KR20120045036A - Ｍｉｍｏ 시스템들을 위한 파일럿-기반 ｓｉｎｒ 추정 - Google Patents

Ｍｉｍｏ 시스템들을 위한 파일럿-기반 ｓｉｎｒ 추정 Download PDF

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Abstract

MIMO 시스템들을 위한 파일럿 기반 SINR 추정을 가능하게 하는 파라메트릭 및 넌-파라메트릭의 조합이 개시된다. 파일럿 기반 SINR 추정 실시예들은 단일 스트림 또는 다중 스트림 데이터 송신 중에 적용되는 프리코딩을 설명한다. 또한, 파일럿 기반 SINR 추정 실시예들은 데이터 채널 상에서 확산 코드들이 재사용될 때 다중 스트림 데이터 송신 중에 발생하는 코드 재사용 간섭을 설명한다. 따라서, 프리코딩 및/또는 코드 재사용 때문에 데이터 채널과 파일럿 채널 사이에 존재하는 미스매치들이 본 명세서에 개시된 파일럿 기반 SINR 추정 실시예들에 의해 본질적으로 설명된다.

Description

ＭＩＭＯ 시스템들을 위한 파일럿-기반 ＳＩＮＲ 추정{PILOT-BASED SINR ESTIMATION FOR MIMO SYSTEMS}
본 발명은 일반적으로 무선 네트워크에서의 SINR 추정에 관한 것이며, 특히 MIMO 시스템들을 위한 파일럿 기반 SINR 추정(piot-based SINR estimation)에 관한 것이다.
HSDPA(High-Speed Downlink Packet Access)는 HSPA(High-Speed Packet Access) 집합에서 강화된 3G(third generation) 이동 전화 통신 프로토콜이다. HSDPA는 매우 높은 데이터 율을 가능토록 하기 위해 패스트 링크 적응(fast link adaptation) 및 패스트 유저 스케줄링(fast user scheduling) 모두를 사용한다. 둘 모두의 기술들은 UE(user equipment)에 의해 관찰되는 다운 링크 채널의 품질에 관하여 노드 B 기지국에 정보를 피드백하도록 UE에 요구한다. 통상적으로, UE는 다운 링크 CPICH(common pilot channel)의 SINR(signal to interference-plus-noise ratio)을 추정하고, 그 후, 룩업 테이블을 이용하여 이를 CQI(channel quality indicator)로 변환함으로써 피드백 정보를 결정한다. 룩업 테이블은 전송 포맷(예를 들어, 변조 타입, 코딩 율, 코드들의 수)에 대한 SINR의 맵핑을 포함하고, 2008년 7월, 3GPP TS 25.214, "Physical Layer Procedures(FDD)," Version 7.9.0, Release7에서 정의된다.
싱글 안테나 시스템들에 대해, SINR은 하기와 같이 통상적으로 CPICH 기반 접근법을 이용하여 추정된다. 우선, HS-DSCH(High Speed Downlink Shared Channel)의 복조용으로 적절한 결합 가중치들(예를 들어, Rake, G-Rake)의 세트들이 만들어진다. 결합 가중치들은 통상적으로 벡터 w로 표시된다. 다음으로, 결합 가중치를 만드는 데 사용된 것과 동일한 핑거 배치들(finger placements)(예를 들어, Rake 핑거들, G-Rake 핑거들 등)을 이용하여 공통 파일럿(common pilot)이 역확산(despread)된다. 단일 슬롯 중의 역확산 벡터들의 시퀀스는 아래와 같이 주어지며:
Figure pct00001
(1)
i 는 타임 슬롯(K=10) 중에 전송된 K CPICH 심볼들을 가리킨다.
Figure pct00002
는 UE에 알려진 QPSK 변조 파일럿 심볼이며, h는 순수 채널 응답이고, x(i)는 간섭과 잡음으로 이루어진 (제로 평균) 장애 벡터(impairment vector)이며, 이는 이하에서는 단순히 잡음이라고 언급된다. 잡음 공분산(noise covariance)은 R x로 표기된다.
결합 CPICH 확산 값들은 :
Figure pct00003
(2)
로 주어진다.
식(2)의 첫번째 항은 아래와 같은 평균-제곱 값으로 주어진 전력을 가지는 요구되는 신호 컴포넌트이다.
Figure pct00004
(3)
식(2)의 두번째 항은 아래와 같은 분산으로 주어진 전력을 가지는 잡음 컴포넌트이다:
Figure pct00005
(4)
따라서, 결합 가중치 w를 조건으로 하는 결합기의 출력에서의 트루 SINR 값은 아래와 같이 주어진다:
Figure pct00006
(5)
트루 SINR은 통상적으로 실제로는 수신기에서 계산되지 않는 가설 값인데, 이는 수신기가 트루 값 자체가 아니라, 순수 채널 응답
Figure pct00007
및 잡음 공분산
Figure pct00008
의 이용 가능한 추정들만을 가지기 때문이다. 그러나, SINR은 각각 순수 채널 응답 및 잡음 공 분산의 추정들
Figure pct00009
및
Figure pct00010
을 이용하여 추정될 수 있다. 바이어스되지 않은 추정들은 다음과 같은 역확산 CPICH로부터 통상으로 결정된다:
Figure pct00011
(6)
및
Figure pct00012
(7)
이어서, 신호 전력의 바이어스 되지 않은 추정은 다음과 같이 얻어지며:
Figure pct00013
(8)
그리고 잡음 전력의 바이어스 되지 않은 추정은 다음과 같다:
Figure pct00014
(9)
식(8)의 마이너스 부호가 있는 항은 순수 응답의 추정에서의 잡음 때문에 발생하는 신호 전력 추정의 바이어스를 제거하는 역할을 한다. 신호 및 잡음 전력의 스무딩(smoothing)은 통상적으로는 다수의 슬롯들에서 수행되어, SINR이:
Figure pct00015
(10)
가 되게 하며, 여기서 기호〈?〉는 시간 평균(즉, 스무딩)을 가리킨다. 그 후, SINR 추정은 CQI 값에 맵핑되고, 다운 링크 채널 품질을 노드 B에 알리기 위해 업링크 HS-DPCCH(High Speed Dedicated Physical Control Channel) 상에서 피드백 한다.
특히, SINR 추정은 CPICH 채널에 할당된 전력에 의해 암시적으로 스케일되는데, 이는 역확산 CPICH가 모든 양을 추정하는데 사용되기 때문이다. 그러나 신뢰성 있는 링크 적응 및 스케줄링 결정들을 이루기 위해, 노드 B는 HS-DSCH (데이터) 채널 상에서 일어나게 될 SINR의 추정을 요구한다. 노드 B에 의해 알려진 데이터 대 파일럿 전력비 및 노드 B에 의해 또한 알려진 데이터 및 파일럿 채널들 상의 확산 인자들의 비율의 함수인 스케일 인자에 의해 데이터 및 파일럿 SINR들이 연관된다. 따라서, 파일럿 SINR을 대응하는 데이터 SINR로 변환하기 위해, 노드 B는 알려진 스케일 인자를 적용할 수 있다.
위에서 설명된 종래의 SINR 추정 접근법은 완전히 넌-파라메트릭(non-parametric)이다. 즉, CPICH는 SINR을 측정하는데 사용되고, 따라서, 순간 인트라-셀 간섭, 인터-셀 간섭, 잡음, RF 장애 등을 명백히 모델링하지 않고 이들을 고려한다. 그러나, 위에서 설명된, 순수하게 넌-파라메트릭한 CPICH 기반 SINR 추정 기술은 다수의 안테나 시스템들에 대해서는 적당하지 않다.
MIMO(multiple-input, multiple-output) 시스템들은 통신 성능을 향상시키기 위해 송신기 및 수신기 모두에서 다수의 안테나들을 사용한다. 예를 들어, 2×2 MIMO 시스템은 Rel-7 HSDPA 에 대해 표준화되었다. Rel-7 HSDPA의 표준화된 2×2 MIMO 계획은 D-TxAA(Dual-Transmit-Adaptive-Arrays)로 언급된다. D-TxAA는 CL-1(Closed-Loop Mode 1)로 불리는 앞서 표준화된 송신 다이버시티 스킴의 확장이라고 볼 수 있는데, 그 이유는 각각의 데이터 스트림에 사용된 프리코딩 벡터들이 CL-1에 사용된 것과 동일한 코드북으로부터 얻어지기 때문이다. 그러나, CL-1과는 대조적으로, D-TxAA는 두 가지 동작 모드, 즉, 단일 스트림 모드 및 듀얼 스트림 모드를 갖는다. 단일 스트림 모드에서, CL-1 코드북으로부터의 네 개의 가능한 프리코딩 벡터들 중 하나가 단일 데이터 스트림에 적용된다. 듀얼 스트림 모드에서는, 프리코딩 벡터들의 두 개의 가능한 직교(orthogonal) 쌍들 중 하나가 두 개의 서로 다른 데이터 스트림들에 적용된다. 듀얼 스트림 전송의 경우에, 채널화 코드들의 동일한 세트가 각각의 데이터 스트림에 사용된다.
MIMO 시스템들에 적용될 때, 위에서 설명된 종래의 CPICH 기반 SINR 추정 접근법에는 몇몇 문제점들이 존재한다. 첫번째는, 그리고 가장 중요한 것은, 듀얼 스트림 모드에 있을 때, HS-DSCH (데이터) 채널 상의 확산 코드의 재사용에 의해 만들어진 부가적인 간섭이다. 그러한, 소위 코드-재사용 간섭은 CPICH (파일럿) 채널 상에는 존재하지 않는데, 이는 각각의 안테나 상에 전송된 파일럿들이 직교이기 때문이다. 따라서, 위에서 설명된 종래의 CPICH-기반 SINR 추정 접근법의 사용은 매우 높은 블럭 에러율 및, 따라서, 현저하게 감소된 처리량을 가져오는 데이터 채널 품질의 과대추정(over-estimate)을 야기한다. 더욱이, 프리코딩은 HS-DSCH 상에서 사용되지만, CPICH 상에서는 어떤 프리코딩도 사용되지 않는다. 프리코딩은 SINR에도 영향을 주며, 따라서 위에서 설명된 종래의 CPICH-기반 SINR 추정 접근법을 이용하여 계산된 SINR 값들은 데이터 채널 품질의 훨씬 더 부정확한 표현을 야기하는데, 이는 SINR이 단독으로 얻어지는 파일럿 채널에는 프리코딩이 사용되지 않기 때문이다.
본 명세서에 개시된 방법들 및 장치들에 따르면, MIMO 시스템들을 위한 파일럿-기반 SINR 추정을 가능하게 하기 위한 파라메트릭 및 넌-파라메트릭 접근법들의 조합이 설명된다. 프리코딩은 MIMO 시스템에서 단일 스트림 또는 다중 스트림 데이터 전송 중 하나에 적용될 수 있다. 본 명세서에 개시된 파일럿-기반 SINR 추정 기술들은 MIMO 시스템에서 데이터 스트림 프리코딩이 신호 품질에 미치는 영향을 설명한다. 다중 스트림 데이터 전송들에 대해, 확산 코드들이 데이터 채널 상에서 재사용될 때, 코드 재사용 간섭이 일어난다. 본 명세서에 개시된 파일럿-기반 SINR 추정 기술들은 MIMO 시스템에서 코드 재사용 간섭이 신호 품질에 미치는 영향을 더 추정한다.
일 실시예에서, 잡음 전력은 넌-파라메트릭 방식의 역확산 파일럿 심볼들에 기초하여 추정된다. UE가 SINR 추정을 단일 스트림 모드에서 계산하는지, 다중 스트림 모드에서 계산하는지에 따라 부가적인 파라미터 항이 제공된다. 부가적인 파라미터 항은, 다중 스트림 모드에서 구성되었을 때, 데이터 채널 상에 존재하는 코드 재사용 간섭을 추정한다. 파라미터 항은 데이터 채널에 할당된 전력 퍼-코드(power per-code)는 물론, 각각의 데이터 스트림에 의해 "목격되는" 추정 유효 순수 응답의 함수이다. 유효 순수 응답은 파일럿 채널 상에서는 일어나지 않는 데이터 채널 상에 사용된 프리코딩에 관해 설명한다. 또한, 신호 전력이 역확산 파일럿 심벌들에 기초하여 추정 유효 순수 응답의 함수로서 추정된다. 이러한 방식으로, 프리코딩 및 코드 재사용 간섭 때문에 데이터 채널과 파일럿 채널 사이에 존재하는 미스매치들이 본 명세서에 개시된 SINR 추정의 실시예들에 의해 본질적으로 설명된다.
일 실시예에 따르면, 단일 데이터 스트림은 복수의 안테나들로부터 전송되거나 또는 다중 데이터 스트림이 모든 스트림들에 대해 확산 코드들의 동일한 세트를 이용하여 복수의 안테나들로부터 전송된다. 현재 전송되는 스트림의 수에 관계없이, SINR 추정들은 단일 데이터 스트림 및 다중 데이터 스트림 모두에 대해 요구된다. 단일 데이터 스트림 및 다중 데이터 스트림들을 위해 SINR을 추정하는 방법은 단일 데이터 스트림 및 다중 데이터 스트림들 각각에 대한 신호 전력 추정을 계산하는 것을 포함하며, 이는 전송에 앞서 대응하는 데이터 스트림에 적용된 프리코딩을 설명한다. 잡음 전력 추정은 단일 데이터 스트림에 대해서는 잡음 공분산의 함수로서, 그리고 다중 데이터 스트림 각각에 대해서는 잡음 공분산 및 동일한 세트의 확산 코드를 이용하여 전송된 다중 데이터 스트림과 관련된 코드 재사용 간섭의 함수로서 계산된다. SINR 추정은 대응하는 데이터 스트림에 대해 계산된 신호 전력 추정 및 잡음 전력 추정에 기초하여 단일 데이터 스트림 및 다중 데이터 스트림 각각에 대해 계산된다. 또 다른 실시예에 따르면, SINR 추정 방법을 실시하기 위해, 베이스밴드 프로세서를 포함하는 무선 수신기가 제공된다.
물론, 본 발명은 상기의 특징들 및 이점들로 한정되지 않는다. 본 기술분야의 숙련자들은 후속하는 자세한 설명을 읽으면서, 그리고 첨부된 도면들을 보면서, 부가적인 특징들 및 이점들을 알아차릴 것이다.
도 1은 무선 송신기 및 무선 수신기를 포함하는 MIMO 시스템의 실시예에 대한 블럭도를 도시한다.
도 2는 도 1의 수신기의 베이스밴드 프로세서에 포함되거나 그와 연관된 수신 신호 프로세싱 모듈의 실시예에 대한 블럭도를 도시한다.
도 3은 도 1의 수신기의 베이스밴드 프로세서에 포함되거나 그와 연관된 단일 스트림 SINR 추정 모듈의 실시예에 대한 블럭도를 도시한다.
도 4는 도 1의 수신기의 베이스밴드 프로세서에 포함되거나 그와 연관된 다중 스트림 SINR 추정 모듈의 실시예에 대한 블럭도를 도시한다.
도 1은 MIMO 시스템(100)의 실시예를 도시한다. MIMO 시스템(100)은 노드 B 기지국과 같은 송신기(110) 및 UE와 같은 수신기(120)를 포함한다. 송신기(110) 및 수신기(120) 각각은 MIMO 통신을 구현하기 위한 복수의 안테나들(102, 103, 122, 123)을 가진다. 데이터는 통신 모드에 따라 채널 상에서 송신기(110)로부터 수신기(120)로 단일 스트림 또는 다중 스트림으로 전송될 수 있다. 단지 설명의 편의를 위해서, 송신기(110) 및 수신기(120)의 동작은 단일 스트림 및 듀얼 스트림 데이터 전송들을 참조로 하여 아래서 설명된다. 그러나, 본 명세서에 설명된 SINR 추정의 실시예들은 MIMO 시스템에서 임의의 수의 데이터 스트림의 전송에 광범위하게 적용될 수 있고, MIMO 시스템에 의해 사용되는 송신 및 수신 안테나들의 수에 대한 함수로서 쉽게 확장 가능하다.
이러한 이해와 더불어, 송신기(110)의 동작이 D-TxAA MIMO 송신 계획과 관련하여 아래에 설명된다. 송신기(110)는 데이터 송신 모드의 함수로서 각각의 안테나(102, 103)에 관련한 코딩 및 확산 블럭들(106, 108)로의 데이터 흐름을 제어하기 위한 디멀티플렉서(104)를 포함한다. 코딩 및 확산 블럭들(106, 108)은 데이터 인코딩과 변조를 수행한다. 단일 스트림 데이터 송신들에 대하여, 단일 데이터 스트림은 제1 코딩 및 확산 블럭(106)에 의해 인코딩 및 변조되며, 멀티플라이어들(112)의 제1 세트를 통해 프리코딩되고, 안테나들(102, 103) 모두를 통해 전송된다. 듀얼 스트림 데이터 송신들에 대하여, 제1 데이터 스트림은 제1 코딩 및 확산 블럭(106)에 의해 인코딩 및 변조되고, 제2 데이터 스트림은 제2 코딩 및 확산 블럭(108)에 의해 유사하게 인코딩 및 변조된다. 프리코딩은 멀티플라이어들(112)의 제1 세트를 통해 제1 데이터 스트림에 및 멀티플라이어들(114)의 제2 세트를 통해 제2 데이터 스트림에 적용된다. 제1 데이터 스트림의 제1 프리코딩된 부분은 제1 신호 결합기(116)를 통해 제2 데이터 스트림의 제1 프리코딩된 부분과 결합된다. 제1 데이터 스트림의 제2 프리코딩된 부분은 제2 신호 결합기(118)를 통해 제2 데이터 스트림의 제2 프리코딩된 부분과 유사하게 결합된다. 그 후, 데이터 스트림들 양쪽 모두는 동일한 직교 확산 코드(들) 상에서 전송되고, 따라서, 코드 재사용 간섭에 영향을 받기 쉽다.
단일 스트림 및 듀얼 스트림 모드들 양쪽 모두에서, 프리코딩은 시스템 성능을 개선하기 위해 전송에 앞서 각각의 데이터 스트림에 적용된다. 예를 들어, 단일 스트림 모드에서는, 동일한 데이터 스트림이 스트림 고유 안테나 가중치들의 하나의 세트들, 예를 들어, {b11, b21}를 이용하여 두 개의 안테나들(102, 103) 모두를 통해 전송된다. 듀얼 스트림 모드에서는, 두 개의 데이터 스트림이 스트림 고유 안테나 가중치들, 예를 들어, 제1 스트림에 대해서는 {b11, b21} 그리고 제2 스트림에 대해서는 {b12, b22}의 두 개의 세트들을 이용하여 두 개의 안테나들(102, 103)을 통해 전송된다. 두 데이터 전송 모드들 모두에서, 수신기(120)에 의해 결정되고 송신기(110)에 피드백될 수 있는 스트림 고유 안테나 가중치는 송신 안테나들(102, 103)로부터 방출되는 빔들이 일반적으로 직교하도록 선택된다. 임의 타입의 적합한 선형 또는 비선형 프리코딩이 송신기(110)에서 사용될 수 있다. 그 후, 송신된 데이터는 채널상에서 수신기(120)에 운반된다.
수신기(120)는 수신된 신호들을 필터링하고 베이스밴드 신호로 다운 컨버팅(down converting)하기 위한 프론트 엔드 회로(front end circuitry)(124)를 포함한다. 수신기(120)는 베이스밴드 프로세서(126)도 구비한다. 베이스밴드 프로세서(126)는 베이스밴드 신호를 처리하기 위한 수신 신호 프로세싱 모듈(130) 및 파일럿 채널 정보에 기초한 SINR 추정들을 발생시키기 위한 SINR 추정 모듈(128)을 포함한다. 이어서 단일 및 듀얼 스트림 데이터 전송 모드들 모두를 위해 베이스밴드 프로세서(126)에 의해 구현된 SINR 추정 실시예에 더 상세히 설명되며, 이 실시예들은 D-TxAA와 같은 MIMO 스킴들에 존재하는 코드-재사용 및 프리코딩 둘 모두의 영향들을 암시적으로 설명한다. 본 명세서에서 앞서 언급한 바와 같이, SINR 추정 실시예는 단지 용이한 설명을 위해 단일 스트림 및 듀얼 스트림 데이터 전송 스킴들에 대해 설명된다. 그러나, SINR 추정 기술은 MIMO 시스템에서 임의의 수의 데이터 스트림들의 전송에 대해 광범위하게 적용 가능하다.
단지 용이한 설명을 위해, 본 명세서에 설명된 실시예들은 파일럿 스킴이 두 개의 송신 안테나들의 경우에 대해 특정된, 소위 다이버시티 파일럿 모드(diversity pilot mode)에서 구성된다고 가정하며, 이는 송신 다이버시티(diversity) 또는 MIMO 중 하나가 구성될 때의 경우이다. 이 모드에서는, 두 개의 송신 안테나들(102, 103) 각각으로부터 송신된 파일럿 신호가 동일한 채널화 코드를 이용한다. 그러나, 파일럿 심볼 패턴들은 두 개의 심볼 기간들에서 직교하고, 아래에서 정의된다. 대안으로, 파일럿 스킴은 제1 안테나 상의 P-CPICH(primary common pilot) 및 제2 송신 안테나 상의 S-CPICH(secondary common pilot)를 이용하여 구성될 수 있다. 이 경우에, P- 및 S-CPICH들 상에서 사용되는 채널화 코드는 서로 직교한다. 본 기술 분야의 숙련자들은 본 발명의 기초 원리들은 어떤 파일럿 스킴에도 광범위하게 적용된다는 것을 이해할 것이다.
본 명세서에서 가정된 다이버시티 파일럿 모드에 대해,
Figure pct00016
를 제1 송신 안테나(102)에서 송신된 상수값 파일럿 심볼이라고 한다. 제2 송신 안테나(103)에서 송신된 파일럿 심볼 시퀀스
Figure pct00017
는
Figure pct00018
(11)
로 주어지며, 시퀀스
Figure pct00019
는
Figure pct00020
(12)
로 주어진다.
이 파일럿 스킴을 이용하여, 프리코딩 및 코드 재사용 간섭을 설명하는 퍼-스트림(per-stream) SINR들은 아래의 접근법을 이용하여 수신기(120)의 베이스밴드 프로세서(126)에 의해 추정될 수 있다.
도 2는 수신기 베이스밴드 프로세서(126)에 포함되거나 연관된 수신 신호 프로세싱 모듈(128)의 실시예를 도시한다. 수신 신호 프로세싱 모듈(128)은 데이터 채널(예를 들어, HS-DSCH)의 복조에 대해 적절한 결합 가중치들의 두 개의 세트들을 발생시키기 위한 결합 가중치 컴퓨터(202)를 포함한다.
Figure pct00021
이라고 표기된, 결합 가중치들의 제1 세트는 단일 스트림 데이터 송신의 경우에 적용된다. {
Figure pct00022
및
Figure pct00023
} 라고 표기된 결합 가중치들의 제2 세트는 듀얼 스트림 데이터 송신의 경우에 적용된다. 듀얼 스트림 데이터 송신의 경우에,
Figure pct00024
은 제1 데이터 스트림에 적용되고,
Figure pct00025
는 제2 데이터 스트림에 적용된다. 단일 및 듀얼 스트림 모드들에 대한 결합 가중치들은 서로 다른데, 이는 듀얼 스트림 모드에서는 가중치들이 코드-재사용으로 인한 간섭을 억제하도록 설계되지만, 단일 스트림 모드에서는 코드-재사용 간섭이 존재하지 않기 때문이다. 가중치들을 결정하기 위해 결합 가중치 컴퓨터(202)에 의해 임의의 적합한 기술, 예를 들어, 각각의 내용들이 그 전체가 본 명세서에 참조로서 통합된 2008년 2월 25일에 출원된 미국 특허 출원 번호 12/036323, 2008년 2월 25일에 출원된 미국 특허 출원 번호 12/036337 및 2008년 8월 27일에 출원된 미국 특허 출원 번호 12/198973에 개시된, 결합 가중치 계산 기술들이 이용될 수 있다.
수신 신호 프로세싱 모듈(128)의 파일럿 샘플 역확산기 컴포넌트(204)는 결합 가중치들을 만들어내는 데 이용된 것과 동일한 핑거 배치들을 이용하여 공통 파일럿(common pilot)(예를 들어, CPICH)을 역확산 시킨다. 싱글 슬롯에 대하여 파일럿 샘플 역확산기(204)에 의해 발생된 역확산 벡터들의 시퀀스는
Figure pct00026
(13)
와 같이 주어지며, i는 슬롯 중에 송신된 K개의 CPICH 심볼들(예를 들어, K=10)을 나타내고;
Figure pct00027
및
Figure pct00028
는 각각 제1 및 제2 송신 안테나들 각각에 대응하는 순수 채널 응답들이며; x(i)는 간섭 및 잡음을 구성하는 (제로 평균) 장애 벡터이며, 이는 아래에서 단순하게 잡음으로 언급된다. 본 명세서에서 잡음 공분산은 R x로 표기된다.
수신 신호 프로세싱 모듈(128)의 채널 샘플 발생기 컴포넌트(206)는 역확산 벡터들의 시퀀스 및 알려진 파일럿들에 기초하여 두 개의 서로 다른 길이 K/2 시퀀스를 계산한다. 길이 K/2 시퀀스들은 y1(i) 및 y2(i)로 표기되고, 본 명세서에서 제1 및 제2 안테나들에 각각 대응하는 "채널 샘플들"로 언급된다. 각각의 채널 샘플들은 :
Figure pct00029
(14)
및
Figure pct00030
(15)
로 계산된다.
채널 샘플들에 기초하여, 수신 신호 프로세싱 모듈(128)의 평균 컴퓨터 컴포넌트들(208, 210)은 아래 수식과 같은 각각의 순수 채널 응답들의 바이어스되지 않은 추정들을 발생시킨다:
Figure pct00031
(16)
수신 신호 프로세싱 모듈(128)의 공분산 컴퓨터 컴포넌트들(212, 214) 및 합산기(216)는 아래 수식과 같이 채널 샘플들에 또한 기초하여 각각의 잡음 공분산 추정들을 발생시킨다:
Figure pct00032
(17)
수신 신호 프로세싱 모듈(128)의 유효 순수 채널 응답 발생기 컴포넌트(218)는, 예를 들어, 다른 데이터 스트림들에 의해 "목격되는" 유효 순수 채널 응답을 추정함으로써 D-TxAA에서 사용된 것과 같은 데이터 스트림 프리코딩을 설명하며, 데이터 스트림 또한 프리코드된다. 송신기(110)에서 제1 스트림에 적용된 프리코딩 벡터는
Figure pct00033
로 표기되고, 제2 스트림에 적용된 프리코딩 벡터는
Figure pct00034
로 표기된다. 유효 순수 채널 응답 발생기(218)는 대응하는 프리코딩 벡터들에 기초하여 각각의 유효 순수 채널 응답들을 계산한다. 역확산 파일럿 샘플들로부터 얻어지는 각각의 순수 채널 응답들의 바이어스되지 않은 추정들은
Figure pct00035
(18)
와 같이 주어지며,
Figure pct00036
는 제2 송신 안테나(103)에 할당된 파일럿 전력에 대한 제1 송신 안테나(102)에 할당된 파일럿 전력의 비율이다. 파일럿 전력은 종종 송신 안테나들에 걸쳐서 밸런스가 맞춰지며, 이 경우에
Figure pct00037
=1이다. Rel-7 MIMO에 대해, UE는 노드 B에 적용될 프리코딩 가중치들을 추천한다. 이 추천은, 예를 들어, HS-DPCCH 업링크 제어 채널 상에서 SINR과 함께 피드백 된다. 따라서, 식(18)에 따라 계산된 유효 순수 채널 응답들은 단일 스트림 또는 다중 스트림 전송 모드에서 데이터 스트림들에 적용된 프리코딩을 설명한다. 단일 스트림 모드에서는, 제1 의 유효 순수 응답만이 관련된다.
프리코딩에 부가하여, 코드 재사용으로부터 야기되는 간섭 또한 다중 스트림 데이터 전송들에 대해 어드레스될 수 있다. 제1 데이터 스트림을 복조하는 경우에, 코드 재사용 간섭은 또 다른 데이터 스트림, 예를 들어, 듀얼 스트림 모드에서의 제2 스트림에 기인한다. 이것은 제2 스트림에 대한 유효 순수 응답과 제2 스트림에 할당된 전력 퍼-코드(power per-code)의 외적(outer product)의 함수인 잡음 공분산 메트릭스에 대한 추가적 항을 도입하며, 제2 스트림에 대한 전력 퍼-코드 스케일링은
Figure pct00038
로 표기된다. 코드 전력 추정기(220)는 각각의 데이터 스트림에 연관된 전력 퍼-코드 스케일링 인자를 계산한다. 전력 퍼-코드 스케일링 항들을 추정하기 위해 코드 전력 추정기(220) 또는 SINR 추정 모듈(130)에 의해, 예를 들어, 각각의 내용들이 그 전체가 본 명세서에 참조로서 통합된 2008년 2월 25일에 출원된 미국 특허 출원 번호 12/036368 및 2008년 2월 25일에 출원된 미국 특허 출원 번호 12/036425에 의해 개시된 기술과 같은, 임의의 적합한 기술이 사용될 수 있다. SINR 추정 모듈(130)은 수신 신호 프로세싱 모듈(128)에 의해 제공된 파라메트릭 및 넌-파라메트릭 정보에 기초하여 SINR 추정들을 발생시킨다.
도 3은 단일 스트림 데이터 송신 모드를 위해 적응된, 수신기 베이스밴드 프로세서(126)에 포함되거나 연관된 SINR 추정 모듈(130)의 실시예를 도시한다. SINR 추정 모듈(130)의 신호 전력 컴퓨터 컴포넌트(302)는 아래 수식과 같이 퍼-슬롯 신호 전력의 바이어스되지 않은 추정을 계산한다:
Figure pct00039
(19)
SINR 추정 모듈(130)의 잡음 전력 컴퓨터 컴포넌트(304) 아래 수식과 같이 잡음 전력의 바이어스 되지 않은 추정을 계산한다:
Figure pct00040
(20)
식(8)과 같이, 식(19)의 뺄셈 항은 유효 순수 채널 응답의 추정에서의 잡음 때문에 발생하는 신호 전력 추정에서의 바이어스의 제거를 의미한다.
SINR 추정 모듈(130)의 신호 스무딩 컴포넌트들(306, 308)은 다수의 슬롯들상에서, 예를 들어, 시간 평균에 의해 신호 및 잡음 전력 추정들을 각각 부드럽게 할 수 있다. 신호 디바이더(310)는 다음과 같이 단일 스트림 SINR 추정을 산출한다:
Figure pct00041
(21)
단일 스트림 SINR 추정은 역확산 CPICH 샘플들과 같은 역확산 파일럿 샘플들에 기초한 측정에 의해 넌-파라메트릭 방식으로 얻어진다. 종래의 CPICH-기반 SINR 추정 기술들과는 다르게, 프리코딩은 본 명세서에 설명된 단일 스트림 SINR 추정 실시예들에 따라 설명된다. SINR 추정 모듈(130)은 단일 스트림 데이터 전송에 앞서 사용된 데이터 스트림 프리코딩을 설명함으로써 프리코딩을 사용하는 데이터 채널(예를 들어, HS-DSCH)과 채택하지 않는 파일럿 채널(예를 들어, CPICH) 사이의 프리코딩-유발 미스매치를 감소시킨다.
도 4는 다중 스트림 데이터 전송을 위해 적응된, SINR 추정 모듈(130)의 실시예를 도시한다. 단일 스트림 데이터 전송과는 반대로, 다중 스트림 전송을 위한 SINR 추정은 넌-파라메트릭과 파라메트릭 접근법들의 결합이다. 파라메트릭 접근법은 다중 스트림 데이터 전송 모드에서 발생하는 코드-재사용 간섭을 명시적으로 설명한다. 이 간섭은 데이터 채널(예를 들어, HS-DSCH) 상에서만 발생한다. 파일럿 채널(예를 들어, CPICH) 상에 존재하지 않는 이 간섭을 설명하기 위해, SINR 추정 모듈(130)은 코드 재사용 간섭이 파라메트릭 방식에서 데이터 스트림 상에 가지는 효과를 합성하는 항을 포함시키기 위해 잡음 전력 추정을 수정한다.
SINR 추정 모듈(130)의 제1 코드 재사용 간섭 합성기 컴포넌트(402)는 아래 식과 같이 제1 스트림의 복조의 관점에서 코드-재사용 간섭을 합성하는데 사용되는 파라메트릭 항을 계산한다:
Figure pct00042
(22)
식(22)의 뺄셈 항은 유효 순수 채널 응답의 추정에서의 잡음 때문에 발생하는 바이어스의 제거에 대응한다. 유사하게, 제2 코드 재사용 간섭 합성기 컴포넌트(404)는 아래 식과 같이 제2 스트림의 복조의 관점에서 코드-재사용 간섭을 합성하는데 사용되는 파라메트릭 항을 계산한다:
Figure pct00043
(23)
식 (22) 및 (23)의 항들 αPC ,1 및 αPC ,2는 본 명세서의 앞서 설명된 바와 같이 제1 및 제2 데이터 스트림들 각각에 할당된 전력 퍼-코드 스케일링을 나타낸다.
SINR 추정 모듈(130)의 제1 및 제2 신호 전력 컴퓨터 컴포넌트들(406, 408)은 다음 식과 같이 제1 및 제2 스트림들 각각에 대한 퍼-슬롯 신호 전력의 바이어스 되지 않은 추정들을 발생시킨다:
Figure pct00044
(24)
SINR 추정 모듈(130)의 제1 및 제2 잡음 전력 컴퓨터 컴포넌트들(410, 412)은 아래 식과 같이 각각의 잡음 전력들의 바이어스 되지 않은 추정을 발생시킨다:
Figure pct00045
(25)
식(25)의 잡음 전력 표현들에서, 코드-재사용 간섭의 효과는 코드-재사용 간섭을 명시적으로 설명하기 위해 측정된 잡음 공분산
Figure pct00046
에 각각의 항들
Figure pct00047
및
Figure pct00048
를 부가함으로써 합성된다. 따라서, 다중 스트림 SINR 추정 실시예는 넌-파라메트릭 및 파라메트릭 접근법들의 결합이다. SINR 추정 모듈의 각각의 스무딩 컴포넌트들(414, 416, 418, 420)은, 예를 들어, 다수의 슬롯들에 걸쳐 대응하는 신호 및 잡음 전력들을 시간-평균하여 스무딩 할 수 있다. 신호 드라이버들(422, 424)은 아래 식과 같이 제1 및 제2 데이터 스트림들 각각에 대한 듀얼 스트림 SINR 추정들을 산출한다:
Figure pct00049
(26)
후속하는 단계들은 단일 및 듀얼 스트림 SINR 추정들 모두를 생성하도록 수신기(120)의 베이스밴드 프로세서(126)에 의해 수행된다. 베이스밴드 프로세서(126)는 단일 스트림 결합 가중치들
Figure pct00050
과 듀얼 스트림 결합 가중치들
Figure pct00051
및
Figure pct00052
뿐만 아니라, SINR 추정들의 기초가 되는 프리코딩 벡터들
Figure pct00053
및
Figure pct00054
를 획득한다. 파일럿 채널(예를 들어, CPICH)은 식(13)에 의해 주어진 역확산 벡터들
Figure pct00055
의 길이-K 시퀀스를 생성하기 위한 결합 가중치들을 생성하는데 사용된 것과 동일한 핑거 배치들을 이용하여 역확산된다. 식들 (14) 및 (15)를 이용하여, 채널 샘플들
Figure pct00056
및
Figure pct00057
의 두 개의 길이-K/2 시퀀스들이 두 개의 송신 안테나들에 대해 역확산 벡터들
Figure pct00058
의 시퀀스 및 공지된 파일럿 시퀀스들
Figure pct00059
및
Figure pct00060
에 기초하여 계산된다. 순수 채널 응답 추정들
Figure pct00061
및
Figure pct00062
는 채널 샘플들의 평균을 통해 계산된다(식 16). 잡음 공분산 추정
Figure pct00063
은 채널 샘플들의 공분산을 통해 계산된다(식 17). 효율적인 넷-응답 추정들
Figure pct00064
및 은 대응하는 추정된 순수 응답들
Figure pct00066
및
Figure pct00067
과 프리코딩 벡터들
Figure pct00068
및
Figure pct00069
에 기초하여 계산된다(식 18).
단일 스트림 SINR 추정은 단일 스트림 결합 가중치
Figure pct00070
, 유효 순수 응답
Figure pct00071
및 추정된 잡음 공분산
Figure pct00072
에 기초하여 퍼-슬롯 신호 및 잡음 간섭 추정들을 계산함으로써 생성된다(식 19 및 식20). 퍼-슬롯 신호 및 잡음 전력 추정들은 선택적으로 스무딩될 수 있다. 단일 스트림 SINR 추정은 선택적으로 스무딩된 신호 및 잡음 전력 추정들을 이용하여 계산된다(식 21).
듀얼 스트림 SINR 추정은 제1 및 제2 데이터 스트림들 각각에 연관된 전력 퍼-코드 스케일링 인자들
Figure pct00073
및
Figure pct00074
의 추정들을 얻음으로써 생성된다. 코드-재사용 간섭 항들
Figure pct00075
및
Figure pct00076
은 대응하는 유효 순수 응답 추정들
Figure pct00077
및
Figure pct00078
, 추정된 퍼-코드 전력들
Figure pct00079
및
Figure pct00080
, 및 추정된 잡음 공분산
Figure pct00081
에 기초하여 합성된다(식 22 및 식 23). 퍼-슬롯 신호 및 잡음 전력 추정들은 듀얼 스트림 결합 가중치
Figure pct00082
및
Figure pct00083
, 유효 순수 응답 추정들
Figure pct00084
및
Figure pct00085
, 추정된 코드-재사용 간섭 항들
Figure pct00086
및
Figure pct00087
, 및 추정된 잡음 공분산
Figure pct00088
에 기초하여 제1 및 제2 데이터 스트림들 각각에 대해 계산된다(식24 및 식25). 퍼-슬롯 신호 및 잡음 전력 추정들은 선택적으로 스무딩될 수 있다. 각각의 데이터 스트림에 대한 듀얼 스트림 SINR 추정들은 선택적으로 스무딩된 신호 및 잡음 전력 추정들을 이용하여 계산된다(식 26).
본 명세서에 개시된 MIMO SINR 추정 실시예들은 넌-MINO 시스템들에 대한 종래의 CPICH 기반 접근법들과 동일한 정도의 크기로 복잡성을 가지는 반면, 더 정확한 데이터 스트림 SINR 추정들을 산출한다. 더욱이, 본 명세서에 개시된 SINR 추정 실시예들은 인터 셀 간섭, RF 장애 등과 같은 모델화되지 않은 효과들을 본질적으로 설명하는 정확한 SINR 추정들을 산출하는 넌-파라메트릭 CPICH-기반 접근법들의 이점들을 유지한다. 또한, 본 명세서에 개시된 SINR 추정 실시예들은 SINR 추정들이 의도된 데이터 채널(예를 들어, HS-DSCH)과 SINR 추정들의 기초로서 사용되는 파일럿 채널(예를 들어, CPICH) 사이의 미스매치를 제거한다. 이것은 프리코딩 및/또는 코드-재사용 간섭 때문에 발생하는 미스매치를 보상하는 정확한 SINR 추정들을 산출한다. 본 명세서에 개시된 SINR 추정 실시예들은 프리코딩 벡터들을
Figure pct00089
및
Figure pct00090
로 각각 세팅함으로써 프리코딩을 사용하지 않는 MIMO 시스템들에 쉽게 적용될 수 있다. 이 경우에, 많은 계산 단계들이 단순화되는데, 이는 각각의 데이터 스트림에 연관된 유효 순수 채널 응답이 각각의 물리적 송신 안테나에 대응하는 순수 채널 응답과 같아지게 - 즉
Figure pct00091
=
Figure pct00092
,
Figure pct00093
=
Figure pct00094
등 - 되기 때문이다. 본 명세서에 개시된 SINR 추정 실시예들은 각각의 부가적 데이터 스트림에 관련된 부가적인 적절한 항들을 계산함으로써 듀얼 스트림 데이터 송신 스킴들 이상으로 쉽게 확대될 수 있다.
변형들 및 응용들의 상기 범위에 유의하면서, 본 발명은 전술한 설명에 의해 제한되지 않고, 첨부된 도면들에 의해서도 제한되지 않는다는 것이 이해되어져야 한다. 대신에, 본 발명은 후속하는 청구항들 및 그것들의 법적 등가물들에 의해서만 제한된다.

Claims (22)

  1. 확산 코드들의 동일한 세트를 이용하여, 복수의 안테나들로부터 송신된 단일 데이터 스트림 및 상기 복수의 안테나들로부터 송신된 다중 데이터 스트림들에 대한 SINR(siganl to interference-plus-noise ratio)을 추정하는 방법으로서,
    송신에 앞서 상기 단일 데이터 스트림 및 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 대한 신호 전력 추정치를 계산하는 단계 - 상기 신호 전력 추정치는 대응하는 데이터 스트림에 적용된 프리코딩(precoding)을 처리함 -;
    상기 단일 데이터 스트림에 대해 잡음 공분산(noise covariance)의 함수로 그리고 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 대해 상기 잡음 공분산 및 상기 확산 코드들의 동일한 세트를 이용하여 송신되는 상기 다중 데이터 스트림들과 연관된 코드 재사용 간섭의 함수로 잡음 전력 추정치를 계산하는 단계; 및
    상기 대응하는 데이터 스트림에 대해 계산된 상기 신호 전력 추정치 및 상기 잡음 전력 추정치에 기초하여 상기 단일 데이터 스트림 및 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 대한 SINR 추정치를 계산하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 대응하는 데이터 스트림에 대해 도출된 결합 가중치들의 세트들 및 프리코딩 후에 상기 대응하는 데이터 스트림에 의해 경험된 채널을 나타내는 유효 순수 채널 응답 추정치(effective net channel response estimate)의 함수로 상기 단일 데이터 스트림 및 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 대한 상기 신호 전력 추정치를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
  3. 제2항에 있어서, 상기 복수의 안테나들 각각과 연관된 순수 채널 응답 추정치 및 상기 대응하는 데이터 스트림과 연관된 프리코딩 정보의 함수로 상기 단일 데이터 스트림 및 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 의해 경험된 상기 유효 순수 채널 응답을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 대응하는 안테나로부터 송신된 역확산 파일럿 샘플들(despread pilot samples)에 기초하여 상기 복수의 안테나들 각각과 연관된 상기 순수 채널 응답 추정치를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
  5. 제2항에 있어서, 상기 잡음 공분산 및 상기 단일 데이터 스트림에 대해 도출된 상기 결합 가중치의 세트에 기초하여 상기 단일 데이터 스트림에 대한 잡음 전력 추정치를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
  6. 제2항에 있어서, 상기 잡음 공분산, 상기 코드 재사용 간섭 및 상기 다중 데이터 스트림들 중 대응하는 하나에 대해 도출된 상기 결합 가중치의 세트에 기초하여 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 대한 잡음 전력 추정치를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
  7. 제1항에 있어서, 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 연관된 상기 코드 재사용 간섭을, 상기 다중 데이터 스트림들 중 나머지 데이터 스트림들 각각과 연관된 전력 퍼-코드 스케일링 인자(power per-code scaling factor) 및 프리코딩 후에 상기 다중 데이터 스트림들 중 나머지 데이터 스트림들 각각에 의해 경험된 채널을 나타내는 유효 순수 채널 응답 추정치의 함수로 추정하는 단계를 포함하는 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 복수의 안테나들 각각과 연관된 순수 채널 응답 추정치 및 상기 다중 데이터 스트림들 중 대응하는 하나와 연관된 프리코딩 정보의 함수로 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 의해 경험된 상기 유효 순수 채널 응답을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
  9. 제8항에 있어서, 대응하는 안테나로부터 송신된 역확산 파일럿 샘플들에 기초하여 상기 복수의 안테나들 각각과 연관된 상기 순수 채널 응답 추정치를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
  10. 제7항에 있어서, 상기 대응하는 유효 순수 채널 응답 추정치에서의 잡음에 기초하여 발생하는 바이어스를 각각의 코드 재사용 간섭 추정치로부터 제거하는 단계를 포함하는 방법.
  11. 제7항에 있어서, 상기 잡음 공분산, 상기 다중 데이터 스트림들 중 대응하는 하나에 대해 추정된 상기 코드 재사용 간섭 및 상기 다중 데이터 스트림들 중 상기 대응하는 하나에 대해 도출된 결합 가중치의 세트에 기초하여 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 대한 상기 잡음 전력 추정치를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
  12. 확산 코드들의 동일한 세트를 이용하여, 복수의 안테나들로부터 송신된 단일 데이터 스트림 및 상기 복수의 안테나들로부터 송신된 다중 데이터 스트림들에 대한 SINR을 추정하도록 동작 가능한 무선 수신기로서,
    송신에 앞서 상기 단일 데이터 스트림 및 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 대한 신호 전력 추정치를 계산하고 - 상기 신호 전력 추정치는 대응하는 데이터 스트림에 적용된 프리코딩을 처리함 -,
    상기 단일 데이터 스트림에 대해 잡음 공분산의 함수로 그리고 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 대해 상기 잡음 공분산 및 상기 확산 코드들의 동일한 세트를 이용하여 송신되는 상기 다중 데이터 스트림들과 연관된 코드 재사용 간섭의 함수로 잡음 전력 추정치를 계산하고,
    상기 대응하는 데이터 스트림에 대해 계산된 상기 신호 전력 추정치 및 상기 잡음 전력 추정치에 기초하여 상기 단일 데이터 스트림 및 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 대한 SINR 추정치를 계산하도록
    동작가능한 베이스밴드 프로세서(baseband processor)를 포함하는 무선 수신기.
  13. 제12항에 있어서, 상기 베이스밴드 프로세서는 상기 대응하는 데이터 스트림에 대해 도출된 결합 가중치들의 세트들 및 프리코딩 후에 상기 대응하는 데이터 스트림에 의해 경험된 채널을 나타내는 유효 순수 채널 응답 추정치의 함수로 상기 단일 데이터 스트림 및 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 대한 상기 신호 전력 추정치를 계산하도록 동작가능한 SINR 추정 모듈을 포함하는 무선 수신기.
  14. 제13항에 있어서, 상기 베이스밴드 프로세서는 상기 복수의 안테나들 각각과 연관된 순수 채널 응답 추정치 및 상기 대응하는 데이터 스트림과 연관된 프리코딩 정보의 함수로 상기 단일 데이터 스트림 및 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 의해 경험된 상기 유효 순수 채널 응답을 추정하도록 동작가능한 수신 신호 프로세싱 모듈(received signal processing module)을 포함하는 무선 수신기.
  15. 제14항에 있어서, 상기 수신 신호 프로세싱 모듈은 대응하는 안테나로부터 송신된 역확산 파일럿 샘플들에 기초하여 상기 복수의 안테나들 각각과 연관된 상기 순수 채널 응답 추정치를 계산하도록 동작가능한 무선 수신기.
  16. 제13항에 있어서, 상기 SINR 추정 모듈은 상기 잡음 공분산 및 상기 단일 데이터 스트림에 대해 도출된 상기 결합 가중치의 세트에 기초하여 상기 단일 데이터 스트림에 대한 잡음 전력 추정치를 계산하도록 동작가능한 무선 수신기.
  17. 제13항에 있어서, 상기 SINR 추정 모듈은 상기 잡음 공분산, 상기 코드 재사용 간섭 및 상기 다중 데이터 스트림들 중 대응하는 하나에 대해 도출된 상기 결합 가중치의 세트에 기초하여 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 대한 잡음 전력 추정치를 계산하도록 동작가능한 무선 수신기.
  18. 제12항에 있어서, 상기 SINR 추정 모듈은 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 연관된 상기 코드 재사용 간섭을, 상기 다중 데이터 스트림들 중 나머지 데이터 스트림들 각각과 연관된 전력 퍼-코드 스케일링 인자 및 프리코딩 후에 상기 다중 데이터 스트림들 중 나머지 데이터 스트림들 각각에 의해 경험된 채널을 나타내는 유효 순수 채널 응답 추정치의 함수로 추정하도록 동작가능한 무선 수신기.
  19. 제18항에 있어서, 상기 수신 신호 프로세싱 모듈은 상기 복수의 안테나들 각각과 연관된 순수 채널 응답 추정치 및 상기 다중 데이터 스트림들 중 대응하는 하나와 연관된 프리코딩 정보의 함수로 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 의해 경험된 상기 유효 순수 채널 응답치를 추정하도록 동작가능한 무선 수신기.
  20. 제19항에 있어서, 상기 수신 신호 프로세싱 모듈은 대응하는 안테나로부터 송신된 역확산 파일럿 샘플들에 기초하여 상기 복수의 안테나들 각각과 연관된 상기 순수 채널 응답 추정치를 계산하도록 동작가능한 무선 수신기.
  21. 제18항에 있어서, 상기 SINR 추정 모듈은 상기 대응하는 유효 순수 채널 응답 추정의 잡음에 기초하여 발생하는 바이어스를 각각의 코드 재사용 간섭 추정치로부터 제거하도록 동작가능한 무선 수신기.
  22. 제18항에 있어서, 상기 SINR 추정 모듈은 상기 잡음 공분산, 상기 다중 데이터 스트림들 중 상기 대응하는 하나에 대해 추정된 상기 코드 재사용 간섭 및 상기 다중 데이터 스트림들 중 상기 대응하는 하나에 대해 도출된 결합 가중치의 세트에 기초하여 상기 다중 데이터 스트림들 각각에 대한 상기 잡음 전력 추정치를 계산하도록 동작가능한 무선 수신기.
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Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8953520B2 (en) * 2009-02-13 2015-02-10 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for inter-sector MIMO
US8526552B1 (en) * 2009-08-25 2013-09-03 Marvell International Ltd. Noise estimation in communication receivers
US8724741B2 (en) * 2009-10-02 2014-05-13 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Signal quality estimation from coupling matrix
CN102055704B (zh) * 2009-11-10 2013-05-08 中兴通讯股份有限公司 一种正交频分复用系统中进行噪声估计的方法及装置
CN102075303B (zh) * 2009-11-25 2014-06-04 华为技术有限公司 导频发送方法和装置
US8483641B1 (en) 2010-07-28 2013-07-09 Marvell International Ltd. Validation and stabilization of noise matrices
CN103299564A (zh) * 2011-01-05 2013-09-11 Nec卡西欧移动通信株式会社 移动通信装置及信道质量指标估计方法
BR112014027520A2 (pt) * 2012-05-04 2017-06-27 Huawei Tech Co Ltd método para obtenção de relação de sinal de ruído, dispositivo de recepção de sinal e dispositivo de envio de sinal
CN102655486B (zh) 2012-05-10 2014-12-31 华为技术有限公司 一种导频信号发射方法、信道估计方法、装置及系统
CN105493550B (zh) * 2013-05-08 2019-01-15 华为技术有限公司 信道质量指示的反馈方法及用户设备
WO2016199161A2 (en) * 2015-06-12 2016-12-15 Swati Vishal Jajodia A composition comprising pentosan polysulfate sodium for use in treatment of bladder outlet obstruction and/or lower urinary tract symptoms
US10411782B2 (en) * 2016-03-31 2019-09-10 Qualcomm Incorporated Channel estimation for per-tone continuous precoding in downlink MIMO transmission
US10090897B2 (en) 2016-04-15 2018-10-02 National Chiao Tung University Communication system and channel estimating method thereof

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060159160A1 (en) * 2005-01-14 2006-07-20 Qualcomm Incorporated Optimal weights for MMSE space-time equalizer of multicode CDMA system
US20070211815A1 (en) * 2006-03-10 2007-09-13 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for scaling soft bits for decoding
WO2008054267A1 (en) * 2006-11-01 2008-05-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and arrangement for sinr feedback in mimo based wireless communication systems
US20080291978A1 (en) * 2007-05-21 2008-11-27 Elias Jonsson Receiver Parametric Covariance Estimation for Transmit Diversity

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8020A (en) * 1851-04-01 Stone and metal conglomerate eoe paving
US3636808A (en) 1969-03-12 1972-01-25 Hiroshi Taminaga Material-cutting machine
US3632308A (en) 1969-12-05 1972-01-04 Universal Oil Prod Co Recovery of copper values from slag
US3642508A (en) 1970-06-01 1972-02-15 Texaco Inc Sand consolidation composition containing 2-hydroxyadipaldehyde, water and an organic solvent
US3633708A (en) 1970-10-12 1972-01-11 Jens A Heilskov Flexible ladder
US7986680B2 (en) * 2005-04-28 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Transmit format selection with consideration for resource reuse
US8964912B2 (en) * 2005-05-31 2015-02-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Adaptive timing recovery via generalized RAKE reception
US7688881B2 (en) * 2006-06-30 2010-03-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for interference estimation in a generalized RAKE receiver
JP5006001B2 (ja) * 2006-08-22 2012-08-22 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 下りリンクｍｉｍｏ伝送制御方法および基地局装置
US7949063B2 (en) * 2007-02-27 2011-05-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for impairment correlation estimation in MIMO systems
CN101370240B (zh) * 2007-08-15 2011-08-10 上海贝尔阿尔卡特股份有限公司 多用户mimo通信系统中基于用户反馈的调度方法和装置
JP2009049632A (ja) * 2007-08-17 2009-03-05 Sony Corp 無線通信装置及び無線通信方法
JP5206945B2 (ja) * 2007-12-17 2013-06-12 日本電気株式会社 マルチユーザｍｉｍｏのスケジューリング方法
US8064849B2 (en) * 2008-02-07 2011-11-22 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Precoding for multiple anntennas
US7957485B2 (en) 2008-02-25 2011-06-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Reduced complexity parametric covariance estimation for precoded MIMO transmissions
US8411780B2 (en) * 2009-02-24 2013-04-02 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Estimating the ratio of traffic channel power to pilot power in a MIMO wireless communication system
US8305921B2 (en) * 2009-04-03 2012-11-06 Quantenna Communications, Inc. Channel selection and interference suppression

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060159160A1 (en) * 2005-01-14 2006-07-20 Qualcomm Incorporated Optimal weights for MMSE space-time equalizer of multicode CDMA system
US20070211815A1 (en) * 2006-03-10 2007-09-13 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for scaling soft bits for decoding
WO2008054267A1 (en) * 2006-11-01 2008-05-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and arrangement for sinr feedback in mimo based wireless communication systems
US20080291978A1 (en) * 2007-05-21 2008-11-27 Elias Jonsson Receiver Parametric Covariance Estimation for Transmit Diversity

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