KR20150129094A - 다운링크 투명 중계를 위한 네트워크-중계기 시그널링 - Google Patents

Abstract

투명 중계국에 통신적으로 링크되는 기지국을 포함하는 무선 통신 네트워크에서 이동국에 다운링크 재송신들을 제공하는 방법에서, 상기 기지국은 상기 이동국으로부터 재송신을 위한 요청을 수신하고; 상기 재송신을 위해 자원들을 스케줄링하고; 상기 재송신을 위한 스케줄링 정보를 제어 링크를 통해 상기 투명 중계국으로 시그널링하며, 상기 투명 중계국은 상기 제어 링크 상에서 상기 재송신을 위한 상기 스케줄링 정보를 수신하고; 재송신 주파수 대역 상에서 재송신 서브프레임에서 상기 재송신을 상기 이동국으로 전송한다.

Description

다운링크 투명 중계를 위한 네트워크-중계기 시그널링{NETWORK-RELAY SIGNALING FOR DOWNLINK TRANSPARENT RELAY}

본 발명은 무선 통신에 관한 것으로서, 구체적으로는 투명 중계기를 이용하여 무선 통신 네트워크에서 이동국에 DL 재송신을 제공하기 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다.

무선 통신 시스템들은 음성, 데이터 및 다른 콘텐츠와 같은 다양한 타입의 통신 콘텐츠를 제공하도록 광범위하게 배치된다. 이들 시스템은 이용 가능한 송신 자원들(예로서, 주파수 채널 및/또는 시간 간격)을 공유함으로써 다수의 무선 단말기들의 통신을 동시에 지원할 수 있는 다중 액세스 시스템들일 수 있다. 송신 자원들이 공유되므로, 송신 자원들의 효율적인 할당이 중요한데, 그 이유는 이것이 송신 자원들의 이용 및 개별 단말기 사용자들에 의해 인식되는 서비스 품질에 영향을 미치기 때문이다. 그러한 하나의 무선 통신 시스템은 다수의 무선 단말기가 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 이용하여 다중 액세스를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 액세스(OFDMA) 시스템이다.

OFDM은 전체 시스템 대역폭을 다수의 직교 주파수 서브채널로 분할하는 멀티캐리어 변조 기술이며, 각각의 서브채널은 데이터와 더불어 변조될 수 있는 각각의 서브캐리어와 관련된다. 서브채널들이 직교하게 되므로, 서브채널들 간에 소정의 스펙트럼 오버랩이 허용되어, 스펙트럼 효율이 향상된다. OFDM 시스템들에서, 사용자 데이터 스트림은 감소된 레이트의 병렬 스트림들로 분할되며, 이어서 각각의 얻어진 서브스트림은 개별 서브캐리어를 변조한다.

OFDMA에서, 공유 무선 매체에 대한 액세스는 2개의 차원, 즉 심벌 단위의 시간 및 논리적 서브채널 단위의 주파수에 걸쳐 확장하는 프레임들을 이용하여 스케줄링된다. 특정 제어 메시지들을 통해 BS에 의해 스케줄링되는 프레임 내의 이차원(즉, 시간 및 주파수) 데이터 영역들에서 데이터 버스트들이 운반된다. 각각의 프레임은 다운링크(DL) 및 업링크(UL) 프레임들로 분할된다. 전자는 BS에 의해 데이터를 MS들로 송신하는 데 사용되고, MS들은 후자에서 BS에 송신한다.

OFDM 통신 시스템들의 예들은 전기 및 전자 엔지니어링 협회("IEEE") 표준 무선 802.11a, b, g 및 n(이하, "Wi-Fi")에 따라 정의된 무선 근거리 네트워크("WLAN") 프로토콜, IEEE 802.16(이하, "WiMAX")에 따라 정의된 무선 MAN/고정 광대역 무선 액세스("BWA") 표준, 에어 인터페이스 고속 OFDM 패킷 액세스("HSOPA") 또는 진화된 UMTS 지상 무선 액세스("E-UTRA")를 갖는 이동 광대역 3GPP 롱텀 에볼루션("LTE") 프로토콜, 3GPP2 울트라 이동 광대역("UMB") 프로토콜, 디지털 무선 시스템 디지털 오디오 방송("DAB") 프로토콜, 하이브리드 디지털("HD") 무선, 지상 디지털 TV 시스템 디지털 비디오 방송-지상("DVB-T"), 셀룰러 통신 시스템 플래시-OFDM 등과 같은 무선 프로토콜들을 포함하지만 이에 한정되지 않는다. OFDM 기술들을 이용하는 유선 프로토콜들은 비대칭 디지털 가입자 회선("ADSL") 및 초고속 디지털 가입자 회선("VDSL") 광대역 액세스, 전력선을 통한 광대역("BPL")을 포함하는 전력선 통신("PLC"), 및 동축케이블 기반의 홈 네트워크 표준 위원회("MoCA") 홈 네트워킹을 포함한다.

3GPP LTE는 아래의 물리 채널들을 정의한다.

● 다운링크(DL)

○ 물리 방송 채널(PBCH): 이 채널은 네트워크에 대한 액세스를 요청하는 이동국(사용자 장비 또는 UE라고도 불림)들에 대한 시스템 정보를 운반한다.

○ 물리 다운링크 제어 채널(PDCCH): 이 물리 채널의 주목적은 스케줄링 정보를 운반하는 것이다.

○ 물리 하이브리드 ARQ 지시자 채널(PHICH): 이 채널은 하이브리드 ARQ 상태를 보고하는 데 사용된다.

○ 물리 다운링크 공유 채널(PDSCH): 이 채널은 유니캐스트 및 페이징 기능들에 사용된다.

○ 물리 멀티캐스트 채널(PMCH): 이 물리 채널은 멀티캐스트 목적으로 시스템 정보를 운반한다.

○ 물리 제어 포맷 지시자 채널(PCFICH): 이 채널은 UE들이 PDSCH를 디코딩할 수 있게 하는 정보를 제공한다.

● 업링크(UL)

○ 물리 업링크 제어 채널(PUCCH): 이 채널은 제어 채널 상에서 송신할 수 있는 하나 이상의 UE로부터의 사용자 시그널링 데이터를 운반하는 데 사용된다. PUCCH는 예를 들어 수신 확인 응답들 및 재송신 요청들, 서비스 스케줄링 요청들, 및 UE에 의해 측정된 채널 품질 정보를 시스템에 운반한다.

○ 물리 업링크 공유 채널(PUSCH): 이 채널은 공유 채널 상에서 송신할 수 있는 하나 이상의 이동국들로부터의 사용자 데이터를 운반하는 데 사용된다.

○ 물리 랜덤 액세스 채널(PRACH): 이 업링크 물리 채널은 UE가 무선 통신 시스템에 액세스하려고 시도할 때 UE가 액세스 요청들을 임의로 송신할 수 있게 한다.

무선 통신 시스템들은 중계 스킴을 이용하여, 사용자 데이터 및 아마도 제어 정보를 하나 이상의 중계국(RS)을 통해 기지국(BS)과 이동국(MS) 사이에 중계할 수 있다. 중계 스킴은 기지국의 커버리지, 범위, 처리량 및/또는 용량을 향상시키는 데 사용될 수 있다. 중계국들은 BS로/BS로부터의 송신들을 중계할 수 있으며, 중계기의 통신 범위 내의 MS들은 중계기를 통해 BS와 통신할 수 있다. 중계기들은 BS들 및 MS들 모두와 무선으로 통신할 수 있으므로 백홀 링크를 필요로 하지 않는다. 이러한 타입의 네트워크는 MS와 배선 접속 사이에 둘 이상의 무선 접속이 존재할 수 있으므로 멀티홉 네트워크로서 지칭될 수 있다. 특정 네트워크 구성에 따라, 특정 MS는 하나 이상의 이웃 중계기들 및/또는 하나 이상의 이웃 BS들을 통해 네트워크 액세스를 얻을 수 있다. 게다가, 중계기들 자체는 특정 BS에 접속하기 위한 하나 이상의 이용 가능한 경로 옵션들을 가질 수 있다. BS 또는 RS와 MS 사이의 무선 링크는 액세스 링크라고 하며, BS와 RS 사이 또는 한 쌍의 RS들 사이의 링크는 중계 링크라고 한다.

통상의 중계기들은 2개의 상이한 모드, 즉 투명 및 불투명 모드 중 하나에서 동작한다. 투명 RS는 제어 정보를 송신하지 않으며, 따라서 투명 RS에 접속된 MS는 BS로부터 직접 제어 정보를 수신하고, RS는 데이터 트래픽만을 중계한다. 불투명 RS는 제어 정보를 송신하고, 데이터 트래픽도 중계한다.

하이브리드 자동 중계 요청(HARQ) 동작들은 무선 통신 시스템들에서 에러 제어를 위해 사용될 수 있다. HARQ를 이용하여, 수신기는 메시지 내의 에러를 검출하고, 송신기로부터의 메시지의 재송신을 자동으로 요청한다. HARQ 요청("NACK")의 수신에 응답하여, 송신기는 에러가 지속되지 않는 한, 메시지가 올바르게 수신될 때까지 메시지를 재송신한다. 일 변형예에서, HARQ는 순방향 에러 정정(FEC)과 에러 정정 코드를 결합한다.

LTE는 DL 상에서 비동기 HARQ 송신을 이용한다. 비동기 HARQ에서, 수신기는 재송신이 전송되고 있는 시기를 미리 알지 못하며, 따라서 제어 정보는 데이터와 함께 전송되어야 한다. 이것은 PDCCH 상에서 자원 할당 메시지들을 대응하는 PDSCH 송신과 동시에 전송함으로써 달성된다. 이러한 스킴의 장점은 스케줄링 알고리즘이 임의의 서브프레임 동안 어느 MS들이 데이터를 전송받는지를 결정함에 있어서 상당한 자유를 갖는다는 점이다.

투명 중계기들이 사용되는 LTE 시스템들에서, RS는 BS와 동시에 DL HARQ 재송신들을 MS로 전송함으로써 시스템 성능의 향상을 도울 수 있다. 그러나, BS 및 RS가 어떻게 동시 DL HARQ 재송신을 조정할 수 있는지와 관련하여 문제가 발생한다. 재송신 전에, RS는 어느 물리 자원들(시간 및 주파수)이 BS에 의한 패킷의 재송신을 위해 사용되는지를 알아야 하며, 이에 따라 RS는 동일 자원들을 사용하여 동일 패킷을 동시에 전송할 수 있다. 그러나, DL HARQ 재송신들은 비동기이므로, BS는 NACK가 수신될 때 재송신을 위해 하나의 서브프레임에서 PDCCH 및 PDSCH를 전송한다. 제어 시그널링 영역 및 데이터 송신 영역이 시분할 다중화(TDM) 방식으로 연속으로 다중화되므로, 2개의 영역 사이에는 가드 타임이 존재하지 않는다. PDCCH는 각각의 서브프레임 내의 처음 n개(n = 1, 2 또는 3)의 OFDM 심벌 내에서 송신되며, PDSCH는 나머지 (N-n)개의 OFDM 심벌을 통해 송신된다(N은 각각의 서브프레임 내의 OFDM 심벌들의 수이다). RS가 연속 심벌들 사이에서 수신 모드로부터 송신 모드로 스위칭하는 것은 어렵다. RS가 동일 서브프레임에서 PDCCH에서 재송신 제어 정보를 디코딩하고, PDSCH에서 재송신을 준비하는 것도 어렵다. 게다가, 일부 상황들에서, PCFICH에 의해 운반되는 PDCCH의 수는 서브프레임마다 다를 수 있어서, RS는 동일 서브프레임에서 PCFICH를 디코딩하고, PDCCH의 시작을 결정하고, PDSCH에서 재송신을 준비하는 것이 필요하다.

동기 HARQ(즉, 재송신들이 사전 결정된 서브프레임들 상에 스케줄링됨)의 사용은 전술한 어려움들의 일부를 줄일 수 있지만, 그러한 접근법은 스케줄러에 대한 바람직하지 않은 제한들을 유발할 수 있다.

투명한 중계 시스템들에서 다운링크 재송신들을 위한 개선된 스킴이 필요하다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 투명 중계국에 통신적으로 링크되는 기지국을 포함하는 무선 통신 네트워크에서 이동국에 다운링크 재송신들을 제공하는 방법이 제공된다. 이 방법에 따르면, 상기 기지국은 상기 이동국으로부터 재송신을 위한 요청을 수신하고; 상기 재송신을 위해 자원들을 스케줄링하고; 상기 재송신을 위한 스케줄링 정보를 제어 링크를 통해 상기 투명 중계국으로 시그널링하며, 상기 투명 중계국은 상기 제어 링크 상에서 상기 재송신을 위한 상기 스케줄링 정보를 수신하고; 재송신 주파수 대역 상에서 재송신 서브프레임에서 상기 재송신을 상기 이동국으로 전송한다.

본 발명의 추가 양태에서는, 무선 통신 네트워크 내의 기지국이 제공되며, 상기 기지국은 이동국으로부터 재송신을 위한 요청을 수신하고; 상기 재송신을 위해 자원들을 스케줄링하고; 상기 재송신을 위한 스케줄링 정보를 제어 링크를 통해 투명 중계국으로 시그널링하도록 동작 가능한 제어기를 포함하며, 상기 스케줄링 정보의 상기 시그널링은 상기 투명 중계국이 재송신 주파수 대역 상에서 재송신 서브프레임에서 상기 재송신을 상기 이동국으로 전송할 수 있게 한다.

본 발명의 추가 양태에서는, 무선 통신 네트워크 내의 투명 중계국이 제공되며, 상기 투명 중계국은 기지국으로부터 제어 링크 상에서 이동국으로의 재송신을 위한 스케줄링 정보를 수신하고; 재송신 주파수 대역 상에서 재송신 서브프레임에서 상기 재송신을 상기 이동국으로 전송하도록 동작 가능한 제어기를 포함한다.

본원의 다른 양태들 및 특징들은 첨부 도면들과 함께 본 발명의 특정 실시예들에 대한 아래의 설명의 검토시에 이 분야의 통상의 기술자들에게 명확해질 것이다.

본원의 실시예들을 도시하는 도면들은 단지 예시적이다.
도 1은 셀룰러 통신 시스템의 블록도이다.
도 2는 본원의 일부 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시적인 기지국의 블록도이다.
도 3은 본원의 일부 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시적인 이동 단말기의 블록도이다.
도 4는 본원의 일부 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시적인 중계국의 블록도이다.
도 5는 본원의 일부 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시적인 OFDM 송신기 아키텍처의 논리적 분석의 블록도이다.
도 6은 본원의 일부 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시적인 OFDM 수신기 아키텍처의 논리적 분석의 블록도이다.
도 7a는 SC-FDMA 송신기의 예시도이다.
도 7b는 SC-FDMA 수신기의 예시도이다.
도 8은 본원의 실시예들에 따른 예시적인 DL HARQ 재송신 스킴을 도시하는 도면이다.
도 9는 도 8의 스킴에 따른 DL HARQ 재송신을 위한 단계들을 도시하는 흐름도이다.
도 10a는 본원의 실시예들에 따른 다른 예시적인 DL HARQ 재송신 스킴을 도시하는 도면이다.
도 10b는 본원의 실시예들에 따른 또 다른 예시적인 DL HARQ 재송신 스킴을 도시하는 도면이다.

이제 유사한 참조 지시자들이 유사한 요소들을 지칭하는 도면들을 참조하면, 도 1은 다수의 셀(12) 내에서의 무선 통신들을 제어하는 기지국 제어기(BSC)(10)를 도시하며, 셀들은 대응하는 기지국들(BS)(14)에 의해 서비스된다. 일부 구성들에서, 각각의 셀은 다수의 섹터(sector)(13)(도시되지 않음)로 더 분할된다. 일반적으로, 각각의 기지국(14)은 이동 단말기들(16)과의 OFDM을 이용한 통신들을 용이하게 하며, 가입자국들은 대응하는 기지국(14)과 관련된 셀(12) 내에 있다. 이동 단말기들(16)이 기지국들(14)에 대해 이동하는 것은 채널 조건들의 상당한 변동을 유발한다. 도시된 바와 같이, 기지국들(14) 및 이동 단말기들(16)은 통신들을 위한 공간 다이버시티를 제공하기 위해 다수의 안테나를 포함할 수 있다. 이하에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 중계국들(15)은 기지국들(14)과 이동 단말기들(16) 간의 통신들을 지원할 수 있다. 이동 단말기들(16)은 임의의 셀(12), 임의의 섹터(13)(도시되지 않음), 임의의 기지국(14) 또는 임의의 중계국(15)으로부터 다른 셀(12), 다른 섹터(13)(도시되지 않음), 다른 기지국(14) 또는 다른 중계국(15)으로 핸드오프될 수 있다(18). 일부 구성들에서, 기지국들(14)은 백홀(backhaul) 네트워크(11)를 통해 서로 그리고 (모두 도시되지 않은 코어 네트워크 또는 인터넷과 같은) 다른 네트워크와 통신한다. 일부 구성들에서는, 기지국 제어기(10)가 필요하지 않다.

도 2는 기지국(14)의 일례를 도시한다. 기지국(14)은 일반적으로 제어 시스템(20), 기저대역 프로세서(22), 송신 회로(24), 수신 회로(26), 안테나(28) 및 네트워크 인터페이스(30)를 포함한다. 수신 회로(26)는 (도 3에 도시된) 이동 단말기들(16) 및 (도 4에 도시된) 중계국들(15)에 의해 제공되는 하나 이상의 원격 송신기들로부터 정보를 보유하는 무선 주파수 신호들을 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)가 협력하여 처리를 위해 신호를 증폭하고 신호로부터 광대역 간섭을 제거할 수 있다. 이어서, 하향 변환 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 필터링된 수신 신호를 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 하향 변환한 후에 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화할 것이다.

기저대역 프로세서(22)는 디지털화된 수신 신호를 처리하여, 수신 신호 내에서 운반된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이러한 처리는 통상적으로 복조, 디코딩 및 에러 정정 동작들을 포함한다. 따라서, 기저대역 프로세서(22)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 주문형 집적 회로(ASIC) 내에 구현된다. 이어서, 수신된 정보는 네트워크 인터페이스(30)를 통해 무선 네트워크에 걸쳐 전송되거나, 기지국(14)에 의해 서비스되는 다른 이동 단말기(16)에 직접 또는 중계국(15)의 도움으로 전송된다.

송신측에서, 기저대역 프로세서(22)는 제어 시스템(20)의 제어하에 네트워크 인터페이스(30)로부터 음성, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하며, 전송을 위해 데이터를 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(24)에 출력되고, 여기서 데이터는 원하는 송신 주파수 또는 주파수들을 갖는 하나 이상의 캐리어 신호들에 의해 변조된다. 전력 증폭기(도시되지 않음)는 변조된 캐리어 신호들을 전송에 적합한 레벨로 증폭하고, 변조된 캐리어 신호들을 매칭 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(28)에 전송할 것이다. 변조 및 처리 상세들이 아래에 더 상세히 설명된다.

도 3은 이동 단말기(16)의 예를 도시한다. 기지국(14)과 마찬가지로, 이동 단말기(16)는 제어 시스템(32), 기저대역 프로세서(34), 송신 회로(36), 수신 회로(38), 안테나(40) 및 사용자 인터페이스 회로(42)를 포함할 것이다. 수신 회로(38)는 하나 이상의 기지국들(14) 또는 중계국들(15)로부터 정보를 포함하는 무선 주파수 신호들을 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)가 협력하여 처리를 위해 신호를 증폭하고 신호로부터 광대역 간섭을 제거할 수 있다. 이어서, 하향 변환 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 필터링된 수신 신호를 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 하향 변환한 후에 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화할 것이다.

기저대역 프로세서(34)는 디지털화된 수신 신호를 처리하여, 수신 신호 내에서 운반된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이러한 처리는 통상적으로 복조, 디코딩 및 에러 정정 동작들을 포함한다. 기저대역 프로세서(34)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 주문형 집적 회로(ASIC) 내에 구현된다.

전송을 위해, 기저대역 프로세서(34)는 제어 시스템(32)으로부터 음성, 비디오, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하고, 전송을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(36)에 출력되며, 변조기가 이 데이터를 이용하여, 원하는 송신 주파수 또는 주파수들을 갖는 하나 이상의 캐리어 신호들을 변조한다. 전력 증폭기(도시되지 않음)는 변조된 캐리어 신호들을 전송에 적합한 레벨로 증폭하고, 변조된 캐리어 신호를 매칭 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(40)에 전송할 것이다. 이 분야의 기술자들이 이용 가능한 다양한 변조 및 처리 기술들이 직접 또는 중계국을 통한, 이동 단말기와 기지국 사이의 신호 전송에 사용된다.

OFDM 변조에서, 송신 대역은 다수의 직교 캐리어 웨이브들로 분할된다. 각각의 캐리어 웨이브들은 전송될 디지털 데이터에 따라 변조된다. OFDM은 송신 대역을 다수의 캐리어로 분할하므로, 캐리어당 대역폭은 감소하고, 캐리어당 변조 시간은 증가한다. 다수의 캐리어가 병렬로 송신되므로, 임의의 주어진 캐리어 상에서의 디지털 데이터 또는 심벌들에 대한 송신 레이트는 단일 캐리어가 사용될 때보다 낮다.

OFDM 변조는 전송될 정보에 대한 고속 푸리에 역변환(Inverse Fast Fourier Transform)(IFFT)의 수행을 이용한다. 복조를 위해, 수신 신호에 대한 고속 푸리에 변환(FFT)의 수행은 전송된 정보를 복원한다. 실제로, IFFT 및 FFT는 이산 푸리에 역변환(IDFT) 및 이산 푸리에 변환(DFT)을 각각 수행하는 디지털 신호 처리에 의해 제공된다. 따라서, OFDM 변조의 특성화 특징은 송신 채널 내의 다수의 대역에 대해 직교 캐리어 웨이브들이 생성된다는 것이다. 변조된 신호들은 비교적 낮은 송신 레이트를 갖고 그들 각각의 대역들 내에 머무를 수 있는 디지털 신호들이다. 개별 캐리어 웨이브들은 디지털 신호들에 의해 직접 변조되지 않는다. 대신에, 모든 캐리어 웨이브들이 IFFT 처리에 의해 동시에 변조된다.

일 실시예에서, OFDM은 적어도 기지국들(14)로부터 이동 단말기들(16)로의 다운링크 송신에 바람직하게 사용된다. 각각의 기지국(14)은 "n"개의 송신 안테나(28)(n>=1)를 구비하고, 각각의 이동 단말기(16)는 "m"개의 수신 안테나(40)(m>=1)를 구비한다. 특히, 각각의 안테나들은 적절한 듀플렉서들 또는 스위치들을 이용하는 수신 및 송신에 사용될 수 있으며, 단지 명료화를 위해 그렇게 라벨링된다.

중계국들(15)이 사용될 때, OFDM은 기지국들(14)로부터 중계국들(15)로의 그리고 중계국들(15)로부터 이동 단말기들(16)로의 다운링크 송신에 바람직하게 사용된다.

도 4는 중계국(15)의 예를 도시한다. 기지국(14) 및 이동 단말기(16)와 마찬가지로, 중계국(15)은 제어 시스템(132), 기저대역 프로세서(134), 송신 회로(136), 수신 회로(138), 안테나(130) 및 중계 회로(142)를 포함한다. 중계 회로(142)는 중계국(15)이 기지국(14)과 이동 단말기들(16) 사이의 통신들을 지원할 수 있게 한다. 수신 회로(138)는 하나 이상의 기지국들(14) 및 이동 단말기들(16)로부터 정보를 포함하는 무선 주파수 신호들을 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)가 협력하여, 처리를 위해 신호를 증폭하고 신호로부터 광대역 간섭을 제거할 수 있다. 이어서, 하향 변환 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 필터링된 수신 신호를 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 하향 변환한 후에 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화한다.

기저대역 프로세서(134)는 디지털화된 수신 신호를 처리하여, 수신 신호 내에서 운반된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이러한 처리는 통상적으로 복조, 디코딩 및 에러 정정 동작들을 포함한다. 기저대역 프로세서(134)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 및 주문형 집적 회로(ASIC) 내에 구현된다.

송신을 위해, 기저대역 프로세서(134)는 제어 시스템(132)으로부터 음성, 비디오, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하고, 전송을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(136)에 출력되고, 변조기가 이 데이터를 이용하여, 원하는 송신 주파수 또는 주파수들을 갖는 하나 이상의 캐리어 신호들을 변조한다. 전력 증폭기(도시되지 않음)는 변조된 캐리어 신호들을 전송에 적합한 레벨로 증폭하고, 변조된 캐리어 신호를 매칭 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(130)에 전송할 것이다. 전술한 바와 같이, 직접 또는 중계국을 통해 간접적으로 이동 단말기와 기지국 사이에 신호를 전송하기 위해 이 분야의 기술자들이 이용가능한 다양한 변조 및 처리 기술들이 이용된다.

도 5를 참조하여, 논리적인 OFDM 송신 아키텍처가 설명된다. 먼저, 기지국 제어기(10)는 다양한 이동 단말기들(16)에 전송될 데이터를 직접 또는 중계국(15)의 도움으로 기지국(14)에 전송할 것이다. 이하에서 더 상세히 설명하는 바와 같이, 기지국(14)은 이동 단말기들과 관련된 채널 품질 지시자(CQI) 값들을 이용하여, 송신을 위해 데이터를 스케줄링하는 것은 물론, 스케줄링된 데이터를 전송하기 위해 적절한 변조 및 코딩 스킴(MCS) 레벨을 선택할 수 있다. CQI 값들은 이동 단말기들(16)로부터 직접 수신될 수 있거나 이동 단말기들(16)에 의해 제공된 정보에 기초하여 기지국(14)에서 결정될 수 있다. 양쪽의 경우에, 각각의 이동 단말기(16)와 관련된 CQI 값은 예들 들어 신호 대 간섭 비(SIR)는 물론 OFDM 주파수 대역에 걸쳐 채널 진폭(또는 응답)이 변하는 정도의 함수이다.

비트들의 스트림인 스케줄링된 데이터(44)는 데이터 스크램블링(scrambling) 논리(46)를 이용하여 데이터와 관련된 피크 대 평균 전력 비를 줄이는 방식으로 스크램블링된다. 스크램블링된 데이터에 대한 순환 중복 검사(CRC)가 CRC 추가 논리(48)를 이용하여 결정되고, 스크램블링된 데이터에 첨부된다. 이어서, 채널 인코더 논리(50)를 이용하여 채널 코딩을 수행하여, 데이터에 중복을 효과적으로 추가함으로써, 이동 단말기(16)에서의 복원 및 에러 정정을 용이하게 한다. 이하에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 특정 이동 단말기(16)에 대한 채널 코딩은 이동 단말기와 관련된 현재의 CQI 값에 기초한다. 일부 구현들에서, 채널 인코더 논리(50)는 공지된 터보 인코딩 기술들을 이용한다. 이어서, 레이트 매칭 논리(52)는 인코딩된 데이터를 처리하여, 인코딩과 관련된 데이터 확장을 보상한다.

비트 인터리버(bit interleaver) 논리(54)는 인코딩된 데이터 내의 비트들을 체계적으로 재배열하여, 연속 데이터 비트들의 손실을 최소화한다. 결과적인 데이터 비트들은 맵핑 논리(56)에 의해 선택된 기저대역 변조에 따라 대응 심벌들로 체계적으로 맵핑된다. 바람직하게는, 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation)(QAM), 직교 위상 시프트 키(Quadrature Phase Shift Key)(QPSK) 변조가 사용된다. 이하에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 특정 이동 단말기에 대한 CQI 값에 기초하여 변조의 정도가 선택된다. 심벌 인터리버 논리(58)를 이용하여 심벌들을 체계적으로 재배열하여, 주파수 선택적인 페이딩에 의해 유발되는 주기적인 데이터 손실에 대한 전송 데이터의 면역성을 더 강화할 수 있다.

이 시점에서, 비트들의 그룹들은 진폭 및 위상 성상도(constellation) 내의 위치들을 나타내는 심벌들로 맵핑되었다. 이어서, 공간 다이버시티가 필요할 때, 공간-시간 블록 코드(STC) 인코더 논리(60)가 심벌들의 블록들을 처리하여, 전송 신호들이 간섭에 더 내성이 있고, 이동 단말기(16)에서 더 쉽게 디코딩되게 하는 방식으로 심벌들을 변경한다. STC 인코더 논리(60)는 인입하는 심벌들을 처리하여, 기지국(14)에 대한 송신 안테나들(28)의 수에 대응하는 "n"개의 출력을 제공할 것이다. 도 5를 참조하여 전술한 바와 같은 제어 시스템(20) 및/또는 기저대역 프로세서(22)는 STC 인코딩을 제어하기 위한 맵핑 제어 신호를 제공할 것이다. 이 시점에서, "n"개의 출력에 대한 심벌들은, 전송되어 이동 단말기(16)에 의해 복원될 수 있는 데이터를 나타내는 것으로 가정한다.

본 예에서는, 기지국(14)이 2개의 안테나(28)(n=2)를 갖고, STC 인코더 논리(60)가 심벌들의 2개의 출력 스트림을 제공하는 것으로 가정한다. 따라서, STC 인코더 논리(60)에 의해 출력되는 심벌 스트림들의 각각은 이해의 편의를 위해 별개로 도시된 대응하는 IFFT 프로세서(62)에 전송된다. 이 분야의 기술자들은 하나 이상의 프로세서를 이용하여 그러한 디지털 신호 처리를 단독으로 또는 본 명세서에서 설명되는 다른 처리와 함께 제공할 수 있다는 것을 인식할 것이다. IFFT 프로세서들(62)은 각각의 심벌들에 대해 바람직하게 작용하여, 푸리에 역변환을 제공할 것이다. IFFT 프로세서들(62)의 출력은 시간 도메인에서 심벌들을 제공한다. 시간 도메인 심벌들은 프레임들로 그룹화되며, 이 프레임들은 프리픽스(prefix) 삽입 논리(64)에 의해 프리픽스와 연관된다. 결과적인 신호들의 각각은 대응하는 디지털 상향 변환(DUC) 및 디지털/아날로그(D/A) 변환 회로(66)를 통해 디지털 도메인에서 중간 주파수로 상향 변환되고, 아날로그 신호로 변환된다. 이어서, 결과적인 (아날로그) 신호들은 RF 회로(68) 및 안테나들(28)을 통해 원하는 RF 주파수로 동시에 변조되고, 증폭되고, 전송된다. 특히, 의도된 이동 단말기(16)에 의해 알려진 파일럿 신호들이 서브캐리어들 사이에 분산된다. 이하에서 더 상세히 설명할 이동 단말기(16)는 채널 추정을 위해 파일럿 신호들을 이용할 것이다.

이제, 이동 단말기(16)가 기지국(14)으로부터 직접 또는 중계국(15)의 도움으로 전송 신호들을 수신하는 것을 도시하는 도 6을 참조한다. 이동 단말기(16)의 안테나들(40) 각각에 전송 신호들이 도달할 때, 각각의 신호들은 대응하는 RF 회로(70)에 의해 복조 및 증폭된다. 간명화를 위해, 2개의 수신 경로 중 하나만이 상세히 설명되고 도시된다. 아날로그/디지털(A/D) 변환기 및 하향 변환 회로(72)가 디지털 처리를 위해 아날로그 신호를 디지털화하고 하향 변환한다. 자동 이득 제어 회로(automatic gain control circuit)(AGC)(74)가 결과적인 디지털화된 신호를 이용하여, 수신 신호 레벨에 기초하여 RF 회로(70) 내의 증폭기들의 이득을 제어할 수 있다.

먼저, 디지털화된 신호가 동기화 논리(76)에 제공되며, 이 동기화 논리는 개략적(coarse) 동기화 논리(78)를 포함하고, 이 개략적 동기화 논리는 여러 개의 OFDM 심벌을 버퍼링하고, 2개의 연속하는 OFDM 심벌 간의 자동 상관을 계산한다. 상관 결과의 최대치에 대응하는 결과적인 시간 인덱스가 정밀 동기화 검색 윈도를 결정하며, 정밀 동기화 논리(80)는 이 윈도를 이용하여, 헤더들에 기초하여 정확한 프레이밍(framing) 시작 위치를 결정한다. 정밀 동기화 논리(80)의 출력은 프레임 정렬 논리(84)에 의한 프레임 획득을 용이하게 한다. 후속 PET 처리가 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로의 정확한 변환을 제공하기 위해서는 적절한 프레이밍 정렬이 중요하다. 정밀 동기화 알고리즘은 헤더들에 의해 운반된 수신 파일럿 신호들과 공지된 파일럿 데이터의 국지적 사본 사이의 상관에 기초한다. 프레임 정렬 취득이 발생하면, 프리픽스 제거 논리(86)에 의해 OFDM 심벌의 프리픽스가 제거되고, 결과적인 샘플들이 주파수 오프셋 정정 논리(88)로 전송되며, 주파수 오프셋 정정 논리(88)는 송신기 및 수신기 내의 매칭되지 않은 로컬 발진기들에 의해 유발되는 시스템 주파수 오프셋을 보상한다. 바람직하게, 동기화 논리(76)는 주파수 오프셋 및 클럭 추정 논리(82)를 포함하며, 클럭 추정 논리(82)는 헤더들에 기초하여, 전송 신호 상의 그러한 효과들을 추정하고, 그러한 추정치들을 정정 논리(88)에 제공하여 OFDM 심벌들을 적절히 처리한다.

이 시점에서, 시간 도메인의 OFDM 심벌들은 FFT 처리 논리(90)를 이용하여 주파수 도메인으로 변환될 준비가 되어 있다. 그 결과들은 주파수 도메인 심벌들이며, 이들은 처리 논리(92)에 전송된다. 처리 논리(92)는 분산 파일럿 추출 논리(94)를 이용하여 분산 파일럿 신호를 추출하고, 채널 추정 논리(96)를 이용하여 추출 파일럿 신호에 기초하여 채널 추정치를 결정하며, 채널 재구성 논리(98)를 이용하여 모든 서브캐리어들에 대한 채널 응답들을 제공한다. 서브캐리어들 각각에 대한 채널 응답을 결정하기 위하여, 본질적으로 파일럿 신호는 시간 및 주파수 양자에서 공지된 패턴으로 OFDM 서브캐리어들을 통해 데이터 심벌들 사이에 분산되는 다수의 파일럿 심벌이다. 도 6에서 계속하면, 처리 논리는 수신된 파일럿 심벌들을 소정 시간들에 소정 서브캐리어들에서 예측되는 파일럿 심벌들과 비교하여, 파일럿 심벌들을 전송한 서브캐리어들에 대한 채널 응답을 결정한다. 그 결과들은 파일럿 심벌들을 제공하지 않은 나머지 서브캐리어들 중 전부는 아니더라도 대부분에 대한 채널 응답을 추정하기 위해 보간된다(interpolated). 실제 및 보간된 채널 응답들은 전체 채널 응답을 추정하는 데 사용되며, 이 전체 채널 응답은 OFDM 채널 내의 서브캐리어들 중 전부는 아니더라도 대부분에 대한 채널 응답들을 포함한다.

각각의 수신 경로에 대한 채널 응답들로부터 도출된 주파수 도메인 심벌들 및 채널 재구성 정보는 STC 디코더(100)에 제공되며, STC 디코더(100)는 양쪽 수신 경로에 대해 STC 디코딩을 제공하여 전송 심벌들을 복원한다. 채널 재구성 정보는 각각의 주파수 도메인 심벌들을 처리할 때 전송 채널의 영향들을 제거하기에 충분한 등화(equalization) 정보를 STC 디코더(100)에 제공한다. 본 발명의 맥락에서, 중계국은 다른 기지국으로서 또는 단말기로서 동작할 수 있다.

복원된 심벌들은 송신기의 심벌 인터리버 논리(58)에 대응하는 심벌 디인터리버(de-interleaver) 논리(102)를 이용하여 순서대로 다시 배치된다. 이어서, 디인터리빙된 심벌들은 디맵핑(de-mapping) 논리(104)를 이용하여 대응하는 비트 스트림으로 복조 또는 디맵핑된다. 이어서, 비트들은 송신기 아키텍처의 비트 인터리버 논리(54)에 대응하는 비트 디인터리버 논리(106)를 이용하여 디인터리빙된다. 이어서, 디인터리빙된 비트들은 레이트 디매칭(de-matching) 논리(108)에 의해 처리되고, 최초 스크램블링된 데이터 및 CRC 체크섬을 복원하기 위해 채널 디코더 논리(110)에 제공된다. 따라서, CRC 논리(112)는 CRC 체크섬을 제거하고, 스크램블링된 데이터를 전통적인 방식으로 체크하고, 이를 디스크램블링 논리(114)에 제공하며, 이 디스크램블링 논리는 공지된 기지국 디스크램블링 코드를 이용하여 디스크램블링하여 최초 전송 데이터(116)를 복원한다.

데이터(116)를 복원함과 병행하여, CQI 값, 또는 적어도 기지국(14)에서 CQI 값을 결정하기에 충분한 정보가 결정되어, 기지국(14)에 전송된다. 전술한 바와 같이, CQI 값은 신호 대 간섭 비(SIR)는 물론, OFDM 주파수 대역 내의 다양한 서브캐리어들에 걸쳐 채널 응답이 변하는 정도의 함수일 수 있다. 본 실시예에서, 정보를 전송하는 데 사용되는 OFDM 주파수 대역 내의 각각의 서브캐리어에 대한 채널 이득을 서로에 대해 상대적으로 비교하여, OFDM 주파수 대역에 걸쳐 채널 이득이 변하는 정도를 결정된다. 변화의 정도를 측정하기 위해 다양한 기술들이 이용 가능하지만, 하나의 기술은 데이터를 전송하는 데 사용되는 OFDM 주파수 대역 전반에서의 각각의 서브캐리어에 대한 채널 이득의 표준 편차를 계산하는 것이다.

일부 실시예들에서는, 이동국(16)으로부터의 업링크 송신들을 위해 단일 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA)가 이용된다. SC-FDMA는 3GPP LTE 광대역 무선 4세대(4G) 에어 인터페이스 표준들 등을 위해 도입된 변조 및 다중 액세스 스킴이다. 도 7a 및 7b를 참조하면, 본원의 일 실시예에 따라 제공되는 단일 입력 단일 출력(SISO) 구성을 위한 예시적인 SC-FDMA 송신기 및 수신기가 도시되어 있다. SISO에서, 이동국들은 하나의 안테나 상에서 송신하며, 기지국들 및/또는 중계국들은 하나의 안테나 상에서 수신한다. 도 7a 및 7b는 LTE SC-FDMA 업링크를 위해 송신기 및 수신기에서 필요로 하는 기본 신호 처리 단계들을 나타낸다. SC-FDMA 및 OFDMA의 전반적인 송신기 처리에서 여러 유사성이 존재한다. OFDMA와 SC-FDMA 간의 그러한 공통적인 양태들은 일반적으로 "OFDMA 송신 회로" 및 "OFDMA 수신 회로"로서 도시되는데, 이는 이들이 본 명세서에 비추어 이 분야의 통상의 기술자에게 명백할 것이기 때문이다. SC-FDMA는 변조된 심벌들의 DFT 프리코딩 및 복조된 심벌들의 대응하는 IDFT로 인해 OFDMA와 명확히 다르다. 이러한 프리코딩으로 인해, SC-FDMA 서브캐리어들은 OFDMA 서브캐리어들의 경우에서와 같이 독립적으로 변조되지 않는다. 결과적으로, SC-FDMA 신호의 피크 대 평균 전력 비율(PAPR)은 OFDMA 신호의 PAPR보다 낮다. 더 낮은 PAPR은 송신 전력 효율 면에서 이동 단말기에 큰 이익이 된다.

도 1 내지 7은 본원의 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 통신 시스템의 하나의 특정 예를 제공한다. 실시예들은 이 특정 예와 다르지만, 본 명세서에서 설명되는 바와 같은 실시예들의 구현과 일관된 방식으로 동작하는 아키텍처들을 갖는 통신 시스템들을 이용하여 구현될 수 있다는 것을 이해해야 한다.

본원의 실시예들에 따르면, 중계국(15)은 투명 모드로 동작하면서 DL 재송신들(예로서, DL HARQ 재송신들)을 지원할 수 있다. 구체적으로, 기지국(14)은 재송신을 전송하기 전에 대역내 또는 대역외일 수 있는 제어 링크(본 명세서에서 "네트워크 대 중계기 링크"로서 지칭됨)를 통해 재송신 정보를 중계국(15)으로 시그널링하도록 구성되며, 따라서 중계국(15)은 (예를 들어, 동일 OFDMA 서브프레임 내에서) 기지국(14)과 동시에 재송신을 전송할 수 있다.

도 8은 본원의 실시예들에 따른 투명 중계기에 의해 지원되는 DL 재송신을 위한 단계들을 나타내는 흐름도를 도시한다. 도시된 바와 같이, 단계 802에서, 기지국(BS)은 이동국(MS)으로부터 재송신을 위한 요청(예로서, HARQ NACK)을 수신한다. 단계 804에서, BS는 MS를 셀 에지에 또는 그 근처에 있는 것으로 그리고 재송신을 위해 투명 중계국(RS)의 지원을 잠재적으로 필요로 하는 것으로 식별한다. 단계 806에서, BS는 재송신을 위한 자원들을 스케줄링하며, 단계 808에서 BS는 재송신을 위한 스케줄링 정보를 네트워크 대 중계기 링크를 통해 RS로 시그널링한다. 아래에 더 상세히 설명되는 바와 같이, 일부 실시예들에서, 재송신을 위한 자원들은 재송신보다 하나의 서브프레임 앞에 스케줄링될 수 있다. 재송신을 위한 RS의 지원을 이용함으로써 순간 채널 변화들을 포착하기 위한 스케줄러 상의 요구가 용이해진다는 점에 유의한다. 단계 810에서, BS는 스케줄링된 재송신을 MS로 전송한다. RS에서, 단계 812에서, RS는 재송신 정보를 얻고, 단계 814에서 RS는 스케줄링된 재송신을 BS와 동시에 BS와 동일한 주파수 대역에서 MS로 전송한다.

도 9는 네트워크 대 중계기 링크가 대역내인, 즉 네트워크 대 중계기 링크가 네트워크 대 이동국 액세스 링크와 동일한 주파수 대역 F1을 점유하는 DL 재송신 스킴을 도시한다. 도시된 바와 같이, 서브프레임 (n)에서, NR은 주파수 대역 F1 상에서 기지국(eNB)으로부터 재송신 정보를 수신하며, 서브프레임 (n+1)에서 중계국(NR)은 기지국(14)과 동시에 재송신 데이터를 UE로 전송하며, 양 재송신은 동일 주파수 대역 F1에서 발생한다. 대역내 네트워크 대 중계기 링크는 PDSCH 또는 PDCCH에서 일부 예약된 자원들을 이용할 수 있다. 새로운 제어 채널 포맷이 정의될 수 있는데, 예를 들어 셀 에지 이동국들의 그룹에 대한 PDCCH가 정의될 수 있다.

도 10a 및 10b는 네트워크 대 중계기 링크가 대역외인, 즉 네트워크 대 중계기 링크 및 네트워크 대 이동국 액세스 링크가 상이한 주파수 대역 F2 및 F1을 각각 점유하는 DL HARQ 재송신 스킴을 도시한다. 일부 실시예들에서, 네트워크 대 중계기 링크에 할당되는 주파수 대역 F2는 전용 주파수 대역일 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, F2는 2.5GHz 대역과 같은 '새로운' 스펙트럼일 수 있다. 도시된 바와 같이, NR은 eNB로부터 신호들을 수신하고, 상이한 주파수 대역들 상에서 신호들을 UE로 전송한다. 2개의 옵션이 제공된다. 도 10a에 도시된 제1 옵션에서, eNB는 서브프레임 (n)에서 HARQ 관련 PDCCH를 전송하며, NR은 서브프레임 (n+1)에서 재송신 데이터를 UE로 전송한다. 도 10b에 도시된 제2 옵션에서, eNB는 서브프레임 (n)에서 HARQ 관련 PDCCH를 전송하며, NR은 서브프레임 (n)에서 재송신 데이터를 UE로 전송한다. 제2 옵션을 채택하는 실시예들에서는, NR이 대응하는 PDSCH가 전송되기 전에 그의 PDCCH를 디코딩할 수 있게 하기에 충분한 가드 타임을 제공하기 위해 NR 지향 PDCCH에 대해 상이한 제어 채널 포맷이 정의될 수 있다.

이롭게도, 본 명세서에서 설명되는 스킴들은 투명 모드로 동작하는 중계국들(15)이 기지국(14)과 동시에 DL 재송신들을 이동국들(16)로 전송할 수 있게 하며, 따라서 투명 중계 시스템의 강건성을 향상시키고 그의 성능을 향상시킨다.

이 분야의 기술자들에게는 다른 변경들이 명백할 것이며, 따라서 본 발명은 청구항들에서 정의된다.

Claims (24)

1. 투명 중계국에 통신적으로 링크되는 기지국을 포함하는 무선 통신 네트워크에서 이동국에 DL 재송신들을 제공하는 방법으로서,
   상기 기지국에서:
   상기 이동국으로부터의 재송신을 위한 요청을 수신하는 단계;
   상기 재송신을 위한 자원들을 스케줄링하는 단계;
   상기 재송신을 위한 스케줄링 정보를 제어 링크를 통해 상기 투명 중계국으로 시그널링하는 단계;
   상기 투명 중계국에서:
   상기 제어 링크 상에서 상기 재송신을 위한 상기 스케줄링 정보를 수신하는 단계; 및
   재송신 주파수 대역 상의 재송신 서브프레임에서 상기 재송신을 상기 이동국으로 전송하는 단계
   를 포함하는 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 기지국에서, 상기 재송신 주파수 대역 상의 상기 재송신 서브프레임에서 상기 재송신을 상기 이동국으로 전송하는 단계를 더 포함하는 방법.
3. 제2항에 있어서, 상기 제어 링크는 상기 재송신 주파수 대역을 점유하는 방법.
4. 제2항에 있어서, 상기 제어 링크는 지정된 주파수 대역을 점유하고, 상기 지정된 주파수 대역은 상기 재송신 주파수 대역과 다른 방법.
5. 제3항 또는 제4항에 있어서, 상기 재송신을 위한 상기 스케줄링 정보의 상기 시그널링은 스케줄링 서브프레임에서 발생하고, 상기 재송신 서브프레임은 상기 스케줄링 서브프레임에 연속하는 방법.
6. 제4항에 있어서, 상기 재송신을 위한 상기 스케줄링 정보의 상기 시그널링은 상기 재송신 서브프레임에서 발생하는 방법.
7. 제4항에 있어서, 상기 지정된 주파수 대역은 2.5GHz 대역인 방법.
8. 제2항에 있어서, 상기 기지국에서, 상기 재송신을 위한 상기 자원들의 상기 스케줄링 전에 상기 이동국을 중계기 지원이 필요한 것으로서 식별하는 단계를 더 포함하는 방법.
9. 제9항에 있어서, 상기 이동국을 중계기 지원이 필요한 것으로서 식별하는 상기 단계는 상기 이동국을 셀 에지 근처에 있는 것으로 식별하는 단계를 포함하는 방법.
10. 무선 통신 네트워크 내의 기지국으로서,
    이동국으로부터 재송신을 위한 요청을 수신하고;
    상기 재송신을 위한 자원들을 스케줄링하고;
    상기 재송신을 위한 스케줄링 정보를 제어 링크를 통해 투명 중계국으로 시그널링하도록 동작 가능한 제어기를 포함하며,
    상기 스케줄링 정보의 상기 시그널링은 상기 투명 중계국이 재송신 주파수 대역 상의 재송신 서브프레임에서 상기 재송신을 상기 이동국으로 전송할 수 있게 하는 기지국.
11. 제11항에 있어서, 상기 제어기는 상기 재송신 주파수 대역 상의 상기 재송신 서브프레임에서 상기 재송신을 상기 이동국으로 전송하도록 더 동작 가능한 기지국.
12. 제12항에 있어서, 상기 제어 링크는 상기 재송신 주파수 대역을 점유하는 기지국.
13. 제12항에 있어서, 상기 제어 링크는 지정된 주파수 대역을 점유하고, 상기 지정된 주파수 대역은 상기 재송신 주파수 대역과 다른 기지국.
14. 제13항 또는 제14항에 있어서, 상기 재송신을 위한 상기 스케줄링 정보의 상기 시그널링은 스케줄링 서브프레임에서 발생하고, 상기 재송신 서브프레임은 상기 스케줄링 서브프레임에 연속하는 기지국.
15. 제14항에 있어서, 상기 재송신을 위한 상기 스케줄링 정보의 상기 시그널링은 상기 재송신 서브프레임에서 발생하는 기지국.
16. 제14항에 있어서, 상기 지정된 주파수 대역은 2.5GHz 대역인 기지국.
17. 제12항에 있어서, 상기 제어기는 상기 재송신을 위한 상기 자원들의 상기 스케줄링 전에 상기 이동국을 중계기 지원이 필요한 것으로서 식별하도록 더 동작 가능한 기지국.
18. 제19항에 있어서, 상기 이동국을 중계기 지원이 필요한 것으로서 식별하는 것은 상기 이동국을 셀 에지 근처에 있는 것으로 식별하는 것을 포함하는 기지국.
19. 무선 통신 네트워크 내의 투명 중계국으로서,
    기지국으로부터 제어 링크 상에서 이동국으로의 재송신을 위한 스케줄링 정보를 수신하고;
    재송신 주파수 대역 상의 재송신 서브프레임에서 상기 재송신을 상기 이동국으로 전송하도록 동작 가능한 제어기를 포함하는 투명 중계국.
20. 제19항에 있어서, 상기 제어 링크는 상기 재송신 주파수 대역을 점유하는 투명 중계국.
21. 제19항에 있어서, 상기 제어 링크는 지정된 주파수 대역을 점유하고, 상기 지정된 주파수 대역은 상기 재송신 주파수 대역과 다른 투명 중계국.
22. 제20항 또는 제21항에 있어서, 상기 스케줄링 정보의 상기 수신은 스케줄링 서브프레임에서 발생하고, 상기 재송신 서브프레임은 상기 스케줄링 서브프레임에 연속하는 투명 중계국.
23. 제21항에 있어서, 상기 스케줄링 정보의 상기 수신은 상기 재송신 서브프레임에서 발생하는 투명 중계국.
24. 제12항에 있어서, 상기 지정된 주파수 대역은 2.5GHz 대역인 투명 중계국.

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