KR20110063527A - 임피던스 변조를 갖는 ｒｆ 전력 증폭기 시스템 - Google Patents

임피던스 변조를 갖는 ｒｆ 전력 증폭기 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR20110063527A
KR20110063527A KR1020117008027A KR20117008027A KR20110063527A KR 20110063527 A KR20110063527 A KR 20110063527A KR 1020117008027 A KR1020117008027 A KR 1020117008027A KR 20117008027 A KR20117008027 A KR 20117008027A KR 20110063527 A KR20110063527 A KR 20110063527A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
amplitude
signal
power amplifier
gain
matching network
Prior art date
Application number
KR1020117008027A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101231316B1 (ko
Inventor
서지 프란코이스 드라고
비카스 비나야크
Original Assignee
퀀탄스, 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 퀀탄스, 인코포레이티드 filed Critical 퀀탄스, 인코포레이티드
Publication of KR20110063527A publication Critical patent/KR20110063527A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101231316B1 publication Critical patent/KR101231316B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0216—Continuous control
    • H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
    • H03F1/0227—Continuous control by using a signal derived from the input signal using supply converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0216—Continuous control
    • H03F1/0233—Continuous control by using a signal derived from the output signal, e.g. bootstrapping the voltage supply
    • H03F1/0238—Continuous control by using a signal derived from the output signal, e.g. bootstrapping the voltage supply using supply converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0458—Arrangements for matching and coupling between power amplifier and antenna or between amplifying stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/78—A comparator being used in a controlling circuit of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/99—A diode as rectifier being used as a detecting circuit in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
    • H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F2201/3231—Adaptive predistortion using phase feedback from the output of the main amplifier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

전력 증폭기 제어기 회로는 전력 증폭기의 출력에서 조정가능 임피던스 매칭 네트워크를 제어하여 전력 증폭기의 부하 라인을 변경하고 RF PA의 효율성을 개선시킨다. PA 제어기 회로는 진폭 정정 신호를 결정하는 진폭 제어 루프를 포함한다. 진폭 루프는 진폭 정정 신호에 기반하여 조정가능 매칭 네트워크로부터의 왜곡을 제어 또는 정정하도록 구성된다.

Description

임피던스 변조를 갖는 ＲＦ 전력 증폭기 시스템{RF POWER AMPLIFIER SYSTEM WITH IMPEDANCE MODULATION}
본 발명은 RF PA들(Radio Frequency Power Amplifiers)을 제어하는 회로에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는, PA의 출력에서 조정가능 매칭 네트워크의 제어를 포함하는 RF PA 제어기 회로에 관한 것이다.
RF (무선 주파수) 송신기 및 RF 전력 증폭기는 셀룰러 폰, 랩탑 컴퓨터, 및 다른 전자 디바이스와 같은 휴대용 전자 디바이스에 있어서 광범위하게 사용된다. RF 송신기 및 RF 전력 증폭기는 이들 디바이스에 사용되어 RF 신호를 원격으로 증폭하고 송신한다. RF PA들은 이들 전자 디바이스에서 전력 소모의 가장 중요한 자원이며, RF PA들의 효율은 휴대용 전자 디바이스상의 배터리 수명에 상당한 영향을 가진다. 예를 들어, RF PA들의 효율은 셀룰러 폰의 배터리 수명 및 셀룰러 폰의 통화 시간을 결정하는 가장 중요한 요소 중 하나이기 때문에, 셀룰러 폰 제조자들은 RF PA 회로의 효율성을 증가시키기 위해 많은 노력을 기울인다.
도 1은 송신기 집적 회로 (TXIC) (102) 및 외부 전력 증폭기 (RA) (104)를 포함하는 종래의 RF 송신기 회로를 나타낸다. 예를 들어, RF 송신기 회로는 범용 이동 통신 서비스 시스템 (UMTS; Universal Mobile Telephony System) 또는 코드 분할 다중 접속 (CDMA; Code Division Multiple Access)과 같은 하나 이상의 셀룰러 전화 표준 (변조 기술)을 사용하는 셀룰러 전화기에 포함될 수도 있지만, RF 송신기 회로는 임의의 다른 유형의 RF 전자 디바이스에 포함될 수도 있다. 오직 설명의 목적을 위해, 본 명세서에서 RF 송신기 회로는 셀룰러 전화기 디바이스의 일부로서 설명될 것이다. TXIC (102)는 PA (104)에 의해 증폭되어 안테나 (미도시)에 의해 원격으로 송신 (110)되는 RF 신호 (106)를 생성한다. 예를 들어, RF 신호 (106)는 UMTS 또는 CAMA 표준에 따라 TXIC (102)에 의해 변조된 RF 신호일 수도 있다.
일반적으로 RF 전력 증폭기 (104)는 최종 증폭 단계를 위해 출력 트랜지스터 (미도시)를 포함한다. RF 변조 신호 (106)가 RF PA (104)에 의해 증폭되는 경우, 출력 트랜지스터는 RF 변조 신호 (106)를 왜곡하는 경향이 있으며, 왜곡은 입력 신호 (106)에서보다 출력 신호 (110)에서 더 넓은 스펙트럼을 차지한다. RF 스펙트럼은 셀룰러 전화기 사용자 사이에 공유되므로, 광범위한 스펙트럼 차지는 바람직하지 않다. 따라서, 셀룰러 전화기 표준은 통상적으로 허용가능한 왜곡량을 조절하며, 이에 의해 출력 트랜지스터가 높은 선형성 요구조건을 충족하는 것을 요구한다. 이러한 관점에서, RF 입력 신호 (106)가 진폭 변조되는 경우, PA (104)의 출력 트랜지스터는 피크 전력으로 송신시 선형을 유지하는 방식으로 바이어스될 필요가 있다. 통상적으로 바이어스는 피크 전력 레벨에서 허용가능한 왜곡에 대해 고정되어 유지되므로, RF 입력 신호 (106)의 진폭 중 피크가 아닌 부분 동안은 전력이 낭비된다.
그 결과, 광범위한 변조 기술의 변경에 걸쳐 효율적이며, PF PA 회로에 의해 전력 소모에 있어서, 상당한 네트 (net) 감소를 유발하는 PF PA 시스템에 대한 요구가 존재한다.
본 발명의 실시형태는 전력 증폭기의 출력에서 조정가능 임피던스 매칭 네트워크를 제어하는 전력 증폭 제어기 회로를 포함하여 PF PA 의 효율성을 개선한다. 본 발명의 제 1 실시형태에서, PA 제어기 회로는 전력 증폭기의 입력 신호의 진폭과 출력 신호의 감쇄된 진폭 사이의 진폭 차이를 나타내는 진폭 정정 신호 (또한, 진폭 에러 신호로서 지칭됨)를 결정하는 진폭 제어 루프를 포함한다. 진폭 정정 신호는 PA의 부하 라인을 동적으로 조정하여 RF신호의 진폭 중 피크가 아닌 부분 동안 PA 효율성을 개선하기 위해 조정가능 매칭 네트워크를 제어한다.
본 발명의 제 2 실시형태에서, 진폭 정정 신호는 2개의 신호로 분할되며, 일 신호는 제 1 실시형태에서와 같이 조정가능 매칭 네트워크를 제어하며, 또 다른 신호는 PA에 전원을 인가하는 전원 공급 장치를 제어한다. 또한, 위상 정정 루프가 제 2 실시형태에 부가될 수도 있어, PA 또는 조정가능 매칭 네트워크의 AM 내지 PM 비 이상성 (non-ideality)에 의해 유발된 원치않는 위상 변조를 정정하여, 이에 의해 PA의 출력에서 위상 왜곡을 감소시킨다.
본 발명의 제 3 실시형태에서, 진폭 정정 신호는 2개 이상의 신호로 분할되며, 일 신호는 종정가능 매칭 네트워크를 제어하며, 적어도 하나의 다른 신호는 진폭 정정 루프 내의 적어도 하나의 다른 이득 조정 요소를 제어한다. 후자인 이득 조정 요소는 진폭 제어 루프에 네트워크에 의해 유발된 왜곡뿐만 아니라 조정가능 매칭 네트워크의 제어-이득 (control-to-gain) 변환 함수 내의 임의의 비 단조성을 정정하는 수단을 제공한다. 제 2 실시형태에서와 같이, 위상 정정 루프가 제 3 실시형태에 부가될 수도 있어, PA 또는 조정가능 매칭 네트워크의 AM 내지 PM 비 이상성 (non-ideality)에 의해 유발된 원치않는 위상 변조를 정정하여, 이에 의해 출력에서 위상 왜곡을 감소시킨다.
제 4 실시형태는, 조정가능 매칭 네트워크가, 진폭 정정 신호로부터 유발된 신호가 이외에, PA 에 의해 다뤄진 RF 신호의 진폭으로부터 유발된 신호에 의해 또는 PA의 출력에서의 평균 왜곡 레벨에 기반하여 조정된다는 점을 제외하고는 제 3 실시형태에와 유사하다. 그 결과, 조정 가능 매칭 네트워크는 RF 신호의 진폭 또는 왜곡에 기반하여 PA의 부하 라인을 동적으로 조정하여 PA 효율성을 개선하며, 진폭 정정 루프는 루프 내의 이득 조정 요소를 제어함으로써 조정가능 매칭 네트워크에 의해 유발된 임의의 왜곡을 정정한다. 제 3 실시형태에서와 같이, 위상 정정 루프가 제 4 실시형태에 부가될 수도 있어, PA 또는 조정가능 매칭 네트워크의 AM 내지 PM 비 이상성 (non-ideality)에 의해 유발된 원치않는 위상 변조를 정정하여, 이에 의해 출력에서 위상 왜곡을 감소시킨다.
본 명세서에 개시된 특징 및 이점은 모두가 포괄적인 것은 아니며, 특히 다수의 부가적인 특징 및 이점이 도면, 상세한 설명, 및 특허청구범위의 관점으로부터 당업자에게 명백할 것이다. 또한, 본 명세서에서 사용된 용어는 판독성 및 설명적인 목적을 위해 이론적으로 선택되었으며, 발명의 주제를 설명하거나 제한하기 위해 선택된 것은 아닐 수도 있다.
본 발명의 실시형태의 교시는 첨부된 도면과 함께 다음의 상세한 설명을 고려함으로써 용이하게 이해될 것이다.
도면 ("도") 1은 송신기 집적 회로 (TXIC) (102) 및 외부 전력 증폭기 (PA) (104)를 포함하는 종래의 RF 송신기 회로를 나타낸다.
도 2는 본 발명의 제 1 실시형태에 따른 RF PA 제어기 회로를 나타낸다.
도 3은 본 발명의 제 2 실시형태에 따른 RF PA 제어기 회로를 나타낸다.
도 4는 도 3에 도시된 본 발명의 제 2 실시형태의 확장을 나타내다.
도 5a, 5b, 및 5c는 본 발명의 제 3 실시형태에 따른 RF PA 제어 회로의 변형들을 나타낸다.
도 6은 도 5a에 도시된 본 발명의 제 3 실시형태의 확장을 나타내다.
도 7a는 본 발명의 제 4 실시형태에 따른 RF PA 제어기 회로를 나타낸다.
도 7b는 본 발명의 제 4 실시형태에 따른 RF PA 제어기 회로의 또 다른 변형을 나타낸다.
도 8은 도 7a에 도시된 본 발명의 제 4 실시형태의 확장을 나타낸다.
도 9는 본 발명의 일 실시형태에 따른 조정가능 매칭 네트워크의 예를 나타낸다.
도 10a는 본 발명의 일 실시형태에 따른 제어 분할 모듈의 예를 나타낸다.
도 10b는 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 제어 분할 모듈의 예를 나타낸다.
도 11은 본 발명의 일 실시형태에 따른 왜곡 제어 모듈의 예를 나타낸다.
도면 및 다음의 상세한 설명은 오직 설명의 방법으로서만 본 발명의 바람직한 실시형태에 관한 것이다. 다음의 상세한 설명으로부터, 본 명세서에 개시된 구조 및 방법의 대체적인 실시형태들이 특허청구범위의 발명의 원리를 벗어나지 않고 사용될 수도 있는 이용가능한 대체물로서 용이하게 인식될 것이다.
본 발명(들)의 몇몇 실시형태들에 대해 참조가 상세히 이루어질 것이며, 그 실시형태들이 첨부된 도면에서 설명된다. 도면에서 실질적으로 유사거나 동일한 참조 번호는 유사하거나 동일한 기능성을 나타낸다. 도면은 오직 설명의 목적을 위해 본 발명의 실시형태를 도시한다. 당업자는 다음의 상세한 설명으로부터, 본 명세서에 개시된 구조 및 방법의 대체적인 실시형태들이 본 명세서에 개시된 발명의 원리를 벗어나지 않고 사용될 수도 있음을 용이하게 인식할 것이다.
일반적으로 전력 증폭기 제어기 회로는 전력 증폭기의 출력에서 조정가능 임피던스 매칭 네트워크를 제어하여 RF PA의 효율성을 개선한다.
도 2는 본 발명의 제 1 실시형태에 따른 RF PA 제어기 회로를 나타낸다. 전력 증폭기 (PA) (104)는 송신기 IC (TXIC)로부터 제공된 입력 신호 (106)를 수신 및 증폭하여, 출력 신호 (106)를 생성한다. RF PA 제어기 회로는 가변 감쇄기 (RFFA (RF 피드백 감쇄기)) (206), 진폭 검출기 (202, 204), 비교기 (208), 및 조정가능 매칭 네트워크 (200)로 구성되며, 진폭 정정 신호 (또한, 진폭 에러 신호로 지칭됨)에 기반하여 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 제어하여, PA (104)는 효율적인 방법으로 동작할 수도 있다. PA (104)는 인가 전압 VBATT (208)에 의해 전력을 공급받는다.
PA 제어기 회로는, 입력 신호 (106)의 진폭과 출력 신호 (210)의 감쇄된 진폭 (226) 사이의 진폭 차이를 나타내는 진폭 정정 신호 (209)를 결정하는 진폭 제어 루프를 포함한다. 비교기 (208)는 입력 신호의 진폭 (223) 및 출력 신호 (210)의 감쇄된 진폭 (222)을 각각 진폭 검출기 (202, 204)를 통해 수신하여, 입력 신호 (106)의 진폭과 출력 신호 (110)의 감쇄된 진폭 (226) 사이의 진폭 차이를 나타내는 진폭 정정 신호 (209)를 생성한다. 제어 신호 (221)는 PA (104)의 출력을 감쇄하여 감쇄된 출력 (226)을 생성하는 조정된 가변 감쇄기 (RFFA (RF 피드백 감쇄기)) (206)의 감쇄를 설정한다. 더 낮은 감쇄 레벨은 폐쇄된 루프 이득을 감소시켜 PA (104)가 압축에 있어서 더욱 깊게 동작하게 하므로, RFFA (206)에서의 감쇄 레벨의 선택은 PA (104)의 압축 레벨을 결정한다. 가변 감쇄기 (206)는 고정 감쇄기로 교체될 수도 있다.
진폭 정정 신호 (209)는 조정가능 매칭 네트워크 (200)에 제공되어, 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 제어하며, PA (104)의 출력에 의해 보여진 임피던스를 조정하여, 이에 의해 PA 부하 라인 및 PA 출력 진폭을 변경한다. 그 결과, 진폭 제어 루프는 이 조정가능 매칭 네트워크를 제어함으로써 PA 진폭 에러를 정정할 수도 있다. 조정가능 매칭 네트워크 (200)는 캐패시턴스가 이 변화하는 임피던스를 인식하도록 변경될 수 있는 버랙터 다이오드와 같은 구성요소를 포함할 수도 있다. 조정가능 매칭 네트워크 (200)의 회로 및 그 동작의 더욱 상세한 내용은 도 9를 참조하여 제공된다. 조정가능 매칭 네트워크 (200)는 부하 라인 설정의 범위에 걸쳐 효율적인 PA 동작을 제공하도록 구성되어, 그 결과, 고효율을 유지하면서 PA (104)의 출력 진폭을 변경하며, 전력 증폭기 (104)의 전체 효율성을 개선한다. 일 실시형태에서, 진폭 제어 루프는 PA (104)가 압축 영역에서 동작하도록 조정가능 매칭 네트워크를 제어한다.
도 3은 본 발명의 제 2 실시형태에 따른 RF PA 제어기 회로를 나타낸다. 도 3의 RF PA 제어기 회로는 전원 공급장치 (310) 및 제어 분할 모듈 (300)이 부가되는 것 이외에는 도 2의 RF PA 제어기 회로와 실질적으로 동일하다. 배터리 전압 VBATT (208)는 PA (104)에 제어된 인가 전압 (308)을 제공하는 전원 공급장치 (310)에 전원을 공공급한다. PA (104)가 압축 또는 압축 근처에서 동작하는 경우, PA (104)로의 인가 전압 (308)은 PA 출력 (210) 진폭을 변경할 수 있다. 그 결과, 진폭 제어 루프는 이 PA 인가 전압 (308)을 조정함으로써 PA 진폭 에러를 추가적으로 정정할 수도 있다. PA 인가 전압 (308)은 통상적으로 효율적인 스위칭 레귤레이터에 의해 공급되므로, PA (104)는 고효율로 동작할 수 있다.
제어 분할 모듈 (300)은 진폭 정정 신호 (209)의 더 높은 주파수 성분 (302)을 조정가능 매칭 네트워크 (200)에 분배하고, 진폭 정정 신호의 더 낮은 주파수 성분 (309)을 PA (104)에 인가 전압 (308)을 제공하는 전원 공급장치 (310)에 분배한다. 이 제어의 분배는, 조정가능 매칭 네트워크 (200)는 높은 제어 대역폭을 가지며, 전원 공급장치 (310)는 상대적으로 낮은 제어 대역폭으로 스위칭-모드 유형인 경우 가장 효율적일 수도 있기 때문에 유리하다. 그 결과, 전원 공급장치 (310)는 저 주파수 진폭 정정을 다룰 수도 있으며, 조정가능 매칭 네트워크 (200)는 더 높은 주파수 진폭 정정을 다룬다. 또한, 전원 공급장치 (310) 및 조정가능 매칭 네트워크 (200)는 효율적인 진폭 정정의 상당한 동적 범위를 제공한다. 도 10a를 참조하여 상세히 설명할 바와 같이, 진폭 정정 신호 (209)의 AC 성분만이 조정가능 매칭 제어 신호 (302)로 패스되는 경우에, 제어 분할 모듈 (300)은 조정가능 매치 제어 신호 (302)의 평균 설정을 설정하는 제어 수단을 더 제공할 수도 있다. 일 실시형태에서, 진폭 제어 루프는 PA (104)가 압축 영역에서 동작하도록 전원 공급장치 (310) (조정된 인가 전압 (308)의 평균)를 제어한다.
도 4는 도 3에 도시된 본 발명의 제 2 실시형태의 확장을 나타내다. 도 4의 RF PA 제어기 회로는 위상 제어 루프가 부가되는 것 이외에는 도 3의 RF PA 제어기 회로와 실질적으로 동일하다. 위상 제어 루프는 위상 이동기 (420), 제한기 (412, 414), 비교기 (416), 및 루프 필터 (PLF) (418)를 포함한다. 위상 제어 루프는 송신기 IC (TXIC)로부터의 RF 입력 신호 (106)를 모니터링하며, RF 입력 신호 (106)의 위상을 조정된 가변 감쇄기 (RFFA) (206)에 의해 감쇄된 (226) 으로서 PA (104)의 출력 신호 (210)의 위상과 비교하여, 위상 이동기 (420)로부터 출력되는 RF 신호 (406)의 위상을 변경하는 위상 제어 신호 (419)를 유발한다. 더욱 상세하게는, 제한기 (412)는 TXIC (102)로부터 RF 입력 신호 (106)를 수신하여 비교기 (416)로 입력 신호의 위상을 수리적으로 나타내는 진폭 제한된 신호 (424)를 출력한다. 또한, 제한기 (414)는 조정된 가변 감쇄기 (RFFA) (206)에 의해 감쇄된 (226)으로서 PA (104)의 출력 신호 (210)을 수신하여, 비교기 (416)로 위상 신호 (425)를 출력한다. 비교기 (416)는 두개의 제한기 (412, 414)의 출력 신호 (424, 425)의 위상을 비교하여, 위상 정정 신호 (417)를 생성한다. 위상 정정 신호 (417)는 루프 필터 (PLF) (418)에 의해 필터링되어 위상 제어 신호 (419)를 생성한다. 위상 제어 신호 (419)는 입력 RF신호 (406)의 위상의 이동을 제어하는 위상 이동기 (420)로 입력되어, 출력 신호 (210)의 위상은 송신기 신호 (106)의 위상에 동적으로 매칭한다. 그 결과, 위상 제어 루프는 전력 증폭기 (104) 또는 조정가능 매칭 네트워크 (200)의 AM 내지 PM 비 이상성에 의해 유발된 원치않는 위상 변조를 정정하여, 이에 의해 출력 (210)에서 위상 왜곡을 감소시킨다.
도 5a, 5b, 및 5c는 본 발명의 제 3 실시형태에 따른 RF PA 제어 회로의 변형들을 나타낸다. 이 실시형태에서, 진폭 정정 신호 (209)는 제어 분할 모듈 (500)에 의해 2개 이상의 신호로 분할되며, 일 신호 (302)는 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 제어하고, 적어도 하나의 다른 신호는 진폭 정정 루프 내의 이득 조정 요소를 제어한다. 도 5a, 5b, 및 5c의 실시형태에서, 진폭 제어 루프는 PA (104)는 압축된 영역 및 선형 영역 모두에서 동작하도록 조정가능 네트워크 (200)를 제어할 수도 있다.
도 5a의 실시형태에서, PA (104)로의 입력 (506)에 대한 RF 입력 신호 (106)의 진폭을 변경하는 이득 조정 요소로서 가변 이득 증폭기 (VGA) (502)가 부가된다. 제어 분할 모듈 (500)은 조정가능 매칭 네트워크 (200) 및 GVA (502)의 이득을 각각 신호 (302, 504)를 통해 제어한다. 시스템에 VGA (502)를 포함하는 이점은 VGA (502)가 네트워크에 의해 유발된 왜곡뿐만 아니라 조정가능 매칭 네트워크 (200)의 제어-이득 (control-to-gain) 변환 펑션 (function) 내의 임의의 비 단조성을 정정할 수도 있다는 것이다. VGA (502)는 변조 레이트에서 에러를 적절히 정정하기 위해, RF 입력 신호 (106)의 변조 레이트에 적어도 동일한 레이트에서 진폭 정정 신호 (209)에 응답한다. 이하 도 10b를 참조하여 더욱 상세히 설명할 바와 같이, VGA (502)의 DC (평균) 이득은 개별적으로 제어될 수도 있어, PA의 압축 깊이 레벨의 유용한 제어 수단을 제공한다.
도 5b의 실시형태에서, 제어 분할 모듈 (500)은 진폭 정정 신호 (209)를 신호 (302) 및 신호 (510)으로 분할한다. 신호 (302)는 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 제어하여 PA (104)의 출력 부하 라인을 조정하고, 신호 (510)는 PA (104) 자신의 하나 이상의 단계의 바이어스 또는 PA (104) 자체에 내장될 수도 있는 VGA (미도시)의 이득을 조정한다. 그 결과, 고속 전원 공급장치 (530)에 의해 전원이 인가되는 PA (104)는 진폭 정정 루프를 갖는 이득 조정 요소로서 작용한다.
도 5c의 실시형태에서, 제어 분할 모듈 (500)은 진폭 정정 신호 (209)를 신호 (302) 및 신호 (520)으로 분할한다. 신호 (302)는 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 제어하여 PA (104)의 출력 부하 라인을 조정하며, 신호 (520)는 고속 전원 공급장치 (530)에 의해 PA (104)로 제공되는 인가 전압 (540)을 조정하여 결과적으로 PA (104)의 이득을 제어한다. 고속 전원 공급장치 (530)는 진폭 정정 신호 (209)에 의해 나타난 진폭 변조의 레이트에서 PA 인가 전압 (540)을 조정함으로써 PA (104)의 이득을 제어한다. 고속 전원 공급장치의 예는 선형 레귤레이터이다. 그 결과, 고속 전원 공급장치 (530)에 의해 전원이 공급된 PA (104)는 진폭 정정 루프를 갖는 이득 조정 요소로서 작용한다.
도 5a, 5b, 및 5c 에 도시된 제 3 실시형태는, 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 사용하여 PA (104)의 부하 라인을 조정하는 것에 더하여, 진폭 제어 루프의 이득이 진폭 정정 신호에 기반하여 개별적으로 조정될 수도 있는 이점을 갖는다. 예를 들어, PA (104)가 압축에서 동작하는 경우와 상반되는 PA (104)가 선형 영역에서 동작하는 경우, 조정가능 매칭 네트워크 (200)의 이득 제어 극성은 반전될 수도 있다. PA (104)뿐만 아니라 진폭 제어 루프 내에 개별적인 이득 제어 요소의 부가로 인해, 진폭 정정 신호 (209)는 이득 제어 극성 반전없이 네트 단조 제어-이득 펑션을 산출할 수도 있다. 그 결과, 안전성이 향상되며, PA (104)는 광범위한 동작 영역의 범위에서 동작할 수도 있다.
도 6은 도 5a에 도시된 본 발명의 제 3 실시형태의 확장을 나타내다. 도 6의 RF PA 제어기 회로는 위상 제어 루프가 부가되는 것 이외에는 도 5a의 RF PA 제어기 회로와 실질적으로 동일하다. 위상 제어 루프는 위상 이동기 (420), 제한기 (412, 414) 비교기 (416), 및 루프 필터 (418)를 포함하는 도 4와 실질적으로 동일하다. 도 4의 회로와 유사하게, 위상 제어 루프는 전력 증폭기 (104) 또는 조정가능 매칭 네트워크 (200)의 AM 내지 PM 비 이상성에 의해 유발된 원치않는 위상 변조를 정정하여, 이에 의해 출력 (210)에서 위상 왜곡을 감소시킨다. 유사한 방법으로, 도 6에서 설명한 위상 제어 루프는 도 5b 및 도 5c에서 설명된 시스템에 부가될 수도 있다.
본 발명의 제 2 실시형태 (도 3) 및 제 3 실시형태 (도 5a, 5b, 및 5c)는 본 명에서에서 개별적으로 설명되었지만, 이 둘을 결합하는 구성도 가능하며 이로울 수도 있다. 예를 들어, (제 2 실시형태로부터의) 전원 공급장치 (310)를 도 5a의 제 3 실시형태에 포함하는 것은 조정가능 매칭 네트워크 (200)이 부하 라인을 조정할 수 있는 범위를 확장할 수도 있어, 더욱 광범위한 출력 전력의 범위에 걸쳐 개선된 효율성을 유발한다. 이 경우에, 도 3의 전원 공극장치 (310) 및 도 5a의 VGA (502) 는 제어 분할 모듈 (500)로 함께 제어되며, 전원 공급장치를 제어하는 신호의 주파수 범위는 조정가능 매칭 네트워크 및 이득 제어 요소를 제어하는 신호들의 주파수 범위중 최저 주파수보다 낮다.
도 7a는 본 발명의 제 4 실시형태에 따른 RF PA 제어기 회로를 나타낸다. 도 7a의 제 4 실시형태는, 조정가능 매칭 네트워크 (200)가 진폭 정정 신호 (209)로부터 추출된 신호가 이외에, PA (104)에 의해 다뤄지는 RF 신호 (106)의 진폭에 따라 제어된다는 것 이외에는 도 5a의 실시형태와 유사하다. 즉, 조정가능 매칭 네트워크 (200)는 더 이상 진폭 정정 루프 내에서 제어되지 않으며, 입력 신호 (106)의 진폭에 따라 제어된다. 진폭 검출기 (702)는 RF 입력 신호 (106)의 진폭 (704)을 검출하여 조정가능 매칭 네트워크 (200)을 제어하는 제어 신호 (708)를 생성한다. 그 결과, 조정가능 매칭 네트워크 (200)는 입력 진폭 (704)에 따라 PA 부하 라인을 변경한다. 도 9를 참조하여 이하 더욱 상세히 설명하는 바와 같이, 더 높은 입력 진폭 (704)에 대해, 부하 라인은 PA (104)로부터의 더 높은 출력 전력을 허용하도록 동적으로 조정되며, 더 낮은 입력 진폭 (704)에 대해, 부하 라인은 PA (104) 가 더욱 효율적으로 동작하도록 조정된다. 도 5a의 제 3 실시형태에서와 같이, 진폭 검출기들 (202, 204), 비교기 (208), RFFA (RF 피드백 감쇄기) (206)를 포함하는 진폭 제어 루프는 진폭 정정 신호 (209)에 기반하여 VGA (502) 의 이득을 조정하여, 그 결과, 조정가능 매칭 네트워크 (200)에 의해 유발될 수도 있는 왜곡을 보상한다. 진폭 제어 루프는 이제 하나의 요소 (VGA (502))만을 제어하기 때문에, 제어 분할 모듈 (506) (도 5a)은 필요하지 않으며, 진폭 제어 루프는 간단해진다.
옵션적 로우 패스 필터 (706)는 검출된 진폭 신호 (704)를 필터링하여 검출된 진폭 신호 (704)의 고주파수를 제거하고 제어 신호 (708)를 생성하여, 그 결과, 조정가능 매칭 네트워크 (200)가 입력 신호 (106)의 즉각적인 (변조-레이트) 진폭이 아닌, 입력 신호 (106)의 진폭 (704)의 평균에 응답하여 제어되도록 한다. 로우 패스 필터 (706)의 차단 주파수는 변조 레이트에서의 주파수가 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 제어하지 못하게 하도록 설정될 수도 있다. 그 결과, 로우 패스 필터 (706)의 포함으로 인해, 조정가능 매칭 네트워크 (200)는 변조 진폭에 따르도록 반응하지 않으며, 따라서, 조정가능 매칭 네트워크 (200)의 즉각적인 (변조-레이트) 조정에 의해 유발된 왜곡이 감소된다. 그러나, 이 경우, RF 입력 신호 (106)의 진폭 중 피크가 아닌 부분의 구간 동안 낭비되는 전력으로 인해 PA (104)의 효율성이 감소되기 때문에 트레이드 오프가 존재한다.
도 7a는 입력 신호 (106)의 진폭에 따라 제어되는 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 도시하지만, PA (104)에 의해 다뤄지는 RF 신호의 진폭에 따라 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 제어하는 또 다른 구성이 가능하다. 예를 들어, 진폭 검출기 (702)는 VGA (502)의 출력에서, PA (104)의 출력에서 RF 입력 신호 (106)의 진폭을 감지하도록 재구성될 수도 있고, 진폭 검출기 (702)는 PA (104)에 의해 다뤄진 RF 신호의 진폭의 레벨을 나타내는 PA (104) 내의 신호들을 감지하며, 이러한 감지된 진폭을 사용하여 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 제어할 수도 있다.
도 7b는 본 발명의 제 4 실시형태에 따른 RF PA 제어기 회로의 또 다른 변형을 나타낸다. 이 실시형태는 조정가능 매칭 네트워크 (200)가 왜곡 제어 모듈 (7102)에 의해 제어된다는 것 이외에는 도 7a의 실시형태와 유사하다. 왜곡 제어 모듈 (7102)은 출력 (210)에서의 왜곡 레벨을 결정하고, 결정된 왜곡 레벨을 소정의 허용가능한 왜곡 레벨과 비교하여, 출력 (210)에서 추출된 왜곡 레벨이 소정의 허용가능한 왜곡 레벨과 거의 동일하게 되기까지 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 조정한다. 허용가능한 왜곡 레벨은 근접하고 대체적인 채널 전력 레벨이 셀룰러 전화 표준에 충족하는 것을 보장하도록 선택될 수도 있다. 동작은 예를 들어, 출력 (210)에서의 왜곡 레벨이 너무 높은 경우, 조정가능 매칭 네트워크 (200)는 PA (104)에 더 많은 헤드룸 (headroom)을 제공하도록 (또는 PA (104)가 더 낮은 압축 레벨로 동작하도록) 조정될 수도 있으며, 그 결과 더 낮은 왜곡을 산출한다. 반대로, 출력 (210)에서의 왜곡 레벨이 너무 낮은 경우, 조정가능 매칭 네트워크 (200)는 PA (104)로의 헤드룸을 감소시키도록 (또는 PA (104)가 더 높은 레벨의 압축 레벨로 동작하도록) 조정될 수도 있어, 효율성을 증가시킨다. 그 결과, 서보 (servo) 루프는 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 적절히 제어하도록 확립되어 과도한 왜곡없이 PA (104)에 대한 양호한 효율성을 획득한다.
또한, 도 7a 및 도 7b의 제 4 실시형태는 진폭 정정 루프 내의 이득 제어 요소로서 VGA (502)를 갖는 도 5a의 제 3 실시형태에 기반하지만, 본 발명의 제 4 실시형태의 다른 예들이 진폭 정정 루프 내의 이득 제어 요소들로서 각각 PA (104) 및 고속 전원 공급 장치 (530)를 사용하는, 도 5b 및 도 5c 에 도시된 바와 같은 제 3 실시형태의 다른 변형에 기반할 수 있다.
도 8은 도 7a에 도시된 본 발명의 제 4 실시형태의 확장을 나타낸다. 도 8의 RF PA 제어기 회로는 위상 제어 루프가 부가되는 것 이외에는 도 7a의 RF PA 제어기 회로와 실질적으로 동일하다. 위상 제어 루프는 위상 이동기 (420), 제한기들 (412, 414), 비교기 (416), 및 루프 필터 (418)를 포함하는 도 4의 위상 제어 루프와 실질적으로 동일하다. 위상 제어 루프는 전력 증폭기 (104) 또는 조정가능 매칭 네트워크 (200)의 AM 내지 PM 비 이상성에 의해 유발된 원치않는 위상 변조를 정정하여, 이에 의해 출력 (210)에서 생성된 위상 왜곡을 감소시킨다.
도 9는 본 발명의 일 실시형태에 따른 조정가능 매칭 네트워크의 예를 나타낸다. 도 9의 조정가능 매칭 네트워크 (200)는 도 1 내지 도 4, 도 5a, 도 5b, 도 5c, 및 도 6, 도 7a, 7b, 및 도 8의 실시형태들 중 임의의 하나로 사용될 수도 있다. 그 결과, 신호 VCTRL (900)은 도 2의 실시형태로 사용되는 경우 진폭 정정 신호 (209)일 수도 있고, 도 3, 도 4, 도 5a, 도 5b, 도 5c, 도 6에 설명된 실시형태로 사용된 경우 제어 신호 (708)가 될 수도 있으며, 또는 도 7a 및 도 8에 설명된 실시형태로 사용된 경우 제어 신호 (708)로 사용될 수도 있으며, 또는 도 7b에 설명된 실시형태로 사용된 경우 제어 신호 (7108)가 될 수도 있다. 도 9의 실시형태는 단지 조정가능 매칭 네트워크 (200)의 예일 뿐이며, 다른 유형의 조정가능 매칭 네트워크들이 본 발명의 다양한 실시형태들로 사용될 수도 있다.
도 9를 참조하면, 직력 송신선 T1 과 (버랙터 다이오드 D1의 캐패시턴스, 캐패시턴스 C1, 및 캐패시턴스 C2를 포함하는) 분로 캐패시턴스의 조합이 PA (104) 의 출력 (110)에서 PA (104)에 의해 도시되는 바와 같은 구동점 임피던스를 변경하는 네트워크를 형성한다. 조정가능 매칭 제어 신호 (VCTRL) 전압 (900)이 감소하는 경우, 버랙터 다이오드 D1의 캐패시턴스 값은 감소하여 출력 (110)에서 PA (104)에 의해 도시된 더 높은 임피던스를 유발한다. 그 결과, PA 부하 라인이 효율적으로 변경되어, PA (104)는 (선형 영역에서 동작하는 경우) 압축에 근접하여 동작하거나, (압축 영역에서 동작하는 경우) 압축으로 더 근접하여 동작하며, 동시에 PA 이득을 변조한다. 조정가능 매칭 제어 신호 (VCTRL) (900)를 제어함으로써, 진폭 루프는 폐쇄될 수도 있다.
버랙터 다이오드 D1의 아노드는 바이어스 전압 VBIAS 에 의해 바이어스되며, 저항 R1은 분로 캐패시턴스 경로에 AC 분리를 제공한다. 버랙터 다이오드 D1 은 조정가능 매칭 제어 신호 (VCTRL) (900)에 의해 제어되어, AC 분리를 제공하는 인덕터 L2로 버랙터 다이오드 D1의 캐패시턴스의 조정을 허용한다. 인덕터 L1은 캐패시터 C1 및 C2 의 정적 캐패시턴스 중 일부를 공명하여, 버랙터 다이오드 D1의 캐패시턴스 조정 범위를 증가시킨다. 캐패시터 C3 및 C4는 VBIAS 선으로부터 잡음을 감소시킨다. 캐패시턴스 C5는 DC 차단을 위해 사용된다.
도 10a는 본 발명의 일 실시형태에 따른 제어 분할 모듈 (1000)의 예를 나타낸다. 도 10a에 도시된 제어 분할 모듈 (1000)은 진폭 정정 루프가 PA (104)로의 전원 공급장치뿐만 아니라 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 제어하는, 도 3 및 도 4의 제 2 실시형태로의 사용을 위해 구성된다. 그 결과, 제어 분할 모듈 (1000)은 도 3 및 도 4의 제어 분할 모듈 (300)에 대응할 수도 있다. 도 10a 에 도시된 전원 공급장치 제어 신호 (1010)는 도 3 및 도 4의 실시형태에서의 전원 공급장치 제어 신호 (309)일 수도 있다. 도 10a의 실시형태는 다지 제어 분할 모듈 (1000)의 일 예일 뿐이며, 다른 유형의 제어 분할 모듈들이 본 발명의 다양한 실시형태들로 사용될 수도 있다.
도 10a의 실시형태에서, 진폭 정정 신호 (209)는 조정가능 매칭 제어 신호 (302) 및 전원 공급장치 제어 신호 (1010)를 포함하는 적어도 2개의 경로로 분할되어, 조정가능 매칭 제어 신호 (302)를 사용하여 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 제어한다. 주파수 이득/분할 모듈 (1002)은 일반적으로 진폭 정정 신호 (209)의 더 낮은 주파수 성분을 전원 공급장치 제어 신호 (1010)에 패스하고, 일반적으로 진폭 정정 신호 (209)의 더 높은 주파수 성분들은 조정가능 매칭 제어 신호 (302)에 패스된다. 전원 공급장치 제어 신호 (1010) 및 조정가능 매칭 제어 신호 (302)에 제공된 주파수 범위는 어느 정도 중첩된다. 전원 공급장치 제어 신호 (1010)에 제공된 진폭 정정 신호 (209)의 주파수 범위는 조정가능 매칭 네트워크 (200)에 제공된 조정가능 매칭 제어 신호 (302)의 주파수 범위 중 가장 낮은 주파수보다 더 낮은 주파수를 포함할 수도 있다. 전술한 바와 같이, 이러한 제어의 분할은, 전원 공급장치 (310) 또는 고속 전원 공급 장치 (530)는 상대적으로 낮은 제어 대역폭을 갖는 스위칭 레귤레이터 유형인 겨우 가장 효율적일 수도 있으며, 조정가능 매칭 네트워크 (200)는 높은 제어 대역폭을 가질 수도 있어 그 결과 높은 주파수 성분에 대해 정정을 제공하기 때문에 이롭다.
또한, 상이한 이득들이 주파수/이득 분할 모듈 (1002)에 의해 조정가능 매칭 제어 신호 (302) 및 전원 공급장치 제어 신호 (1010)에 할당 될 수도 있다. 이득 레벨들은 루프 안전성 고려사항에 의존하여 설정될 수도 있다. 전체적인 루프 안전성을 보장하는 제어 신호들 (302, 1010)의 필터링 (미도시)이 포함될 수도 있다.
진폭 정정 신호 (209) 중 AC 성분만이 조정가능 매칭 제어 신호 (302)에 패스되는 경우, DC 이득 설정 모듈 (1004)은 DCMATCH 제어 신호에 따라 조정가능 매칭 제어 신호 (302)의 평균 (중간점) 설정을 조정한다. 또한, 오프셋은 DCPS 제어 신호에 따라 DC 이득 설정 모듈 (1008)에 의해 전원 공급장치 제어 신호 (1010)의 DC (평균) 전압에 도입될 수도 있어, PA (104)의 압축 깊이 레벨의 제어의 유용한 수단을 제공한다. DCPS 및 DCMATCH 제어 신호들은 도 11을 참조하여 이하 더 설명될 바와 같이, 왜곡의 평균 레벨에 기반하여 PA (104)의 압축 깊이 레벨을 효율적으로 제어하는 왜곡 제어 모듈로부터 추출될 수도 있다.
블록 드라이브 (1006)는 조정가능 매칭 제어선 (302) 이전에 부가되며, 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 적절히 구동하는 회로를 포함할 수도 있다. 드라이브 회로 (1006)는 이득 변환 기능 및 전압 스윙 능력을 갖는 버퍼/증폭기 (미도시)를 통상적으로 포함하여 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 구동한다.
도 10b는 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 제어 분할 모듈 (1050)의 예를 나타낸다. 도 10b에 도시된 제어 분할 모듈 (1050)은 진폭 정정 루프가 진폭 제어 루프에서의 이득 제어 요소 (예를 들어, VGA (502), PA (104) 자체, 또는 고속 전원 공급장치 (530))의 이득뿐만 아니라 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 제어하는, 도 5a, 도 5b, 및 도 5c의 제 3 실시형태로의 사용을 위해 구성된다. 그 결과, 제어 분할 모듈 (1050)은 도 5a, 도 5b, 및 도 5c의 제어 분할 모듈 (500)에 대응할 수도 있다. 도 10b에 도시된 이득 제어/고속 전원 공급장치 제어 신호 (1012)는 도 5a의 실시형태의 VGA 제어 신호 (504), 도 5b의 실시형태의 PA 이득 제어 신호 (510), 또는 도 5c의 실시형태의 고속 전원 공급장치 제어 신호 (520)일 수도 있다.
도 10b의 실시형태에서, 진폭 정정 신호 (209)는 조정가능 매칭 제어 신호 (302) 및 이득 제어/고속 전원 공급장치 제어 신호 (1012)를 포함하는 적어도 2개의 경로로 분할되어, 조정가능 매칭 제어 신호 (302)를 사용하여 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 제어하며, 고속 전원 공급장치 제어 신호 (1012)를 사용하여 VGA (502) 또는 PA (104)의 이득을 제어한다. 주파수 이득/분할 모듈 (1002)은 조정가능 매칭 제어 신호 (302) 및 이득 제어 신호 (1012)의 이득 및 주파수 응답을 조정하여, 조정가능 매칭 네트워크 (200)의 제어-이득 변환 펑션에서의 전체적인 단조성을 보장한다.
예를 들어, 도 5a 또는 도 5b의 실시형태로의 사용을 위해, 이득 제어 신호 (1012)는 조정가능 매칭 제어 신호 (302)보다 더 높은 이득을 할당받을 수도 있어, 진폭 정정 루프는 VGA (502) (또는 PA (104))의 이득을 변조하여 조정가능 매칭 네트워크 (200)의 비 단조성 제어-이득 변환 펑션을 오버라이드 (override)한다. 유사하게, 도 5c의 실시형태로의 사용을 위해, 이득 제어/고속 전원 공급장치 제어 신호 (1012) 조정가능 매칭 제어 신호 (302)보다 더 높은 이득을 할당받을 수도 있어, 진폭 정정 루프는 고속 전원 공급 장치 (530)를 변조할 수도 있고, 그 결과, PA (104)의 이득을 변조하여 조정가능 매칭 네트워크 (200)의 비 단조성 제어-이득 변환 펑션을 오버라이드 (override)한다. 또한, 이득 제어/고속 전원 공급장치 제어 신호 (1012)는 조정가능 매칭 제어 신호 (302)보다 높은 주파수를 배분받을 수도 있어, VGA (504), PA (104), 또는 고속 전원 공급장치 (530)가 조정가능 매칭 네트워크 (200)로부터의 왜곡을 정정할 수 있게 보장한다. 이득 제어/고속 전원 공급장치 제어 신호 (1012)에 의해 나타난 DC (평균)는 DCGAIN 제어 신호에 따라 DC 이득 설정 모듈 (1014)에 의해 별도로 제어될 수도 있어, PA (104)의 압축 깊이 레벨의 유용한 제어 수단을 제공한다. 마찬가지로, 진폭 정정 신호 (209)의 AC 성분만이 조정가능 매칭 제어 신호 (302)로 패스되는 경우, DC 이득 설정 모듈 (1004)은 DCMATCH 제어 신호에 따라 조정가능 매칭 제어 신호 (302)의 평균 (중간점) 설정을 제어한다. DCGAIN 및 DCMATCH 제어 신호는 도 11을 참조하여 이하 더 설명하는 바와 같이, 평균 왜곡 레벨에 기반하여 PA (104)의 압축 깊이 레벨을 효율적으로 제어하는 왜곡 제어 모듈로부터 추출될 수도 있다. 블록 드라이브 (1006)는 조정가능 매칭 제어 신호 (302) 이전에 부가되고 조정가능 매칭 네트워크 (200)을 적절히 구동하는 회로를 포함할 수도 있다. 드라이브 회로 (1006)는 이득 변환 기능 및 전압 스윙 능력을 갖는 버퍼/증폭기 (미도시)를 통상적으로 포함하여 조정가능 매칭 네트워크 (200)를 구동한다.
전술한 제 2 실시형태 (도 4 또는 도 4) 및 제 3 실시형태 (도 5a, 도 5b, 도 5c, 또는 도 6)의 경우에, 도 3으로부터의 전원 공급 장치는 시스템에 포함될 수도 있으며, 이 경우 도 10a 및 도 10b 의 제어 분할 모듈 (1000, 1050)의 실시형태들은 유사하게 조합되며, 주파수 이득/분할 모듈은 진폭 정정 신호 (209)를 적어도 3개의 경로로 분할하여, 이득 제어/고속 전원 공급장치 제어 신호 (1012), 전원 공급장치 제어 신호 (1010), 및 조정가능 매칭 제어 신호 (302)를 생성한다. 이 경우, 주파수 이득/분할 모듈 (1002)은 진폭 정정 신호 (209)의 최저 주파수 성분을 전원 공급장치 제어 신호 (1010)로 패스한다.
최종적으로, 도 10a 및 도 10b에 도시된 제어 분할 모듈 (1000, 1050)의 모든 실시형태들에 대해, 다양한 제어 신호들 (1010, 1012, 302)의 필터링, 극성 조정, 및 이득 형성은 도 10a 및 도 10b에 명백히 도시되지 않더라도 안정서을 위해 요구될 수도 있다.
도 11은 왜곡 제어 모듈 (1101)을 개시한다. 왜곡 제어 모듈은 왜곡 측정 입력 (1104) (입력)에서 신호를 샘플링하며, 입력 (1104) 및 목적 왜곡 레벨 (212)에서 결정된 왜곡에서의 차이에 기반하여 왜곡 제어 출력 신호 (1103) (출력)를 제공한다. 통상적으로 입력 (1104)은 관련 실시형태들에서 PA 출력 신호 (210 또는 226)에 연결된다. 도 7b에 설명된 실시형태의 경우, 왜곡 제어 모듈 (1101)은 왜곡 제어 모듈 (7102)의 예이며, 출력 신호 (1103)는 신호 (7104)와 동일하다. 도 10a 및 도 10b에서 각각 설명된 제어 분할 모듈 (1000 및 1050)의 경우에, 왜곡 제어 모듈 (1101)의 출력 신호 (1103)는 DCPS 및 CDMACTH 제어 신호, 및 DCGAIN 및 DCMATCH 제어 신호를 각각 구동할 수도 있다.
도 11을 참조하면, 왜곡 측정 모듈 (1114)은 이에 의해 설명된다. 왜곡 측정 모듈 (1114)은 주파수 다운-변환 모듈 (1128), 한 쌍의 필터 (1130, 11323), 한 쌍의 전력 검출기 (1134, 1136), 및 비율 계산 모듈 (1138)을 포함한다. 입력 (1104)은 주파수 다운-변환 모듈 (1128)을 통해 다운-변환된다. 일 실시형태에서, 주파수 다운-변환 모듈 (1128)은 I/Q복조기 (미도시)를 포함한다. 주파수 다운-변환 모듈 (1128)은 다운-변환된 신호를 2개의 필터, 소망하는 채널 필터 (1130) 및 외부 소망하는 채널 필터 (1132)로 출력한다. 필터들 (1130, 1132)은 아날로그 또는 디지털 필터들일 수 있다. 소망하는 채널 필터 (1130)는 소망하는 채널 내의 주파수를 패스하고 소망하는 채널 외부의 주파수를 제거하도록 구성된다. 외부 소망하는 채널 필터 (1132)는 소망하는 주파수 채널 범위 외부의 하나 이상의 범위 내의 주파수를 패스하도록 구성된다. 다양한 실시형태들에 따라, 외부 소망하는 채널 필터 (1132)에 의해 패스된 주파수 범위들은 인접 채널, 대체 채널, 인접 채널과 대체 채널의 조합의 주파수, 또는 소망하는 채널 외부의 주파수 범위들의 임의의 다른 조합을 포함할 수 있다. 각각의 필터 (1130, 1132)는 필터링된 신호들의 전력 레벨을 결정하는 전력 검출기들 (1134, 1136)에 필터링된 신호를 각각 출력한다. 소망하는 채널 필터 (1130)와 조합된 사용에 대해, 전력 검출기 (1134)는 소망하는 채널의 신호 전력에 대응하는 전력 레벨을 결정 및 출력한다. 전력 검출기 (1136)는 소망하는 채널의 신호 전력 (예를 들어, 인접 채널 전력, 대체 채널 전력, 또는 이둘의 조합)에 대응하는 전력 레벨을 결정 및 출력한다. 전력 검출기들 (1134, 1136)은 소망하는 채널 전력에 대한 외부 소망하는 채널 전력의 비율을 결정하는 비율 계산 모듈 (1138)에 연결된다. 이들 전력들의 비율은 왜곡의 측정 (1124)이다. 예를 들어, 왜곡의 측정 (1124)은:
왜곡의 측정 (1124) = 전력 검출기 (1136)의 출력/전력 검출기 (1134)의 출력
에 의해 주어질 수도 있다. 비교기 (1116)는 이 측정된 왜곡 레벨을 목적 왜곡 레벨 (1112)과 비교한다. 측정된 PA 왜곡 레벨 (1124)이 목적 왜곡 레벨 (1112)보다 낮게 감소함에 따라, 출력 (1103)의 레벨이 감소한다. 측정된 PA 왜곡 레벨 (1124)이 목적 왜곡 레벨 (1112)보다 높게 증가함에 따라, 출력 (1103)의 레벨이 증가한다. 전술한 바와 같이, 목적 왜곡 레벨 (1112)은 근접하고 대체적인 채널 전력 레벨이 셀룰러 전화 표준에 충족하는 것을 보장하도록 선택될 수도 있다.
그 결과, 왜곡 제어 모듈 (1101)은 특정 허용가능한 왜곡 레벨 (1112)을 목적하기를 시도하는 서보 루프의 일부이다. 이 루프의 동작은 도 7b를 참조하여 전술하였으며, 루프 안전성에 필요한 필터링 및 이득 제어 요소들은 도시되지 않는다.
도 10a 및 도 10b에 관하여, 제어 신호들 DCPS, DCMATCH, 및 DCGAIN 중 어느것도 유사한 서보 루프에서 출력 (1103)에 의해 제어될 수도 있다. 출력 (1103)의 레벨이 감소하는 경우, 출력 (1103) 은 DCPS, DCMATCH 및/또는 DCGAIN을 조정하여 PA의 헤드룸을 감소시켜 (또는 PA가 더 높은 압축 레벨로 동작하도록 하여), PA (104)의 효율성을 증가시킨다. 역으로, 출력 (103)의 레벨에서의 증가는 PA 에 대한 헤드룸을 증가시켜 (또는 PA가 더 낮은 압축 레벨로 동작하도록 하여), PA 출력 (110)에서의 왜곡을 감소시킨다.
도 9 및 도 10a 및 도 10b를 참조하면, PA (104)의 헤드룸을 감소시키는 것 (또는 PA (104)가 더 높은 압축 레벨로 동작하도록 하는 것)은 조정가능 매칭 제어 신호 (VCTRL) 전압 (900)을 감소시키는 방법으로 DCMATCH를 제어하는 것을 요구하여, 버랙터 다이오드 D1의 캐패시턴스 값을 증가시키고, 이에 의해 출력 (110)에서 PA (104)에 의해 더 높은 임피던스가 보이게 한다.
도 10a 및 도 3을 참조하면, PA (104)의 헤드룸을 감소시키는 것 (또는 PA (104)가 더 높은 압축 레벨로 동작하도록 하는 것)은 전원 공급장치 (310)의 평균 전원 인가 전압을 감소시키도록 DCPS 를 제어하는 것을 요구하며, 그 역도 성립한다.
도 10b 및 도 5a 및 도 5b를 참조하면, PA (104)의 헤드룸을 감소시키는 것 (PA (104)가 더 높은 압축 레벨로 동작하도록 하는 것)은 VGA (502) 또는 PA (104)의 평균 이득을 증가시키도록 DCGAIN을 제어하는 것을 요구한다. 도 10b 및 도 5c를 참조하면, PA (104)의 헤드룸을 감소시키는 것 (PA (104)가 더 높은 압축 레벨로 동작하도록 하는 것)은 고속 전원 공급장치 (530)의 평균 전원 인가 전압을 감소시키도록 DCGAIN을 제어하는 것을 요구하며, 그 역도 성립한다.
도 11은 PA 출력에서의 왜곡 레벨을 결정하는 방법이 상세히 설명하였지만, 다른 방법들이 대신할 수도 있으며 본 발명의 사상 내에 여전히 존재한다.
본 명세서를 판독시, 당업자는 전력 증폭기 시스템에서 출력 임피던스 변조에 대한 추가적인 대체 설계를 이해할 것이다. 그 결과, 본 발명의 특정 실시형태들 및 적용들이 개시되고 설명되었지만, 본 발명은 본 명세서에 개시된 엄밀한 구조 및 구성요소에 제한되는 것은 아니며, 당업자에게 명백한 다양한 변형물, 변경물, 및 균등물이 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 본 명세서에 개시된 본 발명의 방법 및 장치의 구성, 동작, 및 세부사항에서 이루어질 수도 있다.
104: 전력 증폭기 (PA) 200: 조정가능 매칭 네트워크
208: 비교기 300: 제어 분할 모듈
310: 전원 공급장치 420: 위상 이동기
530: 고속 전원 공급장치 7102: 왜곡 제어 모듈
1002: 주파수 이득/분할 모듈 1004: DC 이득 설정 모듈
1006: 드라이브 회로 1138: 비 (ratio)
1134, 1136: 전력 검출기 1128: 주파수 다운 변환 모듈

Claims (24)

  1. RF 입력 신호를 수신 및 증폭하여 RF 출력 신호를 생성하는 전력 증폭기;
    상기 RF 입력 신호의 진폭과 RF 출력 신호의 감쇄된 진폭 사이의 진폭 차이를 나타내는 진폭 정정 신호를 결정하는 진폭 제어 루프를 포함하는 전력 증폭기 제어기; 및
    상기 전력 증폭기의 출력에 연결된 조정가능 매칭 네트워크를 포함하며,
    상기 진폭 제어 루프는 상기 진폭 정정 신호에 기반하여 상기 전력 증폭기의 부하 라인을 조정하도록 상기 조정가능 매칭 네트워크를 제어하는, 무선 주파수 (RF) 전력 증폭기 회로.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 진폭 제어 루프는 상기 전력 증폭기가 압축된 영역에서 동작하게 하기 위해, 상기 전력 증폭기의 부하 라인을 조정하도록 상기 조정가능 매칭 네트워크를 제어하는, RF 전력 증폭기 회로.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 진폭 정정 신호에 기반하여 상기 전력 증폭기에 제공되는 조정된 인가 전압을 생성하는 전원 공급장치를 더 포함하는, RF 전력 증폭기 회로.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 전원 공급장치는 스위칭 모드 유형인, RF 전력 증폭기 회로.
  5. 제 3항에 있어서,
    상기 전원 공급장치는 제 1 주파수 범위에서 상기 진폭 정정 신호의 제 1 부분을 수신하여, 상기 진폭 정정 신호의 제 1 부분에 기반하여 상기 전력 증폭기에 제공되는 조정된 인가 전압을 생성하며,
    상기 조정가능 매칭 네트워크는 제 2 주파수 범위에서 상기 진폭 정정 신호의 제 2 부분을 수신하여, 상기 진폭 정정 신호의 제 2 부분에 기반하여 상기 전력 증폭기의 부하 라인을 조정하는, RF 전력 증폭기 회로.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 제 1 주파수 범위는 상기 제 2 주파수 범위의 최저 주파수들보다 더 낮은 주파수들을 포함하는, RF 전력 증폭기 회로.
  7. 제 3항에 있어서,
    상기 전원 공급장치의 조정된 인가 전압의 평균은 상기 전력 증폭기가 압축된 영역에서 동작하도록 설정되는, RF 전력 증폭기 회로.
  8. 제 3항에 있어서,
    상기 RF 입력 신호의 위상과 상기 RF 출력 신호의 위상 사이의 위상 차이를 나타내는 위상 에러 신호를 결정하며, 상기 RF 입력 신호의 위상을 조정하여 상기 RF 전력 증폭기 회로에 의해 생성된 위상 왜곡을 감소시키는 위상 제어 루프를 더 포함하는, RF 전력 증폭기 회로.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 진폭 제어 루프 내에서 이득을 조정하는 적어도 하나의 이득 요소를 더 포함하며,
    상기 조정가능 매칭 네트워크는 상기 진폭 정정 신호의 제 1 부분을 수신하여, 상기 진폭 정정 신호의 제 1 부분에 기반하여 상기 전력 증폭기의 부하 라인을 조정하고,
    상기 이득 요소는 상기 진폭 정정 신호의 제 2 부분을 수신하여, 상기 진폭 정정 신호의 제 2 부분에 기반하여 상기 진폭 제어 루프 내의 이득을 제어하며,
    상기 이득 요소는 상기 RF 입력 신호의 변조 레이트에 적어도 동일한 레이트로 상기 진폭 정정 신호에 응답하는, RF 전력 증폭기 회로.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 전력 증폭기는 압축된 영역 및 선형 영역 모두에서 동작하는, RF 전력 증폭기 회로.
  11. 제 9항에 있어서,
    상기 이득 요소의 평균 이득은 상기 진폭 정정 신호 대신 DC 제어 신호에 의해 개별적으로 설정되는, RF 전력 증폭기 회로.
  12. 제 9항에 있어서,
    상기 이득 요소의 평균 이득은 상기 RF 출력 신호의 왜곡 레벨에 기반하여 설정되는, RF 전력 증폭기 회로.
  13. 제 9항에 있어서,
    상기 조정가능 매칭 네트워크의 평균 부하 라인은 상기 진폭 정정 신호 대신 DC 제어 신호에 의해 개별적으로 설정되는, RF 전력 증폭기 회로.
  14. 제 9항에 있어서,
    상기 조정가능 매칭 네트워크의 평균 부하 라인은 상기 RF 출력 신호의 왜곡 레벨에 기반하여 설정되는, RF 전력 증폭기 회로.
  15. 제 9항에 있어서,
    상기 이득 요소는 상기 RF 입력 신호와 상기 전력 증폭기 사이에 연결된 가변 이득 증폭기인, RF 전력 증폭기 회로.
  16. 제 9항에 있어서,
    상기 이득 요소는 상기 전력 증폭기 또는 상기 전력 증폭기에 내장된 가변 이득 증폭기에 대한 바이어스 조정에 대응하는, RF 전력 증폭기 회로.
  17. 제 9항에 있어서,
    상기 이득 요소는 상기 전력 증폭기에 전원을 인가하는 전원 공급장치인, RF 전력 증폭기 회로.
  18. 제 9항에 있어서,
    상기 RF 입력 신호의 위상과 상기 RF 출력 신호의 위상 사이의 위상 차이를 나타내는 위상 에러 신호를 결정하며, 상기 RF 입력 신호의 위상을 조정하여 상기 RF 전력 증폭기 회로에 의해 생성된 위상 왜곡을 감소시키는 위상 제어 루프를 더 포함하는, RF 전력 증폭기 회로.
  19. 제 9항에 있어서,
    상기 진폭 정정 신호에 기반하여 상기 전력 증폭기에 제공되는 조정된 인가 전압을 생성하는 전원 공급장치를 더 포함하며,
    상기 전원 공급장치는 제 1 주파수 범위에서 상기 진폭 정정 신호의 제 1 부분을 수신하여, 상기 진폭 정정 신호의 제 1 부분에 기반하여 상기 전력 증폭기에제공되는 조정된 인가 전압을 생성하고,
    상기 조정가능 매칭 네트워크는 제 2 주파수 범위에서 상기 진폭 정정 신호의 제 2 부분을 수신하여, 상기 진폭 정정 신호의 제 2 부분에 기반하여 상기 전력 증폭기의 부하 라인을 조정하고,
    상기 이득 요소는 제 3 주파수 범위에서 상기 진폭 정정 신호의 제 3 부분을 수신하여, 상기 진폭 정정 신호의 제 3 부분에 기반하여 상기 진폭 제어 루프 내의 이득을 조정하며,
    상기 제 1 주파수 범위는 제 2 주파수 범위 또는 제 3 주파수 범위의 최저 주파수보다 더 낮은 주파수들을 포함하는, RF 전력 증폭기 회로.
  20. RF 입력 신호를 수신 및 증폭하여 RF 출력 신호를 생성하는 전력 증폭기;
    상기 RF 입력 신호의 진폭과 RF 출력 신호의 감쇄된 진폭 사이의 진폭 차이를 나타내는 진폭 정정 신호를 결정하는 진폭 제어 루프를 포함하는 전력 증폭기 제어기;
    상기 진폭 정정 신호를 수신하고, 상기 진폭 정정 신호에 기반하여 상기 진폭 제어 루프 내의 이득을 제어하는 이득 요소; 및
    상기 전력 증폭기의 출력에 연결된 조정가능 매칭 네트워크를 포함하며,
    상기 조정가능 매칭 네트워크는 상기 진폭 제어 루프 내의 RF 신호의 진폭에 기반하여 상기 전력 증폭기의 부하 라인을 조정하는, 무선 주파수 (RF) 전력 증폭기 회로.
  21. 제 20항에 있어서,
    상기 RF 입력 신호의 진폭을 나타내는 진폭 신호를 수신하여, 상기 조정가능 매칭 네트워크에 상기 RF 신호의 진폭의 평균을 나타내는 제어 신호를 제공하며, 상기 조정가능 매칭 네트워크는 상기 RF 입력 신호의 진폭의 평균에 기반하여 상기 전력 증폭기의 부하 라인을 조정하는, RF 전력 증폭기 회로.
  22. 제 20항에 있어서,
    상기 조정가능 매칭 네트워크는 상기 RF 입력 신호의 진폭의 평균 대신 상기 RF 출력 신호의 왜곡 레벨에 기반하여 상기 전력 증폭기의 부하 라인을 조정하는, RF 전력 증폭기 회로.
  23. 제 20항에 있어서,
    상기 RF 출력 신호의 왜곡 레벨은 소망하는 주파수 채널 내의 상기 RF 출력 신호의 제 2 부분의 제 2 출력 전력에 대한, 상기 소망하는 주파수 채널 외부의 상기 RF 출력 신호의 제 1 부분의 제 1 출력 전력의 비를 포함하는, RF 전력 증폭기 회로.
  24. 제 20항에 있어서,
    상기 RF 입력 신호의 위상과 상기 RF 출력 신호의 위상 사이의 위상 차이를 나타내는 위상 에러 신호를 결정하며, 상기 RF 입력 신호의 위상을 조정하여 상기 RF 전력 증폭기 회로에 의해 생성된 위상 왜곡을 감소시키는, RF 전력 증폭기 회로.
KR1020117008027A 2008-09-09 2009-08-21 임피던스 변조를 갖는 ｒｆ 전력 증폭기 시스템 KR101231316B1 (ko)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US9560508P 2008-09-09 2008-09-09
US61/095,605 2008-09-09
US12/366,568 2009-02-05
US12/366,568 US7782134B2 (en) 2008-09-09 2009-02-05 RF power amplifier system with impedance modulation
PCT/US2009/054583 WO2010030492A1 (en) 2008-09-09 2009-08-21 Rf power amplifier system with impedance modulation

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20110063527A true KR20110063527A (ko) 2011-06-10
KR101231316B1 KR101231316B1 (ko) 2013-02-07

Family

ID=41798716

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020117008027A KR101231316B1 (ko) 2008-09-09 2009-08-21 임피던스 변조를 갖는 ｒｆ 전력 증폭기 시스템

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7782134B2 (ko)
EP (1) EP2342779B1 (ko)
KR (1) KR101231316B1 (ko)
CN (1) CN102217138B (ko)
WO (1) WO2010030492A1 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20150129731A (ko) * 2013-03-15 2015-11-20 퀀탄스, 인코포레이티드 내부 전력 증폭기 특성화를 이용하는 포락선 추적 시스템
US9615334B2 (en) 2014-11-26 2017-04-04 Samsung Electronics Co., Ltd Communication power operating method and electronic device supporting the same

Families Citing this family (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8018277B2 (en) * 2008-09-09 2011-09-13 Quantance, Inc. RF power amplifier system with impedance modulation
US9143172B2 (en) * 2009-06-03 2015-09-22 Qualcomm Incorporated Tunable matching circuits for power amplifiers
US8963611B2 (en) * 2009-06-19 2015-02-24 Qualcomm Incorporated Power and impedance measurement circuits for a wireless communication device
US8750810B2 (en) * 2009-07-24 2014-06-10 Qualcomm Incorporated Power amplifier with switched output matching for multi-mode operation
US9559639B2 (en) * 2009-08-19 2017-01-31 Qualcomm Incorporated Protection circuit for power amplifier
US8072272B2 (en) 2009-08-19 2011-12-06 Qualcomm, Incorporated Digital tunable inter-stage matching circuit
US8913970B2 (en) 2010-09-21 2014-12-16 Apple Inc. Wireless transceiver with amplifier bias adjusted based on modulation scheme
US8738066B2 (en) * 2010-10-07 2014-05-27 Apple Inc. Wireless transceiver with amplifier bias adjusted based on modulation scheme and transmit power feedback
US8269558B1 (en) 2011-03-01 2012-09-18 National Semiconductor Corporation Power supply controller for a multi-gain step RF power amplifier
IL213624A (en) * 2011-06-16 2016-02-29 David Leonardo Fleischer A method and system for accelerating power supply in power amplifiers
WO2013009640A2 (en) 2011-07-08 2013-01-17 Skyworks Solutions, Inc. Signal path termination
US9679869B2 (en) 2011-09-02 2017-06-13 Skyworks Solutions, Inc. Transmission line for high performance radio frequency applications
US9876478B2 (en) 2011-11-04 2018-01-23 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for wide local area network power amplifiers
CN104011998B (zh) 2011-11-04 2016-12-14 天工方案公司 用于功率放大器的装置和方法
KR101899509B1 (ko) 2011-11-11 2018-09-20 스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드 높은 전력 부가 효율을 갖는 플립칩 선형 전력 증폭기
KR20160006257A (ko) 2012-06-14 2016-01-18 스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드 Bifet 및 고조파 종단 및 관련된 시스템, 장치, 및 방법을 갖는 전력 증폭기 모듈
US8639199B1 (en) * 2012-08-24 2014-01-28 Mcafee, Inc. System and method for high performance coherent peak compression estimation
CN103870431A (zh) * 2012-12-17 2014-06-18 鸿富锦精密工业(武汉)有限公司 多重负载拓扑布线架构
US9716477B2 (en) 2012-12-28 2017-07-25 Peregrine Semiconductor Corporation Bias control for stacked transistor configuration
US11128261B2 (en) 2012-12-28 2021-09-21 Psemi Corporation Constant Vds1 bias control for stacked transistor configuration
US9287829B2 (en) 2012-12-28 2016-03-15 Peregrine Semiconductor Corporation Control systems and methods for power amplifiers operating in envelope tracking mode
US10505501B2 (en) 2013-07-09 2019-12-10 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifier with input power protection circuits
US10027288B2 (en) 2013-10-28 2018-07-17 Kabushiki Kaisha Toshiba Amplifier
CN104716911A (zh) * 2013-12-13 2015-06-17 中兴通讯股份有限公司 一种射频功率放大器、基站及阻抗调整方法
US9520907B2 (en) 2014-02-16 2016-12-13 Mediatek Inc. Methods and apparatus for envelope tracking system
US20160233915A1 (en) * 2015-02-10 2016-08-11 Mediatek Inc. Communication device and electronic device
US9837965B1 (en) 2016-09-16 2017-12-05 Peregrine Semiconductor Corporation Standby voltage condition for fast RF amplifier bias recovery
US9960737B1 (en) 2017-03-06 2018-05-01 Psemi Corporation Stacked PA power control
US10276371B2 (en) 2017-05-19 2019-04-30 Psemi Corporation Managed substrate effects for stabilized SOI FETs
EP3930185A1 (en) * 2020-06-26 2021-12-29 NXP USA, Inc. Amplifier circuit with an output limiter
EP3930184A1 (en) * 2020-06-26 2021-12-29 NXP USA, Inc. Amplifier circuit with temperature compensation
CN117560754B (zh) * 2024-01-11 2024-03-15 四川恒湾科技有限公司 一种降低基站射频单元低负载功耗的系统

Family Cites Families (47)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3900823A (en) 1973-03-28 1975-08-19 Nathan O Sokal Amplifying and processing apparatus for modulated carrier signals
JPH03198512A (ja) 1989-12-27 1991-08-29 Mitsubishi Electric Corp 高周波増幅器
US5276912A (en) 1990-02-06 1994-01-04 Motorola, Inc. Radio frequency power amplifier having variable output power
US5564086A (en) 1993-11-29 1996-10-08 Motorola, Inc. Method and apparatus for enhancing an operating characteristic of a radio transmitter
IT1270173B (it) 1994-06-07 1997-04-29 Sits Soc It Telecom Siemens Amplificatore lineare di potenza a microonde con iniezione di potenza di alimentazione comandata dall'inviluppo di modlazione
FR2722350B1 (fr) 1994-07-08 1996-08-23 Alcatel Espace Methode de linearisation d'un amplificateur non-lineaire, circuit de linearisation et amplificateur comportant un tel circuit
US5822442A (en) 1995-09-11 1998-10-13 Starkey Labs, Inc. Gain compression amplfier providing a linear compression function
US5784410A (en) 1996-06-03 1998-07-21 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Reception automatic gain control system and method
US5880633A (en) 1997-05-08 1999-03-09 Motorola, Inc. High efficiency power amplifier
US6084468A (en) 1997-10-06 2000-07-04 Motorola, Inc. Method and apparatus for high efficiency wideband power amplification
US6141541A (en) 1997-12-31 2000-10-31 Motorola, Inc. Method, device, phone and base station for providing envelope-following for variable envelope radio frequency signals
US6108529A (en) 1998-02-01 2000-08-22 Bae Systems Aerospace Electronics Inc. Radio system including FET mixer device and square-wave drive switching circuit and method therefor
US6166596A (en) 1998-03-31 2000-12-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. High efficiency power amplifying apparatus with phase compensation circuit
US6404823B1 (en) 1998-07-01 2002-06-11 Conexant Systems, Inc. Envelope feedforward technique with power control for efficient linear RF power amplification
SE513156C2 (sv) 1998-07-10 2000-07-17 Ericsson Telefon Ab L M Anordning och förfarande relaterande till radiokommunikation
JP3598065B2 (ja) 1998-08-28 2004-12-08 松下電器産業株式会社 スイッチングレギュレータおよびこれを用いたｌｓｉシステム
US6133792A (en) 1998-09-17 2000-10-17 Telefonakteibolaget Lm Ericsson Method and apparatus for preventing power amplifier saturation
JP2000151317A (ja) 1998-11-10 2000-05-30 Hitachi Ltd 送信機および電力増幅器
US6377784B2 (en) 1999-02-09 2002-04-23 Tropian, Inc. High-efficiency modulation RF amplifier
US6438360B1 (en) * 1999-07-22 2002-08-20 Motorola, Inc. Amplifier system with load control to produce an amplitude envelope
US6349216B1 (en) 1999-07-22 2002-02-19 Motorola, Inc. Load envelope following amplifier system
US6449465B1 (en) * 1999-12-20 2002-09-10 Motorola, Inc. Method and apparatus for linear amplification of a radio frequency signal
AU7551600A (en) 2000-03-10 2001-09-17 Paragon Communications Ltd. Method and apparatus for improving the efficiency of power amplifiers, operatingunder a large peak-to-average ratio
US6300826B1 (en) 2000-05-05 2001-10-09 Ericsson Telefon Ab L M Apparatus and method for efficiently amplifying wideband envelope signals
WO2002015391A1 (en) 2000-08-11 2002-02-21 The National University Of Singapore Programmable radio frequency predistortion linearizer and method thereof
GB0028713D0 (en) 2000-11-24 2001-01-10 Nokia Networks Oy Lineariser
US6528975B2 (en) 2000-12-15 2003-03-04 Tropian Inc. Saturation prevention and amplifier distortion reduction
US6472934B1 (en) 2000-12-29 2002-10-29 Ericsson Inc. Triple class E Doherty amplifier topology for high efficiency signal transmitters
US6445249B1 (en) 2001-08-08 2002-09-03 Motorola, Inc. Modification of phase component of error signal to reduce variation of phase component of output signal of power amplifier
US6608603B2 (en) 2001-08-24 2003-08-19 Broadcom Corporation Active impedance matching in communications systems
US6781452B2 (en) 2001-08-29 2004-08-24 Tropian, Inc. Power supply processing for power amplifiers
US6661210B2 (en) 2002-01-23 2003-12-09 Telfonaktiebolaget L.M. Ericsson Apparatus and method for DC-to-DC power conversion
US6614309B1 (en) 2002-02-21 2003-09-02 Ericsson Inc. Dynamic bias controller for power amplifier circuits
US6924711B2 (en) 2002-06-07 2005-08-02 Utstarcom, Inc. Multimode modulator employing a phase lock loop for wireless communications
GB0219466D0 (en) 2002-08-21 2002-10-02 Roke Manor Research Multi-carrier power amplifier with switched PSU voltages
EP1396932B1 (en) 2002-09-05 2006-11-29 Hitachi, Ltd. Wireless communication apparatus
JP4033794B2 (ja) 2003-03-24 2008-01-16 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 高効率線形電力増幅器
US6917244B2 (en) 2003-06-10 2005-07-12 Nokia Corporation Power control for a switching mode power amplifier
JP2005020476A (ja) 2003-06-27 2005-01-20 Renesas Technology Corp 高周波電力増幅回路および無線通信システム
US7202747B2 (en) 2003-08-05 2007-04-10 Agile Materials And Technologies, Inc. Self-tuning variable impedance circuit for impedance matching of power amplifiers
KR100767763B1 (ko) 2003-09-16 2007-10-17 노키아 코포레이션 폴라 송신기내에 사용되는 하이브리드 스위치드 모드/선형 전력 증폭기 전력 공급원을 구비한 무선 주파수 송신기
US7068096B2 (en) 2003-12-08 2006-06-27 Northrop Grumman Corporation EER modulator with power amplifier having feedback loop providing soft output impedance
US7183844B2 (en) 2004-12-30 2007-02-27 Motorola, Inc. Multi-state load switched power amplifier for polar modulation transmitter
US7933570B2 (en) * 2006-02-03 2011-04-26 Quantance, Inc. Power amplifier controller circuit
US8032097B2 (en) 2006-02-03 2011-10-04 Quantance, Inc. Amplitude error de-glitching circuit and method of operating
CN101401261B (zh) 2006-02-03 2012-11-21 匡坦斯公司 功率放大器控制器电路
US7761065B2 (en) 2006-02-03 2010-07-20 Quantance, Inc. RF power amplifier controller circuit with compensation for output impedance mismatch

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20150129731A (ko) * 2013-03-15 2015-11-20 퀀탄스, 인코포레이티드 내부 전력 증폭기 특성화를 이용하는 포락선 추적 시스템
US9615334B2 (en) 2014-11-26 2017-04-04 Samsung Electronics Co., Ltd Communication power operating method and electronic device supporting the same

Also Published As

Publication number Publication date
US7782134B2 (en) 2010-08-24
WO2010030492A1 (en) 2010-03-18
KR101231316B1 (ko) 2013-02-07
EP2342779A4 (en) 2012-02-29
US20100060357A1 (en) 2010-03-11
CN102217138B (zh) 2014-12-24
EP2342779A1 (en) 2011-07-13
EP2342779B1 (en) 2018-06-20
CN102217138A (zh) 2011-10-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101231316B1 (ko) 임피던스 변조를 갖는 ｒｆ 전력 증폭기 시스템
US7933570B2 (en) Power amplifier controller circuit
US8018277B2 (en) RF power amplifier system with impedance modulation
US7917105B2 (en) RF power amplifier controller circuit with compensation for output impedance mismatch
US8013674B2 (en) Amplifier compression adjustment circuit
US8095090B2 (en) RF power amplifier controller circuit
US8340604B2 (en) RF power amplifier controller circuit including calibrated phase control loop
US8208876B2 (en) Amplifier compression controller circuit
US8032097B2 (en) Amplitude error de-glitching circuit and method of operating

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160122

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170125

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180125

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190123

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20200123

Year of fee payment: 8