KR20120120940A - 부하에 펄스형 전류를 공급하기 위한 방법, 장치, 및 시스템 - Google Patents

부하에 펄스형 전류를 공급하기 위한 방법, 장치, 및 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR20120120940A
KR20120120940A KR1020127020246A KR20127020246A KR20120120940A KR 20120120940 A KR20120120940 A KR 20120120940A KR 1020127020246 A KR1020127020246 A KR 1020127020246A KR 20127020246 A KR20127020246 A KR 20127020246A KR 20120120940 A KR20120120940 A KR 20120120940A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
current
duty cycle
storage device
energy storage
power
Prior art date
Application number
KR1020127020246A
Other languages
English (en)
Inventor
로날드 디 제스메
Original Assignee
쓰리엠 이노베이티브 프로퍼티즈 컴파니
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 쓰리엠 이노베이티브 프로퍼티즈 컴파니 filed Critical 쓰리엠 이노베이티브 프로퍼티즈 컴파니
Publication of KR20120120940A publication Critical patent/KR20120120940A/ko

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/26—Power supply means, e.g. regulation thereof
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/38—Switched mode power supply [SMPS] using boost topology

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Led Devices (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
  • Secondary Cells (AREA)

Abstract

부하에 펄스형 전류를 공급하는 것은 스위치 모드 전원 공급 장치를 포함하는 안정기를 통해 연속적인 활성 상태와 유휴 상태 사이에서 전기 부하를 반복적으로 구동하는 것을 포함한다. 안정기는 직류 전원으로부터 입력 전류를 수신하고 전기 부하의 유휴 상태에서 적어도 에너지 저장 디바이스에 출력 전류를 제공한다. 에너지 저장 디바이스는 부하 및 안정기에 결합된다. 전기 부하의 활성 상태에서 안정기 및 에너지 저장 디바이스 둘 모두로부터 전기 부하로 출력 전류가 제공된다. 에너지 저장 디바이스의 저장 용량은 입력 전류의 듀티 사이클이 출력 전류의 듀티 사이클보다 크도록 선택된다.

Description

부하에 펄스형 전류를 공급하기 위한 방법, 장치, 및 시스템{METHOD, APPARATUS, AND SYSTEM FOR SUPPLYING PULSED CURRENT TO A LOAD}
본 명세서는 일반적으로 전자 디바이스에 관한 것이며, 보다 구체적으로는 부하(load)에 펄스형 전류(pulsed current)를 공급하는 시스템, 장치, 및 방법에 관한 것이다.
모바일 컴퓨팅 디바이스에 대한 수요는 최근 수 세기 동안 꾸준히 증가해왔다. 모바일 컴퓨팅 디바이스는 일반적으로 배터리, 태양 전지, 연료 전지 등과 같은 휴대용 전원을 사용하여 휴대용으로 동작할 수 있는 임의의 범용-또는 특수 목적- 데이터 처리 디바이스를 포함할 수 있다. 모바일 디바이스의 대다수는 적어도 어느 정도의 시간 동안 배터리로 동작할 수 있으며, 배터리 전력공급(battery-powered) 디바이스의 전력 관리는 끊임없는 도전과제이다.
휴대용 디바이스들의 예는 스마트폰, 개인 휴대 단말기(personal digital assistant), 게임 콘솔, 미디어 플레이어, 카메라 등을 포함한다. 이러한 디바이스 유형들 각각은, 전력 관리 하드웨어 및 소프트웨어를 설계할 때 고려될 필요가 있는 사용 패턴, 이용가능한 전원, 고객 기대 등과 관련된 특정한 특성들을 가질 수 있다. 점점 대중적이 되어가는 것으로 보이는 모바일 디바이스의 일 유형은 피코 프로젝터로 알려져 있다. 용어 "피코 프로젝터"는 일반적으로 비디오를 벽 또는 스크린과 같은 가시 표면(viewable surface) 상에 투사(project)할 수 있는 휴대용 비디오 디바이스를 지칭한다.
피코 프로젝터의 생산자들은 소형의, 저가의, 밝은, 그리고 적은 전력을 소비하는 디바이스들에 중점을 두고 있다. 그러한 프로젝터들은 자기 완결적(self-contained) 기능(예를 들어, 컴퓨터 판독가능 매체로부터 직접 비디오를 재생할 수 있음)을 가질 수 있고/있거나 다른 모바일 디바이스들(예를 들어, 스마트 폰, 랩탑 컴퓨터)을 보완할 수 있는 주변 장치로서 작동할 수 있다. 결과적으로, 피코 프로젝터는 빠르게 성장하는 모바일 디바이스 시장에 가치 있는 새로운 성능 및 응용들을 제공할 수 있다.
소형의, 저가의, 밝은, 그리고 저 전력의 피코 프로젝터들은 비디오 출력을 생산하기 위하여 발광 다이오드(LED)를 사용할 수 있다. 피코 프로젝터 조명을 위하여 LED를 사용하는 것은 기계적 간결성, 신뢰성, 비교적 낮은 전력 소비, 및 비교적 낮은 비용을 포함하는 몇 가지 이점들을 제공한다. 그러나, 이러한 유형의 응용에는 LED의 성능 개선을 위한 여지가 여전히 존재한다. 예를 들어, 이러한 디바이스들은 대개 배터리 전력으로 작동되며, 따라서 투사 디바이스(projection device)의 에너지 효율의 개선으로부터 이익을 얻을 수 있다.
본 개시는 전기 부하에 펄스형 전류를 공급하기 위한 시스템, 장치, 컴퓨터 프로그램, 데이터 구조, 및 방법에 관한 것이다. 일 실시예에서, 장치는 스위치 모드 전원 공급장치(switched mode power supply)를 갖는 안정기(regulator)를 포함한다. 안정기의 전력 입력(power input)은 직류 전원으로부터 입력 전류를 수신하도록 결합될 수 있고, 안정기의 전력 출력(power output)은 안정기로부터 펄스형 전류를 인출(draw)하는 전기 부하에 결합될 수 있다. 장치는 안정기의 전력 출력에 결합된 에너지 저장 디바이스를 포함한다. 에너지 저장 디바이스의 저장 용량은 입력 전류의 듀티 사이클이 펄스형 전류의 듀티 사이클보다 크도록 선택된다.
장치의 더욱 구체적인 실시예들에서, 에너지 저장 디바이스의 저장 용량은 직류 전원의 전류 듀티 사이클이 정전류 인출(constant current draw)에 가깝도록 선택될 수 있다. 장치는 또한 적어도 전력 입력에 결합된 피드백 회로를 더 포함한다. 피드백 회로는 직류 전원의 듀티 사이클이 소정의 임계값과 만난다는 결정에 근거하여 전기 부하에 의해 인출되는 전류를 변경한다. 일 구성에서, 피드백 회로는 직류 전원의 전류 듀티 사이클이 소정의 임계값 미만으로 떨어진다는 결정에 근거하여 전기 부하에 의해 인출되는 전류를 증가시킨다. 그러한 경우에, 피드백 회로는 펄스형 전류의 듀티 사이클을 증가시킴으로써 전기 부하에 의해 인출되는 전류를 증가시키고/증가시키거나 전기 부하에 의해 인출되는 피크 전류를 증가시킴으로써 전기 부하에 의해 인출되는 전류를 증가시킬 수 있다. 또 다른 구성에서, 피드백 회로는 직류 전원의 듀티 사이클이 소정의 임계값 미만으로 떨어진다는 결정에 근거하여 입력 전류를 감소시킨다.
다른 더 구체적인 실시예들에서, 장치는 에너지 저장 디바이스의 최대 에너지 저장을 제한하는 보호 회로를 더 포함할 수 있다. 일 구성에서, 전기 부하가 하나 이상의 펄스형 발광 다이오드들을 위한 구동기(driver)를 포함할 수 있다. 또 다른 구성에서, 안정기가 DC-DC 전압 부스트 변환기를 포함할 수 있다. 그러한 경우에, 에너지 저장 디바이스는 전원의 내부 저항과 DC-DC 전압 부스트 변환기의 전압 이득 제곱의 곱보다 적은 등가의 직렬 저항을 가지도록 선택되는 커패시터를 포함할 수 있다.
다른 더 구체적인 실시예들에서, 직류 전류 전원은 배터리와 범용 직렬 버스의 임의의 조합을 포함할 수 있다. 일 구성에서, 에너지 저장 디바이스는 커패시터를 포함하며, 커패시터는 직류 전원의 내부 저항보다 작은 등가의 직렬 저항을 가지도록 선택된다. 또 다른 구성에서, 장치는 직류 전원을 포함할 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에서, 방법은 스위치 모드 전원 공급장치를 포함하는 안정기를 통해 전기 부하를 연속적인 활성 상태와 유휴 상태 사이에서 반복적으로 구동하는 것을 포함한다. 안정기는 직류 전원으로부터 입력 전류를 수신하고 전기 부하의 유휴 상태에서 적어도 에너지 저장 디바이스에 출력 전류를 제공한다. 에너지 저장 디바이스는 부하 및 안정기에 결합된다. 전기 부하의 활성 상태에서 안정기 및 에너지 저장 디바이스 둘 모두로부터 전기 부하로 출력 전류가 제공된다. 에너지 저장 디바이스의 저장 용량은 입력 전류의 듀티 사이클이 출력 전류의 듀티 사이클보다 크도록 선택된다.
발명의 또 다른 실시예에서, 장치는 출력 듀티 사이클에 따라 발광 다이오드에 펄스형 온 오프 전류를 제공하도록 구성된 하나 이상의 구동기 회로들을 포함한다. 장치는 직류 전원으로부터 입력 전류를 수신할 수 있고 그리고 펄스형 온 오프 전류를 제공하기 위하여 하나 이상의 구동기 회로들에 결합된 전력 출력을 포함할 수 있는 스위치 모드 안정기를 포함한다. 에너지 저장 디바이스는, 이 에너지 저장 디바이스가 출력 듀티 사이클의 적어도 유휴 상태 동안에 에너지를 저장하도록 안정기의 전력 출력에 결합된다. 에너지 저장 디바이스의 저장 용량은 입력 전류의 듀티 사이클이 출력 듀티 사이클보다 크도록 선택된다.
본 발명은 다양한 변형 및 대안적인 형태로 용이하게 개조될 수 있지만, 본 발명의 상세 사항은 도면에 예로서 도시되었고 상세히 기술될 것이다. 그러나, 본 발명을 설명되는 특정 실시예로 제한하고자 의도한 것이 아님을 이해하여야 한다. 반면에, 첨부된 특허청구범위에 의해 한정된 바와 같은 본 발명의 범주 내에 속하는 모든 변형, 등가물, 및 대안을 포함하고자 한다.
본 발명은 하기의 도면들에 도시된 예시적인 실시예들과 관련하여 기술된다.
도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 시스템의 블록도이다.
도 2 및 도 3은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 상이한 구성들 간에 소모되는 전력 및 전류를 비교하는 그래프이다.
도 4는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 전력 관리 회로를 도시하는 회로도이다.
도 5 및 도 6은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 장치의 회로도이다.
도 7a는 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 도 5 및 도 6에 기술된 회로들을 사용하는 회로 시뮬레이션에서 보이는 전압 및 전류를 나타내는 그래프이다.
도 7b는 도 6 및 도 6의 수정된 버전에 기술된 회로들을 사용하는 회로 시뮬레이션에서 보이는 전압 및 전류를 나타내는 그래프이다.
도 8은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 피드백 회로를 보여주는 회로도이다.
도 9는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 대안적인 피드백 회로를 보여주는 회로도이다.
도 10은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 장치를 보여주는 블록도이다. 그리고,
도 11은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 방법을 도시하는 흐름도이다.
다양한 실시예들에 대한 다음의 설명에서, 실시예들의 일부를 형성하며, 다양한 실시예들이 예시로서 도시되어 있는 첨부 도면들을 참조한다. 다른 실시예들이 이용될 수 있고, 구조 및 작동 상의 변화가 본 발명의 범주로부터 벗어남 없이 이루어질 수 있음이 이해될 것이다.
본 발명은 일반적으로, 펄스형 전기 부하를 필요로 하는 디바이스들을 위한 개선된 전력 관리를 제공하는 시스템, 방법, 및 장치에 관한 것이다. 제한적이지 않은 예로서, 본 발명은 조명을 위해 발광 다이오드들(LED들)을 이용하는 투사 디바이스(projecting device)의 전력 관리의 맥락에서 기술된다. 본 명세서에 기술된 실시예들은 배터리 전력공급 및 범용 직렬 버스(USB) 전력공급 프로젝터 디바이스들, 또는 전력 버짓(power budget)의 상당 부분이 펄스형 전류 전기 부하에 전용되어있는 임의의 다른 디바이스의 성능을 개선할 수 있다.
이제 도 1을 참조로, 블록도가 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 시스템(100)을 도시한다. 시스템(100)은 하나 이상의 독립적으로 작동되는 광원들(102)을 포함한다. 광원들(102) 각각은 서로 다른 파장들에서 방출된다. 예를 들어, 시스템(100)은 광원들(102)을 통해 비디오 출력을 생산하기 위하여 컬러 순차 투사(color sequential projection)를 이용할 수 있다.
컬러 순차 투사는 각각의 필드가 상이한(예를 들어, 순색(primary)) 컬러를 나타내는 순차적으로 투사되는 필드들(또는 평면들)을 사용하여 완전-컬러 비디오 이미지의 각각의 프레임을 형성하는 것을 지칭한다. 필드들은 인간의 눈이 필드들을 조합하여 각각의 비디오 프레임에 대한 완전 컬러 이미지를 지각하도록 순차적으로 충분히 빠르게 투사된다. 예시적인 실시예들이 백열(incandescent), 형광(fluorescent), 및/또는 임의의 다른 현재의 또는 미래의 전계 발광(electroluminescence) 기술을 포함하는 다른 광원들에 적용될 수 있으나, 하기의 예들에서, 102와 같은 광원들은 LED들로서 설명될 수 있다. 시스템은 임의 개수의 컬러 필드들 및 광원들(102)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 세 개의 광원들(적, 녹, 청)이 세개의 컬러 필드들 중 하나 이상의 필드들 동안 각각 조명할 수 있다.
시스템은 특정한 요소들(예를 들어, 픽셀들)이 각각의 컬러 필드 동안 조명될 수 있게 하는 이미저/디스플레이(104)를 포함한다. 예시적인 이미저(104)는 실리콘 액정(LCoS; liquid crystal on silicon) 공간 광 변조기(SLM) 및 마이크로 거울 반사기를 포함한다. 투사 시스템에서, 광원들(102)은 이미저(104)를 통과하여/통해 광을 투사하며 여기서 광은 적절한 시야 표면(viewing surface) 상에 투사된다. 이는 일반적으로 이미저(104) 및 광원들(102)의 동작의 동기화를 수반한다.
시스템(100)은 직류(DC) 전원(106)에 의해 부분적으로- 또는 완전히-전력공급될 수 있다. 이 DC 전원(106)은 시스템(100)의 내부 또는 외부에 있을 수 있다. 내부 전원의 예는 배터리(예를 들어, 리튬, 니켈 금속 수소, 알칼라인, 니켈 카드뮴), 태양 전지, 연료 전지, 기계 발전기(mechanical generator) 등을 포함한다. 외부 전원의 예는 USB 포트/케이블, 유도 전력 전송(inductive power transfer), 내부 공급장치의 외부 버전(예를 들어, 배터리 팩, 태양광 충전기) 등을 포함한다. 이하에서 더 기술될 바와 같이, 예시적인 실시예들은 DC 전원(106)으로부터의 에너지 손실을 최소화할 수 있는 특징부들을 포함한다. 그러한 에너지 손실은 광원(102) 및 중개 컴포넌트들(intermediary components)로 전달되기 전에 열로서 소산되는 전류를 포함한다.
시스템(100)은, 예를 들어, 구동기 회로(110)를 통해, DC 전원(106)을 광원들(102)에 결합시키는 안정기(108)(예를 들어, 전압 안정기)를 포함할 수 있다. 구동기 회로(110)는, 예컨대, 제어기(112)로부터 수신된 신호들을 통해, 광원들(102)에 대한 고수준의 제어를 제공한다. 제어기(112)는 광원들(102)을 다른 디바이스들(예를 들어, 디스플레이/이미저(104))과 동기화하여 구동하기 위한 논리 회로를 포함할 수 있으며 밝기, 컬러 밸런스, 컬러 모드 등과 같은 시스템에 대한 다른 조정들을 용이하게 해줄 수 있다.
순차 컬러 이미징 시스템에서, 제어기(112)는 공동으로 컬러 순차 이미지(예를 들어, 비디오 프레임)를 형성하는 시간-분리(time-separated)(예를 들어, 순차적) 컬러 필드들 동안 적어도 광원들(102)을 작동시키도록 구성된다. 작동될 때, 광원들(102)은 이미저(104)에 의해 수신될 수 있는 광을 방출한다. 이미저(104)는 광원들(102)로부터의 광을 수신하고 수신된 광을 사용하여 각각의 컬러 필드들 동안 디스플레이 상의 픽셀들을 선택적으로 조명하도록 구성된 특징부들을 포함할 수 있다.
예를 들어, 이미저(104)는 각각의 컬러 필드 동안 픽셀들의 선택된 서브세트만이 디스플레이 되게 할 수 있다. 이미저(104)에 의한 픽셀들의 그러한 선택적인 디스플레이는, 예를 들어, 특정 픽셀에 대해 온 또는 오프인 바이너리 방식으로, 또는, 예를 들어, 각각의 픽셀로 하여금 오프(조명이 없음)로부터 온(완전히 조명됨)으로 이산적인(discrete) 또는 계속적인(continuous) 범위에서 광을 투사하게 하는 가변적인 방식으로 달성될 수 있다. 이 이미징 디바이스들(104)의 각각의 픽셀은, 디지털 로직이 이미저(104), 제어기(112), 및 광원들(102) 사이의 상호작용에 근거하여 완전 컬러 이미지들을 형성할 수 있도록, 개별적으로 다루어질 수 있다.
이미저(104)의 상태는 각각의 이미지 프레임을 위해 각각의 컬러 필드가 다음 컬러 필드로 전이(transition)됨에 따라 계속해서 변할 수 있다. 이미저(104)는 이 전이 시간 동안 비결정 상태(indeterminate state)에 있을 수 있고, 따라서 투사된 이미지 내에 원치 않는 아티팩트들(artifacts)이 발생되지 않게 하기 위해서는 광원들(102)을 스위치 오프할 필요가 있을 수 있다. 이를 달성하기 위하여, 제어기(112) 및 구동기들(110)은 구형파(square wave)와 같은 전류 파형을 사용하여 광원들(102)을 펄스화 수 있다.
컬러 순차 이미지 생성 시스템은, 광원들(102)을 구동하기 위하여, 상대적으로 적은 전력이 요구되는 시간들 사이에 놓인(interspaced), 상대적으로 큰 전력 펄스들을 필요로 할 수 있다. 펄스형 전류는 이 전류가 통하여 흐르는 저항에 현저한 열 전력 손실(thermal power losses)을 야기할 수 있다. 이 전류는 광원들(102)의 저항을 통해 펄스화될 필요가 있을 수 있으나, 이 전류를 DC 전원(106)의 내부 임피던스를 통해 펄스화할 필요는 없을 수 있다.
잘 정의된 최대 허용가능 전류 인출을 갖는 DC 전원들(106)(예를 들어, 배터리 또는 USB 포트)의 경우에, 최대 허용 레이트에서 또는 최대 허용 레이트 근처에서 에너지를 끊임없이(constantly) 추출하고 이 에너지를, 예를 들어, 저장 디바이스(114)를 사용하여 저장하는 것이 유익할 수 있다. 이 저장 디바이스(114)는, 안정기(108)의 출력이 주 전기 부하(primary electrical load)에 결합되는 지점에서 대안적으로 에너지를 저장 및 방출(discharge)하도록 회로 내에 결합된다. 이 예에서, 전기 부하는 적어도 광원들(102)을 포함할 수 있다.
디바이스(114) 내에 저장된 에너지는, 다른 경우였다면 전원(106)의 최대 허용가능 전류 인출을 초과하였을 큰 전류 펄스들을 광원들(102)로 전달될 수 있게 할 수 있다. 이는 경로(116)를 통해 DC 전원(106)으로부터 인출되는 피크 전류를 감소시키고, 경로(116)를 통해 전원(106)을 떠나는 전류 파형의 듀티 사이클을 평활화(smooth) 및/또는 증가시킬 수 있다.
본 명세서에서 일반적으로 사용된 것과 같은 용어 "듀티 사이클"은 전원이 비교적으로 높은 전류량을 제공하고 있는 시간의 비율(fraction of time)을 지칭한다. 예를 들어, 전원(106)이 100% 듀티 사이클에서 1 암페어(amp)의 시간-평균 전류를 전달하고 있다면, 전류 파형은 1 암페어에서 평평한 선과 유사할 것이다. 50% 듀티 사이클에서 동일한 시간-평균 1 암페어 전류에 대해, 전류 파형은 동일한 "on" 과 "off" 횟수를 지닌 구형파와 유사할 것이고, 전류 레벨은 "on" 시간 동안에 2 암페어, 그리고 "off"시간 동안에 0이거나 0에 근접할 것이다.
전원(106)으로부터 에너지를 인출할 때, 정전류 인출에 가깝게, 예를 들어, 100% 듀티 사이클 또는 그 근처에 가깝게 하는 것에 이익이 있을 수 있다는 것이 이해될 것이다. 전원(106)의 듀티 사이클을 증가시킴으로써 인출되는 피크 전류를 감소시키는 것은 전원(106)의 내부 저항으로 인한 열 손실을 감소시킨다. 이 열 손실의 레이트(와트 단위)는 식 I2R로 표현될 수 있고, 여기서 I는 암페어(amp) 단위의 전류 레벨 그리고 R은 전원(106)의 옴(ohm) 단위 내부 저항이다.
100% 듀티 사이클 대 50% 듀티 사이클의 앞의 예를 다시 참조하여, 전원(106)의 내부 저항이 1 옴이었다면, 100% 듀티 사이클에 대해, 시간 평균 1 암페어를 인출하는 시간 X 동안 내부 저항으로 인해 손실된 에너지는 (1 암페어) 2 (1 옴)(X 초) = X 줄(joules)일 것이다. 50% 듀티 사이클에 대해(시간 X가 전력 출력의 구형파 주파수보다 훨씬 크다고 가정하면) 열 손실은 대략 (2 암페어)2(1 옴)(0.5 X 초) = 2X 줄(joules)일 것이다. 따라서, 이 이론적인 경우에, 동일한 시간 평균 전류 인출에 대해 50% 듀티 사이클 대신 100% 듀티 사이클을 사용함으로써 열 손실이 50% 감소된다.
도 2 및 도 3에서, 그래프들(200, 202, 300)은 본 발명의 실시예들에 따른 전원(106)으로부터의 정전류의 이점들을 더 도시한다. 그래프(200)는 두 개의 전류 파형들을 보여주고 그래프(202)는 전원(106)의 0.3 옴 내부 저항을 통한 결과적인 열 전력 손실 (I2R) 을 보여준다. 그래프(200)에서, 펄스형 전류 파형(204)은 50% 듀티 사이클로 0.1 암페어와 2.1 암페어 사이에서 스위치된다. 파형(204)의 0.1 암페어 레벨은 보조 회로에 전력을 공급하는데 필요한 소스로부터의 전류 인출을 나타내고, 2.1 암페어 레벨은 보조 회로 더하기 컬러 필드를 조명하는데 사용되는 LED들에 전력을 공급하는데 필요한 소스로부터 인출되는 전류를 나타낸다. 다른 전류 파형(206)은 1.1 암페어의 정전류이다. 이 전류 파형들 둘 모두는 1.1 암페어의 시간 평균 값을 가진다.
이 전류 파형들(204, 206) 둘 모두가 주어진 전압원으로부터 인출되는 전류를 나타내는 것으로 가정된다면, 두 파형들은 전압원으로부터 인출되는 동일한 평균 전력을 나타낸다. 그러나, 예를 들어, 이 전력이 0.3 옴 저항(예컨대, 배터리의 내부 저항 및/또는 전력 관리 회로의 저항 및/또는 DC/DC 변환기의 저항)을 통해 전달된다면, 이 저항에 의해 열의 형태로 소산되는 전력은 P=I2R이고, 여기서 P는 전력, I는 전류, 그리고 R은 저항이다.
그래프(202)에서 두 개의 파형들(208, 210)은 I2R 파형이고, 여기서 I2는 파형(204, 206) 각각으로부터의 제곱된 전류이고, R은 0.3옴이다. 펄스형 전류의 경우, 생산되는 평균 열 전력(전력 파형(208)으로 나타냄)은 0.663 와트이나, 정전류의 경우(전력 파형(210)으로 나타냄)에는 단지 0.363 와트이다. 이 열 전력은 낭비 전력(waste power)으로 고려되며, 또한 컴포넌트들(예를 들어, 리튬 배터리 및/또는 광학 필름)을 특정한 동작 온도 이상으로 가열하는 역 효과를 가질 수 있다. 이 예에서, 펄스 방식보다 오히려 계속적인(continuous) 방식으로 전류를 인출하는 것이 유익할 수 있다는 것을 알 수 있는데, 그 이유는 소스로부터 인출되는 동일한 양의 전력에 대해 더 적은 전력이 낭비 열 에너지로 전환되어, 의도된 부하(예를 들어, LED)로 전달될 수 있는 전력이 더 많이 남겨지기 때문이다.
특정한 최대 허용가능 전류 인출을 가지는 배터리 또는 USB 포트의 경우, 다른 경우였다면 전원으로부터의 최대 허용가능 전류 인출을 초과하였을 큰 에너지 펄스들이 LED들로 전달될 수 있게 하기 위하여 최대 허용/권고 레이트에서 또는 그 근처에서 에너지를 끊임없이 추출하고 이 최대 허용가능 에너지를 저장하는 것이 유익할 수 있다. 도 3의 그래프(300)는, 최대 전류를 주기적으로 인출하는 것과는 대조적으로 최대 전류에서 계속적으로 인출되는 경우에 전원으로부터 더 큰 줄(joule)의 에너지가 인출될 수 있다는 것을 보여준다. 구체적으로, 그래프(300)는 에너지가 2.1 암페어의 정전류에서 전압원으로부터 끌어내진(pull)다면 1/60 초 내에 3.7 볼트 소스로부터 약 0.13 줄의 에너지가 인출될 수 있고, 이에 반해 도 3에서와 같이 전류가 50% 듀티 사이클로 0.1 암페어와 2.1 암페어 사이에서 교번하면 1/60 초 내에 3.7 볼트 소스로부터 약 0.07 줄의 에너지만이 인출될 수 있음을 보여준다. 전압원으로부터 계속적으로 인출되는 전력을 가장 잘 사용하기 위하여, 에너지의 일부가 필요에 따라 사용되도록 커패시터 내에 저장될 수 있다.
소스로부터 끊임없이 전력을 인출하면, 에너지가 평균적으로 그것이 소비되는 것보다 빠른 레이트로 저장될 수 있는 것이 가능하다. 이 경우에, 일단 특정한 에너지 저장 제한이 도달되었으면 에너지 추출 및 저장 과정을 제한 또는 중단시키는 것이 유용할 수 있다. 예를 들어, 커패시터가 추출된 에너지를 저장하는데 사용되고 있다면, 특정 커패시터 전압 임계값에 도달되었을 때 에너지 저장 제한이 도달된 것으로 고려될 수 있다. 이 예로부터, 최대 전력은 최대 허용가능 레이트에서 계속적으로 전력을 추출함으로써 추출될 수 있다는 것을 알 수 있다.
도 1을 다시 참조하여, 프로젝터와 같은 장치에서, 광원들(102)의 출력 루멘(lumen) 및 배터리 수명 둘 모두는 그러한 장치가 평가될 수 있게 하는 성능 파라미터들이다. 본 명세서에 도시되고 기술된 실시예들은 리튬 배터리 및 USB 포트와 같은 전류 제한 소스들(current limited sources)(106)에 의해 전력이 공급될 때 이 두 파라미터들을 모두 최대화하기 위한 실제적인 접근법을 제공한다. 이는 전원들(106) 에서 열 손실을 최소화하면서 모든 사용가능한 전력을 추출함으로써 달성될 수 있다.
몇몇 실시예들에서, 개선된 장치들은 광원들(102)로 전력을 25% 내지 100% 더 전달할 수 있다. 그러한 경우에, 광원들(102)은 50% 내지 80% 조명 듀티 사이클을 지원하는 LCoS 이미저들(104)과 동작하는 LED들일 수 있다. 이 배터리 또는 USB 전력공급 장치들은, 전류-제어 안정기(current-controlled regulator)(108)가 컬러 순차 디스플레이에서 펄스형 LED들(102)을 구동하는 경우와 같이, 전원(106)으로부터 LED들(102)로 전력을 전송하는데 있어서 개선된 효율을 보여줄 수 있다.
회로 컴포넌트들이 그것들의 특정 정격(rating) 너머에서 구동되지 않는 것을 보장하기 위하여, 저장 디바이스(114)의 최대 안전 에너지 저장 용량이 도달되었을 때를 검출할 수 있는 회로를 가지는 것이 또한 유용할 수 있다. 일단 이 최대 저장 용량이 도달되면, 전원(106)으로부터의 계속된 에너지 인출은 디바이스(114)에 저장된 에너지가 저장 용량 제한 미만으로 떨어질 때까지 중단될 수 있다.
저장 디바이스(114)는 본 기술분야에서 알려져 있는 임의의 유형의 전기 커패시터를 포함할 수 있다. 다양한 기능들(예를 들어, 필터링, AC 신호들의 위상 시프팅(phase shifting), 등)을 제공하기 위하여 상이한 구성 및 용량의 커패시터들이 선택될 수 있다. 본 저장 디바이스(114)의 경우에, 커패시터들은 DC 전원(106)의 듀티 사이클을 실질적으로 증가시키고 그럼으로써 내부 저항으로 인한 손실을 줄이기에 충분한 양의 에너지를 저장하도록 선택될 수 있다. 얼마나 많은 듀티 사이클 증가가 "실질적인"것으로 고려되는지는, 전원(106)의 증가 용량의 증분 원가, 저장 디바이스(114) 추가에 요구되는 비용 및 공간 대 증가된 밝기, 증가된 배터리 수명, 장기 배터리 신뢰성(long term battery reliability) 등의 이점들로 인한 시스템(100)의 증가된 시장 가치를 포함하는 다양한 설계 요인들을 기초로 달라질 수 있다. 일 실시예에서, 시스템(100)의 한가지 유용한 설계 포인트는 전류 인출의 RMS 또는 평균 값의 약 30%의 피크-투-피크 변동(peak-to-peak variation)을 감소시키는 것으로 고려된다.
DC 전원(106)의 잘 정의된 타겟 듀티 사이클을 고려할 때, 본 기술 분야의 통상의 기술자는 디바이스(114)에 에너지 저장을 제공하기 위하여 적절한 커패시터들을 선택할 수 있다. 그러한 고려는 또한 다양한 조건들 하의 펄스형 광원들(102)의 전류 사용 프로파일, 전원(106)과 안정기(108)의 특성들, 다른 시스템 컴포넌트들의 전력 인출 등에 근거할 수 있다. 커패시터 기술의 개선은 결과적으로 주어진 에너지 저장 용량에 대해 감소된 사이즈 및 비용을 가진 이 목적을 위한 컴포넌트들의 사용가능성을 증가시켜준다. 이 목적에 적합한 에너지 저장 커패시터들의 예들이 하기의 표 1에 도시된다. 전체 커패시턴스을 증가시키고 전체 유효 직렬 저항(ESR)을 감소시키기 위하여 복수의 커패시터들이 병렬로 연결될 수 있다.
[표 1]
Figure pct00001
이제 도 4를 참조하여, 회로도(400)가 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 회로 컴포넌트들의 구체적인 예들을 도시한다. 도 1에서와 같이, 도 4는 전압원(402)과 내부 저항(404)으로서 나타낼 수 있는 DC 전원(106)을 포함한다. DC/DC 부스트 변환기(406)는 이 회로(400)에서 안정기로서 작동한다. 부스트 변환기는 출력 전압(V2)이 입력 전압(V1) 보다 큰 일종의 DC/DC 변환기이다.
이러한 타입의 변환기(406)는 거의 일정한(constant) 크기의 계속적인 입력 전류를 인출하도록 설계될 수 있고, 따라서, 입력 전압 V1이 거의 일정하다고 가정하면, 거의 일정한 레이트에서 에너지를 추출하는 수단을 제공한다. 예를 들어, USB 포트의 출력 전압은 USB 규격의 제한 내에서 동작할 때 거의 일정하다. 많은 배터리 유형들의 출력 전압이 전류 인출의 일부 범위 내에서 거의 일정하다. 따라서, 부스트 변환기(406)는 거의 일정한 레이트에서 배터리 또는 USB 포트와 같은 전원(106)으로부터 에너지를 추출하는데 사용될 수 있으며, 하기의 예들에서 사용된다.
부스트 변환기(406)의 출력은 저장 디바이스(114) 및 펄스형 전류 부하(408) 둘 모두에 결합된다. 본 명세서에서 저장 디바이스(114)는 디바이스(114)의 ESR을 이루는 저항(410)과 직렬인 이상적인 커패시터(412)로서 모델링된다. 펄스형 전류 부하(408)는 펄스 방식으로, 예를 들어, 일반적으로 구형파와 유사한 패턴으로 전류를 인출하는 임의의 전기적 디바이스일 수 있다. 도 1에 보인 것과 같은 LED 기반(LED-based) 컬러 순차 시스템의 경우에, 전력은 펄스 방식으로 광원들(102)에 전달될 수 있다. 고 효율로 이를 행하기 위하여, 에너지는 정전류로 전원(106)으로부터 인출되고 낮은 내부 저항(유효 직렬 저항)(410)을 가진 커패시터(412) 내에 저장되어 저장에 관련된 손실을 낮게 유지할 수 있다.
본 발명에 대한 보다 나은 이해를 얻기 위하여, 더욱 상세한 예가 도 5 및 도 6의 회로도에 도시되며, 여기서 유사한 참조 번호들은 도 1 및 도 4에 보인 유사한 컴포넌트들을 참조하기 위해 사용될 수 있다. 도 5의 도면은, 시뮬레이션된 LED 프로젝터 시스템의 전력 관리 회로(500)를 보여준다. 회로(500)는 DC 전원(106), 저장 디바이스(114), 및 부스트 변환기(406)를 포함한다. 도시된 부스트 변환기는 리니어 테크놀로지사(Linear Technology, Corp)에 의해 제조된 LTC3872 정주파수(constant frequency), 전류 모드 부스트 DC/DC 제어기이다. 회로(500)의 나머지 컴포넌트들은 부스트 변환기(406)의 규격 및 요구되는 전력 출력 특성들에 근거하여 선택될 수 있다. 회로(500)는 노드(502)를 통해 펄스형 전기 부하에 결합되며, 이는 도 6에서 계속된다.
도 6에서, 회로도(600)는 노드(502)를 통해 전력 관리 회로(500)로부터 펄스형 전류를 수신할 수 있는 세 개의 LED 구동 회로들(drive circuits) 중 하나를 도시한다. 일반적으로, 하기에서 논의되는 시뮬레이션의 목적으로, 시스템은 회로(600)와 실질적으로 유사한 세 개의 회로들을 포함할 수 있으며, 그것들 전체는 노드(502)에서 병렬로 결합되어 있다. 이 회로들(600)은 본 명세서에서 입력 전압원들(602)로서 표시되는 논리 회로들에 의해 LED들(604)이 독립적으로 펄스화되게 할 수 있다. 하기에서 보여질 바와 같이, 세 개의 회로들(600) 각각은 리니어 테크놀로지사에 의해 제조된 LT3476 구동기(110)의 일 채널에 입력되는 신호들(602)을 통해 개별적으로 펄스화될 수 있다. LT3476은 고 전류 LED들을 구동하기 위하여 정전류원(constant-current source)으로서 동작하도록 설계된 쿼드 출력의 DC/DC 변환기이다.
4 채널 구동기(110)의 각각의 채널은 적어도 하나의 컬러 필드 동안 상이한 컬러의 LED(604)를 조명할 수 있다. 제한이 아닌 예로서, 시뮬레이션은, 각각의 필드가 각각 녹색, 적색, 및 청색 LED에 의해 조명되는 세 개의 컬러 필드들을 사용한다. 시뮬레이션에서, 각각의 LED(604)는 개별적으로 조명된다. 그러나, 하기에서 더 자세히 논의될 바와 같이, LED들(604) 중 두 개 이상이 주어진 컬러 필드 동안 동시에 조명할 수 있도록 입력 신호들(602)이 프로그램가능하게 변경될 수 있다. 이는 예를 들어, 증가된 밝기를 제공하는 사용자 선택가능 모드들의 결과일 수 있다. 또한 하기에서 기술될 바와 같이, 전력 관리 회로(500)는 이 추가적인 모드들에 근거하여 회로들(500, 600) 내에서의 전류 흐름을 조정하기 위한 특징부들을 포함할 수 있다.
이 회로들(500, 600)은, 다른 무엇 보다도, 1) 최대 이용가능/허용가능 전류에서 전원으로부터 계속적인 또는 거의 계속적인 에너지 추출을 제어하기 위한 회로, 2) 에너지 저장 커패시터, 3) 최대 에너지 저장을 제한하는 보호 회로, 4) 하나 이상의 LED들(604)과 같은 부하에 펄스형 전류를 전달하기 위한 회로를 포함할 수 있다. 이 시스템은, 개선된 밝기를 위해 조명 LED들(604)에 최대 이용가능한 전력을 제공하도록 LED 기반 컬러 순차 시스템이 전류 제한 전원(106)(예를 들어, 리튬 배터리 또는 USB 포트)으로부터 최대 전력을 끌어낼 수 있게 해준다. 또한, 큰 주기적 펄스들과는 대조적으로, 일정한 레이트에서 에너지를 인출하는 것은 전원의 내부 임피던스에서 발생되는 열을 감소시킬 수 있고, 전원의 온도를 감소시키면서 또한 전원으로부터 LED들(604)로의 에너지 전달 효율을 증가시킨다.
시뮬레이션의 목적으로, 도 5에 도시된 전원 공급장치(106)는 배터리 전압으로서의 전압원(402)과 이 배터리의 내부 저항으로서 저항(404)을 갖는 리튬 배터리로 구성된다. 에너지 저장 디바이스(114)는 커패시터(412)로 나타낸 커패시턴스 및 저항(410)으로 나타낸 유효 직렬 저항(ESR)을 갖는다. 회로(500)의 나머지는 배터리(106)로부터 약 2 암페어의 정전류 인출뿐만 아니라 저장 커패시터(412) 상에서 최대 저장 레벨이 감지될 때 계속적인 전류 인출을 중단시키기 위한 최대 에너지 저장 감지 및 제어를 제공한다. 회로들(500, 600)은 본 명세서에서 LED(604)로 나타낸 세 개의 LED들에 펄스형 전류를 제공한다. 각각의 LED(604)는 색 순차 디스플레이를 조명하기 위하여 펄스형 녹색광, 적색광, 및 청색광 중 하나를 제공한다.
이제 도 7a와 관련하여, 그래프(700)는 위에서 기술된 회로들(500, 600)을 사용한 회로 시뮬레이션에서 보이는 각각의 전압 및 전류를 표시한다. 그래프(700)는 각각 녹색, 적색 및 청색 LED의 조명을 야기하는 각각의 전류 펄스들(706, 708, 710)을 포함한다. 도 5의 저장 커패시터(412)의 전압은 트레이스(702)에 의해 표시된다. 전원(106)으로부터의 전류는 트레이스(704)에 의해 표시되고, 이는 LED 전류 펄스들(706, 708, 710)로부터 펄스 트레인을 구분하기 위한 복수의 참조 표시들을 포함한다. 펄스들(706, 708, 710)은 인에이블된 논리 전압원들(602)이고 녹색, 적색 및 청색 LED 전류 펄스들의 타이밍을 제어하기 위하여 사용된다.
시뮬레이션에서 회로는 약 33 ms 후 까지는 정상 상태 동작에 도달하지 않는다는 것에 주목하여야 한다. 이 시간 전에, LT3476 회로들이 적절한 바이어스 점에 도달하고 모든 후속적인 펄스들이 적절하게 생산된다. 이 예에서, 전원(106)으로부터의 (저항(404)을 통한) 전류 인출(704)은 약 85%의 정상 상태 듀티 사이클을 가지며, 대략 1.7 암페어 피크이다. 그래프(700)의 검토를 통해 곡선(704)의 듀티 사이클이 펄스들(706, 708, 710)의 혼합 듀티 사이클(composite duty cycle)(예를 들어, 약 60-65% 듀티 사이클)보다 크다는 것을 알 수 있다. 에너지 저장 디바이스(114)가 없다면, 전류 인출 곡선은 펄스들(706, 708, 710)을 혼합한 것과 더 가까이 닮을 것이다.
도 7a에서 또한 알 수 있는 것은, 시간 = 0에서, 전압(702)이 배터리 전압과 동일하다는 것이다. 초기 15ms 동안, 전압(702)이 거의 일정한 경사로 증가하는 것을 알 수 있다. 이는 저장 커패시터(412)가 대략 2 암페어의 거의 일정한 배터리 전류로 충전되고 있기 때문이다(이 시뮬레이션에서의 배터리 전류는 거의 2 암페어로 제한된다). 전압 곡선(702)은 일정한 충전 및 방전 전류를 나타내는 일정한 위쪽 경사 및 아래쪽 경사를 가진다. 커패시터 에너지 저장은 최대 전압을 약 6 볼트로 제어함으로써 제한된다.
전압 곡선(702)은 녹색 LED 전류 펄스들(706) 동안 드룹(droop)되는데, 그 이유는 이 전류 펄스가 에너지가 부스트 변환기(406)에 의해 저장 커패시터(412)에 제공되고 있는 것보다 큰 레이트에서 저장 커패시터(412)로부터 에너지를 인출하기 때문이다. 그에 반해서, 전압(702)은 청색 LED 전류 펄스들(710) 동안 거의 평평하며, 이는 청색 펄스 동안 저장 커패시터(412)로부터 인출되고 있는 에너지가 부스트 변환기(406)에 의해 에너지가 저장 커패시터(412)에 제공되고 있는 레이트와 거의 같다는 것을 나타낸다. 투사 LED들(604)의 매우 다양한 전력 효율, 파장 등을 고려할 때, 녹색, 적색 및 청색 전류 펄스들(706, 708, 710)의 크기는 이 시뮬레이션들에서 동일하지 않고, 그것들이 실제로 동일할 필요도 없다. 투사 디바이스의 컬러 튜닝(color tuning) 및 상이한 동작 모드들과 같은 다른 요인들이 또한 이 크기들에 영향을 줄 수 있다.
도 5에 도시된 것과 같이 에너지 저장 디바이스(114)를 배치하는 대신, 종래의 접근법은 큰 커패시터를 배터리, 예를 들어 전원(106)과 병렬로 배치한다. 또 다른 시뮬레이션이 회로(500)의 수정된 버전을 사용하여 실시되었고, 여기서 C1과 저장 디바이스(114)(ESR(410)을 갖는 커패시터(412))의 위치는 도 5에 도시된 것으로부터 바뀌었다(swap). 결과적인 회로 성능은 도 7b의 그래프(720)에 도시된다. 그래프(720)는 도 7a의 대응하는 트레이스들(702, 704, 706, 708, 및 710)과 유사한 전류/전압 측정들(722, 724, 726, 728, 및 730)을 포함한다.
도 7b에서 볼 수 있는 바와 같이, 전원(106)의 저장 커패시터의 종래의 배치는 잘 동작하지 않는다. 전압 곡선(722)은 너무 낮게 드룹되어 LED 전류 펄스들이 도 7a에서 보인 설계 크기들 아래에 있다. 전류 흐름(724)은 정전류 인출이 아닌 전류 펄스들과 유사하다. 이는 최대 전류 인출이 R4(504)에 의해 약 2 암페어로 제한되어 있음에 기인한다. 추가적인 시뮬레이션들은 R4(504)가 최대 전류 인출을 약 3 암페어로 증가시키도록 변경되는 경우에도 여전히 이 전류 펄스를 보여준다. 그러한 경우에, LED 전류 펄스들의 진폭은 복구(restore)되나, 배터리로부터의 전류 인출은 여전히 전류 펄스들로서 나타난다. 이는 또한 재배치된(relocated) 저장 디바이스(114)의 ESR이 0.001 옴으로 두 자릿수 크기(two orders of magnitude)만큼 감소되는 때의 경우에도 여전하다.
이 수정된 회로의 다른 시뮬레이션들은 저장 커패시터의 용량을 10배로 증가시키는 것이 배터리(예를 들어, 724)로부터 인출되는 전류의 리플을 약 2.7 암페어의 피크-투-피크 값으로부터 약 0.8 암페어로 감소시켜, 약 1.7 암페어의 계속적인 전류 인출에 도달하는 것을 보여준다. 수정된 회로에서 약 1.7 암페어의 거의 계속적인 정상 상태 전류 인출을 얻기 위하여, 저장 커패시터는 또 다시 10배로 440mF(병렬로된 100개의 4mF 0.1 옴 ESR 커패시터들과 등가임)로 증가되어야 한다. 이는 배터리로부터 인출된 전류의 리플을 겨우 0.2 암페어 피크-투-피크로 감소시킨다. 이것은 도 5의 회로의 성능과 비슷하지만, 이 결과를 얻기 위하여 저장 커패시터의 용량의 10배의 증가가 요구된다.
이 회로 시뮬레이션들은, 주어진 응용에서, 커패시터가 배터리에 직접 연결되는 것 보다는 정전류 회로를 통해 배터리에 연결되면 더 적은 저장 커패시터로 배터리로부터의 계속적인 전류 인출이 달성될 수 있음을 보여준다. 저장 커패시터의 커패시턴스 값이 작을 수록 결과적으로 비용이 덜 들고 물리적 사이즈가 더 작아지게 되므로-모바일 디바이스 시장에서는 이 둘 모두가 중요함-, 도 5의 회로에 도시된 것과 같은 더 작은 커패시턴스가 몇몇 상황들에서 선호될 수 있다.
전원(106)의 듀티 사이클을 도 7a의 시뮬레이션 결과에 도시된 것보다 더 증가시키는 것이 가능할 수 있다. 예를 들어, 많은 동작 조건들 하에서 정상 상태 동작 동안 곡선(704)이 100% 듀티 사이클(예를 들어, 정전류 인출)에 가깝게끔 회로 컴포넌트들(예를 들어, 저장 디바이스(114)의 커패시턴스(412) 및 ESR(410))을 선택하는 것이 가능할 수 있다. 또 다른 실시예에서, 피드백 루프는 배터리로부터의 인출이 100% 듀티 사이클 또는 그 근처에 있지 않음을 검출할 수 있고, 그 결과로, 예를 들어, LED 드라이브 전류를 증가시킴으로써, 전류 인출의 진폭을 감소시킬 수 있다. 이는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 듀티 사이클 조정 피드백 회로(800)를 보여주는 간략화된 개략도인 도 8에서 보여진다.
회로(800)는 도 5와 관련하여 보여지고 기술된 것과 같은 DC 전원(106) 및 부스트 변환기(406)와 인터페이스한다. 도 5에 도시된 다른 컴포넌트들 및 상호연결들은 명료성을 위하여 도 8의 도면으로부터는 제거되었다. 피드백 컴포넌트(801)는 그래프(802)에 의해 표시된 바와 같이 전원(106)으로부터의 전류 출력의 듀티 사이클을 측정한다. 컴포넌트(801)는 전류 듀티 사이클(802)을 추정하기 위한 아날로그 또는 디지털 회로를 포함할 수 있다. 듀티 사이클(802)은, 예를 들어, 디지털 샘플링, 아날로그 적분기, 등을 사용하여 션트 전압(shunt voltage)을 분석함으로써 추정될 수 있다. 컴포넌트(801)의 출력은 컴포넌트(804)에서의 저항 및/또는 전압의 각각의 변경을 야기한다. 컴포넌트(804)는 부스트 변환기(406)의 전류 인출 크기를 설정(set)하는 도 5에 도시된 고정 저항(504)을 대체한다. 따라서, 듀티 사이클(802)이 특정 값 미만으로 떨어질 때, 이는 컴포넌트(801)에 의해 검출될 수 있다. 이에 응답하여, 컴포넌트는 컴포넌트(804)를 조정하는 것을 통해 부스트 변환기의 전류 인출을 감소시킬 수 있다.
본 발명의 예시적인 실시예에 따른 또 다른 듀티 사이클 조정 피드백 회로(900)가 도 9의 간략화된 개략도에 도시된다. 회로(900)는 도 5 및 도 6과 관련하여 도시되고 기술된 것과 같은 DC 전원(106) 및 구동기(110)와 인터페이스한다. 도 5 및 도 6에 도시된 다른 컴포넌트들 및 상호연결들은 명료성을 위하여 도 9의 도면으로부터 제거되었다.
피드백 컴포넌트(901)는 그래프(902)에 의해 표시된 것과 같은 전원(106)으로부터 전류 출력의 듀티 사이클을 측정한다. 컴포넌트(901)는 도 8의 컴포넌트(801)와 관련하여 위에서 기술된 것과 같은 임의의 방식으로 듀티 사이클(902)을 결정한다. 컴포넌트(901)는 두 개의 출력(904, 906)을 가지며, 이 출력들은 함께 또는 서로 별개로 구현될 수 있다.
컴포넌트(901)의 출력(904)은 컴포넌트(908)에서의 저항 및/또는 전압의 각각의 변경을 야기한다. 컴포넌트(908)는 도 6에 도시된 고정 저항들(606, 608) 중 하나 또는 둘 모두를 대체한다. 이 저항들(606, 608)은 Vadj(610)의 전압을 설정하기 위하여 선택될 수 있다. 컴포넌트(908)의 복수의 전압들이 LT3476과 같은 다중-채널 구동기의 각각의 채널에서 설정될 수 있음을 알아야 한다. Vadj(610)의 변경은 각각의 채널의 각각의 LED들(604)의 구동 전류를 변경한다. 따라서, 듀티 사이클(902)이 특정 값 미만으로 떨어질 때, 이는 컴포넌트(901)에 의해 검출될 수 있다. 이에 응답하여, 컴포넌트(901)는 컴포넌트(908)를 조정하는 것을 통해 LED(604)의 전류 인출을 증가시킬 수 있다.
가변 펄스 폭(variable pulse width) 전압원(910)에 의해 표시된 바와 같이, 출력(906)이 사용될 수 있고 그리고/또는 LED들(604)에 제공되는 펄스 듀티 사이클을 증가시킬 수 있다. 소스(910)에 의해 LED들(604)에 제공되는 펄스 폭들은 구동기(110)에 공급되는 디지털 논리 펄스들의 듀티 사이클을 독립적으로 변화시킬 수 있다. 입력(906)을 수신하는 컴포넌트(910)는 펄스들을 초기화/트리거하는 디바이스(예를 들어, 도 1의 이미저(104))일 수 있다. 또 다른 실시예에서, 컴포넌트(910)는 다른 곳에서(예를 들어, 도 1의 이미저(104)로부터) 기원된 펄스들의 펄스 폭을 증가/감소시키는 중개장치(intermediary)일 수 있다. 어느 경우에든, 디지털 논리 펄스 폭을 변경함으로써 LED들(604)의 조명 시간을 변화시키는 것이 LED들(604)에 의해 인출되는 시간 평균 전류를 증가 또는 감소시킬 수 있고, 따라서 DC 전원(106)의 듀티 사이클을 증가시킨다는 것이 이해될 것이다.
일반적으로, 장치가 비교적 일정하고 잘 정의된 전력 소비 프로파일을 가질 때, 비용 편익 분석(cost-benefit analysis)이 도 8 및 도 9에 도시된 것과 같은 피드백 회로들이 필요하고/필요하거나 바람직한지를 결정할 수 있다. 그러나, 부하가 매우 다양한 경우, 피드백 회로들은 배터리 효율 개선과 같은 본 명세서에 기술된 이점들을 제공하기 위하여 임의의 추가된 비용 및 복잡성만큼의 가치가 있을 수 있다. 예를 들어, 장치는, 두 개 이상의 광원들(102)이 몇몇 컬러 필드들 동안 동시에 조명하는 선택가능한 컬러 모드들을 가질 수 있다. 이는, 예를 들어, 감소된 컬러 게멋(color gamut)의 비용으로 더 밝은 픽쳐를 제공할 수 있다. 모드들을 변경하는 능력은 광원들을 구동하는데 필요한 펄스형 전류에 현저한 변화를 야기할 수 있고, 그러한 디바이스는 전력 피드백 회로들로부터 이익을 얻을 수 있다. 이 상이한 컬러 모드들을 보다 잘 이해하기 위하여, 발명의 명칭이 "Method, Apparatus, And System For Color Sequential Imaging"인 동시 출원된 공동 소유 미국 특허 출원(대리인 관리 번호 65827US002)이 참조되며, 이는 그 전체가 본 명세서에 참조로서 포함된다.
또 다른 시나리오에서, 장치는 복수의 소스들, 예를 들어, USB, 내부 배터리, 외부 전력 브릭, 등으로부터 전력을 수신할 수 있다. 이 전원들은 내부 저항, 최대 허용가능 전류 인출 등과 같은 실질적으로 상이한 특성들을 가질 수 있다. 그러한 경우에, 도 8 및 도 9에 도시된 것과 같은 피드백 회로들은 특정 전원에 기초하여 최적의 전력 전송 효율을 제공하도록 프로파일을 재단(tailor)할 수 있다.
다시 도 4를 참조하여, 본 발명의 실시예들에 따른 전원 공급장치 구성의 성능 양상들을 기술하는 수학적 분석이 이어진다. 제1 분석은 배터리 저항(404) 대 저장 디바이스(114)의 ESR(410)을 검토한다. (예를 들어, 도 7b와 관련하여) 위에서 논의된 바와 같이, 기존의 접근법들은 저장 커패시터를 전원(106)의 출력에 직접 결합하는 것을 포함한다. 그러한 경우에, 펄스형 부하(408)가 다시 공급장치(106)로부터 펄스형 전류를 인출할 것이고, 이는 공급장치의 내부 저항(404)을 통한 열 소산을 야기한다.
분석의 제1 부분은 저장 디바이스(114)가 없는 것을 제외하고 도 4와 같은 회로를 가정한다. 분석의 이 제1 부분에서, 회로가 저장 디바이스(114)를 포함하는 경우인 분석의 제2 부분과 구분하기 위하여 값들(예를 들어, 전압 V1)에 "프라임" 기호(')가 덧붙는다. 제1 부분에서, 변환기(406)로 들어가는 전력 P1'과 변환기(406)를 떠나는 전력 P2'은 다음과 같다.
P1′ = I1′ V1′ (1)
P2′ = I2′ V2′ (2)
매우 효율적인 DC/DC 변환기를 가정하면, 그러한 변환기로 들어가는 전력은 변환기를 떠나는 전력과 동일한 것으로 근사될 수 있다. 따라서, P1′ = P2′ 이고 수학식(3)이 얻어진다.
I1′ V1′ = I2′ V2′ (3)
펄스형 부하 전류 듀티 사이클을 D(여기서 D는 0과 1 사이임)인 것으로 정의하면, Rsupply에 의해 소산되는 전력 Psupply는 다음과 같다.
Psupply ′ = (I1′)2 Rsupply ′D (4)
수학식(3)과 수학식(4)를 결합하면 등가의 수학식(5)이 얻어진다.
Psupply' = (I2′)2(V2'/V1')2 Rsupply'D (5)
이는 저장 디바이스(114)가 없는 도 4의 회로의 전체 낭비 전력을 나타낸다. 다음으로, 도 4의 회로는 저장 디바이스(114)가 포함되어 평가된다. 이 경우, I1과 I2는 일정하고 Cstorage 는 정상 상태 전압으로 충전되는 것으로 가정된다. 실제 저장 커패시터는, 도 4에서 Rstorage 로 표시된 연관된 ESR을 가질 수 있다. 이 ESR이 크면, 연관된 전력 손실이 저장 커패시터의 잠재적 이익을 압도할 수 있다. 저장 커패시터의 충전 및 방전 사이클들 동안 I2R 열 손실로 인해 ESR에서 전력이 손실된다. 커패시터는 듀티 사이클 D동안 방전될 것이고, 듀티 사이클 1-D 동안 충전될 것이다. 충전 전류는 듀티 사이클 1-D 동안 I2 이고, 방전 전류는 D의 부분 기간(fractional duration) 동안 IP -I2 이다. 한번의 완전한 충전 및 방전 사이클 동안 ESR로 인한 전력 손실 PESR은 다음과 같다.
PESR = I2 2Rstorage(1-D) + (IP-I2)2RstorageD (6)
네트 충전 밸런스(net charge balance)를 가정할 때, 기간 1-D 동안 변환기로부터의 집적된 충전 전류(integrated charge current) I2와 기간 D 동안 변환기에 의해 부하로 공급된 집적된 전류 I2 의 합은 기간 D동안 집적된 부하 전류 IP와 동일할 것이고, 따라서, 수학식(7), (7a), (7b)가 얻어진다.
I2(1-D) + I2D = IPD (7)
I2[(1-D) + D] = IPD (7a)
I2[1-D + D] = IPD (7b)
수학식(7b)에서 I2에 대해 풀면 결과적으로 수학식(8)이 얻어진다.
I2 = IP D (8)
수학식(8)의 결과를 수학식(6)에 대입하면, 결과적으로 수학식 (9), (9a), (9b)가 얻어진다.
PESR = IP 2 D2 Rstorage(1-D) + (IP - IP D)2RstorageD (9)
PESR = IP 2 D2 Rstorage(1-D) + [IP (1- D)]2RstorageD (9a)
PESR = IP 2 D2 Rstorage(1-D) + IP 2 (1- D)2RstorageD (9b)
도 4의 회로의 총 낭비 전력은 ESR에 의해 소산된 전력과 Rstorage에 의해 소산된 전력의 합이다.
IP 2 D2 Rstorage(1-D) + IP 2 (1- D)2RstorageD + I2 2 (V2/V1)2 Rsupply (9c)
수학식(9c)에 수학식(8)을 대입하면, 결과적으로 수학식(9d)가 얻어진다.
IP 2 D2 Rstorage(1-D) + IP 2(1- D)2RstorageD+(IP D )2(V2/V1)2 Rsupply (9d)
수학식(9d)는 수학식(10)과 같이 재배열 될 수 있다.
IP 2 D2 Rstorage(1-D) + IP 2 (1- D)2RstorageD + IP 2D2 (V2/V1)2 Rsupply (10)
저장 디바이스(114)가 있는 도 4의 회로의 전력 소비가 저장 디바이스(114)가 없는 도 4의 회로에서보다 적다면, 수학식(10)은 수학식(5)보다 작을 것이고, 다음 결과가 될 것이다.
IP 2 D2 Rstorage(1-D) + IP 2 (1- D)2RstorageD + IP 2 D2 (V2/V1)2 Rsupply (10)
(IP ′)2 (V2 ′/V1 ′)2 Rsupply D (11)
공정한 비교(fair comparison)를 위해, 다음이 또한 참인 것으로 가정된다.
V2/V1=V2'/V1', IP=IP', 그리고 Rsupply=Rsupply'′ (12)
수학식(12)에서의 균등을 사용하여 수학식(11)에서의 불균등을 풀면 결과적으로 하기의 수학식(12a)이 되며, 수학식(12a)는 하기의 수학식(12b)-(12g)와 (13)로 더 축소된다.
IP 2 D2 Rstorage(1-D) + IP 2 (1- D)2RstorageD + IP 2 D2 (V2/V1)2 Rsupply `≤
IP 2 (V2/V1)2 Rsupply D (12a)
D Rstorage(1-D) + (1- D)2Rstorage + D (V2/V1)2 Rsupply ≤
(V2/V1)2 Rsupply (12b)
Rstorage[(1-D) D + (1- D)2] ≤ (V2/V1)2 Rsupply (1- D) (12c)
Rstorage[(D-D2) + (1- 2D + D2)] ≤ (V2/V1)2 Rsupply (1- D) (12d)
Rstorage[D-D2 + 1- 2D + D2] ≤ (V2/V1)2 Rsupply (1- D) (12e)
Rstorage(1- D) ≤ (V2/V1)2 Rsupply (1- D) (12f)
Rstorage ≤ (V2/V1)2 Rsupply (12g)
Rstorage ≤ Rsupply (V2/V1)2 (13)
수학식(13)이 참일 때, 저장 디바이스(114)가 있는 도 4의 회로의 열 전력 소모는 저장 디바이스(114)가 없는 회로의 전력 소모보다 적다. 다른 말로 하면, 충분히 작은 ESR을 지닌 커패시터들에 대해, 저장 커패시터는 LED들을 펄스화하는데 사용가능한 전력을 향상시킬 수 있다. 이는 부스트 변환기의 경우에 특히 유익한데, 그 이유는 그 경우에 V2/V1이 1보다 크기 때문이다. 그러한 경우, 저장 커패시터의 ESR이 전원 공급장치의 내부 저항보다 현저하게 작지 않다 하더라도, 이는 여전히 (V2/V1)2 항에 의해 상쇄(offset)될 수 있다.
다음으로, USB 듀티 사이클 대 저장 디바이스(114)의 ESR(410)을 관찰하는 유사한 분석이 논의된다. 다시, 제1 분석은 지정된 변수들에 대해 프라임 기호를 사용하여 저장 디바이스(114)가 없는 도 4의 회로를 모델링한다. 그러한 경우에, 펄스형 부하(408)는 다시 배터리 또는 USB 포트와 같은 외부 전류 제한 공급장치(106)로부터 펄스형 전류를 인출한다. 변환기(406)로 들어가는 전력 P1'과 변환기로부터 나오는 전력P2′ 는 다음과 같다.
P1′ = I1′ V1′ (14)
P2′ = I2′ V2′ (15)
매우 고 효율의 DC/DC 변환기를 가정하면, 그러한 변환기로 들어가는 전력은 변환기를 떠나는 전력과 동일한 것으로 가정될 수 있다. 따라서, 수학식(16)이 얻어진다.
P1′= P2′, 그리고, I1′ V1′ = I2′ V2′ (16)
또한, 저장 디바이스(114)가 없는 경우, 다음이 또한 참인 것으로 가정될 수 있다는 것을 알아야 한다.
I2′ = IP′ (17)
펄스형 부하 전류 듀티 사이클을 D(여기서 D는 0과 1 사이)인 것으로 정의하면, 펄스형 부하에 공급되는 전력 PP′ 은 다음과 같다.
Pp′ = IP′V2′D, (18)
수학식(17)와 수학식(18)을 결합하면 수학식(19)가 얻어진다.
Pp′ = I2′V2′D (19)
배터리 또는 USB 포트와 같은 외부 전류 제한 공급장치가 사용될 때, 본 발명의 실시예에 따른 회로는 도 4에 저장 디바이스(114)를 포함한 것에 기초하여 평가될 수 있고, I1 과 I2가 일정하고 Cstorage (412)가 정상 상태 전압으로 충전되는 것이 더 가정된다.
실제 저장 커패시터는 도 4에 Rstorage (410)으로 표시된 연관된 ESR을 가질 것이다. ESR(410)이 크면, 연관된 전력 손실이 저장 디바이스(114)의 잠재적 이익을 압도할 수 있다. 저장 커패시터(412)의 충전 및 방전 사이클들 동안 I2R 열 손실로 인하여 저장 디바이스(114)의 ESR(410)에서 전력이 손실된다. 커패시터(412)는 듀티 사이클(D)의 전류 펄스 동안 방전될 것이고, 듀티 사이클(1-D) 동안 충전될 것이다. 충전 전류는 듀티 사이클 1-D 동안 I2 이고, 방전 전류는 부분 기간 D 동안 IP-I2 이다. 저장 커패시터의 ESR로 인한 전력 손실 PESR 은 다음과 같다.
PESR = I2 2Rstorage(1-D) + (IP -I2)2RstorageD (20)
다시, 수학식(8) 또는 수학식(24)을 사용하여, 수학식(20)은 수학식(20a)-(20h) 및 (21)에 보여진 것과 같이 쓰여지고 더 간략화될 수 있다.
PESR = I2 2Rstorage(1-D) + (I2/D -I2)2RstorageD (20a)
PESR = I2 2Rstorage(1-D) + [I2(1/D -1)]2RstorageD (20b)
PESR = I2 2Rstorage(1-D) + I2 2 (1/D -1)2RstorageD (20c)
PESR = I2 2Rstorage(1-D) + I2 2 (1/D2 - 2/D +1)RstorageD (20d)
PESR = I2 2Rstorage(1-D) + I2 2 (1/D - 2 +D)Rstorage (20e)
PESR = I2 2Rstorage[(1-D) + (1/D - 2 +D)] (20f)
PESR = I2 2Rstorage[1-D+1/D - 2 +D] (20g)
PESR = I2 2Rstorage(1/D -1) (20h)
PESR = I2 2Rstorage(1 - D)/D (21)
펄스형 부하에 제공되는 전력 PP 은 변환기에 의해 공급된 전력에서 저장 커패시터의 ESR에 의해 소산된 전력을 뺀 것이다.
PP = I2V2 - PESR (22)
저장 커패시터 Cstorage 가 크다고 가정하면, V2는 본질적으로 일정할 것이며 그렇게 분석될 것이다. 이는 합리적인 접근인데 그 이유는 많은 구현들이 부하의 적절한 동작을 위해 V2 에서 최소의 드룹을 요구할 것이기 때문이다. 네트 충전 밸런스를 고려해볼 때, 기간 1-D 동안 변환기로부터 집적된 충전 전류 I2 와 기간 D 동안 변환기에 의해 부하로 공급되는 집적된 전류 I2 의 합은 기간 D 동안 집적된 부하 전류 IP와 동일하고, 따라서 수학식(23)이 얻어진다.
I2(1-D) + I2D = IPD, 또는 등등하게 I2 = IPD (23)
위의 수학식(23)에서 IP에 대해 풀면, 결과적으로 수학식(24)이 얻어진다.
IP = I2/D (24)
D가 1보다 작으므로, 이는 펄스형 부하 전류가 변환기에 의해 공급된 전류보다 1/D 배만큼 크다는 것을 보여준다. 이는 펄스형 LED 전류를 전원에 의해 직접 공급될 수 있는 것보다 커질 수 있게 한다. 수학식 (21)와 수학식 (22)을 결합하면 수학식(25)가 얻어진다.
PP = I2V2 - I2 2Rstorage(1-D)/D (25)
대상 회로에서 부하에 공급되는 전력이 저장 디바이스(114)가 없는 경우보다 있는 경우에 더 크므로, 부하(408)에 공급되는 펄스형 전력 PP는 펄스형 전력 Pp′보다 커야한다.
PP ≥ Pp′, 또는 등가로, y, I2V2 - I2 2Rstorage(1-D)/D ≥ I2′V2′D(26)
공정 비교를 위하여, 다음이 참인 것으로 가정될 수 있다.
V2 = V2' 그리고 I2 - I2' (26a)
수학식(26a)에서의 균등을 사용하여 앞의 수학식(26)에서의 불균등을 풀면, 결과적으로, 수학식(26b)가 얻어진다.
I2V2 - I2 2Rstorage(1-D)/D ≥ I2V2D (26b)
V2 - I2Rstorage(1-D)/D ≥ V2D (26c)
V2 - V2D ≥ I2Rstorage(1-D)/D (26d)
V2 (1 - D) ≥ I2Rstorage(1-D)/D (26e)
V2 ≥ I2Rstorage/D (26f)
D V2 / I2 ≥ Rstorage (26g)
Rstorage ≤ D V2 / I2 (26h)
Rstorage ≤ (V2/I2)D (27)
따라서, 수학식(27)이 참일 때, 부하(408)에 이용가능한 전력은 저장 디바이스(114)가 없을 경우보다 있는 경우에 더 크다.
많은 유형의 장치들이 본 명세서에 기술된 것과 같은 전력 관리 시스템을 이용할 수 있다. 사용자들은 정기적으로 점점 더 모바일 디바이스를 사용하고 있다. 이제 도 10을 참조하면, 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 동작들을 수행할 수 있는 대표적인 모바일 장치(1000)의 예시적인 실시예가 도시된다 본 기술분야의 기술자들은 이 예시적인 장치(1000)가 단지 그러한 디바이스들과 연관될 수 있는 일반적인 기능들을 나타내는 것이고, 또한 고정 컴퓨팅 시스템들(fixed computing systems)도 유사하게 이러한 동작들을 수행하기 위한 컴퓨팅 회로를 포함한다는 것을 이해할 것이다.
장치(1000)는, 예를 들어, 프로젝터(1020)(예를 들어, 휴대용 범용 직렬 버스 프로젝터, 자기 완결적 피코 프로젝터), 모바일 폰(1022), 모바일 통신 디바이스, 모바일 컴퓨터, 랩탑 컴퓨터(1024), 데스크톱 컴퓨터, 전화기 디바이스, 비디오 전화기, 컨퍼런스 전화기, 텔레비전 장치, 디지털 비디오 레코더(DVR), 셋탑 박스(STB), 라디오 장치, 오디오/비디오 재생기, 게임 디바이스, 위치 디바이스(positioning device), 디지털 카메라/캠코더, 및/또는 이와 유사한 것, 또는 이것들의 임의의 조합을 포함할 수 있다. 장치(1000)는 도 1, 도 4, 도 5, 도 6, 도 8, 및 도 9와 관련하여 보여지고 기술된 것과 같은 구성들(100, 400, 500, 600, 800 및/또는 900)의 특징부들을 포함할 수 있다. 또한, 장치(1000)는 도 11과 관련하여 하기에서 설명되는 것과 같은 기능들을 수행할 수 있다.
처리 유닛(1002)은 장치(1000)의 기본 기능들을 제어한다. 연관된 이 기능들은 프로그램 저장부/메모리(1004) 내에 저장된 명령들로서 포함될 수 있다. 본 발명의 예시적인 실시예에서, 저장부/메모리(1004)와 연관된 프로그램 모듈들은 비휘발성 전기적 소거가능 프로그램가능 판독 전용 메모리(EEPROM), 플래시 판독 전용 메모리(ROM), 하드 드라이브 등에 저장되며, 따라서 모바일 장치의 전원 차단 후 정보가 손실되지 않는다. 본 발명에 따라 동작들을 수행하기 위한 관련 소프트웨어가 또한 컴퓨터 프로그램 제품, 컴퓨터 판독가능 매체를 통해 제공될 수 있고, 그리고/또는 데이터 신호들을 통해 모바일 장치(1000)에 전송(예를 들어, 인터넷 및 중개 무선 네트워크들과 같은 하나 이상의 네트워크들을 통해 전기적으로 다운로드)될 수 있다.
모바일 장치(1000)는 처리/제어 유닛(1002)에 결합된 하드웨어 및 소프트웨어 컴포넌트들을 포함할 수 있다. 모바일 장치(1000)는 모바일 서비스 제공자 네트워크, 로컬 네트워크, 및 인터넷 및 공용 스위치 텔레폰 네트워크(PSTN)와 같은 공용 네트워크의 임의의 조합을 통해 유선 또는 무선 데이터 연결들의 임의의 조합을 유지하기 위한 하나 이상의 네트워크 인터페이스들(1005)을 포함할 수 있다.
모바일 장치(1000)는 또한 처리/제어 유닛(1002)에 결합된 대안적인 네트워크/데이터 인터페이스(1006)를 포함할 수 있다. 대안적인 데이터 인터페이스(1006)는 유선 및 무선 매체를 포함하는 데이터 전송 매체의 임의의 방식을 사용하여 2차적인 데이터 경로들을 통해 통신하는 성능을 포함할 수 있다. 대안적인 데이터 인터페이스들(1016)의 예는 USB, 블루투스, RFID, 이더넷(Ethernet), 1002.11 Wi-Fi, IRDA, 초광대역, WiBree, GPS, 등을 포함한다. 이 대안적인 인터페이스들(1006)은 또한 케이블, 네트워크, 및/또는 피어-투-피어 통신 링크들을 통해 통신할 수 있다. 이 대안적인 인터페이스들(1006)은 또한 예컨대, USB를 통해서 장치(1000)에 전력을 제공할 수 있다.
프로세서(1002)는 또한 모바일 장치(1000)와 연관된 사용자 인터페이스 하드웨어(1008)에 결합된다. 모바일 단말기의 사용자 인터페이스(1008)는 액정 디스플레이(LCD) 디바이스와 같은 디스플레이(1020)를 포함할 수 있다. 사용자 인터페이스 하드웨어(1008)는 또한 사용자 입력들을 수신할 수 있는 입력 디바이스와 같은 트랜스듀서(transducer)를 포함할 수 있다. 다양한 사용자 인터페이스 하드웨어/소프트웨어가, 키 패드, 스피커, 마이크로폰, 음성 명령, 스위치, 터치 패드/스크린, 포인팅 디바이스, 트랙볼, 조이스틱, 진동 발생기, 빛, 가속도계(accelerometer), 등과 같은 인터페이스(1008)에 포함될 수 있다. 이러한 그리고 다른 사용자 인터페이스 컴포넌트들은 본 기술분야에서 알려져 있는 바와 같이 프로세서(1002)에 결합된다.
장치(1000)는 사용자 인터페이스 하드웨어(1008)의 부분이거나 이와는 독립적인 센서들/트랜스듀서(transducer)들(1010)을 포함할 수 있다. 그러한 센서들(1010)은 반드시 사용자와 상호작용하지 않더라도 로컬 조건들(local conditions)(예를 들어, 주변 광, 위치, 온도, 가속, 배향(orientation), 근접성(proximity), 등)을 측정할 수 있다. 그러한 센서들/트랜스듀서들(1010)은 또한 매체(예를 들어, 텍스트, 스틸 사진(still picture), 비디오, 사운드, 등)를 생산할 수 있다.
장치(1000)는 또한 위에서 기술된 것과 같은 순차적 컬러 이미징 디바이스와 같은 펄스형 부하(1012)를 더 포함한다. 부하(1012)는 장치(1000)의 주요한 기능적 컴포넌트일 수 있는바, 예를 들어, 부하(1012)는 장치(1000)에 의해 요구되는 전력의 실질적인 대다수를 소비할 수 있다. 이는, 예를 들어, 장치(1000)가 피코 프로젝터 주변 디바이스로서 구성되고 부하(1012)가 조명 디바이스를 포함하는 경우일 수 있다.
전력 변환 컴포넌트(power conditioning component)(1014)는 펄스형 전류를 부하(1012)에 제공한다. 전류는 본질적으로 하나 이상의 전원들로부터 기원된다. 본 명세서에 보여진 예시적인 전원들은 배터리(1016) 및 외부 전력 인터페이스(1018)를 포함한다. 외부 전력 인터페이스(1018)는 전용 포트(dedicated port)일 수 있거나, 데이터 인터페이스(1005, 1006)(예를 들어, USB, 이더넷 전원 장치(power over Ethernet))의 일부 또는 그 내부에 포함된 것일 수 있다. 일반적으로, 전력 변환 컴포넌트(1014)는 부하(1012)에 적용되는 것보다 높은 듀티 사이클에서 하나 이상의 전원들(1016, 1018)로부터 전류를 인출하는 회로를 포함할 수 있다. 일 예에서, 컴포넌트(1014)는 하나 이상의 소스들(1016, 1018)로부터 인출된 전류가 일정한 부하(예를 들어, 시변 전류(time varying current)의 RMS 또는 평균 값의 약 30%의 피크 투 피크 변동)에 가깝도록 설계될 수 있다.
프로그램 저장부/메모리(1004)는 모바일 장치(1000) 상에서 기능들 및 기능들과 연관된 응용들을 수행하기 위한 운영 시스템들을 포함할 수 있다. 프로그램 저장부(1004)는 판독 전용 메모리(ROM), 플래시 ROM, 프로그램가능 및/또는 소거가능 ROM, 랜덤 액세스 메모리(RAM), 가입자 인터페이스 모듈(SIM), 무선 인터페이스 모듈(WIM), 스마트 카드, 하드 드라이브, 컴퓨터 프로그램 제품, 및 착탈식(removable) 메모리 디바이스 중 하나 이상을 포함할 수 있다.
저장부/메모리(1004)는 또한 펄스형 부하 디바이스(1012)의 소프트웨어 제어를 제공하기 위한 하나 이상의 소프트웨어 구동기들(software drivers)(1020)을 포함할 수 있다. 소프트웨어 구동기(1020)는 운영 시스템 구동기(system driver), 미들웨어, 하드웨어 추상화 계층, 프로토콜 스택, 그리고 디바이스(1012) 및 관련된 하드웨어와의 인터페이스 및 액세스를 용이하게 해주는 다른 소프트웨어를 포함할 수 있다. 모바일 장치(1000)의 저장부/메모리(1004)는 또한 본 발명의 예시적인 실시예들에 따른 기능들을 수행하기 위한 특화된 소프트웨어 모듈들을 포함할 수 있다.
예를 들어, 프로그램 저장부/메모리(1004)는 펄스형 이미징 디바이스(1012)에 관련된 모드들의 수동 변경 또는 자동 변경을 가능하게 해주는 모드 선택 모듈(1022)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 사용자는, 모듈(1022)을 통해, 센서들(1010)을 통해 검출되는 주변 광에 근거하여 감소된 게멋(gamut)/증가된 밝기 모드에 진입하는 자동 모드 선택을 가능하게 할 수 있다. 다른 구성들에서, 사용자는, 모듈(1022)을 통해, 디스플레이될 특정 내용(예를 들어, 흑백의 텍스트/드로잉을 사용한 프레젠테이션)에 기초하여 거의 최대 밝기를 위한 그레이스케일 모드를 수동으로 선택할 수 있다. 모듈(1022)을 통해 선택된 특정 모드들은 부하 디바이스(1012)를 통해 소비되는 전력에 대응하는 변화를 야기할 수 있다. 그러한 경우에, 전력 변환 회로(1014)는 하나 이상의 전원들(1016, 1018)로부터의 전력 전송 효율을 최대화하도록 전력 소비를 재단하기 위한 설비들(예를 들어, 피드백 회로들)을 포함할 수 있다.
도 10의 모바일 장치(1000)는 본 발명의 원리들이 적용될 수 있는 컴퓨팅 환경의 대표적인 예로서 제공된다. 본 명세서에 기술된 내용으로부터, 본 기술 분야의 기술자들은 본 발명이 다양한 다른 현재 알려진 그리고 미래의 모바일 및 랜드라인 컴퓨팅 환경들에 동등하게 적용될 수 있음을 이해할 것이다. 예를 들어, 데스크탑 및 서버 컴퓨팅 디바이스들이 마찬가지로, 프로세서, 메모리, 사용자 인터페이스, 및 데이터 통신 회로를 포함한다. 따라서, 본 발명은 펄스형 전기 부하를 이용하는 임의의 알려진 컴퓨팅 구조에 적용가능하다.
이제 도 11을 참조로, 흐름도가 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 펄스형 전기 부하로의 전력 전송을 위한 방법(1100)을 도시한다. 이 방법은 장치의 정상 상태 동작(1102) 동안 발생하는 계속적인 과정을 포함한다. 전기적 부하가 안정기(예를 들어, 스위치 모드 전원 공급장치를 포함하는 전압 부스트 변환기와 같은 디바이스)를 통해 연속적인 활성 상태와 유휴 상태 사이에서 반복적으로 구동된다(1104). 안정기는 직류 전원, 예를 들어, 배터리 또는 외부 전력 인터페이스로부터 입력 전류를 수신한다. 전기 부하의 유휴 상태에서 안정기로부터의 출력 전류가 적어도 에너지 저장 디바이스에 제공된다(1106). 에너지 저장 디바이스는 부하 및 안정기에 결합된다. 출력 전류는, 입력 전류의 듀티 사이클이 출력 전류의 듀티 사이클보다 크게끔, 전기 부하의 활성 상태에서 안정기 및 에너지 저장 디바이스 둘 모두로부터 전기 부하에 제공된다(1108). 듀티 사이클에서의 이러한 증가는 예를 들어, 에너지 저장 디바이스의 저장 용량의 선택을 통해 얻어질 수 있다.
발명의 예시적인 실시예들의 상기 설명은 예시 및 설명의 목적을 위해 제공되었다. 이는 모두 망라하거나 본 발명을 개시된 정확한 형태로 제한하려고 의도한 것이 아니다. 상기 교시에 비추어 많은 변경예 및 변형예가 가능하다. 본 발명의 범주는 이러한 상세한 설명에 의해서가 아니라, 오히려 본 명세서에 첨부된 청구의 범위에 의해 제한되도록 의도한 것이다.

Claims (28)

  1. a) 스위치 모드 전원 공급장치(switched mode power supply); b) 직류 전원으로부터 입력 전류를 수신하도록 결합될 수 있는 전력 입력(power input); 및 c) 안정기로부터 펄스형 전류(pulsed current)를 인출(draw)하는 전기 부하(electrical load)에 결합될 수 있는 전력 출력을 포함하는 안정기; 그리고
    안정기의 전력 출력에 결합된 에너지 저장 디바이스를 포함하며, 에너지 저장 디바이스의 저장 용량은 입력 전류의 듀티 사이클이 펄스형 전류의 듀티 사이클보다 크도록 선택되는 장치.
  2. 제1 항에 있어서, 에너지 저장 디바이스의 저장 용량은 직류 전원의 전류 듀티 사이클이 정전류 인출(constant current draw)에 가깝게 되도록 선택되는 장치.
  3. 제1 항에 있어서, 적어도 전력 입력에 결합된 피드백 회로를 더 포함하며, 피드백 회로는 직류 전원의 듀티 사이클이 소정의 임계값과 만난다는 결정에 근거하여 전기 부하에 의해 인출되는 전류를 변경하는 장치.
  4. 제3 항에 있어서, 피드백 회로는 직류 전원의 전류 듀티 사이클이 소정의 임계값 미만으로 떨어진다는 결정에 근거하여 전기 부하에 의해 인출되는 전류를 증가시키는 장치.
  5. 제4 항에 있어서, 피드백 회로는 펄스형 전류의 듀티 사이클을 증가시킴으로써 전기 부하에 의해 인출되는 전류를 증가시키는 장치.
  6. 제4 항에 있어서, 피드백 회로는 전기 부하에 의해 인출되는 피크 전류를 증가시킴으로써 전기 부하에 의해 인출되는 전류를 증가시키는 장치.
  7. 제3 항에 있어서, 피드백 회로는 직류 전원의 듀티 사이클이 소정 임계값 미만으로 떨어진다는 결정에 근거하여 입력 전류를 감소시키는 장치.
  8. 제1 항에 있어서, 에너지 저장 디바이스의 최대 에너지 저장을 제한하는 보호 회로를 더 포함하는 장치.
  9. 제1 항에 있어서, 전기 부하는 하나 이상의 펄스형 발광 다이오드들을 위한 구동기(driver)를 포함하는 장치.
  10. 제1 항에 있어서, 안정기는 DC-DC 전압 부스트 변환기(voltage boost converter)를 포함하는 장치.
  11. 제10 항에 있어서, 에너지 저장 디바이스는 전원의 내부 저항과 DC-DC 전압 부스트 변환기의 전압 게인 제곱의 곱보다 작은 등가의 직렬 저항을 갖도록 선택된 커패시터를 포함하는 장치.
  12. 제1 항에 있어서, 직류 전원은 배터리와 범용 직렬 버스의 임의의 조합을 포함하는 장치.
  13. 제1 항에 있어서, 에너지 저장 디바이스는 커패시터를 포함하고, 커패시터는 직류 전원의 내부 저항보다 작은 등가의 직렬 저항을 갖도록 선택되는 장치.
  14. 제1 항에 있어서, 장치는 직류 전원을 포함하는 장치.
  15. 스위치 모드 전원 공급장치를 포함하는 안정기 - 안정기는 직류 전원으로부터 입력 전류를 수신함 - 를 통해 연속적인 활성 상태(active state)와 유휴 상태(idle state) 사이에서 반복적으로 전기 부하를 구동하는 단계;
    전기 부하의 유휴 상태에서 안정기로부터의 출력 전류를 적어도 에너지 저장 디바이스 - 에너지 저장 디바이스는 부하 및 안정기에 결합됨 - 에 제공하는 단계; 그리고
    전기 부하의 활성 상태에서 안정기 및 에너지 저장 디바이스 둘 모두로부터의 출력 전류를 전기 부하에 제공하는 단계를 포함하며, 에너지 저장 디바이스의 저장 용량은 입력 전류의 듀티 사이클이 출력 전류의 듀티 사이클보다 크도록 선택되는 방법.
  16. 제15 항에 있어서, 에너지 저장 디바이스의 저장 용량은 입력 전류의 듀티 사이클이 정전류 인출에 가깝도록 선택되는 방법.
  17. 제15 항에 있어서, 입력 전류의 듀티 사이클이 소정의 입계값과 만난다는 것을 결정하는 단계, 및 이에 응답하여 활성 상태에서 전기 부하의 전류를 변경하는 단계를 더 포함하는 방법.
  18. 제17 항에 있어서, 활성 상태에서 전기 부하의 전류를 변경하는 단계는 전원의 전류 듀티 사이클이 소정의 임계값 미만으로 떨어진다는 결정에 근거하여 전기 부하의 전류를 증가시키는 것을 포함하는 방법.
  19. 제18 항에 있어서, 전기 부하의 전류를 증가시키는 단계는 a) 전기 부하가 활성 상태에 있는 시간을 증가시키는 것과 b) 활성 상태에서 전기 부하에 의해 인출되는 피크 전류를 증가시키는 것의 임의의 조합을 포함하는 방법.
  20. 제15 항에 있어서, 입력 전류의 듀티 사이클이 소정의 임계값과 만난다는 것을 결정하는 단계, 및 이에 응답하여 입력 전류를 변경하는 단계를 더 포함하는 방법.
  21. 출력 듀티 사이클에 따라 발광 다이오드들에 펄스형 온 오프 전류를 제공하도록 구성된 하나 이상의 구동기 회로들;
    하나 이상의 구동기 회로들에 결합되어 펄스형 온 오프 전류를 제공하는 전력 출력을 포함하고 그리고 직류 전원으로부터 입력 전류를 수신할 수 있는 스위치 모드 안정기; 그리고
    에너지 저장 디바이스가 출력 듀티 사이클의 적어도 유휴 상태 동안에 에너지를 저장하도록 안정기의 전력 출력에 결합된 에너지 저장 디바이스를 포함하며, 에너지 저장 디바이스의 저장 용량은 입력 전류의 듀티 사이클이 출력 듀티 사이클보다 크도록 선택되는 장치.
  22. 제21 항에 있어서, 에너지 저장 디바이스의 저장 용량은 입력 전류의 듀티 사이클이 정전류 인출에 가깝도록 선택되는 장치.
  23. 제21 항에 있어서, 입력 전류의 듀티 사이클을 검출하도록 결합된 피드백 회로를 더 포함하고, 피드백 회로는 입력 전류의 듀티 사이클이 소정의 임계값과 만난다는 결정에 근거하여 구동기 회로들에 의해 인출되는 전류를 변경하는 장치.
  24. 제23 항에 있어서, 피드백 회로는 구동기 회로들에 결합되어 입력 전류의 듀티 사이클이 소정의 임계값 미만으로 떨어진다는 결정에 근거하여 구동기들에 의해 인출되는 전류를 증가시키는 장치.
  25. 제21 항에 있어서, 입력 전류의 듀티 사이클을 검출하도록 결합된 피드백 회로를 더 포함하고, 피드백 회로는 전원의 전류 듀티 사이클이 소정의 임계값 미만으로 떨어진다는 결정에 근거하여 입력 전류를 감소시키는 장치.
  26. 제21 항에 있어서, 에너지 저장 디바이스는 커패시터를 포함하며, 커패시터는 직류 전원의 내부 저항보다 작은 등가의 직렬 저항을 갖도록 선택되는 장치.
  27. 제21 항에 있어서, 안정기는 DC-DC 전압 부스트 변환기를 포함하고, 에너지 저장 디바이스는 전원의 내부 저항과 DC-DC 전압 부스트 변환기의 전압 이득 제곱의 곱보다 작은 등가의 직렬 저항을 갖도록 선택된 커패시터를 포함하는 장치.
  28. 제21 항에 있어서, 장치는 이미지를 투사(project)하기 위하여 구동기 회로들에 결합된 하나 이상의 발광 다이오드들을 포함하는 프로젝터를 포함하는 장치.
KR1020127020246A 2010-01-05 2010-12-21 부하에 펄스형 전류를 공급하기 위한 방법, 장치, 및 시스템 KR20120120940A (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US29230510P 2010-01-05 2010-01-05
US61/292,305 2010-01-05
PCT/US2010/061582 WO2011084805A1 (en) 2010-01-05 2010-12-21 Method, apparatus, and system for supplying pulsed current to a load

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20120120940A true KR20120120940A (ko) 2012-11-02

Family

ID=43640469

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020127020246A KR20120120940A (ko) 2010-01-05 2010-12-21 부하에 펄스형 전류를 공급하기 위한 방법, 장치, 및 시스템

Country Status (7)

Country Link
US (1) US20120286691A1 (ko)
EP (1) EP2521954A1 (ko)
JP (1) JP2013516956A (ko)
KR (1) KR20120120940A (ko)
CN (1) CN102695997A (ko)
TW (1) TW201205260A (ko)
WO (1) WO2011084805A1 (ko)

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9235221B2 (en) * 2012-03-23 2016-01-12 Fairchild Semiconductor Corporation Early warning strobe for mitigation of line and load transients
KR20140078987A (ko) * 2012-12-18 2014-06-26 에스케이하이닉스 주식회사 레귤레이터, 전압 발생기 및 반도체 메모리 장치
DE102013106285B3 (de) * 2013-06-17 2014-02-13 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung und Verfahren zum Steuern des Betriebs einer Mehrzahl von zu versorgenden Komponenten einer Schaltungsanordnung
US20150022087A1 (en) * 2013-07-16 2015-01-22 GE Lighting Solutions, LLC Method and apparatus for providing supplemental power in a led driver
CN103794829B (zh) * 2013-12-23 2015-12-02 深圳市三奇科技有限公司 一种改善电池脉冲供电的方法
US20150249354A1 (en) * 2014-02-28 2015-09-03 Infineon Technologies Austria Ag Communication using load modulation
US20160302271A1 (en) * 2014-04-10 2016-10-13 Clinton O. Fruitman Power Conserving Method for Electric Lighting Supply
JP2015211545A (ja) * 2014-04-25 2015-11-24 ローム株式会社 電力供給装置、ａｃアダプタ、ａｃチャージャ、電子機器および電力供給システム
DE102015110658A1 (de) * 2014-07-14 2016-01-14 Yung-Sheng Chen Eine in einem gerät verwendete schaltstromversorgung mit eigenschaften eines hohen spitzenstroms
WO2016072995A1 (en) * 2014-11-06 2016-05-12 Stern Eldad Circuit to provide energy pulses
CN105357797B (zh) * 2015-11-24 2017-05-31 广州市佛达信号设备有限公司 一种led汽车灯具电路
AT517714B1 (de) * 2015-12-17 2017-04-15 Avl List Gmbh Schaltungsanordnung zur Signaleinprägung eines elektrischen Signals in eine elektrochemische Energieliefervorrichtung
FR3045972B1 (fr) * 2015-12-17 2019-09-13 Etix Labs S.A.R.L. Brassage dynamique de l'alimentation electrique
US10148174B2 (en) 2016-03-28 2018-12-04 Qualcomm Incorporated Duty cycle estimator for a switch mode power supply
US10037075B2 (en) * 2016-04-02 2018-07-31 Intel Corporation Voltage regulation techniques for electronic devices
US10588083B2 (en) 2017-05-18 2020-03-10 Tracie Wireless Llc Preventing peak current draw in a wireless device
TWI659588B (zh) * 2017-07-13 2019-05-11 瑞昱半導體股份有限公司 電子裝置、應用於該電子裝置的電源電路以及相關方法
CN109950939B (zh) * 2017-12-20 2021-09-24 炬芯科技股份有限公司 充电器状态检测电路、设备电路以及充电器状态检测方法
CN108009387A (zh) * 2017-12-29 2018-05-08 中国电子科技集团公司信息科学研究院 一种复合能源仿真系统及管理策略
JP7070044B2 (ja) * 2018-04-26 2022-05-18 トヨタ自動車株式会社 電池情報処理システム、電池モジュールの満充電容量算出方法、電池モジュールの内部抵抗算出方法、および、組電池の製造方法
CN112311070B (zh) * 2019-07-25 2023-05-05 株洲中车时代电气股份有限公司 一种充电机负载突投控制方法及其装置
CN110361589B (zh) * 2019-08-09 2021-09-28 四川虹美智能科技有限公司 一种压缩机运行状态数据采集装置、方法及管理系统
US11271416B2 (en) * 2019-11-20 2022-03-08 Semiconductor Components Industries, Llc Methods and apparatus for a battery
CN113238088B (zh) * 2021-05-08 2023-01-20 中国测试技术研究院辐射研究所 基于电荷平衡的高精度微弱电流测量电路及方法
TWI803925B (zh) * 2021-08-03 2023-06-01 明基電通股份有限公司 低待機耗電量的會議系統
CN114189958A (zh) * 2021-11-01 2022-03-15 广州市浩洋电子股份有限公司 一种利用抑振模块减少光源低亮抖动的装置和灯具

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6998822B2 (en) * 2001-05-15 2006-02-14 Energy Storage Systems Pty Ltd Power supply for a pulsed load
US7016208B2 (en) * 2004-02-12 2006-03-21 Dell Products L.P. Frequency feedforward for constant light output in backlight inverters
CN101120618A (zh) * 2005-02-02 2008-02-06 Cap-Xx有限公司 电源
US7400310B2 (en) * 2005-11-28 2008-07-15 Draeger Medical Systems, Inc. Pulse signal drive circuit
WO2008098617A1 (de) * 2007-02-15 2008-08-21 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben mindestens einer led
US7884586B2 (en) * 2007-08-09 2011-02-08 Infineon Technologies Controlling a switching regulator mode determined by an ideal duty cycle for maintaining high efficiency for a wide input voltage range
US8040070B2 (en) * 2008-01-23 2011-10-18 Cree, Inc. Frequency converted dimming signal generation

Also Published As

Publication number Publication date
CN102695997A (zh) 2012-09-26
US20120286691A1 (en) 2012-11-15
TW201205260A (en) 2012-02-01
JP2013516956A (ja) 2013-05-13
EP2521954A1 (en) 2012-11-14
WO2011084805A1 (en) 2011-07-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20120120940A (ko) 부하에 펄스형 전류를 공급하기 위한 방법, 장치, 및 시스템
CN103545865B (zh) 用于在移动终端中供电的设备和方法
CN100459382C (zh) 对多个负载供给驱动电压的电压控制装置及包含它的电子设备
CN1596054B (zh) 发光控制电路
CN103636288B (zh) 负载驱动器、处理器控制的负载驱动器、以及计算机程序
US20090195182A1 (en) Light Emission Control Circuit for Turning on a Plurality of Light Emitting Elements, and Lighting Apparatus and Portable Information Terminal Having the Same
US20130215156A1 (en) Portable projector device, and method of prolonging battery life of a battery of the same and optimizing quality of an image projected by the same
EP2991324B1 (en) Method and device for button backlight processing
KR102034550B1 (ko) 전원공급장치 및 그 제어 방법
JP2007295775A (ja) 電源装置、ｌｅｄ駆動装置、照明装置、表示装置
US20140021882A1 (en) Power supply apparatus, electronic apparatus, and power supply control method
US9419472B2 (en) Mobile device solar powered charging apparatus, method, and system
JP2006271194A (ja) 電力コンバータからの出力電流を調整するための方法および装置
US10283076B1 (en) Operating multiple DC-to-DC converters efficiently by using predicted load information
US8913408B2 (en) Power supply device, organic light emitting display device having the same, and method of supplying power
CN100438531C (zh) 进行通常发光控制及闪光发光控制的图像摄影装置
Liu et al. A novel sequential-color RGB-LED backlight driving system with local dimming control and dynamic bus voltage regulation
CN112118434B (zh) 激光投影设备
TW201312544A (zh) 顯示器及顯示器的電源供應器控制方法
CN102542997A (zh) 用于视频显示设备的动态功率管理的系统和方法
CN215453041U (zh) 控制电路、摄像头模组及终端设备
US20120062183A1 (en) Electronic device and charging method thereof
US20210218332A1 (en) Electronic device and control method
CN105307322A (zh) 光源控制器、控制光源的方法以及电子设备
CN115482771A (zh) 显示装置及其控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid