는 DC 네트워크에 나타나는 DC 전압의 DC 리플을 최소화하므로 DC 측에 별도의 DC 필터링 장비를 필요하지 않게 한다.

본 발명의 전력 전자 컨버터는 저렴하고. 작고, 기존의 컨버터보다 가볍고, 뿐만 아니라 조작과 제어가 간단하고, 더 효율적이 된다.

본 발명의 체인 링크 컨버터는, 각 체인 링크 컨버터가 발생하여야 할 전압 범위를 감소하는데에 유용하고, 또 각 체인 링크 컨버터에서 부품 수를 최소화할 수 있게 한다.

본 발명의 다중 컨버터 지로의 구비는 전력 전자 컨버터를 다중 위상 AC 네트워크와 함께 사용하도록 호환성을 부여한다.

도 1은 본 발명의 제 1 실시 예에 따른 전력 전자 컨버터를 도식적으로 보인 도면이다,
도 2는 DC 네트워크와 삼상 AC 네트워크를 상호 연결하는 전력 전자 컨버터 에서 지로부분 전류의 변화, DC 네트워크에서의 상응하는 DC 전류와 DC리플 그리고 중복 기간, 이 중복기간 동안에 각 콘버터 지로가 AC 순환 전류를 흘리는 순환 경로를 정의하기 위하여 제어되는, 그러한 중복기간을 보여 주는 도면이다.
도 3은 DC 리플을 최소화하기 위해 지로부분 전류의 수정을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 순환 경로를 정의하기 위해 두개의 지로부분을 회로 내로 같은 시간에 그리고 동시에 절환하는 제어를 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 순환 경로를 정의하기 위하여 두 개의 컨버터 지로가 각각의 지로부분을 동시에 회로 내로 동시에 절환하도록 같은 시간에 제어될 때, 지로부분의 전류를 수정하는 것을 설명하는 도면이다.보여줍니다 ;
도 6은 수정된 지로부분의 전류와, DC 네트워크의 대응 DC 전류의 형태를 보여주는 도면이다.
도 7은 제 3단자에서 해당 AC 전류 파형과 수정된 지로부분 전류 형태를 보여주는 도면이다.
도 8은 순환 경로가 정의되는 동안에 체인 링크 컨버터의 정격 전압 요구에서 증가분을 보여주는 도면이다.
도 9 는 제로 위상 시퀀스 3차 고조차 성분이 AC 전압 파형에 주입될 때 체인 링크 컨버터의 정격 전압 요구의 감소를 보인 도면이다.
도 10은 제로 위상 시퀀스 고조차 트리플렌 고조파 성분이 AC 전압 파형에 주입될 때, 체인 링크 컨버터의 정격 전압 요구에서 감소를 보여주는 도면이다.
도 11은 본 발명의 제 2 실시 예에 따른 전력 전자 컨버터를 보인 도면이다.

본 발명의 바람직한 실시 예들이 도면을 참조하면서 이하에서 설명된다.

도 1에서는 본 발명 전력 전자 컨버터(20)의 제 1 실시 예를 보여 주고 있다.

전력 전자 컨버터(20)는 제 1, 제 2 및 제 3 컨버터 지로(22a , 22b , 22c) 를 포함한다. 각 컨버터 지로(22a , 22b, 22c)는 제1단자와 제2단자(24, 26) 및 제3단자(28)를 가지고 있다.

사용시에는, 각 컨버터 지로(22a , 22b, 22c)의 제1단자(24) 및 제2단자(26)는 각각 DC 네트워크(30)의 양극과 음극에 연결되고, 양극과 음극에는 각각 +VDC/2와 -Vdc/2 의 전압이 걸리고, 각 컨버터 지로(22a , 22b, 22c)의 제3단자(28)은 3상 AC 네트워크(32)의 각 상에 연결된다.

각 컨버터 지로(22a , 22b, 22c)는 제1지로부분(34)와 제2지로부분(36)를 정의한다. 각 컨버터 지로(22a , 22b, 22c)의 제1지로부분(34)은 제1단자(24)와 제3단자(28) 사이에 직렬로 연결되고, 제2지로부분(36)은 제3단자(28)와 제2단자(26) 사이에 직렬로 연결된다.

각 지로부분(34,36)은 또 체인 링크 컨버터(38)을 포함하고 있다. 각 체인 링크 컨버터(38)는 직렬로 연결된 다수의 모듈 체인(미도시)을 포함한다. 각 체인 링크 컨버터(38)의 모듈 수는 각각의 지로부분(34, 36)이 필요로 하는 정격 전압에 따라 정하여 진다.

각 체인 링크 컨버터(38)의 각 모듈은, 정전압 제로전압 및 부전압을 공급할 수 있으며 두 방향으로 전류를 흘릴 수 있는 4-사분면(4상한) 바이폴라 모듈(4-quadrant bipolar module)을 결정하기 위하여, 캐패시터에 병렬로 연결된 1차 스위칭소자 쌍 2개를 포함한다.

각 지로부분(34,36)은 각각의 체인 링크 컨버터(38)에 직렬로 연결된 2차 스위칭 소자(40)를 포함한다. 다른 실시 예로서, 각 지로부분에 2차 스위칭 소자의 수는 각 지로부분에 걸리는 필요한 전압에 따라 달라질 수 있다.

2차 스위칭 소자(40)와 제1 및 제2 지로부분(34,36)의 각각의 체인 링크 컨버터(38) 사이의 직렬 연결은, 본 발명의 다른 실시 예에서는, 2차 스위칭 소자(40)와 체인 링크 컨버터(38)가 제3단자(28)와 각각의 제1 또는 제2 단자(24, 26) 사이에 역순으로 연결될 수도 있다.

각 지로부분(34,36)은 체인 링크 컨버터(38)와 2차 스위칭 소자(40)에 직렬로 연결되는 기본 인덕터(42)를 추가로 포함한다. 각 지로부분(34,36)의 기본 인덕터(42)는 각각의 체인 링크 컨버터(38)의 모듈에 있는 캐패시터 또는 다른 병렬 연결된 커패시터에 흐르는 과도 전류 흐름을 제한하는 역할을 함으로써, 에너지 손실을 최소화한다.

전력 전자 컨버터(20)는, 사용시에 AC 네트워크(32)와 각각의 제3단자 사이를 연결하기 위하여, 각 컨버터 지로(22a , 22b , 22c)의 각 제3단자(28)에 직렬로 연결되는 보조 인덕터 또는 변압기가 추가로 포함될 수 있다. 이 보조 인덕터 또는 변압기는 각각의 제3 단자(28)와 AC 네트워크(32) 사이에 흐르는 AC 전류를 조절한다.

각 체인 링크 컨버터(38)의 모듈의 1차 스위칭 소자는, 각각의 체인 링크 컨버터(38)가 계단 가변 전압원(소스)를 제공하도록 구성할 수 있게 동작한다. 1차 스위칭 소자는 AC 네트워크(32)의 기본 주파수에 가깝게 절환된다.

각 모듈의 캐패시터는 1차 스위칭 소자의 상태를 변경함에 의하여 각각의 체인 링크 컨버터(38) 내로 삽입되거나 바이패스될 수 있다.

한 쌍의 1차 스위칭 소자가 모듈 안에서 단락 회로를 되도록 구성될 때에는, 각 모듈의 커패시터는 바이패스 된다. 이렇게 하여 전력 전자 컨버터(20)에 흐르는 전류가 단락 회로를 통하여 커패시터를 바이패스하여 흐르게 하고, 그래서 모듈은 제로 전압을 공급할 수 있도록 된다.

1차 스위칭 소자의 쌍이 컨버터의 전류가 커패시터를 통하여 흐르는 것을 허용하도록 구성되는 때에는, 각 모듈의 캐패시터가 각각의 체인 링크 컨버터(38)에 삽입된다. 그러면 이 커패시터는 전압 공급을 위하여 충전되거나 충전된 에너지를 방출할 수 있게 된다. 4-사분면 바이폴라 모듈의 양방향 성능은, 양 또는 음의 전압을 제공하기 위하여 커패시터를 정방향 또는 역방향으로 모듈에 삽입할 수 있음을 의미한다.

각각 자체 전압을 제공하는 여러 모듈의 커패시터를 각 체인 링크 컨버터(38)에 삽입함에 의하여, 각 개별 모듈로부터 얻을 수 있는 전압보다 높은 전압인, 각 체인 링크 컨버터(38)의 양단 복합 전압을 구축하는 것이 가능하게 된다.

양 전압 또는 음 전압을 제공하는 4- 사분면 바이폴라 모듈의 능력은, 양 전압 또는 음 전압을 제공하는 모듈의 조합에 의하여 각 체인 링크 컨버터(38)의 양단 전압이 빌트업 된다는 것을 의미한다. 개별 모듈을 양 전압 공급과 음 전압 공급 사이에서 변환되게 제어함으로써, 개별 커패시터의 에너지 레벨은 최적의 수준에서 유지될 수 있다.

본 발명의 다른 실시 예(미도시)에서, 각 체인 링크 컨버터의 각 모듈은, 2-사분면 유니 폴라 모듈을 정의하는 하프 브리지 배열에서, 각 커패시터와 병렬로 연결된 직렬 연결 1차 스위칭 소자들의 집합으로 포함하여 실현될 수도 있다. 여기서 2-사분면 유니 폴라 모듈은 제로 또는 양의 전압을 제공할 수 있으며 양 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 것이다.

체인 링크 컨버터(38)에서 개별 모듈의 커패시터를 삽입하거나 바이패스 시켜서 전압 파형을 생성하도록 각 모듈에 대하여 스위칭 동작의 타이밍을 변화시키는 것이 가능하다. 예를 들어, 사인 파형을 생성하기 위하여, 개별 모듈의 콘덴서 삽입을 비틀거리게(staggered) 할 수 있다. 체인 링크 컨버터(38)에서 각 모듈에 대한 스위칭 동작의 타이밍을 조절함에 의하여 다른 형태의 파형을 생성할 수도 있다.

1차 및 2차 스위칭 소자(40) 각각은 역 병렬 다이오드와 병렬로 연결된 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)이다. 본 발명의 다른 실시 예(도시하지 않음)에서, 1차 및 2차 스위칭 소자 중 하나 또는 그 이상은 다른 반도체 장치일 수 있다. 예로서, 전계 효과 트랜지스터, 게이트 턴 오프 싸이리스터, 게이트 주입 강화 싸이리스터, 통합 게이트 정류 트랜지스터, 또는 다른 기타 강제 정류 또는 자체 정류 반도체 스위치이며, 이러한 반도체 장치는 역병렬 다이오드와 병렬로 연결되는 것이 바람직하다.

앞서 언급한 반도체 소자의 고속 스위칭 성능은, 전력 전자 컨버터(20)로 하여금, 전력 전자 컨버터(20)의 DC 측 또는/그리고 AC 측에 주입하기 위한, 복합 파형을 합성하게 할 수 있다. 이러한 복합 파형의 주입은, 예를 들어, 일반적으로 라인-정류 사이리스터-기반 전압 소스 컨버터와 관련된 고조파 왜곡의 수준(레벨)을 최소화하기 위해 사용할 수 있다.

또한 본 발명의 다른 실시 예(미도시)에서, 각 모듈의 커패시터는, 예로서 전압제공을 위하여 전기 에너지를 저장하고 방출하는 장치, 즉 연료 전지, 배터리와 같은 다른 에너지 저장 장치로 대체 될 수 있다.

사용에 있어서, 각 컨버터 지로(22a , 22b, 22c)의 제1 및 제2 지로부분(34, 36)의 2차 스위칭 소자(40)는, 각 체인 링크 컨버터(38)를 제1 또는 제2 단자(24,26) 각각과 제3단자(28) 사이 회로에 연결되게 하거나 연결되지 않도록 스위칭하도록 동작시킬 수 있다. 체인 링크 컨버터(38)는 AC 및 DC 네트워크(32,30) 사이의 전력 변환을 용이하게 하기 위해 각각의 제3 단자(28)에 전압 파형을 생성하도록 동작시킬 수 있다.

각각의 제3 단자(28)에서 AC 전압 파형의 정극성의 반주기를 생성하기 위하여, 제2 지로부분(36)이 회로에 삽입되지 아니하는 동안에 제1 지로부분(34)이 회로에 삽입되고, 그리고 제1 지로부분(34)의 체인 링크의 컨버터(38)가 그 전압이 변화시키도록 제어된다. 체인 링크 컨버터 전압은 제1 단자(24)의 전압을 상쇄하기 위한 극성으로 변화하고, 따라서 제3 단자(28)에서 정극성인 사인파 반 사이클이 합성된다.

AC 전압 파형의 부극성의 반주기를 생성하기 위하여, 제1 지로부분(34)은 회로에서 연결되지 않도록 스위칭 아웃되고, 제2 지로부분(36)이 회로에 연결되도록 스위칭 인 된 동안에, 제2 지로부분(36)의 체인 링크 컨버터(38)가 전압을 변화시키도록 제어된다. 이 체인 링크 컨버터의 전압은 다시 제2단자(26)의 전압을 상쇄하기 위해 변화하고, 따라서 제3단자(28)에 사인파 전압 부의 반 사이클을 합성한다.

체인 링크 컨버터(38)는 바람직하게 정현파에 근사한 단계별 전압파형을 만들어서 정현파형을 생성하도록 동작한다. 체인 링크 컨버터(38)는 성능상 단계별 전압 발생에 적합하도록 구성되어 있어서, 각각의 제3 단자(28)에 연결되어 그 전압을 증가하거나 감소하도록 하는 단계별(계단형) 전압을 제공한다. 정현파에 가까운 전압 파형을 만들기 위해, 계단형 근사 전압의 단계 전압은 작게 하고 그 계단 수를 늘려서 전압파형의 질을 향상시킬 수 있다.

컨버터 지로(22a,22b,22c)의 체인 링크 컨버터(38)는, 위에서 설명된 바와 같이, 체인 링크 컨버터에 의해 생성된 AC 전압 파형이 정현파 전압 파형이 되도록 제어되는데, 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)의 각각 다른 두 체인 링크 컨버터가 발생하는 전압과는 각각 전기각 120도 만큼씩 차이가 나도록 AC 전압 파형의 위상이 결정된다. 그래서 전력 전자 컨버터(20)으로 하여금 DC 네트워크(30)과 삼상 AC 네트워크(32) 사이의 전력 변환을 용이하게 할 수 있게 한다.

도 2는 DC 네트워크와 삼상 AC 네트워크 사이의 전력을 변환하는 동안, AC 네트워크의 단일 AC 사이클을 통해 각 컨버터 지로의 제1 지로부분에서 전류의 변화를 보여준다. 제 1, 제 2 및 제 3 컨버터 지로 각각의 제1 지로부분은, 반 정현파 전류 48A , 48B , 48C를 흐르게 하는데, 전기각으로 0~180; 120~300; 240~360;그리고 0~60도의 AC 네트워크 AC 사이클의 파형이 도시되어 있다. 제1 지로부분에 흐르는 반파 전류의 합은 AC 네트워크의 AC 사이클에 의하여 DC 네트워크에 흐르는 평균 DC 전류(50)로 표현되어 있다. AC 전압파형의 사이파 형태는 DC전류(50)에 DC리플(52)을 초래하게 한다.

DC 전류에서 DC 리플을 최소화하기 위하여, 전력 전자 컨버터(20)의 컨버터 지로(22a , 22b , 22c)가 도 1을 참조하며 다음과 같이 작동하도록 구성되어 있다.

실제 사용시, 각 컨버터 지로(22a , 22b, 22c)는, 도 1에 표시되어 있는 바와 같이, AC 순환전류(54)가 흐르는 순환 경로를 정의하기 위하여 두 지로부분(34,36)을 회로 내로 동시에 스위칭할 수 있도록 제어할 수 있다.

각 컨버터 지로(22a , 22b, 22c)는, 사용에 있어서 중복(오버랩) 기간인 전기각 60도 중복기간에 대하여 순환경로를 선택적으로 정의하도록 제어되며, 각각의 중복 기간이 특정 DC 리플 요소에 상응하도록 각 제1 지로부분(34)에서 전류의 제로 교차점에 적용되어 있다. 도 2에 도시된 바와 같이, 제1 컨버터 지로(22a)는 전원 사이클 전기각 150-210, 330-30 도로 이어지는 중복기간(56) 동안에 두 지로부분(34,36)이 회로에 삽입 되도록 스위칭 제어되고, 제2 컨버터 지로(22b)는 전원 사이클 90-150, 27-330 전기도로 연장되는 중복기간(58) 동안 두 지로부분(34,36)이 회로에 삽입 되도록 스위칭 제어되고, 제3 컨버터 지로(22c)는 전원 AC사이클 30-90, 210-270 전기도로 연장되는 중복기간(60) 동안, 두 지로부분(34,36)이 회로에 연결되도록 스위칭 제어된다. 이러한 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)의 시퀀스 제어는 전력 전자 컨버터(20)를 AC 순환 전류를 운반하는 순환 경로를 지속적으로 유지할 수 있도록 한다.

순환 경로를 정의하기 위한 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)의 제어는, 전기각 180도에서 240 도까지 각 제1 지로부분(34)의 전도기간을 연장하는 효과를 가진다.

각 중복 기간 동안, 순환 경로가 순환 경로 내로 흐르는 AC 순환 전류를 흘리고, 이 AC 순환 전류는 각각의 중복기간에 해당하는 특정 DC 리플 콤포넨트에 역상인(anti-phase)을 가진 AC 성분을 포함하는 것이다. 그래서 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)의 제1 지로부분(34)에 흐르는 전류의 형태를 수정하게 되는데, 수정된 제1지로부분의 전류(62)의 형태는 원래 반사인파 구성요소(48B)와 AC 구성 요소(60)의 중첩된, 도 3에서 보인 바와 같은, 형상으로 된다. 제1 지로부분에 흐르는 전류의 이러한 수정은, 제1지로부분(34)에 흐르는 수정된 전류의 통합이 DC 전류에서의 DC 리플을 감소시키는 결과를 가져오고, 따라서 그 결과 연결된 DC 네트워크(30)에 일정한 DC전류를 실현한다.

바람직하게 각 체인 링크 컨버터(38)의 모듈을 삽입하거나 우회하도록 하는 작동에 의해 AC 순환 전류의 크기가 변화되는데, 이는 각각의 체인 링크 컨버터(38)에 걸리는 전압을 변화시키고 관련된 기본 인덕터 양단의 전압을 변화시키기 위한 것이다. 이 점에서 각 체인 링크 컨버터(38)와 또는 각 관련 기본 인덕터(42)가 함께, 전류를 수정하는 역할을 한다. 위에서 개략적으로 설명한 바와 같이, 복합적인 전압 파형을 생성하는 각 체인 링크 컨버터(38)의 기능은 DC 리플 필터링 과정의 요구 사항에 대응하도록 AC 순환 전류를 정확하게 수정할 수 있게 한다.

AC 순환 전류의 크기를 변경하기 위하여 적어도 하나의 체인 링크 컨버터(38)의 사용에 대한 대안으로서, 본 발명의 다른 실시 예(미도시)는, 가변 기본 인턱터 형태의 다른 전류 수정기를 포함하는 것을 예상할 수 있다. 이러한 가변 기본 인덕터는 인턱턴스 값을 변화시킬 수 있도록 동작하는데, 이는 인턱터에 걸리는 전압을 변화시키고, 그래서 인덕터에 흐르는 AC 순환 전류의 크기를 변하게 한다.

전력 전자 컨버터(20)의 설계 요구 사항에 의해, 또는 DC 네트워크(30)의 DC전류에 포함된 DC 리플 자체에 의하여, 중복 기간은 변경될 수 있다.

예를 들어, 도 4에서 보인 바와 같이, 전기각 60도인 중복기간(56, 60)에 대한 순환 경로를 정의하기 위하여 사용에 있어서 제1와 제3 컨버터 지로(22a 22c) 각각은 제어되고, 전기각 60도 이상되는 중복기간(58a)에 대한 순환 경로를 정의하기 위하여 제2 컨버터 지로(22b)가 사용에 있어서 제어된다. 제2 컨버터 지로(22b)의 중복기간에서 길이(60)의 증가는 순간적으로 제1와 제2 컨버터 지로(22a 22b)의 두 지로부분(34, 36)을 동시에 회로 내로 절환(switch into circuit)하는 결과를 가져온다.

도 5에서 보인 바와 같이, 위에서 설명한 중복기간(58a)를 연장하도록 정의하기 위하여, 중복기간(58)에 길이(64)의 증가는, 수정될 전류(62)가 AC 사이클의 150과 270도에서 수정 전류 형태(62a)의 각 종단(66)에서 더 완만한 형태를 취하게 한다. 이것은 제1지로부분(34)에서 더욱 완만하게 흐르게 하고 전류제어를 쉽게 할 수 있도록 한다.

도 6에서는 중복기간이 각 컨버터 지로(22a 22b,22c)에서 연장되었을 경우의 효과를 보여 주는데, 각각의 제1지로부분(34)에 흐르는 각 전류 62a, 62b, 62c가 더 완만한 형태를 가지고 있음을 보여준다. 유사하게, 각 컨버터 지로(22a 22b,22c)에 대한 중복기간들이 각각의 제2 지로부분(36)에 흐르는 전류(68)을 더 완만한 형태를 가지도록 연장될 수 있다. 전류의 완만화(smoothness)를 개선하기 위한 이러한 중복기간의 연장은 DC 전류(50b)에 있는 DC 리플 취소에 영향을 주지 않는 것으로 확인되었으며, AC 네트워크(32)와 각각의 제3 단자(28) 사이에 흐르는 AC 전류 파형(70)의 형태에 어떤 왜곡을 가져오지 않는다는 것이 확인되었다.

하나 또는 그 이상의 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)에 관련된 중복기간은, AC 순환 전류를 흘리는 순환 경로가 AC 네트워크(32)의 AC 사이클의 일부에 대해서만 정의 되도록 중복기간이 감소 될 수 있다는 것이 예상된다. 이것은 DC 네트워크(30)의 DC 전류에 있는 DC 리플의 부분적 필터링을 가져온다. 그래서 이러한 부분적 필터링이 DC 리플이 정해진 허용한계 안으로 최소화되는 것이 필요하게 되는 상황에서 유용하다. 왜냐하면 전력 전자 컨버터(20)에서 체인 링크 컨버터(38)의 필수 정격 전압을 줄인다는 것이 발견되었기 때문이다.

전기각 180 에서 240 도까지 각 지로부분(34,36)의 전도기간의 연장은 각 체인 링크 컨버터(38)의 필수 정격전압을 증가한다는 것이 확인되었다. 이것은 도 8에서, 중복 기간(72) 동안에, 각각의 제1 지로부분(34)은 AC 전압 파형(76A)의 음의 반주기(74)가 생성되는 동안에 회로 밖으로 절환(switched out)되는 대신에 회로 내로 절환(switched into)되어 있기 때문이다. 마찬가지로 각각의 제2 지로부분(36)은 이제 AC 전압 파형의 양의 반주기가 생성되는 동안에는 회로 밖으로 절환되는 대신 회로 내로 절환된다. 따라서 도 8에서 보인 바와 같이, 제3 단자(28)와 제1 또는 제2 단자(24,26) 사이의 큰 전압 차(78A)를 상쇄하기 위해 각 지로부분(34,36)의 체인 링크 컨버터(38)는 증가된 정격전압을 가질 필요가 있다.

사용에 있어서, 각 체인 링크 컨버터(38)는 각각의 제3 단자(28)에서 AC 전압 파형에 제로 위상으로 3차 고조파 성분을 주입하도록 제어된다. 그래서, 도 9에 보인 바와 같이, 중복 기간(72) 동안 AC 전압 파형(76b)같이 수정되어 제3 단자(28)와 제1 또는 제2 단자(24,26) 사이의 전압 차이(78b)가 감소하게 된다. 도 10에서 보인 바와 같이, 위상 제로의 순차 높은 트리플린(triplen) 고조파 성분을 각각의 제3 단자(28)에서 AC 전압 파형(76C)을 수정하기 위하여 같은 방식으로 주입하여, 제3 단자(28)와 제1 또는 제2 단자(24,26) 사이의 전압 차이(78C)가 중복 기간(72) 동안 무시할 정도로 된다.

위 설명과 같이, 제3 단자(28)에서의 AC 전압 파형의 변조는, 각각의 컨버터 지로(22a , 22b, 22c)가 순환 경로를 정의(형성,결정)하도록 하는데 필요한 각 체인 링크 컨버터(38)의 정격 전압을 감소시킨다. 만일, AC 위상 전류는 그대로 유지되면서 DC 전류가 변화하도록 허용하기 위하여 DC 전압과 AC 위상 전압을 결합하지 않도록 제3단자(28)와 AC 네트워트(32)가 상호 결합한다면, 이러한 변조는 AC 네트워크(32)에 나타나는 선간 전압에 영향을 주지 않는다.

전력 전자 컨버터(20)가 AC 전력을 DC 전력으로 또는 그 반대로 변환하는 동작 중에, 전력 전자 컨버터(20) 측의 DC 측과 AC 측의 전력 레벨은 결합된 3상 AC 및 DC 네트워크(32,30)의 무효전력과 실제 전력 요구에 따라 달라질 수 있다.

전력 전자 컨버터(20)의 AC측과 DC측의 전력 수준이 동일하지 않은 경우, 각 체인 링크 컨버터(38)는 전력 변환 과정에서 실제 전력을 수입 또는 수출한다(AC측과 DC측이 주고 받는다). 이것은 시간이 지남에 따라, 각 체인 링크 컨버터(38)의 에너지 레벨은 증가 또는 감소될 수 있다. 이러한 에너지 레벨의 변화는 각 모듈로 하여금 완전히 방전하거나 과도한 전압 레벨로 손상을 입게 할 수 있다. 이러한 변화는 링크 컨버터(38)가 각각의 제3 단자(28)에서 특정 전압 파형을 합성하는데 실패하게 할 수 있다.

그러므로, 각 체인 링크 컨버터(38)에서 항상 넷 제로의 에너지 교환을 유지하도록 하는 것이 바람직하다. 이러한 네트 제로의 에너지 교환이 되도록 하기 위하여, 전력 전자 컨버터(20)는 그림 1에 보인 바와 같이 다음과 같이 동작하도록 구성되어 있다.

사용에 있어서, 각 컨버터 지로(22a , 22b, 22c)는 DC 순환 전류를 흘리는 순환 경로를 형성하는 회로에 두 지로 부분(34,36)를 포함되도록 동시에 스위칭되게 제어된다 .

중복 기간 동안 이 순환 경로는 DC 순환 전류를 흘린다. DC 순환 전류는 각 체인 링크 컨버터(38)의 캐패시터에서 충전부족을 복원하거나 과충전을 제거한다. 그래서 각 체인 링크 컨버터(38)가 적정한 에너지 값을 갖도록 한다. 결과적으로 DC 순환 전류는 각각의 체인 링크 컨버터(38)가 네트제로의 에너지교환을 유지할 수 있도록 한다.

특히, 중복 기간 동안, 각 체인 링크 컨버터(38)는 원하는 평균 값(또는 원하는 작동범위를 벗어나는)에서 벗어나는 전압을 가지는 모듈들 중 하나 이상이 삽입되도록 제어된다. 각 모듈은 그 전압 레벨에 따라서 순방향 또는 역방향으로 삽입되는데, 삽입된 모듈에는 DC 순환전류가 흘러서, 필요한 경우에 따라 방전된 커패시터에 에너지를 복원하거나 과잉된 에너지를 제거하게 한다.

주어진 체인 링크 컨버터(38)에서 이미 원하는 에너지 레벨 수준으로 이미 되어 있는 커패시터들은 바이패스 될 수 있다 .

본 발명의 바람직한 실시 예에서, 커패시터 에너지의 조절, 즉 커패시터 충전의 제거 또는 복원은, 중복 기간을 변화시키거나 그리고 또는 DC 순환전류의 크기를 변화시켜서 조절한다.

DC 순환 전류의 크기는 수정되는데, 위와 같이 각 체인 링크 컨버터(38)를 사용하거나 또는 각 관련 기본 인덕터(42)를 사용하여, 위에 명시된 바대로 수정된다. DC 순환 전류의 크기를 변경하는 적어도 하나의 체인 링크 컨버터(38)의 사용에 대한 대안으로서, 본 발명의 다른 실시 예(미도시)를 예상할 수 있는데, 이는 DC 순환 전류의 크기를 수정하기 위하여 가변 가본 인턱터의 형태를 취하는 다른 전류 수정기를 포함할 수도 있다.

하나 또는 그 이상의 에너지 저장 장치의 전압 레벨의 조절하는 것은 각 모듈의 전압 레벨을 균형되게 하는 방안이 된다. 이것은 특정 모듈의 구성 요소들이 자신의 설계 전압 한계 내에서 작동하고 있다는 확인을 돕도록 모듈들의 평균전압에 근사하게 유지되고 있다는 것을 의미하고, 그리고 결합된 모듈들이 정상 운전과 고장 대처를 만족스럽게 하도록 컨버터 단자 전압을 적절한 범위로 발생시킬 수 있는 능력을 가지고 있다는 것을 의미하므로 유리하다.

각 컨버터 지로(22a , 22b, 22c)의 각 지로부분(34, 36)은 AC 및 DC 순환 전류의 조합을 운반하는 순환 경로를 선택적으로 형성하도록 바람직하게 제어할 수 있다.

AC 및 DC 순환 전류의 조합을 운반하는 순환 경로를 선택적으로 결정할 수 있는 컨버터 지로(22a , 22b, 22c)의 제공은, 전력 전자 컨버터(20)가 DC 네트워크(30)의 DC 전압에 있는 DC 리플을 최소화할 뿐만아니라, 각각의 체인 링크 컨버터(38)의 하나 이상의 에너지 저장 장치의 에너지 레벨을 조정한다.

또한, 본 발명에 따른 전력 전자 컨버터(20)는 AC 및 DC 네트워크(32,30) 사이의 전력 변환을 촉진하는 동안, DC 네트워크(30)의 DC 리플을 최소화 할 수 있다는 것이 발견되었다. 더구나 위에 명시된 바와 같이 전력 전자 컨버터(20)의 작동은 DC 리플을 AC 위상 전압 및 전류의 모양과 크기에 무시할 정도의 영향을 미치도록 최소화할 수 있다.

이는 전력 전자 컨버터(20)의 DC 측에 별도의 DC 필터링 장비 및 에너지 균형 장비에 대한 필요성을 제거한다. 결과적으로, 본 발명의 전력 전자 컨버터(20)는 기존의 파워 컨버터에 비하여 더 저렴하고, 작고, 가벼울 뿐만 아니라, 작동 및 제어에 있어서 간단하고, 그리고 더 효율적이다.

또 나아가, AC 및 DC 순환 전류 조합을 운반하는 순환 경로를 형성할 수 있는 성능은 전력 전자 컨버터(20)에 유효 및 무효 전력 운전 조건의 넓은 범위와 호환되는 활성 필터링 성능을 더한다. 특히 전력 전자 계산기(20)에서 체인 링크 컨버터(38)의 사용은 유리한데, 이는 체인 링크 컨버터(38)의 복합파형 생성능력이, 전력 전자 컨버터(20)의 활성 필터링 능력으로 하여금, 유효 및 무효 전력 조건을 변경하는 것에 대처하도록 최적화할 수 있도록 하기 때문이다.

본 발명의 제 2 실시 예에 따른 전력 전자 컨버터(120)가 도 11에 도신된 바와 같다. 도 11에 도신된 전력 전자 컨버터(120)는, 단지 전력 전자 컨버터의 각 제3단자가 AC 네트워트에 연결되지 아니하는 것만 제외하면, 도 1의 전력 전자 컨버터(20)와 구조와 작동이 유사하다.

사용에 있어서, 각 컨버터 지로의 제1 및 제2 단자(24,26)는 직류 전송 라인(80)의 각각 양극과 음극에 연결되고, 양극과 음극 DC 전송 라인은 각각 +VDC/2 및 -VDC/2 의 전압을 운반(전송)한다.

컨버터 지로는 AC 순환전류를 흐르게 하도록 순환선로를 결정(형성)하기 위하여 도 1의 전력 전자 컨버터에서 설명한 바와 같이 제어되는데, 이 AC순환전류는 직류 전송 라인(80)에 흐르는 전류(84)에 이미 존재하고 있는 고조파 리플 전류(82)에 대하여 반대 위상인 AC 성분을 포함하는 전류이다. 이것은 전력 전자 컨버터(120)으로 하여금 직류 전송 라인(80)에 연결된 전원(86) 또는 다른 부하에 의하여 생성된 DC 리플전류(82)를 상쇄하도록 한다.

본 발명의 다른 실시 예에서, 전력 전자 컨버터가 다양한 수의 컨버터 지로를 포함하고, 각 컨버터 지로는 다중 AC 네트워크의 각 상에 연결하기 위한 AC 단자를 포함하는 것을 구현할 수 있다.

Claims

고압 직류 전력 전송 및 무효 전력 보상에 사용되는 전력 전자 컨버터(20)로서, DC 네트워크(30)와 연결가능한 제1 및 제2 단자(24, 26)와 그리고 제3 단자(28)를 포함하는 적어도 하나의 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)와, 상기 또는 각 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)는 상기 제1 및 제2 단자(24, 26) 중 어느 하나와 상기 제3 단자(28) 사이에 직렬로 각각 연결되는 제1 및 제2 지로부분(34, 36)을 포함하고, 상기 지로부분(34, 36)은 체인 링크 컨버터(38)를 포함하고, 각 체인링크 컨버터(38)는 직렬로 연결된 다수의 모듈을 포함하고, 각 모듈은 적어도 하나의 에너지 저장장치에 연결된 적어도 하나의 1차 스위칭소자를 포함하고, 각 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)는 DC 네트워크(30)의 DC 전압에서 DC 리플을 최소화하기 위하여 DC 네트워크(30)에 AC 순환전류(54)를 흘리는 순환경로를 선택적으로 결정하도록 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 1에 있어서,
각 지로부분(34, 36)은 체인 링크 컨버터(38)에 직렬로 연결된 적어도 하나의 2차 스위칭 소자(40)를 추가로 포함하고, 적어도 하나의 2차 스위칭 소자는 각각의 지로부분을 회로 내로 또는 회로 밖으로 선택적으로 절환하도록 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터
청구항 1 또는 2에 있어서,
각 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)가 순환경로를 결정하기 위하여 지로부분(34, 36) 2개를 동시에 회로 내로 절환할 수 있도록 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 3에 있어서,
적어도 2개의 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)가, 순환경로를 정의하기 위하여 각 지로부분(34, 36) 모두를 회로 내로 동시에 절환할 수 있도록 같은 시간에 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 3 또는 4에 있어서,
컨버터 지로(22a, 22b, 22c)는 순환경로를 결정하기 위하여 각 지로부분(34, 36)을 회로 내로 동시에 절환할 수 있도록 순차적으로 제어 가능한 것인 전력 전자 컨버터.
선행하는 청구항 중 어느 하나에 있어서,
각 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)는, AC 순환 전류가 흐르는 기간을 제어하기 위하여 미리 정한 중복 기간 동안 순환 경로를 선택적으로 정의하도록 제어가능하게 한 것인 전력 전자 컨버터.
선행하는 청구항 중 어느 하나에 있어서,
순환경로가 AC 순환 전류를 수정하기 위하여 적어도 하나의 전류수정기를 포함하는 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 7에 있어서,
전류수정기는, 적어도 하나의 체인 링크 컨버터와 체인 링크 컨버터에 직렬로 연결된 적어도 하나의 기본 인턱터이거나, 또는 적어도 하나의 체인 링크 컨버터와 이에 직렬로 연결된 적어도 하나의 기본 인턱터를 포함하는 것이고, 체인 링크 컨버터는 기본 인덕터를 가로지르는 전압을 바꾸기 위하여 체인 링크 컨버터 자신의 전압을 변화시도록 동작가능한 것이고, 그래서 AC 순환전류의 크기를 수정하는 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 7 또는 8에 있어서,
전류수정기는 적어도 하나의 가변 기본인덕터이거나 또는 적어도 하나의 가변 기본인덕터를 포함하며, 상기 가변 기본인덕터는 AC 순환전류를 수정하기 위하여 인덕턴스를 변화시키도록 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터.
선행하는 청구항 중 어느 하나에 있어서,
각 체인 링크 컨버터(38)의 각 모듈의 1차 스위칭 소자는 각 체인 링크 컨버터를 스텝 가변 전압 소스를 제공하도록 구성하기 위하여 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터.
선행하는 청구항 중 어느 하나에 있어서,
각 컨버터 지로(22a, 22b, 22c)의 제3 단자(28)는 AC 네트워크의 각각의 상(phase)에 접속가능한 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 11에 있어서,
체인 링크 컨버터(38)는 각각의 제3 단자에서 AC 전압 파형을 생성하도록 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 12에 있어서,
각 체인 링크 컨버터(38)는 순환 경로가 정의되는 동안 각각의 제3 단자(28)에서 AC 전압 파형을 생성하기 위하여 그 자신의 전압을 변경하도록 동작가능한 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 12 또는 13에 있어서,
각 컨버터 지로(22a ,22b , 22c)는 AC 전압 파형의 한 주기의 전부 또는 일부를 위하여 순환 경로를 결정하도록 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 12 - 14 중 어느 하나의 항에 있어서,
AC 전압 파형이 사인파형에 가까운 근사치인 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 12 - 15 중 어느 하나의 항에 있어서,
각 체인 링크 컨버터(38)는 AC 전압 파형에 하나 이상의 제로 위상 시퀀스 트리플린 고조파 성분(zero phase sequence triplen harmonic components)을 주입하도록 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터.
선행하는 청구항 중 어느 하나에 있어서,
적어도 하나의 모듈은 각각의 에너지 저장 장치와 병렬로 연결된, 직렬 연결 1차 스위칭 소자를 다수 개 포함하는 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 17에 있어서,
상기 직렬 연결 1차 스위칭 소자 다수개는,
양의 전압과 제로 전압을 공급할 수 있고, 두 방향으로 전류를 흘릴 수 있는 2-사분면 유니폴라 모듈을 정의하기 위하여, 하프 브리지 배열로 각 에너지 저장 장치와 병렬로 연결된 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 17 또는 18에 있어서,
상기 직렬 연결 1차 스위칭 소자의 다수 개는,
양의 전압과 음의 전압 및 제로 전압을 공급할 수 있고 두 방향으로 전류를 흘릴 수 있는 4-사분면 바이폴라 모듈을 정의하기 위하여 풀 브리지 배열로 각 에너지 저장 장치와 병렬로 연결된 것인 전력 전자 컨버터.
선행하는 청구항 중 어느 하나의 항에 있어서,
적어도 하나의 스위칭 소자는 적어도 하나의 반도체 소자를 포함하는 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 20에 있어서,
적어도 하나의 반도체 소자는,
절연 게이트 바이폴라 트랜지스터, 게이트 턴 오프 사이리스터, 전계 효과 트랜지스터, 인젝션 인핸드드 게이트 사이리스터, 또는 통합 게이트 정류 사이리스터인 전력 전자 컨버터.
청구항 20 또는 21에 있어서,
적어도 하나의 스위칭 소자는,
각 해당 반도체 소자와 병렬로 연결된, 역병렬(anti-parallel) 다이오드를 추가로 포함하는 것인 전력 전자 컨버터.
선행하는 청구항 중 어느 하나의 항에 있어서,
적어도 하나의 에너지 저장 장치는 커패시터, 연료 전지, 또는 배터리이거나, 또는 커패시터, 연료 전지, 또는 배터리를 포함하는 것인 전력 전자 컨버터.
선행하는 청구항 중 어느 하나의 항에 있어서,
각각의 컨버터 지로( 22a , 22b , 22c )의 지로부분(34, 36)은,
각각의 체인 링크 컨버터에서 적어도 하나의 에너지 저장 장치의 에너지 레벨을 조절하기 위하여 DC 순환 전류을 흘리는 순환 경로를 선택적으로 정의하도록 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 7에 의존할 때의 청구항 24에 있어서,
전류 수정기는, 각 에너지 저장 장치의 전압이 미리 정해진 전압으로부터 벗어나는 편차를 최소화하기 위하여 DC 순환 전류의 크기를 수정하도록 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터.
청구항 24 또는 25에 있어서,
각 컨버터 지로의 각 지로부분은 AC 및 DC 순환 전류의 복합전류를 흘리는 순환 경로를 선택적으로 정의하도록 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터.
선행하는 청구항 중 어느 하나의 항에 있어서,
복합적인 컨버터 지로들을 포함하는 어느 한 항에 따른 전력 전자 컨버터.