KR20110011587A

KR20110011587A - 폐루프 변형 코드북 기반 안테나 빔포밍을 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20110011587A
Application number: KR1020100073006A
Authority: KR
Inventors: 차이 지안-안; 피 조위에
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2009-07-28
Filing date: 2010-07-28
Publication date: 2011-02-08
Also published as: KR101718769B1; CN102474311A; WO2011014012A2; CN102474311B; US20110026459A1; WO2011014012A3

Abstract

다수의 기지국들로 구성되는 무선통신 네트워크에서, 상기 각각의 기지국은 다수의 가입자 단말들과 무선통신을 할 수 있으며, 상기 다수의 기지국들 중 적어도 하나는, 가입자 단말로부터 선처리 벡터 인덱스(Precoding Vector Index: PVI)를 수신하도록 구성된 수신기와, 상기 선처리 벡터 인덱스를 사용하여 송신 공분산 행렬(transmit covariance matrix)을 갱신하고, 그리고 상기 갱신된 송신 공분산 행렬을 사용하여 코드북을 변형하도록(transform ) 구성된 제어기와, 상기 변형된 코드북을 사용하여 상기 가입자 단말에 전송 빔포밍(transmit beamforming)을 수행하도록 구성된 송신기를 포함한다.

Description

폐루프 변형 코드북 기반 안테나 빔포밍을 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR CLOSED-LOOP TRANSFORMED CODEBOOK BASED ANTENNA BEAMFORMING}

본 발명은 일반적으로 무선통신 시스템에 관한 것으로, 특히 무선통신 시스템에서 빔포밍에 관한 것이다.

무선시스템에서의 송신 빔포밍은 폐루프(closed-loop) 혹은 개루프(open-loop) 방식에서 수행될 수 있다. 개루프 시스템은 TDD(Time Division Duplexing에 매우 적합하다. 개루프 시스템은 채널 피드백 정보가 필요 없다. 그 결과, 오버헤드를 덜 필요로 한다. 하지만, 상기 개루프 시스템의 단점은 상기 시스템이 다중 전송안테나 중에서 송수신 RF체인(chains) 사이의 위상차를 보상하기 위해서, 끊임없이 위상 보정(phase calibration)을 수행할 필요가 있다는 것이다. 상기 개루프 시스템의 다른 단점은 상기 시스템이 상향링크 파일롯들 같은 변함없는 상향링크 위상 기준(uplink phase reference)을 필요로 한다는 것이다. 이는 과도한 피드백 오버헤드를 유발한다. 위상 보정의 프로세스는 일반적으로 비용이 많이 들고, 무선채널 환경에 민감하다.

반면에, 폐루프 시스템은 위상 보정 프로세스를 필요로 하지 않는다. 하지만, 폐루프 시스템은 송신기로, 추가적 오버헤드를 초래하는 채널 피드백이 필요하다. 더욱이, FDD(Frequency Division Duplexing ) 시스템은 폐루프 전송 빔포밍 스킴들(closed-loop transmit beamforming scheme)을 이용한다. 하지만, 폐루프 스킴은 TDD 시스템에도 적용된다.

본 발명의 목적은 폐루프 변형 코드북 기반 안테나 빔포밍을 위한 방법 및 장치를 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 다수의 기지국들을 포함하는 무선통신 네트워크가 제공된다. 각각의 상기 기지국은 다수의 가입자 단말들과 무선으로 통신한다. 상기 다수의 기지국 중 적어도 하나는 가입자 단말로부터 선처리 벡터 인덱스(Precoding Vector Index: PVI)를 수신하도록 구성된 수신기를 포함한다. 상기 다수의 기지국 중 적어도 하나는 또한 상기 선처리 벡터 인덱스를 사용하여 전송 공분산 행렬(transmit covariance matrix)을 갱신하고, 상기 갱신된 전송 공분산 행렬을 사용하여 코드북을 변형시키도록 구성된 제어기를 포함한다. 상기 다수의 기지국 중 적어도 하나는 상기 변형된 코드북을 사용하여 상기 가입자 단말에 전송 빔포밍(transmit beamforming)을 수행하도록 구성된 송신기를 더 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 기지국은 가입자 단말로부터 선처리 벡터 인덱스(Precoding Vector Index: PVI)를 수신하도록 구성된 수신기를 포함한다. 상기 기지국은 또한 상기 선처리 벡터 인덱스를 사용하여 전송 공분산 행렬(transmit covariance matrix)을 갱신하고, 상기 갱신된 전송 공분산 행렬을 사용하여 코드북을 변형시키도록 구성된 제어기를 포함한다. 상기 기지국은 상기 변형된 코드북을 사용하여 상기 가입자 단말에 전송 빔포밍(transmit beamforming)을 수행하도록 구성된 송신기를 더 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 3 견지에 따르면, 기지국 동작 방법은 가입자 단말로부터 선처리 벡터 인덱스(Precoding Vector Index: PVI)를 수신하는 과정, 상기 선처리 벡터 인덱스를 사용하여 전송 공분산 행렬(transmit covariance matrix)을 갱신하는 과정, 상기 갱신된 전송 공분산 행렬을 사용하여 코드북을 변형시키는 과정, 상기 변형된 코드북을 사용하여 상기 가입자 단말에 전송 빔포밍(transmit beamforming)을 수행하는 과정을 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 4 견지에 따르면, 가입자 단말은 파일롯 신호 혹은 채널 사운딩 신호를 수신하도록 구성된 수신기를 포함한다. 상기 가입자 단말은 또한 적어도 부분적으로 상기 수신된 파일롯 신호 혹은 채널 사운딩 신호를 기반으로 선처리 벡터 인덱스(Precoding Vector Index: PVI)를 결정하도록 구성된 제어기를 포함한다.

상술한 바와 같이, TDD 시스템에서 폐루프 스킴을 효과적으로 적용할 수 있는 이점이 있다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 상향링크에서 메시지들을 전송하는 무선네트워크,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 상세한 기지국 장치도,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 상세한 무선 가입자 단말 장치도,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 다수의 단말기들과 통신하는 기지국의 다이어그램,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 4x4 MIMO 시스템,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 공간분할 다중접속(Spatial Division Multiple Access: SDMA) 스킴,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따라 기지국에 피드백된 정보를 양자화하기 위하여 사용된 양자화 테이블,
도 8은 본 발명의 실시 예에 따라 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB)을 트래킹하기 위한 방법,
도 9는 본 발명의 실시 예에 따라 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB) 트래킹하기 위한 수렴속도(convergence speed)를 개선하기 위한 방법,
도 10은 본 발명의 실시 예에 따라 단말에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB)을 트래킹하기 위한 방법,
도 11은 본 발명의 실시 예에 따라 기지국에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB)을 트래킹하기 위한 방법,
도 12는 본 발명의 다른 실시 예에 따라 단말에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB)을 트래킹하기 위한 방법,
도 13은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따라 단말에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB)을 트래킹하기 위한 방법,
도 14는 본 발명의 또 다른 실시 예에 따라 기지국에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB)을 트래킹하기 위한 방법,
도 15는 본 발명의 실시 예에 따라 단말에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB) 트래킹하기 위한 수렴속도(convergence speed)를 개선하기 위한 방법,
도 16은 본 발명의 실시 예에 따라 기지국에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB) 트래킹하기 위한 수렴속도(convergence speed)를 개선하기 위한 방법,
도 17은 본 발명의 실시 예에 따라 단말에 여러 가지 값들을 신호로 보내기 위해서 기지국에서 사용되는 테이블 및,
도 18은 본 발명의 실시 예에 따라 이진 의사 랜덤 시퀀스 발생기(binary pseudorandom sequence generator).

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

본 발명은 2009년 7월 28일에 “METHOD AND APPARATUS OF CONTROL SIGNALING DESIGN FOR CLOSED-LOOP TRANSFORMED CODEBOOK BASED ANTENNA BEAMFORMING IN OFDM WIRELESS SYSTEMS” 제목으로 제출된 미국 가출원 번호 61/271,898에 관한 것이다. 가출원 번호 61/271,898는 본 발명의 양수인에 의해 위임되어 여기서 완전히 설명된 것과 같이 본 발명에 관련사항을 포함한다. 본 발명은 가출원 번호 61/271,898, 35 U.S.C. §119(e)하에 우선권을 주장한다.

본 발명은 2009년 8월 26일에 “METHOD AND APPARATUS OF CLOSED-LOOP TRANSMIT ANTENNA BEAM TRACKING USING ADAPTIVE TRANSFORMATION CODEBOOK IN OFDM WIRELESS SYSTEMS” 제목으로 제출된 미국 가출원 번호 61/237,256에 관한 것이다. 가출원 번호 61/237,256는 본 발명의 양수인에 의해 위임되어 여기서 완전히 설명된 것과 같이 본 발명에 관련사항을 포함한다. 본 발명은 가출원 번호 61/237,256, 35 U.S.C. §119(e)하에 우선권을 주장한다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따라 메시지들을 전송하는, 바람직한 무선 네트워크(100)를 도시하고 있다. 상술된 실시 예에 있어서, 상기 무선 네트워크(100)는 기지국(Base Station: BS) (101), 기지국 (102), 기지국 (103), 그리고 다른 유사한 기지국들(도시하지 않음)을 포함한다.

상기 기지국(101)은 인터넷(130) 혹은 유사한 IP 기반 네트워크(도시하지 않음)와 통신한다.

상기 기지국(102)은 상기 기지국(102)의 커버리지 영역(120) 내에 제1 다수의 가입자 단말들에, 인터넷(130) 액세스 무선 광대역을 제공한다. 상기 제1 다수의 가입자 단말들은 소기업(Small Business: SB)에 위치하고 있는 가입자 단말(111), 대기업(Enterprise: E)에 위치하고 있는 가입자 단말(112), 와이파이 핫스팟(WiFi hotspot: HS)에 위치하고 있는 가입자 단말(113), 제1 거주지(Residence: R)에 위치하고 있는 가입자 단말(114), 모바일 기기(Mobile device: M)인 가입자 단말(115), 그리고 셀 폰, 무선 랩탑, 무선 PDA 또는 그밖에 유사한 것 같은 모바일 기기(Mobile device: M)인 가입자 단말(116)을 포함한다.

상기 기지국(103)은 상기 기지국(103)의 커버리지 영역(125) 내에 제2 다수의 가입자 단말들에, 인터넷(130) 액세스 무선 광대역을 제공한다. 상기 제2 다수의 가입자 단말들은 가입자 단말(115) 그리고 가입자 단말(116)을 포함한다. 바람직한 구현에 있어서, 기지국들(101-103)은 서로 통신하고 OFDM 혹은 OFDMA 기술들을 이용하여 가입자 단말(111-116)들과 통신한다.

상기 도 1에서 6개의 가입자 단말들만이 도시되어 있긴 하지만, 무선 네트워크(100)는 추가 가입자 단말들에 무선 광대역 액세스를 제공할 수 있다. 가입자 단말(115)과 가입자 단말(116)은 커버리지 영역(120)과 커버리지 영역(125)의 가장자리(edge)에 위치함에 주목한다. 가입자 단말(115)과 가입자 단말(116)은 각각 기지국(102)과 기지국(103) 모두와 통신하며, 통상의 기술자에 잘 알려진 핸드오프 모드 안에서 동작한다.

가입자 단말들(111-116)은 인터넷(130)을 통해 음성, 데이터, 비디오, 화상 회의, 그리고 다른 광대역 서비스를 액세스한다. 구현에 있어서, 하나 이상의 가입자 단말들(111-116)은 와이파이 무선랜의 액세스 포인트(Access Point: AP)에 연결된다. 가입자 단말(116)은 무선 기반(wireless-enabled) 랩탑 컴퓨터, 휴대 정보 단말기(Personal Data Assistant: PDA), 노트북, 휴대용 단말기(handheld device), 또는 다른 무선 기반 기기(device)를 포함하는 많은 모바일 기기들 중 하나이다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따라 더욱 상세하게 바람직한 기지국을 도시하고 있다. 도 2에 도시된 기지국(102)의 구현은 본원 발명을 위한 하나의 일례이다. 상기 기지국(102)의 구현은 본 발명의 범위에서 벗어나지 않게 사용될 수 있다.

기지국(102)은 기지국 제어기(Base Station Controller: BSC)(210)와 BTS(Base Transceiver Subsystem) (220)로 구성된다. 상기 BSC는 무선통신 네트워크 내에서 특별한 셀들을 위해, BTS (Base Transceiver Subsystem)를 포함하여, 무선통신 자원을 관리하는 기기이다. BTS는 RF 트랜시버, 안테나들 그리고 각 셀 사이트에 위치한 다른 전기 장치로 구성된다. 이 장치는 에어컨들(air conditioning units), 난방기들(heating units), 전기공급기들(electrical supplies), telephone line interfaces, RF transmitters 그리고 RF receivers을 포함한다. 본 발명의 동작 설명을 간단 명료하게 하기 위해, BTS와 각 BTS와 연결된 BSC는 각각 총괄적으로 BS(101), BS(102) 그리고 BS(103)으로 표현된다.

BSC(210)는 BTS(220)를 포함하는 셀 사이트에서 자원을 관리한다. BTS(220)는 BTS 제어기(225), 채널 제어기(235), 트랜시버 인터페이스(InterFace: IF)(245), RF 트랜시버(250) 그리고 안테나 배열(255)을 포함한다. 채널제어기(235)는 바람직한 채널 요소(240)를 포함한 다수의 안테나 요소들을 구성한다. BTS(220)는 또한 핸드오프 제어기(260)와 메모리(270)를 구성한다. BTS(220)내에 핸드오프 제어기(260)와 메모리(270)는 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 다른 BS(102) 안에 포함될 수 있다.

BTS 제어기(225)는 BSC(210)와 통신하고 BTS(220)의 전반적인 운용을 제어하는 운용 프로그램을 실행할 수 있는 프로세싱 회로와 메모리를 구성한다. 정상 상태(normal condition)하에, BTS 제어기(225)는 순방향 채널들과 역방향 채널들로 양방향 통신을 수행하는 채널 요소(240)를 포함한 많은 채널 요소들을 포함하는 채널 제어기(235)의 동작을 명령한다. 순방향 채널은 신호들이 기지국에서 단말로 채널로 칭한다(또는 하향링크 통신이라 칭함). 역방향 채널은 신호들이 단말에서 기지국으로 채널로 칭한다(또는 상향링크 통신이라 칭함). 본 발명의 구현에 있어서, 상기 채널요소들은 OFDMA 프로토콜에 따라 셀(120) 안에서 단말과 통신한다. 트랜시버 인터페이스(245)는 채널 제어기(240)와 RF 트랜시버(250) 사이 양방향 채널 신호들을 전송한다. 하나의 기기로써 RF 트랜시버(250)는 일례일 뿐이다. RF 트랜시버(250)는 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 송신기와 수신기로 분리되어 구성될 수 있다.

안테나 배열(255)은 BS(102)의 커버리지 영역 안에서RF 트랜시버(250)에서 단말들로부터 수신된 순방향 채널 신호를 전송한다. 안테나 배열(255) 또한 BS(102)의 커버리지 영역 안에서 단말들로부터 수신된 트랜시버(250)로 전송한다. 본 발명의 구현에 있어서, 안테나 배열(255)은 각 안테나 섹터가 커버리지 영역의 120도 내에서 송수신을 책임지는 3개 섹터 안테나 같은 다중 섹터 안테나이다. 추가로, RF 트랜시버(250)는 송수신 동작 동안 안테나 배열(255) 내에서 다른 안테나들 중 하나를 선택하기 위해 안테나 선택부를 포함한다.

본 발명의 구현에 따라, BTS(225)는 메모리(270) 안에 코드북(271)을 저장하도록 구성된다. 상기 코드북(271)은 단말과 함께 빔포밍을 수행하기 위해 BS(102)에 의해 사용된다. 상기 메모리(270)는 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체이다. 예를 들어, 상기 메모리(270)는 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어, 펌웨어 혹은 마이크로 프로세서 혹은 다른 컴퓨터 관련 시스템 혹은 방법을 위한 데이터를 포함하거나, 저장하거나, 전달하거나, 전파하거나, 전송하는 전자의, 자기의, 전자기의, 광의, 전기 광학의, 전기 기계의, 그리고/또는 다른 물리적 기기이다. 메모리(270)의 일부는 RAM (Random Access Memory) , 메모리(270)의 일부는 ROM(Read-Only Memory)으로 동작하는 플래시 메모리로 구성된다.

BSC(210)는 BS(101), BS(102) 그리고 BS(103)와 통신을 유지하도록 구성된다. BS(102)는 무선연결을 통해 BS(101) 그리고 BS(103)와 통신한다. 구현에 있어서, 상기 무선연결은 유선 연결(wire-line connection)일 수 있다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따라, 바람직한 가입자 단말을 상세하게 도시하고 있다. 도 3에 도시된 가입자 단말(116)의 구현은 일례이다. 무선 가입자 단말(116)의 다른 구현은 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 사용될 수 있다.

무선 가입자 단말(116)은 안테나(305), 라디오 주파수(Radio Frequency: RF) 트랜시버(310), 송신(TX) 프로세싱 회로(315), 마이크로폰(320), 그리고 수신 프로세싱 회로(325)를 포함합니다. 가입자 단말(116)은 또한 스피커(330), 메인 프로세서(340), 입출력(I/O) 인터페이스(345), 키패드(350), 디스플레이(355) 그리고 메모리(360)를 구성한다. 더욱이 메모리(360)는 기지국과 빔포밍을 수행하기 위해, 가입자 단말(116)에 의해 사용되는 기본 운용 시스템(Operating System: OS) 프로그램(361) 그리고 코드북(362)을 구성한다.

RF 트랜시버(310)는 무선 네트워크(100)의 기지국에 의해 전송된 들어오는(incoming) RF 신호를, 안테나(305)로부터 수신한다. RF 트랜시버(310)는 중간 주파수(Intermediate Frequency: IF) 혹은 기저대역 신호를 생성하기 위해, 들어오는RF 신호를 다운 커버팅한다. 상기 IF 혹은 기저대역 신호는 기저대역 신호 혹은 IF 신호를 필터링, 디코딩, 그리고/또는 디지털화함에 의해 처리되는 기저대역 신호를 생성하는 RX 프로세싱 회로(325)로 송신된다. RX 프로세싱 회로(325)는 스피커(330) 혹은 추가 프로세싱(예: 웹 브라우징)을 위한 메인 프로세서(340)에 상기 처리된 기저대역 신호(즉, 음성 데이터)를 전송한다.

TX 프로세싱 회로(315)는 마이크로폰(320)으로부터 아날로그 혹은 디지털 음성 데이터를 수신하거나, 메인 프로세서(340)로부터 다른 나가는(outgoing) 기저대역 데이터(즉, 웹 데이터, 이메일, 쌍방향 비디오 게임 데이터)를 수신한다. TX 프로세싱 회로(315)는 처리된 기저대역 혹은 IF 신호를 생성하기 위해, 나가는(outgoing) 기저대역 데이터를 인코딩, 다중화 그리고/또는 디지털화한다. RF 프로세싱 회로(310)는 나가는(outgoing) 처리된 기저대역 혹은 IF 신호를 TX 프로세싱 회로(315)로부터 수신한다. RF 프로세싱 회로(310)는 상기 기저대역 혹은 IF 신호를, 안테나(305)를 통해 전송되는 RF 신호로 업 컨버팅한다.

본 발명의 구현에 있어서, 메인 프로세서(340)는 마이크로 프로세서 또는 마이크로 컨트롤러이다. 메모리(360)는 메인 프로세서(340)에 연결된다. 본 발명에 따라, 메모리(360)의 일부분은 랜덤 액세스 메모리(Random Access Memory: RAM)로 구성되고. 그리고 메모리(360)의 또 다른 일부분은 ROM(Read-Only Memory)으로서 작동하는 플래시 메모리로 구성된다.

메인 프로세서(340)는 가입자 단말(116)의 전반적인 운영을 제어하기 위해서, 메모리(360)에 저장된 기본 운영 체제(Operating System: OS) 프로그램을 실행한다. 그러한 운용에서, 메인 프로세서(340)는 잘 알려진 원리에 따라, RF 트랜시버(310), RX 프로세싱 회로(325) 그리고 TX 프로세싱 회로(315)에 의해 순방향 채널 신호들의 수신과 역방향 채널 신호들의 전송을 제어한다.

메인 프로세서(340)는 메모리(360)에 상주한 다른 프로세서들과 프로그램들 실행을 할 수 있다. 메인 프로세서(340)는 실행 프로세서의 필요에 따라, 메모리(360)의 데이터를 읽거나 쓸 수 있다. 메인 프로세서(340)는 또한 입출력 인터페이스(345)에 연결된다. 입출력 인터페이스(345)는 가입자 단말(116)에 랩탑 컴퓨터들 그리고 휴대용 컴퓨터 같은 다른 기기들에 연결 능력을 제공한다. 입출력 인터페이스(345)는 이 부대장비들과 메인 프로세서(340) 사이의 통신경로이다.

메인 프로세서(340)는 또한 키패드(350)와 디스플레이(355)에 연결된다. 가입자 단말(116)의 운용자는 가입자 단말(116)에 데이터를 입력하기 위해, 키패드(350)를 사용한다. 디스플레이(355)는 텍스트 그리고/또는 웹 사이트로부터의 적어도 제안된 그래픽스를 제공할 수 있는 LCD(Liquid Crystal Display)일 수 있다. 다른 구현에 있어서, 다른 디스플레이 종류가 사용될 수 있다.

폐루프 전송 빔포밍 스킴을 기반하는 코드북 설계는 예를 들어, “D. Love, J. Heath, and T. Strohmer, ”Grassmannian beamforming for multiple-input multiple-output wireless systems”, IEEE Trans. on Information Theory , Oct. 2003”, 그리고 “V. Raghavan, A. M. Sayeed, and N. Boston, ”Near-optimal codebook constructions for limited feedback beamforming in correlated MIMO channels with few antennas”, IEEE 2006 International Symposium on Information Theory” 에 기술되어 있다. 여기서 전체 설명된 것과 같이 본 발명에 관련사항을 포함한다.

폐루프 코드북 기반 전송 빔포밍은 기지국이 단일 사용자를 향하는 혹은 동일한 시간 그리고 어떤 주파수에서 다중 사용자들을 동시에 향하는 전송 안테나 빔을 형성하는 시나리오에 사용된다. 그러한 시스템의 설명은 예를 들어, Quentin H. Spencer, Christian B. Peel, A. Lee Swindlehurst, Martin Harrdt, “An Introduction to the Multi-User MIMO Downlink”, IEEE Communication Magazine, Oct, 2004에 기술되어 있다. 여기서 전체 설명된 것과 같이 본 발명에 관련사항을 포함한다.

코드북은 단말에 알려진 기정의된 안테나 빔들 셋(set)이다. 코드북 기반 선처리 MIMO는 하향링크 폐루프 MIMO에서 중요한 스펙트럼 효율 이득(spectral efficiency gain)을 제공한다. IEEE 802.16e와 3GPP LTE 표준에서, 4 TX로 제안된 피드백 기반 폐루프 MIMO 구성이 지원된다. IEEE 802.16m와 3GPP LTE Advanced 표준에서, 피크 스펙트럼 효율(peak spectral efficiency)을 제공하기 위해, 중요한 선처리 폐루프 MIMO 하향링크 스트림으로써 8 TX 안테나 구성들이 제안된다. 그러한 시스템에 대한 설명은, 예를 들어 3GPP TS36.211 “Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA): Physical Channel and Modulation”에 기술되어 있다. 여기서 전체 설명된 것과 같이 본 발명에 관련사항을 포함한다

채널 사운딩 신호들 혹은 공통 파일롯(혹은 미드앰블) 신호들이 데이터 변조 목적을 위해 사용되지 않은 환경에서 위상 보정 프로세서(phase calibration process) 필요성을 제거하기 위해서, 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍이 사용된다. 그러한 시스템에 대한 설명은, 예를 들어 IEEE C802.16m-08/1345r2, ”Transformation method for codebook based precoding”, Nov. 2008에 기술되어 있다. 여기서 전체 설명된 것과 같이 본 발명에 관련사항을 포함한다. 상기 변형된 코드북 방법은 다중 전송 안테나들 사이 위상 보정의 필요성을 제거할 뿐만 아니라, 특히 매우 높은 상관 채널에서 표준 코드북의 성능을 향상시키기 위해 채널 상관 정보(channel correlation information)를 이용한다. 전형적으로, 상기 채널 상관 정보는 2차 통계량(second order statistics)을 기반으로 하며, 매우 느리게 변한다. 이는 새도우잉과 경로손실 같은 롱텀 채널 효과와 비슷하다. 그 결과, 상관 정보를 사용하여 피드백 오버헤드와 계산의 복잡성이 매우 낮다.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따라 다수의 단말들(402, 404, 406, 408)과 통신하는 기지국(420)의 다이어그램(400)을 도시하고 있다.

도 4에 보여지는 것처럼, 기지국(420)은 다중 안테나 빔들을 통해, 다수의 단말들과 동시에 통신한다. 각 안테나 빔은 동일한 시간 그리고 동일한 주파수에서, 목표하는 단말을 향하도록 형성된다. 기지국(420)과 단말들(402, 404, 406, 그리고 408)은 전파신호들의 송신과 수신을 위한 다중 안테나들을 이용한다. 상기 전파신호들은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호들일 수 있다.

실시 예에 있어서, 기지국(420)은 다수의 송신기를 통해 각각의 단말에 동시 빔포밍을 수행한다. 예를 들어, 기지국(420)은 빔포밍된 신호(410)를 통해 단말(402)에 데이터를, 빔포밍된 신호(412)를 통해 단말(404)에 데이터를, 빔포밍된 신호(414)를 통해 단말(406)에 데이터를, 빔포밍된 신호(416)를 통해 단말(408)에 데이터를 전송한다. 본 발명의 실시 예에서, 기지국(420)은 단말들(402, 404, 406, 그리고408)에 동시에 빔포밍을 수행할 수 있다. 실시 예에서, 각 빔포밍된 신호는 동일한 시간 그리고 동일한 주파수에서 목표하는 단말을 향해 형성된다. 목적의 명확성을 위해, 기지국으로부터 단말까지의 통신은 하향링크 통신으로 칭하고, 단말에서 기지국까지의 통신은 상향링크 통신으로 칭한다.

기지국(420)과 단말들(402, 404, 406, 그리고 408)은 무선 신호들을 송수신하기 위한 다중 안테나들을 이용한다. 무선 신호들은 전파 신호들이고 상기 무선 신호들은 OFDM전송 스킴을 포함하는 통상의 지식을 가진 사람에게 잘 알려진 임의의 전송 스킴을 사용한다고 생각한다.

단말들(402, 404, 406, 그리고 408)은 무선 신호들을 수신할 수 있는 임의의 기기이다. 예를 들어, 단말들(402, 404, 406, 그리고 408)은 PDA(Personal Data Assistant), 랩탑, 이동 전화기, 휴대용 기기, 혹은 빔포밍된 전송을 수신할 수 있는 어떤 다른 기기를 포함하지만, 제한되지 않는다.

OFDM 전송 스킴은 주파수 영역에서 데이터를 다중화(multiplex)하기 위해 사용된다. 변조 심볼들은 주파수 부반송파들을 통해 전달된다. QAM (Quadrature Amplitude Modulation) 변조된 심볼들은 직렬에서 병렬로 변환되고, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)에 입력된다. IFFT 출력에서, N 시간 영역 샘플들이 획득된다. 여기서 N은 OFDM 시스템에 의해 사용되는IFFT/FFT(Fast Fourier Transform) 크기이다. IFFT후에 신호는 병렬에서 직렬로 변환되고, CP(Cyclic Prefix)는 신호 시퀀스(signal sequence)에 추가된다. CP는 다중경로 페이딩 영향을 피하거나 감소시키기 위해, OFDM 심볼에 추가된다. 샘플들의 순열은 CP를 갖는OFDM 심볼로써 칭한다. 수신측에서, 시간 동기 및 주파수 동기가 완벽하게 일치한다고 가정하며, 먼저 상기 수신기는 CP를 제거하고, 그리고 FFT로 제공되기 전에, 신호는 직렬에서 병렬로 변환된다. FFT 출력은 병렬에서 직렬로 변환되고, QAM 변조 심볼이 QAM 변조기에 입력된다.

OFDM 시스템에서 총 대역폭은 부반송파들로 불리는 협대역 주파수 단위로 분할된다. 부반송파의 개수는 상기 시스템에 사용되는 FFT/IFFT 크기 N와 동일하다. 일반적으로, 주파수 스펙트럼의 가장자리에서 어떤 부반송파들은 보호 부반송파들(guard subcarriers)로써 예약되기 때문에, 데이터를 위해 사용되는 부반송파 개수는 N보다 적다. 일반적으로, 보호 부반송파들을 통해, 정보는 전송되지 않는다.

각 OFDM 심볼은 시간영역에서 유한한 구간(finite duration)을 갖기 때문에, 상기 부반송파들은 주파수 영역에서 서로 중첩된다. 하지만, 송신기와 수신기가 완벽한 주파수 동기를 갖는다고 가정하면, 직교성(orthogonality)이 샘플링 주파수에서 유지된다. 불완전한 주파수 동기 혹은 높은 이동성으로 인한 주파수 오프셋 경우에, 반송파간 간섭(Inter--Carrier-Interference: ICI)을 일으켜 샘플링 주파수들에서 부반송파들의 직교성이 파괴된다.

무선통신 채널의 용량과 신뢰성을 향상시키기 위해 기지국과 하나의 단말 모두에서 다중 송신 안테나들과 다중 수신 안테나들의 사용은 SU-MIMO(Single User Multiple Input Multiple Output) 시스템이라 칭한다. MIMO 시스템은 K에 따라 선형적으로 용량이 증가한다. K는 최소 수신 안테나 개수(M)와 수신안테나 개수(N)이다(즉, K=min(M, N)). MIMO 시스템은 공간 다중화(spatial multiplexing), 송수신 빔포밍 혹은 송수신 다이버시티의 스킴으로 수행될 수 있다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따라 4x4 MIMO 시스템(500)을 도시하고 있다.

도 5에서, 4개의 다른 데이터 스트림들(502)은 4개의 송신 안테나들(504)을 사용하여 각기 전송된다. 전송된 신호들은 4개의 수신안테나들(506)에서 수신되고, 신호들(506)을 수신한 것으로 해석된다. 공간 신호 프로세싱(510) 방식은 4개의 데이터 스트림들(512)을 복구하기 위해, 수신된 신호들(508)을 통해 수행된다.

공간 신호 프로세싱(spatial signal processing)의 예는 전송된 데이터 스트림들을 복구하기 위해 연속 간섭 제거(successive interference cancellation) 원리를 사용하는, V-BLAST (Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time)이다. 다른 MIMO 스킴들의 여러 형태는 송신 안테나들에 시공간 부호(space time coding) 종류를 수행하는 스킴들(예, D-BLAST(Diagonal Bell Laboratories Layered Space-Time))을 포함한다. 추가로, MIMO는 무선통신 시스템에서 링크 신뢰성 혹은 시스템 용량을 향상시키기 위해, 송수신 다이버시티 스킴과 송수신 빔포밍 스킴을 이용하여 구현될 수 있다.

MIMO 채널추정은 각각의 송신 안테나들로부터 각각의 수신 안테나들 사이의 링크들을 위한 채널 이득과 위상정보로 구성된다. 따라서, 하기 <수학식 1>과 같이, N×M MIMO 시스템을 위한 채널응답 ”H”는 N×M 행렬로 구성된다.

상기 <수학식 1>에서, MIMO 채널 응답은 H에 의해 표현되고, a_NM은 송신 안테나 N에서 수신 안테나 M까지의 채널 이득으로 표현된다. MIMO 채널 행렬의 원소들의 추정을 가능케 하도록 하기 위해, 별개의 파일롯들이 각각의 송신 안테나들로부터 전송된다.

SU-MIMO의 확장으로서, MU-MIMO (Multi-User MIMO)는 다중 전송 안테나들을 갖는 기지국이 무선 통신 채널의 용량과 신뢰성을 향상시키기 위해서, 공간 분할 다중 접속(Spatial Division Multiple Access: SDMA) 같은 다중 사용자 빔포밍 스킴들의 사용을 통해 동시에 다수의 단말과 통신할 수 있는 통신 시나리오이다.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따라 SDMA 스킴을 도시하고 있다.

도 6에서 보여지는 바와 같이, 기지국(420)은 8개의 송신안테나들을 가지고 있다. 반면 단말들(402, 404, 406, 그리고 408)은 각각 2개의 안테나들을 가지고 있다. 이 예에서, 기지국(420)은 8개 송신 안테나를 갖는다. 상기 송신 안테나들 각각은 빔포밍된 신호들(410, 602, 604, 412, 414, 606, 416, 그리고 608) 중 하나를 전송한다. 이 예에서, 단말(402)은 빔포밍된 전송(410, 602)을 수신하고, 단말(404)은 빔포밍된 전송(412, 604)을 수신하고, 단말(406)은 빔포밍된 전송(414, 606)을 수신하고, 그리고 단말(408)은 빔포밍된 전송(416, 608)을 수신한다.

기지국(420)은 8개의 송신 안테나 빔들(각각의 안테나는 데이터 스트림들 중 하나의 스트림을 방송한다)을 가지고 있기 때문에, 빔포빙된 데이터의 8개 스트림들은 기지국(420)에서 형성된다. 이 예에서, 각 단말은 2개 데이터 스트림들(빔들)까지 잠재적으로 수신할 수 있다. 단말들(402, 404, 406, 그리고408)은 동시에 다수의 스트림들 대신, 오직 하나의 데이터 스트림(혹은 빔)만 수신하도록 제한되었다. 이는 다중 사용자 빔포밍(Multi-User BeamForming: MU-BF)이다.

폐루프 고정 코드북 전송 빔포밍(Closed-loop fixed codebook transmit beamforming)은 WIMAX 혹은 3GPP LTE 같은 많은 무선 시스템에서 이용된다. 상기 시스템에 대한 설명은 예를 들어, 3GPP TS36.211 “Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA): Physical Channel and Modulation” 그리고 IEEE 802.16e “Part 16: Air Interface for Fixed and Mobile Broadband Wireless Access Systems”에 기술되어 있다. 여기서 완전히 설명된 것과 같이 본 발명에 관련사항을 포함한다. 폐루프 코드북 빔포밍 시스템에서, 송신기는 파일롯 신호 혹은 채널 사운딩 신호를 수신기에 전송하고, 상기 수신기는 상기 채널 정보를 측정하고 관찰된 채널과 매치되는 코드북 내에서 최상의 코드워드를 계산한다. 이때 상기 최상의 코드워드 정보는 상기 송신기로 피드백된다. 그때 송신기는 전송 안테나 빔포밍을 위해 상기 최상의 코드워드 정보를 사용한다.

고정 코드북의 단점은 두 가지 면이 있다. 먼저, 채널 양자화 오류는 코드북 크기에 의해 제한된다. 즉, 코드북 크기가 작을수록 양자화 오류는 더 커진다. 예를 들어, 코드북이 비상관(uncorrelated) 안테나 무선 채널들을 위해 설계되었다면, 그러한 코드북은 제한된 코드북 크기로 인해, 상관(correlated) 안테나 무선 채널들을 위해 최적이 아닐 것이다. 둘째, 폐루프 고정 코드북 기반 전송 빔포밍은 채널 사운딩 신호들 혹은 공통 파일롯 신호들(혹은 미드앰블)이 오직 채널 품질 추정 혹은 최상의 코드워드 추정을 위해 사용되는 반면 전용(dedicated) 파일롯 신호는 데이터 복조 목적으로 별도로 사용되는 시나리오 내에서, 송신 안테나들 간에 반드시 위상 보정(phase calibration) 하여 적절히 동작해야 한다.

위상 보정(phase calibration)의 필요성을 제거하기 위해서뿐만 아니라, 제한된 피드백 폐루프 고정 코드북 전송 빔포밍 스킴의 성능을 강화하기 위해, 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍 스킴이 이용될 수 있다. 상기 시스템의 설명은 예를 들어, G.J. Foschini and M.J. Gans, ”On limits of wireless communications in a fading environment when using multiple antennas”, Wireless Personal Communication, vol. 6., pp311-335, Mar 1998. 그리고 L. Liu and H. Jafarkhani, “Novel transmit beamforming schemes for time-selective fading multiantenna systems” IEEE Trans. on Signal Processing, Dec. 2006에 기술되어 있다.

변형된 코드북 방법은 다수 송신안테나들 간에 위상 보정의 필요성을 제거하기 위해서뿐만 아니라, 특히 상관이 높은 채널(highly correlated channel) 내에서 표준 코드북의 성능을 강화하기 위해서, 롱텀 채널 상관(correlation) 행렬 정보를 이용한다. 전형적으로, 상기 채널 상관 행렬 정보는 2차 통계량을 기반으로 하며, 섀도잉 그리고 경로손실 같은 롱텀 채널 효과와 유사하여 매우 천천히 변한다. 따라서, 피드백 오버헤드와 상관 정보의 계산 복잡성이 매우 낮다.

비록 본 발명의 실시 예는 수신기에서 하나의 수신 안테나 송신기에서 다수 송신 안테나에 관해서 도시되어 있지만, 본 발명의 실시 예는 또한 수신기에서 다수의 수신 안테나에 적용될 수 있음은 자명한 사실이다. 셀룰러 무선 시스템 측면에서, 도 1에 보여지는 바와 같이 송신기가 기지국인 경우, 상기 수신기는 단말 혹은 휴대용 기기일 수 있다. 단말에서 상기 수신된 신호 모델은 하기 <수학식 2>으로 표현된다.

여기서, y는 수신 벡터이고, H는 1×M 크기의 채널행렬이다. M은 기지국의 송신안테나 개수이다. n은 분산 N_o을 갖는 복소 부가적인 백색 가우시안 잡음이고, s는 변조 신호이고, w는 1×M 크기의 전송 빔포밍 벡터이다. 전송채널 공분산 행렬(covariance matrix) R은 하기 <수학식 3>으로 정의된다.

여기서, (*)^H는 허미션 연산이다. OFDM 기반 무선시스템에 관해서, 상기 전송채널 공분산 행렬 하기 <수학식4>에 보여지는 바와 같이 정의된다.

H_ij는i번째 OFDM 심볼과 j번째 부반송파에서의 채널 벡터이다. 롱텀 평균 전송채널 공분산 행렬이다.

은 하기 <수학식 5>로 표현된다.

여기서, N_S와 N_F은 각각 OFDM 심볼 개수와 부반송파 개수로, 평균 주기(average period)를 통해 사용된다. 롱텀 평균 전송채널 공분산 행렬

은 채널 공분산 행렬의 동적인 범위를 최소화함으로써 일반적으로 정규화되며, <R>로써 나타난다. 즉,

이다. 더욱, 정규화된 <R>은 M×M 행렬이고, 하기 <수학식 6>으로 표현된다.

여기서, K는 고유모드(eigen modes)(혹은 고유치(eigen values)) 개수이고,

는 k번째 고유치이고 내림차순이다. 즉,

은 가장 큰 고유치 벡터이다. u₁은 가장 큰 고유벡터, 그리고 u_k는 k번째 고유벡터이다.

변형된 코드북 기반 전송 빔포밍을 보장하는 것은, 송신기로부터의 공통 파일롯 신호들 혹은 채널 사운딩 신호들을 통해 수신기에서 추정되거나 계산되는 <수학식 5> 혹은 <수학식 6>의 롱텀 평균 <R>을 적당히 동작시킨다. 수신기에서 추정된 <R> 정보는 송신기에 피드백된다. 그때 송신기는 상기 송신기와 상기 수신기 모두에 알려진 고정 코드북(fixed codebook) 혹은 기저 코드북(base codebook)을 변형시키기 위해 <R> 정보를 사용한다. 기저 코드북 혹은 고정 코드북은 P이고, 코드북 크기는 D라고 가정하다. P [p₁p₂…p_D]는 M×D 크기의 행렬이다. P_j는 기저 코드북 내 j번째 선처리 벡터(precoding vector)이다. 상기 변형된 코드북 W는 M×D 행렬이고 하기 <수학식 7>에 보여지는 것 바와 같이 표현된다.

상기 위에서 설명한 바와 같이 <R>은 롱텀 평균 정규화된 채널행렬(long-term averaged and normalized channel matrix)인 것에 주목된다. 상기 변형된 코드북 W는 송신기와 수신기 모두에서 계산될 수 있다. 그것은 송신기에서 전송 빔포밍 목적으로 사용된다. 상기 <수학식 2>에 사용된 상기 송신 안테나 가중치 w는 최상의 안테나 빔 정보 d_max와 함께 W로부터 유추된다. 상기 최상의 안테나 빔 정보는 수신기에서 계산되어 추정되며, 또한 송신기로 피드백된다. 상기 최상의 안테나 빔 정보 d_max는 하기 <수학식 8>로부터 유추된다.

본 발명의 실시 예에 따라, 양자화된 <R>의 피드백 오버헤드는 보고된 채널 랭크 정보에 비례한다. 예를 들면, 만약 단말이 rank-1 전송을 보고하면, 오직

와

정보가 기지국에 다시 보고되어야 한다. 이런 경우에, 단말은

와

를 양자화하고,

와

를 기지국에 다시 보고되어야 한다. 마찬가지로, 만약 단말이 rank-K전송을 보고하면, 오직 양자화된

와

정보는 기지국에 다시 보고되어야 한다.

본 발명의 다른 실시 예에 따라, 양자된 <R>의 피드백 오버헤드는 더욱 더 감소된다. 특히, 오직 상기 양자된 정보

는 rank-1 전송을 위해 기지국에 다시 보고된다.

는 1×M의 크기의 복소 벡터이다.

의 양자된 요소들의 총 수는 각 요소들의 실수부 및 허수부를 모두를 포함하여, 2M이다. 각 요소들의 실수부 및 허수부를 위한 총 양자된 비트 수는 각 B이다.

를 위한 총 양자된 비트 수는 2×M×B이며, 또한 기지국에 보고되어야 할 피드백 오버헤드이다.

본 발명의 또 다른 실시 예에 따라, 피드백 오버헤드는,

의 제1 요소는 정규화되어 나머지 요소들을 참조(reference)로써 사용되면 즉,

이 하기 <수학식 9>에 보여지는 바와 같이 표현되면, u1의 비 제1 요소들만을 보고함으로써, 더욱 더 감소된다.

여기서, (*)^T는 트랜스포즈(transpose) 연산이다. u1의 제1 요소는 u11이다. 이 실시 예에서, 양자화 비트 수는 2×M×B에서 2×(M-1)×B으로 감소된다. 상기 양자된 <R>은 하기 <수학식 10>과 같다.

도 7은 본 발명의 실시 예에 따라, 기지국으로 피드백되는 정보를 양자화하기 위해 사용되는 양자화 테이블(700)이다.

상기 도 7에 보여지는 바와 같이, 양자화 테이블(700)은 u₁를 양자화하기 위해 사용된다. 특히, 3비트 양자화 테이블(B=3), 즉 <b2b1b0>, 그러한 테이블(700)은 u₁의 요소들의 실수부와 허수부를 양자화하기 위해 사용되며, b2는 최상위 비트(most significant bit)이고 반면 b0는 최하위 비트(least significant bit)이다.

본 발명의 다른 실시 예에 따라, 양자화 테이블(700)는 u₁…u_K를 양자화하기 위해 사용된다. 특히, 테이블(700)과 같은 3비트 양자화 테이블(B=3)은 u₁…u_K의 요소들의 실수부와 허수부를 양자화하기 위해 사용된다.

본 발명의 실시 예에서, 상기 피드백 오버헤드는 <R>를 트래킹(tracking )함으로써, 더욱 감소될 수 있다. <R>의 트래킹(tracking) 및 추정(estimating)은 단말이 기지국으로 u₁혹은 u₁…u_K의 양자화 버전을 보고하는 대신, 기지국과 단말에서 동시에 발생한다.

특별한 실시 예에서, 기지국과 단말에서 <R>의 동시 트래킹 및 추정은, 단말로부터 유추되는 최상의 보고된 안테나 빔 인덱스 혹은 보고된 선처리 벡터 인덱스(Precoding Vector Index: PVI)의 정보를 사용한다.

본 발명의 또 다른 구현에 있어서, 랜덤 벡터는 기지국과 단말 모두에서 <R>의 트래킹 및 추정을 향상시키기 위해 사용된다. 이 실시 예에서, 상기 랜덤 벡터는 기지국과 단말 모두에 알려진다. 랜덤 벡터의 생성은 동일한 단말과 기지국 모두에서 사용되는 동일한 랜덤 씨드(random seed)를 기반으로 한다. <R>의 트래킹 및 추정은

로 나타내며, 동시에 기지국과 단말에 의해 트래킹된다.

특별한 실시 예에서, 하기 <수학식 11>에 보여지는 바와 같이, 기지국에서

은 망각변수(forgetting factor), 랜덤 변수(random factor), 그리고 단말로부터의 보고된 PVI 인덱스의 함수로써 트래핑된다.

여기서, α는 상기 망각변수이며, 채널의 이동성을 트래킹하기 위해 설계된다. β는 상기 랜덤 변수이며,

의 추정 중 편파효과(bias effect)를 회피하기 위해 설계된다.

는 기지국으로부터 보고된 최상의 PVI이다. v_random은 랜덤 벡터이며, 동기방법(synchronized manner) 으로 기지국과 단말 모두에서 동시에 생성된다.

본 발명의 또 다른 실시 예에 있어서, 하기 <수학식 12>에 보여지는 바와 같이,

은 기지국과 단말 모두에서 트래킹되거나 추정된다.

여기서, T=1,2,3…은 갱신된 트래킹 타이밍 인덱스이다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, 상기 <수학식 12>의

는 상기 <수학식 7>의 변형 코드북을 생성하기 위해서, 상기 기저 코드북 P를 적용하기 전에, 정규화된다. 정규화된(normalized )

는 <<R>>[T]으로 나타내며, 여기서

이다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, 상기 <수학식 11> 혹은 상기 <수학식 12> 의

와

를 위한 갱신 주기(period 또는 cycle)는 동일하거나 다르다.

도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 폐루프 변형 코드북 기반 전송 빔포밍 (Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming : CL-TCTB)을 기반으로 하는 트래핑 방법(800)을 도시하고 있다.

도 8에 보여지는 바와 같이, 기지국 또는 단말은 801단계에서 <<R>>를 단위 행렬(identity matrix)로 초기화하고, 803단계에서 타이밍 인덱스 T를 0으로 설정한다. 805단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이면, 기지국 혹은 단말은 807단계에서 W[T=0] = <<R>>[T=0]P로 변형 코드북을 생성한다. 805단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이 아니면, 기지국 혹은 단말은 809단계에서 상기 <수학식 11> 혹은 상기 <수학식 12>를 사용하여 갱신된 <<R>>[T], T=1,2…을 계산하고, 811단계에서 W[T] = <<R>>[T]P, T=1,2,…로 갱신된 변형 코드북을 계산한다. 상기 기지국 혹은 단말은 813단계에서 상기 최상의 안테나 빔 정보 dmax와 함께 W[T]로부터 송신 안테나 가중치 w를 얻는다.

도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 폐루프 변형 코드북 기반 전송 빔포밍 (Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming : CL-TCTB)을 기반으로 하는 트래핑의 수렴속도를 향상시키기 위한 방법(900)을 도시하고 있다.

이 실시 예에서, <<R>>의 초기 절차는CL-TCTB을 기반으로 하는 트래핑의 수렴속도를 향상시키도록 한다. <<R>>의 향상된 초기치 설정(initialization)은 u₁혹은 u₁…u_K의 양자화 버전을 기반으로 한다. 도 9에 보여지는 바와 같이, 기지국 또는 단말은 901단계에서 u₁ 혹은 u₁…u_K를 사용하여 상기 <수학식 6> 혹은 상기 <수학식 10>을 기반으로 <<R>>를 초기화하고, 903단계에서 타이밍 인덱스 T를 0으로 설정한다. 905단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이면, 기지국 혹은 단말은 907단계에서 W[T=0] = <<R>>[T=0]P로 변형 코드북을 생성한다. 905단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이 아니면, 기지국 혹은 단말은 909단계에서 상기 <수학식 11> 혹은 상기 <수학식 12>를 사용하여 갱신된 <<R>>[T], T=1,2…을 계산하고, 911단계에서 W[T] = <<R>>[T]P, T=1,2,…로 갱신된 변형 코드북을 계산한다. 상기 기지국 혹은 단말은 913단계에서 상기 최상의 안테나 빔 정보 d_max와 함께 W[T]로부터 송신 안테나 가중치 w를 얻는다.

하나의 실시 예에서, CL-TCTB 기반의 트래킹은 단말에서 얻어지는 최상의 보고된 안테나 빔 인덱스 혹은 보고된 PVI 정보를 이용하는 기지국과 단말 모두에서, 동시에 <<R>>를 트래핑하여 추정한다. 본 발명의 실시 예에서 최상의 PVI 인덱스를 기지국에 보고하는 것을 더하여, 단말은 <<R>>의 트래핑 및 추정을 향상시키기 위해서 상기 기지국과 상기 단말 모두에서 사용되는 랜덤 벡터 인덱스를 보고한다.

도 10은 본 발명의 실시 예에 따라 단말에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB)을 추적하는 방법(1000)을 도시하고 있다.

도 10에 보여지는 바와 같이, 단말은 1001단계에서 <<R>>를 단위 행렬(identity matrix)로 초기화하고, 1003단계에서 타이밍 인덱스 T를 0으로 설정한다. 1005단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이면, 단말은 1007단계에서 W[T=0] = <<R>>[T=0]P로 변형 코드북을 생성한다. 1005단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이 아니면, 단말은 1009단계에서 상기 <수학식 11> 혹은 상기 <수학식 12>를 사용하여 갱신된 <<R>>[T], T=1,2…을 계산하고, 1011단계에서 W[T] = <<R>>[T]P, T=1,2,…로 갱신된 변형 코드북을 계산한다. 상기 단말은 1013단계에서 상기 수학식 8를 기반으로 상기 최상의 PVI pdmax를 계산하고 코드북[W]를 변형한다. 상기 단말은 1015단계에서 상기 최상의 PVI

를 기지국으로 피드백한다. 상기 단말은 또한 1017단계에서 상기 기지국으로 랜덤 벡터 변수를 피드백한다.

도 11은 본 발명의 실시 예에 따라 기지국에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB)을 추적하는 방법(1100)을 도시하고 있다.

도 11에 보여지는 바와 같이, 기지국은 1101단계에서 <<R>>를 단위 행렬(identity matrix)로 초기화하고, 1103단계에서 타이밍 인덱스 T를 0으로 설정한다. 1105단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이면, 기지국 혹은 단말은 1107단계에서 W[T=0] = <<R>>[T=0]P로 변형 코드북을 생성한다. 1105단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이 아니면, 기지국은 1109단계에서 단말로부터 수신된 최상의 PVI

를 기반으로 상기 <수학식 11> 혹은 상기 <수학식 12>를 사용하여 갱신된 <<R>>[T], T=1,2…을 계산하고, 1111단계에서 W[T] = <<R>>[T]P, T=1,2,…로 갱신된 변형 코드북을 계산한다.

본 발명의 또 다른 구현에 있어서, <<R>>의 초기 절차는 단말에서 CL-TCTB을 기반으로 하는 트래핑의 수렴속도를 향상시키도록 한다. <<R>>의 향상된 초기치 설정(initialization)은 u₁ 혹은 u₁…u_K의 양자화 버전을 기반으로 한다.

도 12는 본 발명의 다른 실시 예에 따라 단말에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB)을 추적하는 방법(1200)을 도시하고 있다.

도 12에 보여지는 바와 같이, 단말은 1201단계에서 u₁ 혹은 u₁...u_K를 사용하여 상기 <수학식 6> 혹은 상기 <수학식 10>을 기반으로 <<R>>를 초기화하고, 1203단계에서 타이밍 인덱스 T를 0으로 설정한다. 1205단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이면, 단말은 1207단계에서 W[T=0] = <<R>>[T=0]P로 변형 코드북을 생성한다. 1205단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이 아니면, 단말은 1209단계에서 상기 <수학식 11> 혹은 상기 <수학식 12>를 사용하여 갱신된 <<R>>[T], T=1,2…을 계산하고, 1211단계에서 W[T] = <<R>>[T]P, T=1,2,…로 갱신된 변형 코드북을 계산한다. 상기 단말은 1213단계에서 상기 수학식 8를 기반으로 상기 최상의 PVI

를 계산하고 코드북[W]를 변형한다. 상기 단말은 1215단계에서 상기 최상의 PVI

기지국으로 피드백한다. 상기 단말은 또한 1217단계에서 상기 기지국으로 랜덤 벡터변수를 피드백한다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, <수학식 11>과 <수학식 12>에서 파라미터 값 a(망각인수 그리고) 그리고 β(랜덤인수)는 트래킹 성능을 향상하기 위하여 시그널링된다. 예를 들어, 단말이 이동성이 높은 채널 환경(high-mobility channel condition) 하에 있을 때, 기지국은 동일한 a 값을 사용하기 위해서, 단말에 신호를 보낼 수 있다. 본 발명의 다른 실시 예에 따라,

와

를 위한 갱신 주기(period 혹은cycle)는 동일하거나 다를 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, <<R>>의 추정은 하기 <수학식 13>처럼 망각인수(forgetting factor), 랜덤인수(random factor CQI(Channel Quality Indication) 혹은 SINR(Signal to Interference plus Noise Ratio) 그리고 상기 수학식 8를 사용하여 변형 코드북 W을 기반으로 하는 단말로부터의 최상의 안테나 빔 정보 d_max의 함수로써, 동시에 기지국과 단말에 의해 트래킹된다.

여기서, α는 상기 망각인수이며, 채널의 이동성을 트래킹하기 위해 설계된다. β는 상기 랜덤 인수이며,

의 바이어스 추정(bias estimation)을 회피하기 위해 설계된다. γ는 SINR 혹은 CQI 값과 관련된 파라미터이고, w_j는 단말에서 최상의 전송 안테나 빔 가중치이며, 또한 변형 코드북 W를 기반으로 하여, 단말로부터의 최상의 보고된 선처리 벡터이다. vrandom은 복소 랜덤 벡터이며, 동기방법(synchronized manner) 으로 기지국과 단말 모두에서 동시에 생성된다.

은

의 바이어스 추정(bias estimation)을 회피하기 위해 설계된다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, 변형 코드북을 형성하기 위해 기저 코드북에 적용되는 시간 인덱스 T에서

는 하기 <수학식 14>와 같이 기지국과 단말 모두에서 특별히 그리고 동시에 트래킹되어 계산된다.

여기서, T=1,2,3…은 갱신된 트래킹 타이밍 인덱스이다. γ=1인 특별한 경우에서, 상기 <수학식 14>에서 변형 코드북을 형성하기 위해 기저 코드북에 적용되는

는 하기 <수학식 15>와 같이 간단하게 표현될 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시 예에 있어서, 변형 코드북을 형성하기 위해 기저 코드북에 적용되는 시간 인덱스 T에서

는 하기 <수학식 16>와 같이 기지국과 단말 모두에서 특별히 그리고 동시에 트래킹되어 계산된다.

γ=1인 특별한 경우에서, 상기 <수학식 16>에서 변형 코드북을 형성하기 위해 기저 코드북에 적용되는

는 하기 <수학식 17>와 같이 간단하게 표현될 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시 예에 있어서, 변형 코드북을 형성하기 위해 기저 코드북에 적용되는 상기 수학식 14, 15, 16 그리고 17에서

는 상기 <수학식 7>의 변형 코드북 w를 생성하기 위해, 기저 코드북 P를 적용하기 전에, 먼저 정규화된다.

본 발명의 또 다른 실시 예에 있어서, 변형 코드북을 형성하기 위해 기저 코드북에 적용되는

추정은 망각인수, 랜덤인수, 그리고 단말로부터의 최상의 안테나 빔 정보 dmax의 함수로써, 기지국과 단말에 의해 동시에 트래킹되며, 하기 <수학식 18>를 사용하여 고정 혹은 기저 코드북 P를 기반으로 한다.

여기서, 최상의 안테나 빔 정보 d_max는 하기 수학식 19에 의해 결정될 수 있다.

여기서, p_i 는 기지국에서의 최상의 전송 안테나 가중치이며, 또한 는 고정 혹은 기저 코드북 P를 기반으로 하는, 단말로부터의 최상의 보고된 선처리 벡터이다.

상기 <수학식 17>를 기반하여, 본 발명의 또 다른 실시 예에서, 변형 코드북을 형성하기 위해 기저 코드북에 적용되는 시간 인덱스 T에서

는 하기 <수학식 20>에 보여진 것처럼 기지국과 단말에서 명확하게 그리고 동시에 추정되며 계산된다.

γ=1인 특별한 경우에서, 상기 <수학식 20>에서 변형 코드북을 형성하기 위해 기저 코드북에 적용되는

는 하기 <수학식 21>과 같이 간단하게 표현될 수 있다.

는 하기 <수학식 22>에 보여진 것처럼 기지국과 단말 모두에서 명확하게 그리고 동시에 추정되며 계산된다.

γ=1인 특별한 경우에서, 상기 <수학식 22>에서 변형 코드북을 형성하기 위해 기저 코드북에 적용되는

는 하기 <수학식 23>과 같이 간단하게 표현될 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시 예에 있어서, 상기 수학식 20, 21, 22 그리고 23에서

본 발명의 또 다른 실시 예에 있어서, 수학식 14, 15, 16, 17, 20, 21, 22 그리고/또는 23에서의 p_i, w_j, v_random를 위한 갱신 주기(period, cycle)는 동일하거나 다를 수 있다.

도 13은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따라 단말에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB)을 추적하는 방법(1300)을 도시하고 있다.

이 실시 예는 수학식 14, 15, 16, 17, 18, 20, 21, 22에서의

를 위한 방법에 기반하여 트래킹을 수행하는 CL-TCTB 시스템에 관한 것이다.

도 13에 보여지는 바와 같이, 단말은 1301단계에서 <<R>>를 단위 행렬(identity matrix)로 초기화하고, 1303단계에서 타이밍 인덱스 T를 0으로 설정한다. 1305단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이면, 단말은 1307단계에서 W[T=0] = <<R>>[T=0]P로 변형 코드북을 생성한다. 1305단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이 아니면, 단말은 1309단계에서 상기 <수학식 14> 내지 상기 <수학식 22>를 사용하여 갱신된 <<R>>[T], T=1,2…을 계산하고, 1311단계에서 W[T] = <<R>>[T]P, T=1,2,…로 갱신된 변형 코드북을 계산한다. 상기 단말은 1313단계에서 또한 랜덤 벡터 v_random를 계산한다. 상기 단말은 이때 1315단계에서 <수학식 8>과 변형 코드북 W[T]를 기반으로 또는 <수학식 18>과 기저 코드북 P를 기반으로, 최상의 PVI

를 계산한다. 상기 단말은 1317단계에서 상기 최상의 PVI j 혹은 i를 다시 기지국으로 피드백한다.

도 14는 본 발명의 또 다른 실시 예에 따라 기지국에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB)을 추적하는 방법(1400)을 도시하고 있다.

도 14에 보여지는 바와 같이, 기지국은 1401단계에서 <<R>>를 단위 행렬(identity matrix)로 초기화하고, 1403단계에서 타이밍 인덱스 T를 0으로 설정한다. 1405단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이면, 기지국은 1407단계에서 W[T=0] = <<R>>[T=0]P로 변형 코드북을 생성한다. 1405단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이 아니면, 기지국은 1409단계에서 상기 <수학식 14> 내지 상기 <수학식 22>를 사용하여 갱신된 <<R>>[T], T=1,2…을 계산하고, 1411단계에서 W[T] = <<R>>[T]P, T=1,2,…로 갱신된 변형 코드북을 계산하고, 1411단계에서 W[T] = <<R>>[T]P, T=1,2,…로 갱신된 변형 코드북을 생성한다. 상기 기지국은 1413단계에서 또한 랜덤 벡터 v_random를 계산한다. 상기 기지국은 이때 1415단계에서 수학식 8과 변형 코드북 W[T]를 기반으로 또는 수학식 18과 기저 코드북 P를 기반으로, 최상의 PVI

를 계산한다.

도 15는 본 발명의 실시 예에 따라 단말에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB) 추적하는 수렴속도(convergence speed)를 개선하기 위한 방법(1500)을 도시하고 있다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, 수학식 14, 15, 16, 17, 18, 20, 21, 22, 그리고 23의 <<R>>[T]의 초기 절차는CL-TCTB을 기반으로 하는 트래핑의 수렴속도를 향상시키도록 한다. <<R>>[T]의 향상된 초기치 설정(initialization)은 u₁ 혹은 u₁…u_K의 양자화 버전을 기반으로 한다

도 15에 보여지는 바와 같이, 단말은 1501단계에서 u₁ 혹은 u₁…u_K을 사용하여 상기 <수학식 6>을 기반으로 하는 <<R>>[T=0]로 초기화하고, 1503단계에서 타이밍 인덱스 T를 0으로 설정한다. 1505단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이면, 단말은 1507단계에서 W[T=0] = <<R>>[T=0]P로 변형 코드북을 생성한다. 1505단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이 아니면, 단말은 1509단계에서 상기 <수학식 14> 내지 상기 <수학식 22>를 사용하여 갱신된 <<R>>[T], T=1,2…을 계산하고, 1511단계에서 W[T] = <<R>>[T]P, T=1,2,…로 갱신된 변형 코드북을 계산한다. 상기 단말은 1513단계에서 또한 랜덤 벡터 v_random를 계산한다. 상기 단말은 이때 1515단계에서 수학식 8과 변형 코드북 W[T]를 기반으로 또는 수학식 18과 기저 코드북 P를 기반으로, 최상의 PVI

를 계산한다. 상기 단말은 1517단계에서 상기 최상의 PVI j 혹은 i를 다시 기지국으로 피드백한다.

도 16는 본 발명의 실시 예에 따라 기지국에서 폐루프 변형된 코드북 기반 전송 빔포밍(Closed-Loop Transformed Codebook based Transmit Beamforming: CL-TCTB) 추적하는 수렴속도(convergence speed)를 개선하기 위한 방법(1600)을 도시하고 있다.

도 16에 보여지는 바와 같이, 기지국은 1601단계에서 <<R>>를 단위 행렬(identity matrix)로 초기화하고, 1603단계에서 타이밍 인덱스 T를 0으로 설정한다. 1605단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이면, 기지국은 1607단계에서 W[T=0] = <<R>>[T=0]P로 변형 코드북을 생성한다. 1605단계에서 만일 상기 타이밍 인덱스 T가 0이 아니면, 기지국은 1609단계에서 상기 <수학식 14> 내지 상기 <수학식 22>를 사용하여 갱신된 <<R>>[T], T=1,2…을 계산하고, 1611단계에서 W[T] = <<R>>[T]P, T=1,2,…로 갱신된 변형 코드북을 계산하고, 1611단계에서 W[T] = <<R>>[T]P, T=1,2,…로 갱신된 변형 코드북을 생성한다. 상기 기지국은 1613단계에서 또한 랜덤 벡터 v_random를 계산한다. 상기 기지국은 이때 1615단계에서 수학식 8과 변형 코드북 W[T]를 기반으로 또는 수학식 18과 기저 코드북 P를 기반으로, 최상의 PVI

를 계산한다.

다음 세션에서, 표기 단순화를 목적으로, 수학식 14, 15, 16, 17, 18, 20, 21, 22 그리고/또는 23에서 w_j와 v_random는

, u_random로 각각 대체된다. 즉 다시 말하면, w_j는

와 동일하고, v_random은 u_random과 동일하다. 또한, 수학식 7의 변형 코드북 W는

로 대체된다. 즉, W와

는 동일하며, 여기서

이고

는 j번째 열 벡터(column vector)이다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, 변형 코드북을 유도하기 위해 사용되며, 기지국과 단말 모두에서 동시에 사용되는 시간 인덱스 T에서 <<R>>[T]를 위한 트래킹 수학식은 하기 <수학식 24>에 나타난다.

여기서, T=1,2,3,..은 갱신 트래킹 타이밍 인덱스이다. α는 상기 망각인수이며, 무선채널의 이동성을 트래킹하기 위해 설계된다. β는 상기 랜덤 인수이고 그리고 γ는 SINR 혹은 CQI 값과 관련된 파라미터이고,

는 시간 인덱스 T에서 기지국에서의 최상의 전송 안테나 빔 가중치이며, 또한 변형 코드북

를 기반으로 하여, 단말로부터의 최상의 보고된 선처리 벡터이다. α와 β의 생성 및 시그널링은 다음 세션에서 기술되고, u_random[T]=v_random[T]은 시간 인덱스 T에서 <수학식 24>와 같은 트래킹 수학식에서 사용되는 복소 랜덤 벡터이며 다음 세션에서 생성되어 기술된다.

γ=1인 특별한 경우에서, 상기 <수학식 24>에서 변형 코드북을 형성하기 위해 기저 코드북에 적용되는 <<R>>[T]는 하기 <수학식 25>와 같이 간단하게 표현될 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, 변형 코드북을 유도하기 위해 사용되며, 기지국과 단말 모두에서 동시에 사용되는 시간 인덱스 T에서 <<R>>[T]를 위한 트래킹 수학식은 하기 <수학식 26>에 나타난다.

γ=1인 특별한 경우에서, 상기 수학식 26에서 변형 코드북을 형성하기 위해 기저 코드북에 적용되는 <<R>>[T]는 하기 <수학식 27>과 같이 간단하게 표현될 수 있다.

이전 세션에서 기술한 바와 같이, α는 상기 망각인수이며, 무선채널의 이동성을 트래킹하기 위해 설계된다. β는 상기 랜덤 인수이며, <<R>>의 바이어스 추정(bias estimation)을 회피하기 위해 설계된다. γ는 SINR 또는 CQI값과 관련된 파라미터이다.

본 발명의 또 따른 실시 예에서, 수학식 14, 15, 16, 17, 18, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26 그리고/또는 27에서의 α, β γ를 위한 갱신 주기(period 혹은cycle)는 동일하거나 다를 수 있다. 일반적으로, α, β γ는 실수(real number)이다.

본 발명의 또 따른 실시 예에서, 기지국은 수학식 14, 15, 16, 17, 18, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26 그리고/또는 27에서의 α(망각인수), β(랜덤인수) 파라미터 값을 단말에 신호로 보낼 수 있다. 특히, α(망각인수), β(랜덤인수) 파라미터 값의 범위는 0과 1 사이에 있다.

도 17은 본 발명의 실시 예에 따라 단말에 여러 가지 값들을 신호로 보내기 위해서 기지국에서 사용되는 테이블을 도시하고 있다.

본 발명의 또 따른 실시 예에서, 기지국은 트래킹 성능을 향상시키기 위해서, α(망각인수)와 β(랜덤인수) 파라미터 값을 단말에 신호로 보낼 수 있다. 예를 들어, 단말이 이동성이 높은 환경하에 있을 때, 상기 기지국은 더 작은 값의 α를 사용하기 위해 상기 단말에 신호로 보낸다. 특히, 3비트 시그널링 방법(signaling method)은 기지국이 무선 하향링크 통신에서 α와 β 값 모두를 단말에 가리키거나 신호를 보내는 것을 허용한다. 예를 들면, 이 실시 예에서, 기지국은 3비트 테이블(1701) 즉, < b2b1b0>을 사용하여 망각인수 α 값을 신호로 보낸다. 또 다른 실시 예에서, 기지국은 3비트 테이블(1703) 즉, < b2b1b0>을 사용하여 랜덤인수 β 값을 신호로 보낸다. 본 발명의 또 다른 실시 예에서, 기지국은 2비트 테이블(1705) 즉, < b1b0>을 사용하여 랜덤인수 γ값을 신호로 보낸다.

α, β γ의 구성은 상기 기지국에서 상기 단말로 신호로 보내질 수 있다. 알고리즘 구성은 너무 자주 변경할 필요가 없기 때문에, 오버헤드는 매우 작다.

이 세션은 수학식 14, 15, 16, 17, 18, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26 그리고/또는 27에서 사용된 p_i[T], w_j[T],

, u_random[T] 그리고/또는 v_random[T]를 위한 제어 시그널링 방법들을 도시한다. 표기 단순화를 목적으로, 이 세션에 설명된 p_i, w_j,

, u_random 그리고/또는 v_random 위한 제어 시그널링 방법들은 일반적으로 시간 인덱스 T에서 참조된다. 예를 들어, w_j는 w_j[T]로 생각하고,

는

로 생각하고, 그리고 u_random 는 u_random[T]로 생각한다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, 도 15에 설명한 바와 같이, 단말은 선호하는 전송 안테나 가중치 벡터 p_i를 위한 인덱스 i 그리고/또는 선호하는 전송 안테나 가중치 벡터 w_j를 위한 인덱스 j를 기지국으로 보고한다. 최상의 보고된 인덱스 i와 j는 각각 수학식 18과 수학식 8을 기반으로, 단말에서 유도된다. 최상의 인덱스 i와 j를 보고하기 위해 필요한 비트 수는 B이며, 여기서, D=2B이고, 상기 D는 기저 코드북 그리고/또는 고정 코드북 P 혹은 변형(transformation) 코드북 그리고/또는 적응적(adaptive) 코드북 W의 총 열 벡터 개수이다. 예를 들어, D=16(열 벡터)가 기저 코드북 혹은 변형 코드북을 필요로 한다면,B=4비트가 필요하다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, 수학식 14, 15, 16, 17, 18, 20, 21, 22, 그리고/또는 23에서 전송 공분산 행렬 추정 <<R>>[T]을 갱신하기 위해 사용되는 벡터들(wj 그리고/또는 v_random)은 코드북으로부터 선택된다. 상기 코드북은 기지국과 단말의 메모리에 명시되어 저장되므로, 실시간으로 이 벡터들을 생성할 필요가 없다. 본 발명의 또 다른 구현에 있어서, 예를 들어, 단말은 선호하는 전송 안테나 가중치 벡터 wj를 위한 인덱스 j를 기지국으로 보고한다. 여기서, w_j는 적응적 코드북, 변형 코드북, 그리고/또는 고정 코드북(즉, W)의 j번째 열 벡터이다. v_random은 시간 인덱스 T에서 복소 랜덤 벡터이고, 랜덤 벡터들의 고정 코드북으로부터 선택될 수 있음에 주목한다. 여기서, 상기 랜덤 벡터들의 코드북은 기지국과 단말에 모두에 알려진다.

본 발명의 또 다른 구현에 있어서, 수학식 24, 25, 26, 그리고/또는 27에서의 전송 공분산 행렬 추정 <<R>>[T]을 갱신하기 위해 사용되는, 벡터들(

그리고/또는 u_random)은 코드북으로부터 선택된다. 상기 코드북은 기지국과 단말의 메모리에 명시되어 저장되므로, 실시간으로 이 벡터들을 생성할 필요가 없다. 본 발명의 또 다른 실시 예에서, 예를 들어, 단말은 선호하는 전송 안테나 가중치 벡터

를 위한 인덱스 j를 기지국으로 보고한다. 여기서,

는 적응적 코드북, 랜덤 벡터들의 고정 코드북(즉,

)의 j 번째 열 벡터이다. 고정 코드북의 랜덤 벡터들로부터 선택될 수 있으며, 상기 코드북의 랜덤 벡터는 기지국과 단말에 모두에 알려져 있음에 주목한다.

본 발명의 또 다른 구현에 있어서, 수학식 14, 15, 16, 17, 18, 20, 21, 22, 그리고/또는 23 에서의 전송 공분산 행렬 추정 <<R>>[T]을 갱신하기 위해 사용되는, 벡터들(p_i그리고/또는 v_random)은 코드북으로부터 선택된다. 상기 코드북은 기지국과 단말의 메모리에 명시되어 저장되므로, 실시간으로 이 벡터들을 생성할 필요가 없다. 본 발명의 또 다른 실시 예에서, 예를 들어, 단말은 선호하는 전송 안테나 가중치 벡터 p_i를 위한 인덱스 i를 기지국으로 보고한다. 여기서, p_i는 기저 코드북 그리고/또는 고정 코드북(즉, P)의 i번째 열 벡터이다. v_random은 시간 인덱스 T에서 복소 랜덤 벡터이고, 랜덤 벡터들의 고정 코드북으로부터 선택될 수 있음에 주목한다. 여기서, 상기 랜덤 벡터들의 코드북은 기지국과 단말에 모두에 알려진다.

이 보고들은 폐루프 MIMO 동작을 위해 필요하다는 것에 주목된다. 그런 관점에서, 폐루프 전송 코드북 트래킹은 어떤 추가적인 오버헤드 없이 수행된다.

본 발명의 또 따른 구현에 있어서, 수렴속도를 증가시키기 위해서, 선호하는 벡터 혹은 행렬의 인덱스는 추가로 보고될 수 있다. 벡터는 코드북의 벡터들로부터 선택될 수 있다. 상기 코드북의 벡터들은 랜덤하게 생성될 수 있다. 예를 들어, 적어도 하나의 피드백 보고에서, 단말은 많은 랜덤 벡터들/행렬들을 사용하여, 코드북을 생성하여, 상기 단말이 선호하는 코드북에서 하나 혹은 다수의 어떤 벡터들/행렬들을 알려준다. 상기 기지국들은 또한 동기방식에서 동일한 코드북을 또한 생성할 것이다. 상기 기지국은 단말이 상기 전송 공분산 행렬의 추정을 갱신하기 위한 상기 선호하는 벡터들/행렬들을 선택하기 위해 피드백 정보를 사용할 수 있다. 예를 들어, 피드백 주기 T에서, 상기 단말과 상기 기지국 모두 두 개의 랜덤 벡터들을 생성한다. 상기 단말은 상기 v_random[T]같은 R의 빠른 수렴을 수행하는 선호하는 랜덤 벡터의 인덱스를 다시 피드백한다. 상기 단말과 기지국 모두 상기 전송 공분산 행렬 추정 <<R>>[T]을 갱신할 수 있으며, 상기 <<R>>[T]은 하기 <수학식 28>(상기 <수학식 17>과 동일함)과 같이 변형 코드북을 형성하기 기저 코드북에 적용될 수 있다.

본 발명의 또 다른 구현에 있어서, 상기 전송 공분산 행렬 추정 <<R>>[T]을 갱신하기 위해 사용되는 랜덤 벡터들(v_random[T])은 코드북으로부터 선택된다. 상기 코드북은 기지국과 단말의 메모리에 명시되어 저장되므로, 실시간으로 이 벡터들을 생성할 필요가 없다.

시간 주기 T에서, 상기 전송 공분산 행렬 추정 <<R>>[T]를 갱신하기 위해, 상기 단말과 상기 기지국 모두에서 v_perturb[T]으로 표현되는, 동일한 벡터를 선택한다. 상기 <<R>>[T]은 하기 <수학식 29>에 따라, 변형 코드북을 형성하기 기저 코드북에 적용될 수 있다.

그렇지 않으면(Alternatively), 시간 주기 T에서, 상기 전송 공분산 행렬 추정 <<R>>[T]를 갱신하기 위해, 상기 단말과 상기 기지국 모두에서 v_perturb[T]으로 표현되는, 동일한 벡터를 선택한다. 상기 <<R>>[T]은 하기 <수학식 30>에 따라, 변형 코드북을 형성하기 기저 코드북에 적용될 수 있다.

낮은 오버헤드 구현을 위해, 상기 기지국과 상기 단말은 동일한 코드북으로부터 상기 벡터의 인덱스를 선택하기 위한 동일한 알고리즘을 사용할 수 있다. 통상의 기술자는 이 목적을 실행하기 위한 다양한 방법들이 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 상기 인덱스는 프레임 번호, 기지국 식별자, 단말 식별자, 그리고 의사난수발생기(pseudo random number generator)의 함수로부터 유추될 수 있다. 다른 방법으로, 수렴 속도를 증가시키기 위해, 상기 단말은, 상기 전송 공분산 행렬 추정의 빠른 수렴을 달성하는 상기 선택된 벡터의 인덱스를 상기 기지국에 보고할 수 있다. v_perturb[T]는 복소 랜덤 벡터인 것에 주목한다.

물론, 통산의 기술자는 코드북이 시간이 흐름에 따라 혹은 다른 기지국들 혹은 단말들을 위해, 변경될 수 있다는 것을 인식할 것이다.

비록 본 발명의 실시 예는 예로 수학식 28, 29 그리고/또는 30을 참조하여 설명되지만, 통상의 기술자는 상기 실시 예는 다른 전송 공분산 행렬 추정 방법에 적용될 수 있다는 것을 인식할 것이다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, 수학식 14, 15, 16, 17, 18, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27, 28, 29 그리고/또는 30에서의 p_i[T], w_j[T],

, u_random[T], v_perturb[T], 그리고 vrandom[T]를 위한 갱신 주기(period, cycle)는 동일하거나 다를 수 있다.

이 세션은 트래킹 수학식 14, 15, 16, 17, 18, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27, 28, 29 그리고/또는 30에서 사용되는 상기 복소 랜덤 벡터(v_random[T] 그리고 u_random[T])의 생성 절차를 도시한다. 표기 단순화를 목적으로, 이 세션에 설명되는 v_random그리고 u_random은 일반적으로 시간 인덱스 T에서 참조한다. 즉 v_random[T]는 v_random으로 참조되고, u_random[T]는 u_random으로 참조된다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, <<R>>의 수렴속도를 증가시키기 위해, v_random 혹은 u_random의 복소 랜덤 벡터는 추가로 보고될 수 있다. 상기 벡터는 코드북의 랜덤 벡터들로부터 선택될 수 있다. 다른 실시 예에서, 단말은 수렴속도를 최적화하기 위해서, 상기 코드북 내에서 최상의 선택된 랜덤 벡터들의 인덱스를 기지국에 보고한다.

본 발명의 또 다른 실시 예에 따라, v_random 혹은 u_random는 복소 랜덤 벡터이며, 동기 방법으로 기지국과 단말 모두에서 동시에 생성된다. v_random 혹은 u_random는 <<R>>의 바이어스 추정을 회피하기 위해 설계된다. 예를 들어, v_random 혹은 u_random는 선형 피드백 시프트 레지스터(Linear Feedback Shift Register: LFSR)에 의해 생성되는 의사 랜덤 이진열 (Binary Pseudorandom Sequence: BPRS)를 기반으로 생성된다.

본 발명의 또 다른 실시 예에서, v_random 혹은 u_random는 예를 들어, 하기 수학식 31와 같은 다항식 생성(polynomial generator)을 가지는 선형 피드백 시프트 레지스터(Linear Feedback Shift Register: LFSR)에 의해 생성되는 의사 랜덤 이진열 (Binary Pseudorandom Sequence: BPRS)를 기반으로 생성된다.

여기서, L은 LFSR의 길이이다. 그러한 다항식 생성(polynomial generator)의 하나의 예는 g(x)= x16+ x15+x2+1이다. 특별한 실시 예에서, 상기 BPRS생성기는 씨드(seed) b15b14b13b12b11…b2b1b0에 의해 초기화되며, 단말 식별자 혹은 STID에 기반으로 유추될 수 있다.

도 18은 본 발명의 실시 예에 따라 이진 의사 랜덤 시퀀스 발생기(binary pseudorandom sequence generator)(18000)를 도시하고 있다.

특정의 실시 예에, 상기 이진 의사 랜덤 시퀀스 발생기(1800)는 씨드(seed) b15b14b13b12b11...b2b1b0에 의해 각각의 피드백 주기에 초기화된다. 도 18에 보여진 것처럼, 상기 씨드 중에서 12개 최하위 비트(LSB)들은 단말의 STID이고, 상기 씨드의 4개의 최상위 비트(MSB)는 피드백 주기 인덱스 T의 4비트 최하위 비트이다.

특정의 실시 예에, 기지국과 단말 모두 동일한 씨드 b15b14b13b12b11...b2b1b0를 사용하여 LFSR를 초기화할 때, 랜덤 벡터 v_random 또는 u_random는 피드백 주기 T 시작 초기에 생성된다. 상기 씨드 중에서 12개 최상위 비트(MSB)들은 단말의 STID이고, 상기 씨드의 4개의 최하위 비트(LSB)는 피드백 주기 인덱스 T의 4비트 최하위 비트이다.

각각의 랜덤 벡터 vrandom또는 urandom의 입력(entry)은M=8비트로 양자화되고, 그리고 N=8이 랜덤 벡터 vrandom또는 urandom 으로 들어간다. 기지국과 단말 모두는 상기 벡터의 제1 입력(entry)을 형성하는 LFSR의 the first 8 binary output, 상기 벡터의 제2 입력(entry)을 형성하는LFSR의 the second 8 binary output를 가지고 LFSR M×N = 8×8 = 64 times를 기록한다(clock). 상기 생성된 벡터는 v_random _, _unnormalized 혹은 u_random _, _unnormalized으로 나타나다. 상기 랜덤 벡터에서 입력(entry)을 형성하기 위해, 처음 4비트는 입력(entry)의 실수부를 형성하고, 마지막 4비트는 입력(entry)의 허수부를 형성한다. 상기 실수부 또는 상기 허수부의 신호들은 각 그룹의 4비트 중 첫 번째 비트에 의해 지시된다.

||v_random _, _unnormalized||²=0 혹은 ||u_random _, _unnormalized||²=0이면, 각 랜덤 벡터 v_random또는 u_random의 입력(entry)은 M=8비트로 다시 양자화된다. 만약, 그렇지 않으면, 상기 랜덤 벡터는

다음 그들의 놈(norm)으로 생성된 랜덤 벡터를 나눔으로써, 정규화된다.

기지국과 단말 모두 동일 절차를 따르기 때문에, 랜덤 벡터 v_random또는 u_random의 시그널링은 필요하지 않다.

통상의 기술자는 본 발명의 실시 예는 기지국과 단말에서 다수 랜덤 벡터들의 생성을 동기화하기 위해 사용될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 상기 실시 예는 또한 M과 N의 다른 구성에 의한 다른 정확성과 다른 안테나 개수에 확장할 수 있다. 통상의 기술자는 기지국과 단말에서 하나이상의 랜덤 행렬들의 생성을 동기화하기 위해 실시 예를 확장하는 것이 복잡하지 않다는 것을 인식할 것이다.

또한, 각 트래킹 단계에서 변함없는 성능을 위해, 상기 랜덤 벡터들은 양자화되어서, 각 adaptation step의 크기는 동일하다는 것에 주목한다. 하지만, 정규화(normalization)는 일반적으로 종종 복잡성 때문에 선호하지 않은 나누기 연산이 필요하다. 하나의 대안은 정규화 과정을 생략하는 것이다. 예를 들어, 랜덤 벡터의 동기화된 생성을 달성하는 하나의 실시 예는, 동일한 시간에서(예: 매 슈퍼프레임(20ms)의 시작시점마다 혹은 매 다수의 슈퍼프레임 주기마다(상기 주기 길이는 구성될 수 있음)) 동일한 씨드를 갖는 LFSR를 초기화하는 기지국과 단말 모두를 포함하는 것이다. 상기 씨드는 프레임 번호, 기지국 식별자, 단말 식별자, 혹은 다른 정보로부터 유추될 수 있다.

각 랜덤 벡터 v_random 또는 u_random의 입력(entry)은 M비트로 양자화되고, 상기 랜덤 벡터 v_random또는 u_random에서 N개 입력들 있다고 가정한다. 기지국과 단말 모두 상기 벡터의 제1 입력(entry)을 형성하는 LFSR의 the first M binary output, 상기 벡터의 제 2 입력(entry)을 형성하는 LFSR의 the second M binary output를 가지고 LFSR M×N times를 기록한다(clock). 상기 생성된 벡터는 v_random _, _unnormalized 혹은 u_random, _unnormalized으로 나타나다. 상기 랜덤 벡터에서 입력(entry)을 형성하기 위해, 예를 들어, 이진 출력 8비트(M=8)가 주어진다. 처음 4비트는 입력(entry)의 실수부를 형성하고, 마지막 4비트는 입력(entry)의 허수부를 형성한다. 상기 입력(entry)는 복소수라 가정한다. 상기 실수부 또는 상기 허수부의 신호들은 각 그룹의 4비트 중 첫 번째 비트에 의해 지시된다.

만일 필요한 생성된 랜덤 벡터의 수에 이르면, 동작(operation)은 중지한다. 반면, 상기 기지국과 상기 단말은 다시 상기 벡터의 제1 입력(entry)을 형성하는LFSR의 the first M binary output, 상기 벡터의 제 2 입력(entry)을 형성하는LFSR의 the second M binary output를 가지고 LFSR M×N times를 기록한다(clock).

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

225: BTS 제어기, 235: 채널 제어기, 250: 트랜시버,

Claims

다수의 기지국들로 구성되는 무선통신 네트워크에서,
상기 각각의 기지국은 다수의 가입자 단말들과 무선통신을 할 수 있으며,
상기 다수의 기지국들 중 적어도 하나는,
가입자 단말로부터 선처리 벡터 인덱스(Precoding Vector Index: PVI)를 수신하도록 구성된 수신기와,
상기 선처리 벡터 인덱스를 사용하여 송신 공분산 행렬(transmit covariance matrix)을 갱신하고, 그리고 상기 갱신된 송신 공분산 행렬을 사용하여 코드북을 변형하도록(transform ) 구성된 제어기와,
상기 변형된 코드북을 사용하여 상기 가입자 단말에 전송 빔포밍(transmit beamforming)을 수행하도록 구성된 송신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 1항에 있어서,
상기 송신 공분산 행렬은 롱텀 평균(long-term average), 정규화된(normalized) 송신 공분산 행렬인 것을 특징으로 하는 기지국.
제 1항에 있어서,
상기 다수의 기지국들 중 적어도 하나에 의한 상기 송신 공분산 행렬을 갱신하는 것은 하기 수학식을 사용하여 상기 송신 공분산 행렬을 트래킹하는 것을 특징으로 하는 기지국.

여기서,
는 갱신된 송신 공분산 행렬이고, α는 채널의 이동성을 트래킹하기 위해 설계되는 망각변수이고, β는
의 추정 중 편파효과(bias effect)를 회피하기 위해 설계되는 랜덤 변수이고,
는 가입자 단말로부터 수신된 PVI이고, v_random은 동기방법(synchronized manner) 으로 기지국과 단말 모두에서 동시에 생성되는 랜덤 벡터임.
제 1항에 있어서,
상기 다수의 기지국들 중 적어도 하나에 의한 상기 송신 공분산 행렬을 갱신하는 것은 하기 수학식을 사용하여 상기 송신 공분산 행렬을 트래킹하고 추정하는 것을 특징으로 하는 기지국.

여기서,
는 갱신된 송신 공분산 행렬이고, α는 채널의 이동성을 트래킹하기 위해 설계되는 망각변수이고, β는
의 추정 중 편파효과(bias effect)를 회피하기 위해 설계되는 랜덤 변수이고,
는 가입자 단말로부터 수신된 PVI이고, v_random은 동기방법(synchronized manner) 으로 기지국과 단말 모두에서 동시에 생성되는 랜덤 벡터임.
제 3항에 있어서,
v_random는 상기 기지국과 상기 가입자 단말에서 동일한 랜덤 씨드(seed)를 사용하여 생성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 4항에 있어서,
v_random는 상기 기지국과 상기 가입자 단말에서 동일한 랜덤 씨드(seed)를 사용하여 생성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 3항에 있어서,

를 위한 갱신 주기는 v_random를 위한 갱신 주기와 동일하거나 다른 것을 특징으로 하는 방법.
제 4항에 있어서,

를 위한 갱신 주기는 v_random를 위한 갱신 주기와 동일하거나 다른 것을 특징으로 하는 방법.
제 1항에 있어서,
상기 제어기는,
상기 코드북을 변형시키기 위해 상기 송신 공분산 행렬을 사용하기 전에, 상기 송신 공분산 행렬을 정규화(normalize)하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
기지국에 있어서,
가입자 단말로부터 선처리 벡터 인덱스(Precoding Vector Index: PVI)를 수신하도록 구성된 수신기와,
상기 선처리 벡터 인덱스를 사용하여 송신 공분산 행렬(transmit covariance matrix)을 갱신하고, 그리고 상기 갱신된 송신 공분산 행렬을 사용하여 코드북을 변형하도록(transform ) 구성된 제어기와,
상기 변형된 코드북을 사용하여 상기 가입자 단말에 전송 빔포밍(transmit beamforming)을 수행하도록 구성된 송신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
기지국 동작 방법에 있어서,
가입자 단말로부터 선처리 벡터 인덱스(Precoding Vector Index: PVI)를 수신하는 과정과,
상기 선처리 벡터 인덱스를 사용하여 송신 공분산 행렬(transmit covariance matrix)을 갱신하는 과정과,
상기 갱신된 송신 공분산 행렬을 사용하여 코드북을 변형하는(transform) 과정과,
상기 변형된 코드북을 사용하여 상기 가입자 단말에 전송 빔포밍(transmit beamforming)을 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
가입자 단말에 있어서,
기지국으로부터 파일롯 혹은 채널 사운딩 신호를 수신하도록 구성된 수신기와,
상기 수신된 파일롯 혹은 채널 사운딩 신호의 적어도 일부를 기반 선처리 벡터 인덱스(Precoding Vector Index: PVI)를 결정하도록 구성된 제어기와,
상기 선처리 벡터 인덱스를 상기 기지국에 전송하도록 구성된 송신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 가입자 단말.
제 12항에 있어서,
상기 선처리 벡터 인덱스를 수신할 시, 상기 기지국은
상기 선처리 벡터 인덱스를 사용하여, 송신 공분산 행렬을 갱신하고,
상기 갱신된 송신 공분산 행렬을 사용하여, 코드북을 변형하고,
상기 변형된 코드북을 사용하여 상기 가입자 단말에 전송 빔포밍을 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 가입자 단말.
제 13항에 있어서,
상기 송신 공분산 행렬은 롱텀 평균(long-term average), 정규화된(normalized) 송신 공분산 행렬인 것을 특징으로 하는 가입자 단말.
제 13항에 있어서,
상기 기지국에 의한 상기 송신 공분산 행렬을 갱신하는 것은 하기 수학식을 사용하여 상기 송신 공분산 행렬을 트래킹하는 것을 특징으로 하는 기지국.

여기서,
는 갱신된 송신 공분산 행렬이고, α는 채널의 이동성을 트래킹하기 위해 설계되는 망각변수이고, β는
의 추정 중 편파효과(bias effect)를 회피하기 위해 설계되는 랜덤 변수이고,
는 가입자 단말로부터 수신된 PVI이고, v_random은 동기방법(synchronized manner) 으로 기지국과 단말 모두에서 동시에 생성되는 랜덤 벡터임.
제 13항에 있어서,
상기 기지국에 의한 상기 송신 공분산 행렬을 갱신하는 것은 하기 수학식을 사용하여 상기 송신 공분산 행렬을 트래킹하고 추정하는 것을 특징으로 하는 기지국.

여기서,
는 갱신된 송신 공분산 행렬이고, α는 채널의 이동성을 트래킹하기 위해 설계되는 망각변수이고, β는
의 추정 중 편파효과(bias effect)를 회피하기 위해 설계되는 랜덤 변수이고,
는 가입자 단말로부터 수신된 PVI이고, v_random은 동기방법(synchronized manner) 으로 기지국과 단말 모두에서 동시에 생성되는 랜덤 벡터임.
제 15항에 있어서,
v_random는 상기 기지국과 상기 가입자 단말에서 동일한 랜덤 씨드(seed)를 사용하여 생성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 16항에 있어서,
v_random는 상기 기지국과 상기 가입자 단말에서 동일한 랜덤 씨드(seed)를 사용하여 생성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 15항에 있어서,

를 위한 갱신 주기는 v_random를 위한 갱신 주기와 동일하거나 다른 것을 특징으로 하는 방법.
제 16항에 있어서,

를 위한 갱신 주기는 v_random를 위한 갱신 주기와 동일하거나 다른 것을 특징으로 하는 방법.