JP2012511302A

JP2012511302A - 電力供給装置デジタル電荷方式制御

Info

Publication number: JP2012511302A
Application number: JP2011539623A
Authority: JP
Inventors: ミランイリック，; ブラディシャフブイ．シロ，
Original assignee: Advanced Energy Industries Inc
Current assignee: Advanced Energy Industries Inc
Priority date: 2008-12-05
Filing date: 2009-12-01
Publication date: 2012-05-17
Also published as: US7999526B2; EP2364464A1; US20100141224A1; KR20110091765A; WO2010065493A1

Abstract

本願では、電荷方式制御のための装置および方法について、開示される。電荷方式コントローラの実施形態は、デューティサイクルスイッチを通る電流を監視し、電流をスイッチ電流値に変換するように構成されているアナログ／デジタルコンバータと、切替サイクル中に、スイッチ電流値を累計し、累積電荷値を出力するように構成されているアキュムレータモジュールと、累積電荷値および電荷設定点に応答して、累積電荷値が、電荷設定点未満である場合に、デューティサイクルスイッチをＯＮにし、累積電荷値が、電荷設定点に到達する場合に、デューティサイクルスイッチをＯＦＦにし、それによって、コンバータのデューティサイクルおよび電力段によって供給される電力を制御するデューティサイクルスイッチのためのゲート駆動信号を生成するように構成されている、コンパレータモジュールとを含む。

Description

（関連出願の引用）
本願は、同時係属の同一人に譲渡された仮出願第６１／１２０，２５８号（２００８年１２月５日出願、名称「Ｃｈａｒｇｅ−ｍｏｄｅＣｏｎｔｒｏｌｏｆａＰｌａｓｍａＰｒｏｃｅｓｓ」）に基づく出願日の利益を主張する。

（発明の分野）
本発明は、概して、電源供給装置の制御に関する。より具体的には、本発明は、固定負荷または可変負荷のいずれかに対して電力を供給する、切替方式電力段の制御に関する。

スイッチ方式電力供給装置のための電荷方式コントローラは、負荷の過渡に対する高速応答および切替雑音に対する高耐性を提供するため、非常に望ましい。また、電源供給装置出力インピーダンスを増加させ、負のインピーダンス負荷に伴う振動を防止可能である。

切替方式電源供給装置のためのアナログ電荷方式コントローラは、負荷の変動および電源供給装置のデューティサイクルによって生じる不安定性の重大な問題に対処するように設計されている。負荷インピーダンスおよび電源供給装置の電圧コンバータ内のスイッチのためのゲート駆動信号のデューティサイクルに応じて、アナログ電荷方式コントローラおよび電圧コンバータは、不安定となり、振動を開始する可能性がある。アナログ電荷方式コントローラに付随する本問題の議論は、非特許出願１において報告されている。

スイッチ方式電力段のための安定した電荷方式コントローラが必要とされる。コントローラおよび電力段は、任意の負荷条件を処理可能な広帯域幅を有するべきである。そのようなコントローラおよび電力段は、携帯式電子デバイスからハイブリッドエンジンシステムまで、多くの新しいプロセスならびに多くの新しいシステムを可能にするであろう。

Ｗ．Ｔａｎｇ、Ｆ．Ｃ．Ｌｅｅ、Ｒ．Ｒｉｄｌｅｙ、Ｉ．Ｃｏｈｅｎ、「ＣｈａｒｇｅＣｏｎｔｒｏｌ：ＭｏｄｅｌｉｎｇＡｎａｌｙｓｉｓａｎｄＤｅｓｉｇｎ」、ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ' Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，１９９２，ｐｐ．５０３−５１１

一実施形態は、切替式電力段のためのデジタル電荷方式コントローラとして特徴付けられ得る。本実施形態におけるコントローラは、デューティサイクルスイッチを通る電流をスイッチ電流値に変換するように構成されるアナログ／デジタルコンバータと、切替サイクル中に、スイッチ電流値を累計し、累積電荷値を出力するアキュムレータモジュール場合に、累積電荷値および電荷設定点に応答して、累積電荷値が、電荷設定点未満である場合に、デューティサイクルスイッチをＯＮにし、累積電荷値が、電荷設定点に到達すると、デューティサイクルスイッチをＯＦＦにし、それによって、コンバータのデューティサイクルおよび電力段によって供給される電力を制御するデューティサイクルスイッチのためのゲート駆動信号を生成するコンパレータモジュールとを含む。

本発明を特徴付ける、これらおよび種々の他の特徴ならびに利点は、以下の発明を実施するための形態の熟読および付随の図面の検証から、明白となるであろう。

図１は、負荷に電力を供給する切替式電力段内のスイッチのためのゲート駆動信号を生成するために、デジタル電荷方式コントローラを伴う、本発明の一実施形態を示す。図２は、図１におけるデジタル電荷方式コントローラ１０６の好ましい一実施形態のシステム略図を示す。図３は、デジタル電荷方式コントローラ内で生じる、信号波形を例証する。図４は、ゲート駆動信号を提供するためのデジタル電荷方式コントローラの別の好ましい実施形態のシステム略図を示す。図５は、切替式電力段が、可変負荷を駆動し、一体型制御ループを伴うデジタル電荷方式コントローラによって制御される、本発明の別の好ましい実施形態を示す。図６は、図５のデジタル電荷方式コントローラ５０６を構成するモジュールのシステム略図である。図７は、図６の傾斜補償モジュール６０８のための動作フローを示す。

図１の電源供給装置システムにおいて、電源供給装置１００は、本発明のデジタル電荷方式コントローラ１０６の１つ以上の好ましい実施形態を組み込む。切替式電力段１０２は、電圧コンバータを有し、ＤＣ電源によって提供される電圧から、それぞれ、降圧（バックコンバータ）または昇圧（ブーストコンバータ）される直流（ＤＣ）電圧を生成する。好ましい実施形態におけるデジタル電荷方式コントローラ１０６は、切替式電力段１０２からのフィードバックとして、電流信号Ｉ_ＳＷを受信する。電流信号Ｉ_ＳＷは、電力段電圧コンバータ内の電力スイッチを通る電流の直接測定値である。デジタル電荷方式コントローラは、電力段内の電力スイッチをＯＮにするためのゲート駆動信号を生成する。

制御ループ１０８は、負荷１０４に供給される所望の電力として、オペレータによって選択される、電力設定Ｐ_ＳＥＴを受信する。電力段１０２から負荷１０４に出力される電圧Ｖ_ＯＵＴおよび電流Ｉ_ＯＵＴは、それぞれ、センサ１０９および１１０によって感知され、入力として、制御ループ１０８にフィードバックされる。このように、制御ループ１０６は、負荷に送達される実際の電力またはエネルギーを監視し、デジタル電荷方式コントローラ１０６のための設定電流Ｉ_ＳＥＴを生成可能である。

デジタル電荷方式コントローラ１０６は、スイッチ電流Ｉ_ＳＷを累計し、電荷を累積し、累積電荷を設定電流Ｉ_ＳＥＴから導出される電荷設定点と比較する。このように、デジタル電荷方式コントローラは、ゲート駆動信号のデューティサイクルＤを制御し、したがって、電力段１０２内の１つ以上の電力スイッチのデューティサイクルＤを制御する。デューティサイクルＤは、０．０と１．０との間で変動し、ゲート駆動信号が高く、電力スイッチがＯＮまたは通電している切替サイクルの部分あるいは割合を表す。したがって、電力スイッチのデューティサイクルは、負荷１０４に印加される電力を制御する。電力スイッチは、使用され得る電子スイッチのいくつかの実施例として、ＭＯＳＦＥＴ、電力ＭＯＳＦＥＴ、またはＩＧＢＴが挙げられ得る。

図２は、図１のデジタル電荷方式コントローラ１０６の好ましい実施形態のシステム略図である。図３は、図２におけるデジタル電荷方式コントローラ内で生じる信号を例証する。図２におけるアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ２０２は、Ｉ_ＳＷ信号を監視し、信号をデジタル信号処理システム２００への入力のためのデジタル値に変換する。デジタル信号処理システム２００は、デジタル信号プロセッサ、フィールドプログラマブルゲートアレイ、汎用マイクロプロセッサ、またはデジタル値を処理するための任意の他のプログラム可能ハードウェアデバイスであり得る。処理システムは、電力段１０２（図１）内の１つ以上の電力スイッチにゲート駆動信号を提供するための動作を行うようにプログラムされる。

アキュムレータ２０４は、Ａ／Ｄコンバータ２０２からＩ_ＳＷ電流値を、傾斜補償レジスタ２０６から傾斜補償値Ｓｃを受信する。Ｉ_ＳＷ値および傾斜補償値Ｓｃは、一緒に加算され、その合計は、アキュムレータ２０４内で経時的に累計される。アキュムレータ２０４は、図３における切替周波数クロックパルス３０２として示される、切替周波数クロック２０８より数１００倍も速いサンプリング速度で、累積合計を進行する。アキュムレータ２０４は、Ｉ_ＳＷ電流値と傾斜補償値Ｓｃの合計を効果的に累計し、切替周波数の１周期Ｔ_ｓの間に累積された電荷の測定値を示す累積電荷波形３０６を提供する。切替周波数クロック２０８は、切替周波数クロックパルス３０２によって、アキュムレータ２０４をリセットする。クロックパルス３０２の立ち下がりは、電力段１０２（図１）内の各切替サイクルの開始である。

傾斜補償値Ｓｃは、アキュムレータによって加算され、コントローラおよび電力段が不安定となり、振動するのを防止する。電力段は、その電圧コンバータが、負荷と直列に接続されるインダクタンスＬを伴うインダクタと、負荷と並列に接続される静電容量Ｃを伴うコンデンサとを有するため、不安定となる可能性がある。信号波形３０４は、電圧コンバータのインダクタを通るインダクタ電流Ｉ_Ｌを示す。本ＬＣ回路は、電力段内の電圧コンバータの心臓であるが、また、電力段を潜在的に非常に不安定にする。一般的形式における電力段のＱ係数（安定性）は、以下の式によって求められる。
Ｑ＝１／｛π［（１／Ｒ_Ｅ）−（Ｄ／２）］｝
式中：
Ｄは、デューティサイクルである。
Ｒ_Ｅは、正規化された出力負荷であって、以下のさらなる式によって求められる。
Ｒ_Ｅ＝Ｒｅｑ／ＬＦｓ
Ｒｅｑは、負荷の等価抵抗であって、Ｌは、負荷と直列に接続される、電圧コンバータ内のインダクタのインダクタンスであって、Ｆｓは、電力スイッチの切替周波数である。

Ｑに対する上述の式から、１／Ｒ_Ｅ＞Ｄ／２の場合、Ｑは、正であって、電力段は、安定であることが分かる。

デジタルコンパレータ２１０は、アキュムレータ２０４からの累積電荷値３０６を電荷設定点３０８と比較する。切替サイクルが、クロックパルス３０２の立ち下がりから開始するときに、コンパレータ２１０は、ゲート駆動信号３１０をその高レベルまで上昇させる。コンパレータ２１０は、制御ループ１０８（図１）から設定電流値Ｉ_ＳＥＴを受信する。コンパレータ２１０は、電荷設定点３０８を設定電流Ｉ_ＳＥＴ値から導出する。累積電荷値３０６が、電荷設定点３０８に到達する、またはそれを超えた場合に、コンパレータは、ゲート駆動信号３１０を低レベルまで降下させる。ゲート駆動信号３１０が、低レベルまで降下すると、電力段１０２（図１）内の電力スイッチまたは複数のスイッチが開き、したがって、スイッチを通るＩ_ＳＷ電流は、ゼロまで降下する。アキュムレータ２０４内のレジスタ（図示せず）は、切替サイクルクロックパルス３０２が、次の切替サイクルの開始時に、アキュムレータをリセットするまで、スイッチが通電している場合の最も直近のＩ_ＳＷ電流値を保持する。ゲート駆動信号３１０が高い間の切替サイクルの部分は、切替サイクルのデューティサイクル部分Ｄに対応する。

図４は、図１の制御ループ１０８とともに、デジタル電荷方式コントローラ１０６の別の好ましい実施形態を示す。図４では、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ４０２は、スイッチ電流Ｉ_ＳＷを受信し、それをＩ_ＳＷデジタル値に変換し、合計モジュール４０４に提供する。また、合計モジュール４０４は、傾斜補償値Ｓｃを受信し、ＳｃをＩ_ＳＷに加算し、その合計（Ｉ_ＳＷ＋Ｓｃ）を合計モジュール４０６に提供する。合計モジュール４０６は、切替サイクルの間、アキュムレータレジスタ４０８と協働し、傾斜補償されたスイッチ電流値（Ｉ_ＳＷ＋Ｓｃ）を累計する。レジスタ４０８の累積電荷値は、合計モジュール４０６にフィードバックされ、現在の傾斜補償されたスイッチ電流値に加算される。新しい累積電荷値は、各サンプリングクロックパルスの発生に応じて、レジスタ４０８内にロードされ、累計された傾斜補償されたスイッチ電流値である。サンプリングクロック速度は、典型的には、切替サイクルクロックパルス信号３０２の周波数より数１００倍も速い。故に、アキュムレータレジスタ４０８の累計された傾斜補償されたスイッチ電流値は、図３における累積電荷波形３０６である。

また、レジスタ４０８からの累積電荷値は、デジタルコンパレータ４１２に提供される。また、デジタルコンパレータは、負荷および線形補償ループ４１０から電流設定点Ｉ_ＳＥＴを受信する。デジタルコンパレータ４１２は、図２におけるデジタルコンパレータ２１０に対する上述と同様に動作する。切替サイクルが開始すると、コンパレータ４１２は、ゲート駆動信号３１０（図３）をその高レベルまで上昇させる。設定電流Ｉ_ＳＥＴ値から、デジタルコンパレータ４１２は、コンパレータ４１２によって、累積電荷値、すなわち、累計された傾斜補償されたスイッチ電流と比較される電荷設定点３０８を導出する。累積電荷値３０６が、電荷設定点３０８に到達するか、またはそれを超えた場合に、コンパレータは、ゲート駆動信号３１０を低レベルまで降下させる。ゲート駆動信号が高い間の切替サイクルの部分は、切替式電力段の電圧コンバータのデューティサイクル部分Ｄである。

ゲート駆動信号が、低レベルまで降下すると、電力スイッチは、開き、切替式電力段内のスイッチＩ_ＳＷを通る電流は、ゼロまで降下する。故に、累積電荷波形３０６は、図３におけるＤＴｓからＴｓの時間の間隔の間のＳｃ値によってのみ、その後、上昇するであろう。時間ＤＴｓ後、図３に示されるような波形３０６の傾斜を維持するために、Ａ／Ｄコンバータ４０２は、ゲート駆動信号の間に受信された最も直近のＩ_ＳＷ値を記憶し、次の切替サイクルクロックパルス３０２によってリセットされ得る。代替として、レジスタ４０８は、ゲート駆動信号が低くなるときに、サンプリングクロックが、もはやレジスタ４０８の値をアップデートしないように、ゲート駆動信号によって、そのサンプリングクロック信号ゲートさせ得る。デジタルコンパレータ６１２が、次の切替サイクルクロックパルスまで、ゲート駆動信号を継続して低く保持する限り、時間ＤＴｓ後のレジスタ４０８からの累積電荷値は、どのようなものであっても構わない。時間ＤＴ_Ｓ後、低いままのゲート駆動信号の完全性を確実にするための設計は、この段落において論じられる、２つの設計に加え、任意の数の方法で提供され得ることを理解されるであろう。

負荷および線形補償ループ４１０は、デジタルコントローラのための外部制御ループであって、設定電流Ｉ_ＳＥＴを制御し、したがって、電荷設定点３０８を制御する。負荷および線形補償ループは、電力段１０２からの電圧Ｖ_ＯＵＴおよび電流Ｉ_ＯＵＴを監視することによって、切替式電力段１０２（図１）からの電力を監視する。負荷１０４（図１）が、変化するのに伴って、または損失が、負荷内または負荷までのライン内で生じるのに伴って、負荷および線形補償ループ４０８は、電力段からの電力を事前設定された電力設定Ｐ_ＳＥＴと比較する。次いで、ループ４０８は、設定電流Ｉ_ＳＥＴを調節する。設定電流の変化は、電荷設定点３０８を変化させ、したがって、電力スイッチのデューティサイクルＤおよび電力段からの電力を変化させる。

図５は、切替式電力段が、可変負荷を駆動し、一体型制御ループを伴うデジタル電荷方式コントローラによって制御される本発明の別の実施形態を示す。図５の電源供給装置システムでは、電源供給装置５００は、本発明のデジタル電荷方式コントローラ５０６の別の好ましい実施形態を組み込む。切替式電力段５０２は、電圧コンバータ（バックコンバータまたはブーストコンバータ）を有し、ＤＣ電源（図示せず）からの直流（ＤＣ）電圧を可変負荷５０４によって要求される電圧に変換する。

可変負荷に応答的であるために、デジタル電荷方式コントローラ５０６は、負荷の変動に応答的であり、デューティサイクルを迅速に調節可能でなければならない。電荷方式コントローラによる取扱が困難な可変負荷の一特定の実施例は、プラズマチャンバである。図６および７を参照して詳述されるように、デジタル電荷方式コントローラによって使用される傾斜補償値は、負荷の変動およびデューティサイクルにかかわらず、安定性を維持するように、動的に調節される。

デジタル電荷方式コントローラ５０６は、切替式電力段５０２からのフィードバックとして、電流信号Ｉ_ＳＷを受信する。電流信号Ｉ_ＳＷは、スイッチがＯＮまたは通電している間の電力段内のスイッチを通る電流の直接測定値である。また、あらゆる好ましい実施形態において、Ｉ_ＯＵＴとＩ_ＳＷとの間の密接な関係が存在することも注目に値する。したがって、デジタル電荷方式コントローラの別の実施形態は、Ｉ_ＯＵＴからＩ_ＳＷ値を導出し得る。

デジタル電荷方式コントローラ５０６内の制御ループは、可変負荷５０４に印加される所望の電力としてオペレータによって選択される電力設定Ｐ_ＳＥＴを受信する。電力段５０２から可変負荷５０４に出力される電圧Ｖ_ＯＵＴおよび電流Ｉ_ＯＵＴは、それぞれ、センサ５０９および５１０によって感知される。それらは、コントローラ５０６内の制御ループへの入力として、フィードバックされる。このように、制御ループは、負荷に送達される実際の電力またはエネルギーを監視し、設定電流Ｉ_ＳＥＴをデジタル電荷方式コントローラ５０６にフィードバック可能である。コントローラ５０６は、電流Ｉ_ＳＷを累計し、累積電荷を設定電流Ｉ_ＳＥＴから導出される電荷設定点と比較する。デジタル電荷方式コントローラは、ゲート駆動信号のデューティサイクルＤを制御し、したがって、電力段５０２の電圧コンバータ内の１つ以上のスイッチのデューティサイクルＤを制御する。

図６は、図５のデジタル電荷方式コントローラ５０６を構成する、モジュールのシステム略図である。図６では、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）コンバータ６０２は、各サンプリング間隔の間、スイッチ電流Ｉ_ＳＷを監視し、それをレジスタ６０３にロードするためのＩ_ＳＷデジタル値に変換する。各サンプリング周波数は、サンプリング間隔が、切替サイクルの小部分であるように、電力スイッチの切替周波数より遥かに高い。

合計モジュール６０４は、各サンプリング間隔の間、Ｉ_ＳＷレジスタ６０３からＩ_ＳＷ値を受信する。また、合計モジュール６０４は、傾斜補償モジュール６０８から傾斜補償値Ｓｃを受信し、傾斜補償値Ｓｃをスイッチ電流値Ｉ_ＳＷに加算し、合計（Ｉ_ＳＷ＋Ｓｃ）を合計モジュール６０６に提供する。合計モジュール６０６は、切替サイクルの間、累積電荷レジスタ６１０と協働し、傾斜補償されたスイッチ電流値Ｉ_ＳＷ＋Ｓｃを累計する。レジスタ６１０の累積電荷値は、合計モジュール６０６にフィードバックされ、傾斜補償されたスイッチ電流値に加算され、新しい累積電荷値が、各サンプリング間隔の間、累積レジスタ６１０にロードされる。通常、レジスタ６１０の出力は、図３における累積電荷波形３０６である。しかしながら、可変負荷を伴う本実施形態では、各サンプリング間隔の間、スイッチ電流Ｉ_ＳＷは、変化し、累積電荷波形３０６は、非線形速度で上昇するであろう。

累積レジスタ６１０からの累積電荷値は、デジタルコンパレータ６１２に送信される。また、デジタルコンパレータ６１２は、制御ループ６１４から電流設定点値Ｉ_ＳＥＴを受信する。切替サイクルが開始するときに、コンパレータ６１２は、ゲート駆動信号３１０（図３）をその高レベルまで上昇させる。Ｉ_ＳＥＴ値から、デジタルコンパレータ６１２は、コンパレータ６１２によって、累積電荷値、すなわち、累計された傾斜補償されたスイッチ電流と比較される、電荷設定点値３０８（図３）を導出する。累積電荷値３０６が、電荷設定点３０８に到達するか、またはそれを超える場合に、コンパレータは、ゲート駆動信号３１０を低レベルまで降下させる。ゲート駆動信号が高い間の切替サイクルの部分は、その切替サイクルの間の電圧コンバータのデューティサイクル部分Ｄに対応する。

制御ループ６１４は、設定電流Ｉ_ＳＥＴを制御し、したがって、電荷設定点３０８を制御する。制御ループ６１４は、レジスタ６１６からの電圧値Ｖ_ＯＵＴおよびレジスタ６１８からの電流値Ｉ_ＯＵＴを受信する。Ｖ_ＯＵＴおよびＩ_ＯＵＴは、それぞれ、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）コンバータ６１５ならびに６１７によって、デジタル値に変換されている。クロック２信号は、各Ａ／Ｄコンバータおよびその対のレジスタをゲートし、制御ループによって要求される速度において、電圧値Ｖ_ＯＵＴおよび電流値Ｉ_ＯＵＴをアップデートする。「クロック２」信号のこの周波数は、可変負荷内で予測される変動の速度の関数として選択される。言い換えると、レジスタ６１６および６１８をゲートし、制御ループにデータをフィードするための「クロック２」信号のサンプリング速度は、可変負荷５０４に送達される電力の十分な制御を提供するように選択される。

動作において、制御ループモジュール６１４は、電圧Ｖ_ＯＵＴを電流Ｉ_ＯＵＴで乗じることによって、切替式電力段５０２（図５）からの電力を監視する。可変負荷５０４（図５）が変化するか、または損失が負荷内で生じるときに、制御ループ６１４は、電力段からの電力（Ｖ_ＯＵＴＸＩ_ＯＵＴ）を事前設定された電力設定Ｐ_ＳＥＴと比較する。次いで、ループ６１４は、設定電流Ｉ_ＳＥＴを調節する。設定電流の変化は、電荷設定点３０８を変化させ、したがって、デューティサイクルＤおよび電力段からの電力を変化させる。同時に、制御ループ６１４は、Ｖ_ＯＵＴおよびＩ_ＯＵＴから正規化された出力負荷Ｒ_Ｅを導出し、Ｒ_Ｅを傾斜補償モジュール６０８に提供する。

図６および７では、傾斜補償値Ｓｃは、デューティサイクルＤ完了後、すなわち、時間ＤＴｓ（図３）後の前の切替サイクル中にアップデートされる。傾斜補償モジュールによって、傾斜補償値Ｓｃをアップデートするために行われる動作は、図７を参照して、後述される。したがって、累積電荷値は、サンプリング間隔毎にＩ_ＳＷ変化に対して、かつ切替サイクル毎に傾斜補償値Ｓｃに対して、動的に調節される。上述のように、サンプリングクロック周波数は、切替サイクル周波数より遥かに高い。

図７は、図６の傾斜補償モジュール６０８のための動作フローを示す。動作フローは、傾斜サブルーチンが呼び出され、サブルーチンが、動作７００に入ると、開始される。監視動作７０２は、可変負荷の負荷インピーダンスを監視する。図７において監視される負荷インピーダンスは、制御ループ６１４によって導出される負荷の正規化された出力負荷値Ｒ_Ｅである。

デューティサイクル完了試験動作７０３は、デューティサイクルが完了した時、すなわち、時間ＤＴｓ（図３）が、切替サイクルに到達した時を検出する。デューティサイクルが完了するまで、動作フローは、試験動作７０３からＮＯに分岐し、監視動作７０２に戻る。時間ＤＴｓ後、動作フローは、分析動作７０４へのＹＥＳに分岐し、傾斜補償値Ｓｃが、次の切替サイクルのために設定される。

Ｓｃの設定は、分析動作７０４から開始する。分析動作７０４は、正規化された出力負荷値Ｒ_Ｅをデューティサイクル最大値Ｄ_ＭＡＸと比較する。Ｄ_ＭＡＸ値は、切替式電力段設計時に設定される。Ｄ_ＭＡＸ値は、１．０を若干下回るように設定されるであろう。典型的値Ｄ_ＭＡＸは、０．７５と０．９０との間となるであろう。安定性試験動作７０６は、分析動作７０４から１／Ｒ_ＥおよびＤ_ＭＡＸ／２を受信し、１／Ｒ_ＥをＤ_ＭＡＸ／２と比較する。１／Ｒ_Ｅ＞Ｄ_ＭＡＸ／２の場合、動作フローは、傾斜補償値Ｓｃがゼロに設定される、設定ゼロ傾斜動作７０８へのＹＥＳに分岐する。この状況では、負荷およびデューティサイクル値は、デジタル電荷方式コントローラならびに電圧コンバータが安定し、傾斜補償値が不必要であるようなものである。

１／Ｒ_Ｅが、ＤＭＡＸ／２以下である場合、動作フローは、設定された傾斜補償動作７１０へのＮＯに分岐する。この状況では、傾斜補償値Ｓｃは、デジタル電荷方式コントローラおよび電圧コンバータの安定性を確実にするために要求される。傾斜補償値は、定数Ｋによって乗じられる正規化された出力負荷値Ｒ_Ｅの関数である、安定化値に設定される。プラズマチャンバ負荷およびデューティサイクルのための事前設定された最大値に対して、傾斜補償値Ｓｃは、以下の式によって求められる安定化値に設定される。
Ｓｃ＝Ｋ｛Ｖ_ＯＵＴ［（Ｄ_ＭＡＸ／２ＬＦ_Ｓ）−（１／Ｒ_Ｅ）］｝
式中：
Ｋは、Ｓｃが安定性を達成するために十分大きいことを確実にするための定数である。
Ｆｓは、切替周波数、すなわち、クロックパルス３０２（図３）の周波数である。
Ｌは、電圧コンバータ内のインダクタのインダクタンスである。
Ｒ_Ｅは、正規化された出力負荷値である。

Ｓｃのための最適コントローラ性能設定値は、定数Ｋ＝１を伴う、上述のＳｃ式から計算される値である。しかしながら、これは、電力段のコントローラおよび電圧コンバータを、安定から不安定にし、振動させる危険に曝すことになるであろう。したがって、Ｋは、例えば、１．１０と１．２０との間等、１．０を上回る小数に設定され、デジタル電荷方式コントローラが、略最適応答性で動作し、また、安定したままであることを確実にする。このように、傾斜サブルーチンは、現在の切替サイクルにおいて、デューティサイクルＤが完了後（時間ＤＴｓ後）、次の切替サイクルのための傾斜補償値を設定する。

傾斜補償値が設定された後、動作フローは、切替サイクル完了試験動作７１２に進む。切替サイクルが完了しない限り、動作フローは、ＮＯループ内をループし、切替サイクルが終了するのを待つ。切替サイクルが完了すると、動作フローは、試験動作７１２から監視動作７０２へとＹＥＳに分岐する。次の切替サイクルが開始し、傾斜サブルーチンが、上述のように繰り返される。

結論として、本発明は、特に、電圧コンバータを有する、切替式電力段の安定した電荷方式制御のためのシステムおよび方法を提供する。電圧コンバータは、高電圧プラズマチャンバから低電圧パーソナルコンピュータまで、広範囲に及ぶ用途にわたって、電力を供給するための降圧電圧であり得る。同様に、電圧コンバータは、携帯式デバイス内の低電圧集積回路からハイブリッド自動車内の高電圧モータまで、広範囲に及ぶ用途にわたって、電力を供給するための昇圧電圧であり得る。

当業者は、多数の変形および代用が、本発明、その用途、およびその構成において、本明細書に説明される実施形態によって達成されるものと実質的に同一結果を達成するように成されてもよいことを容易に認識し得る。故に、本発明を開示される例示的形態に限定する意図は全くない。多くの変形、修正、および代替構造は、請求項に明示されるように、開示される発明の範囲および精神内にある。

Claims

負荷に電力を供給する切替式電力段のためのデジタル電荷方式コントローラであって、
該切替式電力段は、ゲート駆動信号によって駆動されるデューティサイクルスイッチを有するコンバータを有し、該ゲート駆動信号は、該電力段によって該負荷に供給される電力を制御するためのデューティサイクル部分を有する切替サイクルを有し、
該コントローラは、
該デューティサイクルスイッチを通る電流をスイッチ電流値に変換するように構成されているアナログ／デジタルコンバータと、
該切替サイクル中に該スイッチ電流値を累計し、累積電荷値を出力するように構成されているアキュムレータモジュールと、
該累積電荷値および電荷設定点に応答して、該デューティサイクルスイッチに対するゲート駆動信号を生成するように構成されているコンパレータモジュールと
を備え、
該ゲート駆動信号は、該累積電荷値が該電荷設定点未満である場合に該デューティサイクルスイッチをＯＮにし、該累積電荷値が該電荷設定点に到達する場合に該デューティサイクルスイッチをＯＦＦにし、それによって、該コンバータの該デューティサイクルおよび該電力段によって供給される電力を制御する、コントローラ。
前記アキュムレータモジュールは、傾斜補償値を前記スイッチ電流値に加算し、傾斜補償されたスイッチ電流値を累計することにより、前記累積電荷値を出力するように構成されている、請求項１に記載のコントローラ。
前記負荷は可変負荷であり、前記コントローラは、前記電力段からの電力および電力設定に応答する制御ループを備え、該制御ループは、該負荷の変化に伴って該可変負荷への電力を調節するための電流設定値を生成する、請求項２に記載のコントローラ。
前記可変負荷は、プラズマチャンバである、請求項３に記載のコントローラ。
前記アキュムレータモジュールは、
前記傾斜補償されたスイッチ電流値を提供するために、前記傾斜補償値を前記スイッチ電流値に加算するように構成されている第１の合計モジュールと、
前記切替サイクル中に該傾斜補償されたスイッチ電流値を累計するために、該傾斜補償されたスイッチ電流値を前記累積電荷値に加算するように構成されている第２の合計モジュールと
をさらに備えている、請求項２に記載のコントローラ。
前記コンパレータモジュールは、前記累積電荷値が、前記電荷設定点を下回る場合に、前記ゲート駆動信号のレベルを高レベルに上昇させることにより、前記デューティサイクルスイッチをＯＮにするように構成され、
該コンパレータモジュールは、該累積電荷値が、該電荷設定点に到達するか、または、該電荷設定点を超える場合に、該ゲート駆動信号のレベルを低レベルに降下させることにより、該デューティサイクルスイッチをＯＦＦにするように構成されている、
請求項５に記載のコントローラ。
前記負荷はプラズマチャンバであって、前記コントローラは、前記電力段からの電力および電力設定に応答して、該プラズマチャンバの負荷の変化に伴って該プラズマチャンバへの電力を調節するための電流設定値を生成するように構成されている制御ループをさらに備えている、請求項６に記載のコントローラ。
負荷を駆動する切替式電力段を有する電源供給装置の内部であって、
デジタル電荷方式コントローラは、該切替式電力段における電力スイッチに対する切替サイクルのデューティサイクル部分を制御し、それによって、電力が該負荷に供給され、
該デジタル電荷方式コントローラは、
該電力スイッチを通る電流を監視するように構成されているアナログ／デジタルコンバータであって、該スイッチ電流値に対するサンプリング間隔が該切替サイクルの周期と比較して小さいように、該切替サイクルより短いサンプリング速度において該電流をスイッチ電流値に変換するアナログ／デジタルコンバータと、
各サンプリング間隔中に、傾斜補償値と該スイッチ電流値を合計することにより、該スイッチ電流値の各サンプルに対する傾斜補償されたスイッチ電流値を提供するように構成されている合計モジュールと、
各サンプリング間隔中に、現在の傾斜補償されたスイッチ電流値を前に累計された傾斜補償されたスイッチ電流値と累計して、各サンプル間隔後に、累積電荷値を出力するように構成されている累計モジュールと、
該累積電荷値および電荷設定点に応答して、該電力スイッチに対するゲート駆動信号を生成するように構成されているコンパレータモジュールと
を備え、
該ゲート駆動信号は、該切替サイクルの開始時に該電力スイッチをＯＮにし、該累積電荷値が該電荷設定点に到達する場合に該電力スイッチをＯＦＦにし、それによって、該電力スイッチのデューティサイクルおよび該電力段によって供給される電力を制御する、
電源供給装置の内部。
前記コントローラは、負荷インピーダンス値に応答して、前記傾斜補償値を生成するように構成されている傾斜補償モジュールをさらに備えている、請求項８に記載の電源供給装置の内部。
前記負荷は可変負荷であり、前記コントローラは、前記電力段からの電流に応答して、前記傾斜補償モジュールに対する前記負荷インピーダンス値を生成するように構成されている制御ループをさらに備えている、請求項９に記載の電源供給装置の内部。
前記コントローラの傾斜補償モジュールは、現在の切替サイクル中に前記電力スイッチがＯＦＦである間に、前記制御ループから前記負荷インピーダンス値を受信して、次の切替サイクルに対する傾斜補償値を設定するように構成されている、請求項１０に記載の電源供給装置の内部。
前記コントローラの制御ループは、前記可変負荷に対する事前設定された電力設定にも応答して、前記負荷が変化するときに、該可変負荷への電力を調節するための設定電流値を生成する、請求項１１に記載の電源供給装置の内部。
前記可変負荷はプラズマチャンバであり、前記負荷インピーダンス値は正規化された抵抗値である、請求項１２に記載の電源供給装置の内部。
前記コントローラの累計モジュールは、
前記累積電荷値を記憶するように構成されている累積レジスタと、
各サンプリング間隔中に、前記傾斜補償されたスイッチ電流値を該累積レジスタからの該累積電荷値に加算し、それによって、該傾斜補償されたスイッチ電流値が累計されることにより、該累積電荷値を提供するように構成されている合計モジュールと
をさらに備えている、請求項９に記載の電源供給装置の内部。
前記コントローラの前記傾斜補償モジュールは、
前記ゲート駆動信号のデューティサイクルに対する最大値に対して、前記負荷値を分析する分析モジュールと、
前記分析モジュールに応答して、該デューティサイクルの最大値に対する該負荷値が、該コントローラが安定するような値である場合に、該傾斜補償値をゼロに設定する第１の設定モジュールと、
前記分析モジュールに応答して、該傾斜補償値が前記スイッチ電流値に加算されない場合には、該デューティサイクルの最大値に対する該負荷値が、該コントローラが振動するような値である場合に、該傾斜補償値をゼロを上回る安定化値に設定する第２の設定モジュールと
をさらに備えている、請求項９に記載の電源供給装置の内部。
電源供給装置におけるデジタル電荷方式コントローラおよび切替式電力段を安定化させ、可変負荷インピーダンスを有する負荷に電力を供給する方法であって、
該電力段は、デューティサイクルを有する電力スイッチを有するコンバータであり、それによって、該電力段とともに動作する該デジタル電荷方式コントローラは、不安定となり、振動し得、該デジタル電荷方式コントローラは、該電力スイッチのデューティサイクルを制御するために、該電力スイッチからのスイッチ電流値を累計することにより、電荷値を累積し、
該デジタル電荷方式コントローラおよび切替式電力段を安定化する方法は、
該デューティサイクルを制御するために、傾斜補償されたスイッチ電流値が累計されるように、該スイッチ電流値が累計される前に、傾斜補償値を該スイッチ電流値に加算するステップと、
該可変負荷の負荷インピーダンスを監視して、負荷インピーダンス値を生成するステップと、
該電力スイッチのデューティサイクルに対する事前設定された最大値に対して、該負荷インピーダンス値を分析するステップと、
該デューティサイクルの最大値に対する該負荷インピーダンス値が、該コントローラが振動しないような値である場合、該傾斜補償値をゼロに設定する第１のステップと、
該デューティサイクルの最大値に対する該負荷インピーダンス値が、該コントローラが振動し得るような値である場合、該傾斜補償値を安定化値に設定する第２のステップであって、該安定化値は、該コントローラおよび切替式電力段が、振動しないことを確実にするのに十分大きい、ステップと
を含む、方法。
前記負荷インピーダンス値は、前記可変負荷に対する正規化された出力負荷値である、請求項１６に記載の方法。
前記分析するステップ、前記設定する第１のステップ、および前記設定する第２のステップは、
該分析するステップが、正規化された出力負荷値の逆数が、前記デューティサイクルの最大値の２分の１を上回るかどうかを検出するステップと、
該設定する第１のステップが、該デューティサイクルの最大値の２分の１を上回る該正規化された出力負荷値の逆数に応答して、前記傾斜補償値をゼロに設定するステップと、
該設定する第２のステップが、該デューティサイクルの最大値の２分の１以下である該正規化された出力負荷値の逆数に応答して、該傾斜補償値を前記安定化値に設定するステップと
をさらに含む、請求項１７に記載の方法。
前記傾斜補償値に対する前記安定化値は、前記可変負荷の正規化された出力負荷値の関数である、請求項１８に記載の方法。
前記可変負荷はプラズマチャンバである、請求項１６に記載の方法。