KR20110135662A - 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 ｏｆｄｍ 수신기, 이를 포함하는 ｏｆｄｍ 시스템 및 이들의 타이밍 오차 추정방법 - Google Patents

다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 ｏｆｄｍ 수신기, 이를 포함하는 ｏｆｄｍ 시스템 및 이들의 타이밍 오차 추정방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 시스템에 발생할 수 있는 타이밍 에러를 제거하여 타이밍 오차 추정의 성능을 향상시킬 수 있는 효과가 있다. 이를 위해 특히, 수신 신호의 자기상관 기법 및 프리앰블 간의 상호상관 기법을 이용하고, 타이밍 메트릭과 필터함수를 통해 단계별 타이밍 오차 추정치를 구하여 최종 타이밍 오차 추정치를 얻을 수 있는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기, 이를 포함하는 OFDM 시스템 및 이들의 타이밍 오차 추정방법이 개시된다.

Description

다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 ＯＦＤＭ 수신기, 이를 포함하는 ＯＦＤＭ 시스템 및 이들의 타이밍 오차 추정방법{OFDM RECEIVER BEING CAPABLE OF ESTIMATING TIMING ERROR IN MULTI-PATH FADING CHANNEL, OFDM SYSTEM HAVING THE SAME AND TIMING ERROR ESTIMATION METHOD THEREOF}
본 발명은 타이밍 추정이 가능한 OFDM 시스템 및 타이밍 추정방법에 관한 것이다. 보다 상세하게는 수신 신호의 자기상관 기법 및 프리앰블 간의 상호상관 기법을 이용하고, 타이밍 메트릭과 필터함수를 통해 단계별 타이밍 오차 추정치를 연산함으로써 최종 타이밍 오차 추정치를 획득할 수 있는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기, 이를 포함하는 OFDM 시스템 및 이들의 타이밍 오차 추정방법에 관한 것이다.
직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 OFDM이라 칭함) 시스템은 임펄스 잡음 및 다중경로 페이딩 채널(multi-path fading channel) 환경에 강인하며 효율적인 스펙트럼 사용 등의 특징 때문에 IEEE 802.11a와 같은 무선 랜(WLANs, Wireless Local Area Networks), 지상파 디지털 오디오 방송(DAB, Digital Audio Broadcasting) 그리고 디지털 비디오 방송 (DVB-T, Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 등의 무선 표준 변조 방식으로 사용되고 있다.
하지만, 이러한 장점들에도 불구하고 OFDM 시스템은 반송파 주파수 에러 및 타이밍 에러에 매우 민감하다는 문제점을 갖고 있다. 특히, 타이밍 에러는 OFDM 신호의 고속 푸리에 변환(FFT, Fast Fourier Transform) 입력 시의 시작점을 결정하는 데 영향을 미치므로, FFT 이후의 처리 과정에 있어 지속적으로 영향을 미치게 된다.
타이밍 에러를 줄이기 위해 Schmidl(T. Schmidl and D. C. Cox, “Robust frequency and timing synchronization for OFDM systems,” IEEE Trans. Commun., vol. 45, no. 12, pp. 1613-1621, Dec. 1997.)은 두 반복적인 부분으로 구성된 프리앰블(preamble) 및 반복적인 부분 간의 자기상관(autocorrelation)을 이용하는 타이밍 추정 기법을 제안하였다.
그러나, 이 기법에서 타이밍 추정을 위한 타이밍 메트릭(timing metric)은 정확한 타이밍 지점 주위에 평평한 부분(plateau)이 존재하여 잡음 및 채널의 영향이 없더라도 정확한 타이밍 지점을 찾는 데 어려움이 있다.
이러한 문제점을 보완하기 위해, Park(B. Park, H. Cheon, C. Kang, and D. Hong, “A novel timing estimation method for OFDM systems,” IEEE Commun. Lett., vol. 7, no. 5, pp. 239-241, May 2003.), Minn(H. Minn, V. K. Bhargava, and K. B. Letaief, “A robust timing and frequency synchronization for OFDM systems,” IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 2, no. 4, pp. 822-839, July 2004.), shi(K. Shi, and E. Serpedin, “Coarse frame and carrier synchronization of OFDM systems: a new metric and comparison,” IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 3, no. 4, pp. 1271-1284, July 2004.)가 새로운 형태의 프리앰블을 이용하여 기존의 타이밍 메트릭의 평평한 부분을 제거하고 첨예한 형태로 나타나게끔 개선하는 기법을 제안하였다.
그러나, 이러한 기법들은 다중경로 페이딩 채널 환경을 고려하지 않았기 때문에 다중경로 페이딩 채널 환경에서 타이밍을 추정하였을 때, 추정 성능이 낮아진다는 문제점을 가지고 있다. 따라서 다중경로 페이딩 채널 환경에서도 타이밍 추정을 높일 수 있는 수신기 및 타이밍 추정 방법의 필요성이 대두된다.
본 발명은 상기와 같은 필요성에 의해 창안된 것으로서, 본 발명의 목적은 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 시스템에 발생할 수 있는 타이밍 에러를 제거하여 타이밍 오차 추정의 성능을 향상시킬 수 있는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기, 이를 포함하는 OFDM 시스템 및 이들의 타이밍 오차 추정방법을 제공하는 데 있다.
상기와 같은 본 발명의 목적은, 심볼간 간섭 제거를 위해 순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호와 수신단의 타이밍 오차 추정을 위해 생성된 프리앰블 신호를 이용하여 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기에 있어서, 수신단에 위치하고 기저대역 OFDM 샘플 신호를 포함하는 수신 신호의 자기상관 함수에 기반하여 타이밍 메트릭값을 연산하고 연산된 타이밍 메트릭값을 기초로 1차 타이밍 오차 추정치를 연산하는 제 1타이밍 오차 추정부; 수신단에 위치하고, 1차 타이밍 오차 추정치에 기초한 제 1타이밍 오차 추정범위에서 수신 신호와 프리앰블 신호 사이의 상호상관 함수에 기반한 필터링된 타이밍 메트릭값을 연산하고, 필터링된 타이밍 메트릭값을 기초로 2차 타이밍 오차 추정치를 연산하는 제 2타이밍 오차 추정부; 및 수신단에 위치하고, 2차 타이밍 오차 추정치에 기초한 제 2타이밍 오차 추정범위에서 필터링된 타이밍 메트릭값에 대한 분산 연산 및 평균 연산에 기초하여 문턱값을 연산하고, 연산된 문턱값에 의해 필터값이 결정되는 필터함수와 필터링된 타이밍 메트릭값의 곱 연산에 기반하여 최종 타이밍 오차 추정치를 연산하는 최종 타이밍 오차 추정부;를 포함하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기를 제공함으로써 달성될 수 있다.
프리앰블 신호는 랜덤 시퀀스의 반복적인 구조인 것이 바람직하다.
순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호는 다음의 수학식
Figure pat00001
,
Figure pat00002
(여기서, x(k)는 기저대역 OFDM 샘플 신호, N은 총 부반송파의 개수, X(n)은 n번째 부반송파에서의 변조된 심볼 샘플, NG는 순환 전치의 길이임)
에 의해 나타내는 것이 바람직하다.
프리앰블 신호는 다음의 수학식
Figure pat00003
(여기서, S는 프리앰블, AN /2는 길이가 N/2인 랜덤 시퀀스, N은 총 부반송파의 개수임)
에 의해 나타내는 것이 바람직하다.
자기상관 함수는 다음의 수학식
Figure pat00004
(여기서, Ra(d)는 자기상관 함수, N은 총 부반송파의 개수, r(d+k)는 수신신호의 복소치, r(d+k+N/2)는 N/2 지연된 수신신호의 복소치, *는 켤레 복소수 연산임)
에 의해 나타내는 것이 바람직하다.
타이밍 메트릭값은 순환 전치에 기인하는 자기상관 함수의 평탄부를 제거하기 위해 자기상관 함수에 써메이션 윈도우를 적용한 것이 바람직하다.
타이밍 메트릭값은 다음의 수학식
Figure pat00005
(여기서, Ma(d)는 타이밍 메트릭값, Ra(d-k)는 자기상관 함수, NG는 순환 전치의 길이임)
에 의하여 나타내는 것이 바람직하다.
1차 타이밍 오차 추정치는 다음의 수학식
Figure pat00006
(여기서,
Figure pat00007
는 1차 타이밍 오차 추정치, Ma(d)는 타이밍 메트릭값임)
에 의하여 나타내는 것이 바람직하다.
상호상관 함수는 다음의 수학식
Figure pat00008
,
Figure pat00009
(여기서, Rc(d)는 상호상관 함수, r(d+k)는 수신 신호, S(k)는 프리앰블, *는 켤레 복소수 연산, d는 제 1타이밍 오차 추정범위,
Figure pat00010
는 1차 타이밍 오차 추정치, N은 총 부반송파의 개수임)
에 의하여 나타내는 것이 바람직하다.
필터링된 타이밍 메트릭값은 다음의 수학식
Figure pat00011
,
Figure pat00012
(여기서, Mc(d)는 필터링된 타이밍 메트릭값, Rc(d)는 상호상관 함수, Ma(d)는 타이밍 메트릭값, d는 제 1타이밍 오차 추정범위,
Figure pat00013
는 1차 타이밍 오차 추정치, N은 총 부반송파의 개수임)
에 의하여 나타내는 것이 바람직하다.
2차 타이밍 오차 추정치는 다음의 수학식
Figure pat00014
,
Figure pat00015
(여기서,
Figure pat00016
는 2차 타이밍 오차 추정치, Mc(d)는 필터링된 타이밍 메트릭값, d는 제 1타이밍 오차 추정범위,
Figure pat00017
는 1차 타이밍 오차 추정치, N은 총 부반송파의 개수임)
에 의하여 나타내는 것이 바람직하다.
필터함수는 다음의 수학식
Figure pat00018
(여기서, F(d)는 필터함수, Tth는 문턱값임)
에 의해 나타내어지되,
C(d)는 다음의 수학식
Figure pat00019
,
Figure pat00020
(여기서, var{}은 분산 연산, Mc(d)는 필터링된 타이밍 메트릭값, d는 제 2타이밍 오차 추정범위,
Figure pat00021
는 2차 타이밍 오차 추정치, L은 채널의 탭 수, NG는 순환 전치의 길이임)
에 의해 구해지고,
문턱값은 다음의 수학식
Figure pat00022
(여기서, Tth는 문턱값, mean{}은 평균 연산,
Figure pat00023
는 2차 타이밍 오차 추정치임)
에 의해 구해지는 것이 바람직하다.
최종 타이밍 오차 추정치는 다음의 수학식
Figure pat00024
,
Figure pat00025
,
Figure pat00026
(여기서,
Figure pat00027
는 최종 타이밍 오차 추정치, Mc(d)는 필터링된 타이밍 메트릭값, F(d)는 필터함수, d는 제 2타이밍 오차 추정범위,
Figure pat00028
는 2차 타이밍 오차 추정치, L은 채널의 탭 수, NG는 순환 전치의 길이임)
에 의해 나타내는 것이 바람직하다.
또한, 본 발명의 목적은 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기를 포함하고, 송신단에 위치하고 순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호를 생성하는 샘플 생성부; 및 송신단에 위치하고 프리앰블 신호를 생성하는 프리앰블 생성부;를 더 포함하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 시스템을 제공함으로써 달성될 수 있다.
한편, 본 발명의 목적은 다른 카테고리로서, 심볼간 간섭 제거를 위해 순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호와 수신단의 타이밍 오차 추정을 위해 생성된 프리앰블 신호를 이용하는 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 수신기의 타이밍 오차 추정방법에 있어서, 수신단의 제 1타이밍 오차 추정부가 기저대역 OFDM 샘플 신호를 포함하는 수신 신호의 자기상관 함수에 기반하여 타이밍 메트릭값을 연산하는 단계(S300); 제 1타이밍 오차 추정부가 연산된 타이밍 메트릭값을 기초로 1차 타이밍 오차 추정치를 연산하는 단계(S400); 수신단의 제 2타이밍 오차 추정부가 1차 타이밍 오차 추정치에 기초한 제 1타이밍 오차 추정범위에서 수신 신호와 프리앰블 신호 사이의 상호상관 함수에 기반한 필터링된 타이밍 메트릭값을 연산하는 단계(S500); 제 2타이밍 오차 추정부가 필터링된 타이밍 메트릭값을 기초로 2차 타이밍 오차 추정치를 연산하는 단계(S600); 수신단의 최종 타이밍 오차 추정부가 2차 타이밍 오차 추정치에 기초한 제 2타이밍 오차 추정범위에서 필터링된 타이밍 메트릭값에 대한 분산 연산 및 평균 연산에 기초하여 문턱값을 연산하는 단계(S700); 및 최종 타이밍 오차 추정부가 연산된 문턱값에 의해 필터값이 결정되는 필터함수와 필터링된 타이밍 메트릭값의 곱 연산에 기반하여 최종 타이밍 오차 추정치를 연산하는 단계(S800);를 포함하는 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 수신기의 타이밍 오차 추정방법을 제공함으로써 달성될 수 있다.
제 1타이밍 오차 추정부의 타이밍 메트릭값 연산단계(S300)는, 순환 전치에 기인하는 자기상관 함수의 평탄부를 제거하기 위해 자기상관 함수에 써메이션 윈도우를 적용하는 단계인 것이 바람직하다.
제 1타이밍 오차 추정부의 1차 타이밍 오차 추정치 연산단계(S400)는, 타이밍 메트릭값이 최대가 되는 타이밍 오차를 1차 타이밍 오차 추정치로 추정하는 단계인 것이 바람직하다.
제 2타이밍 오차 추정부의 필터링된 타이밍 메트릭값 연산단계(S500)에서, 프리앰블 신호는 랜덤 시퀀스의 반복적인 구조를 갖는 것이 바람직하다.
제 2타이밍 오차 추정부의 2차 타이밍 오차 추정치 연산단계(S600)는, 필터링된 타이밍 메트릭값이 최대가 되는 타이밍 오차를 2차 타이밍 오차 추정치로 추정하는 단계인 것이 바람직하다.
최종 타이밍 오차 추정부의 최종 타이밍 오차 추정치 연산단계(S800)는, 곱 연산의 결과값이 최대가 되는 타이밍 오차를 최종 타이밍 오차 추정치로 추정하는 단계인 것이 바람직하다.
또한, 본 발명의 목적은 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 수신기의 타이밍 오차 추정방법을 포함하고,
제 1타이밍 오차 추정부의 타이밍 메트릭값 연산단계(S300) 이전에, 송신단의 샘플 생성부가 순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호를 생성하는 단계(S100); 및 송신단의 프리앰블 생성부가 프리앰블 신호를 생성하는 단계(S200);를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 시스템의 타이밍 오차 추정방법을 제공함으로써 달성될 수 있다.
상기와 같은 본 발명의 일 실시예에 의하면, 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 시스템에 발생할 수 있는 타이밍 에러를 제거하여 타이밍 오차 추정의 성능을 향상시킬 수 있는 효과가 있다.
또한, 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 시스템의 경우, 송신 신호를 정확히 복조하기 위해서는 주파수 오차뿐만 아니라 심볼 동기를 고려하여야 하는데 심볼 시작점을 정확히 추정하여 심볼간 간섭(ISI, Inter-Symbol Interference)을 방지함으로써 수신 신호를 바르게 복원할 수 있는 효과가 있다.
그리고, WLAN, DVB, DAB 등과 같은 OFDM 시스템을 이용하는 여러 통신 시스템의 타이밍 오차 성능을 향상시키는 효과가 있다.
도 1은 본 발명인 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 시스템의 일 실시예에 따른 구성을 나타낸 구성도,
도 2a는 본 발명의 일 실시예에 따라 프리앰블과 수신 신호 사이의 상호상관 함수의 절대치 제곱을 타이밍 오차에 대해 나타낸 그래프,
도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따라 자기상관 함수에 써메이션 윈도우를 적용한 타이밍 메트릭값을 타이밍 오차에 대해 나타낸 그래프,
도 2c는 본 발명의 일 실시예에 따라 상호상관 함수의 절대치 제곱값과 써메이션 윈도우를 적용한 타이밍 메트릭값의 곱으로 나타내어지는 필터링된 타이밍 메트릭값을 타이밍 오차에 대해 나타낸 그래프,
도 3a 및 도 3b는 본 발명의 일 실시예에 따라 다중경로 페이딩 채널에서 필터링된 타이밍 메트릭값이 첫 번째에서 가장 큰 경우와 가장 크지 않은 경우를 각각 타이밍 오차에 대해 나타낸 그래프,
도 4a는 본 발명의 일 실시예에 따라 필터링된 타이밍 메트릭값의 일예를 타이밍 오차에 대해 나타낸 그래프,
도 4b 본 발명의 일 실시예에 따라 필터함수를 타이밍 오차에 대해 나타낸 그래프,
도 4c는 본 발명의 일 실시예에 따라 도 4a에 도시된 필터링된 타이밍 메트릭값과 도 4b에 도시된 필터함수의 상호 곱 연산값을 타이밍 오차에 대해 나타낸 그래프,
도 5는 본 발명인 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 시스템의 타이밍 오차 추정방법의 일 실시예를 순차적으로 나타낸 순서도이다.
< OFDM 시스템의 구성>
도 1은 본 발명인 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 시스템의 일 실시예에 따른 구성을 나타낸 구성도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, OFDM 시스템의 일 실시예는 OFDM 수신기(10)와 OFDM 송신기(20)를 포함하여 구성된다. 그리고, OFDM 수신기(10)는 제 1타이밍 오차 추정부(110), 제 2타이밍 오차 추정부(120) 및 최종 타이밍 오차 추정부(130)를 포함하며 아울러, 알에프 리시버(140, Radio Frequency Receiver) 및 FFT(Fast Fourier Transform)부(150)를 포함하여 구성될 수 있다. 또한, OFDM 송신기(20)는 샘플 생성부(210) 및 프리앰블 생성부(220)를 포함하고 알에프 트랜스미터(230, Radio Frequency Transmitter)를 더 포함하여 구성될 수 있다.
본 발명인 OFDM 시스템의 작용을 간략히 설명하면, 송신단인 송신기(20)에서 순환 전치(CP, Cyclic Prefix)를 삽입한 기저대역 OFDM 샘플 신호와 프리앰블 신호가 생성되어 알에프 트랜스미터(230)에 의해 송신되면, 수신단인 수신기(10)에서 OFDM 샘플 신호와 프리앰블 신호를 포함하는 수신 신호를 기초로 제 1타이밍 오차 추정치, 제 2타이밍 오차 추정치 및 최종 타이밍 오차 추정치를 연산함으로써 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 시스템의 타이밍 오차 추정 성능을 향상시켜 정확한 심볼 타이밍을 획득하게 된다.
우선, 도 1을 참조하여 OFDM 송신기(20) 구성에 대하여 설명한다.
샘플 생성부(210)는 심볼(symbol)간 간섭(ISI, Intersymbol Interference) 제거를 위해 순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호를 생성한다. 이러한 샘플 생성부(210)는 데이터 소스의 인코딩수단(미도시), 부호화수단(미도시) 및 변조수단(미도시) 등을 포함할 수 있으나 본 발명의 요지를 벗어나거나 기 공지된 구성들이므로 자세한 설명은 생략한다. 여기서, OFDM 샘플 신호는 다음의 수학식 1
Figure pat00029
(여기서, x(k)는 기저대역 OFDM 샘플 신호, N은 총 부반송파의 개수, X(n)은 n전째 부반송파에서의 변조된 심볼 샘플, NG는 순환 전치의 길이임)
에 의하여 나타낼 수 있다.
그리고, 순환 전치는 OFDM 샘플 신호에서 심볼간 간섭 방지용 보호구간으로 역할을 하며, 부반송파(sub carrier wave) 간의 직교성(orthogonality)의 파괴를 방지하기 위해 유효 심볼 구간의 마지막 구간 또는 첫 구간에 삽입되거나 복사되는 신호이다.
프리앰블 생성부(220)는 타이밍 오차 추정을 위해 프리앰블 신호를 생성하는데 여기서 프리앰블 신호는 랜덤 시퀀스의 반복적인 구조를 갖는 신호열로 구성된다. 특히, 본 실시예에서는 다음의 수학식 2
Figure pat00030
(여기서, S는 프리앰블, AN /2는 길이가 N/2인 랜덤 시퀀스, N은 총 부반송파의 개수임)
에 의해 나타낼 수 있다.
알에프 트랜스미터(230)는 상기와 같은 순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호 및 프리앰블 신호를 송신하기 위한 구성이다.
이 밖에도 OFDM 송신기가 기본적으로 갖추어야할 구성으로서 S/P(Serial to Parallel), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 및 DAC(Digital Analogue Converter) 등이 있을 수 있는데, 이들 구성은 기 공지된 구성과 동일하므로 자세한 설명은 생략한다.
이하, 도 1을 참조하여 OFDM 수신기(10)의 구성에 대하여 설명한다.
제 1타이밍 오차 추정부(110)는 기저대역 OFDM 샘플 신호를 포함하는 수신 신호의 자기상관 함수에 기반하여 타이밍 메트릭값을 연산하고 연산된 타이밍 메트릭값을 기초로 1차 타이밍 오차 추정치를 연산하는 역할을 한다.
수신 신호는 덧셈꼴 백색 정규 잡음(AWGN, Additive White Gaussian Noise)을 포함하는 복소치로 표현될 수 있는데, 수신 신호의 복소치는 다음의 수학식 3
Figure pat00031
(여기서, r(k)는 수신 신호의 복소치, ε는 정수 타이밍 옵셋, w(k)는 평균 0인 복소 덧셈꼴 백색 정규 잡음, h(m)은 주파수 선택적 채널의 임펄스 응답, L은 채널의 탭 수, NG는 순환 전치의 길이임)
에 의해 나타내어 진다.
따라서, 자기상관 함수는 복소치 샘플로서 다음의 수학식 4
Figure pat00032
(여기서, Ra(d)는 자기상관 함수, N은 총 부반송파의 개수, r(d+k)는 수신 신호의 복소치, r(d+k+N/2)는 N/2 지연된 신호의 복소치, *는 켤레 복소수 연산임)
에 의해 나타낼 수 있다.
그리고, 타이밍 메트릭값은 순환 전치에 기인하는 자기상관 함수의 평탄부를 제거하기 위해 자기상관 함수에 써메이션 윈도우(summation window)를 적용한 것으로서, 다음의 수학식 5
Figure pat00033
(여기서, Ma(d)는 타이밍 메트릭값, Ra(d-k)는 자기상관 함수, NG는 순환 전치의 길이임)
에 의하여 나타낼 수 있다.
또한, 1차 타이밍 오차 추정치는 타이밍 메트릭값(Ma(d))이 최대가 되는 타이밍 오차를 구한 것으로서 다음의 수학식 6
Figure pat00034
(여기서,
Figure pat00035
는 1차 타이밍 오차 추정치, Ma(d)는 타이밍 메트릭값임)
에 의하여 나타낼 수 있다.
한편, 제 2타이밍 오차 추정부(120)는 1차 타이밍 오차 추정치(
Figure pat00036
)에 기초한 제 1타이밍 오차 추정범위에서 수신 신호와 프리앰블 신호 사이의 상호상관(cross-correlation) 함수에 기반한 필터링된 타이밍 메트릭값을 연산하고, 필터링된 타이밍 메트릭값을 기초로 2차 타이밍 오차 추정치를 연산하는 역할을 한다.
여기서, 상호상관 함수는 다음의 수학식 7
Figure pat00037
(여기서, Rc(d)는 상호상관 함수, r(d+k)는 수신된 신호, S(k)는 프리앰블, *는 켤레 복소수 연산, d는 제 1타이밍 오차 추정범위,
Figure pat00038
는 1차 타이밍 오차 추정치, N은 총 부반송파의 개수임)
에 의하여 나타낼 수 있다.
그리고, 필터링된 타이밍 메트릭값은 다음의 수학식 8
Figure pat00039
(여기서, Mc(d)는 필터링된 타이밍 메트릭값, Rc(d)는 상호상관 함수, Ma(d)는 타이밍 메트릭값, d는 제 1타이밍 오차 추정범위,
Figure pat00040
는 1차 타이밍 오차 추정치, N은 총 부반송파의 개수임)
에 의하여 나타낼 수 있다.
그리고, 필터링된 타이밍 메트릭값(Mc(d))을 기초로 연산되는 2차 타이밍 오차 추정치는 다음의 수학식 9
Figure pat00041
(여기서,
Figure pat00042
는 2차 타이밍 오차 추정치, Mc(d)는 필터링된 타이밍 메트릭값, d는 제 1타이밍 오차 추정범위,
Figure pat00043
는 1차 타이밍 오차 추정치, N은 총 부반송파의 개수임)
에 의하여 구해질 수 있다.
한편, 최종 타이밍 오차 추정부(130)는 2차 타이밍 오차 추정치에 기초한 제 2타이밍 오차 추정범위에서 필터링된 타이밍 메트릭값에 대한 분산 연산 및 평균 연산에 기초하여 문턱값을 연산하고, 연산된 문턱값에 의해 필터값이 결정되는 필터함수와 필터링된 타이밍 메트릭값의 곱 연산에 기반하여 최종 타이밍 오차 추정치를 연산하는 역할을 한다.
최종 타이밍 오차 추정치는 다중경로를 통과하더라도 타이밍 지점 0 이전의 상술한 Mc(d) 값들은 0부터 L-1들의 값들에 비해 매우 작은 값들이라는 사실에 근거하여 아래의 수학식 10 내지 13을 구한다. 따라서, 최종 타이밍 오차 추정치는 다음의 수학식 10
Figure pat00044
(여기서,
Figure pat00045
는 최종 타이밍 오차 추정치, Mc(d)는 필터링된 타이밍 메트릭값, F(d)는 필터함수, d는 제 2타이밍 오차 추정범위,
Figure pat00046
는 2차 타이밍 오차 추정치, L은 채널의 탭 수, NG는 순환 전치의 길이임)
에 의해 나타낼 수 있다.
여기서, 필터함수는 다음의 수학식 11
Figure pat00047
(여기서, F(d)는 필터함수, Tth는 문턱값임)
에 의해 나타내어지되,
C(d)는 다음의 수학식 12
Figure pat00048
(여기서, var{}은 분산 연산, Mc(d)는 필터링된 타이밍 메트릭값, d는 제 2타이밍 오차 추정범위,
Figure pat00049
는 2차 타이밍 오차 추정치, L은 채널의 탭 수, NG는 순환 전치의 길이임)
에 의해 구해지고,
문턱값은 다음의 수학식 13
Figure pat00050
(여기서, Tth는 문턱값, mean{}은 평균 연산,
Figure pat00051
는 2차 타이밍 오차 추정치임)
에 의해 구해질 수 있다.
알에프 리시버(140, Radio Frequency Receiver)는 상술한 기저대역 OFDM 샘플 신호 및 프리앰블 신호를 포함하는 수신 신호를 수신하는 역할을 하며, FFT(Fast Fourier Transform)부(150)는 최종 타이밍 오차 추정치에 기초한 입력 시작점 정보를 토대로 입력되는 수신 신호의 고속 푸리에 변환을 수행한다.
물론, 고속 푸리에 변환된 입력 신호 심볼은 데이터 심볼 복원부(160)를 통해 송신된 신호인 데이터 심볼로 복원되며 이를 위해 OFDM 수신기(10)의 데이터 심볼 복원부(160)는 데이터 소스의 디코딩수단(미도시), 복호화수단(미도시), P/S(Parallel to Serial, 미도시) 및 ADC(Analogue Digital Converter, 미도시) 등의 구성을 더 포함할 수 있는데 이들 구성은 본원 발명의 요지를 벗어나거나 기 공지된 구성과 동일하므로 자세한 설명은 생략한다.
<실험 그래프>
도 2a는 본 발명의 일 실시예에 따라 프리앰블과 수신 신호 사이의 상호상관 함수의 절대치 제곱을 세로축으로 하고 타이밍 오차를 가로축으로 하여 나타낸 그래프이며, 도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따라 자기상관 함수에 써메이션 윈도우를 적용한 타이밍 메트릭값을 세로축으로 하고 타이밍 오차를 가로축으로 하여 나타낸 그래프이고, 도 2c는 본 발명의 일 실시예에 따라 상호상관 함수의 절대치 제곱값과 써메이션 윈도우를 적용한 타이밍 메트릭값의 곱으로 나타내어지는 필터링된 타이밍 메트릭값을 세로축으로 하고 타이밍 오차를 가로축으로 나타낸 그래프이다.
도 2a 내지 도 2c의 그래프는 N=256, NG=16 및 잡음이 없는 경우를 실험조건으로 하였다. 그리고, 도 2a 내지 도 2c에 도시된 바와 같이, Rc(d)의 주변 피크들이 (±N/2) Ma(d)와 곱해지며 제거되는 것을 알 수 있는 데, 이를 이용하여 상술한 수학식 9의 2차 타이밍 오차 추정치
Figure pat00052
를 구할 수 있는 것이다.
또한, 도 2a 내지 도 2c에 도시된 바와 같이, Mc(d)는 거의 임펄스에 가까운 메트릭을 가지며, 이를 이용하면 잡음의 영향은 거의 완전히 극복될 수 있다.
그러나, 다중경로 채널에서는 전송 신호가 여러 경로를 거치며 중첩되므로 도 3a 및 도 3b에서 보는 바와 같이, Mc(d)의 메트릭 또한 여러 임펄스가 중첩된 형태가 된다. 따라서 이럴 경우, 도 3b에 도시된 바와 같이, 첫 번째 다중경로의 이득(gain)이 가장 크지 않다면, 정확한 타이밍 오차 지점을 찾을 수 없다. 따라서, 최종 타이밍 오차 추정부(130)의 최종 타이밍 오차 추정치의 연산은 다중경로의 영향 하에서도 정확한 타이밍 오차 지점을 제공하기 위해 필요한 것이다.
도 4a는 본 발명의 일 실시예에 따라 필터링된 타이밍 메트릭값을 세로축으로 하고 타이밍 오차를 가로축으로 하여 나타낸 그래프이며, 도 4b 본 발명의 일 실시예에 따라 필터함수값을 세로축으로 하고 타이밍 오차를 가로축으로 하여 나타낸 그래프이고, 도 4c는 본 발명의 일 실시예에 따라 도 4a에 도시된 필터링된 타이밍 메트릭값과 도 4b에 도시된 필터함수의 상호 곱 연산값을 세로축으로 하고 타이밍 오차를 가로축으로 하여 나타낸 그래프이다.
도 4a 내지 도 4c에 도시된 바와 같이, 첫 번째 다중경로의 이득이 가장 크지 않은 경우에도 Mc(d)·F(d)가 타이밍 오차 0 지점에서 가장 큰 값을 갖는 것을 보여준다.
<타이밍 오차 추정 방법>
도 5는 본 발명인 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 시스템의 타이밍 오차 추정방법의 일 실시예를 순차적으로 나타낸 순서도이다. 상술한 바와 같이, OFDM 시스템은 OFDM 수신기(10)와 OFDM 송신기(20)를 포함하여 구성되므로 이하 각각의 구성에서 수행되는 단계 모두를 포함하여 설명한다.
도 5를 참조하여 타이밍 오차 추정방법의 일 실시예를 설명하면, 우선, 송신단의 샘플 생성부가 순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호를 생성한다(S100).
다음, 송신단의 프리앰블 생성부가 프리앰블 신호를 생성한다(S200).
다음, 수신단의 제 1타이밍 오차 추정부가 기저대역 OFDM 샘플 신호를 포함하는 수신 신호의 자기상관 함수에 기반하여 타이밍 메트릭값을 연산한다(S300). 특히, 타이밍 메트릭값 연산단계(S300)는 자기상관 함수에 순환 전치에 기인하는 자기상관 함수의 평탄부를 제거하기 위해 써메이션 윈도우를 적용함으로써 수행된다.
다음, 제 1타이밍 오차 추정부가 연산된 타이밍 메트릭값을 기초로 1차 타이밍 오차 추정치를 연산한다(S400). 여기서, 타이밍 메트릭값이 최대가 되는 타이밍 오차를 1차 타이밍 오차 추정치로 연산한다.
다음, 수신단의 제 2타이밍 오차 추정부가 1차 타이밍 오차 추정치에 기초한 제 1타이밍 오차 추정범위에서 수신 신호와 프리앰블 신호 사이의 상호상관 함수에 기반한 필터링된 타이밍 메트릭값을 연산한다(S500). 여기서, 프리앰블 신호는 랜덤 시퀀스의 반복적인 구조를 갖는 것이 바람직하다.
다음, 제 2타이밍 오차 추정부가 필터링된 타이밍 메트릭값을 기초로 2차 타이밍 오차 추정치를 연산한다(S600). 여기서, 필터링된 타이밍 메트릭값이 최대가 되는 타이밍 오차를 2차 타이밍 오차 추정치로 연산한다.
다음, 수신단의 최종 타이밍 오차 추정부가 2차 타이밍 오차 추정치에 기초한 제 2타이밍 오차 추정범위에서 필터링된 타이밍 메트릭값에 대한 분산 연산 및 평균 연산에 기초하여 문턱값을 연산한다(S700).
마지막으로, 최종 타이밍 오차 추정부가 연산된 문턱값에 의해 필터값이 결정되는 필터함수와 필터링된 타이밍 메트릭값의 곱 연산에 기반하여 최종 타이밍 오차 추정치를 연산함으로써(S800) 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 수신기의 타이밍 오차 추정방법의 일 실시예가 수행된다.
이상 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 설명하였지만, 상술한 본 발명의 기술적 구성은 본 발명이 속하는 기술 분야의 당업자가 본 발명의 그 기술적 사상이나 필수적 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시 예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해되어야 한다. 아울러, 본 발명의 범위는 상기의 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어진다. 또한, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
10: OFDM 수신기
20: OFDM 송신기
110: 제 1타이밍 오차 추정부
120: 제 2타이밍 오차 추정부
130: 최종 타이밍 오차 추정부
140: 알에프 리시버
150: FFT부
160: 데이터 심볼 복원부
210: 샘플 생성부
220: 프리앰블 생성부
230: 알에프 트랜스미터

Claims (21)

  1. 심볼간 간섭 제거를 위해 순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호와 수신단의 타이밍 오차 추정을 위해 생성된 프리앰블 신호를 이용하여 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기에 있어서,
    상기 수신단에 위치하고 상기 기저대역 OFDM 샘플 신호를 포함하는 수신 신호의 자기상관 함수에 기반하여 타이밍 메트릭값을 연산하고 상기 연산된 타이밍 메트릭값을 기초로 1차 타이밍 오차 추정치를 연산하는 제 1타이밍 오차 추정부;
    상기 수신단에 위치하고, 상기 1차 타이밍 오차 추정치에 기초한 제 1타이밍 오차 추정범위에서 상기 수신 신호와 상기 프리앰블 신호 사이의 상호상관 함수에 기반한 필터링된 타이밍 메트릭값을 연산하고, 상기 필터링된 타이밍 메트릭값을 기초로 2차 타이밍 오차 추정치를 연산하는 제 2타이밍 오차 추정부; 및
    상기 수신단에 위치하고, 상기 2차 타이밍 오차 추정치에 기초한 제 2타이밍 오차 추정범위에서 상기 필터링된 타이밍 메트릭값에 대한 분산 연산 및 평균 연산에 기초하여 문턱값을 연산하고, 상기 연산된 문턱값에 의해 필터값이 결정되는 필터함수와 상기 필터링된 타이밍 메트릭값의 곱 연산에 기반하여 최종 타이밍 오차 추정치를 연산하는 최종 타이밍 오차 추정부;를 포함하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 프리앰블 신호는 랜덤 시퀀스의 반복적인 구조인 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호는 다음의 수학식
    Figure pat00053
    ,
    Figure pat00054

    (여기서, x(k)는 기저대역 OFDM 샘플 신호, N은 총 부반송파의 개수, X(n)은 n번째 부반송파에서의 변조된 심볼 샘플, NG는 순환 전치의 길이임)
    에 의해 나타낼 수 있는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 프리앰블 신호는 다음의 수학식
    Figure pat00055

    (여기서, S는 프리앰블, AN /2는 길이가 N/2인 랜덤 시퀀스, N은 총 부반송파의 개수임)
    에 의해 나타낼 수 있는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 자기상관 함수는 다음의 수학식
    Figure pat00056

    (여기서, Ra(d)는 자기상관 함수, N은 총 부반송파의 개수, r(d+k)는 수신신호의 복소치, r(d+k+N/2)는 N/2 지연된 수신신호의 복소치, *는 켤레 복소수 연산임)
    에 의해 나타낼 수 있는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 타이밍 메트릭값은 상기 순환 전치에 기인하는 상기 자기상관 함수의 평탄부를 제거하기 위해 상기 자기상관 함수에 써메이션 윈도우를 적용한 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 타이밍 메트릭값은 다음의 수학식
    Figure pat00057

    (여기서, Ma(d)는 타이밍 메트릭값, Ra(d-k)는 자기상관 함수, NG는 순환 전치의 길이임)
    에 의하여 나타낼 수 있는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 1차 타이밍 오차 추정치는 다음의 수학식
    Figure pat00058

    (여기서,
    Figure pat00059
    는 1차 타이밍 오차 추정치, Ma(d)는 타이밍 메트릭값임)
    에 의하여 나타낼 수 있는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 상호상관 함수는 다음의 수학식
    Figure pat00060
    ,
    Figure pat00061

    (여기서, Rc(d)는 상호상관 함수, r(d+k)는 수신 신호, S(k)는 프리앰블, *는 켤레 복소수 연산, d는 제 1타이밍 오차 추정범위,
    Figure pat00062
    는 1차 타이밍 오차 추정치, N은 총 부반송파의 개수임)
    에 의하여 나타낼 수 있는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 필터링된 타이밍 메트릭값은 다음의 수학식
    Figure pat00063
    ,
    Figure pat00064

    (여기서, Mc(d)는 필터링된 타이밍 메트릭값, Rc(d)는 상호상관 함수, Ma(d)는 타이밍 메트릭값, d는 제 1타이밍 오차 추정범위,
    Figure pat00065
    는 1차 타이밍 오차 추정치, N은 총 부반송파의 개수임)
    에 의하여 나타낼 수 있는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 2차 타이밍 오차 추정치는 다음의 수학식
    Figure pat00066
    ,
    Figure pat00067

    (여기서,
    Figure pat00068
    는 2차 타이밍 오차 추정치, Mc(d)는 필터링된 타이밍 메트릭값, d는 제 1타이밍 오차 추정범위,
    Figure pat00069
    는 1차 타이밍 오차 추정치, N은 총 부반송파의 개수임)
    에 의하여 나타낼 수 있는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 필터함수는 다음의 수학식
    Figure pat00070

    (여기서, F(d)는 필터함수, Tth는 문턱값임)
    에 의해 나타내어지되,
    상기 C(d)는 다음의 수학식
    Figure pat00071
    ,
    Figure pat00072

    (여기서, var{}은 분산 연산, Mc(d)는 필터링된 타이밍 메트릭값, d는 제 2타이밍 오차 추정범위,
    Figure pat00073
    는 2차 타이밍 오차 추정치, L은 채널의 탭 수, NG는 순환 전치의 길이임)
    에 의해 구해지고,
    상기 문턱값은 다음의 수학식
    Figure pat00074

    (여기서, Tth는 문턱값, mean{}은 평균 연산,
    Figure pat00075
    는 2차 타이밍 오차 추정치임)
    에 의해 구해지는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 최종 타이밍 오차 추정치는 다음의 수학식
    Figure pat00076
    ,
    Figure pat00077
    ,
    Figure pat00078

    (여기서,
    Figure pat00079
    는 최종 타이밍 오차 추정치, Mc(d)는 필터링된 타이밍 메트릭값, F(d)는 필터함수, d는 제 2타이밍 오차 추정범위,
    Figure pat00080
    는 2차 타이밍 오차 추정치, L은 채널의 탭 수, NG는 순환 전치의 길이임)
    에 의해 나타낼 수 있는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 수신기.
  14. 제 1항 내지 제 13항 중 어느 한 항에 따른 OFDM 수신기를 포함하고,
    송신단에 위치하고 상기 순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호를 생성하는 샘플 생성부; 및
    상기 송신단에 위치하고 상기 프리앰블 신호를 생성하는 프리앰블 생성부;를 더 포함하는 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 OFDM 시스템.
  15. 심볼간 간섭 제거를 위해 순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호와 수신단의 타이밍 오차 추정을 위해 생성된 프리앰블 신호를 이용하는 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 수신기의 타이밍 오차 추정방법에 있어서,
    상기 수신단의 제 1타이밍 오차 추정부가 상기 기저대역 OFDM 샘플 신호를 포함하는 수신 신호의 자기상관 함수에 기반하여 타이밍 메트릭값을 연산하는 단계(S300);
    상기 제 1타이밍 오차 추정부가 상기 연산된 타이밍 메트릭값을 기초로 1차 타이밍 오차 추정치를 연산하는 단계(S400);
    상기 수신단의 제 2타이밍 오차 추정부가 상기 1차 타이밍 오차 추정치에 기초한 제 1타이밍 오차 추정범위에서 상기 수신 신호와 상기 프리앰블 신호 사이의 상호상관 함수에 기반한 필터링된 타이밍 메트릭값을 연산하는 단계(S500);
    상기 제 2타이밍 오차 추정부가 상기 필터링된 타이밍 메트릭값을 기초로 2차 타이밍 오차 추정치를 연산하는 단계(S600);
    상기 수신단의 최종 타이밍 오차 추정부가 상기 2차 타이밍 오차 추정치에 기초한 제 2타이밍 오차 추정범위에서 상기 필터링된 타이밍 메트릭값에 대한 분산 연산 및 평균 연산에 기초하여 문턱값을 연산하는 단계(S700); 및
    상기 최종 타이밍 오차 추정부가 상기 연산된 문턱값에 의해 필터값이 결정되는 필터함수와 상기 필터링된 타이밍 메트릭값의 곱 연산에 기반하여 최종 타이밍 오차 추정치를 연산하는 단계(S800);를 포함하는 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 수신기의 타이밍 오차 추정방법.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 제 1타이밍 오차 추정부의 타이밍 메트릭값 연산단계(S300)는,
    상기 순환 전치에 기인하는 상기 자기상관 함수의 평탄부를 제거하기 위해 상기 자기상관 함수에 써메이션 윈도우를 적용하는 단계인 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 수신기의 타이밍 오차 추정방법.
  17. 제 15항에 있어서,
    상기 제 1타이밍 오차 추정부의 1차 타이밍 오차 추정치 연산단계(S400)는,
    상기 타이밍 메트릭값이 최대가 되는 타이밍 오차를 1차 타이밍 오차 추정치로 추정하는 단계인 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 수신기의 타이밍 오차 추정방법.
  18. 제 15항에 있어서,
    상기 제 2타이밍 오차 추정부의 필터링된 타이밍 메트릭값 연산단계(S500)에서,
    상기 프리앰블 신호는 랜덤 시퀀스의 반복적인 구조를 갖는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 수신기의 타이밍 오차 추정방법.
  19. 제 15항에 있어서,
    상기 제 2타이밍 오차 추정부의 2차 타이밍 오차 추정치 연산단계(S600)는,
    상기 필터링된 타이밍 메트릭값이 최대가 되는 타이밍 오차를 2차 타이밍 오차 추정치로 추정하는 단계인 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 수신기의 타이밍 오차 추정방법.
  20. 제 15항에 있어서,
    상기 최종 타이밍 오차 추정부의 최종 타이밍 오차 추정치 연산단계(S800)는,
    상기 곱 연산의 결과값이 최대가 되는 타이밍 오차를 최종 타이밍 오차 추정치로 추정하는 단계인 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 수신기의 타이밍 오차 추정방법.
  21. 제 15항 내지 제 20항 중 어느 한 항에 따른 OFDM 수신기의 타이밍 오차 추정방법을 포함하고,
    상기 제 1타이밍 오차 추정부의 타이밍 메트릭값 연산단계(S300) 이전에,
    송신단의 샘플 생성부가 상기 순환 전치가 삽입된 기저대역 OFDM 샘플 신호를 생성하는 단계(S100); 및
    상기 송신단의 프리앰블 생성부가 상기 프리앰블 신호를 생성하는 단계(S200);를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 시스템의 타이밍 오차 추정방법.
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