KR20110068774A - 다중 입출력 시스템 및 이를 이용한 신호 수신방법 - Google Patents

Abstract

다중 입출력 시스템 및 이를 이용한 신호 수신방법이 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 수신방법은 두 개의 송신 안테나로부터 제1 심볼 및 제2 심볼을 포함하는 송신신호를 수신하면, 수신된 신호를 QR 분해하고 ML-DFE 방식을 이용하여 제1 심볼 및 제2 심볼을 추정하고, 로그 우도율(LLR)을 계산한다.

Description

다중 입출력 시스템 및 이를 이용한 신호 수신방법 {MIMO system and method for receiving signal using MIMO system}

본 발명의 일 양상은 무선통신 기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는 다수의 안테나를 갖는 다중 입출력 시스템에서의 신호 검출 기술에 관한 것이다.

본 발명은 지식경제부사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다. [국가관리번호 : 2009-F-047-01, 과제명 : 개방형 mmWave 무선 인터페이스 플랫폼 기술개발]

제한된 주파수를 이용해 고품질 및 대용량의 멀티미디어 데이터를 전송할 수 있는 무선통신 시스템의 요구가 증대되고 있다. 제한된 주파수를 사용해서 대용량의 데이터를 전송하기 위한 시스템으로 다중 입출력(Multiple input multiple output:이하 MIMO) 시스템이 있다. MIMO 시스템은 송수신 단에 다중 안테나를 사용함으로써 독립적인 페이딩 채널을 다수 개 형성하고 송신 안테나마다 서로 다른 신호를 전송한다. 이에 따라 데이터 전송 속도를 크게 향상시킬 수 있다.

한편, MIMO 시스템은 데이터 고속 전송 시에 심벌 간의 간섭이 발생하고, 주파수의 선택적 페이딩에 약하다. 전술한 단점을 극복하기 위해 MIMO 시스템에 직교주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing:이하 OFDM) 방식을 함께 사용할 수 있다. OFDM 방식은 고속 데이터 전송에 적합한 변조 방식으로, 하나의 데이터 열이 보다 낮은 데이터 전송률을 갖는 부반송파를 통해 전송된다.

MIMO 시스템과 OFDM 시스템을 결합하게 되면, MIMO 시스템의 장점은 그대로 이용하면서 단점은 OFDM 시스템을 이용해 상쇄시킬 수 있다. 즉, N개의 송신 안테나와 N개의 수신 안테나를 가지는 형태가 일반적인 MIMO 시스템이며, 이 MIMO 시스템에 OFDM 시스템을 결합한 구조가 MIMO-OFDM 시스템의 기본이 된다.

일 양상에 따라, 복잡도가 낮은 다중 입출력 시스템 기술을 제안한다.

일 양상에 따른 두 개의 송신 안테나를 갖는 다중 입출력 시스템의 신호 수신방법은, 두 개의 송신 안테나로부터 제1 심볼 및 제2 심볼을 포함하는 송신신호를 수신하는 단계, 수신된 신호에 대해 채널행렬 벡터(H)를 단일 행렬 벡터(Q) 및 상삼각 행렬 벡터(R)로 분해하고 이를 이용하여 가장 작은 최대 우도 거리(ML metric) 값에 해당되는 제1 심볼을 추정하며 추정된 제1 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 단계 및 결정 피드백 등화 방식을 이용하여 제2 심볼을 추정하고, 채널 행렬 벡터를 변경하여 추정된 제2 심볼에 대한 로그 우도율을 계산하는 단계를 포함한다.

일 실시예에 따르면, 다중 입출력(Multiple input multiple output:이하 MIMO) 시스템 또는 다중 입출력-직교주파수 분할 다중화(Multiple input multiple output-orthogonal frequency division multiplexing:이하 MIMO-OFDM) 시스템에서, 최대우도-결정 피드백 등화(Maximum Likelihood-Decision Feedback Equalizer:ML-DFE) 방식을 적용하여, 수신장치의 수신 복잡도를 낮추고, 전송률을 향상시킬 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 2개의 송신 안테나를 포함하는 MIMO 시스템을 도시한 구성도,
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 인코더가 1개이고, 송신 안테나가 2개인 MIMO-OFDM 시스템을 도시한 구성도,
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 디코더가 1개이고, 수신 안테나가 2개인 MIMO-OFDM 시스템을 도시한 구성도,
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 인코더가 2개이고, 송신 안테나가 2개인 MIMO-OFDM 시스템을 도시한 구성도,
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 디코더가 2개이고, 수신 안테나가 2개인 MIMO-OFDM 시스템을 도시한 구성도,
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중입출력 시스템의 신호 수신방법을 도시한 흐름도,
도 7은 IEEE 802.11a WLAN(Wireless Local Area Network) 표준을 가지고 본 발명의 ML-DFE 방식을 적용하였을 때 링크 레벨 시뮬레이션(Link Level Simulation) 결과를 보여주는 참조도이다.

이하에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 또한, 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

무선통신 시스템에서 물리계층의 전송량을 늘리기 위해 다중 송수신 안테나 방식이 사용되고 있다. 이러한 다중 송수신 안테나 방식은 수신 단에 다중 송수신 안테나 검파기를 필요로 한다. 본 발명은 송신안테나가 2개이고, 수신 안테나가 N개일 때의 검파기가 적용된다. 본 발명에 따른 다중 입출력(Multiple input multiple output:이하 MIMO) 시스템의 구성은 도 1에 도시된 바와 같다. 다중 입출력-직교주파수 분할 다중화(Multiple input multiple output-orthogonal frequency division multiplexing:이하 MIMO-OFDM) 시스템의 구성은 도 2 내지 도 5에 도시된 바와 같다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 2개의 송신 안테나를 포함하는 MIMO 시스템을 도시한 구성도이다.

도 1을 참조하면, MIMO 시스템의 송신 단은 인코더(100), 역다중화부(102), 맵퍼(104) 및 송신 안테나(106)를 포함하고, 수신 단은 수신 안테나(110), 다중 입출력 수신부(112), 다중화부(114) 및 디코더(116)를 포함한다.

송신 단의 인코더(convolutional encoder)(100)는 직렬(serial)로 입력되는 비트 신호를 부호화한다. 역다중화부(De-multiplexer)(102)는 직렬로 입력되는 비트 스트림(bit stream)을 2개의 병렬 비트 스트림으로 분할하고, 각각의 맵퍼(mapper)(104)는 변조 기능을 수행하며, 변조된 신호는 2개의 송신 안테나(106)를 통해 수신 단으로 송신된다.

수신 단의 수신 안테나(110)를 통해 신호가 수신되면, 다중 입출력 수신부(112)는 공간적으로 무선채널을 거쳐 다중화된 신호를 분리한다. 또한 신호가 비트가 아닌 로그 우도율(Log likelihood Ratio:이하 LLR) 값을 가지도록 추정(estimation) 및 복조를 수행한다. 다중화부(114)는 LLR 값을 다중화하며, 다중화된 신호는 직렬(serial)로 출력되며, 디코더(Viterbi decoder)(116)는 복호화를 수행하여 최종적인 수신 비트를 판단한다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 인코더가 1개이고, 송신 안테나가 2개인 MIMO-OFDM 시스템을 도시한 구성도이다.

도 2를 참조하면, 일 실시예에 따른 MIMO-OFDM 시스템의 송신 단은 인코더(200), 인터리버(202), 맵퍼(204), 역다중화부(206), IFFT부(208), CP 삽입부(210) 및 송신 안테나(212)를 포함한다.

송신 단의 인코더(convolutional encoder)(200)는 직렬로 입력되는 비트 신호를 부호화한다. 인터리버(interleaver)(202)는 주파수 선택적인 신호의 신호 왜곡을 분산화시키기 위한 인터리빙을 수행하고, 맵퍼(mapper)(204)는 인터리빙된 신호에 대해 변조기능을 수행한다. 역다중화부(De-multiplexer)(206)는 직렬로 입력되는 비트 스트림(bit stream)을 2개의 병렬 비트 공간 스트림(Spatial Stream)(공간 스트림 0, 공간 스트림 1)으로 분할한다.

각각의 IFFT부(208)는 2개의 병렬 비트 공간 스트림에 대해 역 고속 퓨리에 변환(inverse fast Fourier transform) 기능을 수행한다. 각각의 CP 삽입부(210)는 IFFT 결과의 일정 끝 부분을 복사한 정보순환전치(cyclic prefix:이하 CP)를 삽입하는 역할을 수행한다. CP 삽입된 신호는 2개의 송신 안테나(212)를 통해 수신 단으로 송신된다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 디코더가 1개이고, 수신 안테나가 2개인 MIMO-OFDM 시스템을 도시한 구성도이다.

도 3을 참조하면, 일 실시예에 따른 MIMO-OFDM 시스템의 수신 단은 수신 안테나(300), CP 제거부(302), FFT부(304), 다중 입출력 수신부(306), 다중화부(308), 디인터리버(310) 및 디코더(312)를 포함한다.

수신 단의 수신 안테나(300)를 통해 신호가 수신되면, 각각의 CP 제거부(CP remover)(302)는 삽입된 CP를 제거하고, 각각의 FFT부(304)는 이를 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform)한다. 이어서, 다중 입출력 수신부(306)는 공간적으로 무선채널을 거쳐 다중화되어 입력된 신호를 분리한다. 또한 신호가 비트가 아닌 로그 우도율(Log likelihood Ratio:이하 LLR) 값을 가지도록 추정(estimation) 및 복조를 수행한다. 다중화부(308)는 LLR 값을 다중화하며, 디인터리버(310)를 통해 디인터리빙된 신호는 직렬(serial)로 출력되며, 디코더(Viterbi decoder)(312)는 복호화를 수행하여 최종적인 수신 비트를 판단한다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 인코더가 2개이고, 송신 안테나가 2개인 MIMO-OFDM 시스템을 도시한 구성도이다.

도 4를 참조하면, 일 실시예에 따른 MIMO-OFDM 시스템의 송신 단은 역다중화부(400), 인코더(402), 인터리버(404), 맵퍼(406), IFFT부(408), CP 삽입부(410) 및 송신 안테나(412)를 포함한다.

역다중화부(demultiplexer)(400)는 직렬로 입력되는 비트 스트림(bit stream)을 2개의 병렬 비트 공간 스트림(Spatial Stream)(공간 스트림 0, 공간 스트림 1)으로 분할한다. 각각의 인코더(encoder)(402)는 입력된 데이터를 인코딩한다. 인코딩 후 데이터는 인터리버(interleaver)(404)에 의해 인터리빙되어, 맵퍼(mapper)(406)로 입력된다. 맵퍼(406)는 변조 방식(예를 들어, BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM)에 따라 인터리빙된 데이터를 변조한다. IFFT부(408)는 변조된 신호 각각에 대해 역 고속 퓨리에 변환을 수행하고, CP 삽입부(410)는 이에 순환전치(CP: Cyclic Prefix) 부호를 삽입한다. 순환전치 부호가 삽입된 신호는 병렬 신호로 변환되고, 2개의 송신 안테나(412)는 무선 채널 상으로 송신신호를 수신 단에 병렬 전송한다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 디코더가 2개이고, 수신 안테나가 2개인 MIMO-OFDM 시스템을 도시한 구성도이다.

도 5를 참조하면, 일 실시예에 따른 MIMO-OFDM 시스템의 수신 단은 수신 안테나(500), CP 제거부(502), FFT부(504), 다중 입출력 수신부(506), 디인터리버(508) 및 디코더(510)를 포함한다.

수신 단의 수신 안테나(500)를 통해 신호가 수신되면, CP 제거부(CP remover)(502)는 삽입된 CP를 제거하고, FFT부(504)는 이를 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform)한다. 이어서, 다중 입출력 수신부(506)는 공간적으로 무선채널을 거쳐 다중화되어 입력된 신호를 분리한다. 또한 신호가 비트가 아닌 로그 우도율(Log likelihood Ratio:이하 LLR) 값을 가지도록 추정(estimation) 및 복조를 수행한다. 이어서, 디인터리버(508)를 통해 디인터리빙된 신호는 직렬(serial)로 출력되며, 디코더(Viterbi decoder)(510)는 복호화를 수행하여 최종적인 수신 비트를 판단한다.

이하, 도 1 내지 도 5에서 전술한 MIMO 시스템 또는 MIMO-OFDM 시스템에서 수신 단의 신호 검파 기술에 대해 상세히 후술한다. 수신 단의 신호 검파 동작은 다중 입출력 수신부(도 1의 112, 도 3의 306, 도 5의 506)에서 수행된다.

본 발명에 따르면, 수신 단은 신호 검파를 위해 최대 우도-결정 피드백 등화(combined Maximum likelihood and decision feedback equalizer:이하 ML-DFE) 기법을 사용한다. 이때, 2개의 송신 안테나 및 2개의 수신 안테나를 사용한다고 가정한다. 우선 2개의 송신 안테나를 통해 송신된 송신신호 벡터 x가 무선채널 전달함수인 채널 행렬 벡터 H를 통과하면, 수신 단에서 발생한 잡음 벡터 n과 합해져서 수신 단의 2개의 수신 안테나를 통해 입력된다. 이때, 최종적으로 검파기로 입력되는 신호 행렬 r은 다음의 수학식 1과 같이 표현된다.

여기서 채널 행렬 벡터 H의 행은 수신 안테나의 순서를 나타내고, 열은 송신 안테나의 순서를 나타낸다. 수학식 1과 같이 각 수신 안테나로 입력되는 신호는 무선채널 상에서 각각의 송신신호가 채널 행렬 벡터 H와 곱해진 신호 및 수신 단의 잡음의 합으로 구성된다.

이어서, 수신 단은 수학식 1에서 정리된 채널 행렬 벡터 H를 기본으로 QR 분해(QR decomposition)를 수행한다. QR 분해는 채널 행렬 벡터 H를 기본으로 단일 행렬 벡터(unitary matrix vector:이하 Q 행렬 벡터) 및 상삼각 행렬 벡터(upper triangular matrix vector:이하 R 행렬 벡터)로 분해하는 것을 말한다. 그리고 수신된 수신신호 벡터에 유니터리 변환된 수신신호 벡터(

)를 곱한 z 벡터를 생성한다. 그 결과는 다음의 수학식 2와 같이 전개될 수 있다.

위에서 H는 에르미트 전치(hermitian transpose)를 의미한다. 이때, R 행렬은 다음 수학식 3과 같이 구성된다.

이때, R₁₀ 값은 0임을 확인할 수 있다. 이어서, 수신 단은 본 발명의 ML-DFE 방식을 이용한 ML 검색(ML search)을 수행하여 가장 작은 최대 우도 거리(ML metric) 값에 해당되는 벡터

을 아래 수학식 4를 통해 검색한다.

여기서 C는 송신 단의 변조된 배열(constellation) 크기를 말하고(예를 들면, 16-QAM: C=16), 벡터

는 다음 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.

는 안테나 0번에서

는 안테나 1번에서 각각 송신된 신호라고 추정한다. 그리고

는 수학식 2를 참조하여 다음과 같이 DFE로 연산할 수 있다.

수학식 6에서 Q[·]는 양자화(quantization) 연산을 뜻한다. 즉 추정 변조신호를 경판정(hard-decision)하는 것이다. 또한

는

값이 주어지면 배열 갯수 만큼 미리 계산하여 저장할 수 있다.

한편, 본 발명은 채널 부호화된 MIMO 시스템이기 때문에 연 비트(soft-bit)를 필요로 한다. 따라서 수신 단은 soft-bit를 얻기 위해 LLR(log-likelihood ratio)을 구한다. 심볼의 비트에 해당하는 LLR을 구하는 방법은 위의 절차를 따르면서 단지 각 비트별 +1을 나타내는 미니멈 제곱 유클리디안 거리(minimum squared Euclidean distance)와 -1을 나타내는 미니멈 제곱 유클리디안 거리를 저장해두었다가 뺄셈 연산을 수행한다. 즉 다음의 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.

여기서

는 변조신호 C에서 q번째 비트가 -1로 맵핑되어 있을 때를 의미한다. 즉 수학식 5을 거치면서 수학식 7의 계산이 쉽게 얻어진다. 위의 절차를 통하여

의 추정 LLR을 구할 수 있다. 위와 같이

의 값은 벡터이지만

은 수학식 6을 통해 자동 결정되므로, ML 추정을 통해 확인되어야 할 제곱 유클리디안 거리(squared Euclidean distance)의 개수는 C²개가 아니라 (combination이 아닌) C개로 한정됨을 확인할 수 있다.

한편,

의 LLR 계산은 H 행렬을 변경한 후, 수학식 2에서 7까지를 반복적으로 수행한다. 이때, 다음 수학식 8과 같이

를 적용시킬 수 있다.

따라서 ML 심볼을 추정하기 위해 소요되는 제곱 유클리디안 거리의 개수는 2C개이다. 아래 표 1에서 소요되는 제곱 유클리디안 거리의 연산량을 비교할 수 있다.

	BPSK	QPSK	16-QAM	64-QAM
종래의 ML	2×2	4×4	16×16	64×64
본 발명의 ML	2+2	4+4	16+16	64+64

표 1에서 확인할 수 있듯이, 송신 안테나가 두 개인 MIMO 시스템 또는 MIMO-OFDM 시스템에서 본 발명의 ML-DFE 방식을 사용하는 경우, 수신단의 복잡도를 C²에서 2C로 낮출 수 있다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중입출력 시스템의 신호 수신방법을 도시한 흐름도이다.

도 6을 참조하면, 두 개의 송신 안테나를 갖는 MIMO 시스템 또는 MIMO-OFDM 시스템은 두 개의 송신 안테나로부터 제1 심볼 및 제2 심볼을 포함하는 송신신호를 수신한다(600). 이어서, 시스템은 수신된 신호에 대해 채널행렬 벡터(H)를 단일 행렬 벡터(Q) 및 상삼각 행렬 벡터(R)로 분해하고 이를 이용하여 가장 작은 최대 우도 거리(ML metric) 값에 해당되는 제1 심볼을 추정하며 추정된 제1 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산한다(610). 이어서, 시스템은 결정 피드백 등화 방식(DFE)을 이용하여 제2 심볼을 추정하고, 채널 행렬 벡터를 변경하여 추정된 제2 심볼에 대한 로그 우도율을 계산한다(620).

도 7은 IEEE 802.11a WLAN(Wireless Local Area Network) 표준을 가지고 본 발명의 ML-DFE 방식을 적용하였을 때 링크 레벨 시뮬레이션(Link Level Simulation) 결과를 보여주는 참조도이다.

도 7을 참조하면, 무선 채널은 50ns RMS 딜레이 스프레드(delay spread)를 가지는 다중 경로 페이딩 채널 모델을 적용한다. 본 발명의 실시예에서 제안된 이중 ML-DFE 방식은 일반적인 ML 방식과 비교할 때, 선이 겹치는 것으로 보아 동일한 PER(Packet Error Rate)에서 SNR(Signal to Noise Ratio)의 이득이 동일함을 확인할 수 있다. 그러나, 본 발명의 실시예에 따른 ML-DFE 방식은 표 1에서 전술한 바와 같이, 일반적인 ML 방식과 성능은 동일하나, 수신기의 복잡도가 단순함을 확인할 수 있다.

이제까지 본 발명에 대하여 그 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (1)

1. 두 개의 송신 안테나를 갖는 다중 입출력 시스템의 신호 수신방법에 있어서,
   상기 두 개의 송신 안테나로부터 제1 심볼 및 제2 심볼을 포함하는 송신신호를 수신하는 단계;
   상기 수신된 신호에 대해 채널행렬 벡터(H)를 단일 행렬 벡터(Q) 및 상삼각 행렬 벡터(R)로 분해하고 이를 이용하여 가장 작은 최대 우도 거리(ML metric) 값에 해당되는 제1 심볼을 추정하며 상기 추정된 제1 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 단계; 및
   결정 피드백 등화 방식을 이용하여 상기 제2 심볼을 추정하고, 상기 채널 행렬 벡터를 변경하여 상기 추정된 제2 심볼에 대한 로그 우도율을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신방법.

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