KR20100122812A - Method and system of channel equalization for single carrier modulation signal - Google Patents

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KR20100122812A KR1020090041901A KR20090041901A KR20100122812A KR 20100122812 A KR20100122812 A KR 20100122812A KR 1020090041901 A KR1020090041901 A KR 1020090041901A KR 20090041901 A KR20090041901 A KR 20090041901A KR 20100122812 A KR20100122812 A KR 20100122812A
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Abstract

PURPOSE: A method and a system of channel equalization for a single carrier modulation signal are provided to apply both end overlap remover and both end overlap storage in performing the frequency area channel equalization, thereby improving the receiving performance in multi path channel even in case of a single carrier modulation system using a single antenna receiver. CONSTITUTION: A channel equalizer(1000) comprises both ends overlapping storing units(1010, 1015), zero padding units(1020, 1025), a first FFT units(1030, 1035), a second FFT unit(1040, 1045), a maximum rate combiner(1050), a IFFT unit(1060), a both ends overlapping removal(1070). The both ends overlapping storing unit proceeds a function of changing received signal r1(n) and r2(n) into the block signal r1N(n) and r2N(n) which sample numbers is respecitvely N. The both ends overlapping storing unit divides the received signal r(n) into a plurality of block signal r2N(n) and stores the signal.

Description

단일 반송파 변조 신호를 위한 채널 등화 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM OF CHANNEL EQUALIZATION FOR SINGLE CARRIER MODULATION SIGNAL}Channel equalization method and system for single carrier modulated signal {METHOD AND SYSTEM OF CHANNEL EQUALIZATION FOR SINGLE CARRIER MODULATION SIGNAL}

본 발명은 단일 반송파 변조 신호를 위한 채널 등화 방법 및 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 양끝 중첩 저장기, FFT, 제로 패딩기, 최대비율결합기, IFFT, 양끝 중첩 제거기 등으로 구성되어 주파수 영역 채널 등화를 수행함으로써, 다중 경로 채널로 인한 주파수 영역의 널을 상쇄하고 단일 반송파 변조 시스템의 수신 성능을 향상시키기 위한 단일 반송파 변조 신호를 위한 채널 등화 방법 및 시스템에 관한 것이다.The present invention relates to a channel equalization method and system for a single carrier modulated signal. More particularly, the present invention relates to a frequency domain channel comprising a double end overlapping device, an FFT, a zero padding, a maximum ratio combiner, an IFFT, and an end overlapping remover. By performing equalization, the present invention relates to a channel equalization method and system for a single carrier modulated signal to cancel nulls in the frequency domain due to a multipath channel and to improve the reception performance of a single carrier modulated system.

디지털 통신 시스템에서, 특히, 지상파 TV 시스템의 경우, 송신기로부터 송신된 신호는 다중 경로 채널을 통과하면서 인접 신호에 의한 간섭이 발생하므로, 수신기에 수신되는 신호는 심하게 왜곡되는 것이 일반적이다. 따라서, 수신기에는 왜곡된 수신 신호로부터 원 신호를 복원하기 위한 채널 등화 수단이 반드시 필요하다.In digital communication systems, in particular in terrestrial TV systems, signals transmitted from transmitters typically pass through a multipath channel, causing interference by adjacent signals, so that the signal received at the receiver is severely distorted. Accordingly, the receiver necessarily requires channel equalization means for recovering the original signal from the distorted received signal.

도 1은 디지털 VSB(vestigial sideband) TV 시스템에 적용되어 오던 종래의 단일 반송파 변조(Single Carrier Modulation) 시스템의 구성을 나타내는 도면이 다.1 is a view showing the configuration of a conventional single carrier modulation (Single Carrier Modulation) system has been applied to a digital vestigial sideband (VSB) TV system.

도 1을 참조하면, 송신 신호 x(n)은 선형 필터 h(n)으로 표현된 다중 경로 채널(110)을 통과하면서 인접 신호 간섭에 의해 왜곡되고 잡음 w(n)이 더해질 수 있으며, 이에 따라 수신 신호 r(n)은 아래의 식 (1)과 같이 표현될 수 있다. 참고로, 식 (1)에서 "*"은 선형 길쌈(linear convolution)을 의미하며, n은 시간 인덱스(index)를 의미한다.Referring to FIG. 1, the transmitted signal x (n) passes through the multipath channel 110 represented by the linear filter h (n) and may be distorted by adjacent signal interference and add noise w (n) accordingly. The received signal r (n) may be expressed as in Equation (1) below. For reference, in the formula (1), "*" means linear convolution, and n means time index.

Figure 112009028814837-PAT00001
식 (1)
Figure 112009028814837-PAT00001
Formula (1)

그리고, 선형 필터 c(n)으로 표현된 채널 등화기(130)의 출력 신호 y(n)은 아래의 식 (2)와 같이 선형 필터 c(n)과 수신 신호 r(n)을 선형 길쌈한 것으로 표현될 수 있다.The output signal y (n) of the channel equalizer 130 represented by the linear filter c (n) is obtained by linearly weaving the linear filter c (n) and the received signal r (n) as shown in Equation (2) below. It can be expressed as.

Figure 112009028814837-PAT00002
식 (2)
Figure 112009028814837-PAT00002
Formula (2)

또한, 채널 추정기(120)는 수신 신호 r(n)에 포함된 훈련 신호로부터 다중 경로 채널 h(n)을 추정함으로써 채널 등화기 c(n)의 필터 계수가 아래의 식 (3)을 만족하도록 설정하여 다중 경로 채널 h(n)에 의한 인접 신호 간섭을 상쇄할 수 있으며, 이때, 식 (2)는 아래의 식 (4)와 같이 다시 표현될 수 있다.In addition, the channel estimator 120 estimates the multipath channel h (n) from the training signal included in the received signal r (n) so that the filter coefficient of the channel equalizer c (n) satisfies Equation (3) below. By setting to cancel the adjacent signal interference by the multi-path channel h (n), Equation (2) can be represented again as shown in Equation (4) below.

Figure 112009028814837-PAT00003
식 (3)
Figure 112009028814837-PAT00003
Equation (3)

Figure 112009028814837-PAT00004
식 (4)
Figure 112009028814837-PAT00004
Equation (4)

식 (3)을 만족하는 채널 등화기를 zero-forcing 등화기라고 하며, 다중 경로 채널 h(n)과 채널 등화기 c(n)을 Z-변환을 통해 주파수 영역에서 표현한 것을 각각 H(z)와 C(z)라 하면 C(z)는 H(z)의 관계를 아래의 식 (5)와 같이 역(inverse)으로 표현할 수 있다.A channel equalizer that satisfies Equation (3) is called a zero-forcing equalizer. The multipath channel h (n) and the channel equalizer c (n) are expressed in the frequency domain through Z-transformation, respectively, H (z) and In the case of C (z), C (z) can express the relation of H (z) in inverse as shown in Equation (5) below.

Figure 112009028814837-PAT00005
식 (5)
Figure 112009028814837-PAT00005
Equation (5)

종래의 단일 반송파 변조 시스템에서는, 신호가 다중 경로 채널을 거치면서 시간 영역에서 인접 신호 간섭을 발생되고 주파수 영역에서는 그 값이 0에 가까운 널(null)인 대역이 발생하게 된다. 특히, 이와 같은 zero-forcing 등화기의 경우에는 C(z)의 값이 널에서 큰 값을 가지게 되며 이에 의해 잡음 증폭이 발생하는 문제점이 있다.In a conventional single carrier modulation system, a signal generates adjacent signal interference in a time domain while passing through a multipath channel, and a band having a null value close to zero in the frequency domain. In particular, in the case of such a zero-forcing equalizer, the value of C (z) has a large value at null, thereby causing noise amplification.

한편, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 등의 다중 반송파 변조(Multi Carrier Modulation) 시스템에서는 주파수 영역 채널 등화기를 사용한다. 다중 반송파 변조 시스템은 우리나라의 지상파 DMB(Digital Multimedia Broadcasting), 유럽 또는 일본의 디지털 TV 방송에 적용되고 있다.Meanwhile, a frequency domain channel equalizer is used in a multi-carrier modulation system such as orthogonal frequency division multiplexing (OFDM). The multi-carrier modulation system has been applied to terrestrial digital multimedia broadcasting (DMB) in Korea, and digital TV broadcasting in Europe or Japan.

도 2는 종래의 다중 반송파 변조 시스템의 다중 경로 채널과 송수신기의 구성을 나타내는 도면이다. 도 2를 참조하면, 송신기(210) 내의 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)부(211)는 주파수 영역 송신 신호 X(k)를 샘플 수가 N인 블록 신호인 시간 영역 신호 x(n)으로 변환한다. 송신기(210) 내의 보호 구간(Guard Interval) 삽입기(212)는 신호 x(n)의 블록 내에 보호 구간을 삽입하는데, 이때, 도 3에 도시된 바와 같이 블록 내의 마지막 G개의 샘플을 블록의 앞에 복사하여 삽입하게 된다. 송신기로부터 송신된 신호 x(n)은 선형 필터 h(n)으로 표현된 다중 경로 채널(220)을 통과하면서 인접 신호 간섭에 의해 왜곡되고 잡음 w(n)이 더해질 수 있으며, 이에 따라 수신 신호 r(n)은 상기의 식 (1)과 같이 표현될 수 있다.2 is a diagram illustrating a configuration of a multipath channel and a transceiver of a conventional multicarrier modulation system. Referring to FIG. 2, an inverse fast fourier transform (IFFT) unit 211 in the transmitter 210 converts a frequency domain transmission signal X (k) into a time domain signal x (n), which is a block signal having N samples. The guard interval inserter 212 in the transmitter 210 inserts a guard interval into a block of signal x (n), with the last G samples in the block in front of the block, as shown in FIG. Copy and insert. The signal x (n) transmitted from the transmitter passes through the multipath channel 220 represented by the linear filter h (n) and may be distorted by adjacent signal interference and add noise w (n), thus receiving signal r (n) may be expressed as in Equation (1) above.

그리고, 수신기(230)에 의하여 수신된 신호 r(n)은 보호 구간 제거기(231)에 의해 보호 구간이 제거된 후 FFT부(232)에 의해 주파수 영역 신호 R(k)로 변환된 결과, 아래의 식 (6)과 같이 표현될 수 있다. 참고로, 식 (6)에서 H(k)와 W(k)는 각각 다중 경로 채널 h(n)과 잡음 w(n)을 FFT한 것을 의미하며, k는 주파수 인덱스이다.The signal r (n) received by the receiver 230 is converted into the frequency domain signal R (k) by the FFT unit 232 after the guard interval is removed by the guard interval remover 231. It can be expressed as Equation (6). For reference, in Equation (6), H (k) and W (k) mean FFT of the multipath channels h (n) and noise w (n), respectively, and k is a frequency index.

Figure 112009028814837-PAT00006
식 (6)
Figure 112009028814837-PAT00006
Formula (6)

식 (1) 내지 식 (5)에서와 같이 Z-변환에서의 곱은 시간 영역에서의 선형 길쌈으로 표현되는 반면에, 식 (6)에서와 같이 FFT 변환에서의 곱은 시간 영역에서의 순환 길쌈(circular convolution)에 대응되는 것이므로, 일반적으로 시간 영역에서 식 (1)과 같이 표현되는 신호 r(n)는 주파수 영역에서 식 (6)의 R(k)와 같이 표현될 수 없다. 하지만, 앞서 도 3과 관련하여 설명한 바와 같이, 다중 반송파 변조 시스템에서는 송신기에서 보호 구간을 삽입하므로 다중 경로 채널 h(n) 통과 시 선형 길쌈과 순환 길쌈의 결과가 같아지게 되며, 이에 따라 식 (6)과 같이 R(k)를 H(k)와 X(k)의 곱으로 표현할 수 있게 된다.As in equations (1) to (5), the product in the Z-transformation is represented by linear convolution in the time domain, whereas the product in the FFT transform as in equation (6) is circular convolution in the time domain. In general, the signal r (n) expressed in Eq. (1) in the time domain cannot be expressed as R (k) in Eq. (6) in the frequency domain. However, as described above with reference to FIG. 3, in the multi-carrier modulation system, since the guard interval is inserted in the transmitter, the result of linear weaving and cyclic weaving becomes equal when the multipath channel h (n) passes. R (k) can be expressed as the product of H (k) and X (k).

또한, 수신기(230)의 채널 추정기(233)는 R(k)에 포함된 훈련 신호 또는 파일럿 신호로부터 다중 경로 채널 h(n)(보다 구체적으로는, h(n)을 FFT한 H(k))을 추정하며, 역채널 곱셈기(234)는 수신 신호 R(k) 및 추청된 H(k)를 이용하여 아래의 식 (7)과 같이 송신 신호 X(k)를 복원한다.In addition, the channel estimator 233 of the receiver 230 performs a multipath channel h (n) (more specifically, H (k) having FFT of h (n) from a training signal or a pilot signal included in R (k). ), And the inverse multiplier 234 restores the transmission signal X (k) by using the received signal R (k) and the H (k).

Figure 112009028814837-PAT00007
식 (7)
Figure 112009028814837-PAT00007
Formula (7)

하지만, 이상에서 살펴본 다중 반송파 변조 시스템에서의 주파수 영역 등화기는 단일 반송파 변조 시스템에서의 시간 영역 등화기와 마찬가지로 다중 경로 채널에 의한 주파수 널이 존재하는 경우 잡음 증폭이 발생하는 문제점이 있다.However, the frequency domain equalizer of the multi-carrier modulation system described above has a problem in that noise amplification occurs when there is a frequency null by a multipath channel like the time domain equalizer of the single carrier modulation system.

다만, 다중 반송파 변조 시스템에서는 주파수 영역 채널 등화기를 사용하므로 2개 이상의 안테나를 사용하는 다이버시티 안테나(diversity antenna)를 적용하기에 용이하며, 이에 따라 다중 경로 채널의 널로 인한 잡음 증폭의 문제점을 개선할 수 있다.However, since a multi-carrier modulation system uses a frequency domain channel equalizer, it is easy to apply a diversity antenna using two or more antennas, thereby improving the problem of noise amplification caused by nulls in a multipath channel. Can be.

도 4는 2개의 안테나를 사용하는 다중 반송파 변조 시스템의 다중 경로 채널과 수신기의 구성을 나타내는 도면이다. 도 4를 참조하면, 송신 신호 x(n)은 선형 필터 h1(n) 및 h2(n)으로 표현된 다중 경로 채널(410, 415)을 통과하면서 인접 신호 간섭에 의해 왜곡되고 각각 잡음 w1(n) 및 w2(n)이 더해질 수 있다. 그리고, 수신 신호 r1(n) 및 r2(n)은 각각 보호 구간 제거기(420, 425)에 의하여 보호 구간이 제거되고 FFT부(430, 435)에 의해 주파수 영역 신호 R1(k) 및 R2(k)로 변환되며, 이에 따라 아래의 식 (8)과 같이 표현될 수 있다.4 is a diagram illustrating a configuration of a multipath channel and a receiver of a multicarrier modulation system using two antennas. Referring to FIG. 4, the transmitted signal x (n) passes through the multipath channels 410 and 415 represented by the linear filters h 1 (n) and h 2 (n) and is distorted by adjacent signal interference and respectively noise w 1 (n) and w 2 (n) can be added. The received signals r 1 (n) and r 2 (n) are removed by the guard interval eliminators 420 and 425, respectively, and the frequency domain signals R 1 (k) and FFT by the FFT units 430 and 435, respectively. It is converted into R 2 (k), and thus can be expressed as Equation (8) below.

Figure 112009028814837-PAT00008
식 (8)
Figure 112009028814837-PAT00008
Formula (8)

그리고, 채널 추정기(440, 445)는 R1(k) 및 R2(k)에 포함된 훈련 신호 또는 파일럿 신호로부터 다중 경로 채널 h1(n) 및 h2(n)(보다 구체적으로는, h1(n) 및 h2(n)을 각각 FFT한 H2(k) 및 H2(k))을 추정하며, 최대 비율 결합기(450)에서는 수신 신호(R1(k) 및 R2(k))와 다중 경로 채널(H2(k) 및 H2(k))로부터 식 (9)와 같이 송신 신호 X(k)를 복원한다.In addition, the channel estimators 440 and 445 perform multipath channels h 1 (n) and h 2 (n) (more specifically, from a training signal or a pilot signal included in R 1 (k) and R 2 (k). H 2 (k) and H 2 (k), which are FFTs of h 1 (n) and h 2 (n), respectively, are estimated, and the maximum ratio combiner 450 receives the received signals R 1 (k) and R 2 ( k)) and the multipath channels H 2 (k) and H 2 (k), as shown in equation (9).

Figure 112009028814837-PAT00009
식 (9)
Figure 112009028814837-PAT00009
Formula (9)

한편, 식 (9)는 안테나가 2개일 경우에 대한 것이고, 임의의 L개의 안테나를 적용하는 경우에는 아래의 식 (10)과 같이 확장될 수 있다.Equation (9) is for the case of two antennas, and in the case of applying any L antennas, it can be expanded as shown in Equation (10) below.

Figure 112009028814837-PAT00010
식 (10)
Figure 112009028814837-PAT00010
Formula (10)

다이버시티 안테나를 이용하는 경우에는 싱글 안테나를 이용하는 경우와 대비하여 신호대잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio) 이득은 약 3~10dB 높아지고, 이동 수신 성능은 약 2배로 개선되며, 실내 수신율은 기존 67%에서 95%로 향상되는 것으로 알려져 있다. 이와 같은 성능 향상을 얻을 수 있는 이유는, 다중 경로 채널을 통과하여 수신된 신호 자체는 주파수 영역에서 널이 발생하지만 서로 다른 안테나를 통하여 수신된 신호는 위상 차이로 인해 각각 널의 위치가 다르게 되어 각 수신 신호를 채널 등화기에서 최대 비율 결합(Maximum Ratio Combining: MRC)할 경우 각각의 널이 상쇄되어 잡음 증폭이 발생하지 않기 때문이다. 즉, 안테나 다이버시티 수신기는 다중 경로 채널로 인한 주파수 영역의 널을 상쇄하여 수신기의 이동 및 실내 수신 성능을 크게 개선한다.In case of using a diversity antenna, the signal-to-noise ratio (SNR) gain is about 3 to 10 dB higher than the case of using a single antenna, and the mobile reception performance is about twice as high. It is known to improve to 95%. The reason for this performance improvement is that the signal received through the multipath channel itself generates nulls in the frequency domain, but the signals received through different antennas have different null positions due to the phase difference. This is because the maximum ratio combining (MRC) of the received signal in the channel equalizer cancels each null so that noise amplification does not occur. That is, the antenna diversity receiver cancels nulls in the frequency domain due to the multipath channel to greatly improve the moving and indoor reception performance of the receiver.

간단한 예로서, 다중 경로 채널 h1(n) 및 h2(n)이 아래의 식 (11)와 같은 경우를 가정할 수 있다. 도 5는 다중 경로 채널 h1(n) 및 h2(n)의 주파수 응답 및 이 들을 최대 비율 결합한 신호의 주파수 응답을 나타내는 도면이다. 식 (11) 및 도 5를 참조하면, 다중 경로 채널 h1(n) 및 h2(n)의 위상 차이는 π/2가 되며, 이에 따라 다중 경로 채널 h1(n) 및 h2(n)에 존재하는 널은 서로 상쇄되는 것을 확인할 수 있다. 참고로, 식 (11)에서 δ(n)는 델타 함수이다.As a simple example, it may be assumed that the multipath channels h 1 (n) and h 2 (n) are as shown in Equation (11) below. FIG. 5 is a diagram illustrating the frequency response of the multipath channels h 1 (n) and h 2 (n) and the frequency response of the signal combining the maximum ratio thereof. Referring to equations (11) and FIG. 5, the phase difference of the multipath channels h 1 (n) and h 2 (n) is π / 2, and thus the multipath channels h 1 (n) and h 2 (n You can see that nulls in) cancel each other out. For reference, δ (n) in equation (11) is a delta function.

Figure 112009028814837-PAT00011
식 (11)
Figure 112009028814837-PAT00011
Formula (11)

한편, 상기와 같은 다중 반송파 변조 시스템뿐만 아니라, 단일 반송파 변조 시스템에서도 다중 경로 채널로 인하여 신호에 발생할 수 있는 왜곡을 상쇄하기 위한 채널 등화 기술이 소개된 바 있다.On the other hand, in addition to the multi-carrier modulation system as described above, a channel equalization technique for canceling distortion that may occur in the signal due to the multi-path channel in a single carrier modulation system has been introduced.

특히, 단일 반송파 변조 시스템에 적용되는 채널 등화기(102)의 시간영역 선형 필터 c(n)이, 도 6에 도시된 바와 같이, 시간 영역 충격 응답(impulse response) cN(n)으로 근사화가 될 수 있는 경우에, 다중 반송파 변조 시스템에서와 같이 주파수 영역 채널 등화기를 사용하는 기술이 소개된 바 있다.In particular, the time domain linear filter c (n) of the channel equalizer 102 applied to a single carrier modulation system is approximated with a time domain impulse response c N (n), as shown in FIG. Where possible, techniques have been introduced that use frequency domain channel equalizers as in multi-carrier modulation systems.

도 7은 종래에 소개된 것으로서 주파수 영역 채널 등화기를 포함하는 단일 반송파 변조 시스템의 수신기의 구성을 나타내는 도면이다.7 is a diagram illustrating a configuration of a receiver of a single carrier modulation system including a frequency domain channel equalizer, which is introduced in the related art.

도 7을 참조하면, 중첩 저장기(710)는 수신 신호 r(n)을 샘플 수가 N인 블록 신호 rN(n)으로 변환하는 기능을 수행한다. 구체적으로는, 도 8에 도시된 바와 같이, 중첩 저장기(710)는 샘플 수가 N인 각 블록(예를 들면, rN2(n)) 형성 시 이전 블록(즉, rN1(n))의 마지막 M개의 샘플을 저장하고, 상기 저장된 M개의 샘플 및 해당 시간대에 수신된 N-M개의 샘플을 이용하여 새로운 블록(즉, rN2(n))을 생성하게 되는데, 이러한 과정을 "overlap-save"라고 한다. 최초의 블록 형성 시에는 이전 블록이 존재하지 않으므로 처음 M개의 샘플이 들어갈 순서에 모두 0을 채워 넣는다.7, the overlap reservoir 710 functions to convert a block of N signal r (n) the number of samples the received signal r (n) N. Specifically, as shown in FIG. 8, the overlapping storage 710 is configured to determine the size of each block (eg, r N2 (n)) of the previous block (that is, r N1 (n)) when N is formed. The last M samples are stored and a new block (i.e., r N2 (n)) is generated using the stored M samples and the NM samples received at the corresponding time slot. This process is referred to as "overlap-save". do. When the first block is formed, the previous block does not exist, so all zeros are filled in the order in which the first M samples will be inserted.

제로 패딩기(720)는 채널 추정기(미도시됨)에서 추정된 다중 경로 채널 h(n)=[h0, h1, ..., hP-1]의 후반부에 0을 채워 넣음으로써, h(n)을 샘플 수가 N인 hN(n)=[h0, h1, ..., hP-1, 0, ..., 0]으로 변환한다. 그리고, FFT부(730, 740)는 시간 영역 신호 rN(n) 및 hN(n)을 각각 주파수영역 신호 RN(k) 및 HN(k)로 변환한다.The zero padding machine 720 fills with 0 at the end of the multipath channel h (n) = [h 0 , h 1 , ..., h P-1 ] estimated by the channel estimator (not shown), h (n) is converted into hN (n) = [h 0 , h 1 , ..., h P-1 , 0, ..., 0], where the number of samples is N. The FFT units 730 and 740 convert the time domain signals r N (n) and h N (n) into frequency domain signals R N (k) and H N (k), respectively.

CN(k)는 HN(k)로부터 아래의 식 (12)와 같이 표현될 수 있는데, 여기서 ∥HN(k)∥2의 값이 매우 작을 경우에는 CN(k)의 값이 비정상적으로 커질 수 있으므로 이를 막기 위해 ∥HN(k)∥2의 값을 적절히 작은 값인 α로 대체할 수 있다. 역채널 곱셈기(즉, 주파수영역 채널 등화기)(750)는 CN(k)과 RN(k)로부터 아래의 식 (13)과 같이 YN(k)을 구할 수 있다. 이때, CN(k)를 IFFT하면 cN(n)을 구할 수 있다.C N (k) can be expressed from H N (k) as shown in the following equation (12), where ∥H N (k) ∥ 2 is very small, the value of C N (k) is abnormal In order to prevent this, the value of ∥ H N (k) ∥ 2 can be replaced by an appropriately small value of α. Inverse channel multiplier (ie, frequency domain channel equalizer) 750 can obtain Y N (k) from C N (k) and R N (k) as shown in Equation (13) below. At this time, if C N (k) is IFFT, c N (n) can be obtained.

Figure 112009028814837-PAT00012
식 (12)
Figure 112009028814837-PAT00012
Formula (12)

Figure 112009028814837-PAT00013
식 (13)
Figure 112009028814837-PAT00013
Formula (13)

또한, IFFT부(760)는 채널 등화된 주파수 영역 신호 YN(k)를 시간영역 신호 yN(n)으로 변환한다. 마지막으로, 중첩 제거기(770)는 도 9에 도시된 바와 같이 yN(n)의 각 블록에서 처음 M개의 샘플을 버리고 나머지 N-M개의 샘플들만을 이용하여 신호 y(n)을 구성한다.Also, the IFFT unit 760 converts the channel equalized frequency domain signal Y N (k) into a time domain signal y N (n). Finally, the overlap remover 770 discards the first M samples in each block of y N (n) and constructs the signal y (n) using only the remaining NM samples as shown in FIG.

단일 반송파 변조 시스템의 경우, 도 2 및 도 3에 도시된 다중 반송파 변조 시스템의 구성과는 달리, 송신기가 각 블록에 후반부 반복 형태의 보호 구간을 삽입하지 않기 때문에 식 (13)과 같이 주파수 영역에서의 CN(k)와 RN(k)의 곱은 시간 영역에서의 rN(n)과 cN(n)의 선형 길쌈이 아닌 순환 길쌈에 대응된다. 이에 따라, yN(n)의 처음 M개의 샘플은 순환 길쌈에 의한 에일리어싱(aliasing)에 의해 왜곡되고, 나머지 N-M개의 샘플은 왜곡되지 않고 선형 길쌈을 한 결과와 동일하게 나타난 다. 따라서, 중첩 저장기(710)를 이용하여 각 블록에 버려도 관계 없는 M개의 샘플을 삽입하여 FFT 및 IFFT를 수행하고, 이후에 중첩 제거기(770)를 이용하여 에일리어싱으로 왜곡된 M개의 샘플을 버리고 나머지 N-M개의 샘플만으로 신호를 구성함으로써, 왜곡을 제거하고 선형 길쌈 연산과 동일한 효과를 낸다.In the case of the single carrier modulation system, unlike the configuration of the multicarrier modulation system shown in Figs. The product of C n (k) and R N (k) corresponds to cyclic weaving, not linear weaving of r N (n) and c N (n) in the time domain. Accordingly, the first M samples of y N (n) are distorted by aliasing by cyclic weaving, and the remaining NM samples are not distorted and appear the same as the result of linear weaving. Accordingly, FFT and IFFT are performed by inserting M samples irrespective of discarding in each block by using the overlapping storage 710, and then discarding M samples that are distorted by aliasing by using the overlapping remover 770 and then discarding the remaining samples. By constructing the signal with only NM samples, we remove the distortion and produce the same effect as the linear weaving operation.

하지만, 이상에서 살펴본 단일 반송파 변조 시스템에서의 주파수 영역 채널 등화 기술은, 채널 등화기의 시간영역 선형 필터(c(n))가 도 6과 같은 형태의 시간 영역 충격 응답(impulse response)(cN(n))으로 근사화가 될 수 있는 경우에만 적용될 수 있다는 한계를 가지고 있다.However, frequency-domain channel equalization techniques in single carrier modulation systems discussed in the above, linear filters the time domain of the channel equalizer (c (n)) The impulse response (impulse response) time domain of the form as shown in Fig. 6 (c N (n)) has a limitation that it can be applied only if it can be approximated.

따라서, 앞서 살펴본 문제점들을 해결하기 위한 기술 개발의 필요성이 대두되었으며, 이에, 본 발명자는 단일 반송파 변조 시스템에서 일반적으로 적용될 수 있는 주파수 영역 채널 등화 기술을 발명하기에 이르렀다.Accordingly, there is a need to develop a technology for solving the above-described problems, and the present inventors have invented a frequency domain channel equalization technique that can be generally applied in a single carrier modulation system.

따라서, 본 발명의 목적은 단일 반송파 변조 시스템에서 다이버시티(diversity) 안테나 수신기를 이용하여 주파수 영역 채널 등화를 수행하여 다중 경로 채널에서의 수신 성능을 크게 개선할 수 있도록 하는 것이다.Accordingly, an object of the present invention is to perform frequency domain channel equalization using a diversity antenna receiver in a single carrier modulation system to greatly improve reception performance in a multipath channel.

또한, 본 발명의 다른 목적은, 주파수 영역 채널 등화를 수행함에 있어서 양끝 중첩 저장기와 양끝 중첩 제거기를 적용함으로써, 단일 안테나 수신기를 사용하는 단일 반송파 변조 시스템의 경우에도 다중 경로 채널에서의 수신 성능을 크게 개선할 수 있도록 하는 것이다.In addition, another object of the present invention is to apply both end overlapping accumulators and both end overlap eliminators in performing the frequency domain channel equalization, thereby greatly improving reception performance in a multi-path channel even in a single carrier modulation system using a single antenna receiver. To improve.

상기한 바와 같은 본 발명의 목적을 달성하고, 후술하는 본 발명의 특징적인 효과를 실현하기 위한, 본 발명의 특징적인 구성은 하기와 같다.The characteristic structure of this invention for achieving the objective of this invention mentioned above, and realizing the characteristic effect of this invention mentioned later is as follows.

본 발명의 일 태양에 따르면, 복수의 안테나를 통하여 수신되는 단일 반송파 변조 신호에 대한 채널 등화 방법으로서, (a) n 개의 안테나로부터 제1, 제2, ..., 제n 이산 신호가 각각 수신되는 경우, 각각의 이산 신호를 시간 순서에 따라 N-M1-M2개의 샘플로 구성된 적어도 하나의 기초 블록으로 나누는 단계 - 상기 적어도 하나의 기초 블록은 시간 순서에 따라 1 번째 기초 블록, 2 번째 기초 블록, ..., m 번째 기초 블록으로 이루어짐 -, (b) i 번째 기초 블록에 시간적으로 선행하도록 i-1 번째 기초 블록의 마지막 M1 개의 샘플을 붙이고 상기 i 번째 블록에 시간적으 로 후행하도록 i+1 번째 블록의 처음 M2 개의 샘플을 붙여 N 개의 샘플로 구성된 i 번째 변환 블록을 생성하는 단계 - i는 1 이상 m 이하의 정수임 -, (c) 각각의 상기 이산 신호로부터 생성된 m 개의 변환 블록을 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)하여 주파수 영역 변환 블록을 산출하는 단계, (d) 상기 주파수 영역 변환 블록과 각각의 상기 안테나에 해당되는 주파수 영역 채널 신호를 참조로 하여 MRC(Maximum Ratio Combining)를 수행함으로써 주파수 영역 출력 블록을 산출하는 단계, (e) 상기 주파수 영역 출력 블록에 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)을 적용하여 시간 영역 출력 블록을 산출하는 단계, 및 (f) 상기 시간 영역 출력 블록 각각에 대해 처음 M1 개의 샘플과 마지막 M2 개의 샘플을 제외하고 나머지 N-M1-M2 개의 샘플들로 구성된 출력 신호를 생성하는 단계를 포함하는 방법이 제공된다.According to an aspect of the present invention, there is provided a channel equalization method for a single carrier modulated signal received through a plurality of antennas, the method comprising: (a) receiving first, second, ..., nth discrete signals from n antennas, respectively; Divide each discrete signal into at least one elementary block of NM 1 -M 2 samples in time order, wherein the at least one elementary block is a first elementary block and a second elementary block in time order. , ..., consisting of the m th elementary block-, (b) appending the last M 1 samples of the i-1 th elementary block to temporally precede the i th elementary block, and i to follow the i th block in time Generating an i th transform block consisting of N samples by pasting the first M 2 samples of the +1 th block, i being an integer greater than or equal to 1 and less than or equal to m; and (c) m transforms generated from each of said discrete signals. Calculating a frequency domain transform block by performing fast Fourier transform (FFT) on the block; (d) a maximum ratio based on the frequency domain channel signal corresponding to the frequency domain transform block and each of the antennas; Calculating a frequency domain output block by performing a combination, (e) applying an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) to the frequency domain output block, and calculating a time domain output block, and (f ) Generating an output signal consisting of the remaining NM 1 -M 2 samples except for the first M 1 sample and the last M 2 samples for each of the time domain output blocks.

본 발명의 다른 태양에 따르면, 단일 안테나를 통하여 수신되는 단일 반송파 변조 신호에 대한 채널 등화 방법으로서, (a) 상기 안테나로부터 수신된 이산 신호를 시간 순서에 따라 N-M1-M2개의 샘플로 구성된 적어도 하나의 기초 블록으로 나누는 단계 - 상기 적어도 하나의 기초 블록은 시간 순서에 따라 1 번째 기초 블록, 2 번째 기초 블록, ..., m 번째 기초 블록으로 이루어짐 -, (b) i 번째 기초 블록에 시간적으로 선행하도록 i-1 번째 기초 블록의 마지막 M1 개의 샘플을 붙이고 상기 i 번째 블록에 시간적으로 후행하도록 i+1 번째 블록의 처음 M2 개의 샘플을 붙여 N 개의 샘플로 구성된 i 번째 변환 블록을 생성하는 단계 - i는 1 이상 m 이하의 정수임 -, (c) 상기 m 개의 변환 블록을 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)하여 주파수 영역 변환 블록을 산출하는 단계, (d) 주파수 영역 채널 등화기를 통해, 상기 주파수 영역 변환 블록과 상기 안테나에 해당되는 주파수 영역 채널 신호를 이용하여 주파수 영역 출력 블록을 산출하는 단계, (e) 상기 주파수 영역 출력 블록에 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)을 적용하여 시간 영역 출력 블록을 산출하는 단계, 및 (f) 상기 시간 영역 출력 블록 각각에 대해 처음 M1 개의 샘플과 마지막 M2 개의 샘플을 제외하고 나머지 N-M1-M2 개의 샘플들로 구성된 출력 신호를 생성 하는 단계를 포함하는 방법이 제공된다.According to another aspect of the present invention, there is provided a channel equalization method for a single carrier modulated signal received through a single antenna, the method comprising: (a) at least discrete discrete signals received from the antenna consisting of NM 1 -M 2 samples in time order; Dividing into one elementary block, wherein the at least one elementary block consists of a first elementary block, a second elementary block, ..., an m-th elementary block in chronological order; Paste the last M 1 samples of the i-1 th elementary block to precede it, and paste the first M 2 samples of the i + 1 th block to follow the i th block temporally, to generate an i th transform block composed of N samples. I) is an integer of 1 or more and less than or equal to m. (C) Fast Fourier Transform (FFT) of the m transform blocks to calculate a frequency domain transform block. (D) calculating a frequency domain output block using the frequency domain channel signal corresponding to the frequency domain transform block and the antenna, using (d) a frequency domain channel equalizer; Calculating a time domain output block by applying an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT), and (f) for each of the time domain output blocks except the first M 1 sample and the last M 2 samples. NM 1 the method including the step of generating an output signal consisting of -M 2 samples is provided.

본 발명의 또 다른 태양에 따르면, 복수의 안테나를 통하여 수신되는 단일 반송파 변조 신호에 대한 채널 등화 시스템으로서, n 개의 안테나로부터 제1, 제2, ..., 제n 이산 신호가 각각 수신되는 경우, 각각의 이산 신호를 시간 순서에 따라 N-M1-M2개의 샘플로 구성된 적어도 하나의 기초 블록으로 나누고 - 상기 적어도 하나의 기초 블록은 시간 순서에 따라 1 번째 기초 블록, 2 번째 기초 블록, ..., m 번째 기초 블록으로 이루어짐 -, i 번째 기초 블록에 시간적으로 선행하도록 i-1 번째 기초 블록의 마지막 M1 개의 샘플을 붙이고 상기 i 번째 블록에 시간적으로 후행하도록 i+1 번째 블록의 처음 M2 개의 샘플을 붙여 N 개의 샘플로 구성된 i 번째 변환 블록을 생성하는 - i는 1 이상 m 이하의 정수임 - 양끝 중첩 저장부, 각각의 상기 이산 신호로부터 생성된 m 개의 변환 블록을 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)하여 주파수 영역 변환 블록을 산출하는 고속 푸리에 변환부, 상기 주파수 영역 변환 블록과 각각의 상기 안테나에 해당되는 주파수 영역 채널 신호를 참조로 하여 MRC(Maximum Ratio Combining)를 수행함으로써 주파수 영역 출력 블록을 산출하는 최대 비율 결합부, 상기 주파수 영역 출력 블록에 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)을 적용하여 시간 영역 출력 블록을 산출하는 역 고속 푸리에 변환부, 및 상기 시간 영역 출력 블록 각각에 대해 처음 M1 개의 샘플과 마지막 M2 개의 샘플을 제외하고 나머지 N-M1-M2 개의 샘플들로 구성된 출력 신호를 생성하는 양끝 중첩 제거부를 포함하는 시스템이 제공된다.According to still another aspect of the present invention, there is provided a channel equalization system for a single carrier modulated signal received through a plurality of antennas, wherein the first, second, ..., nth discrete signals are respectively received from n antennas. Dividing each discrete signal into at least one elementary block of NM 1 -M 2 samples in time order, the at least one elementary block comprising a first elementary block, a second elementary block, .. ., consisting of the m th elementary block-appending the last M 1 samples of the i-1 th elementary block to temporally precede the i th elementary block, and the first M of the i + 1 th block to follow the i th block temporally pasting the two samples to generate the i-th transform block comprised of N samples of the generated m from the both ends overlap the storage unit, each of the discrete signal - i is an integer of more than 1 m or more A fast Fourier transform (FFT) transforming a transform block to calculate a frequency domain transform block; an MRC (Maximum) with reference to the frequency domain channel signal corresponding to the frequency domain transform block and each of the antennas A maximum ratio combining unit for calculating a frequency domain output block by performing ratio combining, and an inverse fast Fourier transform for calculating a time domain output block by applying an inverse fast fourier transform (IFFT) to the frequency domain output block. And a double end remover for generating an output signal composed of the remaining NM 1 -M 2 samples except for the first M 1 samples and the last M 2 samples for each of the time domain output blocks. do.

본 발명의 또 다른 태양에 따르면, 단일 안테나를 통하여 수신되는 단일 반송파 변조 신호에 대한 채널 등화 시스템으로서, 상기 안테나로부터 수신된 이산 신호를 시간 순서에 따라 N-M1-M2개의 샘플로 구성된 적어도 하나의 기초 블록으로 나누고 - 상기 적어도 하나의 기초 블록은 시간 순서에 따라 1 번째 기초 블록, 2 번째 기초 블록, ..., m 번째 기초 블록으로 이루어짐 -, i 번째 기초 블록에 시간적으로 선행하도록 i-1 번째 기초 블록의 마지막 M1 개의 샘플을 붙이고 상기 i 번째 블록에 시간적으로 후행하도록 i+1 번째 블록의 처음 M2 개의 샘플을 붙여 N 개의 샘플로 구성된 i 번째 변환 블록을 생성하는 - i는 1 이상 m 이하의 정수임 - 양끝 중첩 저장부, 상기 m 개의 변환 블록을 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)하여 주파수 영역 변환 블록을 산출하는 고속 푸리에 변환부, 주파 수 영역 채널 등화기를 통해, 상기 주파수 영역 변환 블록과 상기 안테나에 해당되는 주파수 영역 채널 신호를 이용하여 주파수 영역 출력 블록을 산출하는 역 채널 곱셈부, 상기 주파수 영역 출력 블록에 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)을 적용하여 시간 영역 출력 블록을 산출하는 역 고속 푸리에 변환부, 및 상기 시간 영역 출력 블록 각각에 대해 처음 M1 개의 샘플과 마지막 M2 개의 샘플을 제외하고 나머지 N-M1-M2 개의 샘플들로 구성된 출력 신호를 생성 하는 양끝 중첩 제거부를 포함하는 시스템이 제공된다.According to a further aspect of the invention there is provided a channel equalization system for a single carrier modulated signal received via a single antenna, at least one consisting of a discrete signal received from the antenna in NM 1 -M 2 samples according to the time sequence Dividing into elementary blocks-the at least one elementary block consists of a first elementary block, a second elementary block, ..., an m-th elementary block in time order-i-1 to temporally precede the i-th elementary block Pasting the last M 1 samples of the first elementary block and pasting the first M 2 samples of the i + 1 th block so as to follow the i th block in time, i producing a i th transform block consisting of N samples-i is equal to or greater than 1 Integer less than or equal to m-End overlapping storage, Fast Fourier Transform (FFT) of the m transform blocks to calculate a frequency domain transform block An inverse channel multiplier for calculating a frequency domain output block using the frequency domain channel signal corresponding to the frequency domain transform block and the antenna through a fast Fourier transform unit and a frequency domain channel equalizer, An inverse fast Fourier transform unit that applies an inverse fast fourier transform (IFFT) to calculate a time domain output block, and excludes the first M 1 samples and the last M 2 samples for each of the time domain output blocks. And an end overlap elimination unit for generating an output signal consisting of the remaining NM 1 -M 2 samples.

본 발명에 따르면, 단일 반송파 변조 시스템에서 다이버시티(diversity) 안테나 수신기를 이용하여 주파수 영역 채널 등화를 수행할 수 있으므로, 다중 경로 채널로 인한 주파수 영역의 널을 상쇄할 수 있게 되고, 단일 반송파 변조 시스템 수신기의 이동 및 실내 수신 성능을 크게 개선할 수 있게 되는 효과가 있다.According to the present invention, since a frequency domain channel equalization can be performed using a diversity antenna receiver in a single carrier modulation system, nulls in the frequency domain due to the multipath channel can be canceled, and a single carrier modulation system There is an effect that can greatly improve the movement and indoor reception performance of the receiver.

또한, 본 발명에 따르면, 주파수 영역 채널 등화를 수행함에 있어서 양끝 중첩 저장기와 양끝 중첩 제거기를 적용함으로써, 단일 안테나 수신기를 사용하는 단일 반송파 변조 시스템의 경우에도 다중 경로 채널에서의 수신 성능을 크게 개선할 수 있게 되는 효과가 있다.In addition, according to the present invention, by applying both end overlapping accumulators and both end overlap eliminators in performing the frequency domain channel equalization, even in a single carrier modulation system using a single antenna receiver, reception performance in a multipath channel can be greatly improved. There is an effect that becomes possible.

후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발 명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예에 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일 또는 유사한 기능을 지칭한다.DETAILED DESCRIPTION The following detailed description of the invention refers to the accompanying drawings that show, by way of illustration, specific embodiments in which the invention may be practiced. These embodiments are described in sufficient detail to enable those skilled in the art to practice the invention. It should be understood that the various embodiments of the present invention are different but need not be mutually exclusive. For example, certain features, structures, and characteristics described herein may be implemented in other embodiments without departing from the spirit and scope of the invention in connection with an embodiment. It is also to be understood that the position or arrangement of the individual components within each disclosed embodiment may be varied without departing from the spirit and scope of the invention. The following detailed description, therefore, is not to be taken in a limiting sense, and the scope of the present invention, if properly described, is defined only by the appended claims, along with the full range of equivalents to which such claims are entitled. Like reference numerals in the drawings refer to the same or similar functions throughout the several aspects.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 구성을 상세하게 설명하도록 한다.Hereinafter, the configuration of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

전체 시스템의 구성Configuration of the entire system

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 등화 시스템의 구성을 상세하게 나타내는 도면이다. 참고로, 도 10에 도시된 채널 등화 시스템(1000)은 두 개의 안테나를 사용하는 경우를 가정하여 구성된 것으로서, 후술하는 바와 같이 안테나의 개수가 반드시 두 개에 한정되는 것은 아님을 밝혀 둔다.10 is a diagram illustrating in detail the configuration of a channel equalization system according to an embodiment of the present invention. For reference, the channel equalization system 1000 illustrated in FIG. 10 is configured on the assumption that two antennas are used, and the number of antennas is not necessarily limited to two as described below.

도 10을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 등화 시스템(1000)은 양끝 중첩 저장기(1010, 1015), 제로 패딩기(1020, 1025), 제1 FFT부(1030, 1035), 제 2 FFT부(1040, 1045), 최대비율결합기(1050), IFFT부(1060), 양끝 중첩 제거기(1070)를 포함할 수 있다. 이하에서는 채널 등화 시스템(1000)의 각 구성요소에 대하여 상세하게 살펴보기로 한다.Referring to FIG. 10, the channel equalization system 1000 according to an exemplary embodiment of the present invention may include overlapping storage devices 1010 and 1015, zero padding devices 1020 and 1025, and first FFT units 1030 and 1035. The second FFT units 1040 and 1045, the maximum ratio combiner 1050, the IFFT unit 1060, and both ends overlap remover 1070 may be included. Hereinafter, each component of the channel equalization system 1000 will be described in detail.

먼저, 본 발명의 일 실시예에 따른 양끝 중첩 저장기(1010, 1015)는 수신 신호 r1(n) 및 r2(n)을 각각 샘플 수가 N인 블록 신호 r1N(n) 및 r2N(n)으로 변환하는 기능을 수행한다.First, both ends of the overlapping storage units 1010 and 1015 according to an exemplary embodiment of the present invention may use the received signals r 1 (n) and r 2 (n) as block signals r 1N (n) and r 2N (the number of samples is N, respectively). n) function.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따라 양끝 중첩 저장기(1010, 1015)가 수신 신호 r(n)을 복수의 블록 신호 rN(n)(각각의 블록 신호에 포함된 샘플 수는 N 개임)으로 나누어 저장하는 과정을 예시적으로 나타내는 도면이다.FIG. 11 is a diagram illustrating a reception signal r (n) of a plurality of block signals r N (n) (the number of samples included in each block signal is N by both overlapping storages 1010 and 1015 according to an embodiment of the present invention). A diagram illustrating a process of dividing into) and storing the same.

도 11을 참조하면, 양끝 중첩 저장기(1010, 1015)는 r1(n) 및 r2(n)을 샘플 수가 N-M1-M2인 복수의 블록(일명, 기초 블록)으로 나누고, 각각의 블록에 대하여 직전 블록의 마지막 M1개의 샘플과 다음 블록의 처음 M2개의 샘플을 덧붙여 총 샘플 수가 N인 블록(일명, 변환 블록)을 생성한다. 다만, 최초의 블록 생성 시에는 직전 블록이 존재하지 않으므로 M1개의 샘플을 0으로 채워 넣을 수 있고, 최후의 블록 생성 시에도 다음 블록이 존재하지 않으므로 M2개의 샘플을 0으로 채워 넣을 수 있다.Referring to FIG. 11, both ends of the overlapping storage units 1010 and 1015 divide r 1 (n) and r 2 (n) into a plurality of blocks (called basic blocks) each having a number of samples of NM 1 -M 2 , For the block, the last M 1 samples of the previous block and the first M 2 samples of the next block are added to generate a block having a total number of samples, N (a transform block). However, since the previous block does not exist at the time of generating the first block, M 1 samples can be filled with 0. Since the next block does not exist at the time of generating the last block, M 2 samples can be filled with 0.

다음으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 제로 패딩기(1020, 1025)는 소정의 채널 추정기(미도시됨)에 의하여 추정된 다중 경로 채널 h1(n) 및 h2(n)의 후반부에 0을 채워 넣어 샘플 수가 N인 블록 신호인 h1N(n)과 h2N(n)으로 변환하는 기능을 수 행한다.Next, the zero padding machines 1020 and 1025 according to an embodiment of the present invention are provided at the second half of the multipath channels h 1 (n) and h 2 (n) estimated by a predetermined channel estimator (not shown). Fill in zeros and convert them to h 1N (n) and h 2N (n), which are N-block signals.

다음으로, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 제1 FFT부(1030, 1035)는 시간 영역 신호 r1N(n) 및 r2N(n)을 각각 주파수영역 신호 R1N(k) 및 R2N(k)으로 변환하는 기능을 수행하고, 제2 FFT부(1040, 1045)는 시간 영역 신호 h1N(n) 및 h2N(n)을 각각 주파수영역 신호 H1N(k) 및 H2N(k)로 변환하는 기능을 수행한다.Next, according to an exemplary embodiment of the present invention, the first FFT units 1030 and 1035 may convert the time domain signals r 1N (n) and r 2N (n) into the frequency domain signals R 1N (k) and R 2N ( k), and the second FFT units 1040 and 1045 convert the time domain signals h 1N (n) and h 2N (n) into the frequency domain signals H 1N (k) and H 2N (k), respectively. To perform the function.

한편, 채널 등화기의 이득인 C1N(k) 및 C2N(k)는 각각 H1N(k) 및 H2N(k)로부터 도출될 수 있는데, 구체적으로 C1N(k) 및 C2N(k)는 식 (14)와 같이 표현될 수 있다. 다만, ∥H1N(k)∥2+∥H2N(k)∥2의 값이 매우 작을 경우에는 C1N(k)과 C2N(k)의 값이 비정상적으로 커지는 것을 막기 위해 C1N(k)과 C2N(k)의 값을 적절히 작은 값인 α로 대체할 수도 있다.On the other hand, the gains of the channel equalizers C 1 N (k) and C 2N (k) can be derived from H 1 N (k) and H 2N (k), specifically, C 1 N (k) and C 2N (k). ) Can be expressed as Equation (14). However, ∥ H 1N (k) ∥ 2 + ∥ H 2N (k) ∥ If the value of 2 is very small, C 1N (k) and C 2N (k) to prevent abnormally large value of C 1N (k) ) And C 2N (k) may be replaced by an appropriately small value of α.

다음으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 최대 비율 결합기(1050)는 C1N(k), C2N(k), R1N(k) 및 R2N(k)로부터 채널 등화된 출력 신호인 YN(k)를 생성하는 기능을 수행할 수 있으며, 구체적으로 YN(k)는 식 (15)과 같이 표현할 수 있다.Next, the maximum ratio combiner 1050 according to an embodiment of the present invention is Y N , which is the channel equalized output signal from C 1N (k), C 2N (k), R 1N (k) and R 2N (k). A function of generating (k) may be performed, and specifically, Y N (k) may be expressed as Equation (15).

Figure 112009028814837-PAT00014
식 (14)
Figure 112009028814837-PAT00014
Formula (14)

Figure 112009028814837-PAT00015
식 (15)
Figure 112009028814837-PAT00015
Formula (15)

본 발명의 일 실시예에 따르면, 채널 등화 시스템에 포함되는 안테나의 개수가 2개를 초과하는 경우에도, 상기 식 (14) 및 (15)를 아래의 식 (16) 및 (17)과 같이 확장함으로써 ClN(k) 및 YN(k)을 표현할 수 있다(L > 2).According to an embodiment of the present invention, even when the number of antennas included in the channel equalization system exceeds two, the equations (14) and (15) are expanded as shown in equations (16) and (17) below. By doing so, C lN (k) and Y N (k) can be expressed (L> 2).

Figure 112009028814837-PAT00016
식 (16)
Figure 112009028814837-PAT00016
Formula (16)

Figure 112009028814837-PAT00017
식 (17)
Figure 112009028814837-PAT00017
Formula (17)

다음으로, IFFT부(1060)는 채널 등화된 주파수 영역 신호인 YN(k)를 시간 영역 신호인 yN(n)로 변환하는 기능을 수행한다.Next, the IFFT unit 1060 converts Y N (k), which is a channel equalized frequency domain signal, to y N (n), which is a time domain signal.

마지막으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 양끝 중첩 제거기(1070)는 복수의 블록 신호인 yN(n)을 이용하여 원 신호인 y(n)을 복원하는 기능을 수행한다.Finally, both end overlap removers 1070 according to an embodiment of the present invention perform a function of restoring the original signal y (n) using a plurality of block signals y N (n).

도 12는 본 발명의 일 실시예에 따라 양끝 중첩 제거기(1070)가 각 블록 신호 yNi(n)을 이용하여 y(n)을 생성하는 과정을 예시적으로 나타내는 도면이다. 도 12를 참조하면, 양끝 중첩 제거기(1070)는 각 블록 신호 yNi(n)에 대하여 처음 M1개의 샘플과 마지막 M2개의 샘플을 무시하고 나머지 N-M1-M2개의 샘플만을 이용하여 신호 y(n)을 구성한다.12 is a diagram exemplarily illustrating a process in which both end overlap removers 1070 generate y (n) using each block signal y Ni (n) according to one embodiment of the present invention. Referring to FIG. 12, the overlapping eliminator 1070 at both ends ignores the first M 1 samples and the last M 2 samples for each block signal y Ni (n) and uses only the remaining NM 1 -M 2 samples to signal y. constitute (n).

한편, 본 발명의 일 실시예에 따르면, C1N(k) 및 C2N(k)를 각각 IFFT하면 시간 영역에서의 충격 응답 c1N(n) 및 c2N(n)이 산출될 수 있는데, 도 13에 도시된 바 와 같이, c1N(n) 및 c2N(n)은 일반적으로 처음 M1개의 샘플의 값과 마지막 M2개의 샘플의 값만 0이 아니고 가운데 M-M1-M2개의 샘플은 0인 형태를 갖게 된다. 따라서, yN(n)의 처음 M1개의 샘플 및 마지막 M2개의 샘플은 원형길쌈에 의한 에일리어싱(aliasing)에 의해 왜곡되고, yN(n)의 가운데 N-M1-M2개의 샘플은 왜곡되지 않고 선형길쌈의 결과와 동일하게 나타난다. 따라서, 양끝 중첩 저장기(1010)를 이용하여 r(n)의 각 블록에 버려도 관계 없는 전반부 M1개 및 후반부 M2개의 샘플을 삽입하여 FFT 및 IFFT를 수행하고, 이후에 양끝 중첩 제거기(1070)에서 에일리어싱으로 왜곡된 전반부 M1개의 샘플 및 후반부 M2개의 샘플을 버리고 나머지 N-M1-M2개의 샘플만으로 신호 y(n)을 구성함으로써, 왜곡을 제거하고 선형 길쌈 연산과 동일한 효과를 낼 수 있게 된다.Meanwhile, according to an embodiment of the present invention, IFFT of C 1N (k) and C 2N (k), respectively, may yield the impact responses c 1N (n) and c 2N (n) in the time domain. As shown in Figure 13, c 1N (n) and c 2N (n) generally have only the values of the first M 1 samples and the last M 2 samples, not 0, and the middle MM 1 -M 2 samples are 0. It will have a form. Thus, the first M 1 M 2 samples and the last N samples of y (n) is of NM 1 -M 2 samples of the distorted by aliasing (aliasing) caused by circular weaving, y N (n) is not distorted And the same result as linear weaving. Accordingly, both ends overlapping the reservoir 1010, the first part not can discard related to each block of r (n) by using the M 1 and one second half of M 2 of inserting a sample by performing the FFT and IFFT, and the both ends overlap remover after (1070 ) by forming the signal y (n) discard the first half and the second half of samples M 1 M 2 samples in the aliasing distortion of only the remaining NM 1 -M 2 in samples, to remove the distortion, and the same effect as a linear convolutional operation Will be.

즉, 본 발명에 따르면, 채널 등화 과정에서 블록 신호의 양단에 발생할 수 있는 왜곡을 효과적으로 제거할 수 있으므로, 단일 반송파 변조 시스템의 수신 성능을 향상시킬 수 있게 된다.That is, according to the present invention, since distortion that may occur at both ends of the block signal in the channel equalization process can be effectively removed, the reception performance of the single carrier modulation system can be improved.

또한, 본 발명에 따르면, 서로 다른 두 개 이상의 안테나를 통하여 수신된 신호의 위상 차이로 인하여 각 수신 신호의 널의 위치가 다르게 될 수 있으므로, 최대 비율 결합기(즉, 채널 등화기)(1050)에서 각 수신 신호를 최대 비율 결합(Maximum Ratio Combining: MRC)할 경우 각 수신 신호의 널을 효과적으로 상쇄시킬 수 있으며 이에 따라 잡음 증폭이 발생하지 않도록 하는 효과를 달성하게 된다. 즉, 단일 반송파 변조 시스템에 적용된 안테나 다이버시티 수신기는 다중 경로 채널로 인한 주파수 영역의 널을 상쇄하여 수신기의 이동 및 실내 수신 성능을 크게 개선한다.In addition, according to the present invention, since the position of the null of each received signal may be different due to the phase difference of the signals received through two or more different antennas, the maximum ratio combiner (ie, the channel equalizer) 1050 is used. Maximum ratio combining (MRC) of each received signal effectively cancels the nulls of each received signal, thereby achieving an effect of preventing noise amplification. That is, an antenna diversity receiver applied to a single carrier modulation system cancels nulls in a frequency domain due to a multipath channel, thereby greatly improving the movement and indoor reception performance of the receiver.

한편, 도 14는 본 발명의 다른 실시예에 따른 채널 등화 시스템의 구성을 상세하게 나타내는 도면이다. 도 14를 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 채널 등화 시스템(1400)은 단일 안테나를 통하여 수신되는 신호를 채널 등화하는 것으로서, 양끝 중첩 저장기(1410), 제로 페딩기(1420), FFT부(1430, 1440), 역채널 곱셈기(1450), IFFT부(1460) 및 양끝 중첩 제거기(1470)를 포함할 수 있다. 도 14에 도시된 양끝 중첩 저장기(1410), 제로 페딩기(1420), FFT부(1430, 1440), 역채널 곱셈기(1450), IFFT부(1460) 및 양끝 중첩 제거기(1470)의 각 기능은 본 명세서 내에서 이미 상술하였는 바 상세한 설명은 생략하기로 한다.On the other hand, Figure 14 is a view showing in detail the configuration of the channel equalization system according to another embodiment of the present invention. Referring to FIG. 14, the channel equalization system 1400 according to another embodiment of the present invention performs channel equalization on a signal received through a single antenna, and includes an overlapping storage unit 1410, a zero padding unit 1420, and an FFT. A unit 1430 and 1440, an inverse channel multiplier 1450, an IFFT unit 1460, and an end overlap remover 1470 may be included. Functions of both ends overlap storage 1410, zero padding 1420, FFT units 1430 and 1440, inverse channel multiplier 1450, IFFT unit 1460, and both end overlap eliminators 1470 shown in FIG. Since already described above in the present specification will be omitted a detailed description.

본 발명의 다른 실시예에 따른 채널 등화 시스템(1400)은 도 7에 도시된 종래의 채널 등화 시스템과 비교할 때 중첩 저장기(710) 및 중첩 제거기(770)가 각각 양끝 중첩 저장기(1410) 및 양끝 중첩 제거기(1410)로 대체되었다는 점에서 주요한 차이점이 있다.According to another embodiment of the present invention, the channel equalization system 1400 includes an overlapping storage 710 and an overlapping eliminator 770 at both ends of the overlapping storage 1410 and the conventional channel equalizing system illustrated in FIG. 7. There is a major difference in that it is replaced by an end overlap remover 1410.

구체적으로, 도 7에 도시된 종래의 채널 등화 시스템은 주파수 영역 채널 등화기의 선형 필터가 도 6에 도시된 바와 같이 minimum phase 선형 필터인 경우에만 왜곡을 제거할 수 있다. 반면에, 본 발명의 다른 실시예에 따른 채널 등화 시스템(1400)은 양끝 중첩 저장기(1410) 및 양끝 중첩 제거기(1470)를 이용하여 순환 길쌈 연산에 의한 에일리어싱(aliasing)을 방지하여 블록 신호의 양단에 발생하는 왜곡을 모두 제거할 수 있으므로, 주파수 영역 채널 등화기의 선형 필터가 minimum phase 선형 필터인 경우는 물론 도 13과 같이 non minimum phase 선형 필터인 경우에도 왜곡을 제거할 수 있게 된다. 특히, 다중 경로 채널은 대부분의 경우에 도 13에 도시된 바와 같이 non minimum phase 선형 필터의 형태를 갖는다는 점을 고려할 때, 본 발명의 다른 실시예에 따른 채널 등화 시스템(1400)은 종래의 시스템에 비해 주파수 영역 채널 등화 성능을 획기적으로 개선시킬 수 있게 된다.Specifically, the conventional channel equalization system shown in FIG. 7 can remove distortion only when the linear filter of the frequency domain channel equalizer is a minimum phase linear filter as shown in FIG. On the other hand, the channel equalization system 1400 according to another embodiment of the present invention prevents aliasing due to a cyclic convolutional operation by using the overlapping storage 1410 and the overlapping eliminator 1470 at both ends. Since the distortion occurring at both ends can be removed, the linear filter of the frequency domain channel equalizer is a minimum phase linear filter as well as a non minimum phase linear filter as shown in FIG. 13. In particular, considering that multipath channels are in most cases in the form of non minimum phase linear filters as shown in FIG. 13, the channel equalization system 1400 according to another embodiment of the present invention is a conventional system. Compared to this, the frequency domain channel equalization performance can be significantly improved.

이하에서는, 단일 반송파 변조 통신 환경에서의 다중 채널 경로의 특성에 대하여 살펴보기로 한다.Hereinafter, the characteristics of the multi-channel path in a single carrier modulated communication environment will be described.

아래의 표 1은, 단일 반송파 변조 시스템의 한 예인 디지털 VSB TV의 수신기 성능 비교를 위해 일반적으로 사용되는 지상파 다중 경로 채널인 브라질 A~E 채널의 프로파일을 나타내는 표이고, 아래의 표 2는 상기 각 채널을 통하여 수신되는 신호를 두 개의 안테나를 이용하여 수신할 경우 수신 신호 간의 각 경로에서의 위상 차를 나타내는 표이다.Table 1 below shows a profile of the Brazilian A-E channel, a terrestrial multipath channel generally used for receiver performance comparison of a digital VSB TV, which is an example of a single carrier modulation system. When a signal received through a channel is received using two antennas, a table representing a phase difference in each path between received signals.

<표 1>TABLE 1

Figure 112009028814837-PAT00018
Figure 112009028814837-PAT00018

<표 2>TABLE 2

Figure 112009028814837-PAT00019
Figure 112009028814837-PAT00019

상기의 표 1 및 표 2와 같은 통신 환경에서, 식 (14)를 이용하여 C1N(k), C2N(k)을 구하고 N=2048인 IFFT를 수행한 결과, 각 채널에 대하여 도 15a 내지 도 15e에 도시된 바와 같은 시간 영역의 충격 응답 c1N(n) 및 c2N(n)을 구할 수 있었다. 도 15a 내지 도 15e를 참조하면, c1N(n) 및 c2N(n)는 채널 A 내지 E에서 모두 도 13 에 도시된 바와 같이 양끝의 샘플이 0이 아니고 가운데 부분의 샘플은 0인 시간 영역에서의 충격 응답 형태를 갖는 것을 알 수 있었다.In the communication environment as shown in Table 1 and Table 2, C 1 N (k) and C 2 N (k) were obtained using Equation (14), and IFFT of N = 2048 was performed. The impact response c 1 N (n) and c 2 N (n) in the time domain as shown in FIG. 15E was obtained. Referring to FIGS. 15A to 15E, c 1N (n) and c 2N (n) are time domains in which the samples at both ends are not zero and the middle sample is 0, as shown in FIG. 13 in channels A to E. It can be seen that the shock response form at.

또한, 상기의 표 1 및 표 2와 같은 통신 환경에서, 단일 안테나를 통해 수신되는 신호로부터 식 (12)를 이용하여 CN(k)를 구하고 N=2048인 IFFT를 수행한 결과, 각 채널에 대하여 도 16a 내지 도 16e에 도시된 바와 같은 시간 영역의 충격 응답 cN(n)을 구할 수 있었다. 도 16a 내지 도 16e를 살펴보면, 채널 A에서만 도 7에 도시된 바와 같이 minimum phase 선형 필터의 충격 응답 형태를 보일 뿐, 나머지 채널 B 내지 E에서는 모두 도 13에서와 마찬가지로 양끝의 샘플이 0이 아니고 가운데 부분의 샘플은 0인 시간 영역에서의 충격 응답 형태를 갖는 것을 알 수 있었다.In addition, in the communication environment as shown in Table 1 and Table 2 above, C N (k) is obtained using Equation (12) from a signal received through a single antenna, and IFFT of N = 2048 is performed. The impact response c N (n) in the time domain as shown in FIGS. 16A to 16E can be obtained. 16A to 16E, only the channel A shows the shock response form of the minimum phase linear filter as shown in FIG. 7, and in all other channels B to E, as in FIG. It was found that the sample of the part had a shock response shape in the time domain that was zero.

따라서, 본 발명에 따른 채널 등화 시스템은 종래의 시스템에 비하여 단일 반송파 변조 시스템에 있어서 수신기의 수신 성능을 크게 개선할 수 있음을 알 수 있다.Accordingly, it can be seen that the channel equalization system according to the present invention can greatly improve the reception performance of a receiver in a single carrier modulation system as compared to the conventional system.

이상에서 본 발명이 구체적인 구성요소 등과 같은 특정 사항들과 한정된 실시예 및 도면에 의해 설명되었으나, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐, 본 발명이 상기 실시예들에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상적인 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형을 꾀할 수 있다.Although the present invention has been described by specific embodiments such as specific components and the like, but the embodiments and the drawings are provided to assist in a more general understanding of the present invention, the present invention is not limited to the above embodiments. For those skilled in the art, various modifications and variations can be made from these descriptions.

따라서, 본 발명의 사상은 상기 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등하게 또는 등가적 으로 변형된 모든 것들은 본 발명의 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.Accordingly, the spirit of the present invention should not be limited to the above-described embodiments, and all of the equivalents or equivalents of the claims, as well as the appended claims, fall within the scope of the spirit of the present invention. I will say.

도 1은 디지털 VSB(vestigial sideband) TV 시스템에 적용되어 오던 종래의 단일 반송파 변조(Single Carrier Modulation) 시스템의 구성을 나타내는 도면이다.1 is a view showing the configuration of a conventional single carrier modulation (Single Carrier Modulation) system has been applied to a digital VSB (vestigial sideband) TV system.

도 2는 종래의 다중 반송파 변조 시스템의 다중 경로 채널과 송수신기의 구성을 나타내는 도면이다.2 is a diagram illustrating a configuration of a multipath channel and a transceiver of a conventional multicarrier modulation system.

도 3은 종래의 다중 반송파 변조 시스템의 보호 구간 삽입 원리를 예시적으로 나타내는 도면이다.3 is a diagram illustrating a guard interval insertion principle of a conventional multi-carrier modulation system by way of example.

도 4는 2개의 안테나를 사용하는 다중 반송파 변조 시스템의 다중 경로 채널과 수신기의 구성을 나타내는 도면이다.4 is a diagram illustrating a configuration of a multipath channel and a receiver of a multicarrier modulation system using two antennas.

도 5는 다중 경로 채널 h1(n) 및 h2(n)의 주파수 응답 및 이들을 최대 비율 결합한 신호의 주파수 응답을 나타내는 도면이다.FIG. 5 is a diagram illustrating the frequency response of the multipath channels h1 (n) and h2 (n) and the frequency response of the signal combining the maximum ratio thereof.

도 6은 주파수 영역 채널 등화기의 시간 영역 임펄스 응답을 나타내는 도면이다.6 shows a time domain impulse response of a frequency domain channel equalizer.

도 7은 종래에 소개된 것으로서 주파수 영역 채널 등화기를 포함하는 단일 반송파 변조 시스템의 수신기의 구성을 나타내는 도면이다.7 is a diagram illustrating a configuration of a receiver of a single carrier modulation system including a frequency domain channel equalizer, which is introduced in the related art.

도 8은 종래의 중첩 저장기의 동작 원리를 예시적으로 나타내는 도면이다.8 is a view illustrating an operation principle of a conventional overlapping storage by way of example.

도 9는 종래의 중첩 제거기의 동작 원리를 예시적으로 나타내는 도면이다.9 is a view illustrating an operation principle of a conventional overlap remover by way of example.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 등화 시스템의 구성을 상세하게 나타내는 도면이다.10 is a diagram illustrating in detail the configuration of a channel equalization system according to an embodiment of the present invention.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따라 양끝 중첩 저장기(1010, 1015)가 수신 신호 r(n)을 복수의 블록 신호 rN(n)으로 나누어 저장하는 과정을 예시적으로 나타내는 도면이다.FIG. 11 is a diagram illustrating a process of dividing and storing a received signal r (n) into a plurality of block signals rN (n) by both overlapping storage units 1010 and 1015 according to an embodiment of the present invention.

도 12는 본 발명의 일 실시예에 따라 양끝 중첩 제거기(1070)가 각 블록 신호 yNi(n)을 이용하여 y(n)을 생성하는 과정을 예시적으로 나타내는 도면이다.12 is a diagram exemplarily illustrating a process in which both end overlap removers 1070 generate y (n) using each block signal yNi (n) according to an embodiment of the present invention.

도 13은 일반적인 다이버시티 안테나 수신기 주파수 영역 채널 등화기의 시간 영역 임펄스 응답을 나타내는 도면이다.13 is a diagram illustrating a time domain impulse response of a general diversity antenna receiver frequency domain channel equalizer.

도 14는 본 발명의 다른 실시예에 따른 채널 등화 시스템의 구성을 상세하게 나타내는 도면이다.14 is a diagram showing in detail the configuration of a channel equalization system according to another embodiment of the present invention.

도 15a 내지 도 15e는 2개의 안테나를 사용할 때 브라질 지상파 채널에 따른 주파수 영역 채널 등화기의 시간 영역 임펄스 응답을 나타내는 도면이다.15A to 15E are diagrams illustrating a time domain impulse response of a frequency domain channel equalizer according to a Brazilian terrestrial channel when using two antennas.

도 16a 내지 도 16e는 단일 안테나를 사용할 때 브라질 지상파 채널에 따른 주파수 영역 채널 등화기의 시간 영역 임펄스 응답을 나타내는 도면이다.16A-16E are diagrams illustrating the time-domain impulse response of a frequency-domain channel equalizer according to the Brazilian terrestrial channel when using a single antenna.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명><Explanation of symbols for the main parts of the drawings>

1000: 채널 등화 시스템1000: Channel Equalization System

1010, 1015: 양끝 중첩 저장부1010, 1015: overlapping storage at both ends

1020, 1025: 제로 패딩부1020, 1025 zero padding

1030, 1035: 제1 고속 푸리에 변환부1030 and 1035: first fast Fourier transform unit

1040, 1045: 제2 고속 푸리에 변환부1040 and 1045: second fast Fourier transform unit

1050: 최대 비율 결합부1050: maximum ratio coupling

1060: 역 고속 푸리에 변환부1060: fast fast Fourier transform unit

1070: 양끝 중첩 제거부1070: overlapping ends of both ends

1400: 채널 등화 시스템1400: Channel Equalization System

1410: 양끝 중첩 저장부1410: overlapping storage at both ends

1420: 제로 패딩부1420: zero padding

1430, 1440: 고속 푸리에 변환부1430, 1440: Fast Fourier Transform

1450: 역 채널 곱셈부1450: inverse channel multiplier

1460: 역 고속 푸리에 변환부1460: fast fast Fourier transform unit

1470: 양끝 중첩 제거부1470: overlapping ends at both ends

Claims (18)

복수의 안테나를 통하여 수신되는 단일 반송파 변조 신호를 위한 채널 등화 방법으로서,A channel equalization method for a single carrier modulated signal received through a plurality of antennas, (a) n 개의 안테나로부터 제1, 제2, ..., 제n 이산 신호가 각각 수신되는 경우, 각각의 이산 신호를 시간 순서에 따라 N-M1-M2개의 샘플로 구성된 적어도 하나의 기초 블록으로 나누는 단계 - 상기 적어도 하나의 기초 블록은 시간 순서에 따라 1 번째 기초 블록, 2 번째 기초 블록, ..., m 번째 기초 블록으로 이루어짐 -,(a) when the first, second, ..., nth discrete signals are respectively received from the n antennas, each discrete signal is composed of at least one elementary block consisting of NM 1 -M 2 samples in time order Dividing by-the at least one elementary block consists of a first elementary block, a second elementary block, ..., an m-th elementary block in chronological order; (b) i 번째 기초 블록에 시간적으로 선행하도록 i-1 번째 기초 블록의 마지막 M1 개의 샘플을 붙이고 상기 i 번째 블록에 시간적으로 후행하도록 i+1 번째 블록의 처음 M2 개의 샘플을 붙여 N 개의 샘플로 구성된 i 번째 변환 블록을 생성하는 단계 - i는 1 이상 m 이하의 정수임 -,(b) attach the last M 1 samples of the i-1 th base block to precede the i th base block temporally, and add the first M 2 samples of the i + 1 th block to follow the i th block temporally; Generating an i th transform block composed of samples, where i is an integer greater than or equal to 1 and less than or equal to m; (c) 각각의 상기 이산 신호로부터 생성된 m 개의 변환 블록을 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)하여 주파수 영역 변환 블록을 산출하는 단계,(c) calculating a frequency domain transform block by performing Fast Fourier Transform (FFT) on m transform blocks generated from each of the discrete signals; (d) 상기 주파수 영역 변환 블록과 각각의 상기 안테나에 해당되는 주파수 영역 채널 신호를 참조로 하여 MRC(Maximum Ratio Combining)를 수행함으로써 주파수 영역 출력 블록을 산출하는 단계,(d) calculating a frequency domain output block by performing MRC (Maximum Ratio Combining) with reference to the frequency domain transform block and the frequency domain channel signal corresponding to each antenna; (e) 상기 주파수 영역 출력 블록에 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)을 적용하여 시간 영역 출력 블록을 산출하는 단계, 및(e) calculating a time domain output block by applying an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) to the frequency domain output block, and (f) 상기 시간 영역 출력 블록 각각에 대해 처음 M1 개의 샘플과 마지막 M2 개의 샘플을 제외하고 나머지 N-M1-M2 개의 샘플들로 구성된 출력 신호를 생성하는 단계(f) generating an output signal consisting of the remaining NM 1 -M 2 samples except for the first M 1 sample and the last M 2 samples for each of the time domain output blocks 를 포함하는 방법.How to include. 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 주파수 영역 채널 신호는, 시간 영역 채널 임펄스 응답에 크기가 0인 샘플을 적어도 하나 부가하여 N 개의 샘플로 구성된 블록을 만든 후 고속 푸리에 변환함으로써 생성되는 것을 특징으로 하는 방법.Wherein the frequency domain channel signal is generated by adding at least one zero-zero sample to a time-domain channel impulse response to form a block of N samples and then performing fast Fourier transform. 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 (b) 단계에서,In step (b), 상기 i가 1에 해당되는 경우에는 M1 개의 샘플 값은 전부 0으로 정하고, i가 m 에 해당되는 경우에는 M2 개의 샘플 값은 전부 0으로 정하는 것을 특징으로 하는 방법.If i corresponds to 1, all M 1 sample values are set to 0, and if i corresponds to m, all M 2 sample values are set to 0. 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 (d) 단계에서,In step (d), 상기 제1, 제2, ..., 제n 이산 신호에 대한 상기 i 번째 주파수 영역 변환 블록을 각각 R1N(k), R2N(k), ..., RnN(k)라고 하고, 상기 제1, 제2, ..., 제n 이산 신호에 대한 주파수 영역 채널 신호를 각각 H1N(k), H2N(k), ..., HnN(k)라고 하고, 상기 제1, 제2, ..., 제n 이산 신호에 대한 주파수 영역 채널 등화기가 각각 C1N(k), C2N(k), ..., CnN(k)로 표현된다고 하고, i 번째 주파수 영역 출력 신호를 YN(k)라면 - 상기 k는 0 내지 N-1 사이의 정수임 -, 다음의 수학식:The i-th frequency domain transform block for the first, second, ..., n-th discrete signals is denoted by R 1N (k), R 2N (k), ..., R nN (k), respectively. The frequency domain channel signals for the first, second, ..., n-th discrete signals are referred to as H 1N (k), H 2N (k), ..., H nN (k), respectively, and the first It is assumed that the frequency domain channel equalizers for the second, ..., nth discrete signals are represented by C 1N (k), C 2N (k), ..., C nN (k), respectively, If the output signal is Y N (k), where k is an integer between 0 and N-1, the following equation:
Figure 112009028814837-PAT00020
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Figure 112009028814837-PAT00021
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 을 만족하는 것을 특징으로 하는 방법.How to satisfy. 단일 안테나를 통하여 수신되는 단일 반송파 변조 신호를 위한 채널 등화 방법으로서,A channel equalization method for a single carrier modulated signal received through a single antenna, (a) 상기 안테나로부터 수신된 이산 신호를 시간 순서에 따라 N-M1-M2개의 샘플로 구성된 적어도 하나의 기초 블록으로 나누는 단계 - 상기 적어도 하나의 기초 블록은 시간 순서에 따라 1 번째 기초 블록, 2 번째 기초 블록, ..., m 번째 기 초 블록으로 이루어짐 -,(a) dividing the discrete signal received from the antenna into at least one elementary block consisting of NM 1 -M 2 samples in time order, wherein the at least one elementary block is a first elementary block, 2 in time order 1st foundation block, ..., consisting of mth foundation block-, (b) i 번째 기초 블록에 시간적으로 선행하도록 i-1 번째 기초 블록의 마지막 M1 개의 샘플을 붙이고 상기 i 번째 블록에 시간적으로 후행하도록 i+1 번째 블록의 처음 M2 개의 샘플을 붙여 N 개의 샘플로 구성된 i 번째 변환 블록을 생성하는 단계 - i는 1 이상 m 이하의 정수임 -,(b) attach the last M 1 samples of the i-1 th base block to precede the i th base block temporally, and add the first M 2 samples of the i + 1 th block to follow the i th block temporally; Generating an i th transform block composed of samples, where i is an integer greater than or equal to 1 and less than or equal to m; (c) 상기 m 개의 변환 블록을 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)하여 주파수 영역 변환 블록을 산출하는 단계,(c) calculating a frequency domain transform block by performing fast Fourier transform (FFT) on the m transform blocks; (d) 주파수 영역 채널 등화기를 통해, 상기 주파수 영역 변환 블록과 상기 안테나에 해당되는 주파수 영역 채널 신호를 이용하여 주파수 영역 출력 블록을 산출하는 단계,(d) calculating a frequency domain output block by using a frequency domain channel equalizer and using a frequency domain channel signal corresponding to the frequency domain conversion block and the antenna; (e) 상기 주파수 영역 출력 블록에 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)을 적용하여 시간 영역 출력 블록을 산출하는 단계, 및(e) calculating a time domain output block by applying an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) to the frequency domain output block, and (f) 상기 시간 영역 출력 블록 각각에 대해 처음 M1 개의 샘플과 마지막 M2 개의 샘플을 제외하고 나머지 N-M1-M2 개의 샘플들로 구성된 출력 신호를 생성 하는 단계(f) generating an output signal consisting of the remaining NM 1 -M 2 samples except for the first M 1 sample and the last M 2 samples for each of the time domain output blocks 를 포함하는 방법.How to include. 제5항에 있어서,The method of claim 5, 상기 주파수 영역 채널 신호는, 시간 영역 채널 임펄스 응답에 크기가 0인 샘플을 적어도 하나 부가하여 N 개의 샘플로 구성된 블록을 만든 후 고속 푸리에 변환함으로써 생성되는 것을 특징으로 하는 방법.Wherein the frequency domain channel signal is generated by adding at least one zero-zero sample to a time-domain channel impulse response to form a block of N samples and then performing fast Fourier transform. 제5항에 있어서,The method of claim 5, 상기 (b) 단계에서,In step (b), 상기 i가 1에 해당되는 경우에는 M1 개의 샘플 값은 전부 0으로 정하고, i가 m 에 해당되는 경우에는 M2 개의 샘플 값은 전부 0으로 정하는 것을 특징으로 하는 방법.If i corresponds to 1, all M 1 sample values are set to 0, and if i corresponds to m, all M 2 sample values are set to 0. 복수의 안테나를 통하여 수신되는 단일 반송파 변조 신호를 위한 채널 등화 시스템으로서,A channel equalization system for a single carrier modulated signal received through a plurality of antennas, n 개의 안테나로부터 제1, 제2, ..., 제n 이산 신호가 각각 수신되는 경우, 각각의 이산 신호를 시간 순서에 따라 N-M1-M2개의 샘플로 구성된 적어도 하나의 기초 블록으로 나누고 - 상기 적어도 하나의 기초 블록은 시간 순서에 따라 1 번째 기초 블록, 2 번째 기초 블록, ..., m 번째 기초 블록으로 이루어짐 -, i 번째 기초 블록에 시간적으로 선행하도록 i-1 번째 기초 블록의 마지막 M1 개의 샘플을 붙이고 상기 i 번째 블록에 시간적으로 후행하도록 i+1 번째 블록의 처음 M2 개의 샘플을 붙여 N 개의 샘플로 구성된 i 번째 변환 블록을 생성하는 - i는 1 이상 m 이 하의 정수임 - 양끝 중첩 저장부,When the first, second, ..., nth discrete signals are respectively received from n antennas, each discrete signal is divided into at least one elementary block consisting of NM 1 -M 2 samples in time order- The at least one elementary block consists of a first elementary block, a second elementary block, ..., an m-th elementary block in chronological order-the last of the i-th elementary block so as to temporally precede the i-th elementary block. putting one sample M to generate the i-th transform block attached to the first M 2 samples of the i + 1 th block consists of N samples to a temporally succeeding the i-th block - i is 1 m or more under an integer - Both ends overlapping storage, 각각의 상기 이산 신호로부터 생성된 m 개의 변환 블록을 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)하여 주파수 영역 변환 블록을 산출하는 고속 푸리에 변환부,A fast Fourier transform unit for fast Fourier transform (FFT) of m transform blocks generated from each of the discrete signals to calculate a frequency domain transform block; 상기 주파수 영역 변환 블록과 각각의 상기 안테나에 해당되는 주파수 영역 채널 신호를 참조로 하여 MRC(Maximum Ratio Combining)를 수행함으로써 주파수 영역 출력 블록을 산출하는 최대 비율 결합부,A maximum ratio combining unit calculating a frequency domain output block by performing maximum ratio combining (MRC) with reference to the frequency domain transform block and the frequency domain channel signal corresponding to each antenna; 상기 주파수 영역 출력 블록에 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)을 적용하여 시간 영역 출력 블록을 산출하는 역 고속 푸리에 변환부, 및An inverse fast Fourier transform unit configured to apply an inverse fast fourier transform (IFFT) to the frequency domain output block to calculate a time domain output block; 상기 시간 영역 출력 블록 각각에 대해 처음 M1 개의 샘플과 마지막 M2 개의 샘플을 제외하고 나머지 N-M1-M2 개의 샘플들로 구성된 출력 신호를 생성하는 양끝 중첩 제거부For each of the time domain output blocks, an overlapping remover for generating an output signal consisting of the remaining NM 1 -M 2 samples except for the first M 1 samples and the last M 2 samples 를 포함하는 시스템.System comprising a. 제8항에 있어서,The method of claim 8, 상기 양끝 중첩 저장부는,The both ends overlapping storage unit, 상기 수신되는 제1, 제2, ..., 제n 이산 신호마다 각각 대응되어 동작하는 제1, 제2, ..., 제n 양끝 중첩 저장기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.And a first, second, ..., n-th end overlapping storage device corresponding to each of the received first, second, ..., n-th discrete signals. 제9항에 있어서,10. The method of claim 9, 시간 영역 채널 임펄스 응답에 크기가 0인 샘플을 적어도 하나 부가하여 N 개의 샘플로 구성된 채널 변환 블록을 만드는 제로 패딩부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.And a zero padding unit to add at least one zero-zero sample to the time-domain channel impulse response to form a channel transform block composed of N samples. 제10항에 있어서,The method of claim 10, 상기 제로 패딩부는,The zero padding unit, 상기 제1, 제2, ..., 제n 양끝 중첩 저장기마다 각각 대응되어 연결되는 제1, 제2, ..., 제n 제로 패딩기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.And a first, second, ..., n-th zero padding device correspondingly connected to each of the first, second, ..., n-th end overlapping reservoirs. 제11항에 있어서,The method of claim 11, 상기 고속 푸리에 변환부는,The fast Fourier transform unit, 상기 각각의 제로 패딩기로부터 출력된 상기 채널 변환 블록을 고속 푸리에 변환함으로써 상기 주파수 영역 채널 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 시스템.And generate the frequency domain channel signal by fast Fourier transforming the channel conversion block output from each of the zero padding units. 제8항에 있어서,The method of claim 8, 상기 양끝 중첩 저장부는,The both ends overlapping storage unit, 상기 i가 1에 해당되는 경우에는 M1 개의 샘플 값은 전부 0으로 정하고, i가 m 에 해당되는 경우에는 M2 개의 샘플 값은 전부 0으로 정하는 것을 특징으로 하는 시스템.And when i corresponds to 1, all M 1 sample values are set to 0, and when i corresponds to m, all M 2 sample values are set to 0. 제8항에 있어서,The method of claim 8, 상기 최대 비율 결합부에서,In the maximum ratio coupling portion, 상기 제1, 제2, ..., 제n 이산 신호에 대한 상기 i 번째 주파수 영역 변환 블록을 각각 R1N(k), R2N(k), ..., RnN(k)라고 하고, 상기 제1, 제2, ..., 제n 이산 신호에 대한 주파수 영역 채널 신호를 각각 H1N(k), H2N(k), ..., HnN(k)라고 하고, 상기 제1, 제2, ..., 제n 이산 신호에 대한 주파수 영역 채널 등화기가 각각 C1N(k), C2N(k), ..., CnN(k)로 표현된다고 하고, i 번째 주파수 영역 출력 신호를 YN(k)라면 - 상기 k는 0 내지 N-1 사이의 정수임 -, 다음의 수학식:The i-th frequency domain transform block for the first, second, ..., n-th discrete signals is denoted by R 1N (k), R 2N (k), ..., R nN (k), respectively. The frequency domain channel signals for the first, second, ..., n-th discrete signals are referred to as H 1N (k), H 2N (k), ..., H nN (k), respectively, and the first It is assumed that the frequency domain channel equalizers for the second, ..., nth discrete signals are represented by C 1N (k), C 2N (k), ..., C nN (k), respectively, If the output signal is Y N (k), where k is an integer between 0 and N-1, the following equation:
Figure 112009028814837-PAT00022
Figure 112009028814837-PAT00022
Figure 112009028814837-PAT00023
Figure 112009028814837-PAT00023
 을 만족하는 것을 특징으로 하는 시스템.System characterized in that to satisfy. 단일 안테나를 통하여 수신되는 단일 반송파 변조 신호를 위한 채널 등화 시스템으로서,A channel equalization system for a single carrier modulated signal received via a single antenna, 상기 안테나로부터 수신된 이산 신호를 시간 순서에 따라 N-M1-M2개의 샘플로 구성된 적어도 하나의 기초 블록으로 나누고 - 상기 적어도 하나의 기초 블록은 시간 순서에 따라 1 번째 기초 블록, 2 번째 기초 블록, ..., m 번째 기초 블록으로 이루어짐 -, i 번째 기초 블록에 시간적으로 선행하도록 i-1 번째 기초 블록의 마지막 M1 개의 샘플을 붙이고 상기 i 번째 블록에 시간적으로 후행하도록 i+1 번째 블록의 처음 M2 개의 샘플을 붙여 N 개의 샘플로 구성된 i 번째 변환 블록을 생성하는 - i는 1 이상 m 이하의 정수임 - 양끝 중첩 저장부,Dividing the discrete signal received from the antenna into at least one elementary block consisting of NM 1 -M 2 samples in time order, wherein the at least one elementary block comprises a first elementary block, a second elementary block, ..., consisting of the m th elementary block-pasting the last M 1 samples of the i-1 th elementary block to temporally precede the i th elementary block, and trailing the i th block of the i + 1 th block Create an i-th transform block consisting of N samples by pasting the first M 2 samples-i is an integer greater than or equal to 1 and less than m-overlapping storage at both ends, 상기 m 개의 변환 블록을 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)하여 주파수 영역 변환 블록을 산출하는 고속 푸리에 변환부,A fast Fourier transform unit for calculating a frequency domain transform block by performing fast Fourier transform (FFT) on the m transform blocks; 주파수 영역 채널 등화기를 통해, 상기 주파수 영역 변환 블록과 상기 안테나에 해당되는 주파수 영역 채널 신호를 이용하여 주파수 영역 출력 블록을 산출하는 역 채널 곱셈부,An inverse channel multiplier configured to calculate a frequency domain output block using a frequency domain channel signal corresponding to the frequency domain transform block and the antenna through a frequency domain channel equalizer; 상기 주파수 영역 출력 블록에 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)을 적용하여 시간 영역 출력 블록을 산출하는 역 고속 푸리에 변환부, 및An inverse fast Fourier transform unit configured to apply an inverse fast fourier transform (IFFT) to the frequency domain output block to calculate a time domain output block; 상기 시간 영역 출력 블록 각각에 대해 처음 M1 개의 샘플과 마지막 M2 개의 샘플을 제외하고 나머지 N-M1-M2 개의 샘플들로 구성된 출력 신호를 생성 하는 양끝 중첩 제거부For each of the time domain output blocks, an overlapping remover for generating an output signal consisting of the remaining NM 1 -M 2 samples except for the first M 1 samples and the last M 2 samples 를 포함하는 시스템.System comprising a. 제15항에 있어서,The method of claim 15, 시간 영역 채널 임펄스 응답에 크기가 0인 샘플을 적어도 하나 부가하여 N 개의 샘플로 구성된 채널 변환 블록을 만드는 제로 패딩부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.And a zero padding unit to add at least one zero-zero sample to the time-domain channel impulse response to form a channel transform block composed of N samples. 제16항에 있어서,The method of claim 16, 상기 고속 푸리에 변환부는,The fast Fourier transform unit, 상기 제로 패딩부로부터 출력된 상기 채널 변환 블록을 고속 푸리에 변환함으로써 상기 주파수 영역 채널 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 시스템.And generating the frequency domain channel signal by performing fast Fourier transform on the channel conversion block output from the zero padding unit. 제15항에 있어서,The method of claim 15, 상기 양끝 중첩 저장부는,The both ends overlapping storage unit, 상기 i가 1에 해당되는 경우에는 M1 개의 샘플 값은 전부 0으로 정하고, i가 m 에 해당되는 경우에는 M2 개의 샘플 값은 전부 0으로 정하는 것을 특징으로 하는 시스템.And when i corresponds to 1, all M 1 sample values are set to 0, and when i corresponds to m, all M 2 sample values are set to 0.
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