KR20100098351A

KR20100098351A - 광원들을 디밍하기 위한 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20100098351A
Application number: KR1020100018595A
Authority: KR
Inventors: 프란세스코 비안코; 알레산드로 비죠토; 파올로 드 안나; 알레산드로 스코르디노; 니콜라 쟌포르린
Original assignee: 오스람 게젤샤프트 미트 베쉬랭크터 하프퉁
Priority date: 2009-02-27
Filing date: 2010-03-02
Publication date: 2010-09-06
Also published as: CN101820706A; EP2224789A1; US20100219763A1; ATE557573T1; CN101820706B; KR101148767B1; US8933639B2; EP2224789B1

Abstract

광원(S)은, 상기 광원(S)으로의 전력 공급의 전달을 제어하기 위해서 스위치(T)가 삽입된 2선식 전력 공급 라인(10)에 의해 전력을 공급받고, 따라서 상기 광원(S)의 광도를 조정한다. 상기 스위치(T)의 다운스트림에는 상기 스위치(T)가 폐쇄될 때에 충전 전류에 의해 교차되는 커패시턴스(C)가 존재한다. 그러한 충전 전류를 주어진 값으로 제한하는 프리-차지 스테이지(P)는 상기 스위치(T) 및 상기 커패시터(C) 사이에서 삽입된다.

Description

광원들을 디밍하기 위한 장치 및 방법{DEVICE AND METHOD FOR DIMMING LIGHT SOURCES}

본 발명은 광원들을 디밍하기 위한 기술들에 관한 것이다.

본 설명은 발광 다이오드(LED)들, 예컨대 고-전류 LED들을 이용하는 광원들에서의 잠재적인 어플리케이션들에 대한 특정한 관심을 이용하여 준비되어 왔다.

도 1의 블록도는 "3선식(three wire)" 디밍 해결책을 참조한다.

도 1의 블록도에서, 참조 S는 세 개의 와이어들에 연결되는 드라이버(D)를 통해 급전되는 광원을 나타내고, 특히:

- 전력을 공급하는 한 쌍의 와이어들(10)(예컨대, 연속적 전압원으로부터 그것을 취함), 및

- 디밍 기능을 명령하는 펄스 폭 변조된(PWM; pulse width modulated) 제어 신호를 전달하는 제3 와이어(12).

상기 한 쌍의 와이어들(10)을 통해 공급되는 전력은 사실상 연속적인 전력 공급이고, 상기 드라이버(D)는 상기 와이어(12) 상에서의 PWM 신호의 함수로서, 특히 그것의 듀티 사이클의 함수로서 상기 광원(S)에 전원을 전달하고: 상기 광원(S)의 광도는 사실상 상기 광원(S)을 통해 흐르는 전류의 평균 세기의 함수이고, 차례로 그 세기는 상기 제어 신호의 듀티 사이클에 의존한다.

대신 도 2의 블록도는, PWM 제어 신호를 이용하여 개방되고 폐쇄되는 스위치(T)(예컨대, MOSFET과 같은 전자 스위치)를 적어도 하나의 와이어들의 쌍(10)에 삽입하는 "2선식(two wire)" 시스템을 이용하여 상기 디밍 기능이 실현되는 시스템을 참조한다.

이러한 경우에, 상기 드라이버(D)의 전력 공급은 도 3에 도시된 바와 같이 더 이상 연속적이지 않고 간헐적이고, 각각 a) 및 b)로 표시되는 두 개의 부분들을 포함한다. 도 3의 두 개의 부분들은 단일의 시간 스케일(x-축 스케일, t로 표시됨)의 함수로서 설명하는 두 개의 다이어그램들이고, 각각:

- 상기 스위치(T)의 폐쇄된, 즉 도통된(conductive)("Ton") 또는 개방된, 즉 비-도통된("Toff") 상태, 및

- 상기 드라이버(D)로의 공급 전력의 이상적인 흐름.

그러므로, 도 2 및 도 3의 도면에서, 제어된 방식으로 상기 드라이버(D)로의 전기적 전력을 중단하는 전력 공급 라인(10)을, PWM을 이용하여 제어함으로써 상기 디밍 기능이 구현된다. 인간 눈의 감도 범위(망막 상에서의 이미지의 지속성과 관련됨)보다 상기 스위치(T)의 스위칭 주파수가 더 높도록 상기 스위칭 주파수를 제어함으로써, 성취되는 전체 효과는, 상기 광원(S) 및 상기 광원(S)을 흐르는 전류의 평균 세기의 함수가 상기 스위치(T)를 턴 온 및 오프하는데에 이용되는 상기 PWM 신호의 듀티 사이클에 종속되도록 만드는 것이다. 도 1의 "3선식" 도면과 비교하여, 도 2의 "2선식" 도면은 상기 와이어들 중 하나 없이도 동작하는 장점을 나타내고, 이는 회로를 좀더 간단하고 좀더 값싸게 만든다. 게다가, 도 2의 회로의 이용은, 상기 드라이버(D)의 입력부에서, 상기 스위치(T)의 전체 다운스트림으로서 관측가능한 커패시턴스(C)의 존재를 고려해야만 하고, 상기 커패시턴스는 또한 상기 드라이버(D)의 입력 단계에서 포함되는 적어도 하나의 커패시터를 포함할 수 있다.

상기 회로의 동작에서, 상기 스위치(T)가 개방될 때에, 즉 비-도통될 때에, 상기 커패시턴스(C)는 상기 드라이버(D)로 전력을 공급하고, 그 결과 그 커패시턴스에 존재하는 전압의 감소를 야기한다. 스위치(T)가 다시 도통으로 될 때에, 돌입 전류를 생성하는 전압 스텝(voltage step)이 상기 커패시턴스(C)에 적용된다. 이러한 전류의 피크 값은 상기 스위치(T) 및 상기 커패시턴스(C)를 포함하는 전력 공급 라인의 기생 저항에 의해서만 명목적으로 제한되고 전술한 전압 스텝의 폭의 함수이며, 이는 상기 전력원(또는 상기 라인(10)에 전력을 공급하는 전원)으로부터의 입력 전압 및 상기 스위치가 다시 폐쇄될 때의 상기 커패시턴스(C) 상의 잔류 전압 사이의 차이이다. 그러므로, 이러한 전압 스텝은 상기 커패시턴스(C)의 값 및 상기 스위치(T)의 스위칭 속도(주파수)의 함수이다.

본 발명자들은 이러한 돌입 전류가 상기 스위치(T) 및/또는 상기 입력 커패시터 또는 상기 유닛(D)의 커패시터들을 손상시키는 위험을 가지고, 매우 높은 세기 값들에 도달할 수 있다고 판단하였다. 게다가, 상기 라인들(10)에 접속된 전력 공급이 과부하들에 대비하여 보호를 제공받는다면, 그러한 전류는 상기 보호를 트리거링할 수 있고 상기 전력 공급을 중단시킬 수 있다.

본 발명은 이러한 잠재적인 결점들을 극복하고자 의도된다.

본 발명에 따르면, 이러한 범위는 이하의 청구항들에서 기술된 특징들을 갖는 장치를 이용하여 성취된다.

본 발명은 또한 대응하는 방법과 관련된다.

본 청구항들은 본 발명과 관련하여 본 명세서에서 제공되는 기술적 설명의 필수적 부분이다.

일 실시예에서, 본 명세서에 기술된 해결책은, 예컨대 전술한 전류를 제한하기 위해서 상기 스위치(T) 및 상기 커패시턴스(C) 사이에서 행할 수 있는 프리-차지 스테이지를 상기 드라이버의 업스트림에 위치시키는 것을 수반한다.

본 발명이 첨부된 도면들을 참조하여 순전히 비제한적인 예로서 기술된다.
도 1 내지 도 3은 이미 기술하였다.
도 4는 본 명세서에서 기술된 바와 같은 장치의 블록도이다.
도 5는 도 4에서의 도면의 일 실시예를 도시한다.
도 6은 도 5에서의 실시예의 상세 설명을 도시한다.
도 7은 각각 a), b), c) 및 d)로 마킹된 4개의 시간적으로 중첩된 다이어그램들을 포함하고, 도 4의 장치에서 제공되는 특정한 신호들의 시간적 경향을 도시한다.
도 8은 본 명세서에 기술된 해결책의 일 실시예를 도시한다.
도 9는 본 명세서에 기술된 해결책의 일 실시예를 도시한다.

본 실시예들의 좀더 철저한 이해를 제공하기 위해서 이하의 설명들은 다양한 상세 설명들을 기술한다. 본 실시예들은 하나 이상의 상세 설명들이 없이도 실현될 수 있거나, 또는 다른 방법들, 구성요소들, 물질들 등을 이용하여 실현될 수 있다. 다른 경우들에, 본 실시예들의 다른 양상들을 불명료하게 하지 않기 위해서, 기지의 구조들, 물질들 또는 동작들이 상세하게 도시되거나 기술되지 않는다.

이러한 설명에서 "일 실시예"에 대한 지칭은, 본 실시예와 관련되어 기술된 특정한 구성, 구조 또는 특징이 적어도 하나의 실시예에 포함된다는 것을 나타낸다. 그러므로, 본 설명에서 많은 곳에서 나타낼 수 있는 "일 실시예에서"와 같은 구들이 반드시 동일한 실시예를 지칭하는 것은 아니다. 게다가, 특정한 형태들, 구조들 또는 특징들은 하나 이상의 실시예들에서 적절하게 결합될 수 있다.

본 명세서에서 이용되는 참조들은 단지 편의를 위해 이용되는 것이고, 그러므로 본 실시예들의 보호 또는 범위의 정도를 정의하지 않는다.

앞으로 도 4로부터, 도 1 내지 도 3에 관하여 이미 설명된 부분들, 요소들 또는 컴포넌트들과 동일하거나 또는 유사한 부분들, 요소들 또는 컴포넌트들은 동일한 참조들로 마킹되고, 이는 관련된 설명들을 반복하는 것을 불필요하게 만든다.

일부의 실시예들에서, 도 4(상기 스위치(T)의 폐쇄에 대해 돌입 전류를 제한 ― 온/오프 기능 또는 연속적인 조정을 이용하여 ― 하도록 의도되는 프리-차지 스테이지를 상기 스위치(T)와 상기 커패시턴스(C) 사이에 삽입함)에 도시된 기본 해결책이 도 2에서의 기본 도면에서 이미 제공되는 하나 이상의 컴포넌트들을 바람직하게 이용할 수 있다.

특히, 도 5 및 도 6은 상기 프리-차지 스테이지(P)가 네거티브-피드백 도면에 삽입된 "벅(buck)" 변환기(14) 주위에서 구현되는 실시예를 참조한다.

도 6의 도면은 상기 벅 변환기(14)의 가능한 실시예를 도시하고, 상기 벅 변환기(14)는 인덕터(16) 및 커패시터(18)(사실상, 상기 커패시턴스(C)와 병렬로 배열되고 상기 커패시턴스에 잠재적으로 포함됨)를 포함하는 로우-패스 LC 모듈을 포함한다. 상기 변환기(14)는 또한 상기 LC 모듈(16, 18)과 연결된 다이오드(20)를 포함하고, 상기 인덕터(16)에 연결된 상기 다이오드(20)의 캐소드를 이용해 Π 구조를 형성한다.

참조 T_B는 상기 라인(10)으로부터 상기 드라이버(D)로의 전력의 전달을 허용/방지하는(각각, 폐쇄, 즉 도통될 때, 그리고 개방 즉, 비도통되었을 때) 제어 스위치를 나타낸다. 그 결과, 상기 스위치(T_B)가 여기서는 별개의 구성요소로서 도시되었지만, 일 실시예에서 그것의 기능이 상기 스위치(T)의 기능과 통합될 수 있다.

상기 스위치(T_B)는, 피크 기준 전류 값(Ipeak ref - 라인 28) 및 상기 스테이지(P)로부터 상기 커패시턴스(C)로 흐르는 전류(Iout)의 세기(신호 Isense - 라인 26) 사이의 차이를 나타내는 신호를 기준 노드(24)를 통해서 수신하는 제어 모듈(22)에 의해서 명령받는다.

도 7의 다이어그램 a)에서, Toff는 상기 스위치(T)가 개방, 즉 비도통되는 시간 기간을 나타내고; Ton은 상기 스위치(T)가 폐쇄, 즉 도통되는 시간 시간을 나타낸다. 그러므로, 비율 Ton/(Ton+Toff)은 상기 광원(S)의 디밍 기능을 명령하는데에 이용되는 상기 스위치(T)의 상기 PWM 제어 신호의 듀티 사이클을 나타낸다. 일 실시예에서, 상기 모듈(22)에 의해 구현되는 제어 법칙은, 상기 스위치(T)가 폐쇄되는 순간(도 7의 다이어그램 a)에서 Toff 기간으로부터 Ton 기간으로 이동함) 상기 스위치(T_B)가 또한 폐쇄되고 따라서 상기 커패시턴스(C)(그리고 도 6에서의 커패시터(C_B))가 상기 전류(Iout)에 의해 충전되게 하는 것을 설명한다.

상기 라인(26)을 통해 수행되는 센싱 동작은 상기 전류(Iout)의 세기가 상기 라인(28)에 대해 설정된 최대 피크 값(Ipeak ref)을 초과하지 않도록 ― 적어도 평균 값의 관점에서 ― 상기 전류(Iout)의 세기를 조정하는 것을 가능하게 한다.

일 실시예에서, 상기 라인(26) 상의 Isense로서 센싱되는 충전 전류(Iout)의 세기가 상기 라인(28)에 대해 설정된 상기 피크 값(Ipeak ref)에 도달할 때에(상기 노드(24)에 의해 생성되는 출력 신호를 0으로 떨어지게 함) 상기 모듈(22)이 그것을 통하는 전류 흐름을 방해하는 상기 스위치(T_B)를 개방하도록 상기 모듈(22)이 구성된다.

이러한 동작 모드는 도 7의 다이어그램 d)에 도시된 바와 같이 상기 스위치(T_B)의 개방 및 폐쇄 사이클들의 시퀀스(상기 스위치(T)를구동하는 상기 PWM 신호의 주파수보다 더 큰 주파수에서)를 야기한다.

도 7의 다이어그램 b)에 도시된 바와 같이, 실제 결과는, 즉 설정된 기준 값(Ipeak ref) 내에서 상기 스테이지(P)를 흘러나가는 전류(평균 값)의 세기를 유지하는 것이다. 이러한 것 모두는 도 7의 다이어그램 c)에 도시된 타입의 적어도 거의 선형 기울기에 따라 상기 커패시턴스(C)를 충전시키는 것을 야기한다.

상기 제어 스위치(T_B)의 중재는, 도 7의 다이어그램 c)에서의 기울기의 마지막에서 상기 커패시턴스가 충분하게 충전될 때에, 예컨대, 일단 전력 공급 와이어들(10)의 쌍에 적용되는 전원의 전압에 대응하는 연속 전압이 상기 커패시턴스(C)의 단말들에서 안정화될 때에 종료한다.

그러한 조건들 하에서, 상기 스테이지(P)를 바져나가는 상기 전류(Iout)는 상기 드라이버(D)에 의해서 Idriver 전류로서 실제로 완전하게 흡수되고; 예컨대 상기 스위치(T_B)가 안정적으로 폐쇄되는 것을 유지하는 것을 보장하기 위해서, 상기 차이 노드(24)에 의해 생성되는 차이(Iref peak - Isense, Isense = Idriver 임)는 항상 하이 레벨에 있다. 그러한 조건들 하에서, 상기 프리-차지 스테이지(P)는 사실상 상기 드라이버(D)로의 전력 흐름을 "투명하게" 최적화하는 것이다.

상기 스위치(T)가 다시 개방될 때에, 상기 스위치(T_B)는 하이 레벨에서 유지될 수 있고, 따라서 연속적인 Ton 사이클에서의 손실들을 감소시킨다.

도 8은 간략화된 회로 다이어그램, 도 5 및 도 6을 참조하여 기술되는 해결책의 저-비용 실시예이다.

도 8의 도면에서, 참조 30은 상기 라인(26) 상에서 대응하는 신호(Isense)를 생성하는 전류(Iout)의 세기를 검출하는 센싱 저항을 나타낸다.

상기 차이 노드(24)는:

- 반전 입력부 상에서, 상기 라인(26) 상에 존재하는 신호,

- 비반전 입력부 상에서, 상기 전류(Ipeak ref)의 최대 임계치 값을 나타내는 기준 전압 신호(Vref)를 수신하는 차등 증폭기를 이용하여 구현된다.

비교기(24)의 출력은 상기 스위치(T_B)를 직접적으로 구동하는데에 이용될 수 있고, 상기 스위치(T_B)는 MOSFET을 이용하여 구현될 수 있다.

특히, 상기 MOSFET(T_B)이 폐쇄될 때에, 상기 스테이지(P)에서의 출력 전류가, 상기 인덕터(16)의 값 및 입력 및 출력 전압들에 의해 정의되는 각 계수(angular coefficient)에 따라 증가하기 시작한다(도 7의 다이어그램 c)에서의 기울기의 초기). 상기 비교기(24)의 반전 입력부에서의 전압이 상기 값(Vref)에 도달할 때에, 상기 비교기의 출력이 "하이"로부터 "로우"로 변화한다.

이는 종종 상기 비교기의 전형적인 지연을 이용해 발생하고, 이러한 지연 동안에, 상기 비교기의 출력이 상기 MOSFET(T_B)의 개방을 야기시키고 상기 출력 전류를 감소하기 시작하게 할 때까지 상기 전류가 계속해서 증가한다.

그 결과, 상기 비교기(24)의 고유 지연을 갖는 모든 경우들에서, 예컨대 도통 상태로의 상기 MOSFET(T_B)의 연속적인 스위칭을 이용해 상기 출력 레벨의 새로운 변화를 가능하게 하기 위해서, 상기 비교기(24)의 반전 입력부에서의 전압이 또한 상기 비-반전 입력부 상에 존재하는 값(전압 Vref)으로 다시 떨어진다.

즉, 상기 비교기(24)는, 상기 충전 전류의 세기(Isense)가 상기 값(Ipeak ref)에 도달(본 명세서에서 고려되는 예시적 실시예에서의 증가 또는 감소)하는 순간을 검출하고, 그러한 순간에 대하여 지연을 이용해 상기 제어 스위치(T_B)의 스위칭을 명령하도록 구성된다.

상기 MOSFET(T_B)에 의해 표시되는 상기 스위치의 이러한 개방/폐쇄 매커니즘을 반복하는 것은, 상기 전압(Vref)에 링크된 평균 값을 이용한 상기 전류(Iout)의 조정, 및 상기 비교기(24)의 응답 지연에 비례하는 리플을 결정한다(안정화 영향을 갖는 스위칭에서의 히스테리시스 메커니즘을 유도함).

전체적인 동작에서(커패시턴스(C)가 완전하게 충전됨), 충전(드라이버(D))에서의 전류(Idriver)가 상기 충전 전류에 대해 허용된 최대 값 이하이면, 상기 MOSFET(T_B)은 안정적으로 폐쇄되고 상기 드라이버(D)로의 상기 전력 공급의 정규 전달을 가능하게 한다(상기 스위치(T)가 폐쇄될 때까지).

본 명세서에 고려된 실시예들에서, 상기 스위치(T) 및 스위치(T_B)는 전체적으로 상기 회로에서 상이한 위치들을 차지한다. 상기한 바와 같이, 일 실시예에서, 상기 스위치(T_B)(예컨대, MOSFET)의 기능은 사실상 상기 스위치(T)의 기능으로 통합될 수 있고, 예컨대 상기 광원(S)의 디밍 기능을 구동하는 상기 PWM 신호가 상기 스위치(T)를 도통으로("온" 상태로) 만들기 위한 것과 같은, 기간(Ton)의 섹션에서 구현되는 바와 같이 상기 스위치(T)의 구동 기능의 일부이도록, 도 7의 다이어그램 d)에 도시된 상기 스위치(T_B)의 신속한 개방/폐쇄 시퀀스에 의해 표시되는 상기 커패시턴스(C)의 충전 전류의 조정 기능을 제공한다.

도 9에 도시된 실시예에서(다시, 이미 기술된 것들과 유사하거나 균등한 부분들, 요소들 및 컴포넌트들은 동일한 참조들을 이용하여 표시됨), 상기 MOSFET(T_B)에 의해 표시되는 상기 스위치를 온 및 오프로 튜닝하는 "디지털" 방식을 갖는 것 대신에, 상기한 것과 유사한 제어 기능이 아날로그 제어기로서, 즉 전류 변조기로서 MOSFET(33)를 이용함으로써 가동된다.

도 9에 도시된 실시예에서, 상기 충전 전류(Iout)의 세기를 검출하기 위한 센서로서 역할하는 저항(30)이 다시 제공된다. 상기 MOSFET(33)은 상기 센서(30) 자체에 의해 검출된 세기의 함수로서 상기 충전 전류(Iout)를 변조하기 위해서 상기 센서(30)에 의해 구동되고 상기 전력 공급 라인 상에 삽입되는 전류 변조기로서 역할하며, 이는 값(Ipeak ref)의 함수로서 다시 상기 충전 전류를 제한한다.

이러한 목적을 위해, 상기 MOSFET(33)(여기서 n 채널 타입임)은 상기 전류(Iout)가 그것의 소스-드레인 라인을 통해 흐르도록 연결된다. 상기 MOSFET(33)의 게이트는 전자 스위치(32)에 연결되고, 도시된 예시적인 실시예에서 상기 스위치(32)는 n-p-n 바이폴라 트랜지스터를 포함한다. 여기서, 상기 센싱 저항(30)(상기 전류(Iout)의 세기를 검출함)은 상기 트랜지스터(32) 자체의 베이스와 에미터 사이에서 연결된다. 그러면, 제너 다이오드(34)는 그것의 캐소드 및 애노드를 통해 각각 상기 트랜지스터(32)의 콜렉터와 에미터에 연결된다.

기술된 동일한 실시예에서, 상기 드라이버(D)로의 전력 흐름이, PWM을 이용하여 상기 트랜지스터(32)의 에미터뿐만 아니라 상기 제너 다이오드(34)의 애노드에 연결된 스위치(T)에 의해서 전과 마찬가지로 제어된다.

도시된 바와 같이, 상기 MOSFET(33)은 상기 전류(Iout)에 의해 교차된 그것의 소스-드레인 라인을 갖고, 상기 트랜지스터(32)의 콜렉터 및 상기 제너 다이오드(34)의 캐소드의 공통 연결점에 그것의 게이트를 통해서 연결된다. 그러면, 이러한 공통 연결점은 저항(36)을 통해서 상기 전력 공급 라인(10)의 "하이" 와이어로 연결된다.

도 9의 실시예의 경우에서, 상기 스위치(T)가 기간(Ton)의 시작부에서 폐쇄될 때에, 상기 MOSFET(33)의 게이트 전압이 하이 레벨에 있고 상기 MOSFET(33)이 억제되며, 상기 MOSFET(33)의 게이트 전압을 상기 MOSFET(33)의 동작에 대해 허용된 최대 게이트-소스 전압 이하의 레벨로 유지하기 위해서 상기 MOSFET(33)의 게이트 전압을 상기 다이오드(34)의 제너 값으로 클램핑하고 선택한다.

상기 스위치(T)가 폐쇄되자마자, 상기 전류(Iout)가 상기 커패시턴스(C)를 충전시키는 것을 증가시키기 시작하고, 상기 센싱 저항(30)의 단말들에서 검풀되는 전압에서의 대응하는 증가를 야기시킨다. 이러한 전압이 바이폴라 트랜지스터(32)의 베이스-에미터 임계 전압(Vbe_on)에 도달할 때에, 초기에는 억제된 이러한 트랜지스터가 그것의 콜렉터에 걸친 전류를 유도하고, 상기 MOSFET(33)의 게이트 전압에서의 감소를 야기(상기 트랜지스터(36)에 걸친 전압 강하의 증가의 결과로서)하기 시작한다. 그러면, 상기 MOSFET(33)은 그것의 선형 동작 영역에서 동작하고 있고, 제어된-전압 전류 변조기 또는 조정기로서 역할하며, 이는 전과 같이 그것을 통해 흐르는 충전 전류를 제한한다.

예컨대, 상기 커패시터(C)의 충전 전류의 피크 값을 주어진 최대 값으로 제한하도록 상기 MOSFET(33)의 조정 동작을 트리거링하기 위해서, 그리고 예컨대 상기 스위치(32)를 도통으로 만들기 위해서 상기 저항(30)의 저항 값이 선택된다. 특히, 상기 저항(30)의 저항 값을 증가시키는 것은, 상기 MOSFET(33)의 변조 동작을 트리거링하는 전류(Iout)의 값의 감소, 및 그러므로 상기 충전 전류(Iout)에 의해 도달되는 최대 값의 결과적인 감소를 야기한다.

다시, 전체-동작 조건들에 도달하였을 때에(커패시턴스 C가 완전하게 충전됨), 상기 회로의 동작은 상기 저항(30)의 단말들에서의 저항이 상기 바이폴라 트랜지스터(32)가 도통이 되게 하는 전압(Vbe_on)보다 더 낮게 하는 정격 조건에서 안정화된다(돌입 전류에 대하여 허용된 최대 피크 값은 정규 동작에서의 충전의 정격 충전 전류(Iout = I driver)보다 더 크다). 전술한 전체-동작 조건들에서, 상기 트랜지스터(32)가 억제되는 한편, 상기 MOSFET(33)은 완전하게 도통된다.

이러한 경우에 다시, 일단 상기 돌입 전류의 과도전류(transient)가 원하는 값에서 포함되면, 상기 프리-차지 스테이지(P)는 상기 회로의 정규 동작의 관점에서 투명하다.

본 명세서에서 고려된 해결책이 완전하게 효율적이고, 저-비용의 2선식 디밍을 구현하는 것을 가능하게 한다는 것이 보여질 것이다. 또한, 임의의 전력 범위에 대한 프리-차지 스테이지(P)를 이용하고, 잠재적으로, 추가적인 D 유닛들을 구동하는 것이 또한 가능하다.

과도하게 높은 돌입 전류를 결정하는 것이 가능한 조건들을 조종하도록 의도된, 기술한 상기 프리차지 스테이지는 상기 회로의 다른 동작 들에서 완전하게 투명한 모든 다른 내용들에 있다.

본 발명 원리에도 불구하고, 상세설명들 및 실시예들이 본 발명의 사상에서 벗어남이 없이 첨부된 청구항들에서 정의된 바와 같이 순전히 예시로서 주어진 설명들로부터 상당히 변화할 수 있다.

Claims

광원(S)을 디밍하기 위한 장치로서,
상기 장치는, 상기 광원(S)을 향한 전력 공급의 전달을 제어하기 위한 스위치가 그 안에 삽입된 2선식 전력 공급 라인(10)을 포함하고,
상기 스위치(T)의 다운스트림에 위치한 커패시턴스(C)는 상기 스위치(T)가 스위치 온 될 때에 충전 전류(Iout)에 의해서 관통되고(traversed),
상기 장치는 상기 스위치(T)와 상기 커패시턴스(C) 사이에 삽입된 프리-차지 스테이지(P)를 포함하고, 상기 프리-차지 스테이지(P)는 상기 충전 전류(Iout)를 주어진 값으로 제한하도록 구성되는,
광원을 디밍하기 위한 장치.
제1항에 있어서,
상기 충전 전류(Iout)의 평균 값을 주어진 값으로 제한하도록 구성되는 상기 프리-차지 스테이지(P)를 포함하는,
광원을 디밍하기 위한 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 프리-차지 스테이지(P)는:
상기 충전 전류(Iout)의 세기를 센싱하는 센서(30);
상기 센서에 의해 센싱되는 바와 같은 상기 충전 전류(Iout)의 세기를 상기 주어진 값과 비교하기 위한 비교기(34); 및
상기 충전 전류(Iout)를 상기 주어진 값으로 제한하도록 상기 전력 공급을 중단하기 위해서 상기 비교기(24)에 의한 구동을 위해 상기 전력 공급 라인(10)에 삽입되는 제어 스위치(T_B)를 포함하는,
광원을 디밍하기 위한 장치.
제3항에 있어서,
상기 비교기(24)는, 상기 충전 전류(Iout)의 세기가 상기 주어진 값에 도달하는 시간 순간을 검출하고 상기 순간에 관하여 지연을 이용해 상기 제어 스위치(T_B)의 스위칭을 제어하도록 구성되는,
광원을 디밍하기 위한 장치.
제3항 또는 제4항에 있어서,
상기 스위치(T)와 상기 센서(30) 사이에 삽입된 벅 변환기(16, 18, 20)를 포함하는,
광원을 디밍하기 위한 장치.
제5항에 있어서,
상기 제어 스위치(T_B)는 상기 벅 변환기(16, 18, 20)의 업스트림으로 배열되는,
광원을 디밍하기 위한 장치.
제5항 또는 제6항에 있어서,
상기 벅 변환기는 로우-패스 LC 모듈(16, 18), 및 상기 LC 모듈에서의 인덕턴스(16)와 커패시턴스(18)와 함께 Π 구조를 형성하는 다이오드(20)를 포함하는,
광원을 디밍하기 위한 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 프리-차지 스테이지(P)는:
상기 충전 전류(Iout)의 세기를 센싱하는 센서(30);
상기 충전 전류를 상기 센서(30)에 의해 센싱되는 바와 같은 상기 충전 전류의 세기의 함수로서 변조하여 따라서 상기 충전 전류를 주어진 값으로 제한하기 위해서, 상기 전력 공급 라인(10)에 삽입되고 상기 센서(30)에 의해 구동되는(32, 34, 36) 전류 변조기(33)를 포함하는,
광원을 디밍하기 위한 장치.
제8항에 있어서,
상기 충전 전류의 세기가 주어진 임계치에 도달할 때에 상기 전류 변조기(33)를 활성화하기 위해서 상기 센서(30)에 의해 구동되는 전자 스위치(32), 바람직하게는 바이폴라 트랜지스터를 포함하는,
광원을 디밍하기 위한 장치.
제3항 또는 제8항에 있어서,
상기 센서는 상기 충전 전류에 의해 관통되는 저항(30)을 포함하는,
광원을 디밍하기 위한 장치.
제9항 및 제10항에 있어서,
상기 전자 스위치(32)는:
상기 전자 스위치(32)가 바이폴라 트랜지스터의 베이스와 에미터 사이에 삽입된 상기 저항(30)을 갖는 상기 바이폴라 트랜지스터이고, 그에 따라 상기 주어진 임계치가 상기 저항(30)의 저항 값의 함수인 특징; 및
상기 전자 스위치(32)가 개방되었을 때에 상기 전류 변조기(33)에 일정한 변조 전압을 인가하기 위해서, 제너 다이오드(34)가 상기 전자 스위치(32)에 걸쳐 배열되는 특징 중 적어도 하나를 갖는,
광원을 디밍하기 위한 장치.
광원(S)을 향한 전력 공급의 전달을 제어하기 위한 스위치(T)가 그 안에 삽입된 2선식 전력 공급 라인(10)을 통해 급전되는 광원(S)을 디밍하는 방법으로서,
상기 스위치(T)가 스위치 온 될 때에 상기 스위치(T)의 다운스트림에 위치한 커패시턴스(C)가 충전 전류(Iout)에 의해 관통되고,
상기 방법은, 상기 충전 전류(Iout)를 주어진 값으로 제한하도록 구성되는 프리-차지 스테이지(P)를 상기 스위치(T)와 상기 커패시턴스(C) 사이에 삽입시키는 단계를 포함하는,
광원을 디밍하는 방법.