KR20110082059A

KR20110082059A - 다운링크에서의 사용자 장비에 적합한 중계 기법

Info

Publication number: KR20110082059A
Application number: KR1020117012239A
Authority: KR
Inventors: 후아 수; 지앙레이 마; 항 장; 밍 지아; 페이잉 주; 라이 킹 티; 준 리
Original assignee: 노오텔 네트웍스 리미티드
Priority date: 2008-10-30
Filing date: 2009-10-30
Publication date: 2011-07-15
Also published as: RU2011120052A; BRPI0919959A2; KR101417234B1; CN102204136A; CA2743513A1; EP2351270A1; JP5466241B2; WO2010051033A1; RU2526751C2; BRPI0919959B1; US20120163282A1; EP2351270A4; JP2012507931A; CN102204136B; CA2743513C; US9860711B2

Abstract

본 발명은 이동 사용자 통신 시스템에서 커버리지 및 셀 가장자리 성능을 개선하기 위한 해결책을 제공하는데, 이는 유선 백홀(backhaul) 접속이 없는 기반 구조의 일부인 고정식 중계기들을 사용하는 것이다. 중계기들은 멀티 홉(multi-hop) 통신을 통해 기지국(BS)과 이동국(MS)들 사이에서 다운링크 메시지들을 송신 또는 "중계"한다. 본 발명은 사용자 장비에 대한 다운링크 통신에 있어서 사용자 장비에 적합한 중계 기법들을 포함하는 다중 사용자 이동 광대역 통신 네트워크를 지원하기 위한 방법 및 시스템이다.

Description

다운링크에서의 사용자 장비에 적합한 중계 기법{RELAY TECHNIQUES SUITABLE FOR USER EQUIPMENT IN DOWNLINK}

[우선권]

본 출원은 2008년 10월 30일에 출원된 미국 임시 특허 출원 제61/109,679호와 관련되며, 35 U.S.C.§119(e)에 의거하여 이러한 선출원에 대한 우선권이 주장된다. 상기 임시 특허 출원인 또한 본 특허 출원에 참고 문헌으로서 포함된다.

본 출원은 일반적으로 무선 통신 기법과 관련되고, 구체적으로 다운링크에서의 사용자 장비에 적합한 중계 기법과 관련된다.

음성 및 고속 데이터 서비스를 제공하기 위한 이동 무선 운영자에 대한 수요가 증가하고 있으며, 동시에 이러한 운영자는 전체 네트워크 비용을 줄이고 가입자들에게 서비스가 감당할 만하게 만들기 위해 기지국 당 더 많은 사용자를 지원하기를 원한다. 그 결과, 사용자 장비에게 더 높은 데이터 속도 및 더 많은 능력을 가능하게 하는 무선 시스템이 필요하다. 그러나, 무선 서비스에 대한 가용 스펙트럼이 한정되어 있고, 고정된 대역폭 내에서 트래픽(traffic)을 증가시키기 위한 종래의 시도는 시스템 내의 간섭을 증가시키고 신호 품질을 저하시켰다.

무선 통신 네트워크는 전형적으로 셀로 분할되는데, 셀 각각은 셀 섹터로 더 분할된다. 기지국이 각 셀에 제공되어 셀 내에 위치한 이동국들과의 무선 통신을 가능하게 한다. 종래의 시스템에 존재하는 한 가지 문제는 각 사용자의 신호의 송신/수신이 네트워크 상의 동일한 셀 위치에 위치하는 다른 사용자들에게 간섭원이 되어 전체 시스템 간섭이 한정되게 만드는 상황을 포함한다.

대역폭 사용량의 효율을 증가시키고 이러한 유형의 간섭을 감소시키기 위한 효과적인 방식은 송신기 및 수신기에서 복수의 안테나를 지원하는 다중 입력-다중 출력(Multiple Input-Multiple Output; MIMO) 기술을 사용하는 것이다. 셀룰러(cellular) 네트워크 상의 다운링크(downlink)와 같은 복수의 안테나 방송 채널에 대해, 셀을 복수의 섹터로 분할하고 섹터화된 안테나들을 사용하여 복수의 사용자와 동시에 통신함으로써 다운링크 처리량(throughput)을 최대화하기 위한 송신/수신 전략이 개발되었다. 이러한 섹터화 안테나 기술은 간섭 레벨을 감소시키고 시스템 용량을 개선하기 위한 현저히 개선된 해결책을 제공한다.

섹터화 안테나 시스템은 통신 세션에 관여되는 복수의 수신기(사용자 장비, 휴대 전화 등)와 동시에 통신하는 중앙화된 송신기{셀 사이트/타워(cell site/tower)}로 특징지워진다. 이러한 기술을 사용하여, 각 사용자의 신호는 기지국에 의해 그 특정한 사용자의 방향으로만 송신 및 수신된다. 이는 시스템이 시스템 내의 전체 간섭을 현저히 감소시킬 수 있도록 한다. 섹터화 안테나 시스템은 사용자의 위치에 기초하여 셀룰러 네트워크 내의 상이한 방향들을 향해 또는 시스템 내의 각 사용자를 향해 상이한 송신/수신 빔(beam)들을 지향시키는 안테나들의 어레이(array)로 이루어진다.

섹터화 셀 섹터의 성능을 개선하기 위해, 직교 주파수 영역 다중 액세스(Orthogonal Frequency Domain Multiple Access; OFDMA) 시스템을 사용하는 방안(scheme)들이 구현되었다. 시스템 상의 다양한 컴포넌트는 임의의 특정한 네트워크 구성 또는 통신 시스템에서 사용되는 명명법에 따라 상이한 이름으로 불릴 수 있다. 예컨대, "사용자 장비"는 케이블 네트워크 상의 PC뿐만 아니라, 인터넷 액세스, 이메일 및 메시징 서비스 등과 같은 다양한 특징 및 기능을 갖는 이동 단말기("휴대 전화")의 다양한 구조 및 모델에 의해 경험될 수 있는, 무선 접속에 의해 셀룰러 네트워크에 직접 연결되는 다른 유형의 장비를 포괄한다.

또한, "수신기" 및 "송신기"라는 단어들은 통신이 송신 및 수신되고 있는 방향에 따라 "액세스 포인트(AP)", "기지국" 및 "사용자"로 일컬어질 수 있다. 예컨대, 다운링크 환경에 대해 액세스 포인트(AP) 또는 기지국(eNodeB 또는 eNB)이 송신기이고 사용자가 수신기인 반면, 업링크 환경에 대해 액세스 포인트(AP) 또는 기지국(eNodeB 또는 eNB)이 수신기이고 사용자가 송신기이다. 이러한 용어들(예컨대 송신기 또는 수신기)은 한정적으로 정의되는 것이 아니며, 네트워크 상에 위치한 다양한 이동 통신 유닛 또는 송신 장치를 포함할 수 있다.

현재의 시스템 개발자가 직면하는 주요한 도전들 중 하나는 셀 가장자리(cell edge)에서 높은 처리량을 제공하는 것이다. 다중 입력 다중 출력(MIMO), 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM) 및 고급 오류 제어 코드(advanced error control codes)와 같은 기술들은 링크 당 처리량을 향상시키지만, 이러한 기술들은 다른 셀들과의 경계 또는 셀 가장자리에서 간섭의 해로운 효과를 해결하지 못한다.

셀룰러 시스템들이 동일한 양의 송신 전력으로 더 큰 대역폭을 이용하고, 낮은 반송파 주파수를 위해 설계된 기반 구조로 더 높은 반송파 주파수를 사용함에 따라 셀 가장자리 성능이 더 중요해지고 있다. 4세대 셀룰러 기술의 처리량 및 커버리지(coverage) 요건을 충족할 이동 광대역 액세스를 위한 새로운 표준이 필요하다.

본 발명은 이동 사용자 통신 시스템에서 커버리지 및 셀 가장자리 성능을 개선하기 위한 해결책을 제공하는데, 이는 유선 백홀(backhaul) 접속이 없는 기반 구조의 일부인 고정식 중계기들을 사용하는 것이다. 중계기들은 멀티 홉(multi-hop) 통신을 통해 기지국(BS)과 이동국(MS)들 사이에서 다운링크 메시지들을 송신 또는 "중계"한다. 본 발명은 사용자 장비에 대한 다운링크 통신에 있어서 사용자 장비에 적합한 중계 기법들을 포함하는 다중 사용자 이동 광대역 통신 네트워크를 지원하기 위한 방법 및 시스템이다. 첨부된 도면들에 도시된 특정한 실시예들과 관련하여 몇몇 특정한 중계 기법이 제시된다.

첨부된 도면들을 참조하여 이제 본 출원의 실시예들이 예시로서만 기술될 것이다.
도 1은 셀룰러 통신 시스템의 블록도.
도 2는 본 출원의 일부의 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시 기지국의 블록도.
도 3은 본 출원의 일부의 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시 무선 단말기의 블록도.
도 4는 본 출원의 일부의 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시 중계국의 블록도.
도 5는 본 출원의 일부의 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시 OFDM 송신기 아키텍처의 논리적 명세에 관한 블록도.
도 6은 본 출원의 일부의 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시 OFDM 수신기 아키텍처의 논리적 명세에 관한 블록도.
도 7a 및 7b는 본 출원의 일부의 실시예들을 구현하는 데 사용되는 SC-FDMA 송신기 및 수신기의 블록도들.
도 8a는 본 발명에서 사용되는 패킷 도표들.
도 8b는 본 발명에서 사용되는 패킷 도표들.
도 9a는 본 발명에서 사용되는 패킷 도표들.
도 9b는 본 발명에서 사용되는 패킷 도표들.
동일한 참조 번호들은 상이한 도면들에서 유사한 요소들을 나타내기 위해 사용된다.

도면들을 참조하면, 도 1은 대응하는 기지국(BS)(14)에 의해 서빙되는 복수의 셀(12) 내의 무선 통신을 제어하는 기지국 제어기(Base Station Controller; BSC)(10)를 도시한다. 일부의 구성에 있어서, 각 셀은 복수의 섹터(13) 또는 지대(도시되지 않음)로 더 분할된다. 일반적으로, 각 기지국(14)은 대응하는 기지국(14)과 연관된 셀(12) 내의 이동 및/또는 무선 단말기들(16)과의 OFDM을 사용한 통신을 촉진한다. 기지국들(14)에 대한 이동 단말기들(16)의 이동은 채널 상태의 현저한 변동을 초래한다.

도시된 바처럼, 기지국들(14)과 이동 단말기들(16)은 통신을 위한 공간 다이버시티(spatial diversity)를 제공하기 위한 복수의 안테나를 포함할 수 있다. 일부의 구성에 있어서, 중계국들(15)은 기지국들(14)과 무선 단말기들(16) 사이의 통신을 도울 수 있다. 무선 단말기들(16)은 임의의 셀(12), 섹터(13) 지대, 기지국(14) 또는 중계기(15)로부터 다른 셀(12), 섹터(13) 지대, 기지국(14) 또는 중계기(15)로 전달될 수 있다. 일부의 구성에서, 기지국들(14)은 백홀 네트워크(11)를 통해 서로 그리고 다른 네트워크(예컨대 코어 네트워크 또는 인터넷, 도시되지 않음)와 통신한다. 일부의 구성에 있어서, 기지국 제어기(10)는 필요하지 않다.

도 2를 참조하면, 기지국(14)의 예가 도시된다. 기지국(14)은 일반적으로 제어 시스템(20), 기저 대역 프로세서(22), 송신 회로(24), 수신 회로(26), 복수의 안테나(28) 및 네트워크 인터페이스(30)를 포함한다. 수신 회로(26)는 이동 단말기들(16)(도 3에 도시됨) 및 중계국들(15)(도 4에 도시됨)에 의해 제공되는 하나 이상의 원격 송신기로부터 정보를 지닌 무선 주파수 신호들을 수신한다. 도 2에 도시된 컴포넌트들에 부가하여, 저잡음 증폭기 및 필터가 처리를 위해 광대역 간섭을 증폭하고 이를 신호로부터 제거하도록 협력할 수 있다. 또한, 이후 하향 변환(downconversion) 및 디지털화 회로가 필터링된, 수신된 신호를 중간 또는 기저 대역 주파수 신호로 하향 변환할 것이고, 이후 이는 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.

기저 대역 프로세서(22)는 디지털화된 수신된 신호를 처리하여 수신된 신호 내에 운반되는 정보 또는 데이터 비트를 추출한다. 이러한 처리는 전형적으로 복조, 디코딩 및 오류 정정 연산들을 포함한다. 그러므로, 기저 대역 프로세서(22)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(Digital Signal Processor; DSP) 또는 ASIC(Application-Specific Integrated Circuit)으로 구현된다. 수신된 정보는 이후 직접적으로 또는 중계기(15)의 도움을 받아서 네트워크 인터페이스(30)를 통해 무선 네트워크를 가로질러 발송되거나 기지국(14)에 의해 서빙되는 다른 이동 단말기(16)로 송신된다.

송신측에서, 기저 대역 프로세서(22)는 제어 시스템(20)의 제어 하에 음성, 데이터, 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 네트워크 인터페이스(30)로부터 수신하고, 송신을 위해 데이터를 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(24)로 출력되는데, 여기서 이는 원하는 송신 주파수 또는 주파수들을 갖는 하나 이상의 반송파 신호에 의해 변조된다. 전력 증폭기(도시되지 않음)가 변조된 반송파 신호들을 송신에 적합한 레벨로 증폭할 것이고, 변조된 반송파 신호들을 정합 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(28)에 전달할 것이다. 변조 및 처리의 세부 사항이 아래에서 보다 상세하게 기술된다.

도 3을 참조하면, 이동 단말기(16)의 예가 도시된다. 기지국(14)과 유사하게, 이동 단말기(16)는 제어 시스템(32), 기저 대역 프로세서(34), 송신 회로(36), 수신 회로(38), 복수의 안테나(40) 및 사용자 인터페이스 회로(42)를 포함할 것이다. 수신 회로(38)는 하나 이상의 기지국(14) 및 중계기(15)로부터 정보를 지닌 무선 주파수 신호들을 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)가 처리를 위해 광대역 간섭을 증폭하고 이를 신호로부터 제거하도록 협력할 수 있다. 이후 하향 변환 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 필터링된, 수신된 신호를 중간 또는 기저 대역 주파수 신호로 하향 변환할 것이고, 이후 이는 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.

기저 대역 프로세서(34)는 디지털화된 수신된 신호를 처리하여 수신된 신호 내에 운반되는 정보 또는 데이터 비트를 추출한다. 이러한 처리는 전형적으로 복조, 디코딩 및 오류 정정 연산들을 포함한다. 기저 대역 프로세서(34)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 ASIC으로 구현된다.

송신을 위해, 기저 대역 프로세서(34)는 제어 시스템(32)으로부터 음성, 비디오, 데이터, 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하고, 송신을 위해 이를 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(36)로 출력되는데, 여기서 이는 변조기에 의해 원하는 송신 주파수 또는 주파수들에 있는 하나 이상의 신호를 변조하는 데 사용된다. 전력 증폭기(도시되지 않음)가 변조된 반송파 신호들을 송신에 적합한 레벨로 증폭할 것이고, 변조된 반송파 신호들을 정합 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(40)에 전달할 것이다. 본 기술 분야의 당업자에게 이용 가능한 다양한 변조 및 처리 기법이 직접적인 또는 중계국을 통한 이동 단말기와 기지국 사이의 신호 송신을 위해 사용된다.

OFDM 변조에 있어서, 송신 대역은 복수의 직교 반송파로 분할된다. 각 반송파는 송신될 디지털 데이터에 따라 변조된다. OFDM은 송신 대역을 복수의 반송파로 분할하기 때문에, 반송파 당 대역폭 및 반송파 당 변조 시간이 증가한다. 복수의 반송파가 병렬로 송신되므로, 단일 반송파가 사용되는 경우보다 디지털 데이터 또는 심볼(symbol)에 대한 송신 속도(transmission rate)가 낮다.

OFDM 변조는 송신될 정보에 대한 고속 푸리에 역변환(Inverse Fast Fourier Transform; IFFT)의 수행을 활용한다. 복조를 위해, 수신된 신호에 대한 고속 푸리에 변환(FFT)의 수행은 송신된 정보를 복구한다. 실제로, IFFT 및 FFT는 이산 푸리에 역변환(Inverse Discrete Fourier Transform; IDFT) 및 이산 푸리에 변환(DFT)을 각각 수행하는 디지털 신호 처리에 의해 제공된다. 따라서, OFDM 변조의 특색을 이루는 특징은 직교 반송파들이 송신 채널 내의 복수의 대역에 대해 생성된다는 점이다. 변조된 신호들은 비교적 낮은 송신 속도를 갖고 자신의 각각의 대역 내에 머무를 수 있는 디지털 신호들이다. 개별적인 반송파들은 디지털 신호들에 의해 직접 변조되지 않는다. 그 대신, 모든 반송파들은 IFFT 처리에 의해 동시에 변조된다.

동작시에, OFDM은 바람직하게는 적어도 기지국들(14)로부터 이동 단말기들(16)로의 다운링크 송신을 위해 사용된다. 각 기지국(14)에는 "n"개의 송신 안테나(28)(n≥1)가 장비되고, 각 이동 단말기(16)에는 "m"개의 수신 안테나(40)(m≥1)가 장비된다. 특히, 각각의 안테나는 적절한 이중화기(duplexer) 또는 스위치를 사용하여 수신 및 송신에 사용될 수 있고, 명확함을 위해 위와 같이 명명된다. 중계국들(15)이 사용되는 경우, OFDM은 바람직하게는 기지국들(14)로부터 중계기들(15)로의, 그리고 중계국들(15)로부터 이동 단말기들(16)로의 다운링크 송신을 위해 사용된다.

도 4를 참조하면, 중계국(15)의 예가 도시된다. 기지국(14) 및 이동 단말기(16)와 유사하게, 중계국(15)은 제어 시스템(132), 기저 대역 프로세서(134), 송신 회로(136), 수신 회로(138), 복수의 안테나(130) 및 중계 회로(142)를 포함할 것이다. 중계 회로(142)는 중계기(15)가 기지국(14)과 이동 단말기들(16) 사이의 통신을 도울 수 있게 한다. 수신 회로(138)는 하나 이상의 기지국(14) 및 이동 단말기(16)로부터 정보를 지닌 무선 주파수 신호들을 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)가 처리를 위해 광대역 간섭을 증폭하고 이를 신호로부터 제거하도록 협력할 수 있다. 이후 하향 변환 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 필터링된, 수신된 신호를 중간 또는 기저 대역 주파수 신호로 하향 변환할 것이고, 이후 이는 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.

기저 대역 프로세서(134)는 디지털화된 수신된 신호를 처리하여 수신된 신호 내에 운반되는 정보 또는 데이터 비트를 추출한다. 이러한 처리는 전형적으로 복조, 디코딩 및 오류 정정 연산들을 포함한다. 기저 대역 프로세서(134)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 및 ASIC으로 구현된다.

송신을 위해, 기저 대역 프로세서(134)는 제어 시스템(132)으로부터 음성, 비디오, 데이터, 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하고, 송신을 위해 이를 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(136)로 출력되는데, 여기서 이는 변조기에 의해 원하는 송신 주파수 또는 주파수들에 있는 하나 이상의 신호를 변조하는 데 사용된다. 전력 증폭기(도시되지 않음)가 변조된 반송파 신호들을 송신에 적합한 레벨로 증폭할 것이고, 변조된 반송파 신호들을 정합 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(130)에 전달할 것이다. 본 기술 분야의 당업자에게 이용 가능한 다양한 변조 및 처리 기법이 위에서 언급된 바처럼 직접적인 또는 중계국을 통한 이동 단말기와 기지국 사이의 신호 송신을 위해 사용된다.

도 5를 참조하면, 논리적 OFDM 송신 아키텍처가 기술될 것이다. 맨 처음, 기지국 제어기(10)는 직접 또는 중계기(15)의 도움을 받아 다양한 이동 단말기(16)에 송신될 데이터를 기지국(14)에 발송할 것이다. 기지국(14)은 이동 단말기들과 연관된 채널 품질 지시자(Channel Quality Indicator; CQI)들을 사용하여 송신을 위해 데이터를 스케줄링(schedule)하고 스케줄링된 데이터를 송신하기 위한 적절한 코딩 및 변조를 선택할 수 있다. CQI들은 이동 단말기들(16)로부터 직접 유래하거나 이동국들(16)에 의해 제공되는 정보에 기초하여 기지국(14)에서 결정될 수 있다. 어느 경우이든, 각 이동 단말기(16)에 대한 CQI는 OFDM 주파수 대역을 가로질러 채널 진폭(또는 응답)이 변화하는 정도의 함수이다.

비트의 스트림인 스케줄링된 데이터(44)는 데이터 스크램블링(scrambling) 로직(46)을 사용하여 데이터와 연관된 피크(peak) 대 평균 전력 비율을 감소시키는 방식으로 스크램블링된다. 스크램블링된 데이터에 대한 순환 중복 검사(Cyclic Redundancy Check; CRC)가 결정되고, 스크램블링된 데이터에 CRC 추가 로직(48)을 사용하여 추가된다. 다음으로, 데이터에 대한 중복을 효과적으로 추가하도록 채널 코딩이 채널 인코더 로직(50)을 사용하여 수행되어 이동 단말기(16)에서의 복구 및 오류 정정을 촉진한다.

다시, 특정한 이동 단말기(16)에 대한 채널 코딩은 CQI에 기초한다. 일부의 구현예에서, 채널 인코더 로직(50)은 공지된 터보(Turbo) 인코딩 기법들을 사용한다. 이후, 인코딩된 데이터는 인코딩과 연관된 데이터 확장을 보상하기 위해 속도 정합 로직(52)에 의해 처리된다.

연속적인 데이터 비트의 손실을 최소화하기 위해, 비트 인터리버(interleaver) 로직(54)은 인코딩된 데이터 내의 비트들을 체계적으로 재정렬한다. 결과적인 데이터 비트들은 선택된 기저 대역 변조에 따라 매핑(mapping) 로직(56)에 의해 대응하는 심볼들로 체계적으로 매핑된다. 바람직하게는, QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 또는 QPSK(Quadrature Phase Shift Key) 변조가 사용된다. 변조의 정도는 바람직하게는 특정한 이동 단말기에 대한 CQI에 기초하여 선택된다. 주파수 선택적인 페이딩(fading)에 의해 야기되는 주기적인 데이터 손실에 대한 송신되는 신호의 내성을 더 강화하기 위해, 심볼들은 심볼 인터리버 로직(58)을 사용하여 체계적으로 재정렬될 수 있다.

이 시점에서, 비트들의 그룹들은 진폭 및 위상 성상도(constellation) 내의 위치들을 나타내는 심볼들로 매핑되었다. 공간 다이버시티가 요구되는 경우, 심볼들의 블록들은 STC(Space-Time block Code) 인코더 로직(60)에 의해 처리되는데, 이는 송신되는 신호들이 간섭을 더 많이 견디고 이동 단말기(16)에서 더 쉽게 디코딩되게 하는 방식으로 심볼들을 수정한다. STC 인코더 로직(60)은 도래 심볼들을 처리하고 기지국(14)에 대한 송신 안테나(28)의 개수에 대응하는 "n"개의 출력을 제공할 것이다. 도 5와 관련하여 위에서 기술된 바와 같은 제어 시스템(20) 및/또는 기저 대역 프로세서(22)는 STC 인코딩을 제어하기 위한 매핑 제어 신호를 제공할 것이다. 이 시점에서, "n"개의 출력에 대한 심볼은 이동 단말기(16)에 의해 복구될 수 있는 송신될 데이터를 나타낸다고 가정한다.

이 예에 대해, 기지국(14)이 두 개의 안테나(28)를 갖고(n=2) STC 인코더 로직(60)이 심볼의 두 개의 심볼 출력 스트림을 제공한다고 가정한다. 따라서, STC 인코더 로직(60)에 의해 출력되는 심볼 스트림 각각은 이해를 돕기 위해 별개로 도시된 대응하는 IFFT 프로세서(62)로 발송된다. 본 기술 분야의 당업자는 하나 이상의 프로세서가 이러한 디지털 신호 처리를 단독으로 또는 본 명세서에 기술된 다른 처리와 조합하여 제공하는 데 사용될 수 있음을 인식할 것이다. IFFT 프로세서들(62)은 바람직하게는 각각의 심볼에 대한 연산을 행하여 푸리에 역변환을 제공할 것이다.

IFFT 프로세서들(62)의 출력은 시간 영역에서 심볼들을 제공한다. 시간 영역 심볼들은 프레임들로 그룹화되는데, 이들은 전치 부호(prefix) 삽입 로직(64)에 의해 전치 부호와 연관된다. 결과적인 신호들 각각은 디지털 영역에서 중간 주파수로 상향 변환되고, 대응하는 디지털 상향 변환(Digital Up-Conversion; DUC) 및 디지털 대 아날로그(D/A) 변환 회로(66)를 통해 아날로그 신호로 변환된다. 결과적인 (아날로그) 신호들은 이후 원하는 RF 주파수에서 동시에 변조되고, 증폭되며, RF 회로(68) 및 안테나들(28)을 통해 송신된다. 특히, 예정된 이동 단말기(16)에 의해 알려지는 파일럿(pilot) 신호들이 부반송파(sub-carrier)들 사이에서 산포(scatter)된다. 아래에서 상세히 논의되는 이동 단말기(16)는 채널 추정을 위해 파일럿 신호들을 사용할 것이다.

이제 도 6을 참조하면, 이동 단말기(16)가 기지국(14)으로부터 직접 또는 중계기(15)의 도움을 받아 송신된 신호들을 수신하는 것이 도시된다. 이동 단말기(16)의 안테나들(40) 각각에서 송신된 신호들이 도착하면, 각각의 신호들은 대응하는 RF 회로(70)에 의해 복조 및 증폭된다. 간결함과 명확함을 위해, 두 수신 경로 중 하나만이 상세히 기술되고 도시된다. 아날로그 대 디지털(A/D) 변환기 및 하향 변환 회로(72)가 디지털 처리를 위해 아날로그 신호를 디지털화하고 하향 변환한다. 결과적인 디지털화된 신호는 수신된 신호 레벨에 기초하여 RF 회로(70) 내의 증폭기들의 이득을 제어하도록 자동 이득 제어(Automatic Gain Control; AGC) 회로(74)에 의해 사용될 수 있다.

맨 처음, 디지털화된 신호가 동기화 로직(76)에 제공되는데, 동기화 로직(76)은 몇몇 OFDM 심볼을 버퍼링하고 두 개의 연속적인 OFDM 심볼 사이의 자기 상관(auto-correlation)을 계산하는 거친 동기화 로직(78)을 포함한다. 상관 결과의 최대값에 대응하는 결과적인 시간 색인은 미세한 동기화 탐색 윈도우(window)를 결정하는데, 이는 헤더(header)들에 기초하여 정확한 프레임 시작 위치를 결정하기 위해 미세한 동기화 로직(80)에 의해 사용된다. 미세한 동기화 로직(80)의 출력은 프레임 정렬 로직(84)에 의한 프레임 획득을 촉진한다.

후속 FFT 처리가 시간 영역으로부터 주파수 영역으로의 정확한 변환을 제공하게 하기 위해 올바른 프레임 정렬이 중요하다. 미세한 동기화 알고리즘은 헤더들에 의해 운반되는 수신된 파일럿 신호들과 알려진 파일럿 데이터의 국부 사본(local copy) 사이의 상관에 기초한다. 프레임 정렬 획득이 발생하면, OFDM 심볼의 전치 부호가 전치 부호 제거 로직(86)으로 제거되고, 결과적인 샘플들은 주파수 오프셋 정정 로직(88)에 발송되는데, 주파수 오프셋 정정 로직(88)은 송신기 및 수신기 내의 정합되지 않은 국부 발진기들에 의해 야기되는 시스템 주파수 오프셋을 보상한다. 바람직하게는, 동기화 로직(76)은 주파수 오프셋 및 클록 추정 로직(82)을 포함하는데, 이는 헤더들에 기초하여 송신 신호에 대한 이러한 효과의 추정을 돕고, OFDM 심볼들을 올바르게 처리하기 위해 그러한 추정치들을 정정 로직(88)에 제공한다.

이 시점에서, 시간 영역 내의 OFDM 심볼들은 FFT 처리 로직(90)을 사용한 주파수 영역으로의 변환을 위해 준비된다. 결과는 주파수 영역 심볼들이고, 이들은 처리 로직(92)에 발송된다. 처리 로직(92)은 산포된 파일럿 신호를 산포 파일럿 신호 추출 로직(94)을 사용하여 추출하고, 추출된 파일럿 신호에 기초하여 채널 추정 로직(96)을 사용하여 채널 추정치를 결정하며, 채널 재구축 로직(98)을 사용하여 모든 부반송파에 대한 채널 응답을 제공한다. 부반송파들 각각에 대한 채널 응답을 결정하기 위해, 본질적으로 파일럿 신호는 알려진 시간 및 주파수 패턴으로 OFDM 부반송파들 전체에 걸쳐 데이터 심볼들 사이에 산포되는 복수의 파일럿 심볼이다.

도 6을 계속 참조하면, 처리 로직은 파일럿 심볼들이 송신된 부반송파들에 대한 채널 응답을 결정하기 위해 소정의 시간에 소정의 부반송파에서 예상되는 파일럿 심볼들과 수신된 파일럿 심볼들을 비교한다. 파일럿 심볼들이 제공되지 않은 나머지 부반송파의 전부는 아니더라도 그 대부분에 대한 채널 응답을 추정하기 위해 결과가 보간(interpolate)된다. 실제 채널 응답과 보간된 채널 응답이 전체 채널 응답을 추정하는 데 사용되는데, 전체 채널 응답은 OFDM 채널 내의 부반송파의 전부는 아니더라도 그 대부분에 대한 채널 응답을 포함한다.

각 수신 경로에 대한 채널 응답으로부터 도출되는 채널 재구축 정보 및 주파수 영역 심볼들은 STC 디코더(100)에 제공되는데, STC 디코더(100)는 송신된 심볼들을 복구하도록 두 수신 경로에 대한 STC 디코딩을 제공한다. 채널 재구축 정보는 각각의 주파수 영역 심볼들을 처리하는 경우에 송신 채널의 효과를 제거하기에 충분한 등화(equalization) 정보를 STC 디코더(100)에 제공한다.

복구된 심볼들은 송신기의 심볼 인터리버 로직(58)에 대응하는 심볼 디인터리버(de-interleaver) 로직(102)을 사용하여 다시 제 순서로 배치된다. 디인터리빙된 심볼들은 이후 디매핑(de-mapping) 로직(104)을 사용하여 대응하는 비트스트림으로 복조 또는 디매핑된다. 이후, 비트들은 송신기 아키텍처의 비트 인터리버 로직(54)에 대응하는 비트 디인터리버 로직(106)을 사용하여 디인터리빙된다. 디인터리빙된 비트들은 이후 속도 역정합(rate de-matching) 로직(108)에 의해 처리되고, 최초로 스크램블링된 데이터 및 CRC 체크섬(checksum)을 복구하도록 채널 디코더 로직(110)에 제공된다. 따라서, CRC 로직(112)은 CRC 체크섬을 제거하고, 스크램블링된 데이터를 종래의 방식으로 검사하며, 이를 원래 송신된 데이터(116)를 복구하기 위해 공지된 기지국 디스크램블링(descrambling) 코드를 사용하는 디스크램블링을 위해 디스크램블링 로직(114)에 제공한다.

데이터(116)를 복구하는 것과 병행하여, CQI, 또는 적어도 기지국(14)에서 CQI를 생성하기에 충분한 정보가 결정되고 기지국(14)에 송신된다. 위에서 주목한 바처럼, CQI는 채널 응답이 OFDM 주파수 대역 내의 다양한 부반송파를 가로질러 변화하는 정도 및 반송파 대 간섭 비율(Carrier-to-interference Ratio; CR)의 함수일 수 있다. 이러한 실시예의 경우, 채널 이득이 OFDM 주파수 대역을 가로질러 변화하는 정도를 결정하기 위해, 정보를 송신하는 데 사용되고 있는 OFDM 주파수 대역 내의 각 부반송파에 대한 채널 이득이 서로에 대해 비교된다. 변화의 정도를 측정하기 위한 수많은 기법이 이용 가능하지만, 한 가지 기법은 데이터를 송신하는 데 사용되고 있는 OFDM 주파수 대역 전체에 걸쳐 각 부반송파에 대한 채널 이득의 표준 편차를 계산하는 것이다.

도 7a 및 7b를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따라 제공되는 단일 입력 단일 출력(Single-In Single Out; SISO) 구성을 위한 예시 SC-FDMA 송신기(도 7a) 및 수신기(도 7b)가 도시된다. SISO에서는 이동국들이 하나의 안테나 상에서 송신하고, 기지국들 및/또는 중계국들이 하나의 안테나 상에서 수신한다. 도 7a 및 7b는 LTE SC-FDMA 업링크를 위한 송신기 및 수신기에서 필요한 기본 신호 처리 단계들을 도시한다.

일부의 실시예에서, SC-FDMA(Single-Carrier Frequency Division Multiple Access)가 사용된다. SC-FDMA는 3GPP LTE(Long Term Evolution) 광대역 무선 4세대(4G) 무선 인터페이스 표준 등의 업링크를 위해 도입된 변조 및 다중 액세스 방안이다. SC-FDMA는 DFT 사전 코딩된 OFDMA 방안으로 간주될 수 있거나, 또는 단일 반송파(Single Carrier; SC) 다중 액세스 방안으로 간주될 수 있다. SC-FDMA와 OFDMA의 전체 송수신기 처리에는 몇몇 유사점이 존재한다. OFDMA와 SC-FDMA 사이의 이러한 공통적인 양상이 OFDMA 송신 회로 및 OFDMA 수신 회로에 도시되는데, 이들은 본 명세서에 비추어 본 기술 분야의 당업자에게 자명할 것이다. SC-FDMA는 변조된 심볼들의 DFT 사전 코딩 및 복조된 심볼들의 대응하는 IDFT로 인해 OFDMA와 명백히 상이하다. 이러한 사전 코딩으로 인해, SC-FDMA 부반송파는 OFDMA 부반송파의 경우와 같이 독립적으로 변조되지 않는다. 그 결과, SC-FDMA 신호의 PAPR는 OFDMA 신호의 PAPR보다 낮다. 더 낮은 PAPR은 송신 전력 효율의 면에서 이동 단말기에게 유익하다.

도 1 내지 도 7은 본 출원의 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 통신 시스템의 한 가지 특정한 예를 제공한다. 본 출원의 실시예들은 그러한 특정한 예와 상이하지만 본 명세서에 기술된 바와 같은 실시예들의 구현에 부합하는 방식으로 동작하는 아키텍처를 갖는 통신 시스템으로 구현될 수 있음을 이해해야 한다.

다운링크에서의 사용자 장비에 적합한 중계 기법들에 따른 두 개의 대안적인 실시예가 개시된다. 두 실시예는 특히 다운링크에서 LTE Rel-8 시스템에 적합하고, 그러한 맥락에서 예시적인 방식으로만 기술되는데, 그 까닭은 본 기술 분야의 다른 당업자는 본 개시 내용에 비추어 이러한 개시 내용의 설명을 다른 표준들에 적용할 수 있기 때문이다.

바람직한 제1 실시예

이 실시예의 경우, 새로운 유형의 하위 프레임이 Rel-8 사양에 도입되어야 하는데, 이는 준 정적 고차층 시그널링(semi-static higher layer signaling)에 의해 사용자 장비(UE)에 시그널링될 수 있다. 이러한 하위 프레임들의 위치 및 주기성은 고차층 시그널링을 통해 구성될 수 있다. 이러한 하위 프레임들에서, 제어 영역은 처음 한 개 또는 두 개의 OFDM 심볼로서 지칭되고, 데이터 영역은 하위 프레임 내의 나머지 심볼들로서 지칭된다.

eNB에 의해 직접 서빙되는 UE들에 대한 제어 신호들은 이러한 하위 프레임들 내의 제어 영역에서 송신될 수 있다. eNB 대 중계 노드(Relay Node; RN) 송신은 eNB에 의해 직접 서빙되는 UE들에 대한 PDSCH 채널들과 함께 스케줄링될 수 있고, 이러한 하위 프레임들의 데이터 영역에서 송신될 수 있다.

eNB 대 RN 송신을 위한 제어 정보를 전달하기 위해 전용 자원 블록(Resource Block; RB)이 예비될 수 있다. eNB 대 RN 송신을 위해 어떤 새로운 제어 채널도 필요하지 않다. RN에 대한 제어 정보를 위한 자원 할당은 새로운 하위 프레임의 구성, 예컨대 오프셋 및 주기성과 함께 정적으로 또는 동적으로 RN에 시그널링될 수 있다.

공통 기준 신호(Reference Signal; RS) 및 전용 RS가 eNB 대 RN 송신을 디코딩하는 데 사용될 수 있다. RN은 이러한 하위 프레임들의 제어 영역에서 제어 신호 및 RS를 자신이 서빙하는 UE에게 송신하여 채널 측정 및 추정을 수행하도록 한다. RN은 이러한 하위 프레임들의 데이터 영역에서 eNB 대 RN 송신을 수신 및 디코딩한다. RN에 의해 서빙되는 UE는 이러한 하위 프레임들의 데이터 영역에서 채널 측정/추정을 수행하고 디코딩하기를 예상하지 않을 것이다.

다운링크에 대한 RN에서 하나의 라디오가 필요하다. 이는 이러한 하위 프레임들 내의 제어 영역에서 송신하고 데이터 영역에서 수신한다.

바람직한 제2 실시예

이러한 제2 실시예에서는 Rel-8 사양에서 새로운 유형의 하위 프레임을 도입할 필요가 없다. RN은 UE로서 취급되고, eNB에 의해 직접 서빙되는 UE와 함께 스케줄링될 수 있다. eNB로부터 RN으로의 송신을 포함하는 하위 프레임들에 관해 UE에게 알리기 위해 고층 신호가 필요할 수 있다. 그러나, 이는 Rel-8 UE에게 영향을 미치지 않는다.

예컨대, 이러한 하위 프레임들의 위치 및 주기성은 고층 시그널링을 통해 구성될 수 있다. UE와 유사하게, RN은 또한 eNB로부터 RN으로 송신되는 데이터를 찾기 위해 PDCCH를 디코딩할 수 있는데, 이는 RN에 대한 일부의 제어 정보 및 UE에 중계될 데이터로 이루어질 수 있다.

eNB가 RN에게 송신하는 경우 하위 프레임들에서, RN은 하나의 라디오 송신기를 사용하여 제어 및 데이터 영역들 모두에서의 RS와 함께 제어 신호를 자신이 서빙하는 UE에게 송신하는 한편, 동시에 별개의 라디오 수신기를 사용하여 제어 및 데이터 영역들 모두에서 eNB 대 RN 송신을 디코딩한다.

eNB가 RN에게 송신하는 경우 이러한 하위 프레임들에서, RN에 의해 서빙되는 UE는 데이터 수신을 위해 스케줄링되지 않을 것이지만, 이는 여전히 제어 및 데이터 영역들 모두에서 RN으로부터 송신되는 RS에 기초하여 채널 측정/추정을 수행할 수 있다.

UE 동작과 관련하여 Rel-8 표준에 대한 영향은 없다. 두 개의 라디오가 다운링크에 대한 RN에서 필요한데, 하나는 하위 프레임 전체에 걸친 RS 및 제어 신호를 송신하기 위한 것이고, 하나는 eNB로부터의 송신을 수신하기 위한 것이다. 이러한 두 라디오는 자체 간섭을 줄이기 위해 잘 격리될 필요가 있다.

해결책들은 LTE Rel-8 UE가 특정적으로 중계 시스템에 의해, 그리고 포괄적으로 다른 UE에 의해 지원된다는 문제를 해결하기 위한 시도를 한다. 본 개시 내용은 LTE 사양 및 Rel-8 단말기에 대한 영향을 최소화하면서 중계기의 도움을 받아 LTE 시스템에 대한 성능을 향상시키는 방식을 설명한다. Rel-8 UE를 위한 중계기를 도입하는 일부의 해결책들이 아래와 같이 또한 제안된다.

해결책 1: REL-8 사양에 빈 하위 프레임들을 도입

빈 하위 프레임들은 eNB 및 중계 노드(RN) 송신에 사용될 것이다. UE는 이러한 하위 프레임들을 디코딩하지 않을 것이다. 이러한 빈 하위 프레임들은 SIB와 같은 고층 신호들을 통해 UE에 시그널링될 수 있다. 이러한 제안은 L2 중계기와 같은 중계기들을 Rel-8 UE에 도입하는 것을 장래에 더 쉽게 만들 것이다.

그러나, 이러한 새로운 빈 하위 프레임들을 수용하기 위해 Rel-8 사양의 변경이 요구된다. 이는 Rel-8 사양의 완성을 지연시킬 수 있다. RS를 포함하여 이러한 빈 하위 프레임들 상에서 송신되는 것이 없으므로, 채널 측정 및 채널 추정의 면에서 UE에 대한 영향은 또한 이 단계에서 알려지지 않는다.

Rel-8 사양에서 MBSFN 하위 프레임과 유사한 새로운 유형의 하위 프레임을 도입하는 것이 도 8에 도시된다. 이는 2개 이하의 OFDM 심볼을 제어 영역으로서 사용하여 제어 신호를 eNB에 의해 직접 서빙되는 UE에게 송신한다.

하위 프레임 내의 나머지 심볼들은 데이터 영역을 형성하고, eNB와 RN 사이, 그리고 eNB와 eNB에 의해 직접 서빙되는 UE들 사이에서 PDSCH 채널들을 송신하는 데 사용된다. eNB와 RN 사이에서 제어 정보를 송신하기 위해 일부의 전용 RB들이 예비될 수 있다. 따라서, eNB 대 RN 송신을 위해 새로운 제어 채널을 설계할 필요가 없다.

전용 RS가 eNB 대 RN 송신에 사용될 수 있다. 이러한 시나리오에서, 공통 RS는 여전히 채널을 추적하기 위해 eNB들에 의해 직접 서빙되는 UE에 대한 eNB로부터 송신될 수 있다. 이러한 새로운 하위 프레임들은 MBSFN 하위 프레임들을 시그널링하는 데 사용된 것과 유사한 SIB를 사용하여 고층 신호들에 의해 시그널링될 수 있다.

RN 측에서는, 이러한 하위 프레임들에서 RN은 제어 영역 내에서 제어 신호 및 RS를 자신이 서빙하는 UE에게 송신한다. 데이터 영역에서, RN은 eNB를 청취하고 eNB로부터 RN으로의 송신을 디코딩한다. 이 영역에서는 RN으로부터의 송신이 없다.

RN에 의해 서빙되는 어떠한 UE도 이러한 하위 프레임들에서 스케줄링되지 않을 것이다. UE는 여전히 제어 영역 내의 RS에 기초하여 채널 측정 및 채널 추정을 수행할 수 있다. 다운링크에 대한 RN에서 하나의 라디오만이 필요하다. 이러한 새로운 하위 프레임들에서, 이는 먼저 제어 영역에서 송신하고 이후 데이터 영역에서 수신한다.

UE가 데이터 영역에서 디코딩 및 채널 측정/추정을 행할 것을 예상하지 않는 이러한 새로운 유형의 하위 프레임들을 도입하기 위해 Rel-8에 대해 사양 변경이 필요하다. 그러나, 그러한 하위 프레임은 MBSFN 하위 프레임과 유사하다. 이러한 하위 프레임을 Rel8에 도입하는 영향은 매우 작을 것이다. 이는 본 명세서에서 제안되는 해결책 1과 해결책 2 사이의 절충 해결책으로 간주될 수 있다.

해결책 2: MBSFN 하위 프레임들을 재사용하여 중계기를 지원

MBSFN 하위 프레임들은 eNB와 RN 사이의 송신에 사용될 수 있다. 이러한 하위 프레임이 eNB와 RN 사이의 송신에 사용됨을 나타내기 위해 새로운 제어 신호가 정의될 수 있다. 새로운 제어 채널 및 트래픽 채널이 eNB와 RN 사이의 송신을 위해 정의될 수 있다.

PDCCH가 여전히 MBSFN 하위 프레임들 내의 처음 몇 개의 심볼에서 송신되므로, 이들은 eNB들에 의해 직접 서빙되는 UE를 서빙하는 데 사용될 수 있다. 그러나, 이러한 해결책은 새로운 유형의 하위 프레임이 도입되지 않으므로 해결책 1에 비해 현재 Rel-8 사양에 대한 영향이 더 적다.

이러한 대안의 경우, RN이 UE로서 취급되고 도 9에 도시된 바와 같이 eNB에 의해 직접 서빙되는 다른 UE와 함께 스케줄링되기 때문에, 새로운 유형의 하위 프레임을 Rel-8에 도입할 필요가 없다. eNB 대 RN 송신을 위해 추가적인 L1 제어 신호가 필요하지 않다.

전용 RS가 eNB 대 RN 송신에 사용될 수 있고, eNB 대 RN 송신을 포함하는 하위 프레임들을 RN에게 알리기 위해 고차층 시그널링이 필요할 수 있다. 그러나, 이는 Rel-8 UE에 영향을 미치지 않을 것이다. RN 측에서, 하위 프레임들은 eNB로부터 RN으로의 송신을 포함한다. RN은 제어 및 데이터 영역들 모두에서의 RS 및 제어 신호를 자신이 서빙하는 UE에 송신한다.

RN에 의해 서빙되는 어떠한 UE도 이러한 하위 프레임들에서 스케줄링되지 않을 것이다. 그러나, DE는 여전히 제어 및 데이터 영역들 모두에서의 RS에 기초하여 채널 측정 및 채널 추정을 수행할 수 있다. RN은 데이터 영역에서 eNB를 청취하고 eNB로부터 RN으로의 송신을 디코딩한다. 전용 RS가 eNB로부터 RN으로의 송신에 사용되는 경우, 채널 추정에 대한 간섭이 감소될 수 있다.

두 개의 라디오가 다운링크에 대한 RN에서 필요한데, 하나는 데이터 영역에서 eNB 대 RN 송신을 수신하기 위한 것이고, 하나는 제어 및 데이터 영역들 모두에서의 RS와 함께 제어 신호를 송신하기 위한 것이다. 자체 간섭을 줄이기 위해 이러한 두 라디오 사이의 양호한 격리가 필요하다. 섹터화 또는 지향성 안테나가 각 라디오를 위해 사용될 수 있다. 이는 RN에 대한 더 많은 구현 및 배치 복잡도를 증가시킬 수 있다.

본 출원의 위에서 기술된 실시예들은 예시만을 위한 것이다. 본 기술 분야의 당업자는 본 출원의 범위로부터 벗어나지 않고 특정한 실시예들에 대한 개변, 수정 및 변형을 초래할 수 있다. 상술한 설명에서, 수많은 세부 사항이 본 발명의 이해를 제공하도록 제시되었다. 그러나, 본 기술 분야의 당업자는 본 발명이 이러한 세부 사항 없이 실시될 수 있음을 이해할 것이다. 본 발명이 한정된 개수의 실시예와 관련하여 개시되었지만, 본 기술 분야의 당업자는 이로부터의 수많은 수정 및 변경을 이해할 것이다. 첨부된 청구항들은 본 발명의 진정한 사상 및 범위에 속하는 이러한 수정 및 변형을 포괄하도록 의도된다.

Claims

기지국으로부터 이동 유닛으로 패킷 송신들을 통신하기 위한 무선 라디오 통신 시스템으로서,
상기 기지국과 상기 이동 유닛 사이에 위치하는 중계국을 포함하고,
상기 중계국은 상기 기지국으로부터 상기 이동 유닛으로의 멀티 홉(multihop) 패킷 송신에서의 중계 기능을 갖고, 상기 중계국은 무선 패킷 송신 프로토콜에 기초하여 통신을 수행하도록 구성되고,
상기 중계국은 상기 기지국으로부터의 정보 패킷 송신을 수신하고, 상기 중계국에 의해 수신되는 상기 정보 패킷 송신은 제어 영역, 데이터 영역 및 상기 정보 패킷 송신을 디코딩하는데 사용하기 위한 공통 기준 신호를 가지며, 상기 중계국은 멀티 홉 패킷 송신의 제어 영역 내의 제어 신호 및 공통 기준 신호를 상기 중계국으로부터 상기 이동 유닛으로 송신하여, 상기 이동 유닛이 상기 중계국으로부터 수신되는 패킷 송신들의 채널 측정 및 추정 분석을 수행할 수 있는 무선 라디오 통신 시스템.
제1항에 있어서,
상기 제어 영역은 상기 기지국에 의해 서빙되는 이동 유닛에 대한 제어 신호들을 갖는 무선 라디오 통신 시스템.
제1항에 있어서,
상기 중계국에 의해 수신되는 상기 정보 패킷 송신은 상기 중계국에 제어 정보를 전달하도록 예비된 전용 자원 블록을 갖는 무선 라디오 통신 시스템.
제1항에 있어서,
상기 정보 패킷 송신은 제어 채널 송신들과 함께 스케줄링될 수 있는 무선 라디오 통신 시스템.
제1항에 있어서,
상기 중계국은 하나의 라디오 송신기만을 사용하는 무선 라디오 통신 시스템.
제1항에 있어서,
상기 중계국은 두 개 이상의 라디오 송신기를 사용하는 무선 라디오 통신 시스템.
제6항에 있어서,
상기 중계국은 제1 라디오 송신기를 사용하여 상기 제어 신호 및 공통 자원 신호를 송신하고, 제2 라디오 송신기를 사용하여 상기 기지국으로부터의 송신들을 수신하는 무선 라디오 통신 시스템.
제1항에 있어서,
상기 중계국에 의해 수신되는 상기 정보 패킷 송신은 전용 기준 신호를 갖는 무선 라디오 통신 시스템.
기지국으로부터 이동 유닛으로 패킷 송신들을 통신하기 위한 무선 라디오 통신 시스템으로서,
상기 기지국과 상기 이동 유닛 사이에 위치하는 중계국에 접속되는 기지국을 포함하고,
상기 기지국은 상기 중계국을 사용하여 상기 기지국으로부터 상기 이동 유닛으로의 멀티 홉 패킷 송신을 수행하고, 상기 기지국은 무선 패킷 송신 프로토콜에 기초하여 통신을 수행하도록 구성되고,
상기 기지국은 상기 중계국에 정보 패킷 송신을 송신하고, 상기 기지국으로부터 송신되는 상기 정보 패킷 송신은 제어 영역, 데이터 영역 및 상기 정보 패킷 송신을 디코딩하는 데 사용하기 위한 공통 기준 신호를 가지며, 상기 기지국으로부터 상기 중계국으로 송신되는 상기 정보 패킷은 멀티 홉 패킷 송신의 제어 영역 내의 제어 신호 및 공통 기준 신호를 상기 이동 유닛으로 중계하는 데 사용되어, 상기 이동 유닛이 상기 중계국으로부터 수신되는 패킷 송신들의 채널 측정 및 추정 분석을 수행할 수 있는 무선 라디오 통신 시스템.
제9항에 있어서,
상기 제어 영역은 상기 기지국에 의해 서빙되는 이동 유닛에 대한 제어 신호들을 갖는 무선 라디오 통신 시스템.
제9항에 있어서,
상기 기지국에 의해 송신되는 상기 정보 패킷 송신은 상기 중계국에 제어 정보를 전달하도록 예비된 전용 자원 블록을 갖는 무선 라디오 통신 시스템.
제9항에 있어서,
상기 기지국으로부터의 상기 정보 패킷 송신은 제어 채널 송신들과 함께 스케줄링될 수 있는 무선 라디오 통신 시스템.
제9항에 있어서,
상기 중계국은 하나의 라디오 송신기만을 사용하는 무선 라디오 통신 시스템.
제9항에 있어서,
상기 중계국은 두 개 이상의 라디오 송신기를 사용하는 무선 라디오 통신 시스템.
제9항에 있어서,
상기 중계국은 제1 라디오 송신기를 사용하여 상기 제어 신호 및 공통 자원 신호를 송신하고, 제2 라디오 송신기를 사용하여 상기 기지국으로부터의 송신들을 수신하는 무선 라디오 통신 시스템.
제15항에 있어서,
상기 중계국에 의해 수신되는 상기 정보 패킷 송신은 전용 기준 신호를 갖는 무선 라디오 통신 시스템.
기지국으로부터 이동 유닛으로의 패킷 송신을 통신하기 위한 방법으로서,
중계국을 기지국에 접속시키는 단계 - 상기 중계국은 상기 기지국과 상기 이동 유닛 사이에 위치하고, 무선 패킷 송신 프로토콜을 사용하여 상기 기지국으로부터 상기 이동 유닛으로의 멀티 홉 패킷 송신을 지원함 - ;
상기 중계국에서 상기 기지국으로부터의 정보 패킷을 수신하는 단계 - 송신되는 상기 정보 패킷 송신은 제어 영역, 데이터 영역 및 상기 정보 패킷 송신을 디코딩하는 데 사용하기 위한 공통 기준 신호를 가짐 - ;
상기 이동 유닛이 상기 중계국으로부터 수신되는 패킷 송신들의 채널 측정 및 추정 분석을 수행할 수 있도록 멀티 홉 패킷 송신의 제어 영역 내의 제어 신호 및 공통 기준 신호를 상기 중계국으로부터 상기 이동 유닛으로 송신하는 단계
를 포함하는 패킷 송신 통신 방법.
제17항에 있어서,
상기 제어 영역은 상기 기지국에 의해 서빙되는 이동 유닛에 대한 제어 신호들을 갖는 패킷 송신 통신 방법.
제17항에 있어서,
상기 기지국에 의해 송신되는 상기 정보 패킷 송신은 상기 중계국에 제어 정보를 전달하도록 예비된 전용 자원 블록을 갖는 패킷 송신 통신 방법.
제17항에 있어서,
상기 기지국으로부터의 상기 정보 패킷 송신은 제어 채널 송신들과 함께 스케줄링될 수 있는 패킷 송신 통신 방법.
제17항에 있어서,
상기 중계국은 하나의 라디오 송신기만을 사용하는 패킷 송신 통신 방법.
제17항에 있어서,
상기 중계국은 두 개 이상의 라디오 송신기를 사용하는 패킷 송신 통신 방법.
제17항에 있어서,
상기 중계국은 제1 라디오 송신기를 사용하여 상기 제어 신호 및 공통 자원 신호를 송신하고, 제2 라디오 송신기를 사용하여 상기 기지국으로부터의 송신들을 수신하는 패킷 송신 통신 방법.
제17항에 있어서,
상기 중계국에 의해 수신되는 상기 정보 패킷 송신은 전용 기준 신호를 갖는 패킷 송신 통신 방법.