KR20110097111A - 스위치 구동 회로 및 스위치 구동 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 스위치 구동 회로 및 그 구동 방법에 관한 것으로, 하드 스위칭을 방지할 수 있는 기술을 개시한다.
이를 위해, 본 발명은 데드 타임 제어 신호에 따라 상측 스위치 및 하측 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 상측 스위칭 구동부 제어신호 및 하측 스위칭 구동부 제어신호를 생성하는 데드 타임 제어부와, 제2 전원 전압 단자로 흐르는 공진 전류의 위상을 감지하여 위상 정보 신호를 생성하는 위상 검출부를 포함하고, 상측 스위치 구동부 제어 신호 및 이에 대응하는 신호 중 어느 하나와 위상 정보 신호를 비교하여 상측 스위치의 턴 온 시점이 공진 전류의 위상 변화보다 늦으면, 상측 스위치의 턴 온 시점이 공진 전류의 위상 변화보다 앞서거나 적어도 일치하도록 데드 타임을 제어하는 데드 타임 제어 신호를 생성한다.

Description

스위치 구동 회로 및 스위치 구동 방법{SWITCH DRIVING CIRCUIT AND SWITCH DRIVING METHOD}
본 발명은 스위치 구동 회로 및 스위치 구동 방법에 관한 기술이다.
도 1은 종래 스위치의 스위칭 동작으로 교류 전원을 생성하여 부하에 공급하는 회로를 개략적으로 도시한 도면이다. 도 1에 도시된 상측 스위치(Q11) 및 하측 스위치(Q12)는 n 채널 MOSFET으로 구성된다. 상측 스위치(Q11)의 드레인 전극에는 소정의 전원 전압(Vdc)이 입력되고, 게이트 전극에는 게이트 신호(HO)가 입력된다. 하측 스위치(Q12)의 드레인 전극은 상측 스위치(Q11)의 소스 전극에 연결되어 있고, 소스 전극으로 접지 전압이 입력된다. 하측 스위치(Q12)의 게이트 전극에는 게이트 신호(LO)가 입력된다. 상측 스위치(Q11) 및 하측 스위치(Q12)는 바디 다이오드(D1, D2)를 포함하며, 상측 스위치(Q11)의 소스 전극과 하측 스위치(Q2)의 드레인 전극이 만나는 접점이 출력 단자가 된다. 인덕터(L) 및 제1 공진 커패시터(C1)는 출력 단자와 부하(Rx) 사이에 직렬 연결되어 있고, 제2 공진 커패시터(C2)는 부하(Rx)에 병렬 연결되어 있다. 인덕터(L), 제1 및 제2 공진 커패시터(C1, C2)는 부하(Rx)와 함께 공진 회로를 구성한다.
한편, 상기와 같은 스위치 회로는 일반적으로 영전압 스위칭(zero voltage switching) 제어 방식에 의해 동작한다. 영전압 스위칭은 상측 스위치(Q11) 및 하측 스위치(Q12)의 드레인 전극과 소스 전극 간의 전압차가 대략 0V일 때, 상측 스위치(Q11) 및 하측 스위치(Q12)를 턴 온 시켜 도통 손실(conduction loss)을 감소시킨다. 하지만, 공진 회로가 용량성 부하(capacitive load)조건인 경우, 인덕터(L)의 전류가 출력 전압(Vs)의 위상보다 빠르다. 그러면 하드 스위칭(hard switching)이 일어나게 된다. 하드 스위칭은, 상측 스위치(Q11)(또는 하측 스위치(Q12))의 드레인 전극과 소스 전극 간의 전압 차가 높을 때 상측 스위치(Q1)(또는 하측 스위치(Q12))가 턴 온 되는 것을 의미한다. 일반적으로 하드 스위칭 현상이 발생하면 스위칭 소자의 전력 손실이 증가하고, 스위칭 소자가 쉽게 파손되는 문제점이 발생한다.
본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 하드 스위칭을 방지할 수 있는 스위치 구동 회로 및 그 구동 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 한 특징에 따른 스위치 구동 회로는 제1 전원 전압 단자와 출력 단자 사이에 연결된 상측 스위치 및 상기 출력 단자와 제2 전원 전압 단자 사이에 연결된 하측 스위치의 스위칭 동작을 제어한다. 상기 스위치 구동 회로는, 데드 타임 제어 신호에 따라 상기 상측 스위치 및 상기 하측 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 상측 스위칭 구동부 제어신호 및 하측 스위칭 구동부 제어신호를 생성하는 데드 타임 제어부; 및 상기 제2 전원 전압 단자로 흐르는 공진 전류의 위상을 감지하여 위상 정보 신호를 생성하는 위상 검출부를 포함한다. 상기 상측 스위치 구동부 제어 신호 및 이에 대응하는 신호 중 어느 하나와 상기 위상 정보 신호를 비교하여 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 늦으면, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 앞서도록 상기 데드 타임을 제어한다.
상기 스위치 구동 회로는, 상기 하측 스위치 구동부 제어 신호 및 이에 대응하는 신호 중 어느 하나와 상기 위상 정보 신호를 비교하여 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 늦으면, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 앞서도록 상기 데드 타임을 제어한다. 상기 상측 스위치의 턴 온 시점 및 상기 하측 스위치의 턴 온 시점 각각이 상기 공진 전류의 대응하는 위상 변화보다 늦으면, 상기 데드 타임을 감소시킨다.
상기 스위치 구동 회로는, 상기 위상 정보 신호, 상기 상측 스위치 구동부 제어신호, 및 상기 하측 스위치 구동부 제어 신호를 입력 받아 상기 상측 스위치의 턴 온 시점 및 상기 하측 스위치의 턴 온 시점 각각과 상기 공진 전류의 대응하는 위상 변화 시점을 비교하고, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점 및 상기 하측 스위치의 턴 온 시점 각각이 상기 대응하는 위상 변화 시점 보다 늦으면, 상기 데드 타임을 감소시키기 위한 제1 준-영전압 스위칭 신호를 생성하는 제1 상태 판단부를 더 포함한다.
상기 스위치 구동 회로는, 상기 제1 준-영전압 스위칭 신호에 따라 상기 데드 타임 제어부의 동작을 제어하는 데드 타임 제어부를 더 포함하고, 상기 데드 타임 제어부는, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점 및 상기 하측 스위치의 턴 온 시점 각각이 상기 대응하는 위상 변화 시점 보다 늦을 때 상기 제1 준-영전압 스위치 신호에 따라 상기 데드 타임을 감소시키기 위한 데드 타임 제어 신호를 생성한다. 상기 데드 타임 제어신호가 증가하면 상기 데드 타임이 감소되고, 상기 데드 타임 제어 신호 생성부는, 커패시터; 제1 소스 전류를 공급하는 제1 소스 전류원; 및 상기 제1 소스 전류원과 상기 커패시터 사이에 연결된 제1 스위치를 포함하고, 상기 제1 준-영전압 스위칭 신호에 따라 상기 제1 스위치가 턴 온된다.
상기 스위치 구동 회로는, 상기 출력 단자로 출력되는 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나의 하강 기간과 상기 하측 스위치의 턴온 시점을 비교하여 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나가 하강을 완료하기 전에 상기 하측 스위치가 턴 온 되면, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나가 하강완료 이후에 상기 하측 스위치가 턴 온 되도록, 상기 데드 타임을 제어한다.
상기 스위치 구동 회로는, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나의 상승 기간과 상기 상측 스위치의 턴 온 시점을 비교하여 상기 출력 전압이 상승을 완료하기 전에 상기 상측 스위치가 턴 온 되면, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나가 상승을 완료한 이후에 상기 상측 스위치가 턴 온 되도록, 상기 데드 타임을 제어한다.
상기 스위치 구동 회로는, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나의 상승 엣지 및 하강 엣지를 검출하고, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나의 상승 엣지에 대응하는 기간 동안 펄스를 가지는 제1 펄스 신호 및 하강 엣지에 대응하는 기간 동안 펄스를 가지는 제2 펄스 신호를 생성하는 엣지 검출부를 더 포함하고, 및 상기 하측 스위치 구동부 제어신호 및 이에 대응하는 신호 중 어느 하나와 상기 제2 펄스 신호를 비교하여 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제2 펄스 신호의 하강 시점보다 빠르면, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제2 펄스 신호의 하강 시점 이후가 되도록 상기 데드 타임을 제어한다.
상기 스위치 구동 회로는, 상기 상측 스위치 구동부 제어신호 및 이에 대응하는 신호 중 어느 하나와 상기 제1 펄스 신호를 비교하여 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제1 펄스 신호의 하강 시점보다 빠르면, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제1 펄스 신호의 하강 시점 이후가 되도록 상기 데드 타임을 제어한다.
상기 스위치 구동 회로는, 상기 하측 스위치 구동부 제어 신호, 상기 상측 스위치 구동부 제어 신호, 상기 제1 펄스, 및 상기 제2 펄스를 입력받고, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점과 상기 제1 펄스 신호의 하강 시점을 비교하고, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제1 펄스 신호의 하강 시점보다 빠르거나, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점과 상기 제2 펄스 신호의 하강 시점을 비교하고, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제2 펄스 신호의 하강 시점보도 빠르면, 상기 데드 타임을 증가시키기 위해 상기데드 타임 제어 신호 생성부를 제어하는 제2 준-영전압 스위칭 신호를 생성하는 제2 상태 판단부를 더 포함한다.
상기 스위치 구동 회로는, 상기 제2 준-영전압 스위칭 신호에 따라 상기 데드 타임 제어부의 동작을 제어하는 데드 타임 제어부를 더 포함하고, 상기 데드 타임 제어부는, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점과 상기 제1 펄스 신호의 하강 시점을 비교하여 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제1 펄스 신호의 하강 시점보다 빠를 때, 또는 상기 하측 스위치의 턴 온 시점과 상기 제2 펄스 신호의 하강 시점을 비교하여 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제2 펄스 신호의 하강 시점보도 빠를 때의 상기 제2 준-영전압 스위칭 신호에 따라 상기 데드 타임을 증가시키기 위한 데드 타임 제어 신호를 생성한다.
상기 데드 타임 제어 신호가 감소하면 상기 데드 타임이 증가하고, 상기 데드 타임 제어 신호 생성부는 커패시터; 상기 커패시터의 일단에 연결되고, 상기 제2 준-영전압 스위칭 신호에 따라 스위칭 동작하는 제1 스위치; 및 상기 제1 스위치의 타단에 연결되고 싱크 전류를 생성하는 제1 싱크 전류원을 포함한다.
상기 스위치 구동 회로는, 상기 데드 타임 상기 하측 스위치 구동부 제어 신호 및 이에 대응하는 신호 중 어느 하나와 상기 위상 정보 신호를 비교하여 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 늦으면, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 앞서도록 상기 데드 타임을 제어하는 스위치 구동 회로.
상기 스위치 구동 회로는, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점 및 상기 하측 스위치의 턴 온 시점 각각이 상기 공진 전류의 대응하는 위상 변화보다 늦으면, 상기 데드 타임시킨다.
상기 데드 타임 제어신호 생성부는, 커패시터; 일단에 전원 전압이 공급되는 제1 소스 전류원; 일단이 접지된 제1 싱크 전류원; 상기 커패시터의 일단 및 상기 제1 소스 전류원의 타단 사이에 연결되고, 상기 제1 준-영전압 스위칭 신호에 따라 스위칭 동작하는 제1 스위치; 및 상기 커패시터의 일단 및 상기 제1 싱크 전류원의 타단 사이에 연결되고, 상기 제2 준-영전압 스위칭 신호에 따라 스위칭 동작하는 제2 스위치를 포함한다.
상기 출력 전압에 대응하는 전압은 상기 상측 스위치의 게이트 신호를 생성하는 상측 스위치 구동부를 동작시키는 구동 전압이다.
본 발명의 다른 특징에 따른 스위치 구동 방법은, 제1 전원 전압 단자와 출력 단자 사이에 연결된 상측 스위치 및 상기 출력 단자와 제2 전원 전압 단자 사이에 연결된 하측 스위치의 스위칭 동작을 제어한다. 상기 스위치 구동 방법은, 상기 제2 전원 전압 단자로 흐르는 공진 전류의 위상을 감지하는 단계; 상기 상측 스위치의 턴 온 시점과 상기 공진 전류의 위상 변화 시점을 비교하는 단계; 및 상기 비교 결과, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 늦으면, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 앞서도록 상기 데드 타임을 제어하는 단계를 포함한다.
상기 데드 타임 제어 단계는, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 늦으면, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 앞서도록 상기 데드 타임을 제어하는 단계를 포함한다.
상기 스위치 구동 방법은, 상기 출력 단자로 출력되는 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나의 하강 기간과 상기 하측 스위치의 턴온 시점을 비교하는 단계를 더 포함하고, 상기 데드 타임 제어 단계는, 상기 비교 결과 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나가 하강을 완료하기 전에 상기 하측 스위치가 턴 온 되면, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나가 하강 완료 이후에 상기 하측 스위치가 턴 온 되도록, 상기 데드 타임을 제어하는 단계를 더 포함한다.
상기 스위치 구동 방법은, 상기 출력 단자로 출력되는 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나의 상승 기간과 상기 상측 스위치의 턴 온 시점을 비교하는 단계를 더 포함하고, 상기 데드 타임 제어 단계는, 상기 출력 전압이 상승을 완료하기 전에 상기 상측 스위치가 턴 온 되면, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나가 상승을 완료한 이후에 상기 상측 스위치가 턴 온 되도록, 상기 데드 타임을 제어하는 단계를 더 포함한다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명의 특징에 따르면, 하드 스위칭에 의한 스위칭 소자의 파손을 방지할 수 있는 효과를 제공한다.
도 1은 종래 스위치의 스위칭 동작으로 교류 전원을 생성하여 부하에 공급하는 회로를 개략적으로 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 구동 회로를 도시한 도면.
도 3은 데드 타임 제어 신호(VCPH) 및 데드 타임(DT)을 도시한 도면.
도 4는 도 2에 도시된 제1 상태 판단부(170)의 동작을 설명하기 위한 파형도.
도 5는 도 2에 도시된 제2 상태 판단부(180)의 동작을 설명하기 위한 파형도.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 구동 회로를 도시한 도면이고, 도 3은 데드 타임 제어 신호(VCPH) 및 데드 타임(DT)을 도시한 도면이다.
도 2에 도시된 상측 스위치(Q1) 및 하측 스위치(Q2)는 MOSFET(metal oxide semiconductor field effection transistor), BJT(bipolar junction transistor) 또는 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)를 사용하여 구현되며, 바디 다이오드(D3, D4)를 포함한다. 본 발명의 실시 예에 따른 상측 스위치(Q1) 및 하측 스위치(Q2)는 n-채널 타입의 MOSFET, BJT 또는 IGBT 소자로 구현된다. 따라서, 게이트 신호(HO, LO)가 하이 레벨이면 턴 온 되고, 로우 레벨이면 턴 오프된다. 상측 스위치(Q1)의 소스 전극과 하측 스위치(Q2)의 드레인 전극이 만나는 접점이 출력 단자가 된다. 출력 단자와 부하(Rx) 사이에 인덕터(L1) 및 제1 공진 커패시터(C3)가 직렬 연결되어 있고, 제2 공진 커패시터(C4)는 부하(Rx)에 병렬 연결되어 있다.
도 2를 참조하면, 본 발명에 따른 스위치 구동 회로(100)는 오실레이터(110), 데드 타임 제어부(120), 상측 스위치 구동부(130), 하측 스위치 구동부(140), 저항(R1), 위상 검출부(150), 엣지 검출부(160), 제1 상태 판단부(170), 제2 상태 판단부(180) 및 데드 타임 제어 신호 생성부(190)를 포함한다.
오실레이터(110)는 상측 스위치(Q1) 및 하측 스위치(Q1)의 스위칭 동작을 제어하기 위한 스위칭 제어신호(SC)를 생성한다. 스위칭 제어신호(SC)에 따라 상측 스위치(Q1) 및 하측 스위치(Q2)의 스위칭 주파수가 결정된다.
데드 타임 제어부(120)는 스위칭 제어신호(SC) 및 데드 타임 제어신호(VCPH)에 따라 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN) 및 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN)를 생성한다. 데드 타임 제어부(120)는 스위칭 제어신호(SC)가 로우 레벨에서 하이 레벨이 되는 시점으로부터 데드 타임 제어신호(VCPH)에 대응하는 데드 타임(DT) 이후에 하이 레벨의 게이트 신호(HO)를 생성시키는 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN)를 생성한다.
그리고, 데드 타임 제어부(120)는 스위칭 제어신호(SC)가 하이 레벨에서 로우 레벨이 되는 시점으로부터 데드 타임 제어신호(VCPH)에 대응하는 데드 타임(DT) 이후에 하이 레벨의 게이트 신호(LO)를 생성시키는 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN)를 생성한다.
데드 타임 제어부(120)는 도 3에 도시된 바와 같이, 데드 타임 제어신호(VCPH)의 크기가 증가하면 데드 타임(DT)을 감소시키고, 데드 타임 제어신호(VCPH)의 크기가 감소하면 데드 타임(DT)을 증가시킨다. 따라서, 데드 타임 제어신호(VCPH)가 최대 값(VCPH_Max)일 때 데드 타임(DT)은 최소 시간(DT_Min)이 되고, 데드 타임 제어신호(VCPH)가 최소 값(VCPH_Min)일 때 데드 타임(DT)은 최대 시간(DT_Max)이 된다.
상측 스위치 구동부(130)는 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN)에 따라 상측 스위치(Q1)의 스위칭 동작을 제어하기 위한 게이트 신호(HO)를 생성한다. 하측 스위치 구동부(140)는 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN)에 따라 하측 스위치(Q2)의 스위칭 동작을 제어하기 위한 게이트 신호(LO)를 생성한다. 저항(R1)의 일단은 하측 스위치(Q2)의 소스 전극에 연결되어 있고, 타단은 접지전압 단자에 연결되어 있다.
위상 검출부(150)는 하측 스위치(Q2)의 소스 전극 및 저항(R1)의 일단에 연결되어, 인덕터(L1)에 흐르는 공진 전류(Itank)의 위상을 감지하여 위상 정보 신호(CS)를 생성한다. 위상 검출부(150)는 공진 전류(Itank)의 극성이 바뀌는 시점, 즉 "-"에서 "+"(또는 "+"에서 "-")가 되는 시점을 검출하여 위상 정보 신호(CS)를 생성한다. 이하에서는 공진 전류(Itank)가 인덕터(L1)에서 부하(Rx)로 흐르는 방향을 "+" 방향으로 정의하고, 부하(Rx)에서 인덕터(L1)로 흐르는 방향을 "-" 방향으로 정의하여 설명한다.
엣지 검출부(160)는 출력 단자에 연결되어, 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압(Vs)이 로우 레벨에서 하이 레벨로 상승하는 시점에 제1 펄스 신호(PS1)를 생성하고, 출력 전압(Vs)이 하이 레벨에서 로우 레벨로 하강하는 시점에 제2 펄스 신호(PS2)를 생성한다.
제1 펄스 신호(PS1)는 출력 전압(Vs)의 상승 시점에 동기되어 하이 레벨이 되고, 출력 전압(Vs)의 상승 엣지 기간에 대응하는 시간 동안 소정의 짧은 펄스가 된다. 제2 펄스 신호(PS2)는 출력 전압(Vs)의 하강 시점에 동기되어 하이 레벨이 되고, 출력 전압(Vs)의 하강 엣지 기간에 대응하는 시간 동안 소정의 짧은 펄스가 된다.
제1 상태 판단부(170)는 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN), 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN) 및 위상 정보 신호(CS)를 입력 받아 스위칭 상태를 판단하여 제1 준(Quasi)-영전압 스위칭 신호(QZVS1)를 생성한다.
제1 상태 판단부(170)는 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN)의 상승 시점 및 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN)의 상승 시점 각각과 위상 정보 신호(CS)의 생성 시점을 비교한다. 비교 결과, 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN)의 상승 시점보다 위상 정보 신호(CS)의 생성 시점이 앞서면 제1 상태 판단부(170)는 하드 스위칭 상태로 판단하여 데드 타임(DT)이 감소되도록 제1 준-영전압 스위칭 신호(QZVS1)를 하이 레벨로 생성한다. 비교 결과, 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN)의 상승 시점보다 위상 정보 신호(CS)의 생성 시점이 앞서면 제1 상태 판단부(170)는 하드 스위칭 상태로 판단하여 데드 타임(DT)이 감소되도록 제1 준-영전압 스위칭 신호(QZVS1)를 하이 레벨로 생성한다.
본 발명의 실시 예에 따른 스위치 구동 장치는 데드 타임을 감소시켜, 데드 타임을 감소시키는 제1 준-영전압 스위칭 신호가 발생한 주기의 다음 주기의 상측 스위치(Q1) 및 하측 스위치(Q2)의 턴 온 시점을 앞당긴다. 그러면 하드 스위치 상태로 판단된 스위칭 주기 다음 주기의 상측 스위치(Q1) 및 하측 스위치(Q2)의 턴 온 시점 역시 앞 당겨진다.
데드 타임(DT)이 감소하다 보면 상측 스위치(Q1) 및 하측 스위치(Q2)의 턴 온 시점이 위상 정보 신호(CS)의 생성 시점, 즉 공진 전류(Itank)의 위상 변화 시점보다 앞서게 된다.
즉, 공진 전류(Itank)가 부하(Rx)에서 인덕터(L1)로 흐르게 되는 "-" 위상에서 상측 스위치(Q1)가 턴 온 된다. 공진 전류(Itank)가 "-" 위상으로 바디 다이오드(D3)를 통해 프리 휠링하므로, 상측 스위치(Q1)의 양단 전압 즉, 드레인-소스 전압은 영전압에 가까운 전압이므로, 상측 스위치(Q1)는 영전압 스위칭 동작한다.
또한, 공진 전류(Itank)가 "+" 위상에서 하측 스위치(Q2)가 턴 온 된다. 공진 전류(Itank)가 "+" 위상일 때 바디 다이오드(D4)를 통해 프리 휠링하므로, 하측 스위치(Q2)의 양단 전압 즉, 드레인-소스 전압은 영전압에 가까운 전압이므로, 하측 스위치(Q2)는 영전압 스위칭 동작한다.
제2 상태 판단부(180)는 상측 스위칭 구동부 제어신호(HIN), 하측 스위칭 구동부 제어신호(LIN), 제1 및 제2 펄스 신호(PS1, PS2)를 입력받아 스위칭 상태를 판단하여 정상 영전압 스위칭 신호(NZVS) 및 제2 준-영전압 스위칭 신호(QZVS2)를 생성한다. 제2 상태 판단부(180)는 제1 펄스 신호(PS1)의 하강 시점과 상측 스위칭 구동부 제어신호(HIN)의 상승 시점을 비교한다.
비교 결과, 제1 펄스 신호(PS1)의 하강 시점보다 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN)의 상승 시점이 앞서면 제2 상태 판단부(180)는 하드 스위칭 상태로 판단하여 데드 타임(DT)이 증가되도록 제2 준-영전압 스위칭 신호(QZVS2)를 하이 레벨로 생성한다. 즉, 출력 전압(VS)의 상승 엣지 기간 중 상측 스위치가 턴 온 되면, 상측 스위치의 양단 전압 차가 큰 하드 스위칭이 발생한 것으로 판단한다. 이 때, 상측 스위치의 턴 온 시점을 늦추기 위해 데드 타임을 증가시킨다.
마찬가지로, 제2 상태 판단부(180)는 제2 펄스 신호(PS2)의 하강 시점과 하측 스위칭 구동부 제어신호(LIN)의 상승 시점을 비교한다. 비교 결과, 제2 펄스 신호(PS2)의 하강 시점보다 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN)의 상승 시점이 앞서면 제2 상태 판단부(180)는 하드 스위칭 상태로 판단하여 데드 타임(DT)이 증가되도록 제2 준-영전압 스위칭 신호(QZVS2)를 하이 레벨로 생성한다. 즉, 출력 전압의 하강 엣지 기간 중 하측 스위치가 턴 온 되면, 하측 스위치의 양단 전압 차가 큰 하드 스위칭이 발생한 것으로 판단한다. 이 때, 하측 스위치의 턴 온 시점을 늦추기 위해 데드 타임을 증가시킨다.
데드 타임 제어 신호 생성부(190)는 제1 및 제2 준-영전압 스위칭 신호(QZVS1, QZVS2) 및 정상 영전압 스위칭 신호(NZVS)를 입력받아 데드 타임 제어 신호(VCPH)를 생성한다.
데드 타임 제어 신호 생성부(190)는 제1 및 제2 소스 전류원(Is_1, Is_2), 제1 및 제2 싱크 전류원(Is_3, Is_4), 제1 내지 제4 스위치(SW1~SW4), 인버터(IV1) 및 커패시터(CPH)를 포함한다. 본 발명의 실시 예에 따른 제1 내지 제4 스위치(SW1~SW4)는 n-채널 MOSFET로 구성된다.
제1 소스 전류원(Is_1)의 일단은 전원 전압(Vdc) 단자에 연결되어 있고, 타단은 제1 스위치(SW1)의 드레인 전극에 연결되어 있다. 제2 소스 전류원(Is_2)의 일단은 전원 전압(Vdc) 단자에 연결되어 있고, 타단은 제1 스위치(SW1)의 소스 전극에 연결되어 있다.
제1 싱크 전류원(Is_3)의 일단은 제3 스위치(SW3)의 소스 전극에 연결되어 있고, 타단은 접지전압 단자에 연결되어 있다. 제2 싱크 전류원(Is_4)의 일단은 제4 스위치(SW4)의 소스 전극에 연결되어 있고, 타단은 접지전압 단자에 연결되어 있다.
제1 스위치(SW1)의 소스 전극은 제2 스위치(SW2)의 드레인 전극에 연결되어 있고, 게이트 전극으로 제1 준-영전압스위칭 신호(QZVS1)를 입력 받는다. 제2 스위치(SW2)의 소스 전극은 제3 스위치(SW3)의 드레인 전극에 연결되어 있고, 게이트 전극으로 정상 영전압 스위칭 신호(NZVS)를 입력받는다. 제3 스위치(SW3)는 게이트 전극으로 인버터(IV1)의 출력을 입력받고, 제4 스위치(SW4)의 드레인 전극은 제1 스위치(SW1)의 소스 전극에 연결되어 있고, 게이트 전극으로 제2 준-영전압스위칭 신호(QZVS2)를 입력받는다.
인버터(IV1)는 제1 준-영전압스위칭 신호(QZVS1)를 반전시켜 출력한다. 커패시터(CPH)의 일단은 제1 스위치(SW1)의 소스 전극에 연결되어 있고, 타단은 접지전압 단자에 연결되어 있다. 커패시터(CPH)는 데드 타임을 제어하기 위한 보상 커패시터로 사용된다. 커패시터(CPH)의 양단 전압이 데드 타임 제어 신호(VCPH)로 생성된다.
즉, 커패시터(CPH)의 전압이 충전되면 데드 타임 제어신호(VCPH)의 크기가 증가하여 데드 타임(DT)이 감소하고, 커패시터(CPH)의 전압이 방전되면 데드 타임 제어 신호(VCPH)의 크기가 감소하여 데드 타임(DT)이 증가한다. 이에 대한 구체적인 설명은 이하에서 설명한다.
도 4는 도 2에 도시된 제1 상태 판단부(170)의 동작을 설명하기 위한 파형도로서, 출력 전압(Vs), 공진 전류(Itank1, Itank2) 및 게이트 신호(HO, LO)를 도시한 것이다. 도 4에서 점선으로 표시된 공진 전류(Itank1)는 정상 영전압 스위칭 상태일 때 발생하는 공진 전류이고, 실선으로 표시된 공진 전류(Itank2)는 하드 스위칭 상태일 때 발생하는 공진 전류이다.
먼저, 공진 전류(Itank1)를 참조하여, 정상 영전압 스위칭 상태일 때의 스위치 구동 회로의 동작을 설명한다.
도 4를 참조하면, 구간(T1) 동안 게이트 신호(LO)에 의해 하측 스위치(Q2)가 턴 온된다. 하측 스위치(Q2)가 턴 온 되면 인덕터(L1)에 흐르는 공진 전류(Itank1)는 하측 스위치(Q2)를 통해 접지전압 단자("-" 방향)로 흐른다.
구간(T2)은 공진 전류(Itank)의 프리휠링(freewheeling) 구간으로, 하측 스위치(Q2)의 턴 오프 시점과 상측 스위치(Q1)의 턴 온 시점 사이의 데드 타임 구간이다. 시점(P1)에 게이트 신호(LO)가 하이 레벨에서 로우 레벨이 되면 하측 스위치(Q2)가 턴 오프된다. 이때, 공진 전류(Itank1)의 방향이 바뀌지 않은 상태이므로 바디 다이오드(D3)가 도통되고, 공진 전류(Itank)는 바디 다이오드(D3)를 통해 부하(Rx)("-" 방향)로부터 흐르면서 감소한다.
시점(P2)에 게이트 신호(HO)가 하이 레벨이 되어 상측 스위치(Q1)가 턴 온되면, 공진 전류(Itank1)는 상측 스위치(Q1)을 통해 흐른다.
구간(T3)은 데드 타임(T2)이 끝난 후 상측 게이트(Q1)의 턴 온 기간이다. 시점(P3)이후, 공진 전류(Itank1)는 상측 스위치(Q1)를 통해 부하(Rx) 방향으로 흐른다.
위상 검출부(150)는 공진 전류(Itank1)의 극성이 바뀌는 시점, 즉 "-"에서 "+"로 바뀌는 시점(P3)을 검출하여 위상 정보 신호(CS)를 생성한다. 시점 P3에 공진 전류(Itank1)가 저항(R1)을 통해 접지로 흐르기 시작하면, 저항(R1)에 양의 전압이 발생한다. 시점 P3 이전에 공진 전류(Itank1)는 접지, 저항(R1), 부하(Rx), 및 인덕터(L1)를 흐르는 전류이므로, 저항(R1)에 발생하는 전압은 음의 전압이다. 위상 검출부(150)는 저항(R1)의 전압 레벨에 따라 공진 전류(Itank1)의 위상을 감지할 수 있다.
제1 상태 판단부(170)는 위상 정보 신호(CS)의 생성 시점(P3)과 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN)의 변화 시점, 즉 게이트 신호(HO)가 하이 레벨이 되는 시점(P2)을 비교한다. 도 4에서 공진 전류(Itank1)가 0이 되는 시점(P3)에 게이트 신호(HO)가 하이 레벨이므로, 제1 상태 판단부(170)는 영전압 스위칭 상태로 판단하고, 제1 준-영전압 스위칭 신호(QZVS1)를 로우 레벨로 출력한다.
이와 같이, 정상 영전압 스위칭 동작에 따르면 스위칭 동작이 이루어지기 전에 바디 다이오드(D3)를 통해 공진 전류(Itank1)가 흘러, 스위칭 손실을 감소시킬 수 있다.
그러나 도 4에 도시된 바와 같이 실선으로 표시된 공진 전류(Itank2)의 위상이 변하는 시점 즉, 위상 정보 신호(CS)의 생성 시점(P12)이 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN)의 변화 시점, 즉 게이트 신호(HO)가 하이 레벨이 되는 시점(P2)보다 선행하는 경우, 하드 스위칭이 발생한다. 공진 전류(Itank2)의 위상 변화 시점과 게이트 신호(HO)의 상승 시점이 동일한 경우에도 하드 스위칭이 발생할 수 있다. 즉, 하드 스위칭을 피하기 이해서는 공진 전류의 위상 변화 시점이 게이트 신호의 상승 시점보다 앞서는 것이 바람직하다.
구체적으로, 제1 상태 판단부(170)는 시점(P12) 및 시점(P2)를 비교한 결과 공진 전류(Itank2)의 위상 변화 시점이 상측 스위치(Q1)의 턴 온 타임보다 선행하므로 하드 스위칭 상태로 판단한다. 그러면, 제1 상태 판단부(170)는 제1 준-영전압 스위칭 신호(QZVS1)를 하이 레벨로 출력한다. 제1 준-영전압 스위칭 신호(QZVS1)가 하이 레벨이 되면 제1 스위치(SW1)가 턴 온 되고, 제3 스위치(SW3)가 턴 오프 되므로 소스 전류원(Is_1)에 의해 커패시터(CPH)가 충전되므로, 데드 타임 제어 신호(VCPH)의 크기가 증가한다.
구간(T4)은 상측 스위치(Q1)가 턴 오프 되는 시점과 하측 스위치(Q2)가 턴 온 되는 시점 사이의 데드 타임으로, 공진 전류(Itank2)의 프리 휠링 기간이다.
시점(P4)에 게이트 신호(HO)가 로우 레벨이 되면 상측 스위치(Q1)가 턴 오프된다. 이때, 공진 전류(Itank2)의 방향이 바뀌지 않은 상태이므로 공진 전류(Itank2)는 바디 다이오드(D4)를 통해 부하("+" 방향)로 흐르면서 감소한다. 감소하던 공진 전류(Itank2)는 시점(P5)에 0이 된다. 시점(P5) 이후, 바디 다이오드(D3)가 도통되어, 공진 전류(Itank2)는 바디 다이오드(D3)를 통해 부하(Rx)("-" 방향)로부터 흐른다. 만약 데드 타임을 그대로 유지한 경우 점선에 도시된 바와 같이, 하측 스위치(Q2)는 시점(P7)에 턴 온 되어 하드 스위칭 동작한다. 그러면 하드 스위칭에 의해 전압(VS)은 기간 P5-P7에서 도시된 파와 같이 가파르게 상승하는 피크를 갖는다.
제1 상태 판단부(170)는 시점(P7) 및 시점(P5)를 비교한 결과 공진 전류(Itank2)의 위상 변화 시점(P5)이 하측 스위치(Q2)의 턴 온 시점(P7)보다 선행하므로 하드 스위칭 상태로 판단한다. 그러면, 제1 상태 판단부(170)는 제1 준-영전압 스위칭 신호(QZVS1)를 하이 레벨로 출력한다. 제1 준-영전압 스위칭 신호(QZVS1)가 하이 레벨이 되면 제1 스위치(SW1)가 턴 온되어 커패시터(CPH)가 충전되므로, 데드 타임 제어 신호(VCPH)의 크기가 증가한다.
제1 준-영전압 스위칭 신호(QZVS1)가 하이 레벨이 되어 데드 타임 제어 신호(VCPH)의 크기가 증가하며, 데드 타임이 감소한다.
예를 들어, 데드 타임이 감소하여 도 4에서 점선으로 도시된 게이트 신호(LO)의 상승 시점이 앞당겨지면, 공진 전류(Itank2)가 0이 되는 시점(P5) 보다 앞선 시점(P6)에 하측 스위치(Q2)가 턴 온되어 영전압 스위칭 동작을 수행할 수 있다. 그러면 전압(Vs)의 파형도 도 4의 점선과 같이 변경되어 피크를 포함하지 않는다.
도 5a, 5b, 6a 및 6b는 도 2에 도시된 제2 상태 판단부(180)의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
도 5a는 정상 영전압 스위칭 동작하는 경우, 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN), 출력 전압(Vs) 및 제2 펄스 신호(PS2)를 도시한 것이다.
도 5b는 영전압 스위칭 동작에 실패한 경우, 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN), 출력 전압(Vs) 및 제2 펄스 신호(PS2)를 도시한 것이다.
도 6a는 정상 영전압 스위칭 동작하는 경우, 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN), 출력 전압(Vs) 및 제1 펄스 신호(PS1)를 도시한 것이다.
도 6b는 영전압 스위칭 동작에 실패한 경우, 상측 스위치 구동부 제어신호(LIN), 출력 전압(Vs) 및 제1 펄스 신호(PS1)를 도시한 것이다.
도 5a를 참조하면, 먼저 엣지 검출부(150)는 출력 전압(Vs)의 하강 엣지를 검출하여 하강 엣지 기간 동안 펄스를 가지는 제2 펄스 신호(PS2)를 생성한다. 제2 상태 판단부(180)는 제2 펄스 신호(PS2)가 생성되면 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN)의 상승 시점(T22)과 제2 펄스 신호(PS2)의 하강 시점(T21)을 비교한다. 비교 결과, 도 5a에 도시된 바와 같이, 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN)의 상승 시점(T22)이 제2 펄스 신호(PS2)의 하강 시점(T21) 이후인 경우 정상 영전압 스위칭 상태이므로, 제1 준-영전압 스위칭 신호(QZVS1)는 로우 레벨이고, 인버터(IV1)를 통해 하이 레벨의 신호가 제3 스위치 소자(SW3)의 게이트 전극에 전달되므로, 제2 및 제3 스위칭 소자(SW2, SW3)가 턴 온된다. 이 때, 소스 전류원(Is_2)과 싱크 전류원(Is_3) 각각의 전류 크기가 동일하게 설정하여, 데드 타임 제어 신호(VCPH)가 현재 상태를 유지한다.
반면, 비교 결과, 도 5b에 도시된 바와 같이, 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN)의 상승 시점(T23)이 제2 펄스 신호(PS2)의 하강 시점(T24) 이전인 경우 제2 상태 판단부(180)는 제2 준-영전압 스위칭 신호(QZVS2)를 하이 레벨로 생성한다. 그러면, 제4 스위칭 소자(SW4)가 턴 온 되어 커패시터(CPH)가 방전된다. 싱크 전류원(Is_4)의 전류의 크기는 소스 전류원(Is_2)의 전류보다 크게 설정되어 있으며, 제4 스위칭 소자(SW4)가 턴 온 되어 커패시터(CPH)가 방전될 수 있다.
데드 타임 제어 신호(VCPH)의 크기가 감소되면 데드 타임(DT)이 증가하므로, 결국 다음 주기의 하측 스위칭 구동부 제어신호(LIN)의 상승 시점이 적어도 소정 시간(t1)만큼 지연된다. 따라서, 출력 전압(Vs)이 0V일 때 하측 스위치(Q2)가 턴 온되므로 영전압 스위칭 동작을 수행할 수 있다.
도 6a를 참조하면, 먼저 엣지 검출부(150)는 출력 전압(Vs)의 상승 엣지를 검출하여 상승 엣지 기간 동안 펄스를 가지는 제1 펄스 신호(PS1)를 생성한다. 제2 상태 판단부(180)는 제1 펄스 신호(PS1)가 생성되면 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN)의 상승 시점(T26)과 제1 펄스 신호(PS1)의 하강 시점(T25)을 비교한다. 비교 결과, 도 6a에 도시된 바와 같이, 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN)의 상승 시점(T26)이 제1 펄스 신호(PS1)의 하강 시점(T25) 이후인 경우 제2 상태 판단부(180)는 정상 영전압 스위칭 신호(NZVS)를 하이 레벨로 생성한다.
정상 영전압 스위칭 상태이므로, 제1 준-영전압 스위칭 신호(QZVS1)는 로우 레벨이고, 인버터(IV1)를 통해 하이 레벨의 신호가 제3 스위치 소자(SW3)의 게이트 전극에 전달되므로, 제2 및 제3 스위칭 소자(SW2, SW3)가 턴 온된다, 그러면 데드 타임 제어 신호(VCPH)가 현재 상태를 유지한다.
반면, 비교 결과, 도 6b에 도시된 바와 같이, 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN)의 상승 시점(T23)이 제1 펄스 신호(PS1)의 하강 시점(T29) 이전인 경우 제2 상태 판단부(180)는 제2 준-영전압 스위칭 신호(QZVS2)를 하이 레벨로 생성한다. 그러면, 제4 스위칭 소자(SW4)가 턴 온되어 커패시터(CPH)가 방전된다. 싱크 전류원(Is_4)의 전류의 크기는 소스 전류원(Is_2)의 전류보다 크게 설정되어 있으며, 제4 스위칭 소자(SW4)가 턴 온 되어 커패시터(CPH)가 방전될 수 있다.
데드 타임 제어 신호(VCPH)의 크기가 감소되면 데드 타임(DT)이 증가하므로, 결국 다음 주기의 상측 스위칭 구동부 제어신호(HIN)의 상승 시점이 적어도 소정 시간(t2)만큼 지연된다. 따라서, 출력 전압(Vs)이 0V일 때 상측 스위치(Q1)가 턴 온되므로 영전압 스위칭 동작을 수행할 수 있다.
도 5a, 5b, 6a, 및 6b에서는 출력 전압의 하강 기간 및 상승 기간 중 하측 스위치(Q1) 및 상측 스위치(Q2)가 턴 온되는 경우로 설명하였다. 그러나 출력 전압이 하강하기 전에 하측 스위치(Q2)이 턴 온 되거나, 출력 전압이 상승하기 전에 상측 스위치(Q1)이 턴 온 되는 경우에도 데드 타임을 증가시킨다. 즉, 출력 전압이 하강을 완료하기 전에 하측 스위치(Q2)가 턴 온 되거나, 출력 전압이 상승을 완료하기 전에 상측 스위치(Q1)가 턴 온 되는 경우에도 데드 타임을 증가시킨다.
지금까지 출력 전압(Vs)을 이용하여 영전압 스위칭 여부를 판단하였으나, 상측 스위치(Q1)를 동작 시키는 상측 스위치 구동부(130)의 구동 전압(VB)을 사용할 수도 있다. 출력 전압(Vs)과 구동 전압(VB)은 실제 동일한 위상 및 유사한 크기를 가지는 전압이다. 이 경우, 엣지 검출부(160)는 상측 스위치(Q1)의 상측 스위치 구동부(130)전압을 입력 받는다.
아울러, 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN)와 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN)를 이용하여 영전압 스위칭 여부를 판단하였으나, 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN) 및 하측 스위치 구동부 제어신호(LIN) 대신 상측 스위치(Q1) 및 하측 스위치(Q2)의 게이트에 인가되는 게이트 신호(HO, LO)를 이용할 수도 있다. 이 경우 상측 스위치(Q1)의 게이트 신호(HO)의 상승 시점과 위상 정보 신호(CS)의 생성 시점을 비교한다. 아울러 제2 상태 판단부(180)는 제1 펄스 신호(PS1)의 하강 시점과 상측 게이트 신호(HO)의 상승 시점을 비교하고, 제2 펄스 신호(PS2)의 하강 시점과 하측 스위치 게이트 신호(LO)의 상승 시점을 비교한다.
덧붙여, 본 발명의 실시 예에서는 데드 타임 제어 신호(VCPH)가 증가하면 데드 타임(DT)을 감소시키고, 데드 타임 제어 신호(VCPH)가 감소하면 데드 타임(DT)을 증가시키는 것으로 설명하였으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 데드 타임 제어부(120)에 저장된 데드 타임 제어 신호(VCPH)와 데드 타임(DT)간의 관계가 앞서 설명된 실시 예와 반대인 경우, 데드 타임 제어 신호 생성부(120)는 데드 타임(DT)을 증가시키기 위해 데드 타임 제어 신호(VCPH)를 증가시키고, 데드 타임(DT)을 감소시키기 위해 데드 타임 제어 신호(VCPH)를 감소시킬 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
바디 다이오드(D3, D4), 상측 스위치(Q1), 하측 스위치(Q2)
제1 공진 커패시터(C3), 제2 공진 커패시터(C4), 오실레이터(110)
데드 타임 제어부(120), 상측 스위치 구동부(130), 하측 스위치 구동부(140)
저항(R1), 위상 검출부(150), 엣지 검출부(160), 제1 상태 판단부(170)
제2 상태 판단부(180), 데드 타임 제어 신호 생성부(190), 공진 전류(Itank)
제1 펄스 신호(PS1), 출력 전압(Vs), 제2 펄스 신호(PS2)
위상 정보 신호(CS), 상측 스위치 구동부 제어신호(HIN)
하측 스위치 구동부 제어신호(LIN), 제1 준-영전압 스위칭 신호(QZVS1)
제2 준-영전압 스위칭 신호(QZVS2), 제1 및 제2 소스 전류원(Is_1, Is_2)
제1 및 제2 싱크 전류원(Is_3, Is_4), 제1 내지 제4 스위치(SW1~SW4)
인버터(IV1), 커패시터(CPH), 제1 내지 제4 스위치(SW1~SW4)
데드 타임 제어신호(VCPH), 데드 타임(DT)

Claims (21)

  1. 제1 전원 전압 단자와 출력 단자 사이에 연결된 상측 스위치 및 상기 출력 단자와 제2 전원 전압 단자 사이에 연결된 하측 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위칭 구동 회로에 있어서,
    데드 타임 제어 신호에 따라 상기 상측 스위치 및 상기 하측 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 상측 스위칭 구동부 제어신호 및 하측 스위칭 구동부 제어신호를 생성하는 데드 타임 제어부; 및
    상기 제2 전원 전압 단자로 흐르는 공진 전류의 위상을 감지하여 위상 정보 신호를 생성하는 위상 검출부를 포함하고,
    상기 상측 스위치 구동부 제어 신호 및 이에 대응하는 신호 중 어느 하나와 상기 위상 정보 신호를 비교하여 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 늦으면, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 앞서도록 상기 데드 타임을 제어하는 스위치 구동 회로.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 하측 스위치 구동부 제어 신호 및 이에 대응하는 신호 중 어느 하나와 상기 위상 정보 신호를 비교하여 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 늦으면, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 앞서도록 상기 데드 타임을 제어하는 스위치 구동 회로.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 상측 스위치의 턴 온 시점 및 상기 하측 스위치의 턴 온 시점 각각이 상기 공진 전류의 대응하는 위상 변화보다 늦으면, 상기 데드 타임을 감소시키는 스위치 구동 회로.
  4. 제3 항에 있어서,
    상기 위상 정보 신호, 상기 상측 스위치 구동부 제어신호, 및 상기 하측 스위치 구동부 제어 신호를 입력 받아 상기 상측 스위치의 턴 온 시점 및 상기 하측 스위치의 턴 온 시점 각각과 상기 공진 전류의 대응하는 위상 변화 시점을 비교하고, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점 및 상기 하측 스위치의 턴 온 시점 각각이 상기 대응하는 위상 변화 시점 보다 늦으면, 상기 데드 타임을 감소시키기 위한 제1 준-영전압 스위칭 신호를 생성하는 제1 상태 판단부를 더 포함하는 스위치 구동 회로.
  5. 제4 항에 있어서,
    상기 제1 준-영전압 스위칭 신호에 따라 상기 데드 타임 제어부의 동작을 제어하는 데드 타임 제어부를 더 포함하고,
    상기 데드 타임 제어부는,
    상기 상측 스위치의 턴 온 시점 및 상기 하측 스위치의 턴 온 시점 각각이 상기 대응하는 위상 변화 시점 보다 늦을 때 상기 제1 준-영전압 스위치 신호에 따라 상기 데드 타임을 감소시키기 위한 데드 타임 제어 신호를 생성하는 스위치 구동 회로.
  6. 제5 항에 있어서,
    상기 데드 타임 제어신호가 증가하면 상기 데드 타임이 감소되고,
    상기 데드 타임 제어 신호 생성부는,
    커패시터;
    제1 소스 전류를 공급하는 제1 소스 전류원; 및
    상기 제1 소스 전류원과 상기 커패시터 사이에 연결된 제1 스위치를 포함하고,
    상기 제1 준-영전압 스위칭 신호에 따라 상기 제1 스위치가 턴 온되는 스위치 구동 회로.
  7. 제1 항에 있어서,
    상기 출력 단자로 출력되는 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나의 하강 기간과 상기 하측 스위치의 턴 온 시점을 비교하여 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나가 하강을 완료하기 전에 상기 하측 스위치가 턴 온되면, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나가 하강완료 이후에 상기 하측 스위치가 턴 온 되도록, 상기 데드 타임을 제어하는 스위치 구동 회로.
  8. 제7 항에 있어서,
    상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나의 상승 기간과 상기 상측 스위치의 턴 온 시점을 비교하여 상기 출력 전압이 상승을 완료하기 전에 상기 상측 스위치가 턴 온 되면, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나가 상승을 완료한 이후에 상기 상측 스위치가 턴 온 되도록, 상기 데드 타임을 제어하는 스위치 구동 회로.
  9. 제8 항에 있어서,
    상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나의 상승 엣지 및 하강 엣지를 검출하고, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나의 상승 엣지에 대응하는 기간 동안 펄스를 가지는 제1 펄스 신호 및 하강 엣지에 대응하는 기간 동안 펄스를 가지는 제2 펄스 신호를 생성하는 엣지 검출부를 더 포함하고,
    상기 하측 스위치 구동부 제어신호 및 이에 대응하는 신호 중 어느 하나와 상기 제2 펄스 신호를 비교하여 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제2 펄스 신호의 하강 시점보다 빠르면, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제2 펄스 신호의 하강 시점 이후가 되도록 상기 데드 타임을 제어하는 스위치 구동 회로.
  10. 제9 항에 있어서,
    상기 상측 스위치 구동부 제어신호 및 이에 대응하는 신호 중 어느 하나와 상기 제1 펄스 신호를 비교하여 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제1 펄스 신호의 하강 시점보다 빠르면, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제1 펄스 신호의 하강 시점 이후가 되도록 상기 데드 타임을 제어하는 스위치 구동 회로.
  11. 제10 항에 있어서,
    상기 하측 스위치 구동부 제어 신호, 상기 상측 스위치 구동부 제어 신호, 상기 제1 펄스, 및 상기 제2 펄스를 입력받고, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점과 상기 제1 펄스 신호의 하강 시점을 비교하고, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제1 펄스 신호의 하강 시점보다 빠르거나, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점과 상기 제2 펄스 신호의 하강 시점을 비교하고, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제2 펄스 신호의 하강 시점보도 빠르면, 상기 데드 타임을 증가시키기 위해 상기데드 타임 제어 신호 생성부를 제어하는 제2 준-영전압 스위칭 신호를 생성하는 제2 상태 판단부를 더 포함하는 스위치 구동 회로.
  12. 제11 항에 있어서,
    상기 제2 준-영전압 스위칭 신호에 따라 상기 데드 타임 제어부의 동작을 제어하는 데드 타임 제어부를 더 포함하고,
    상기 데드 타임 제어부는,
    상기 상측 스위치의 턴 온 시점과 상기 제1 펄스 신호의 하강 시점을 비교하여 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제1 펄스 신호의 하강 시점보다 빠를 때, 또는 상기 하측 스위치의 턴 온 시점과 상기 제2 펄스 신호의 하강 시점을 비교하여 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 제2 펄스 신호의 하강 시점보도 빠를 때의 상기 제2 준-영전압 스위칭 신호에 따라 상기 데드 타임을 증가시키기 위한 데드 타임 제어 신호를 생성하는 스위치 구동 회로.
  13. 제12 항에 있어서,
    상기 데드 타임 제어 신호가 감소하면 상기 데드 타임이 증가하고,
    상기 데드 타임 제어 신호 생성부는,
    커패시터;
    상기 커패시터의 일단에 연결되고, 상기 제2 준-영전압 스위칭 신호에 따라 스위칭 동작하는 제1 스위치; 및
    상기 제1 스위치의 타단에 연결되고 싱크 전류를 생성하는 제1 싱크 전류원을포함하는 스위치 구동 회로.
  14. 제7 항에 있어서,
    상기 데드 타임 상기 하측 스위치 구동부 제어 신호 및 이에 대응하는 신호 중 어느 하나와 상기 위상 정보 신호를 비교하여 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 늦으면, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 앞서도록 상기 데드 타임을 제어하는 스위치 구동 회로.
  15. 제14 항에 있어서,
    상기 상측 스위치의 턴 온 시점 및 상기 하측 스위치의 턴 온 시점 각각이 상기 공진 전류의 대응하는 위상 변화보다 늦으면, 상기 데드 타임을 감소시키는 스위치 구동 회로.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 데드 타임 제어신호 생성부는,
    커패시터;
    일단에 전원 전압이 공급되는 제1 소스 전류원;
    일단이 접지된 제1 싱크 전류원;
    상기 커패시터의 일단 및 상기 제1 소스 전류원의 타단 사이에 연결되고, 상기 제1 준-영전압 스위칭 신호에 따라 스위칭 동작하는 제1 스위치; 및
    상기 커패시터의 일단 및 상기 제1 싱크 전류원의 타단 사이에 연결되고, 상기 제2 준-영전압 스위칭 신호에 따라 스위칭 동작하는 제2 스위치를 포함하는 스위치 구동 회로.
  17. 제7항에 있어서,
    상기 출력 전압에 대응하는 전압은 상기 상측 스위치의 게이트 신호를 생성하는 상측 스위치 구동부를 동작시키는 구동 전압인 스위치 구동 회로.
  18. 제1 전원 전압 단자와 출력 단자 사이에 연결된 상측 스위치 및 상기 출력 단자와 제2 전원 전압 단자 사이에 연결된 하측 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 구동 방법에 있어서,
    상기 제2 전원 전압 단자로 흐르는 공진 전류의 위상을 감지하는 단계;
    상기 상측 스위치의 턴 온 시점과 상기 공진 전류의 위상 변화 시점을 비교하는 단계; 및
    상기 비교 결과, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 늦으면, 상기 상측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 앞서도록 상기 데드 타임을 제어하는 단계
    를 포함하는 스위치 구동 회로의 구동 방법.
  19. 제18 항에 있어서,
    상기 데드 타임 제어 단계는,
    상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 늦으면, 상기 하측 스위치의 턴 온 시점이 상기 공진 전류의 위상 변화보다 앞서도록 상기 데드 타임을 제어하는 단계를 포함하는 스위치 구동 회로의 구동 방법.
  20. 제18 항에 있어서,
    상기 출력 단자로 출력되는 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나의 하강 기간과 상기 하측 스위치의 턴온 시점을 비교하는 단계를 더 포함하고,
    상기 데드 타임 제어 단계는,
    상기 비교 결과, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나가 하강을 완료하기 전에 상기 하측 스위치가 턴 온 되면, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나가 하강 완료 이후에 상기 하측 스위치가 턴 온 되도록, 상기 데드 타임을 제어하는 단계를 더 포함하는 스위치 구동 회로의 구동 방법.
  21. 제18 항에 있어서,
    상기 출력 단자로 출력되는 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나의 상승 기간과 상기 상측 스위치의 턴 온 시점을 비교하는 단계를 더 포함하고,
    상기 데드 타임 제어 단계는,
    상기 출력 전압이 상승을 완료하기 전에 상기 상측 스위치가 턴 온 되면, 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압에 대응하는 전압 중 어느 하나가 상승을 완료한 이후에 상기 상측 스위치가 턴 온 되도록, 상기 데드 타임을 제어하는 단계를 더 포함하는 스위치 구동 회로의 구동 방법.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160072521A (ko) * 2014-12-15 2016-06-23 주식회사 솔루엠 Ｌｌｃ 컨버터를 포함하는 전원장치 및 그의 보호방법

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9143044B2 (en) * 2011-09-13 2015-09-22 Futurewei Technologies, Inc. Apparatus and method for pulse width modulation control for switching power converters
US8933679B2 (en) * 2011-12-07 2015-01-13 Maxim Integrated Products, Inc. Adaptive dead-time control
US9577525B2 (en) 2014-03-04 2017-02-21 Maxim Integrated Products, Inc. Adaptive dead time control
US10186948B2 (en) 2016-08-19 2019-01-22 Semiconductor Components Industries, Llc Burst mode control in resonant converters
US10855270B1 (en) * 2019-10-14 2020-12-01 Silanna Asia Pte Ltd Adaptive control of non-overlapping drive signals
CN113225057B (zh) * 2020-11-02 2023-04-07 杰华特微电子股份有限公司 开关电路的保护方法、保护电路及开关电路

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070039098A (ko) * 2004-07-06 2007-04-11 인터내쇼널 렉티파이어 코포레이션 지능적으로 데드 타임을 설정하는 방법 및 장치
US7323825B2 (en) * 2005-12-02 2008-01-29 Fairchild Korea Semiconductor, Ltd. Ballast integrated circuit (IC)
US20100181306A1 (en) * 2009-01-16 2010-07-22 Whirlpool Corporation Method for controlling resonant power converters in induction heating systems, and induction heating system for carrying out such method

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001258269A (ja) * 2000-03-15 2001-09-21 Kawasaki Steel Corp ソフトスイッチングｄｃ−ｄｃコンバータ
US6535402B1 (en) * 2002-07-12 2003-03-18 Delta Electronics Inc. Adaptive compensation of dead time for inverter and converter
US7436160B2 (en) 2004-02-19 2008-10-14 International Rectifier Corporation Half bridge adaptive dead time circuit and method
US7408307B2 (en) 2004-02-19 2008-08-05 International Rectifier Corporation Ballast dimming control IC
US7683594B2 (en) * 2007-06-01 2010-03-23 International Rectifier Corporation Intelligent dead time control

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070039098A (ko) * 2004-07-06 2007-04-11 인터내쇼널 렉티파이어 코포레이션 지능적으로 데드 타임을 설정하는 방법 및 장치
US7323825B2 (en) * 2005-12-02 2008-01-29 Fairchild Korea Semiconductor, Ltd. Ballast integrated circuit (IC)
US20100181306A1 (en) * 2009-01-16 2010-07-22 Whirlpool Corporation Method for controlling resonant power converters in induction heating systems, and induction heating system for carrying out such method

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Oliver Trescases et al. "Precision Gate Drive Timing in a Zero-Voltage-Switching DC-DC Converter". Proceedings of 2004 International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. 2004.* *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160072521A (ko) * 2014-12-15 2016-06-23 주식회사 솔루엠 Ｌｌｃ 컨버터를 포함하는 전원장치 및 그의 보호방법

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