KR20120119577A - 무선 통신 시스템에서 신호대 잡음비 추정 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 신호대 잡음비 추정 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

무선 통신 시스템에서 신호대 잡음비(SNR; Signal-to-Noise Ratio) 추정 방법 및 장치가 제공된다. 상기 SNR 추정 장치는 FFT(Fast Fourier Transform) 출력을 거친 수신 신호에서 복수의 섹터에 대한 각 섹터별 프리앰블(preamble) 신호를 선택하는 섹터별 프리앰블 선택부, 상기 각 섹터별 프리앰블 신호와 프리앰블 기준 신호의 상관을 수행하여 상관 신호를 출력하는 상관기, 상기 상관 신호를 기반으로 각 섹터별 수신 신호의 전력을 추정하는 신호 전력 추정부, 상기 상관 신호를 기반으로 각 섹터별 잡음 전력을 추정하는 잡음 전력 추정부, 상기 각 섹터별 잡음 전력 중 최소값을 선택하는 최소값 선택부, 상기 각 섹터별 수신 신호의 전력에서 상기 선택된 최소값을 빼서 각 섹터별 순수 전력을 출력하는 덧셈기, 및 상기 각 섹터별 순수 전력을 상기 선택된 최소값으로 나누어 SNR를 계산하는 나눗셈기를 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 신호대 잡음비 추정 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS OF ESTIMATING SIGNAL TO NOISE RATIO IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 무선 통신 시스템에서 신호대 잡음비(SNR; Signal-to-Noise Ratio) 추정 방법 및 장치에 관한 것이다.
광대역 무선 통신 시스템의 경우 한정된 무선 자원의 효율성을 극대화하기 위하여 효과적인 송수신 기법 및 활용 방안들이 제안되어 왔다. 차세대 무선통신 시스템에서 고려되고 있는 시스템 중 하나가 낮은 복잡도로 심벌간 간섭(ISI; Inter-Symbol Interference) 효과를 감쇄시킬 수 있는 직교 주파수 분할 다중(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템이다. OFDM은 직렬로 입력되는 데이터 심벌을 N개의 병렬 데이터 심벌로 변환하여 각각 분리된 N개의 부반송파(subcarrier)에 실어 전송한다. 부반송파는 주파수 차원에서 직교성을 유지하도록 한다. 각각의 직교 채널은 상호 독립적인 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)을 경험하게 되고, 이에 따라 수신단에서의 복잡도가 감소하고 전송되는 심벌의 간격이 길어져 심벌간 간섭이 최소화될 수 있다.
직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access; 이하 OFDMA)은 OFDM을 변조 방식으로 사용하는 시스템에 있어서 이용 가능한 부반송파의 일부를 각 사용자에게 독립적으로 제공하여 다중 접속을 실현하는 다중 접속 방법을 말한다. OFDMA는 부반송파라는 주파수 자원을 각 사용자에게 제공하며, 각각의 주파수 자원은 다수의 사용자에게 독립적으로 제공되어 서로 중첩되지 않는 것이 일반적이다. 결국 주파수 자원은 사용자마다 상호 배타적으로 할당된다.
단말은 수신 신호의 신호대 잡음비(SNR; Signal-to-Noise Ratio)를 추정할 수 있다. 추정된 SNR은 다양하게 적용될 수 있다. SNR을 이용하여 AMC(Advanced Modulation and Coding)가 적용될 수 있고, 단말은 MIMO(Multiple-Input Multiple-Output) 시스템에서 메시지나 피드백 채널을 통해 SNR을 기지국으로 보고하여 링크 성능을 안정시킬 수 있다. 또한, 높은 차수의 변조 방식을 사용함으로써 시스템 용량을 향상시킬 수 있다.
한편, 수신 신호의 SNR을 정확히 추정하기 위하여 잡음 전력을 정확하게 계산하는 것이 중요하다. 일반적으로 단말과 기지국의 거리가 가까운 경우 수신 신호의 세기가 세고, 수신 신호의 세기가 셀수록 잡음 전력의 추정의 에러가 커지게 된다. 따라서 SNR이 높은 수신 신호의 SNR 추정은 그 정확도가 비교적 떨어지게 된다.
따라서 보다 정확한 SNR 추정 방법이 요구된다.
본 발명의 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 무선 통신 시스템에서 신호대 잡음비(SNR; Signal-to-Noise Ratio) 추정 방법 및 장치를 제공하는 데에 있다. 특히 본 발명은 3-섹터 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서 프레임을 신호를 이용하여 수신 신호의 SNR을 추정하는 방법 및 장치를 제공한다.
일 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 신호대 잡음비(SNR; Signal-to-Noise Ratio) 추정 장치가 제공된다. 상기 SNR 추정 장치는 FFT(Fast Fourier Transform) 출력을 거친 수신 신호에서 복수의 섹터에 대한 각 섹터별 프리앰블(preamble) 신호를 선택하는 섹터별 프리앰블 선택부, 상기 섹터별 프리앰블 선택부와 연결되며, 상기 각 섹터별 프리앰블 신호와 프리앰블 기준 신호의 상관을 수행하여 상관 신호를 출력하는 상관기, 상기 상관기와 연결되며, 상기 상관 신호를 기반으로 각 섹터별 수신 신호의 전력을 추정하는 신호 전력 추정부, 상기 상관기와 연결되며, 상기 상관 신호를 기반으로 각 섹터별 잡음 전력을 추정하는 잡음 전력 추정부, 상기 잡음 전력 추정부와 연결되며, 상기 각 섹터별 잡음 전력 중 최소값을 선택하는 최소값 선택부, 상기 신호 전력 추정부 및 상기 최소값 선택부와 연결되며, 상기 각 섹터별 수신 신호의 전력에서 상기 선택된 최소값을 빼서 각 섹터별 순수 전력을 출력하는 덧셈기, 및 상기 최소값 선택부 및 상기 덧셈기와 연결되며, 상기 각 섹터별 순수 전력을 상기 선택된 최소값으로 나누어 SNR를 계산하는 나눗셈기를 포함한다.
상기 복수의 섹터의 개수는 3개일 수 있다.
상기 각 섹터별 프리앰블 신호는 상기 각 섹터에서 3 부반송파(subcarrier)마다 할당될 수 있다.
상기 각 섹터별 프리앰블 신호가 할당되는 부반송파는 상기 각 섹터에서 서로 겹치지 않을 수 있다.
다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기가 제공된다. 상기 OFDM 수신기는 신호를 수신하는 안테나, 상기 안테나와 연결되어 수신 신호를 처리하는 RF(Radio Frequency) 처리부, 상기 RF 처리부와 연결되는 보호구간 제거부, 상기 보호구간 제거부와 연결되는 FFT부, 상기 FFT부와 연결되는 등화기, 및 상기 FFT부와 연결되는 상기 SNR 추정 장치를 포함한다.
또 다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 SNR 추정 방법이 제공된다. 상기 SNR 추정 방법은 FFT 출력을 거친 수신 신호에서 복수의 섹터에 대한 각 섹터별 프리앰블 신호를 선택하는 단계, 상기 각 섹터별 프리앰블 신호와 프리앰블 기준 신호의 상관을 수행하여 상관 신호를 출력하는 단계, 상기 상관 신호를 기반으로 각 섹터별 수신 신호의 전력을 추정하는 단계, 상기 상관 신호를 기반으로 각 섹터별 잡음 전력을 추정하는 단계, 상기 각 섹터별 잡음 전력 중 최소값을 선택하는 단계, 상기 각 섹터별 수신 신호의 전력에서 상기 선택된 최소값을 빼서 각 섹터별 순수 전력을 출력하는 단계, 및 상기 각 섹터별 순수 전력을 상기 선택된 최소값으로 나누어 SNR를 계산하는 단계를 포함한다.
실제 신호대 잡음비(SNR; Signal-to-Noise Ratio)가 높을 때 SNR 추정 성능을 높일 수 있다.
도 1은 IEEE 802.16e 시스템의 프리앰블 구조의 일 예이다.
도 2는 OFDMA 시스템에서 일반적인 OFDM 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 3은 OFDM 수신기의 SNR 추정부를 나타낸 블록도이다.
도 4는 제안된 SNR 추정 방법에 의한 OFDM 수신기의 SNR 추정부를 나타낸 블록도이다.
도 5 내지 도 7은 제안된 SNR 추정 방법의 성능을 나타낸 그래프이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나, 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다. 또한 상세한 설명을 생략하여도 본 기술분야의 당업자가 쉽게 이해할 수 있는 부분의 설명은 생략하였다.
명세서 및 청구범위 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 “포함”한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11(Wi-Fi), IEEE 802.16(WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. IEEE 802.16m은 IEEE 802.16e의 진화로, IEEE 802.16e에 기반한 시스템과의 하위 호환성(backward compatibility)를 제공한다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA(Evolved-UMTS Terrestrial Radio Access)를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
설명을 명확하게 하기 위해, IEEE 802.16e을 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1은 IEEE 802.16e 시스템의 프리앰블 구조의 일 예이다.
하향링크 전송의 첫 번째 심벌은 프리앰블 신호의 전송을 위하여 사용될 수 있다. 각 FFT(Fast Fourier Transform) 크기에 따라 부반송파의 할당을 다르게 한 3개의 서로 다른 프리앰블 반송파 세트(preamble carrier-set)가 정의될 수 있다. 부반송파들은 특정 PN(Pseudo-Noise) 코드에 의해 부스트된(boosted) BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조 방식에 의하여 변조될 수 있다.
도 1을 참조하면 하나의 셀 내의 주파수 영역은 3개의 섹터로 구분된다. 섹터 0(s=0)은 부반송파 인덱스 0, 3, 6, …을 포함하는 프리앰블 반송파 세트 0에서 프리앰블 신호를 전송한다. 섹터 1(s=1)은 부반송파 인덱스 1, 4, 7, …을 포함하는 프리앰블 반송파 세트 1에서 프리앰블 신호를 전송한다. 섹터 2(s=2)은 부반송파 인덱스 2, 5, 8, …을 포함하는 프리앰블 반송파 세트 2에서 프리앰블 신호를 전송한다. 이와 같이 주파수 영역이 3개의 섹터로 나뉘어 서로 다른 부반송파가 할당되므로, 각 섹터 별로 잡음 전력을 구할 수 있다.
도 2는 OFDMA 시스템에서 일반적인 OFDM 수신기를 나타낸 블록도이다.
OFDM 수신기는 안테나(101), RF(Radio Frequency) 처리부(102), 보호구간 제거부(103), FFT(104), 등화기(105) 및 SNR(Signal-to-Noise Ratio) 추정부(106)를 포함한다. 안테나(101)를 통해 수신된 수신 신호는 RF 처리부(102)와 보호구간 제거부(103)를 거친다. SNR 추정부(106)는 FFT(104) 출력을 거친 수신 신호 중 프리앰블 신호를 선택하여 SNR을 추정한다. 즉, OFDM 송신기에서 프리앰블 신호로 이미 알려진 패턴의 신호를 전송하면, 이를 수신한 OFDM 수신기에서 프리앰블 신호를 이용하여 SNR을 추정한다. 이때 도 1의 IEEE 802.16e의 프리앰블 구조가 사용될 수 있다. 도 1의 프리앰블 구조에 의할 때, 프리앰블 신호는 주파수 영역에서 섹터당 3 부반송파마다 코드열을 할당한다.
도 3은 OFDM 수신기의 SNR 추정부를 나타낸 블록도이다.
도 3을 참조하면, SNR 추정부(106)는 프리앰블 선택부(201), 상관기(202), 신호 전력 추정부(203), 잡음 전력 추정부(204), 덧셈기(205) 및 나눗셈기(206)를 포함한다. FFT 출력을 거치고 프리앰블 선택부(201)에서 선택된 프리앰블 신호와 수신부에서 생성된 상기 프리앰블 신호의 기준 신호와 상호 상관이 상관기(202)에 의해서 수행된다. 상관기(202)에 의해서 상관 신호가 출력된다. 신호 전력 추정부(203)는 상기 상관 신호를 기반으로 신호 전력을 추정하며, 잡음 전력 추정부(204)는 상기 상관 신호를 기반으로 잡음 전력을 추정한다. 나눗셈기(206)는 상기 추정된 신호 전력을 상기 추정된 잡음 전력으로 나누어 SNR을 계산한다. 이때 사용되는 신호 전력은 전체 수신 신호의 전력에서 잡음 전력을 뺀 것으로, 이는 덧셈기(205)에 의해서 수행될 수 있다.
수신 신호의 정확한 SNR를 구하기 위하여 잡음 전력을 정확하게 구하는 것이 중요하다. 본 발명은 셀간 간섭(inter-cell interference)을 줄이기 위해 섹터당 서로 다른 부반송파를 할당하는 시스템에서, 섹터당 구한 잡음 전력의 최소값을 해당 섹터의 잡음 전력으로 간주하여 보다 정확하게 SNR을 추정하는 방법을 제안한다.
도 4는 제안된 SNR 추정 방법에 의한 OFDM 수신기의 SNR 추정부를 나타낸 블록도이다.
도 4을 참조하면, SNR 추정부(106)는 섹터별 프리앰블 선택부(201), 상관기(202), 신호 전력 추정부(203), 섹터 0 잡음 전력 추정부(301), 섹터 1 잡음 전력 추정부(302), 섹터 2 잡음 전력 추정부(303), 최소값 선택부(304), 덧셈기(205) 및 나눗셈기(206)를 포함한다. 섹터별 프리앰블 선택부(201)는 FFT 출력을 거친 수신 신호 중 각 섹터 별로 프리앰블 신호를 선택한다. 상관기(202)는 상기 각 섹터 별로 선택된 프리앰블 신호와 수신부에서 생성된 상기 프리앰블 신호의 기준 신호의 상호 상관을 수행하여 상관 신호를 출력한다. 신호 전력 추정부(203)는 상기 상관 신호를 기반으로 신호 전력을 추정한다. 섹터 0 잡음 전력 추정부(301), 섹터 1 잡음 전력 추정부(302) 및 섹터 2 잡음 전력 추정부(303)는 상기 상관 신호를 바탕으로 각각 섹터 0, 섹터 1 및 섹터 2의 잡음 전력을 추정한다. 최소값 선택부(304)는 상기 섹터 0 잡음 전력 추정부(301), 섹터 1 잡음 전력 추정부(302) 및 섹터 2 잡음 전력 추정부(303)에서 추정된 각 섹터의 잡음 전력 중 최소값을 선택한다. 나눗셈기(206)는 나눗셈기(206)는 상기 추정된 신호 전력을 상기 각 섹터당 잡음 전력의 최소값으로 나누어 SNR을 계산한다. 이때 사용되는 신호 전력은 전체 수신 신호의 전력에서 상기 각 섹터당 잡음 전력의 최소값을 뺀 것으로, 이는 덧셈기(205)에 의해서 수행될 수 있다.
이하, 상기 SNR 추정부의 동작을 수식으로 설명하도록 한다.
수신기에서의 정확한 동기를 가정하면, n번째 OFDM 심벌에서 m번째 부반송파의 FFT 출력 Ym (n)은 수학식 1에 의해서 표현될 수 있다.
<수학식 1>
Figure pat00001
여기서 Xm (n)은 n번째 OFDM 심벌의 m번째 부반송파의 송신 신호이며, Nm (n)은 평균이 0이고 표준편차가 σ2인 가산 백색 가우시안 잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이다. Hm (n)은 n번째 OFDM 심벌의 m번째 부반송파의 채널 응답이다. Nused는 주파수 영역에서 사용될 수 있는 부반송파의 개수이다. 프리앰블 신호는 3개의 부반송파마다 코드열이 할당되므로, 수학식 1의 부반송파 인덱스 m은 수학식 2와 같이 정의활 수 있다.
<수학식 2>
Figure pat00002
수학식 2에서 k는 프리앰블 심벌 인덱스이며, s는 섹터 인덱스이다.
Figure pat00003
이다. 따라서 각 섹터의 FFT 출력은 수학식 3으로 표현할 수 있다.
<수학식 3>
Figure pat00004
한편, 각 섹터의 잡음 전력은 인접한 부반송파의 채널 특성이 동일하다는 가정하에(Hk≒Hk-1≒Hk+1), 수학식 4에 의하여 정의된 Fk,s를 기반으로 하여 구해질 수 있다.
<수학식 4>
Figure pat00005
주파수 영역이 3개의 섹터로 구분되는 경우, 단말은 각 섹터로부터 전송되는 신호를 모두 수신한다. 수신 신호를 각 섹터당 신호로 분리하면 수학식 5와 같다.
<수학식 5>
Figure pat00006
수학식 5에서 Hk,0, Hk,1, Hk,2는 각 섹터의 독립적인 채널 특성을 나타내며, Xk,0, Xk,1 Xk,2는 OFDM 심벌 인덱스 n=0일 때 각 섹터로부터 전송되는 신호를 나타낸다. 수학식 5와 각 섹터별 코드열에 상관이 취해지며, 각 섹터별 잡음 전력을 수학식 6에 의해서 계산될 수 있다.
<수학식 6>
Figure pat00007
한편, Fk,s는 신호의 수신 전력의 영향을 받는다. 이는 수학식 7과 같이 표현할 수 있다.
<수학식 7>
Figure pat00008
수학식 6 및 수학식 7에 따라
Figure pat00009
는 f(Ps)가 증가함에 따라 함께 증가한다. 따라서 수학식 8에 의해서 선택된 각 섹터별 잡음 전력의 최소값이 잡음 전력으로 사용될 수 있다.
<수학식 8>
Figure pat00010
상기 선택된 각 섹터별 잡음 전력의 최소값을 이용하여 각 섹터의 SNR이 계산될 수 있다. OFDM 심벌 인덱스 n을 무시한 하나의 OFDM 심벌에서 각 섹터의 SNR을 수학식 9에 의해서 계산될 수 있다.
<수학식 9>
Figure pat00011
수학식 9에서
Figure pat00012
는 해당 섹터의 신호 전력을 나타낸다. 이때 해당 섹터의 신호 전력은 수신 신호의 전체 전력에서 상기 선택된 각 섹터별 잡음 전력의 최소값을 뺀 값이다.
이하, 제안된 SNR 추정 방법의 성능을 설명하도록 한다. 시뮬레이션 조건은 표 1과 같다.
Parameters Value
Channel BW 10MHz
Frame length 5ms
FFT size(NFFT) 1024
Preamble Nused 852
OFDMA symbol time 102.9s
Subcarrier spacing 10.94kHz
Sampling frequency 11.2MHz
Preamble power boosting 9dB
도 5 내지 도 7은 제안된 SNR 추정 방법의 성능을 나타낸 그래프이다.
도 5 내지 7에서 각 섹터의 전력비는 (P0, P1, P2)로 표시된다. Pi는 각 섹터로부터 수신된 신호이며, 이는 단말까지의 거리의 함수이다. 도 5를 참조하면, 60km/h로 이동하는 차량 안에서 SNR을 추정했을 때, 제안된 SNR 추정 방법에 의하여 추정된 SNR이 실제 SNR이 커지는 경우에도 종래의 기술에 의하여 추정된 SNR보다 정확함을 알 수 있다. 특히 해당 섹터가 섹터 0이라 가정했을 때, (P0, P1, P2)=(1,0,0)인 경우 실제 SNR을 정확하게 추정할 수 있다. 이는 다른 섹터의 부반송파에는 잡음만이 실려 있기 때문에 정확한 잡음 전력을 구하는 것이 가능하기 때문이다. 도 6은 3km/h로 이동하는 보행자의 경우의 SNR 추정 성능, 도 7은 60km/h로 이동하는 차량의 경우의 SNR 추정 성능을 나타낸다.
본 발명은 하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 하드웨어 구현에 있어, 상술한 기능을 수행하기 위해 디자인된 ASIC(application specific integrated circuit), DSP(digital signal processing), PLD(programmable logic device), FPGA(field programmable gate array), 프로세서, 제어기, 마이크로 프로세서, 다른 전자 유닛 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어 구현에 있어, 상술한 기능을 수행하는 모듈로 구현될 수 있다. 소프트웨어는 메모리 유닛에 저장될 수 있고, 프로세서에 의해 실행된다. 메모리 유닛이나 프로세서는 당업자에게 잘 알려진 다양한 수단을 채용할 수 있다.
상술한 예시적인 시스템에서, 방법들은 일련의 단계 또는 블록으로써 순서도를 기초로 설명되고 있지만, 본 발명은 단계들의 순서에 한정되는 것은 아니며, 어떤 단계는 상술한 바와 다른 단계와 다른 순서로 또는 동시에 발생할 수 있다. 또한, 당업자라면 순서도에 나타낸 단계들이 배타적이지 않고, 다른 단계가 포함되거나 순서도의 하나 또는 그 이상의 단계가 본 발명의 범위에 영향을 미치지 않고 삭제될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
상술한 실시예들은 다양한 양태의 예시들을 포함한다. 다양한 양태들을 나타내기 위한 모든 가능한 조합을 기술할 수는 없지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 다른 조합이 가능함을 인식할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 이하의 특허청구범위 내에 속하는 모든 다른 교체, 수정 및 변경을 포함한다고 할 것이다.

Claims (13)

  1. 무선 통신 시스템에서,
    FFT(Fast Fourier Transform) 출력을 거친 수신 신호에서 복수의 섹터에 대한 각 섹터별 프리앰블(preamble) 신호를 선택하는 섹터별 프리앰블 선택부;
    상기 섹터별 프리앰블 선택부와 연결되며, 상기 각 섹터별 프리앰블 신호와 프리앰블 기준 신호의 상관을 수행하여 상관 신호를 출력하는 상관기;
    상기 상관기와 연결되며, 상기 상관 신호를 기반으로 각 섹터별 수신 신호의 전력을 추정하는 신호 전력 추정부;
    상기 상관기와 연결되며, 상기 상관 신호를 기반으로 각 섹터별 잡음 전력을 추정하는 잡음 전력 추정부;
    상기 잡음 전력 추정부와 연결되며, 상기 각 섹터별 잡음 전력 중 최소값을 선택하는 최소값 선택부;
    상기 신호 전력 추정부 및 상기 최소값 선택부와 연결되며, 상기 각 섹터별 수신 신호의 전력에서 상기 선택된 최소값을 빼서 각 섹터별 순수 전력을 출력하는 덧셈기; 및
    상기 최소값 선택부 및 상기 덧셈기와 연결되며, 상기 각 섹터별 순수 전력을 상기 선택된 최소값으로 나누어 신호대 잡음비(SNR; Signal-to-Noise Ratio)를 계산하는 나눗셈기를 포함하는 SNR 추정 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 섹터의 개수는 3개인 것을 특징으로 하는 SNR 추정 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 각 섹터별 프리앰블 신호는 상기 각 섹터에서 3 부반송파(subcarrier)마다 할당되는 것을 특징으로 하는 SNR 추정 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 각 섹터별 프리앰블 신호가 할당되는 부반송파는 상기 각 섹터에서 서로 겹치지 않는 것을 특징으로 하는 SNR 추정 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 각 섹터별 잡음 전력은 아래의 수학식에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 SNR 추정 장치.
    Figure pat00013

    단,
    Figure pat00014
    이며, k는 프리앰블 심벌 인덱스, s는 섹터 인덱스이다. Fk,s는 아래의 수학식에 의해서 정의된다.
    Figure pat00015

    Xk,s는 상기 각 섹터로부터 전송되는 신호, Yk,s는 상기 각 섹터로 수신되는 수신 신호이다.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 SNR은 아래의 수학식에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 SNR 추정 장치.
    Figure pat00016

    단,
    Figure pat00017
    는 상기 각 섹터별 순수 전력,
    Figure pat00018
    는 상기 각 섹터별 잡음 전력의 최소값,
    Figure pat00019
    , k는 프리앰블 심벌 인덱스, s는 섹터 인덱스, n은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌 인덱스, Yk,s는 상기 각 섹터로 수신되는 수신 신호이다.
  7. 무선 통신 시스템에서,
    신호를 수신하는 안테나;
    상기 안테나와 연결되어 수신 신호를 처리하는 RF(Radio Frequency) 처리부;
    상기 RF 처리부와 연결되는 보호구간 제거부;
    상기 보호구간 제거부와 연결되는 FFT(Fast Fourier Transform)부;
    상기 FFT부와 연결되는 등화기; 및
    상기 FFT부와 연결되는 상기 청구항 1의 SNR 추정 장치를 포함하는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기.
  8. 무선 통신 시스템에서,
    FFT(Fast Fourier Transform) 출력을 거친 수신 신호에서 복수의 섹터에 대한 각 섹터별 프리앰블(preamble) 신호를 선택하는 단계;
    상기 각 섹터별 프리앰블 신호와 프리앰블 기준 신호의 상관을 수행하여 상관 신호를 출력하는 단계;
    상기 상관 신호를 기반으로 각 섹터별 수신 신호의 전력을 추정하는 단계;
    상기 상관 신호를 기반으로 각 섹터별 잡음 전력을 추정하는 단계;
    상기 각 섹터별 잡음 전력 중 최소값을 선택하는 단계;
    상기 각 섹터별 수신 신호의 전력에서 상기 선택된 최소값을 빼서 각 섹터별 순수 전력을 출력하는 단계; 및
    상기 각 섹터별 순수 전력을 상기 선택된 최소값으로 나누어 신호대 잡음비(SNR; Signal-to-Noise Ratio)를 계산하는 단계를 포함하는 SNR 추정 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    복수의 섹터의 개수는 3개인 것을 특징으로 하는 SNR 추정 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 각 섹터별 프리앰블 신호는 상기 각 섹터에서 3 부반송파(subcarrier)마다 할당되는 것을 특징으로 하는 SNR 추정 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 각 섹터별 프리앰블 신호가 할당되는 부반송파는 상기 각 섹터에서 서로 겹치지 않는 것을 특징으로 하는 SNR 추정 방법.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 각 섹터별 잡음 전력은 아래의 수학식에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 SNR 추정 방법.
    Figure pat00020

    단,
    Figure pat00021
    이며, k는 프리앰블 심벌 인덱스, s는 섹터 인덱스이다. Fk,s는 아래의 수학식에 의해서 정의된다.
    Figure pat00022

    Xk,s는 상기 각 섹터로부터 전송되는 신호, Yk,s는 상기 각 섹터로 수신되는 수신 신호이다.
  13. 제 8 항에 있어서,
    상기 SNR은 아래의 수학식에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 SNR 추정 방법.
    Figure pat00023

    단,
    Figure pat00024
    는 상기 각 섹터별 순수 전력,
    Figure pat00025
    는 상기 각 섹터별 잡음 전력의 최소값,
    Figure pat00026
    , k는 프리앰블 심벌 인덱스, s는 섹터 인덱스, n은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌 인덱스, Yk,s는 상기 각 섹터로 수신되는 수신 신호이다.
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