KR20110091765A - 파워 서플라이의 디지털 챠지 모드 제어 - Google Patents

파워 서플라이의 디지털 챠지 모드 제어 Download PDF

Info

Publication number
KR20110091765A
KR20110091765A KR1020117013603A KR20117013603A KR20110091765A KR 20110091765 A KR20110091765 A KR 20110091765A KR 1020117013603 A KR1020117013603 A KR 1020117013603A KR 20117013603 A KR20117013603 A KR 20117013603A KR 20110091765 A KR20110091765 A KR 20110091765A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
value
load
power
switch
duty cycle
Prior art date
Application number
KR1020117013603A
Other languages
English (en)
Inventor
밀란 일릭
블라디샤브 브이. 실로
Original Assignee
어드밴스드 에너지 인더스트리즈 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 어드밴스드 에너지 인더스트리즈 인코포레이티드 filed Critical 어드밴스드 에너지 인더스트리즈 인코포레이티드
Publication of KR20110091765A publication Critical patent/KR20110091765A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B11/00—Automatic controllers
    • G05B11/01—Automatic controllers electric
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • H02M1/0019—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being load current fluctuations

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

챠지 모드 제어를 위한 장치 및 방법이 기술된다. 챠지 모드 콘트롤러의 1 실시예는, 듀티 사이클 스위치를 통한 전류를 스위치 전류 값으로 변환하도록 구성되는 아날로그/디지털 컨버터; 스위칭 사이클 동안 스위치 전류 값을 통합하고 축적된 전하 값을 출력하도록 구성되는 어큐뮬레이터 모듈; 및 축적된 전하 값 및 챠지 설정 포인트에 응답하여, 축적된 전하 값이 챠지 설정 포인트 미만일 때 듀티 사이클 스위치를 ON으로 하고 축적된 전하 값이 챠지 설정 포인트에 달할 때 듀티 사이클 스위치를 OFF로 하는 듀티 사이클 스위치에 대한 게이트 구동 신호를 발생하여 상기 컨버터의 듀티 사이클 및 상기 파워 스테이지에 의해 공급되는 파워를 제어하도록 구성되는 컴퍼레이터 모듈을 포함한다.

Description

파워 서플라이의 디지털 챠지 모드 제어{DIGITAL CHARGE-MODE CONTROL OF A POWER SUPPLY}
이 출원은 2008년 12월 5일자 출원된 미국 임시 출원 번호 61/120,258호(발명의 명칭: Charge-mode Control of a Plasma Process)에 기초한 것이다.
본 발명은 일반적으로 파워 서플라이의 제어에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 고정 부하 또는 가변 부하에 파워를 공급하는 스위칭 모드 파워 스테이지의 제어에 관한 것이다.
스위칭 모드 파워 서플라이에 대한 챠지 모드(charge-mode) 콘트롤러들은 이들이 부하에 있어서의 천이에 대한 신속한 응답 및 스위칭 노이즈에 대한 높은 내성을 제공하기 때문에 매우 바람직하다. 또한, 네가티브 임피던스 부하에 의한 변동을 방지하기 위해 파워 서플라이 출력 임피던스를 증가시킬 수 있다.
스위칭 모드 파워 서플라이에 대한 아날로그 챠지 모드 콘트롤러들은 파워 서플라이의 듀티 사이클 및 부하의 변동에 의해 야기되는 심각한 불안전성 문제를 처리하기 위해 설계되고 있다. 파워 서플라이의 전압 컨버터에 있어서의 스위치를 위한 게이트 구동 신호의 듀티 사이클 및 부하 임피던스에 따라, 아날로그 챠지 모드 콘트롤러 및 전압 컨버터는 불안정하게 되고 변동하게 될 수 있다. 아날로그 챠지 모드 콘트롤러를 갖는 이 문제의 기술은, 'IEEE Power Electronics Specialists' Conference에서, W. Tang, F. C. Lee 및 I. Cohen에 의한 논문 명칭 "Charge Control: Modeling Analysis and Design"(1992, pp.503-511)에 보고되어 있다.
필요한 것은 스위칭 모드 파워 스테이지에 대한 안정한 챠지 모드 콘트롤러이다. 콘트롤러 및 파워 스테이지는 어떤 부하 조건도 처리할 수 있는 넓은 대역 폭을 가져야 한다. 이와 같은 콘트롤러 및 파워 스테이지는 핸드헬드 전자 장치부터 하이브리드 엔진 시스템까지 많은 새로운 공정과 많은 새로운 시스템에 적용될 수 있다.
일 실시예는 스위칭 파워 스테이지에 대한 디지털 챠지 모드 콘트롤러로서 특정될 수 있다. 이 실시예의 콘트롤러는 듀티 사이클 스위치를 통한 전류를 스위치 전류 값으로 변환하도록 구성되는 아날로그／디지털 컨버터； 스위칭 사이클 동안 스위치 전류 값을 통합하고 축적된 전하 값을 출력하도록 구성되는 어큐뮬레이터 모듈; 및 축적된 전하 값 및 챠지 설정 포인트에 응답하여, 축적된 전하 값이 챠지 설정 포인트 미만일 때 듀티 사이클 스위치를 ON으로 하고 축적된 전하 값이 챠지 설정 포인트에 달할 때 듀티 사이클 스위치를 OFF로 하는 듀티 사이클 스위치에 대한 게이트 구동 신호를 발생하여 상기 컨버터의 듀티 사이클 및 상기 파워 스테이지에 의해 공급되는 파워를 제어하도록 구성되는 컴퍼레이터(comparator) 모듈을 포함한다.
본 발명을 특정하는 이들 및 각종 특징과 이점은 첨부 도면 및 이하의 상세한 설명으로부터 명확히 이해될 것이다.
도1은 부하를 작동시키는 스위칭 파워 스테이지에 있어서 스위치에 대한 게이트 구동 신호를 발생하기 위한 디지털 챠지 모드 콘트롤러를 갖는 본 발명의 1 실시예를 도시한다.
도2는 도1에 있어서의 디지털 챠지 모드 콘트롤러(106)의 바람직한 1 실시예의 시스템 도를 도시한다.
도3은 디지털 챠지 모드 콘트롤러에서 발생하는 신호 파형을 나타낸다.
도4는 게이트 구동 신호를 제공하기 위한 디지털 챠지 모드 콘트롤러의 다른 바람직한 실시예의 시스템 도를 도시한다.
도5는 스위칭 파워 스테이지가 가변 부하를 구동하고 적분 콘트롤 루프를 갖는 디지털 챠지 모드 콘트롤러에 의해 제어되는 본 발명의 다른 바람직한 실시예를 도시한다.
도6은 도5의 디지털 챠지 모드 콘트롤러(506)를 형성하는 모듈들의 시스템 도를 도시한다.
도7은 도6의 슬로프 보상 모듈(608)에 대한 동작 흐름을 나타낸다.
도1의 파워 서플라이 시스템에 있어서, 파워 서플라이(100)는 본 발명의 하나 이상의 바람직한 실시예의 디지털 챠지 모드 콘트롤러(digital charge-mode controller)(106)를 채용한다. 스위칭 파워 스테이지(102)는 전압 컨버터를 가지며 DC 전원에 의해 제공되는 전압으로부터 각각 스텝 다운(벅 컨버터; buck converter) 또는 스텝 업(부스트 컨버터; boost converter)되는 직류(DC) 전압을 발생한다. 바람직한 실시예에 있어서의 디지털 챠지 모드 콘트롤러(106)는 스위칭 파워 스테이지(102)로부터 피드백되는 전류 신호 ISW를 수신한다. 상기 전류 신호 ISW는 파워 스테이지 전압 컨버터에 있어서 파워 스위치를 통한 직접 측정 전류이다. 상기 디지털 챠지 모드 콘트롤러는 게이트 구동 신호를 발생하여 파워 스테이지에 있어서 파워 스위치를 ON하도록 한다.
콘트롤 루프(108)는 부하(104)에 공급되는 소정 파워로서 조작자에 의해 선택된 파워 설정 PSET를 받는다. 파워 스테이지(102)로부터 부하(104)에 출력되는 전압 VOUT 및 전류 IOUT는 각각 센서(109,110)에 의해 감지되고, 콘트롤 루프(108)에 대한 입력들로서 피드백된다. 이와 같이 하여, 콘트롤 루프(108)는 부하에 방출되는 실제 파워 또는 에너지를 모니터하고 디지털 챠지 모드 콘트롤러(106)에 대한 설정 전류 ISET를 발생한다.
디지털 챠지 모드 콘트롤러 (106)는 전하를 축적하기 위해 스위치 전류 ISW를 통합하고 상기 설정 전류 ISET로부터 유도되는 챠지 설정 포인트에 대해 축적된 전하를 비교한다. 이렇게 하여, 디지털 챠지 모드 콘트롤러는 게이트 구동 신호의 듀티 사이클(D) 및 파워 스테이지(102)의 하나 이상의 파워 스위치의 듀티 사이클(D)을 제어한다. 상기 듀티 사이클(D)은 0.0 내지 1.0 사이에서 변하며 게이트 구동 신호가 하이(high)이고 파워 스위치가 ON 또는 도통하는 스위칭 사이클의 일부 또는 분수를 나타낸다. 이에 따라, 파워 스위치의 듀티 사이클은 부하(104)에 인가되는 파워를 제어한다. 파워 스위치는 사용될 수 있는 전자 스위치의 몇몇 예로서 MOSFET, 파워 MOSFET, 또는 IGBT를 들 수 있다.
도2는 도1의 디지털 챠지 모드 콘트롤러(106)의 바람직한 1 실시예의 시스템 도이다. 도3은 디지털 챠지 모드 콘트롤러에서 발생하는 신호들을 나타낸다. 도2에 있어서의 아날로그/디지털(A/D) 컨버터(202)는 ISW 신호를 모니터하고 그 신호를 디지털 신호 처리 시스템(200)에 입력하기 위한 디지털 값으로 변환한다. 디지털 신호 처리 시스템(200)은 디지털 신호 처리기, 필드 프로그래머블 게이트 어레이, 범용 마이크로프로세서 또는 디지털 값을 처리하기 위한 임의의 다른 프로그래머블 하드웨어 디바이스로 될 수도 있다. 상기 처리 시스템은 게이트 구동 신호를 파워 스테이지(102)(도1)에 있어서의 하나 이상의 파워 스위치에 제공하기 위한 동작들을 행하도록 프로그램된다.
어큐뮬레이터(204)는 A/D 컨버터(202)로부터 ISW 전류 값을 받고 슬로프 보상 레지스터(206)로부터 슬로프 보상 값 Sc를 받는다. 상기 ISW 전류 값 및 슬로프 보상 값 Sc는 함께 더해지고, 그들의 합이 어큐뮬레이터(204)에서 시간이 지남에 따라 통합된다. 어큐뮬레이터(204)는 도3에 스위칭 주파수 클록 펄스(302)로서 나타낸 스위칭 주파수 클록(208)보다 수백 배 빠른 샘플링 레이트로 상기 축적된 모두를 진행한다. 어큐뮬레이터(204)는 스위칭 주파수의 한 주기(Ts) 동안 축적되는 전하의 측정을 나타내는 축적된 전하 파형(306)을 제공하기 위해 상기 ISW 전류 값 플러스 슬로프 보상 값 Sc의 합을 효과적으로 통합한다. 스위칭 주파수 클록(208)은 스위칭 주파수 클록 펄스들(302)로 어큐뮬레이터(204)를 리세트한다. 상기 클록 펄스들(302)의 트레일링 에지는 파워 스테이지(102)(도1)의 각각의 스위칭 사이클의 시작으로 된다.
콘트롤러 및 파워 스테이지가 불안정하고 발진하는 것을 방지하기 위해 어큐뮬레이터(204)에 의해 슬로프 보상 값 Sc가 부가된다. 파워 스테이지는 그의 전압 컨버터가 부하와 직렬로 접속된 인덕턴스(L)를 갖는 인덕터 및 부하와 병렬로 접속된 커패시턴스(C)를 갖는 커패시터를 갖기 때문에 불안정하게 될 수 있다. 신호 파형(304)은 전압 컨버터의 인덕터를 통한 인덕터 전류(IL)를 나타낸다. 이 LC회로는 파워 스테이지에 있어서 전압 컨버터의 핵심 요소이나 파워 스테이지를 잠재적으로 매우 불안정하게 한다. 일반적 형태의 파워 스테이지의 Q 인자(factor)(안정도)는 다음 식으로 주어진다:
Q = 1{π[(1/RE)-(D/2)]}
이때, D는 듀티 사이클,
RE는 정규화된 출력 부하로서, 다음 식으로 주어진다:
RE = Req/LFS이고, 이때 Req는 부하의 등가 저항, L은 부하와 직렬로
접속된 전압 컨버터에 있어서의 인덕터의 인덕턴스, Fs는 파워 스위치
의 스위칭 주파수이다.
Q에 대한 상기 식으로부터, 1/RE > D/2인 경우, Q는 포지티브이고 파워 스테이지는 안정한 것을 알 수 있다.
디지털 컴퍼레이터(210)는 어큐뮬레이터(204)로부터의 축적된 전하 값(306)을 챠지 설정 포인트(308)와 비교한다. 스위칭 사이클이 클록 펄스(302)의 트레일링 에지에서 시작할 때, 컴퍼레이터(210)는 게이트 구동 신호(310)를 하이(high) 레벨로 상승시킨다. 컴퍼레이터(210)는 콘트롤 루프(108)(도1)로부터 설정 전류 값 ISET를 수신한다. 컴퍼레이터(210)는 설정 전류 ISET 값으로부터 챠지 설정 포인트(308)를 유도한다. 축적된 전하 값(306)이 챠지 설정 포인트(308)에 달하거나 초과하면, 컴퍼레이터는 게이트 구동 신호(310)를 로우(low) 레벨로 하강시킨다. 게이트 구동 신호 (310)가 로우 레벨로 하강하면, 파워 스테이지(102)(도1)의 파워 스위치 또는 스위치들은 개방되며, 이에 따라 상기 스위치를 통한 ISW 전류는 제로로 하강한다. 어큐뮬레이터(204)의 레지스터(register)(도시되지 않음)는, 스위칭 사이클 클록 펄스(302)가 다음 스위칭 사이클의 시작에서 어큐뮬레이터를 리세트할 때까지 스위치가 도통되고 있을 때 가장 최근의 ISW 전류 값을 유지한다. 게이트 구동 신호(310)가 하이(high)인 동안, 스위칭 사이클의 일부는 스위칭 사이클의 듀티 사이클 부분(D)에 대응한다.
도4는 도1의 콘트롤 루프(108)와 함께 도1의 디지털 챠지 모드 콘트롤러 (106)의 다른 바람직한 실시예를 나타낸다. 도4에서, 아날로그/디지털(A/D) 컨버터(402)는 스위치 전류 ISW를 받고, 그를 ISW 디지털 값으로 변환하고 그것을 가산 모듈(404)에 제공한다. 가산 모듈(404)은 또한 슬로프 보상값(Sc)을 받고 Sc를 ISW에 부가하여 그들의 합(ISW + Sc)을 가산 모듈(406)에 제공한다. 가산 모듈(406)은 스위칭 사이클 동안 상기 슬로프 보상된 스위치 전류 값(ISW + Sc)을 통합하기 위해 어큐뮬레이터 레지스터(408)와 상호작용한다. 상기 레지스터(register)(408)에 있어서의 축적된 전하 값은 현재 슬로프 보상된 스위치 전류 값에 부가되도록 가산 모듈(406)로 피드백된다. 각 샘플링 클록 펄스의 발생에 따라 새로 축적된 전하 값이 레지스터(408)에 로딩되고, 통합된 슬로프 보상 스위치 전류 값으로 된다. 샘플링 클록 레이트는 전형적으로 스위칭 사이클 클록 펄스 신호(302)의 주파수보다 수백 배 높다. 따라서, 어큐뮬레이터 레지스터(408)에서의 통합된 슬로프 보상 스위치 전류 값은 도3에 있어서 축적된 전하 파형(306)으로 된다.
레지스터(408)로부터의 축적된 전하 값은 디지털 컴퍼레이터(412)에도 제공된다. 디지털 컴퍼레이터(412)는 또한 부하 및 라인 보상 루프(410)로부터 전류 설정 포인트 ISET를 받는다. 디지털 컴퍼레이터(412)는 도2에서 디지털 컴퍼레이터(210)에 대해 기술한 바와 같은 방식으로 동작한다. 스위칭 사이클이 개시되면, 디지털 컴퍼레이터(412)는 게이트 구동 신호(310)(도3)를 하이 레벨로 상승시킨다. 설정 전류 ISET 값으로부터 디지털 컴퍼레이터(412)는, 디지털 컴퍼레이터(412)에 의해 비교되는 챠지 설정 포인트(308)를 축적된 전하 값, 즉, 통합된 슬로프 보상 스위치 전류로 유도한다. 축적된 전하 값(306)이 챠지 설정 포인트(308)에 달하거나 초과하면, 컴퍼레이터는 게이트 구동 신호(310)를 로우(low) 레벨로 하강시킨다. 게이트 구동 신호(310)가 하이(high)인 동안 스위칭 사이클의 일부는 스위칭 파워 스테이지의 전압 컨버터의 듀티 사이클 부분(D)이다.
게이트 구동 신호(310)가 로우 레벨로 하강하면, 파워 스위치는 개방되고 스위칭 파워 스테이지의 스위치 ISW를 통한 전류는 제로로 하강한다. 따라서, 축적된 전하 파형(306)은 그 후 오직 도3에서 DTS로부터 TS로의 시간 간격 동안 SC값 때문에 상승하게 된다. 시간 DTS 후 도3에 나타낸 바와 같이 파형(306)의 슬로프를 유지하기 위해, A/D 컨버터(402)는 게이트 구동 신호 동안 수신되는 가장 최근의 ISW 값을 저장하고 다음의 스위칭 사이클 클록 펄스(302)에 의해 리세트될 수 있다. 또는, 레지스터(408)는 게이트 구동 신호가 로우로 되도록 게이트 구동 신호에 의해 게이팅되는 샘플링 클록 신호를 가질 수 있으며, 샘플링 클록은 레지스터(408)에 있어서 그 값을 더 이상 갱신하지 않는다. 디지털 컴퍼레이터(612)가 다음의 스위칭 사이클 클록 펄스까지 게이트 구동 신호를 계속 로우로 유지하는 한, 시간 DTS 후 레지스터(408)로부터의 축적된 전하 값은 중요하지 않다. 시간 DTS 후 로우로 유지되는 게이트 구동 신호의 통합성을 보장하기 위한 디자인은 이 장에서 기술된 두가지 디자인에 부가하여 임의 수의 방법으로 제공될 수 있다.
부하 및 라인 보상 루프(410)는 디지털 콘트롤러에 대한 외측 콘트롤 루프로서 설정 전류 ISET 및 챠지 설정 포인트(308)를 제어한다. 부하 및 라인 보상 루프는 파워 스테이지(102)로부터 전압 출력 VOUT 및 전류 출력 IOUT를 모니터링함으로써 스위칭 파워 스테이지(102)(도1)의 파워 출력을 모니터한다. 부하(104)(도1)가 변동하거나 또는 부하 또는 부하에 대한 라인에 손실이 발생하면, 부하 및 라인 보상 루프(410)는 파워 스테이지의 파워 출력을 프리셋 파워 세팅 PSET에 비교한다. 다음, 상기 루프(410)는 설정 전류 ISET를 조정한다. 상기 설정 전류의 변화는 챠지 설정 포인트(308)를 변경하고 그에 따라 파워 스위치의 듀티 사이클(D) 및 파워 스테이지의 파워 출력을 변경시킨다.
도5는 스위칭 파워 스테이지가 가변 부하를 구동하고 적분 콘트롤 루프를 갖는 디지털 챠지 모드 콘트롤러에 의해 제어되는 본 발명의 다른 바람직한 실시예를 도시한다. 도5의 파워 서플라이 시스템에 있어서, 파워 서플라이(500)는 본 발명의 디지털 챠지 모드 콘트롤러 (506)의 다른 바람직한 실시예를 채용한다. 스위칭 파워 스테이지(502)는 전압 컨버터(벅 컨버터 또는 부스트 컨버터)를 가지며 DC 전원(도시되지 않음)으로부터의 직류(DC) 전압을 가변 부하(504)에 의해 요구되는 전압으로 변환한다.
가변 부하에 응답하도록, 디지털 챠지 모드 콘트롤러(506)는 부하의 변동에 응답해야 하고 또한 듀티 사이클을 신속히 조정할 수 있어야 한다. 챠지 모드 콘트롤러로 취급하기 어려운 가변 부하의 하나의 특정 예는 플라즈마 챔버이다. 도6 및 도7을 참조하여 상세히 기술되는 바와 같이, 디지털 챠지 모드 콘트롤러에 의해 사용되는 슬로프 보상 값은 부하 및 듀티 사이클의 변동에도 불구하고 안정도를 유지하기 위해 동적으로 조정된다.
디지털 챠지 모드 콘트롤러(506)는 스위칭 파워 스테이지(502)로부터 피드백되는 전류 신호 ISW를 수신한다. 전류 신호 ISW는 스위치가 ON 또는 도통되는 동안 파워 스테이지의 스위치를 통한 전류의 직접 측정이다. 또한 모든 바람직한 실시예에 있어서 IOUT와 ISW 간에 밀접한 관계가 있는 것이 바람직하다. 따라서, 디지털 챠지 모드 콘트롤러의 다른 실시예는 IOUT로부터 ISW값을 유도한다.
상기 디지털 챠지 모드 콘트롤러(506)의 콘트롤 루프는 가변 부하(504)에 인가될 소망 파워로서 조작자에 의해 선택되는 파워 세팅 PSET를 받는다. 파워 스테이지(502)로부터 가변 부하(504)에 출력되는 전압 VOUT 및 전류 IOUT는 각각 센서(509,510)에 의해 감지된다. 이들은 콘트롤러(506) 내 콘트롤 루프에 대한 입력들로서 피드백된다. 이렇게 하여 콘트롤 루프는 부하에 방출될 에너지 또는 실제 파워를 모니터하고 디지털 챠지 모드 콘트롤러 (506)에 설정 전류 ISET를 피드백할 수 있다. 콘트롤러(506)는 전류 ISW를 통합하고 설정 전류 ISET로부터 유도되는 챠지 설정 포인트에 대해 축적된 전하를 비교한다. 상기 디지털 챠지 모드 콘트롤러는 게이트 구동 신호의 듀티 사이클(D)을 제어하고 그에 따라 파워 스테이지(502)의 전압 컨버터의 하나 이상의 스위치들의 듀티 사이클(D)을 제어한다.
도6은 도5의 디지털 챠지 모드 콘트롤러(506)를 형성하는 모듈들의 시스템 도이다. 도6에서, A/D(아날로그/디지털) 컨버터(602)는 스위치 전류 ISW를 모니터하고, 그를 각각의 샘플링 간격 동안 ISW 레지스터(603)로 로딩하기 위한 ISW 디지털 값으로 변환한다. 샘플링 주파수는 샘플링 간격이 스위칭 사이클의 작은 부분으로 되도록 파워 스위치의 스위칭 주파수보다 훨씬 높다.
가산 모듈(604)은 각각의 샘플링 간격 동안 ISW 레지스터(603)로부터 ISW 값을 받는다. 가산 모듈(604)은 또한 슬로프 보상 모듈(608)로부터 슬로프 보상 값 Sc를 받고 그 슬로프 보상 값 Sc를 스위칭 전류 값 ISW에 부가하여 그 합(ISW + Sc)을 가산 모듈(606)에 제공한다. 가산 모듈(606)은 스위칭 사이클 동안 상기 슬로프 보상된 스위치 전류값 ISW + Sc을 통합하기 위해 어큐뮬레이터 레지스터(610)와 상호작용한다. 레지스터(618)에 있어서의 축적된 전하 값은 슬로프 보상된 스위치 전류 값에 부가되도록 가산 모듈(606)로 피드백되고, 각 샘플링 간격 동안 새로 축적된 전하 값이 어큐뮬레이터 레지스터(610)에 로딩된다. 통상적으로, 레지스터(610)의 출력은 도3에 있어서 축적된 전하 파형(306)이다. 그러나 가변 부하를 갖는 이 실시예에서, 스위치 전류 ISW는 각 샘플링 간격에 대해 변할 수도 있으며, 그 축적된 전하 파형(306)은 비선형 레이트로 상승할 수도 있다.
어큐뮬레이터 레지스터(610)로부터의 축적된 전하값은 디지털 컴퍼레이터 (612)로 보내진다. 디지털 컴퍼레이터(612)는 또한 콘트롤 루프(614)로부터 전류 설정 포인트 값 ISET를 받는다. 스위칭 사이클이 개시되면, 컴퍼레이터(612)는 게이트 구동 신호(310)(도3)를 하이 레벨로 상승시킨다. ISET 값으로부터 디지털 컴퍼레이터(612)는, 상기 축적된 전하 값, 즉 통합된 슬로프 보상된 스위치 전류에 대해 컴퍼레이터(612)에 의해 비교되는 챠지 설정 포인트 값(308)(도3)을 유도한다. 축적된 전하 값(306)이 챠지 설정 포인트 값(308)에 도달하거나 또는 초과하면, 컴퍼레이터는 게이트 구동 신호(310)를 로우 레벨로 하강시킨다. 게이트 구동 신호가 하이인 동안, 스위칭 사이클의 일부는 그의 스위칭 사이클 동안 전압 컨버터의 듀티 사이클 부분(D)에 대응한다.
콘트롤 루프(614)는 설정 전류 PSET 및 그에 따른 챠지 설정 포인트(308)를 제어한다. 콘트롤 루프(614)는 레지스터(616)로부터 전압 출력 값 VOUT를 받고 레지스터(618)로부터 전류 출력 값 IOUT를 받는다. VOUT 및 IOUT는 각각 A/D(아날로그/디지털) 컨버터(615 및 617)에 의해 디지털 값으로 변환된다. 클록 2 신호는 콘트롤 루프에 의해 요구되는 레이트로 전압 출력 값 VOUT 및 전류 출력 값 IOUT를 갱신하기 위해 각 A/D 컨버터 및 쌍으로 된 레지스터를 게이팅한다. "클록 2" 신호의 주파수는 가변 부하에서 기대되는 변동 레이트의 함수로서 선택된다. 환언하면, 콘트롤 루프에 데이터를 공급하기 위해 레지스터들(616, 618)을 게이팅하기 위한 "클록 2" 신호의 샘플링 레이트는 가변 부하(504)에 방출되는 파워의 충분한 제어를 제공하도록 선택된다.
동작에 있어서, 콘트롤 루프 모듈(614)은 전압 출력 VOUT와 전류 출력 IOUT를 곱함으로써 스위칭 파워 스테이지(502)(도5)의 파워 출력을 모니터한다. 가변 부하(504(도5)가 변하거나 또는 부하에 있어서 손실이 발생히면, 콘트롤 루프(614)는 프리셋 파워 세팅(PSET)과 파워 스테이지의 파워 출력(VOUT x IOUT)을 비교한다. 다음,루프(614)는 설정 전류 ISET를 조정한다. 설정 전류의 변화는 챠지 설정 포인트(308) 및 그에 따른 파워 스테이지의 파워 출력과 듀티 사이클(D)을 변경시킨다. 동시에, 콘트롤 루프(614)는 VOUT 및 IOUT로부터 정규화된 출력 부하 RE를 유도하고 RE를 슬로프 보상 모듈(608)에 제공한다.
도6 및 7에 있어서, 슬로프 보상 값 Sc는 듀티 사이클(D)의 완료 후, 즉, 시간 DTS(도3) 후, 이전 스위칭 사이클 동안 갱신된다. 슬로프 보상 값 Sc를 갱신하기 위해 슬로프 보상 모듈에 의해 행해지는 동작들은 도7을 참조하여 후술된다. 이에 따라, 축적된 전하 값은 샘플링 간격마다 ISW 변화에 대해 또한 스위칭 사이클 마다 슬로프 보상 값 Sc에 대해 동적으로 조정된다. 전술한 바와 같이, 샘플링 클록 주파수는 스위칭 사이클 주파수보다 훨씬 높다.
도7은 도6의 슬로프 보상 모듈(608)에 대한 동작 흐름을 나타낸다. 동작 흐름은 슬로프 서브루틴이 호출되고 서브루틴이 동작 700에서 들어갈 때 개시된다. 모니터 동작(702)은 가변 부하의 부하 임피던스를 모니터한다. 도7에 있어서 모니터되는 부하 임피던스는 콘트롤 루프(614)에 의해 유도되는 부하의 정규화된 출력 부하 값 RE이다.
듀티 사이클 완료 테스트 동작(703)은 듀티 사이클이 완료된 때, 즉 시간 DTS(도3)가 스위칭 사이클에 도달된 때를 검출한다. 듀티 사이클이 완료할 때까지, 동작 흐름은 테스트 동작(703)으로부터 NO로 분기하고 동작(702)을 모니터하기 위해 리턴한다. 시간 DTS 후, 동작 흐름은 동작(704)을 분석하기 위해 YES로 분기하고, 슬로프 보상 값 Sc는 다음의 스위칭 사이클에 대해 설정된다.
Sc의 설정은 분석 동작(704)으로 시작한다. 분석 동작(704)은 정규화된 출력 부하 값 RE를 듀티 사이클 최대 값 DMAX와 비교한다. DMAX 값은 스위칭 파워 스테이지가 설계되었을 때 설정된다. DMAX 값은 1.0 약간 밑으로 설정되며; 전형적으로 DMAX 값은 0.75와 0.90 사이에 있다. 안정도 테스트 동작(706)은 분석 동작(704)으로부터 1/RE 및 DMAX/2를 받고 1/RE를 DMAX/2와 비교한다. 만약 1/RE > DMAX/2이면, 동작 흐름은 YES로 분기하여 슬로프 보상 값 Sc가 제로로 설정되는 제로 슬로프 동작(708)으로 설정되도록 한다. 이 상황에서 부하 및 듀티 사이클 값들은 디지털 챠지 모드 콘트롤러 및 전압 컨버터가 안정적이고 슬로프 보상 값이 필요하지 않도록 하는 값이다.
만약 1/RE이 DMAX/2와 같거나 그 미만이면, 동작 흐름은 NO로 분기하여 슬로프 보상 동작(710)을 설정하도록 한다. 이 상황에서는 디지털 챠지 모드 콘트롤러 및 전압 컨버터의 안정도를 보장하기 위해 슬로프 보상 값 Sc가 요구된다. 슬로프 보상 값은, 상수 K로 곱해지는 정규화된 출력 부하 RE의 함수인 안정화 값으로 설정된다. 플라즈마 챔버 부하 및 듀티 사이클에 대한 프리셋 최대에 대해, 슬로프 보상 값 Sc는 다음 식으로 주어지는 안정화 값으로 설정된다:
Sc = K{VOUT[(DMAX/2LFS) - (1/RE)]}
이때, K는 Sc가 안정도를 달성하기에 충분히 크도록 보장하는 상수;
Fs는 스위칭 주파수, 즉 클록 펄스(302)(도3)의 주파수;
L은 전압 컨버터에 있어서의 인덕터의 인덕턴스;
RE는 정규화된 출력 부하 값이다.
Sc에 대한 최적 콘트롤러 성능 세팅은 상수 K=1을 갖는 상기 Sc식으로부터 계산되는 값이다. 그러나, 이는 콘트롤러 또는 파워 스테이지의 전압 컨버터가 안정한 것에서 불안정하고 발진하게 되는 것으로 된다. 따라서, 디지털 챠지 모드 콘트롤러가 최적 응답 부근에서 동작함과 동시에 안정하게 되는 것을 보장하기 위해 K가 예컨대 1.10 내지 1.20 사이로서 1.0보다 큰 분수를 설정한다. 이와 같이 하여, 슬로프 서브루틴은 듀티 사이클(D)이 현재 스위칭 사이클에서 완료된 후(시간 DTS 후) 다음의 스위칭 사이클에 대한 슬로프 보상 값을 설정한다.
슬로프 보상 값이 설정된 후, 동작 흐름은 스위칭 사이클 완료 테스트 동작(712)으로 진행한다. 스위칭 사이클이 완료되지 않는 한, 동작 흐름은 종료를 위해 스위칭 사이클을 대기하는 NO 루프로 순환한다. 스위칭 사이클이 완료되었을 때, 동작 흐름은 테스트 동작(712)으로부터 YES로 분기하여 모니터 동작(702)으로 진행한다. 다음의 스위칭 사이클이 개시되고, 슬로프 서브루틴은 상기한 바와 같이 반복된다.
결론적으로, 본 발명은, 다른 것들 중에서도, 전압 컨버터를 갖는 스위칭 파워 스테이지의 안정한 챠지 모드 제어를 위한 시스템 및 방법을 제공한다. 상기 전압 컨버터는 강압 전압들(stepping down voltages)로서 고전압 플라즈마 챔버로부터 저전압 퍼스널 컴퓨터까지 광범위한 응용에 걸쳐 파워를 공급하도록 한다. 이와 비슷하게, 상기 전압 컨버터는 승압 전압들(stepping up voltages)로서 휴대용(hand held) 장치에 있어서의 저전압 집적회로로부터 하이브리드 자동차에 있어서의 고전압 모터까지 광범위한 응용에 걸쳐 파워를 공급하도록 한다.
당업자들은 본 발명에 있어서 여러가지 변형 예 및 대체 예가 이루어질 수 있음을 용이하게 인식할 것이며, 상기 예를 실질적으로 달성하기 위한 사용 및 그의 구성은 본 명세서에서 기술된 실시예들에 의해 달성된다. 따라서, 본 발명은 기술된 예시적 형태들에 한정되지 않으며, 많은 변형예, 개조 및 대안적 구성은 특허청구범위에 기재된 바와 같은 발명의 관점 및 정신 내에 들어가는 것이다.

Claims (20)

  1. 부하를 작동시키는 스위칭 파워 스테이지에 대한 디지털 챠지 모드 콘트롤러로서, 상기 스위칭 파워 스테이지는, 이 파워 스테이지에 의해 공급되는 파워를 제어하기 위한 듀티 사이클 부를 갖는 스위칭 사이클을 갖는 게이트 구동 신호에 의해 구동되는 듀티 사이클을 구비하는 컨버터를 갖고, 상기 콘트롤러는,
    듀티 사이클 스위치를 통한 전류를 스위치 전류 값으로 변환하도록 구성되는 아날로그/디지털 컨버터;
    스위칭 사이클 동안 스위치 전류 값을 통합하고 축적된 전하 값을 출력하도록 구성되는 어큐뮬레이터 모듈; 및
    축적된 전하 값 및 챠지 설정 포인트에 응답하여, 축적된 전하 값이 챠지 설정 포인트 미만일 때 듀티 사이클 스위치를 ON으로 하고 축적된 전하 값이 챠지 설정 포인트에 달할 때 듀티 사이클 스위치를 OFF로 하는 듀티 사이클 스위치에 대한 게이트 구동 신호를 발생하도록 구성되는 컴퍼레이터 모듈을 포함하고, 이에 의해 상기 컨버터의 듀티 사이클 및 상기 파워 스테이지에 의해 공급되는 파워를 제어하는, 디지털 챠지 모드 콘트롤러.
  2. 제1항에 있어서, 상기 어큐뮬레이터 모듈은 슬로프 보상 값을 스위치 전류 값에 부가하고 또한 슬로프 보상된 스위치 전류 값을 통합하여 축적된 전하 값을 출력하도록 구성되는, 디지털 챠지 모드 콘트롤러.
  3. 제2항에 있어서, 상기 부하는 가변 부하이고
    상기 콘트롤러는,
    상기 파워 스테이지의 파워 출력과 파워 세팅에 응답하는 콘트롤 루프를 포함하고, 상기 콘트롤 루프는 부하의 변동에 따라 가변 부하에 대한 파워를 조정하도록 전류 설정 값을 발생하는, 디지털 챠지 모드 콘트롤러.
  4. 제3항에 있어서, 상기 가변 부하는 플라즈마 챔버인, 디지털 챠지 모드 콘트롤러.
  5. 제2항에 있어서, 상기 어큐뮬레이터 모듈은,
    상기 슬로프 보상된 스위치 전류 값을 제공하기 위해 상기 슬로프 보상 값을 스위치 전류 값에 부가하도록 구성되는 제1 가산 모듈; 및
    스위칭 사이클 동안 상기 슬로프 보상된 스위치 전류 값을 통합하기 위해 상기 슬로프 보상된 전류 값을 축적된 전하 값에 부가하도록 구성되는 제2 가산 모듈을 더 포함하는, 디지털 챠지 모드 콘트롤러.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 컴퍼레이터 모듈은, 상기 축적된 전하 값이 챠지 설정 포인트 아래에 있을 때 듀티 사이클 스위치를 ON으로 하도록 게이트 구동 신호의 레벨을 하이 레벨로 상승시키도록 구성되고;
    상기 컴퍼레이터 모듈은, 상기 축적된 전하 값이 챠지 설정 포인트에 달하거나 또는 그를 초과한 때 듀티 사이클 스위치를 OFF로 하도록 게이트 구동 신호의 레벨을 로우 레벨로 하강시키도록 구성되는, 디지털 챠지 모드 콘트롤러.
  7. 제6항에 있어서, 상기 부하는 플라즈마 챔버이고,
    상기 콘트롤러는, 파워 스테이지의 파워 출력 및 파워 세팅에 응답하여, 부하의 변동에 따라 플라즈마 챔버에 대한 파워를 조정하기 위해 전류 설정 값을 발생하도록 구성되는 콘트롤 루프를 더 포함하는, 디지털 챠지 모드 콘트롤러.
  8. 부하를 구동하는 스위칭 파워 스테이지를 갖는 파워 서플라이에 있어서, 디지털 챠지 모드 콘트롤러는 상기 스위칭 파워 스테이지에서 있어서의 파워 스위치에 대한 스위칭 사이클의 듀티 사이클 부를 제어하여 부하에 공급되는 파워를 제어하고, 상기 디지털 챠지 모드 콘트롤러는,
    스위치 전류 값에 대한 샘플링 간격이 스위칭 사이클의 주기에 비해 적도록 파워 스위치를 통한 전류를 모니터하고 스위칭 사이클보다 짧은 샘플링 레이트로 상기 전류를 스위치 전류 값으로 변환하는 아날로그/디지털 컨버터; 및
    각각의 샘플링 간격 동안, 상기 스위치 전류 값의 각 샘플에 대해 슬로프 보상된 스위치 전류 값을 제공하기 위해 슬로프 보상 값을 스위칭 전류 값과 합하도록 구성되는 가산 모듈;
    각각의 샘플링 간격 동안, 현재 슬로프 보상된 스위치 전류 값을 이전에 통합된 슬로프 보상된 스위치 전류 값들과 통합하고 각각의 샘플링 간격 후 축적된 전하 값들을 출력하도록 구성된 통합 모듈; 및
    파워 스위치의 듀티 사이클 및 파워 스테이지에 의해 공급되는 파워를 제어하도록, 축적된 전하 값 및 챠지 설정 포인트에 응답하여, 스위칭 사이클의 개시에 파워 스위치를 ON으로 하고 축적된 전하 값이 챠지 설정 포인트에 달했을 때 파워 스위치를 OFF로 하는 파워 스위치에 대한 게이트 구동 신호를 발생하도록 구성되는 컴퍼레이터 모듈을 포함하는, 파워 서플라이.
  9. 제8항에 있어서, 상기 콘트롤러는,
    부하 임피던스 값에 응답하여, 슬로프 보상 값을 발생하도록 구성되는 슬로프 보상 모듈을 더 포함하는, 파워 서플라이.
  10. 제8항에 있어서, 상기 부하는 가변 부하이고,
    상기 콘트롤러는,
    파워 스테이지의 전류 출력에 응답하여 슬로프 보상 모듈에 대한 부하 임피던스 값을 발생하도록 구성되는 콘트롤 루프를 더 포함하는, 파워 서플라이.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 콘트롤러의 슬로프 보상 모듈은 콘트롤 루프로부터 부하 임피던스 값을 받고 현재 스위칭 사이클 시 파워 스위치가 OFF인 동안 다음의 스위칭 사이클에 대한 슬로프 보상 값을 설정하도록 구성되는, 파워 서플라이.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 콘트롤러의 콘트롤 루프는 또한 가변 부하에 대한 프리셋 파워 세팅에 응답하고 부하가 변동하는 동안 가변 부하에 대한 파워를 조정하기 위한 설정 전류 값을 발생하는, 파워 서플라이.
  13. 제12항에 있어서, 상기 가변 부하는 플라즈마 챔버이고 상기 부하 임피던스값은 정규화된 저항 값인, 파워 서플라이.
  14. 제9항에 있어서, 상기 콘트롤러의 통합 모듈은,
    상기 축적된 전하 값을 저장하도록 구성되는 어큐뮬레이터 레지스터; 및
    각각의 샘플링 간격 동안 상기 어큐뮬레이터 레지스터로부터 상기 축적된 전하 값에 상기 슬로프 보상된 스위치 전류 값을 부가하도록 구성되어 상기 슬로프 보상된 스위치 전류 값이 상기 축적된 전하 값을 제공하도록 통합되는 가산 모듈을 더 포함하는, 파워 서플라이.
  15. 제9항에 있어서, 상기 콘트롤러의 슬로프 보상 모듈은,
    게이트 구동 신호의 듀티 사이클에 대한 최대 값에 대한 부하 값을 분석하기 위한 분석 모듈;
    상기 듀티 사이클의 최대 값에 대한 부하 값이 콘트롤러가 안정하도록 될 경우 상기 분석 모듈에 응답하고 상기 슬로프 보상 값을 제로로 설정하는 제1 세팅 모듈; 및
    상기 슬로프 보상 값이 스위치 전류 값에 부가되지 않았을 경우 상기 듀티 사이클의 최대 값에 대한 부하 값이 콘트롤러가 변동하도록 될 경우 상기 분석 모듈에 응답하고 상기 슬로프 보상 값을 제로보다 큰 안정한 값으로 설정하는 제2 세팅 모듈을 더 포함하는, 파워 서플라이.
  16. 가변 부하 임피던스를 갖는 부하에 파워를 공급하기 위한 파워 서플라이에 있어서의 디지털 챠지 모드 콘트롤러 및 스위칭 파워 스테이지를 안정화하는 방법으로서, 상기 파워 스테이지는 듀티 사이클을 갖는 파워 스테이지를 구비하는 컨버터이고 그에 의해 상기 파워 스테이지로 동작하는 디지털 챠지 모드 콘트롤러 는 불안정하고 변동할 수도 있고, 상기 디지털 챠지 모드 콘트롤러는 파워 스위치의 듀티 사이클을 제어하도록 전하 값을 축적하기 위해 파워 스위치로부터의 스위치 전류 값을 통합하고, 상기 디지털 챠지 모드 콘트롤러 및 스위칭 파워 스테이지를 안정화하기 위한 방법은,
    슬로프 보상된 스위치 전류 값이 듀티 사이클을 제어하기 위해 통합되도록, 스위치 전류 값이 통합되기 전에 슬로프 보상 값을 스위치 전류 값에 부가하는 단계;
    가변 부하의 부하 임피던스를 모니터하고 부하 임피던스 값을 발생하는 단계;
    파워 스위치의 듀티 사이클에 대한 프리셋 최대 값에 대한 부하 임피던스 값을 분석하는 단계;
    상기 듀티 사이클의 최대 값에 대한 부하 임피던스 값이 상기 콘트롤러가 변동하지 않도록 되는 경우 상기 슬로프 보상 값을 제로로 설정하는 제1 세팅 단계;
    상기 듀티 사이클의 최대 값에 대한 부하 임피던스가 콘트롤러가 발진할 수도 있도록 되는 경우 상기 슬로프 보상 값을 안정화 값으로 설정하는 제2 세팅 단계를 포함하고, 상기 안정화 값은 상기 콘트롤러 및 스위칭 파워 스테이지가 변동하지 않는 것을 보장하기에 충분히 큰, 디지털 챠지 모드 콘트롤러 및 스위칭 파워 스테이지를 안정화하기 위한 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 부하 임피던스 값은 가변 부하에 대한 정규화된 출력 부하 값인, 디지털 챠지 모드 콘트롤러 및 스위칭 파워 스테이지를 안정화하기 위한 방법.
  18. 제17항에 있어서, 상기 분석, 제1 세팅 및 제2 세팅 단계에 있어서,
    상기 분석 단계는 반전된 정규화된 출력 부하 값이 듀티 사이클의 최대 값의 절반보다 큰지를 검출하고;
    상기 제1 세팅 단계는, 반전된 정규화된 출력 부하 값에 응답하여 상기 슬로프 보상 값을 제로로 설정하기 위해 상기 듀티 사이클의 최대 값의 절반보다 크게 되고;
    상기 제2 세팅 단계는, 반전된 정규화된 출력 부하 값에 응답하여 상기 슬로프 보상 값을 안정화 값으로 설정하기 위해 상기 듀티 사이클의 최대 값의 절반보다 적거나 같게 되는 것을 더 포함하는, 디지털 챠지 모드 콘트롤러 및 스위칭 파워 스테이지를 안정화하기 위한 방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 슬로프 보상 값에 대한 안정화 값은 가변 부하의 정규화된 출력 부하 값의 함수인, 디지털 챠지 모드 콘트롤러 및 스위칭 파워 스테이지를 안정화하기 위한 방법.
  20. 제16항에 있어서, 상기 가변 부하는 플라즈마 챔버인, 디지털 챠지 모드 콘트롤러 및 스위칭 파워 스테이지를 안정화하기 위한 방법.


KR1020117013603A 2008-12-05 2009-12-01 파워 서플라이의 디지털 챠지 모드 제어 KR20110091765A (ko)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12025808P 2008-12-05 2008-12-05
US61/120,258 2008-12-05
US12/426,698 2009-04-20
US12/426,698 US7999526B2 (en) 2008-12-05 2009-04-20 Digital charge-mode control of a power supply

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20110091765A true KR20110091765A (ko) 2011-08-12

Family

ID=42230351

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020117013603A KR20110091765A (ko) 2008-12-05 2009-12-01 파워 서플라이의 디지털 챠지 모드 제어

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7999526B2 (ko)
EP (1) EP2364464A1 (ko)
JP (1) JP2012511302A (ko)
KR (1) KR20110091765A (ko)
WO (1) WO2010065493A1 (ko)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10298138B2 (en) 2017-08-31 2019-05-21 Google Llc Programmable power adapter
US10277140B2 (en) 2017-08-31 2019-04-30 Google Llc High-bandwith resonant power converters
US10784766B2 (en) * 2018-09-07 2020-09-22 Microchip Technology Incorporated Adaptive slope compensation for current mode control

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6177787B1 (en) * 1998-09-11 2001-01-23 Linear Technology Corporation Circuits and methods for controlling timing and slope compensation in switching regulators
DE10043482A1 (de) * 2000-09-04 2002-03-14 Infineon Technologies Ag Current-Mode-Schaltregler
US6933709B2 (en) * 2003-02-10 2005-08-23 Power-One Limited Digital control system and method for switched mode power supply
TWI221354B (en) * 2003-08-11 2004-09-21 Delta Electronics Inc Method and controller for depressing DC magnetic declination of transformer
US7362592B2 (en) * 2004-09-16 2008-04-22 System General Corp. Switching control circuit for primary-side controlled power converters
US7276861B1 (en) * 2004-09-21 2007-10-02 Exclara, Inc. System and method for driving LED
JP4287851B2 (ja) * 2004-10-28 2009-07-01 Ｔｄｋ株式会社 スイッチング電源用制御装置およびスイッチング電源
US8054056B2 (en) * 2006-09-16 2011-11-08 Texas Instruments Incorporated Frequency regulated hysteretic average current mode converter
US8129972B2 (en) * 2007-12-05 2012-03-06 Analog Devices, Inc Single integrator sensorless current mode control for a switching power converter

Also Published As

Publication number Publication date
EP2364464A1 (en) 2011-09-14
JP2012511302A (ja) 2012-05-17
US7999526B2 (en) 2011-08-16
WO2010065493A1 (en) 2010-06-10
US20100141224A1 (en) 2010-06-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4110926B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
USRE37609E1 (en) Voltage regulator that operates in either PWM or PFM mode
US20170257026A1 (en) Voltage converter control circuits and methods
US6600300B2 (en) Digitally controlled DC/DC converter
US8155898B2 (en) Methods and apparatus for providing an extremely fast response in switching power converters
US20060028191A1 (en) Time-based current control in switching regulators
US20080278125A1 (en) Apparatus for optimizing diode conduction time during a deadtime interval
US20090140708A1 (en) DC to DC converter with Pseudo Constant Switching Frequency
CN106487225A (zh) 开关电源装置
JP2008506347A (ja) デッドタイムを知的に設定するための方法及び装置
US20060091871A1 (en) Integrated zvs synchronous buck dc-dc converter with adaptive control
TW200917632A (en) Comparator type DC-DC converter
US7282900B2 (en) Performance controller for a step down current mode switching regulator
US11038421B2 (en) Methods and apparatus for adaptive timing for zero voltage transition power converters
US20230275512A1 (en) 4-phase buck-boost converter
EP1870992A1 (en) Method of feedback controlling a switched regulator
CN111587527A (zh) 用于减少滞后升压转换器或降压-升压转换器中的输出电压纹波的方法和设备
WO2022261037A1 (en) Pulse width modulation techniques for a multiphase voltage converter
US10727743B2 (en) Systems and methods for enhancing dynamic response of power conversion systems
KR20110091765A (ko) 파워 서플라이의 디지털 챠지 모드 제어
CN114208011A (zh) 在连续导电模式下具有预偏置启动的基于校准的纹波注入的恒定导通时间降压转换器
Stupar et al. Digitally-controlled steered-inductor buck converter for improving heavy-to-light load transient response
US11177730B2 (en) On-time compensation in a power converter
WO2023103900A1 (en) Feedback circuit with adjustable loop gain for boost converter
US20200228011A1 (en) Pulse width modulator delay control circuit

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid