KR20130132489A - 전자적으로 제어되는 ｄｃ망용 회로 구조 - Google Patents

Abstract

본 발명은, 정상 동작시 양호한 과전압 감쇠 및 낮은 에너지 손실과 조합하여, 특히 고장 시에 신속하고 신뢰성 있는 스위칭 프로세스를 실현하는 것을 가능케 하는 DC망용 스위칭 및 스위치오버 장치에 관한 것이다.

Description

전자적으로 제어되는 ＤＣ망용 회로 구조{CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRONICALLY CONTROLLED DC NETWORKS}

본 발명은 DC 전압 그리드를 스위칭하기 위한 장치에 관한 것이다.

본 발명은 또한 직류 전력 그리드를 중단하기 위한 방법에 관한 것이다.

매우 높은 요구 전압과 전력을 갖는 에너지 공급 분야에서 전력 전자 시스템은 점점 더 중요해지고 있다. 특히 미래를 위해, 가능한 교란 사태가 신뢰성 있고 신속하게 제어되게 하고 정상 동작 동안에 극히 낮은 에너지 손실을 가능케 하는 공간적으로 광범위한 다단자 고전압 직류 전류(HVDC) 그리드 회로 구조가 요구된다. 이러한 요구는 특히 고전압 및 국가간 장거리 전송을 동반하는 미래의 DC 그리드의 경우에 발생한다. 매우 높은 전력이 요구되는 경우, 지금까지는 종래의 사이리스터 및 인가 직류 전류(impressed direct current)를 이용한 컨버터 (LCC: line-commutated converter)가 주로 이용되어 왔다. 그러나, LCC는 대단히 동적인 역률 보정(power factor correction), 그리드 전압 안정화 및 DC 케이블(직류 케이블)의 편리한 유용성에 관한 미래의 더 엄격한 요건을 만족시키지 못할 것이다.

게다가, 인가 직류 전류와 함께 이용되는 컨버터 타입(전류 소스 컨버터)은 HVDC 다단자 그리드의 유익한 실현에 적절하지 않다. 따라서, 선호되는 타입의 회로로서, 인가 DC 전압을 이용한 자기 전류형 컨버터(self-commutated converter)(전압 소스 컨버터, "VSC")가 이용된다. 이러한 타입의 회로의 고유한 단점은, 최근의 개발, 특히 DE　10103031A1 "converter circuits with distributed energy stores"에 기술된 수단에 의해 제거되었다. 접속된 DC 그리드에서 합선(short circuits)을 제어하기 위한 전제조건은, DC측의 커패시터 뱅크의 생략의 결과 상당히 더 편해졌다. 앞서 언급한 개발에도 불구하고, 공간적으로 광범위한 HVDC 그리드에서 중요한 교란 사태에 대한 신뢰성 있고 신속하며 가역적인 제어가 지금까지 만족스럽게 해결되지 않았다.

특히 광범위한 해상 풍력 및 원거리 사막지역의 대규모 태양광 발전소의 이용에 대해 대응하는 공간적으로 광범위한 다단자 HVDC 그리드가 미래에 긴급히 요구될 것이다. 특히, HVDC 그리드에서의 합선은 반드시 제어될 수 있어야 하며, 그리드의 고장난/합선된 구획은 반드시 격리될 수 있어야 한다.

부하상태의 높은 고장 전류(fault current)를 스위칭할 수 있는 극히 높은 DC 전압용의 편리한 기계적 스위치는 기본적인 물리적 문제 때문에 이용할 수 없다. 기계적 스위치의 기술적으로 달성가능한 턴오프(turn-off) 시간과 스위칭 과전압도 역시 극히 방해가 된다. 따라서, 종래 기술에 따르면, 이들 응용에 대한 기계적 스위치는 부하 없이(전류 없이) 스위칭하는 차단기(disconnector)로서만 편리하게 실현될 수 있다.

도 1은 종래 기술의 추가 설명을 위해 공간적으로 광범위한 다단자 HVDC 그리드의 발췌부분을 도시하고 있다. 이것은 예로서, 정상 동작 동안에 접지에 관하여 일반적으로 정극성 (PS) 전압 및 각각의 부극성 (NS) 전압을 운반하는 도전체 PS 및 NS를 갖는 부스바(busbar)를 도시하고 있다. 2개 도전체 사이의 총 전압차는 (Ud0)로 표기된다. 접속된 서브시스템들 각각은 3상 전압 소스 변환기를 통해 부동 3상 그리드(floating three-phase grid)에 접속된다. 전위 격리는 일반적으로 그리드 주파수(주로 50 Hz 또는 60 Hz)용으로 설계된 종래의 변압기에 의해 이루어진다. 그 결과, 특히 DC 그리드를 접지에 관하여 부동 방식(floating manner) 및 균형 방식(balanced manner)으로 작동하거나(도 1), 접지에 관하여 비-부동 방식 및 불균형 방식으로 작동하는 것(도 2)이 가능하다.

기호는 다음과 같다:

6: DC측 라인 인덕턴스

7: DC측 스위치

701: 제1 3상 그리드의 등가 회로

702: 제2 3상 그리드의 등가 회로

801, 802: 3상측 기계적 회로 차단기

901: DC측 스위치(7)를 통해 DC 부스바(PS, NS)로 이어지는 3상측 접속(L1, L2, L3) 및 DC측 접속(P1, N1)을 갖는 제1 전압 소스 변환기(VSC).

902: 제2 3상 그리드에 접속된 (901)과 유사한 제2 전압 소스 변환기로서, 그 DC측 접속(P2, N2)은 마찬가지로 추가의 DC측 스위치(7)를 통해 DC 부스바(PS, NS)로 이어짐.

DC 시스템에서의 일련의 고장 사태, 특히 도전체/도전체 합선 또는 접지 사고로 인해, DC측 전류는 허용불가능하게 높은 값을 가질 수 있다. 이러한 고장을 제어하기 위하여,

- 결과적인 고전류가 극단적 온도와 자력 영향으로 인한 변환기 및 시설 손상을 방지하기 위해 가능한 한 제한되고,

- 가능한 한 신속하게 DC 그리드의 결함 구획의 전원을 차단하고 DC 그리드의 나머지 부분으로부터 격리시키는 것이 바람직하다.

종래 기술, 특히 WO　2008/067786에 따르면: "Semiconductor protective elements for controlling DC-side short circuits in voltage source converters"는, DC측 고장 전류를 제한하기 위한 목적의 3상측 회로 차단기(801, 802)의 개방이 가능하게 될 수는 있지만 매우 불리하다고 개시하고 있다. 결과적인 고전류 및/또는 긴 턴오프 시간은, 상기 언급한 특허 명세서에서 설명되고 있는 바와 같이, 전압 소스 변환기(901, 902)의 반도체들에 대한 값비싼 보호 수단을 추가로 필요로 한다. 또한, 과도하게 긴 시간 동안 에너지 전송이 중단된다. 따라서 3상측 전류(iu, iv, iw)가 가능한 적게 방해받고 3상측 회로 차단기(801, 802)의 트리핑(tripping)을 피하는 것이 바람직하다. 추가의 중요한 목적은 HVDC 그리드의 비고장 부분들에서는 전력 흐름을 유지하거나 가능한 한 신속하게 회복하는 것이다. 그러나, 3상측 회로 차단기(801, 802)의 트리핑과 재개된 스위칭 온은, 일반적으로 200 ms보다 훨씬 큰 매우 교란된 중단 시간을 이미 야기했을 것이다. DC측에서 기계적 회로 차단기를 전자적 회로 차단기로 직접 대체하는 것이 알려져 있고, 그것은 스위칭 시간을 훨씬 짧게 하는 것을 가능케 한다(특히, US005999388A: "Method and apparatus for limiting current in a direct voltage network of a power transmission system" 참조).

추가의 설명을 목적으로 이러한 구조가 도 3에 나타나 있다.

이 목적을 위해 다음과 같은 것이 요구된다

- 일반적으로 IGBT 트랜지스터 형태의 턴오프 전력 반도체(1),

- 역평행 다이오드(antiparallel diode)(2) 또는 추가의 턴오프 전력 반도체,

- 반도체들 간의 균일한 전압 분배를 위한 수단, 일반적으로 고저항 스너버 저항(snubber resistor)(5),

- 일반적으로는 배리스터(varistor) 형태의, 높은 에너지 흡수 용량을 갖는 과전압 제한기(8).

그러나, 매우 높은 전압 및 전력과 주로 연속적인 동작을 특징으로 하는 본 응용 분야에서, 이러한 솔루션의 단점들은 그러나 매우 심각하다.

상기 단점들로는 다음과 같은 것들이 포함된다:

- 많은 수의 직렬 접속된 반도체(1, 2);

- 반도체의 강제 냉각 필요, 반도체는 연속 동작 동안에 높은 온상태(on-state) 손실을 생성하기 때문;

- 접지에 관해 높은 전위에서의 상기 반도체들의 전자적 게이트 구동의 필요성과 상기 높은 전위에서의 이를 위한 구동 에너지의 신뢰성 있는 제공;

- 한 장소에서 복수의 스위치가 실현되는 경우라도 줄일 수 없는 높은 비용;

- 반도체의 온 상태에서 상당한 전력 손실, 이 상태는 정상적인 연속 동작에 대응하며, 그 결과 시설의 연속 동작 비용이 증가된다;

- 턴오프 프로세스 동안에, 개개의 반도체 스위치들에서의 추가의 과전압 보호 유닛(8)이 DC 그리드의 턴오프된 그리드 구획의 상당한 자기(magnetic) 에너지를 흡수해야 한다.

마지막으로 언급한 사항은 매우 불리한데, 이것은, 요구되는 많은 수의 과전압 보호 유닛(8) 때문에, 일반적으로는 비이상적인 제한기 특성 곡선을 갖는 단순한 배리스터만이 이용될 수 있기 때문이다. 직렬접속된 필요 반도체의 개수는 그 결과 다시 상승한다.

전자적 스위치가 양쪽 전류 방향 모두에서 턴오프될 수 있어야 한다면 비용 및 온상태 손실에서의 추가 증가가 발생한다(도 3의 아래쪽 부분 참조). 이러한 요건은 전자적 스위치가 일반적인 DC 그리드의 임의 위치에서 이용가능할 수 있고자 할 때 발생한다.

본 발명의 목적은 이러한 단점을 피하고 다음과 같은 본질적인 특성을 갖는 DC 스위치를 위한 편리하게 실현가능한 회로 구조를 가능케 하는 것이다:

● 달성가능한 턴오프 시간이 매우 짧아서, 3상측 스위치가 트리거될 필요가 없고, DC 그리드 내의 에너지 흐름이 크게 방해되지 않는다;

● 반도체들이, 정상적 연속 동작 동안에 온 상태 전력 손실이 없어서, 강제 냉각을 요구하지 않는다;

● 반도체들에 대한 구동 에너지가 반도체 그 자체에 존재하는 역방향 전압(reverse voltage)으로부터 얻어질 수 있다.

● DC 그리드 내의 절연이 경제적으로 크기조정될 수 있게 하는 편리한 값으로 컴포넌트들을 크기조정함으로써 스위칭 과전압이 고정되고 제한될 수 있다.

● 한 장소에서 복수의 스위치를 구현하는 통상적인 응용에서, 회로에 관한 비용은 공통 컴포넌트의 사용에 의해 더욱 줄어들 수 있다.

본 발명은 DC 전압 그리드에서의 직류 전류 스위칭용 장치에 의해 이들 목적을 달성하며, 이 스위칭용 장치는, 서로 반대 방향으로 직렬 접속된 2개의 하이브리드 스위치 - 하이브리드 스위치들 각각은 비제어형 전류 방향 의존형 스위치와 제어가능한 스위치를 포함하는 병렬 회로를 가지며, 하이브리드 스위치들 사이의 내부 접점은 제3 접속을 형성하고, 서로 반대 방향으로 직렬 접속된 2개의 하이브리드 스위치는 제1 및 제2 접속에 의해 DC 전압 그리드의 제1 라인 내에 삽입될 수 있음 -; 인가된 단자 전압의 한 극성에서만 에너지를 흡수하도록 설계된 2개의 극성형 감쇠기 - 제1 극성형 감쇠기는 직렬 접속된 하이브리드 스위치들의 제1 접속에 접속되고 DC 전압 그리드의 제2 라인 및/또는 접지 전위에 접속될 수 있으며, 제2 극성형 감쇠기는 직렬 접속된 하이브리드 스위치들의 제2 접속에 접속되고 DC 전압 그리드의 제2 라인 및/또는 접지 전위에 접속될 수 있음 -; 및 제어 명령에 응답하여 하이브리드 스위치들 중 하나에서의 전류 방향이 순간적으로 역전될 수 있도록 제3 접속과 극성형 감쇠기들을 통과하는 단극성 전류 펄스를 생성하도록 설계된 전류 펄스 생성기를 포함한다.

언급된 서브시스템들, 즉, 하이브리드 스위치, 감쇠기, 및 전류 펄스 생성기는 후술되는 본 발명에 따른 회로 구조와 연계하여, 언급된 유익한 특성을 갖는 단극 및 다극 DC 스위치를 실현하는 것을 가능케 한다.

본 발명에 따른 모든 서브시스템들의 추가의 특징적인 특성은 이들의 2단자망으로서의 구현가능성이다. 이것은 감소된 개수의 외부 접속("단자")을 가능케할 뿐만 아니라, 넉넉한 캐스캐이드성(cascadability)을 가능케 하는데, 즉, 임의 개수의 저전압 서브시스템을 포함하는 직렬 회로에 의해, 임의의 더 고전압의 서브시스템이 어느 때라도 형성될 수 있다. 또한, 본 발명에 따른 이 절차는 개개의 또는 복수의 서브시스템에서의 고장 발생시에도 DC 스위치가 신뢰성 있게 기능하는 것을 가능케 하는 일관된 리던던시 개념(redundancy concept)을 가능케 한다.

이 맥락에서, 본 발명에 따른 서브시스템들은 예를 들어 IGBT 트랜지스터의 경우의 본딩 와이어와 같은, 서지 전류에 대한 내성이 있지 않은 고장에 치명적인 컨택트 라인들을 갖는 반도체를 요구하지 않는다는 사실에 의해 추가의 기술적 이점이 제공된다. 본 발명에 따른 회로 구조는 전적으로 반도체로서의 반도체 다이오드 및 사이리스터로 구현될 수 있으므로, 대조적으로, 서지 전류에 내성을 갖는 압력 컨택트-접속을 갖는 컴포넌트들을 이용하는 것이 가능하다.

특히, 본 발명에 따른 모든 서브시스템들의 임의의 직렬 접속가능성은, DC 그리드의 미리 정의된 전압과는 독립적으로, 이용되는 컴포넌트들의 정격 전압의 자유로운 선택을 가능케 한다. 한 양태는 이 점에서 컴포넌트들의 경제적 이유와 상용화 가능성을 포함한다. 그러나, 이러한 특성으로부터 생기는 기술적으로 더 중요한 자유도는 실현될 수 있는 DC 스위치들의 스위칭 속도의 최적화이다.

본 발명에 따른 회로 구조의 경우, 이러한 2단자망 특성의 설명된 자유도와 임의의 캐스캐이드성은 요구되는 높은 스위칭 속도를 얻을 수 있게 한다. 이하에서 역시 설명되는 바와 같이, 여기에 관련된 컴포넌트들은 더 낮은 정격 전압의 선택에 의해 그들의 스위칭 속도에 관해 상당히 개선될 수 있다. 이것은, 예를 들어, (더 짧은 기계적 작동 거리 및 더 작은 크기로 인해) 진공 단속기(vacuum interrupter)에 적용되며, 또한, 알려진 바와 같이, 반도체 다이오드 및 사이리스터에도 그들의 역 회복 시간 및/또는 회복 시간에 관해 적용된다.

본 발명의 맥락에서, 전류 흐름 방향과 반대로 놓인 극성형 감쇠기, 및 전류 흐름 방향과 반대로 놓인 하이브리드 스위치는, 이 한 전류 흐름 방향의 과전류만이 발생하면 물론 생략될 수 있다.

본 발명은 또한, 직류 전력 그리드를 중단(interrupting)하기 위한 방법에 의해 상기 언급한 목적을 달성하며, 이 방법은, 비제어형 전류 방향 의존 스위치와 제어가능한 스위치를 포함하는 병렬 회로를 갖는 하이브리드 스위치에서 전류 흐름 방향으로 놓인 측에서 순간적으로 전류 역전을 초래하여, 하이브리드 스위치의 제어가능한 스위치가 전류 역전 동안에 ?칭(quench)할 수 있고 소스와 부하 사이의 전류 공급을 격리하게 하는 전류 펄스를 생성하는 단계를 포함하고, 여기서, 전류 흐름 방향으로 놓인 측의 극성형 감쇠기는 전류 흐름 방향으로 놓인 측의 극성 반전 전압을 감쇠함으로써, 부하측 라인 인덕턴스의 전원을 끊고, 전류 펄스 생성기는 전류 흐름 방향과 반대 방향으로 놓인 측의 높아진 전압을 감쇠한다.

본 발명의 추가적인 편리한 구성 및 이점들은 도면을 참조한 본 발명의 예시적 실시예들의 이하의 설명의 주제이며, 도면에서 동일한 참조 부호는 동일하게 작용하는 컴포넌트 부분들을 참조한다.
도 1-3은 각 경우에 종래 기술에 따른 공간적으로 광범위한 다단자 DC 전압 그리드로부터의 발췌부분을 도시한다,
도 4-6은 기본적인 DC 스위치 구조를 도시하며, 여기서 스위치들 자체는 기계적 스위치에 의해 개략적으로 기호화되어 있다,
도 8-12는 본 발명에 따른 장치의 예시적 실시예를 도시한다,
도 13-19는 하이브리드 스위치, 극성형 감쇠기, 및 전류 펄스 생성기의 예시적 실시예를 도시한다,
도 20-21은 전류 분배의 제어를 위한 솔루션을 도시한다.

도 1 내지 도 3은 본 명세서의 도입부에서 종래 기술과 연관된 것으로서 설명되었다.

도 4는 정극성 라인을 격리(P11에 대해 P1을)하기 위한, 일반적으로 일측이 접지된 단순 DC 그리드(DC 전압 또는 직류 그리드)에서 이용되는 단극 DC 스위치를 도시한다. 이러한 구조는 부극성 라인(N0)이 명확하게 접지된다면 충분할 수 있다.

도 5는 도 4와 유사하지만, 공통 부스바(PS)로 이어지는 복수의(여기서는 예를 들어: 2개의) DC 스위치를 갖고 있는 구조를 도시한다.

도 6은 도 4와 유사하지만, 부극성을 갖는 추가의 DC 라인 및 그 연관된 스위치가 추가되어 있는 구조를 도시한다. 정극성 도전체의 DC 전압(N0에 대한 UP1)과 부극성 도전체의 DC 전압(N0에 대한 UN2)(각 경우에 공통 접지 라인에 관하여 측정됨)은 여기서는 일반적으로 크기면에서 동일하도록 선택된다. 그러나, 정극성 라인(i1)과 부극성 라인(i2)의 부하 전류들은 정상 동작시에 이미 상이할 수 있다. 따라서, 2개의 스위치(7)는 개별적으로, 즉, 서로 독립적으로 턴오프될 수 있도록 의도되었다.

도 7은 도 6과 유사하지만, 전류를 운반할 수 있는 중성 라인(neutral line)이 없는 구조를 도시한다. 적절한 접지 수단 ―일반적으로는 저항을 이용한 고저항 전위 링크 ― 은, 접지에 관한 정극성 라인(UP1E) 및 부극성 라인(UN2E)의 전압이 균형 방식으로 분배되는 것을 보장한다. 그러나, 접지 사고의 경우, 이러한 전위 분배는 이동될 수 있고, 그 결과 절연은 바람직하지 않은 높은 스트레스에 놓이게 된다. 균형 방식으로 동작하는 이러한 타입의 접지되지 않은 DC 그리드에서, 교란의 경우에 일반적으로 2극 턴오프가 요구되며, 여기서 스위치(7)들은 함께 작동될 수 있다. 본 발명의 더 상세한 설명을 위해, 단극 스위치의 구현을 먼저 설명해야 한다(도 4 참조).

본 발명에 따른 대응하는 구현이 도 8에 도시되어 있다. 원칙적으로, 단극 또는 다극 DC 스위치를 구현하기 위한 본 발명에 따른 회로 구조는 다음과 같은 특성들을 특징으로 하는 다음과 같은 서브시스템을 포함한다:

a) 비제어형 스위치(12) 및 제어가능한 스위치(18)를 포함하는 병렬 회로를 내부적으로 갖는, 이하에서는 하이브리드 스위치(100)라 부르는 스위칭 유닛. 이 경우, 비제어형 스위치(12)는 바람직하게는 적어도 하나의 반도체 다이오드로서 구현되고, 제어가능한 스위치(18)는 바람직하게는 적어도 하나의 진공 단속기으로서 구현된다(도 13).

b) 전류 흐름과 상반되고, 인가된 단자 전압의 한 극성의 에너지를 소산적으로(dissipatively) 흡수하고, 결과적으로 인가된 단자 전압의 반대 극성으로 에너지로 변환하는 극성형 감쇠기(200). 이들 극성형 감쇠기는 바람직하게는 선형(19) 또는 비선형(15) 저항과 반도체 다이오드(2)를 포함하는 직렬 회로로서 구현된다(도 14, 도 15).

c) 외부 제어 명령에 응답하여 단극성 전류 펄스(unipolar current pulse)를 생성하는 전류 펄스 생성기(300). 상기 전류 펄스 생성기는 적어도 하나의 용량성 에너지 저장소(10)를 포함하고, 이 저장소는 단자에 나타나는 DC 전압으로부터 충전되고, 추가 컴포넌트들(2, 13)과 함께, 과전압을 제한하기 위한 회로 브랜치를 형성한다(도 16).

도 9는 도 8과 유사하지만 반대 극성의 모든 서브시스템을 갖는 본 발명에 따른 구조를 도시한다. 이러한 변형은 반대 극성의 DC 그리드에서 DC 스위치를 구현하는 데 적합하다. 이것은 원칙적으로 포인트 (N2) 및 (N21)를 격리하는 도 6의 하위 스위치(7)에 대응한다. 도 9의 포인트 (P0)가 도 8의 포인트 (N0)에 전기 전도성으로 접속된다면, 이것은 결과적으로 도 6에 이미 나타낸 것과 유사한 구조를 야기한다.

도 10은 도 7에 따른 2극 DC 스위치의 기능을 구현한 본 발명에 따른 구조를 도시한다. 극성형 감쇠기(200)와 전류 펄스 생성기(300) 양쪽 모두가 단 한번만 요구된다는 점이 유익하다.

도 11은 도 10과 유사한 본 발명에 따른 구조를 도시한다. 도 10과는 대조적으로, 전류 펄스 생성기(300)와 극성형 감쇠기(200)는 그들의 접합점(E)에서 접지의 가능성이 존재하도록 하는 방식으로 분할된다. 이것은 DC 그리드의 접지 개념에 따라 편리할 수 있다. 특히, 접합점(E0)의 접지는, 부동 및 접지 균형 방식으로 동작하는 DC 그리드(도 7 및 연관된 설명)에서, 접지 사고의 경우에 바람직하지 않은 전위 이동이 서브시스템(300) 및 (존재하는 경우) 서브시스템(400)의 과전압 제한 특성에 의해 제한되는 것을 가능케 한다. 결과적으로 DC 그리드의 컴포넌트들의 절연이 더 적은 스트레스에 놓일 수 있다.

도 12는 공통 부스바 상에서 도 5에 나타낸 복수의 스위치(7)의 기능을 구현하는 본 발명에 따른 회로 구조를 도시한다. 전류 펄스 생성기(300)의 전류 펄스(iS)가 다이오드(2)에 의해 분배될 수 있기 때문에, 전류 펄스 생성기가 단 한번만 요구된다는 것이 유익하다. 도 8을 참조하면, 본 발명의 추가 설명의 목적을 위해, 단일 펄스 스위치의 구현이 이하에서 다시 한번 설명되어야 한다. 이러한 타입의 DC 스위치는 부하상태 전류를 신속하게 턴오프하고 궁극적으로는 DC 그리드의 2개 그리드 구획들간의 DC 라인들의 격리를 가능케 하는 역할을 한다. DC 라인에 관한 가능한 수리 작업을 위해 후속하여 요구되는 안전한 격리와 접지는 본 발명의 주제가 아니다. 이 목적을 위한 적절한 기기가 공지되어 있고 기술적 견지에서 잘 구현될 수 있는데, 이것은 이들 기기들은 (DC 라인이 이미 전원 차단된 상태에서) 후속해서 동작하기만 하면 되고 스위칭 속도에 관한 특별한 요건을 갖지 않기 때문이다.

본 발명에 따르면, 격리될 그리드 구획들 사이에서 2개의 하이브리드 스위치(100)가 반대 방향으로 직렬로 접속된다. 전류 펄스 생성기(300)는 2개의 하이브리드 스위치(100)의 접점에 접속된다. 격리될 그리드 구획들 각각은 또한 각각의 극성형 감쇠기(200)에까지 접속된다. 이러한 구성은, 전류 펄스 생성기(300)에 의해 생성되고 도시된 기술적 전류 방향(iS > 0)을 갖는 고전류 펄스(iS)가 하이브리드 스위치(100)와 극성형 감쇠기(200) 양쪽 모두를 통해 병렬로 분배되는 방식으로 흐르는 것을 가능케 한다. 하이브리드 스위치(100)의 제어형 스위치(18)는, 정상적 상태의 전류 전송시에 에너지 손실(순방향 전압 강하)을 최소화하기 위하여 일반적으로 이 시점 이전에 스위칭 온되었다. 그러나, 원칙적으로, 병렬 비제어형 스위치(12)는 어쨌든 전류를 도통할 수 있기 때문에 스위치(18)들 중 하나(여기서는 좌측 스위치)는 스위칭 온되지 않을 수 있다. 그러나, 정상 연속 동작시 에너지 손실에 관하여, 이것은 유익하지 않은데, 왜냐하면 스위치(18)의 순방향 전압 강하는 일반적으로 비제어형 스위치(12)의 순방향 전압 강하보다 10의 몇 제곱만큼 작기 때문이다. 이것은, 특히 스위치(18)가 진공 단속기(vacuum interrupter)로서 구현되고 비제어형 스위치(12)가 반도체 다이오드로서 구현되는 경우에 그러하다. 전류 펄스(iS) 동안에(또는, 스위치 타입(18)에 따라, 시간적으로 그 이전에), 비제어형 스위치(18)가 개방된다. 2개의 제어형 스위치(18) 중 하나에서의 전류는, 충분히 높은 전류 펄스(iS)가 주어지면, 제로를 향하는 경향이 있어서, 그것이 전력없이도 턴오프하게 할 것이다. 정극성 전류(i1 > 0)에서의 현재의 예에서, 이것은 도 8의 우측 스위치가 될 것이다. 전력 인덕턴스(6)에 저장된 높은 에너지 때문에, 연관된 DC 그리드 구획 내의 연관된 부하 전류(i11)는 극성형 감쇠기(200)를 통해 즉각적으로 흐름을 계속할 것이고, 그 곳에서 감쇠기의 음전압에 관해 감쇠될 것이다.

다른 DC 그리드 구획에서의 연관된 부하 전류(이 예에서는 i1 > 0: 좌측편(P1, i1))는 동일한 이유로 즉각 흐름을 계속할 것이지만, 하이브리드 스위치를 통해 전류 펄스 생성기(300) 내로 흐르고, 전류 펄스 생성기의 단자 전압에 관해 감쇠될 것이다. 전류 펄스 생성기(300, 500)의 본 발명에 따른 실시예는 이 점에서, 내부 회로 브랜치(10, 2, 13)를 통해 스위칭 프로세스 동안에 생기는 과전압을 제한하는 이미 설명된 특성을 가진다.

본 발명에 따른 회로 구조의 추가 이점은, 한 위치에서의 복수의 DC 스위치의 주어진 구조에 대한 전류 펄스 생성기(300)와 선택사항적인 추가의 과전압 제한기(400) 양쪽 모두는 단 한번만 요구된다는 것이다. 이것은 유익한 복수회 사용에 대응한다. 이러한 사실은 다극 스위치의 설명에 기초하여 이하에서 더 상세히 설명된다.

본 발명의 철저한 설명을 위해, 이제 서브시스템들의 내부 회로, 그 내부 기능, 및 유익한 회로 변형을 이하에서 설명하는 것이 필요하다.

도 13은 본 발명에 따른 하이브리드 스위치(100)의 내부 회로를 도시한다. 상기 하이브리드 스위치는 비제어형 스위치(12) 및 제어가능한 스위치(18)를 포함하는 병렬 회로를 포함한다. 또한, 이들 유닛들의 내부 직렬 접속을 갖는 실시예도 물론 가능하다. 원칙적으로, 임의 고전압의 하이브리드 스위치를 구현하기 위하여 임의 개수의 하이브리드 스위치(100)가 직렬 회로로서 마찬가지로 이용될 수 있다. 이 목적을 위해 균일한 전압 분배를 위한 단지 간단한 공지된 수단(일반적으로 고저항 스너버 저항(5))이 제공되기만 하면 된다(도 3에 관한 설명 참조). 본 발명의 한 바람직한 실시예는, 비제어형 스위치(12)에 대해서는 반도체 다이오드를 이용하고 제어형 스위치(18)에 대해서는 진공 단속기를 이용하는 데 있다. 원칙적으로, 다른 타입의 스위치와 반도체 스위치도 역시 이용될 수 있다. 중간정도의 스위칭 전압의 진공 단속기에 의해, 매우 짧은 작동 거리와 작은 이동량 때문에 매우 짧은 턴오프 지연 시간이 달성될 수 있다. 이 목적을 위해, 스위치를 작동하는 데 요구되는 기계적 에너지를, 압축 응력을 받은 스트링, 압축 공기 축적기, 또는 유압 축적기로부터 이끌어 내는 것이 유익한 것으로 알려져 있다.

도 14는 극성형 감쇠기(200)의 내부 회로를 도시한다. 그 가장 단순한 실시예에서, 상기 감쇠기는 감쇠 저항(19) 및 반도체 다이오드(2)를 포함한다. 직렬 접속을 갖는 반도체 다이오드들에 대한 균일한 전압 분배를 위한 수단이, 공지된 형태, 예를 들어, 고저항 스너버 저항(5)에 의해, 추가적으로 채용될 수 있다.

도 15는 도 14의 한 가능한 변형을 도시하며, 여기서 감쇠 저항(19)은 배리스터(16)로 대체된다. 이것은 DC 그리드의 접속해제된 구획의 전류가, 선형(오옴) 감쇠 저항에 의해 미리 정의된 낮은 과전압을 따르는 경우보다 더욱 신속하게 감쇠한다는 이점을 가진다.

도 16은 전류 펄스 생성기(300)의 한 바람직한 내부 회로를 도시한다. 이것은 다음과 같은 요소들을 본 발명에 따른 구조 내에 포함한다.

● 차단 다이오드(2)

● 직렬 저항(13)

● 일반적으로 바람직하게는 사이리스터 형태의, 제어형 반도체 스위치(11)

● 용량성 에너지 저장소(10)

● 인덕턴스(9)

● 고저항 스너버 저항(5)

용량성 에너지 저장소(10)는, 유닛 (2) 및 (13)을 통해 DC 그리드의 대응하는 접속점에서의 DC 전압으로 자동으로 충전된다. 동시에, 유닛 (2), (13) 및 (10)을 통한 전류 경로는 유익하게도 DC 그리드의 대응하는 접속점에서 과전압 감쇠를 생성한다.

하이브리드 스위치(100)의 스위칭 프로세스가 개시되고자 한다면, 제어형 반도체 스위치(11)가 스위칭 온된다. 간단한 설명의 목적을 위해, 이하에서는 트리거되는 사이리스터를 가정한다. (9) 및 (10)으로부터 형성된 공진 회로의 제1 분기(quarter) 진동에서, 용량성 에너지 저장소(10)의 에너지는 인덕턴스(9)의 자기 에너지로 변환된다. 이 제1 분기 진동은 원칙적으로 감쇠없이 진행하고, 시간적으로 매우 짧도록 선택될 수 있다. 그 지속기간은, 알려진 바와 같이,

이고,

여기서, L은 인덕턴스(9)를 나타내고 C는 (10)의 커패시턴스를 나타낸다.

(9)에서의 결과적인 전류의 전류 크기는

이다.

여기서 U_c(0)는 용량성 에너지 저장소(10)의 기존 충전 전압을 나타낸다.

본 발명에 따르면, 시간 (t₁)이 매우 짧고 전류 크기 i(t₁)이 매우 큰 것이 유익하며 기술적으로 용이하게 달성가능하다. 양쪽 목적은 실질적으로 스위치(11)의 특성에 의해 제한된다. 사이리스터의 경우, 이들은 전류 상승의 허용가능한 속도이고 허용가능한 서지 전류(surge current) 진폭이다. 제1 분기 진동이 발생하는 연관된 전기 회로는 DC 그리드를 통해서가 아니라 마찬가지로 명확하게 정의가능한 유닛(9, 10, 11)을 통해 공간적으로 좁고 한정된 회로에서만 통과하는 것이 유익하다. 필요한 스위칭 프로세스에 대한 원인이 DC측의 합선이라면, 큰 지연없이 사이리스터(11)를 트리거하기 위하여, 초과하고 있는 측정된 DC 전류와 초과하고 있는 DC측의 전류 상승 속도 양쪽 모두 때문에 이 고장 상황을 가능한 신속하게 확인하는 것이 편리할 것이다. 그러나, 신속한 고장 식별의 이 방법 및 다른 방법들이 원칙적으로 알려져 있고 본 발명의 주제가 아니다.

제어형 스위치(18)로서의 진공 단속기의 이용을 위해, 이들을 (11)의 트리거링과 동시에 또는 직전에 이미 기계적으로 작동하는 것이 편리하고 가능하다. 이것은 그들의 기계적 턴오프 지연 시간이 전기적 턴오프에 대한 준비와 병렬로 진행하는 것을 허용할 수 있게 한다.

시점 (t₁) 후에, 용량성 에너지 저장소(10)의 전압은 음의 값을 취할 것이고, (9) 및 (11)의 전류는 시점 (t₂)에서 제로가 될 때까지 감소할 것이다. 이 추가의 분기 진동은, 직렬 저항(13)과 극성형 감쇠기(200) 때문에 본 발명에 따른 회로 구조에서 감쇠된 형태로 진행한다. 그 결과, 유익하게도, 생성된 전류 펄스(i_s)의 유효 지속기간과 사이리스터(11)의 홀드오프 시간을, 그와 달리 공진 회로(9, 10)에 의한 결과의 값보다 상당히 큰 값으로 만들 수 있다. 또한, 본 발명에 따른 구조에서, (전류 펄스 생성기(300) 외부의) 임의의 외부 합선의 경우에도 사이리스터(11)가 전류 펄스의 종료 후에 신뢰성있게 ?칭하기에 충분히 크게 되도록 직렬 저항(13)의 크기조정이 가능하다.

이 목적을 위해, 직렬 저항(13)에 대해 하기에 대응하는 크기조정을 선택하는 것으로 충분하다.

이와 독립적으로, 전류 펄스 생성기(300)에 의해 생성된 원하는 전류 진폭은, 이미 설명된 바와 같이, 그 내부 컴포넌트(9, 10)의 선택과 극성형 감쇠기(200, 201)의 컴포넌트들(19, 16)의 크기조정에 의해, 원하는 대로 설정될 수 있다.

또 다른 중요한 파라미터는 DC 그리드에서 스위칭 프로세스의 결과로서 생기는 스위칭 과전압의 크기이다. 상기 스위칭 과전압을 명확한 방식으로 미리 정의하고 스위칭 과전압의 크기를 격리된 DC 그리드 구획 내의 DC 전류의 감쇠가 충분히 신속하게 발생할 정도로만 충분히 높게 선택할 수 있는 것이 바람직하다. 본 발명에 따른 회로 구조는 이미 근본적으로 다음과 같은 것들을 가능케 한다:

- 부극성 스위칭 과전압이 극성형 감쇠기(200)의 대응하는 크기조정에 의해 제한된다;

- 정극성 스위칭 과전압은 전류 펄스 생성기(300)의 컴포넌트(2, 13, 10)에 의해 제한된다.

그러나, 마지막으로 언급된 값은 용량성 에너지 저장소(10)의 크기조정과는 독립적으로 선택될 수 없다. 이러한 이유 때문에, 추가의 과전압 제한기(400) 형태의 추가 수단이 선택사항으로서 채용될 수 있다. 상기 과전압 제한기를 (300)과 병렬로 직접 또는 그 다이오드(2)에 음극으로 접속하는 것이 편리하다.

도 17 및 도 18은 가능한 실시예들을 도시한다. 도 17은 배리스터(15)의 간단한 이용 가능성을 나타내며, 배리스터는 이미 설명된 컴포넌트(2, 13, 10)와 조합하여, 이들이 단독으로 이용될 때보다 상당히 더 양호한 과전압 제한을 가능케 한다.

도 18 및 도 19는 각 경우에 특히 좁은 공차와 더불어 극히 감소된 과전압 제한을 가능케 하는 추가 실시예를 도시한다. 후자는 고전압 범위에서 공지된 구조에 의해서는 달성될 수 없는 과전압 제한으로 이루어진 극히 엄격한 제약들을 만족하는 데 적합하다. 이 목적을 위해, 배리스터는 높은 제한기 전압을 갖는 유닛(15)과 낮은 제한기 전압을 갖는 유닛(16)으로 분할된다. 고저항 스너버 저항(5)이 정적 전압 분배를 더 양호하게 정의하기 위하여 선택사항으로서 이용될 수 있으며, 이 정적 전압 분배는, 그 외의 경우, 배리스터의 공차의 특성에 의해 결정될 것이다. 편리한 크기결정은, 배리스터(15, 16)의 양쪽 제한기 전압의 합계를, 소정의 여유폭을 갖고서, 그리드의 가장 높은 연속 DC 전압 위가 되도록 선택하는 것이다. 이러한 크기결정 한계는 다른 배리스터 제한기들로부터 알려지며, 높은 정적 에너지 손실을 피하기 위하여 반드시 준수되어야 한다. 그러면, (높은 펄스 전류를 갖는) 결과적인 동적 제한기 전압은 바람직하지 않게 높은데(통상 대략적으로 2배 정도 상승), 이것은 실제 바리스터의 특성 곡선은 이상적으로 가파르지 않기 때문이다.

그러나, 2개의 제한기 전압의 몫은 본 발명에 따른 구조의 추가 자유도로서의 선택될 수 있다. (정확한 배리스터 특성 곡선에 의존하는) 상기 몫은 통상, 유닛(15)의 제한기 전압(U15)이 유닛(16)보다 약 3 내지 5배가 되도록 선택된다. 정상-상태(steady-state)의 경우, 결과적인 방식으로, 대략 유닛(16)의 제한기 전압은 용량성 에너지 저장소(10)에서 정극성 프리차지 전압(UC)으로서 나타난다. 사이리스터(11)를 트리거함으로써, 상기 전압의 극성을 역전시키는 것이 가능하고, 그 결과 전체 구조의 제한기 전압은 상기 언급한 프리차지 전압의 크기의 2배만큼 즉각적으로 감소한다. 그러면, 감소된 제한기 전압은 동적 과전압 제한을 상당히 양호하게 만든다. 막 시작된 제한기 전류는 후속해서 용량성 에너지 저장소(10)의 앞서 나타난 정극성 프리차지 전압으로의 충전으로 이어지고, 이것은 정상 상태에서 바람직하다. 사이리스터의 트리거링은 전류 펄스 생성기의 트리거링과 동시에 발생할 수 있다. 전류 펄스 생성기에서와 동일한 컴포넌트(9, 10, 11)가 이용될 수 있다는 것이 추가적으로 유익하다. 본 발명에 따른 회로 구조에서의 과전압 제한기는 복수의 스위치에 대해 여러번 사용될 수 있기 때문에, 도 18에 따른 최적화된 실시예에 대한 비용은 많은 응용에서 가치가 있을 것이다.

광범위한 메시 DC 그리드의 추가 문제점은 전기적으로 병렬 라인 구획들에서의 전류 분배에 관해 발생한다. 상기 전류 분배는 저항성 전압 강하에 의해 제어가능하지 않은 방식으로 설정되기 때문에, 정의된 제한 부하와 (과부하 없는) 라인의 양호한 이용이 보장될 수 없다. 본 발명에 따른 하이브리드 스위치(100)의 경우, 이러한 전류 분배의 제어가능성에 대해 낮은 비용을 수반하는 솔루션으로서 다음과 같은 수단이 제공된다(도 20 및 도 21).

DC 그리드에 비해 낮은 전압 및 전력을 갖는 제어가능한 DC 전압 소스(600)는 그 출력 단자(X, Y)에 의해 하이브리드 스위치(100)와 병렬 접속된다.

이 경우, 인가 전압의 극성은, 비제어형 유닛(12) 또는 대응하는 반도체 다이오드의 역방향에 대응하도록 선택되어야 한다. 이 구조는 자연적 순방향 전압 강하를 양의 값으로부터 지속적으로 음의 값으로 제어할 수 있게 하므로 원하는 방식으로 전류 분배에 영향을 미친다. 이 기능은 언제라도 병렬의 제어형 스위치(18)를 개방함으로써 작동될 수 있고 상기 스위치를 닫음으로써 정지될 수 있다.

출력 측에 단 하나의 전류 및 전압 극성만을 갖는 간단한 LCC(line-commutated converter)(601)는 DC 전압 소스(600)의 기능을 수행할 수 있고, 이 기능은 원칙적으로 각각의 하이브리드 스위치(100)에 추가될 수 있다. 그러나, 일반적으로, 하이브리드 스위치들 중 단 하나 또는 소수만을 연결하면 충분할 것이다. 복수의 하이브리드 스위치의 직렬 접속으로 구성된 고전압 하이브리드 스위치(100)에 대해, 직렬 접속된 유닛들 중 하나에만 DC 전압 소스(600)를 접속하는 것이 유익하다. 이런 방식으로 전압 소스(600)가 출력측의 불필요하게 높은 전압에 대한 차단 능력을 가져야 하는 상황을 피할 수 있다.

Claims (14)

1. DC 전압 그리드에서의 스위칭용 장치로서,
   반대 방향으로 직렬 접속된 2개의 하이브리드 스위치(100) - 상기 하이브리드 스위치들 각각은 비제어형 전류 방향 의존형 스위치(12)와 제어가능한 스위치(18)를 포함하는 병렬 회로를 가지며, 상기 하이브리드 스위치들 사이의 내부 접점은 제3 접속을 형성하고, 상기 반대 방향으로 직렬 접속된 2개의 하이브리드 스위치(100)는 제1 및 제2 접속에 의해 DC 전압 그리드의 제1 라인 내에 삽입될 수 있음 - ;
   인가된 단자 전압의 한 극성에서만 에너지를 흡수하도록 설계된 2개의 극성형 감쇠기(polarized damping elements)(200) - 제1 극성형 감쇠기(200)는 상기 직렬 접속된 하이브리드 스위치들의 상기 제1 접속에 접속되고 상기 DC 전압 그리드의 제2 라인 및/또는 접지 전위에 접속될 수 있으며, 제2 극성형 감쇠기(200)는 상기 직렬 접속된 하이브리드 스위치들(100)의 상기 제2 접속에 접속되고 상기 DC 전압 그리드의 상기 제2 라인 및/또는 상기 접지 전위에 접속될 수 있음 - ; 및
   제어 명령에 응답하여, 상기 하이브리드 스위치들(100) 중 하나에서의 전류 방향이 순간적으로 역전될 수 있도록 상기 제3 접속과 상기 극성형 감쇠기들(200)을 통과하는 단극성 전류 펄스를 생성하도록 설계된 전류 펄스 생성기(300)
   를 포함하는 스위칭용 장치.
2. 제1항에 있어서, 서로 반대 방향으로 직렬 접속된 적어도 하나의 추가 쌍의 하이브리드 스위치가 제공되고, 이들 하이브리드 스위치 사이에는 제3 접속으로서 접점이 형성되며, 상기 하이브리드 스위치들은 그들의 제1 및 제2 접속에 의해 상기 DC 전압 그리드의 적어도 하나의 추가 라인 내로 스위칭될 수 있고, 추가의 감쇠기(200)가 제공되며, 서로 반대 방향으로 직렬 접속된 각 쌍의 하이브리드 스위치들의 접점은 차단 다이오드(2)를 통해 상기 전류 펄스 생성기에 접속되는, 스위칭용 장치.
3. 제2항에 있어서, 추가 쌍의 극성형 감쇠기(200)가 상기 추가 쌍의 하이브리드 스위치(100)에 할당되는, 스위칭용 장치.
4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 반대 방향으로 직렬 접속된 2개의 추가 하이브리드 스위치(100)가 상기 제2 라인에 접속될 수 있고, 상기 제1 극성형 감쇠기는 상기 제1 직렬 회로의 하이브리드 스위치의 상기 제1 접속과 상기 제2 직렬 회로의 하이브리드 스위치의 상기 제1 접속에 접속되고, 상기 제2 극성형 감쇠기는 상기 제1 직렬 회로의 하이브리드 스위치의 상기 제2 접속과 상기 제2 직렬 회로의 하이브리드 스위치의 상기 제2 접속에 접속되며, 상기 전류 펄스 생성기(300)의 제1 접속은 상기 제1 직렬 회로의 하이브리드 스위치의 중앙 접점에 접속되고 상기 전류 펄스 생성기의 제2 접속은 상기 제2 직렬 회로의 하이브리드 스위치의 중앙 접점에 접속되는, 스위칭용 장치.
5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 극성형 감쇠기들(200) 및/또는 상기 전류 펄스 생성기(300)는 각 경우에 중앙 탭들을 갖도록 한 복수의 이들 유닛을 포함하는 직렬 회로로 구성되며, 상기 중앙 탭들 중 하나, 복수, 또는 모두는 상기 접지 전위에 접속되는, 스위칭용 장치.
6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 반대 방향으로 직렬 접속된 2개의 추가 하이브리드 스위치와 2개의 추가 극성형 감쇠기가 제공되고, 상기 2개의 추가 직렬 접속된 하이브리드 스위치의 제3 접속은 상기 제1 라인의 상기 2개의 직렬 접속된 하이브리드 스위치의 상기 제3 접속에 접속되어, 상기 전류 펄스 생성기의 전류 펄스가 또한 상기 2개의 추가 직렬 접속된 하이브리드 스위치의 상기 제3 접속에 공급될 수 있게 하는, 스위칭용 장치.
7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 추가의 제어가능한 DC 전압 소스(600)가 상기 하이브리드 스위치들(100) 중 하나 또는 복수개와 병렬 접속되고, 상기 DC 전압 소스의 전압은 상기 비제어형 전류 방향 의존 스위치(12)의 자연 순방향 전압 강하와는 반대 극성을 갖는, 스위칭용 장치.
8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 비제어형 전류 방향 의존 스위치(12)는 반도체 다이오드인, 스위칭용 장치.
9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어가능한 스위치(18)는 진공 단속기(vacuum interrupter)인, 스위칭용 장치.
10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전류 펄스 생성기(300)는, 제어가능한 스위치(11)를 통해 서로 순간적으로 전기 접속될 수 있는 적어도 하나의 용량성 에너지 저장소(10) 및 인덕턴스(9)와, 상기 DC 전압 그리드의 전압으로부터 상기 용량성 에너지 저장소(10)를 충전하고 과전압을 제한하기 위한 회로 경로를 포함하고, 상기 회로 경로는 적어도 상기 에너지 저장소(10) 및/또는 직렬 저항(13) 및 차단 다이오드(2)를 포함하는, 스위칭용 장치.
11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 과전압 제한을 위한 추가 유닛들이 상기 전류 펄스 생성기(300)와 병렬로 접속되거나 상기 전류 펄스 생성기 내에 통합되는, 스위칭용 장치.
12. 제10항에 있어서, 상기 과전압 제한을 위한 추가 유닛들은 비선형 저항, 특히 배리스터인, 스위칭용 장치.
13. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 과전압 제한의 전압 레벨은 상기 전류 펄스 생성기(300)의 전류 펄스의 개시와 동기화되는 방식으로 동적으로 적응될 수 있는, 스위칭용 장치.
14. 직류 전력 그리드를 중단(interrupting)하기 위한 방법으로서,
    비제어형 전류 방향 의존 스위치(2)와 제어가능한 스위치(18)를 포함하는 병렬 회로를 갖는 하이브리드 스위치에서 전류 흐름 방향으로 놓인 측에서 순간적으로 전류 역전을 초래하여, 상기 하이브리드 스위치의 상기 제어가능한 스위치가 상기 전류 역전 동안에 ?칭(quench)할 수 있고 그에 의해 소스와 부하 사이의 전류 공급을 격리하게 하는 전류 펄스를 생성하는 단계를 포함하고,
    상기 전류 흐름 방향으로 놓인 측의 극성형 감쇠기는 상기 전류 흐름 방향으로 놓인 측의 극성 반전 전압을 감쇠함으로써, 부하측 라인 인덕턴스의 전원을 끊고, 전류 펄스 생성기가 상기 전류 흐름 방향에 반대로 놓인 측의 높아진 전압을 감쇠하는 방법.

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