KR20120078129A - Ｒｆ 무선중계기의 간섭제거장치 및 간섭제거방법 - Google Patents

Ｒｆ 무선중계기의 간섭제거장치 및 간섭제거방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 RF 무선중계기의 간섭제거장치 및 간섭제거방법에 관한 것이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거장치는, WCDMA 망의 RF 중계기에 입력되는 궤환 간섭신호를 추적하여 실시간으로 제거하기 위한 무선중계기의 전파간섭제거장치에 있어서, 상기 RF 중계기의 커플링된 신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 컨벌루션하여 기준신호를 생성하는 컨벌루션연산부; 상기 기준신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 LMS(Least Mean Square) 방식을 사용하여 신호처리하는 신호처리부; 상기 신호처리부를 거친 신호의 LMS출력오차의 크기를 검출하는 오차검출부; 및 상기 신호처리부의 신호처리후에 동작하는 필터의 극점의 위치를 변경시키고, 상기 필터의 필터계수를 최적화하는 가변스텝변경부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

ＲＦ 무선중계기의 간섭제거장치 및 간섭제거방법 {DEVICE AND METHOD FOR INTERFERENCE CANCELLATION OF RF REPEATER}
본 발명은 RF 무선중계기의 간섭제거장치 및 간섭제거방법에 관한 것이다.
일반적으로 WCDMA 망과 같은 무선 이동통신 시스템의 서비스 권역을 형성하는데 있어 제작 단가 및 효율, 운용비용과 유지보수, 그리고 셀 환경변화에 따른 이설의 용이성 등을 고려할 때 가장 이상적인 중계기는 RF 중계기이다. 그러나, RF 중계기는 무선 통신채널의 고유한 특징인 다중전파 경로에 의한 페이딩(fading)과 송/수신 안테나간의 격리도(isolation) 부족으로 인해 송/수신 안테나간의 궤환(feedback) 신호에 의한 발진(oscillation) 및 채널 간섭(channel interference)을 유발하기 때문에, 기존의 2세대 망에서는 도심에서 활용도가 적고 한적한 교외지역과 빌딩 내 중계시스템(in-building repeater)용도로 제한적으로 운용되어 왔다.
페이딩에 의한 송/수신 안테나간의 간섭신호 유입에 의한 RF 중계 시스템의 발진은 CDMA 통신채널의 용량과 통화품질을 현저히 저하시키고 기지국 또는 중계기의 출력을 제한하게 됨에 따라 순방향(forward-path) 셀 커버리지(cell coverage)를 제한하게 되고, 나아가 셀 성능 전체에 걸쳐 심각한 영향을 미치게 된다. 따라서, 기지국을 설치하지 않고 소규모 단독 셀(cell)을 구성하거나 음영지역(shadow zone)을 해소할 목적으로 RF 중계기를 운용할 경우, 송/수신 안테나간의 간섭현상을 억제하기 위하여 두 안테나 간에 차폐막을 설치하거나 송/수신 안테나간의 이격거리를 최대한 멀리 떨어뜨려 운용되어 왔다. 그러나, 이러한 방법은 95dB에 이르는 중계시스템의 송신이득(amplification gain) 범위 내에서 두 안테나간의 간섭현상을 완벽히 제거할 수 없을 뿐 만 아니라, 차폐막 설치와 안테나 격리도 확보 자체가 설치 환경에 매우 의존적이어서 항상 적용할 수는 없으므로 근본적인 대책은 되지 못한다.
따라서 이러한 문제점을 보완하고 새로이 포설되고 있는 WCDMA망의 전국적인 확장을 가속화하고 경제적인 망 구성 및 운용을 가능하게 하기 위해서는, 고가의 광중계기를 대체하기 위한 RF 중계기시스템 내부에 무선 통신채널 고유의 특성인 페이딩에 의한 영향과 송/수신 안테나간의 간섭현상에 의해 발생하는 발진 및 채널 간섭을 추적하여 이를 효과적으로 제거할 수 있는 간섭제거(interference cancellation) 시스템이 필수적으로 요구된다.
ICS(Interference Cancellation System) 시스템의 간섭제거 성능은 최초 기준신호를 어떠한 신호를 사용하였는가 하는 것과 시스템에 탑재한 적응 알고리즘의 성능에 따라 결정된다. 기존에 제안된 ICS 시스템에서는 기준신호로써 중계기 출력신호를 그대로 사용하거나 중계기 내부에서 별도의 기준신호 발생장치를 구현하여 사용하였으며, 알고리즘은 신호처리 영역에서 잘 알려진 LMS(Least Mean Square) 알고리즘을 사용하고 있다. 이러한 LMS 적응 알고리즘은 구현이 간단하고 강인한 특성을 가지고 있지만 수렴속도가 느리고 일정하지 못한 수렴 특성을 가지고 있는데, WCDMA 역방향 링크의 페이딩 채널은 FRF(Fast Rayleigh Fading) 특성을 가짐으로 인해 LMS 알고리즘을 사용할 경우 필연적으로 성능열화가 발생한다.
따라서, 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 WCDMA 망의 RF 중계기에 유입되는 궤환 간섭신호를 실시간으로 추적하여 제거하기 위하여, 궤환간섭신호의 채널정보를 가지는 신호를 기준신호로 하여 LMS 알고리즘의 수렴속도를 개선하고, 가변스텝 LMS(VSS LMS: Variable Step Size LMS) 적응 알고리즘 사용하여 역방향 링크의 FRF 특성에 대해서도 안정적으로 궤환 간섭신호를 추정할 수 있는 RF 무선중계기의 간섭제거장치 및 간섭제거방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거장치 는, WCDMA 망의 RF 중계기에 입력되는 궤환 간섭신호를 추적하여 실시간으로 제거하기 위한 무선중계기의 전파간섭제거장치에 있어서, 상기 RF 중계기의 커플링된 신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 컨벌루션하여 기준신호를 생성하는 컨벌루션연산부; 상기 기준신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 LMS(Least Mean Square) 방식을 사용하여 신호처리하는 신호처리부; 상기 신호처리부를 거친 신호의 LMS출력오차의 크기를 검출하는 오차검출부; 및 상기 신호처리부의 신호처리후에 동작하는 필터의 극점의 위치를 변경시키고, 상기 필터의 필터계수를 최적화하는 가변스텝변경부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 컨벌루션연산부는 복수 개일 수 있고, 상기 복수 개의 컨벌루션 연산부가 병렬로 연결되어 상기 기준신호와 새로이 입력되는 입력신호를 복수 개의 채널별로 연산할 수 있다.
또한, 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법은, WCDMA 망의 RF 중계기에 입력되는 궤환 간섭신호를 추적하여 실시간으로 제거하기 위한 간섭제거방법에 있어서, 상기 RF 중계기의 커플링된 신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 컨벌루션하여 기준신호를 생성하는 컨벌루션 연산단계; 상기 기준신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 LMS(Least Mean Square) 방식을 사용하여 신호처리하는 신호처리단계; 및 상기 신호처리단계를 거친 신호의 LMS출력오차의 크기를 검출하는 오차검출단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 기준신호 생성단계는, 상기 기준신호를 다음의 수학식,
Figure pat00001
에 따라 생성하는 것을 특징으로 한다. 여기서, Z(t)는 S ref (t)와 S in ' (t)와의 상관관계를 나타내는 값이고, S in (t)는 기지국에서 수신되는 원 신호이고, S out (t)는 원 신호를 증폭하여 출력되는 중계기 출력 신호이며, S ref (t)는 중계기 출력 단에서 송신되는 출력신호의 일부분을 커플링(coupling)한 기준 신호이고, S out ' (t)는 중계기 출력신호가 중계기에 재입력되는 간섭신호이며, S in ' (t)는 중계기 총 입력신호이고, A는 채널의 감쇄값이다.
상기 신호처리단계와 상기 오차검출단계의 사이에는, 상기 신호처리단계를 거친 신호의 LMS출력오차의 크기가 0으로 수렴하지 않을 경우, 상기 신호처리후에 동작하는 필터의 극점의 위치를 변경시키는 극점위치변경단계; 및 상기 필터의 필터계수를 최적화하는 가변스텝변경단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 극점위치변경단계는 다음의 전달함수의 행렬,
Figure pat00002
에 의하여 상기 필터의 극점의 위치를 변경시키는 것을 특징으로 한다. 여기서, F(z)는 궤환제어 전달함수이고, [I k -B(n)]는 전달함수 행렬이며, I k 는 KｘK단위행렬이고, k는 극점조정값이며, Fkk(Z)는 다음의 수학식,
Figure pat00003
을 만족한다.
상기 극점위치변경단계는 상기 전달함수의 근을 설정한 후, 상기 설정된 근을 만족하는 상기 전달함수의 k배 만큼 원점방향으로 상기 필터의 극점을 변경하는 것을 특징으로 한다.
상기 가변스텝변경단계는, 상기 LMS출력오차의 값(e(n))이 0으로 수렴하지 않는 경우, 상기 LMS출력오차의 값에 대하여 (e(n)-e(n-1)) 2 을 가변 스텝을 정하기 위한 기준 오류신호로 사용하여, 상기 기준 오류신호를 다음의 수학식,
Figure pat00004
에 적용하여 상기 LMS출력오차값이 0으로 수렴되도록 반복실행되는 것을 특징으로 한다. 여기서, μ(n)는 가변스텝이고, e(n)은 오류값이며,
Figure pat00005
이고, p(n)은 자기상관 예측값이다.
상기 자기 상관 예측값은, e(n)와 e(n-1)사이의 LMS출력오차의 값의 상관 관계를 나타내고, 다음의 수학식,
Figure pat00006
을 만족하는 것을 특징으로 한다.
상기한 바와 같이, 본 발명에 의하면, WCDMA 망의 RF 중계기에 유입되는 궤환 간섭신호를 실시간으로 추적하여 제거하기 위하여, 궤환 간섭신호의 채널정보를 가지는 신호를 기준신호로 하여 LMS 알고리즘의 수렴속도를 개선하고, 가변스텝 LMS(VSS LMS: Variable Step Size LMS) 적응 알고리즘 사용하여 역방향 링크의 FRF 특성에 대해서도 안정적으로 궤환 간섭신호를 추정할 수 있다.
이상과 같은 본 발명에 대한 해결하고자 하는 과제, 과제 해결 수단, 효과 외의 구체적인 사항들은 다음에 기재할 실시예 및 도면들에 포함되어 있다. 본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거장치가 적용되는 무선중계시스템을 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거장치의 구조를 나타내는 블록도이다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법을 나타내는 순서도이다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법을 보다 구체적으로 나타내는 순서도이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법에서 기준신호로서 임의의 신호를 사용한 경우와 궤환간섭신호의 채널특성을 갖는 신호를 사용한 경우의 LMS 알고리즘의 성능 시뮬레이션 결과를 나타내는 그래프이다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법에서 오류값 기준신호로서 e(n)e(n-1)를 사용한 경우와 (e(n)-e(n-1)) 2 을 사용한 경우의 가변스텝 LMS 알고리즘의 성능 시뮬레이션 결과를 나타내는 그래프이다.
이하 본 발명의 실시예에 대하여 첨부한 도면을 참조하여 상세하게 설명하기로 한다. 다만, 첨부된 도면은 본 발명의 내용을 보다 쉽게 개시하기 위하여 설명되는 것일 뿐, 본 발명의 범위가 첨부된 도면의 범위로 한정되는 것이 아님은 이 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 용이하게 알 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거장치가 적용되는 무선중계시스템을 나타내는 블록도이고, 도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거장치의 구조를 나타내는 블록도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거장치가 적용되는 무선중계시스템은 수신안테나(10)로 수신된 신호는 주파수 하향 변환기(20)를 거쳐 RF대역에서 IF대역으로 변환되며, 제1 필터(30)를 거친 뒤 A/D변환기(40)에 의하여 디지털 신호로 변환되어 간섭제거장치(50)로 입력된다. 여기서, 상기 제1 필터(30)는 IF 대역의 신호를 디지털화하면서 생기는 image 또는 harmonic에 의하여 처리하고자 하는 대역외의 신호가 상기 간섭제거장치(50)로 입력되는 것을 막기 위한 것이다. 그러나, 상기 A/D 변환기(40)의 동작 클럭이 충분히 높고 처리하고자 하는 대역 이외의 신호에 의한 image 또는 harmonic이 처리하고자 하는 대역에 영향을 주지 않는 경우에는 상기 제1 필터(30)가 생략될 수도 있다.
상기 간섭제거장치(50)에서 처리된 신호는 D/A변환기(60)를 통하여 아날로그 신호로 변환되며, 제2 필터(70)를 거쳐 대역제한된 다음 주파수 상향변환기(80)에 의하여 RF신호가 된 후 송신 안테나(90)를 통하여 외부로 송신된다. 여기서, 상기 제2 필터(70)는 상기 D/A변환기(60)를 거쳐 만들어진 아날로그 신호가 처리하고자 하는 신호대역 외에 이 신호에 대한 harmonic들을 포함하고 있으므로 이러한 harmonic을 제거하기 위한 것이다.
한편, S(t)는 외부로부터 수신되는 신호로서 다운링크 경로일 경우 기지국으로부터의 신호이고, 업링크 경로일 경우 단말기로부터의 신호이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거장치는 WCDMA 망의 RF 중계기에 입력되는 궤환 간섭신호를 추적하여 실시간으로 제거하기 위한 RF 무선중계기의 간섭제거장치(50)로서, 컨벌루션 연산부(510), 신호처리부(520), 오차검출부(530), 가변스텝변경부(540), 극점안정조사부(550)를 포함한다.
상기 컨벌루션 연산부(510)는, 상기 RF 중계기의 커플링된 신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 컨벌루션하여 기준신호를 생성한다. 또한, 상기 컨벌루션 연산부(510)는 복수 개일 수 있고, 이러한 복수 개의 컨벌루션 연산부가 병렬로 연결되어 상기 기준신호와 새로이 입력되는 입력신호를 복수 개의 채널별로 연산할 수 있다.
상기 신호처리부(520)는, 적어도 하나의 필터(즉, 후술하는 IIR필터)를 포함하고, 상기 기준신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 LMS(Least Mean Square) 방식을 사용하여 신호처리한다.
상기 오차검출부(530)는, 상기 신호처리부(520)를 거친 신호의 LMS출력오차의 크기를 검출한다.
상기 가변스텝변경부(540)는, 상기 신호처리부(520)의 신호처리 후에 동작하는 필터의 극점의 위치를 변경시켜 상기 필터의 필터계수를 최적화한다.
상기 극점안정조사부(550)는 상기 가변스텝변경부(540)에 의하여 가변스텝이 최적화되어 그러한 값으로 필터계수가 업데이트되면 그 값으로 필터가 안정적인지 여부를 검사한다.
상기와 같이 구성된 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거장치는, WCDMA 망의 RF 중계기에 유입되는 궤환 간섭신호를 실시간으로 추적하여 제거하기 위하여, 궤환간섭신호의 채널정보를 가지는 신호를 기준신호로 하여 LMS 알고리즘의 수렴속도를 개선하고, 가변스텝 LMS(VSS LMS: Variable Step Size LMS) 적응 알고리즘 사용하여 역방향 링크의 FRF 특성에 대해서도 안정적으로 궤환 간섭신호를 추정할 수 있다. 이에 관한 보다 상세한 설명은 도 3 내지 도 6에 관한 설명에서 하기로 한다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법을 나타내는 순서도이이고, 도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법을 보다 구체적으로 나타내는 순서도이며, 도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법에서 기준신호로서 임의의 신호를 사용한 경우와 궤환간섭신호의 채널특성을 갖는 신호를 사용한 경우의 LMS 알고리즘의 성능 시뮬레이션 결과를 나타내는 그래프이고, 도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법에서 오류값 기준신호로서 e(n)e(n-1)를 사용한 경우와 (e(n)-e(n-1)) 2 을 사용한 경우의 가변스텝 LMS 알고리즘의 성능 시뮬레이션 결과를 나타내는 그래프이다.
도 3 내지 도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법은, WCDMA 망의 RF 중계기에 입력되는 궤환 간섭신호를 추적하여 실시간으로 제거하기 위한 간섭제거방법으로서, 컨벌루션 연산단계(S100), 신호처리단계(S200), 오차검출단계(S300)를 포함한다.
상기 컨벌루션 연산단계(S100)는 RF 중계기의 커플링된 신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 컨벌루션하여 기준신호를 생성한다. 이러한 컨벌루션 연산단계(S100)에 관하여 상세하게 설명하자면, 상기 컨벌루션 연산단계(S100)는 LMS의 느린 수렴속도를 개선하기 위해 최초 기준신호를 궤환 간섭신호의 채널특성을 갖는 기준신호를 생성하는 단계이다.
일반적으로 궤환 간섭신호와 상관관계를 구하기 위해 사용되는 일반적인 LMS 알고리즘의 첫 입력신호는 문자 그대로 임의의 신호이며, 실제 궤환 간섭신호와 많은 오차를 가진 신호이다. 따라서, LMS 알고리즘이 수행될 때 초기에 많은 적응시간(learning time)을 필요로 한다. 그러나, 처음 입력되는 신호가 궤환 간섭신호와 유사한 경우, 즉, 궤환 간섭신호의 채널 특성을 가진 신호의 경우에는 간섭신호를 추적하기 위한 시간이 단축될 뿐만 아니라 정확도도 높아지게 된다. 따라서, 본 발명에서는 이러한 적응시간을 단축하기 위하여 임의의 신호 또는 단순한 중계기 출력 신호가 아닌 중계기 출력신호의 컨벌루션(convolution) 신호를 기준신호로 사용한다.
이하에서는 기지국에서 수신되는 원 신호를 S in (t), 원 신호를 증폭하여 출력되는 중계기 출력 신호를 S out (t), 중계기 출력단에서 송신되는 출력신호의 일부분을 커플링(coupling)한 기준 신호를 S ref (t), 그리고 중계기 출력신호가 중계기에 재입력되는 간섭신호를 S out ' (t)라 하기로 한다. 이렇게 되면, 중계기 총 입력신호 S in ' (t)는 원 신호 S in (t)와 간섭신호 S out ' (t)의 합이 된다. 따라서, 기준신호 S ref (t)는 AS out (t)로 표현할 수 있다. 여기서 A는 채널의 감쇄값을 의미한다. 또한 중계기의 송, 수신 안테나간의 채널모델을 F(t)라 한다면 재입력되는 간섭 신호 S out ' (t)를 F(t) S out (t)로 표현할 수 있다. 이를 정리하면 F(t)는 [수학식 1]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 1]
Figure pat00007
여기서 n은 다중경로 수, a i 는 i번째 경로의 수신된 임펄스의 진폭, 그리고 T i 는 i번째 도착한 임펄스의 시간지연이다. 따라서, 간섭신호 S out ' (t)를 다시 표현하면 [수학식 2]와 같이 쓸 수 있다.
[수학식 2]
Figure pat00008
또한 중계기 입력 신호 S in ' (t)는 [수학식 3]과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 3]
Figure pat00009
또한, 기준신호 S ref (t)를 이용하면 입력신호 S in ' (t)와 상관관계는 [수학식 4]와 같이 된다.
[수학식 4]
Figure pat00010
결과적으로, 위 상관 관계식의 첫 번째 항 S out (t)* S in (t)는 서로 상관관계가 적어 0에 가까운 값을 가지며, 두 번째 항의 S out (t)* S out (t)는 서로 상관관계가 크기 때문에 1에 가깝다. 따라서, 첫 번째 항을 생략하면 상관 관계식은 [수학식 5]와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 5]
Figure pat00011
[수학식 5]로부터 추정한 시간 지연과 진폭을 이용하여 기존 LMS 알고리즘에 입력하게 되면 궤환 간섭신호와 비슷한 신호와의 오차이기 때문에 에러가 0이 되는 시간은 단축이 된다. 또한, 컨벌루션 연산부(도 2 참조)를 병렬로 설치하면 기준신호와 새로 들어온 신호를 채널수에 따라 나누어 연산을 하면 더욱 빠른 간섭제거 신호처리가 수행될 수 있다. 도 4는 기준신호로써 임의의 신호를 사용한 경우의 LMS 알고리즘과 궤환 간섭신호의 채널특성을 갖는 신호를 사용하였을 경우의 LMS 알고리즘의 성능을 시뮬레이션 한 결과를 나타낸 것이다. 도 5는 시뮬레이션에 사용된 페이딩 채널 모델을 나타낸 것이며 [표 1]은 사용된 채널 파라미터를 정리한 것이다.
Doppler frequency 130Hz
Multi-path 8
Oscillator frequency [Hz] 14,17,24,32,45,54,67,75
Oscillator phase Uniform distribution (
Figure pat00012
)
따라서, 도 5를 참조하면, 임의의 기준신호를 사용한 LMS 알고리즘과 간섭신호의 채널정보를 가지고 있는 기준신호를 사용한 LMS 알고리즘의 성능 시뮬레이션 결과를 나타낼 수 있다.
도 5에 도시된 바와 같이, 임의의 기준신호를 사용한 기존 LMS 알고리즘은 -20 dB에서 수렴하여 큰 오차를 보인반면, 본 발명에서와 같이 채널정보를 가진 기준신호를 사용한 LMS 알고리즘은 -40 dB에서 수렴하여 현저히 적은 오차를 보임을 알 수 있게 된다. 이는 동일한 조건에서 본 발명의 간섭신호 제거방법의 간섭신호 추적 및 제거 능력이 기존 LMS 알고리즘에 비해 100배 이상 우수하다는 것을 보여준다.
상기 신호처리단계(S200)는 상기 기준신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 LMS(Least Mean Square) 방식을 사용하여 신호처리하는 단계이다. 즉, 이러한 신호처리단계(S200)는, IIR(Infinite Impulse Response) 필터(이하, 필터라 함.)의 조건적 안정성을 개선하기 위해 시스템 전달함수의 극점을 감시하여 항상 안정된 동작을 수행하도록 하는 것이다.
또한, 상기 오차검출단계(S300)는 상기 신호처리단계(S200)를 거친 신호의 LMS출력오차의 크기를 검출하는 단계이다.
상기 신호처리단계(S200)와 상기 오차검출단계(S300)의 사이에는, 상기 신호처리단계를 거친 신호의 LMS 출력오차의 크기를 판단하는 판단단계(S350)와, 상기 LMS 출력오차의 크기가 0으로 수렴하지 않을 경우, 상기 신호처리후에 동작하는 필터의 극점의 위치를 변경시키는 극점위치변경단계(S360)와, 상기 필터의 필터계수를 최적화하는 가변스텝변경단계(S370)를 더 포함한다.
상기와 같이 구성된 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법은 VSS LMS의 가변 스텝의 크기를 정하는 기준을 설정하는데 있어서 여러 가지 기준에 대한 반복된 시뮬레이션 평가를 통해 시변 특성을 가진 간섭신호에 대하여 가장 속도가 빠르고 정확한 추적 성능을 이끌어 내는 가변 스텝의 크기를 결정할 수 있게 된다.
한편, 상기 필터는 구조적으로 항상 극점(pole)이 존재하므로 안정성에 제한이 따른다. 따라서, 항상 안정된 동작을 수행하기 위해서는 극점이 단위원 안쪽에 있도록 극점의 위치를 확인하여 조정하여야 한다. 극점의 위치를 추적하여 계수 값을 조정하는 방법은 극점의 위치를 추적하는데 많은 계산 량을 필요로 하므로 실시간으로 적용되어야 하는 시스템에는 부적합하다.
따라서, 본 발명에서는 실시간 적용을 위해 극점의 위치를 추적하지 않고, 상기 필터를 안정하게 하기 위하여, 상기 신호처리단계(S200)에서 상기 기준신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 LMS(Least Mean Square) 방식을 사용하여 신호처리하게 된다. 그런 다음, 상기 극점위치변경단계(S360)를 통하여 상기 신호처리단계(S200)를 거친 신호의 LMS 출력오차의 크기가 0으로 수렴하지 않을 경우, 상기 신호처리후에 동작하는 필터의 극점의 위치를 변경시키고, 상기 가변스텝변경단계(S370)를 통하여 상기 필터의 필터계수를 최적화하게 된다. 그런 다음, 다시 상기 신호처리단계(S200)와 오차검출단계(S300)를 단계를 통하여 LMS 출력오차의 크기를 0이 되도록 하는 것이다.
이러한 단계를 보다 상세하게 설명하기로 한다.
일반적으로 다중 채널 IIR LMS 알고리즘은 차수에 비해 성능이 좋으나 필터계수가 완전히 수렴하기 전에 큰 오차가 발생한다. 이 경우 수렴계수의 크기에 따라서 극점이 간섭신호 추정 초기에 z 평면의 단위원 밖으로 빠져나가서 발산하는 경우가 많으므로, 초기에 필터계수의 업데이트 식에서 극점의 위치를 단위원의 중심 방향으로 이동시키기 위한 전처리 과정을 거침으로써 좀 더 안정된 IIR LMS 알고리즘을 적용할 수 있다.
이를 위해 상기 극점위치변경단계는 궤환 제어 전달함수 행렬 [ I k -B(n)]을 다음 [수학식 6] 및 [수학식 7]식과 같이 정의하여 상기 디지털 필터의 극점을 변경시키게 된다. 이때, I k 는 KｘK단위행렬이다.
[수학식 6]
Figure pat00013
[수학식 7]
Figure pat00014
여기서, 궤환제어 전달함수의 [1-b kk (z)]의 근을 z 1 이라 한다면, 다음의 [수학식 8] 및 [수학식 9]와 같이 f kk (z)를 만족시키는 근은 k z 1 이 된다.
[수학식 8]
Figure pat00015
[수학식 9]
Figure pat00016
따라서, 상기 극점위치변경단계(S360)는 궤환제어 전달함수의 [1-b kk (z)]을 전처리하여 극점을 k배 만큼 원점방향으로 조정이 가능하다.
또한, 간섭신호를 제거하기 위한 초기 과정에 오차가 커서 극점이 크게 변동되기 때문에, k 를 0에 가까운 값으로 정해 원점방향으로 당겨주며 정상상태에는 k 를 1로 하여 원래의 극점 값을 가지게 되는데, 이러한 조건은 [수학식 10]에 나타난 바와 같다.
[수학식 10]
Figure pat00017
이러한 [수학식 10]과 같이 k 를 가변시켜 가면서 IIR LMS 알고리즘의 안정도를 강화할 수 있다. 알고리즘의 동작 중 극점이 단위원 밖으로 나가면 오차를 감지하여 e(n)의 평균값이 e ref (오차기준값)과 비교하여 클 경우 k =0, λ=0.3으로 재설정한 후, 전달함수의 [1-b kk (z)]을 전처리하여 극점을 k 배만큼 원점 방향으로 조정한다. 이를 위하여 지속적으로 오차를 감지하여 오차의 평균값이 오차 기준 값을 벗어나면 시스템을 발산으로 간주하고 궤환제어 전달함수의 전처리 과정을 다시 수행할 수 있도록 한다.
또한, 상기 가변스텝변경단계(S370)는, 상기 LMS출력오차의 값(e(n))이 0으로 수렴하지 않는 경우, 상기 LMS출력오차의 값에 대하여 (e(n)-e(n-1)) 2 을 가변 스텝을 정하기 위한 기준 오류신호로 사용하여, 상기 LMS출력오차값이 0으로 수렴되도록 반복실행하게 된다.
이러한 가변스텝변경단계(S370)에 대하여 구체적으로 설명하기로 한다.
우선, LMS 적응 알고리즘에서 수렴 속도는 스텝 크기(step size, μ)에 달려있다. 그러나, 상기 스텝 크기를 크게 하면 수렴 속도는 빨리 할 수 있지만 최종 상태의 MSE(Mean square error)도 크게 된다. 따라서, LMS 적응알고리즘의 스텝 크기는 경험적으로 결정되곤 한다. 일반적으로 LMS 적응 알고리즘에서 수렴 속도와 최종 상태 MSE 값 사이의 문제점을 해결하기 위하여 스텝 크기를 바꾸는 가변 스텝(VSS: variable step size) LMS 적응 알고리즘이 널리 연구되어 왔다. VSS LMS 적응 알고리즘에서 스텝의 크기는 알고리즘의 다양한 기준 값에 따라 달라지도록 설계된다. 일반적으로는 LMS 적응 알고리즘은 가변 스텝의 크기를 결정하기 위해 오류 값을 기준 값으로 많이 사용하는데, 수렴 속도를 높이기 위하여 초기 단계에서는 큰 값의 스텝이 사용되고 알고리즘이 최적 계수에 가까워지게 되면 스텝의 크기를 줄이게 된다.
VSS LMS 적응 알고리즘에서 가변스텝을 결정하기 위하여 에러신호 e(n)의 자승 값을 기준으로 하는 방법, 연속적인 gradient 샘플 값의 부호 변화를 기준으로 하는 방법, 그리고 입력과 오류 값의 상호상관 값(cross correlation)에 따라 스텝 크기가 결정되는 방법 등 여러 가지 방법들이 연구되었다. 그러나 대부분의 VSS LMS 적응 알고리즘은 입력신호의 통계적 특성이 변화할 경우 변화된 현재 순간의 오류 값을 사용하기 때문에 시스템 성능은 이러한 입력신호의 변화에 민감한 특성이 있으며, 이러한 특징은 시스템 성능을 열화 시키는 원인으로 작용한다.
LMS 적응 알고리즘에서 계수는 [수학식 11]과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 11]
Figure pat00018
여기서 W(n)은 적응 알고리즘에서 필터 계수이며, μ(n)은 가변 스텝, e(n)은 오류 값, X(n)은 입력 신호 값을 나타낸다. 오류의 자승 값을 기준으로 하는 가변 스텝은 [수학식 12]와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 12]
Figure pat00019
여기에서 0<α＜1, γ＜1이며, μ min < μ(n+1)< μ max 이다. 또한 시스템의 출력 오류 식은 [수학식 13]과 같다.
[수학식 13]
Figure pat00020
여기에서 d(n)은 원하는 신호 값이다.
일반적으로 LMS 알고리즘의 μ(n)은 입력신호의 통계적 특성이 변하는 경우 필터의 현재 탭 계수가 수렴계수 근처에 있을지라도 값이 크게 되어 결과적으로 필터계수가 최적이 되지 않게 되어 발산하거나 오차 값이 전역 극소점(global minimum)이 아닌 지역 극소점(local minimum)으로 수렴하게 되어 성능열화가 발생하게 된다. 이러한 문제점을 해결하기 위하여 오차 기준 값 e(n)과 e(n-1)사이의 자기상관 예측 값을 사용하여 해결하고자 하는 방식이 사용될 수 있다. 자기 상관 예측 값은 e(n)e(n-1)의 시간 평균값으로 [수학식 14]에 의해 구해진다.
[수학식 14]
Figure pat00021
이는 μ(n)값을 구할 때 p(n)값을 적용함으로써 오류 값의 자기상관 값이 필터의 최적 값에 대한 기준이 되어 서로 상관이 없는 오류 값이 배제되도록 하는 방식인데, 이러한 방식에 따르면 필터의 초기 단계에서 p(n)값은 크므로 μ(n)도 크게 되고 최적 지점에 다가갈수록 오류 신호에 대한 자기상관 예측 값이 0에 가까우므로 μ(n)은 작은 값이 된다. 이러한 방식으로 초기 단계에서 빠르게 최적 필터계수에 수렴하게 되고 최적 계수에 가까울수록 비록 입력신호의 통계적 특성에 변동이 있을지라도 안정적으로 최적 계수에 접근하게 되는데, 이러한 경우에 대한 가변스텝 변경 식은 다음의 [수학식 15]와 같다.
[수학식 15]
Figure pat00022
본 발명에서는 이러한 가변 스텝 변경 방식을 개선하여 [수학식 15]에서 e(n)e(n-1)계산식 대신에 오류 e(n)에 대하여 새로운 계산식 (e(n)-e(n-1)) 2 을 사용하여 다음의 [수학식 16]을 유도한다.
[수학식 16]
Figure pat00023
본 발명에서는 [수학식 16]을 이용하여 이에 대한 시뮬레이션 평가를 통해 최적의 수렴속도와 정확도를 가지게 할 수 있다.
위와 같은 오류 기준 값을 사용하여 가변 스텝 크기를 정하는 VSS LMS 알고리즘의 성능 평가를 위하여 사용되는 학습 곡선(learning curve)은 [수학식 17]에서처럼 시험 입력 샘플을 여러 번 반복하여 실현하여 그 오차 e 2 (n)을 평균하여 얻는다.
[수학식 17]
Figure pat00024
[수학식 17]에서 e i 2 은 i번째 실현 샘플일 때 시간 n에서 오류 값이다. K는 전체 실현회수를 나타낸다. 성능평가를 위하여 VSS LMS 필터에서 사용한 각 상수 값들은 α=0.97, β=0.999, γ=0.08, μ min =10 -6 , μ max =10 -1 , B=3.1이다.
초기 스텝 μ(0)는 0.01로 선택하였고 채널에 유입되는 가우시안 잡음, η(n)의 분산은 0.001이다. 각 실현에서 입력 샘플의 개수는 3000이며 [수학식 16]의 자승평균오차 계산을 위하여 100회 시행하여 평균을 취하였다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법에 사용되는 VSS LMS를 사용한 필터에 대하여 [수학식 17]로 구한 학습 곡선 J(n)를 나타내고 있다.
도 6에 도시된 바와 같이, (e(n)-e(n-1)) 2 의 학습곡선의 수렴 속도가 빠른 것을 확인할 수 있다. 이 경우는 e(n)-e(n-1)의 차 값을 사용하는데, 이 값이 e(n)e(n-1)항과 비교하여 최적의 수렴속도와 정확한 수렴을 하기 위한 가변 스텝의 크기 μ(n)을 얻는데 있어 보다 적절한 기준신호가 됨을 알 수 있다.
결론적으로, 최적의 가변스텝을 결정하기 위하여 사용되는 오류 값 기준을 변경하고, 이에 대한 시뮬레이션 평가를 통하여 수렴속도를 비교하였을 때, (e(n)-e(n-1))의 VSS LMS 필터가 우수한 수렴속도와 정확도를 보임을 알 수 있다. 따라서, 이러한 시뮬레이션 결과를 바탕으로 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 무선중계기의 간섭제거방법에 의하면, (e(n)-e(n-1)) 2 을 가변 스텝을 정하기 위한 기준 오류신호로 사용하여 궤환 간섭신호의 시변 특성에 대해서도 안정된 동작을 할 수 있게 된다.
이와 같이, 상술한 본 발명의 기술적 구성은 본 발명이 속하는 기술분야의 당업자가 본 발명의 그 기술적 사상이나 필수적 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
그러므로 이상에서 기술한 실시 예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해되어야 하고, 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타나며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
10: 수신안테나 20: 주파수 하향 변환기
30: 제1 필터 40: A/D변환기
50: 간섭제거장치 60: D/A변환기
70: 제2 필터 80: 주파수 상향변환기
90: 송신 안테나 510: 컨벌루션 연산부
520: 신호 처리부 530: 오차 검출부
540: 가변스텝변경부 550: 극점 안정도 조사부

Claims (9)

  1. WCDMA 망의 RF 중계기에 입력되는 궤환 간섭신호를 추적하여 실시간으로 제거하기 위한 RF 무선중계기의 간섭제거장치에 있어서,
    상기 RF 중계기의 커플링된 신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 컨벌루션하여 기준신호를 생성하는 컨벌루션연산부;
    상기 기준신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 LMS(Least Mean Square) 방식을 사용하여 신호처리하는 신호처리부;
    상기 신호처리부를 거친 신호의 LMS출력오차의 크기를 검출하는 오차검출부; 및
    상기 신호처리부의 신호처리 후에 동작하는 필터의 극점의 위치를 변경시키고, 상기 필터의 필터계수를 최적화하는 가변스텝변경부를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 무선중계기의 간섭제거장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 컨벌루션연산부는 복수 개일 수 있고, 상기 복수 개의 컨벌루션 연산부가 병렬로 연결되어 상기 기준신호와 새로이 입력되는 입력신호를 복수 개의 채널별로 연산할 수 있는 것을 특징으로 하는 RF 무선중계기의 간섭제거장치.
  3. WCDMA 망의 RF 중계기에 입력되는 궤환 간섭신호를 추적하여 실시간으로 제거하기 위한 RF 무선중계기의 간섭제거방법에 있어서,
    상기 RF 중계기의 커플링된 신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 컨벌루션하여 기준신호를 생성하는 컨벌루션 연산단계;
    상기 기준신호를 상기 궤환 간섭신호가 포함된 RF 중계기의 입력신호와 LMS(Least Mean Square) 방식을 사용하여 신호처리하는 신호처리단계; 및
    상기 신호처리단계를 거친 신호의 LMS출력오차의 크기를 검출하는 오차검출단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 무선중계기의 간섭제거방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 기준신호 생성단계는, 상기 기준신호를 다음의 수학식,
    Figure pat00025

    여기서, Z(t)는 S ref (t)와 S in ' (t)와의 상관관계를 나타내는 값이고, S in (t)는 기지국에서 수신되는 원 신호이고, S out (t)는 원 신호를 증폭하여 출력되는 중계기 출력 신호이며, S ref (t)는 중계기 출력 단에서 송신되는 출력신호의 일부분을 커플링(coupling)한 기준 신호이고, S out ' (t)는 중계기 출력신호가 중계기에 재입력되는 간섭신호이며, S in ' (t)는 중계기 총 입력신호이고, A는 채널의 감쇄값인,
    에 따라 생성하는 것을 특징으로 하는 RF 무선중계기의 간섭제거방법.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 신호처리단계와 상기 오차검출단계의 사이에는, 상기 신호처리단계를 거친 신호의 LMS출력오차의 크기가 0으로 수렴하지 않을 경우, 상기 신호처리후에 동작하는 필터의 극점의 위치를 변경시키는 극점위치변경단계; 및
    상기 필터의 필터계수를 최적화하는 가변스텝변경단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 무선중계기의 간섭제거방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 극점위치변경단계는 다음의 전달함수의 행렬,
    Figure pat00026

    (여기서, F(z)는 궤환제어 전달함수이고, [ I k -B(n)]는 전달함수 행렬이며, I k 는 KｘK단위행렬이고, k는 극점조정값이며, F kk (Z)는 다음의 수학식,
    Figure pat00027

    을 만족)에 의하여 상기 필터의 극점의 위치를 변경시키는 것을 특징으로 하는 RF 무선중계기의 간섭제거방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 극점위치변경단계는 상기 전달함수의 근을 설정한 후, 상기 설정된 근을 만족하는 상기 전달함수의 k배 만큼 원점방향으로 상기 필터의 극점을 변경하는 것을 특징으로 하는 RF 무선중계기의 간섭제거방법.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 가변스텝변경단계는, 상기 LMS출력오차의 값(e(n))이 0으로 수렴하지 않는 경우,
    상기 LMS출력오차의 값에 대하여 (e(n)-e(n-1)) 2 을 가변 스텝을 정하기 위한 기준 오류신호로 사용하여,
    상기 기준 오류신호를 다음의 수학식,
    Figure pat00028

    (여기서, μ(n)는 가변스텝이고, e(n)은 오류값이며,
    Figure pat00029
    이고, p(n)은 자기상관 예측값)에 적용하여 상기 LMS출력오차값이 0에 수렴되도록 반복실행되는 것을 특징으로 하는 RF 무선중계기의 간섭제거방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 자기 상관 예측값은, 상기 LMS출력오차의 값인 e(n)와 e(n-1)사이의 상관 관계를 나타내고, 다음의 수학식,
    Figure pat00030
    을 만족하는 것을 특징으로 하는 RF 무선중계기의 간섭제거방법.
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