CN103299544A

CN103299544A - 用于以电子方式控制dc网络的电路装置

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Publication number: CN103299544A
Application number: CN2011800651079A
Authority: CN
Inventors: R.马夸特
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens Energy Global GmbH and Co KG
Priority date: 2010-11-22
Filing date: 2011-11-22
Publication date: 2013-09-11
Anticipated expiration: 2031-11-22
Also published as: RU2577540C2; CN103299544B; US20130256109A1; US9515483B2; EP2643930A2; WO2012069468A3; EP2643930B1; DE102010052136A1; WO2012069468A2; RU2013128531A; KR20130132489A; ES2763328T3; KR101857085B1; PL2643930T3

Abstract

本发明涉及DC网络的开关和切换装置，其尤其在故障情况下能够实现快速并可靠的开关过程以及良好的过压衰减和在正常工作中较少的能量损耗。

Description

用于以电子方式控制DC网络的电路装置

技术领域

本发明涉及一种用于在直流电压网中进行切换的装置。

本发明还涉及一种用于分离功率直流网的方法。

背景技术

电力电子系统在需要非常高的电压和功率的能量供给中愈发重要。尤其对于未来的、空间延伸并且分支的高压直流网（英语：Multiterminal-HVDC）而言，需要能够可靠并快速地掌控可能的干扰情况以及在正常工作中实现最少的能量损耗。这些要求尤其在未来的、具有高电压和跨国远程运输的DC网络中出现。对于所需的非常高的功率而至今主要使用具有传统晶闸管和注入的直流的变流器（电网引导的变流器，英语：Line Commutated Converters,LCC（电网换流的变流器））。然而，电网引导的变流器并不满足未来在高动态无功功率补偿、电网电压稳定化以及DC缆线（直流缆线）的可廉价使用性方面提高的要求。

此外，所应用的具有注入的直流的变流器类型（英语：Current SourceConverter）并不适于有利地实现分支的HVDC网络（英语：HVDC-Multiterminal-Grids）。因此，作为优选的电路类型而使用具有注入的直流电压的自引导的变流器（英语：Voltage Source Converter,“VSC”）。该电路类型的固有缺点已通过更新的开发，尤其在DE10103031A1“Stromrichterschaltungen mit verteilten Energiespeichern”中描述的措施被克服。用于在所连接的DC网络中掌控短路的前提通过省去DC侧的电容器电池而显著变得廉价。尽管有所提及的开发进步，但至今仍未满意地解决可靠、快速并且可逆地掌控在空间延伸的HVDC网络中的重要的干扰情况。

未来尤其对于延伸的离岸风电站和遥远沙漠地区中的大型太阳能电厂的使用而急需相应的、空间延伸的、分支的HVDC网络。尤其必须掌控HVDC网络中的短路，并且必须能够分离网络的有故障/短路的区段。

用于极高的DC电压的、能够在负载情况下开关高的故障电流的廉价机械开关由于基本的物理问题而不可用。机械开关的技术上可实现的关断时间和开关过压也是极其受干扰的。因此，根据现有技术，用于这些应用的机械开关仅能有利地实现为无负载地（无电流地）开关的分离器。

图1为了进一步阐述现有技术而示出了空间延伸的、分支的HVDC网络的一部分。其示例性地示出了具有导体PS或NS的母线，这些导体相对于地在正常工作中通常传导正电压（PS）或负电压（NS）。在两个导体之间的总电压差以（Ud0）表示。每个所连接的子系统都经由三相电压源型变流器（3-phasiger U-Umrichter）与无电势的三相交流网连接。电势分离通常借助为电网频率（主要为50Hz或60Hz）而设计的传统变压器进行。由此尤其可能的是，DC网络相对于地无电势并且对称地（图1）或者相对于地有电势并且不对称地（图2）工作。

其示出：

6：DC侧的功率电感器

7：DC侧的开关

701：第一三相交流网的等效电路

702：第二三相交流网的等效电路

801,802：三相交流侧的、机械的功率开关

901：第一电压源型变流器（VSC），其具有三相交流侧的端子（L1,L2,L3）和通过DC侧开关（7）引向DC母线（PS，NS）的DC侧端子（P1,N1）。

902：第二电压源型换流器，其与901类似地连接在第二三相交流网上，该第二电压源型变流器的DC侧端子（P2,N2）通过另外的DC侧开关（7）同样引向DC母线（PS，NS）。

通过DC系统中的一系列故障事件、尤其是导体/导体短路或接地故障，DC侧电流可以具有高至不允许的值。为了掌控这些故障而希望的是：

-尽可能良好地限制所导致的、高的电流，以便避免通过极端温度和磁性力作用而导致变流器和设备损伤，以及

-尽可能快速地使DC网络的缺陷区段无电流并且与其余DC网络分离。

相应于现有技术而尤其从WO2008/067786：“Halbleiterschutzelementezur Beherrschung von DC-seitigen

beiSpannungszwischenkreisumrichtern”中已知能够实现为了限制DC侧故障电流而断开三相交流侧的功率开关（801,802），然而其为非常不利的。所导致的高电流或长的关断时间迫使对于电压源型变流器（901,902）的半导体需要其它的、高开销的保护措施，如在上面提及的专利文献中描述那样。此外，能量传输在干扰性的长时间里中断。因此希望的是尽可能少地干扰三相交流侧的电流（iu,iv,iw），并且避免触发三相交流侧的功率开关（801,802）。另一重要目标是，维持或者尽快恢复在HVDC网络的非故障部分中的功率流动。然而，三相交流侧的功率开关（801,802）的触发和重新接通就将导致通常明显大于200ms的非常干扰性的中断时间。在DC侧通过电子功率开关直接替代机械功率开关是已知的，并且能够实现小得多的开关时间（尤其参见US005999388A：“Method and apparatus for limiting current in a directvoltage network of a power transmission system”）。

这种装置出于进一步阐述的目的而在图3中示出。

出于该目的而需要：

-可关断的功率半导体（1），通常是IGBT（绝缘栅双极型晶体管）晶体管形式的，

-反平行二极管（2）或其它可关断的功率半导体，

-用于半导体的均匀电压分布的措施，通常是高欧姆的缓冲电阻器（5），

-具有高的能量吸收能力的过压限制器（8），通常是压敏电阻器形式的。

然而，在以高电压和功率以及在很大程度上的持续工作为特征的本应用领域中，这种解决方案的缺点非常严重。

这些缺点为：

-高数目的串联连接的半导体（1,2）；

-半导体的需要的、强制的冷却，因为半导体在持续工作中产生高的通态损耗；

-该半导体的电子栅极驱动对相对于地而言的高电势的要求，以及该半导体的驱动能量在该高电势下的可靠提供；

-在同一位置有多个开关的实现方案中也无法降低的高开销；

-在半导体的导通状态中可观的损耗功率，其对应于正常的持续工作，由此提高设备运行中的工作成本；

-在关断过程中，各个半导体开关上附加的过压保护元件（8）必须吸收DC网络关断的网络区段的极大磁能。

最后提及的一点是非常不利的，因为，由于需要多个过压保护元件（8）而通常仅可以使用简单的、带有不理想的限制器特征曲线的压敏电阻。由此，所需的、串联连接的半导体的数目再次上升。

当电子开关必须在两个电流方向中都能够关断时（参见图3，下方部分），则出现开销和通态损耗的进一步提高。该要求当电子开关应能够在通用DC网络的任意位置上都能使用时出现。

发明内容

本发明的目的是避免这些缺点，并且能够实现可廉价实施的、具有如下主要性质的DC开关电路装置：

·可实现的关断时间非常短，使得不必触发三相交流侧的开关，并且对DC网络中能量流动的干扰不明显；

·半导体无需强制冷却，因为其在正常的持续工作中不具有通态损耗；

·半导体的驱动能量可以从施加在半导体本身上的截止电压中获得；

·开关过压可以通过部件的确定尺寸而确定并且限制在有利的值上，其能够实现在DC网络中的绝缘的经济度量；

·在典型应用一个位置上有多个开关的实现方案的情况下，电路开销可以通过使用共同的部件而进一步降低。

本发明的目的通过一种用于在直流电压网中开关直流的装置实现，该装置具有两个彼此相反地串联连接的混合开关，其分别具有不受控的、电流方向相关的开关与可控开关的并联电路，其中在混合开关之间的内部连接点构成第三端子，并且这两个彼此相反地串联连接的混合开关可以借助第一和第二端子插入到直流电压网的第一线路中；具有两个极化的衰减构件，其被设计用于在所施加的端电压的仅一个极性中进行能量吸收，其中，第一极化的衰减构件连接到串联连接的混合开关的第一端子上，并且可以与直流电压网的第二线路和/或地电势连接，以及第二极化的衰减构件连接到串联连接的混合开关的第二端子上，并且可以与直流电压网的第二线路和/或地电势连接；以及具有电流脉冲发生器，其被设计用于根据控制命令而产生通过第三端子和极化的衰减构件引导的单极电流脉冲，使得混合开关中的电流方向可以短时地反转。

所谓的子系统，即混合开关、衰减构件和电流脉冲发生器能够结合下面描述的、根据本发明的电路装置实现具有所提及的、有利的性质的单极和多极DC开关。

所有根据本发明的子系统的其它的、特征性的性质是其可以实施为双极的。这不仅能够减少外部端子（“端”）的数目，而且能够实现自由的可级联性，这就是说：每个更高压的子系统可以随时通过任意数目的较低压的子系统的串联电路构成。此外，通过根据本发明的方法而能够实现一致的冗余方案，其在单个或多个子系统有缺陷时仍能实现DC开关的可靠功能。

在该情况下，如下事实示出另一技术优点：根据本发明的子系统不需要具有故障关键的、不耐浪涌电流的接触线路的半导体，例如在IGBT晶体管中的键合线。因为根据本发明的电路装置可以仅以半导体二极管和作为半导体的晶闸管实现，所以相反可以使用具有耐浪涌电流的压力接触器件。

尤其，所有根据本发明的子系统的任意可串联性能够实现与DC网络的规定电压无关地自由选择所使用的器件的额定电压。跟这相关的一个方面是经济原因和器件的市面常见的可用性。然而，由该性质引起的技术上更重要的自由度是优化可实现的DC开关的切换速度。

对于根据本发明的电路装置，该所阐述的双极性和任意可级联性的自由度能够实现高的、所需要的切换速度。如下面还要阐述那样，在此重要的器件可以通过选择更低的额定电压而在其切换速度方面明显改进。这例如适用于真空断路器（由于更短的、机械的操纵路径和更小的质量），以及已知地对于半导体二极管和晶闸管而言，在其关断延迟时间和/或恢复时间方面也适用。

在本发明的范围中，逆着电流流动方向的极化的衰减构件和逆着电流流动方向的混合开关当仅在该电流流动方向上出现过流时也可以省去。

本发明也通过用于分离功率直流电网的方法来实现，该方法具有如下步骤：产生电流脉冲，其在具有由不受控的、电流方向相关的开关与可控开关构成的并联电路的混合开关中，在电流流动方向一侧上短时地引起电流反转，使得混合开关的可控开关在电流反转期间可以关断，并且因此使得源与负载之间的电流输送被断开，其中，在电流流动方向一侧上的极化的衰减构件对在电流流动方向一侧上的极性反转的电压进行衰减，并且由此对负载侧的线路电感进行去激励，其中电流脉冲发生器对在逆着电流流动方向一侧上的过高电压进行衰减。

附图说明

本发明的其它符合目的的设计方案和优点是下面参考附图对本发明实施例进行的描述的主题，其中相同的附图标记参考作用相同的部件，并且其中

图1至3分别示出了根据现有技术的、在空间上延伸的、分支的直流电压网的一部分，

图4至6示出了原理性的DC开关装置，其中开关本身通过机械开关示意性地表示，

图8至12示出了根据本发明的装置的实施例，

图13至19示出了混合开关、极化的衰减构件或电流脉冲发生器的实施例，以及

图20至21示出了对于电流分配的可控制性的解决方案。

具体实施方式

图1至3已经在说明书背景技术部分中描述为属于现有技术。

图4示出了单极的DC开关，其在简单的、通常单侧接地的DC网络（直流电压或直流电流网）中用于断开正线（P1相对P11）。如果负线（N0）明确接地，则该装置可以是足够的。

图5示出了与图4类似的装置，然而其具有多个（在此例如：两个）DC开关，其引导至共同的母线（PS）上。

图6示出了与图4类似的装置，然而其附加有另一具有负极性和相关开关的DC线路。在此，正导体的DC电压（UP1相对N0）和负导体的DC电压（UN2相对N0）通常在数值上等大地选择，其中分别相对于共同的、接地的线路来测量这些DC电压。然而，正线的负载电流（i1）和负线的负载电流（i2）在正常工作中就已经可以不同。两个开关（7）因此通常应该可以单个地、即彼此无关地断开。

图7示出了与图6类似的装置，然而其没有能够承载电流的零线。通过合适的接地措施（通常为通过电阻器实现的高欧姆的电势连接）而保证：正线相对于地的电压（UP1E）和负线相对于地的电压（UN2E）对称分布。然而，在接地故障的情况下，该电势分布可以偏移，由此绝缘是所不希望地高要求的。在这种对称工作的、不接地的DC网络中，在干扰情况下通常需要双极断开，其中开关（7）的操纵可以共同地进行。为了详细阐述本发明而首先说明单极开关的实现方案（参见图4）。

相应的、根据本发明的实现方案在图8中示出。原则上，根据本发明的、用于实现单极或多极的DC开关的电路装置包含通过如下性质表征的如下子系统：

a）开关元件、下面称作混合开关（100），其在内部具有由不受控开关（12）和可控开关（18）构成的并联电路。在此，不受控开关（12）优选实施为至少一个半导体二极管，并且受控开关（18）优选实施为至少一个真空断路器（图13）。

b）极化的衰减构件（200），其在所施加的端电压的一个极性中吸收耗散能量，并且在所施加的端电压的相反极性中对抗电流流动并因此对抗能量转换。这些极化的衰减构件优选实施为线性（19）或非线性（15）电阻器与半导体二极管（2）的串联电路（图14，图15）。

c）电流脉冲发生器（300），其响应于外部控制命令地产生单极的电流脉冲。这些电流脉冲发生器包含至少一个电容型能量存储器（10），其由施加在端上的DC电压充电，并且其与其它部件（2,13）结合地构成用于限制过压的电路分支（图16）。

图9示出了与图8类似的根据本发明的装置，然而具有所有子系统反转的极性。这种变型方案适于在极性反转的DC网络中实现DC开关。这原则上对应于图6的下方开关（7），其将点（N2）和（N21）分离。如果将来自图9的点（P0）与来自图8的点（N0）导电连接，则形成与在图6中已经描述那样相似的装置。

图10示出了根据本发明的装置，其实现根据图7的双极DC开关的功能。有利的是，极化的衰减构件（200）以及电流脉冲发生器（300）仅需要一次。

图11示出了与图10类似的根据本发明的装置。与图10不同，电流脉冲发生器（300）和极化的衰减构件（10）划分为使得在其连接点（E）上存在接地的可能性。这可以根据DC网络的接地方案而是有意义的。尤其，连接点（E0）的接地能够实现：在无电势地、与地对称地工作的DC网络（图7和相关阐述）中，可以通过子系统（300）和（400）（如果存在）的过压限制性质而限制在接地故障情况下所不希望的电势偏移。由此可以实现：DC网络部件的绝缘要求更低。

图12示出了根据本发明的电路装置，其在共同的母线上实现在图5中示出的多个开关（7）的功能。有利的是，电流脉冲发生器（300）仅需要一次，因为其电流脉冲（iS）可以通过二极管（2）分配。根据图8，为了进一步阐述本发明，下面再次阐述单极开关的实现方案。这种DC开关用于在负载电流情况下快速断开，并且最后能够实现在DC网络的两个网络区段之间的DC线路的分离。接下来对于在DC线路上可能的维修工作而需要的可靠分离和接地不是本发明的主题。用于该目的的合适设备是已知的，并且在技术上可以良好实现，因为这些设备在事后（在DC电路已经无电流的状态下）以及对于切换速度无特别要求时才需要工作。

根据本发明，两个混合开关（100）应彼此相反地串联连接在待分离的网络部件之间。在两个混合开关（100）的连接点上连接有电流脉冲发生器（300）。每个待分离的网络区段此外与各一个极化的衰减构件（200）接线。这种配置现在能够实现：由电流脉冲发生器（300）产生的、高的电流脉冲（iS）以所标示的、技术上的电流方向（iS>0）并联划分地流过两个混合开关（100）和极化的衰减构件（200）。混合开关（100）的受控开关（18）通常在该时刻之前接通，以便将在电流传输的正常状态中的能耗（导通压降）最小化。然而原则上还可能的是，开关（18）之一（在此为左方开关）不被接通，因为并联的不受控开关（12）总是可以传导电流。然而，这在正常持续工作中的能耗方面不是有利的，因为开关（18）的导通压降通常比不受控开关（12）的导通压降低10%。这尤其在如下情况下适用：如果开关（18）实施为真空断路器并且不受控开关（12）实施为半导体二极管。在电流脉冲（iS）期间，或者根据开关类型（18）也在时间上在其之前，断开受控开关（18）。在两个受控开关（18）之一中的电流在足够高的电流脉冲（iS）情况下成为零，使得该受控开关无功率地截止。在当前具有正电流（i1>0）的实施例中，这是图8中右方的开关。在相关DC网络区段中的相关负载电流（i11）由于高的、存储在功率电感器（6）中的能量而瞬时地进一步流过极化的衰减构件（200），并且在那里相对于衰减构件的负电压而消减。

在其它DC网络区段中的相关负载电流（在该示例中i1>0：左方部分（P1,i1））出于相同原因而瞬时地进一步流动，然而是经过在电流脉冲生成器（300）中的混合开关进一步流动，并且相对于电流脉冲生成器的端电压消减。电流脉冲生成器（300,500）的根据本发明的实施形式与此相关地具有已经阐述的性质：通过内部电路分支（10,2,13）限制在开关过程中形成的过压。

根据本发明的电路装置的其它优点在于，对于给出的、在一个位置上有多个DC开关的装置，电流脉冲生成器（300）以及可选的附加过压限制器（400）仅需要一次。该事实下面借助对于多极开关的描述更详细地阐述。

现在，为了接下来阐述本发明而需要在下文中说明子系统的内部电路、其内部工作方式以及有利的开关变型方案：

图13示出了根据本发明的混合开关（100）的内部电路。该混合开关包含不受控开关（12）和可控开关（18）的并联电路。此外，具有这些元件的内部串联电路的实施形式当然是可能的。任意数目的混合开关（100）原则上同样可以用作串联电路，以便实现任意高电压的混合开关。出于该目的而设置了用于均匀的电压分布的仅简单的、已知的措施，其通常为高欧姆的缓冲电阻器（5）（参见对于图3的阐述）。本发明的优选实施形式在于，对于不受控开关（12）使用半导体二极管，并且对于受控开关（18）使用真空断路器。原则上也可以使用其它开关类型以及半导体开关。借助中等开关电压的真空断路器可以基于极短的操纵路径和小的、运动的质量而实现极短的关断延迟时间。为该目的而有利地已知，对于操纵开关所需的机械能取自预应力弹簧、压缩空气存储器或者液压存储器。

图14示出了极化的衰减构件（200）的内部电路。该衰减构件在其最简单的实施形式中包含阻尼电阻器（19）和半导体二极管（2）。可以附加地应用按已知形式的、例如通过高欧姆缓冲电阻器（5）进行的、用于在串联电路中半导体二极管的均匀电压分布的措施。

图15示出了图14可能的变型方案，其中通过压敏电阻器（16）取代阻尼电阻器（19）。这具有如下优点：与这在借助线性（欧姆）阻尼电阻器维持预定的、小的过压情况下相比，在DC网络的分离区段中的电流更快地消减。

图16示出了电流脉冲发生器（300）的优选的内部电路。其在根据本发明的装置中包含如下元件：

·截止二极管（2）

·串联电阻器（13）

·受控半导体开关（11），通常优选为晶闸管

·电容型能量存储器（10）

·电感器（9）

·高欧姆的缓冲电阻器（5）

电容型能量存储器（10）自动通过元件（2）和（13）充电至DC网络相应的连接点上的DC电压。同时，通过元件（2）、（13）和（10）的电流路径有利地形成在DC网络的相应连接点上的过压衰减。

如果应触发混合开关（100）的开关过程，则接通受控半导体开关（11）。下面为了简单阐述而基于被触发的晶闸管。在由（9）和（10）构成的振荡电路的第一四分之一振荡中，电容型能量存储器（10）的能量转换为电感器（9）的磁能。该第一四分之一振荡原则上未受衰减地进行，并且可以在时间上非常短地选择。已知其持续时间为

t_{1} = π / 2 * \sqrt{LC}

其中L表示（9）的电感并且C表示（10）的电容。

在（9）中形成的电流的电流幅度为

i (t_{1}) = U_{c} (0) * \sqrt{C / L}

其中U_c(0)表示电容型能量存储器（10）之前存在的充电电压。

根据本发明有利并且在技术上可以良好实现的是：时间（t₁）很短并且电流幅度i(t₁)高。这两个目标均主要通过开关（11）的性质来限制。在晶闸管的情况下，则通过允许的电流增长速率和允许的浪涌电流幅度来限制。有利的是，其中产生第一四分之一振荡的相关电路仅在空间上狭窄的、限定的回路中引导通过同样可良好限定的元件（9,10,11），而并不引导通过DC网络。如果需要开关过程的原因是DC侧的短路，则有利的是不仅通过超过所测DC电流，而且通过超过DC侧电流增长速率而尽可能快速地识别该故障情况，以便并无大的延迟地触发晶闸管（11）。然而，快速故障识别的这些方法和其它方法原则上已知，并且并不是本发明的主题。

对于将真空断路器用作受控开关（18）而有利并且可能的是，与触发（11）同时或者在触发（11）之前不久就已经机械地操纵这些真空断路器。这能够实现：其机械的关断延迟时间可以与电关断的准备并行地进行。

在时刻（t₁）之后，电容型能量存储器（10）的电压具有负值，并且（9）和（11）中的电流降低，直至其在时刻（t₂）变成零。该另一四分之一振荡在根据本发明的电路装置中按串联电阻器（13）和极化的衰减构件（200）的顺序而以衰减的形式进行。由此有利地可能的是，使得所产生的电流脉冲（i_s）的有效的持续时间以及晶闸管（11）的恢复时间与否则通过振荡电路（9,10）得到的值相比显著更大。此外在根据本发明的装置中可能的是，这样大的测定串联电阻器（13），使得在任意外部短路（在电流脉冲发生器（300）外部）的情况下，也在电流脉冲结束之后可靠地关断晶闸管（11）。

为了该目的有利的是，根据

R_{12} = \sqrt{L / C}

选择串联电阻器（13）的尺寸。与其无关地，由电流脉冲发生器（300）产生的、所希望的电流幅度可以如已经阐述那样，通过选择其内部部件（9,10）以及通过在极化的衰减构件（200,201）中测定部件（19,16）而按照希望来调节。

另一重要参数是通过在DC网络中的开关过程而形成的开关过压的大小。所希望的是，可以良好限定地规定该大小，并且仅这样大的选择开关过压的大小，使得在分离的DC网络区段中的DC电流足够快速地消减。根据本发明的电路装置已经由原理决定地能够实现：

-负的开关过压通过极化的衰减构件（200）相应的测定来限制；

-正的开关过压通过电流脉冲发生器（300）的部件（2,13,10）来限制。

然而，最后提及的值不能与电容型能量存储器（10）的测定无关地选择。出于该原因而可选地可以应用附加的过压限制器（400）形式的其它措施。有意义的是，将该过压限制器与（300）直接并联连接，或者在阴极侧连接到（300）的二极管（2）上。

图17和18示出了可能的实施形式。图17示出了使用压敏电阻器（15）的简单可能性，该压敏电阻器结合阐述过的部件（2,13,10）已经能够实现比单独应用好得多的过压限制。

图18和19分别示出了其它实施形式，其能够实现极其降低的、误差特别小的过压限制。该实施形式适于满足对于过压限制最高的要求，这些要求无法借助在高压领域已知的装置实现。出于该目的，压敏电阻器划分为具有高的限制器电压（15）的元件和具有低的限制器电压（16）的元件。可选地，可以使用高欧姆的缓冲电阻器（5）以更好地限定静态电压分布，其否则通过压敏电阻器的特征曲线误差来确定。有意义的确定尺寸在于，借助在网络的最高的、持续的DC电压之上的一定安全距离来选择压敏电阻器（15,16）的两个限制器电压之和。该测定界限从其它的压敏电阻限制器来看是已知的，并且必须被遵循，以便避免高的静态能量损耗。于是，所引起的动态限制器电压（在高脉冲电流下）是所不希望地高的（典型地提高大约2倍），因为真实压敏电阻器的特征曲线并不是理想地倾斜的。

然而，作为根据本发明的另一自由度，可选择两个限制器电压的商。该商根据精确的压敏电阻器特征曲线典型地选择为，使得元件（15）的限制器电压（U15）是元件（16）的限制器电压的大约3到5倍。在静止情况下，所引起的元件（16）的限制器电压近似作为正的预加载电压（UC）位于电容型能量存储器（10）上。现在通过触发晶闸管（11）而可能的是将该电压极性反转，使得整个装置的限制器电压瞬时地以上述预加载电压的双倍值来降低。降低的限制器电压现在能够实现显著更好的、动态的过压限制。随后，所使用的限制器电流使得电容型能量存储器（10）充电至之前施加的、正的预加载电压，其是静态时所希望的。晶闸管的触发可以与电流脉冲发生器的触发同步进行。此外有利的是，可以使用与在电流脉冲发生器中相同的部件（9,10,11）。因为在本发明的电路装置中的过压限制器可以多重地用于多个开关，所以对于根据图18的优化实施形式的开销在许多应用中是值得的。

延伸的、交错的DC网络的另一问题在于电并联的线路区段中的电流分布。因为该电流分布以不可控的方式通过电阻的压降来调节，所以在不过载情况下，不可以保证线路的限定的边界负载和充分的利用。在根据本发明的混合开关（100）中，作为电流分布的该可控性的小开销解决方案而提供如下措施（图20和图21）：

具有与DC网络相比小的电压和功率的可控DC电压源（600）借助其输出端（X,Y）并联地连接至混合开关（100）。

在此，将所施加电压的极性选择为，使得其对应于不受控元件（12）或相应的半导体二极管的截止方向。通过该装置可以将其自然的导通压降从正值连续地控制至负值，并且由此以所希望的方式影响电流分布。该功能可以随时通过断开并联的、受控的开关（18）来激活，并且通过闭合该开关来解除。

仅具有一个输出侧的电流极性和电压极性的简单的、电网引导的换流器（601）可以承担原则上可以添加在任意混合开关（100）上的DC电压源（600）的功能。然而，通常足够的是，仅连接混合开关中的一个或少数个。对于由多个混合开关的串联电路构成的高电压混合开关（100）有利的是，仅在串联连接的元件之一上连接DC电压源（600）。以该方式可以避免：电压源（600）在输出侧对于所不需要地高的电压必须能够截止。

Claims

1.一种用于在直流电压网中进行开关的装置，具有：

-两个彼此相反地串联连接的混合开关（100），其分别具有由不受控的、电流方向相关的开关（12）和可控开关（18）构成的并联电路，其中所述混合开关之间的内部连接点构成第三端子，并且所述两个相反地串联连接的混合开关（100）能够借助第一和第二端子插入到所述直流电压网的第一线路中；

-两个极化的衰减构件（200），其被设计用于在所施加的端电压的仅一个极性中进行能量吸收，其中第一极化的衰减构件（200）被连接到串联连接的所述混合开关的第一端子上，并且能够与所述直流电压网的第二线路和/或地电势连接，并且，第二极化的衰减构件（200）被连接到串联连接的所述混合开关（100）的第二端子上，并且能够与所述直流电压网的第二线路和/或所述地电势连接；以及

-电流脉冲发生器（300），所述电流脉冲发生器被设计用于根据控制命令而产生经过所述第三端子和所述极化的衰减构件（200）引导的单极电流脉冲，使得所述混合开关（100）之一中的电流方向能够短时反转。

2.根据权利要求1所述的装置，其中设有至少另一对彼此相反地串联连接的混合开关，在所述混合开关之间的连接点构成第三端子，并且所述混合开关能够借助其第一端子和第二端子切换到所述直流电压网的至少一个其它线路中，其中设有其它衰减构件（200），并且其中每对彼此相反地串联连接的混合开关的连接点都通过截止二极管（2）与所述电流脉冲发生器连接。

3.根据权利要求2所述的装置，其中所述另一对混合开关（100）与另一对极化的衰减构件（200）相关联。

4.根据上述权利要求中任一项所述的装置，其中，两个另外彼此相反地串联连接的混合开关（100）能够与所述第二线路连接，其中，所述第一极化的衰减构件与混合开关的所述第一串联电路的第一端子和与混合开关的所述第二串联电路的第一端子连接，并且所述第二极化的衰减构件与混合开关的所述第一串联电路的第二端子和与混合开关的所述第二串联电路的第二端子连接，并且其中，所述电流脉冲发生器（300）的第一端子与混合开关的所述第一串联电路的中间连接点连接，并且所述电流脉冲发生器的第二端子与混合开关的所述第二串联电路的中间连接点连接。

5.根据上述权利要求中任一项所述的装置，其中所述极化的衰减构件（200）和/或所述电流脉冲发生器（300）由分别包括多个这些元件的串联电路构成，使得所述极化的衰减构件（200）和/或所述电流脉冲发生器（300）具有中间抽头，所述中间抽头中的一个、多个或全部与地电势连接。

6.根据上述权利要求中任一项所述的装置，其中，设有另外两个彼此相反地串联连接的混合开关和另外两个极化的衰减构件，并且所述另外两个串联连接的混合开关的第三端子能够与所述第一线路中的两个串联连接的混合开关的第三端子连接，使得所述电流脉冲发生器的电流脉冲也能够馈入所述另外两个串联连接的混合开关的第三端子中。

7.根据上述权利要求中任一项所述的装置，其中与一个或多个所述混合开关（100）并联连接有附加的、可控的直流电压源（600），所述直流电压源的电压具有与所述不受控的、电流方向相关的开关（12）的自然导通压降相反的极性。

8.根据上述权利要求中任一项所述的装置，其中，所述不受控的、电流方向相关的开关（12）是半导体二极管。

9.根据上述权利要求中任一项所述的装置，其中，所述可控开关（18）是真空断路器。

10.根据上述权利要求中任一项所述的装置，其中，所述电流脉冲发生器（300）包含能够通过可控开关（11）短时地彼此电连接的至少一个电容型能量存储器（10）和电感器（9），以及包含用于从所述直流电压网的电压中为所述电容型能量存储器（10）充电并且用于过压限制的电路路径，所述电路路径至少包含所述能量存储器（10）和/或串联电阻器（13）和截止二极管（2）。

11.根据上述权利要求中任一项所述的装置，其中，与所述电流脉冲发生器（300）并联连接有用于过压限制的附加元件，或者所述附加元件被集成到所述电流脉冲发生器中。

12.根据权利要求10所述的装置，其中用于过压限制的所述附加元件是非线性电阻器、尤其是压敏电阻器。

13.根据权利要求11或12所述的装置，其中所述过压限制的电压电平能够与所述电流脉冲生成器（300）的电流脉冲的触发同步化地动态适配。

14.一种用于分离功率直流网的方法，具有如下步骤：

-产生电流脉冲，所述电流脉冲在具有由不受控的、电流方向相关的开关（2）和可控开关（18）构成的并联电路的混合开关中，在位于电流流动方向一侧上短时地引起电流反转，使得所述混合开关的可控开关在所述电流反转期间能够关断，并且因此断开在源与负载之间的电流输送，其中在位于电流流动方向一侧上的极化的衰减构件对在电流流动方向一侧上的极性反转的电压进行衰减，并且由此对负载侧的线路电感进行去激励，其中，电流脉冲发生器对在逆着电流流动方向一侧上的过高电压进行衰减。