KR20100038557A - 무선통신시스템에서 채널 피드백 장치 및 방법 - Google Patents

무선통신시스템에서 채널 피드백 장치 및 방법 Download PDF

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KR20100038557A
KR20100038557A KR1020080097574A KR20080097574A KR20100038557A KR 20100038557 A KR20100038557 A KR 20100038557A KR 1020080097574 A KR1020080097574 A KR 1020080097574A KR 20080097574 A KR20080097574 A KR 20080097574A KR 20100038557 A KR20100038557 A KR 20100038557A
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김성환
정성윤
강준혁
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박경호
장남석
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Abstract

본 발명은 다중 안테나 시스템에서 채널 피드백 장치 및 방법에 관한 것으로서, 송신 단으로부터 수신받은 신호를 이용하여 채널을 추정하는 과정과, 직교화 기법을 이용하여 추정한 채널에 대한 정규 표현(normal form)을 산출하는 과정과, 상기 정규 표현에 따라 산출된 행렬에 대한 행 작용(Row operation)을 수행하여 추정한 채널과 크기가 동일하며 상기 추정한 채널의 행 공간 정보를 포함하는 제 1 행렬을 생성하는 과정과, 상기 제 1 행렬을 양자화하여 상기 송신 단으로 피드백하는 과정을 포함하여 피드백 채널의 비트 수 대비 피드백 효율이 높아지는 이점이 있다.
다중 안테나 시스템, 그라스마니안 공간, 행 작용(Row operation), 피드백, 행공간

Description

무선통신시스템에서 채널 피드백 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CHANNEL FEEDBACK IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선통신시스템에서 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 그라스마니안(Grassmannian) 공간을 이용하여 효율적으로 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
다중 안테나 시스템의 송신 단은 서비스를 제공하는 수신 단들에 대한 채널 정보를 이용하여 수신 단들 간 간섭을 미리 제거하여 신호를 전송한다. 따라서, 수신 단들은 자신의 채널 정보를 송신 단으로 피드백한다.
이때, 수신 단들은 상향링크의 전송률 제한에 따라 필요한 채널 정보만 선택적으로 송신 단으로 피드백하거나 채널 정보를 양자화하여 근사값을 송신 단으로 피드백한다. 예를 들어, 수신 단은 스칼라 양자화(Scalar Quantization) 기법을 이용하여 근사화한 채널 정보를 피드백한다.
이 경우, 송신 단은 수신 단들로부터 피드백 받은 근사된 값으로 각각의 수신 단들에 대한 채널 정보를 재구성하여 수신 단들 간 간섭을 제거하는데 사용한다.
상술한 바와 같이 수신 단들은 상향링크 채널의 용량 제한에 따라 양자화를 통해 근사화한 채널 정보를 송신 단으로 피드백한다. 이때, 상향링크 채널의 용량이 큰 경우, 수신 단들은 양자화 비트 수를 크게하여 근사 값을 송신 단으로 피드백한다. 이 경우, 피드백 정보에 포함된 근사 값은 실제 채널 정보과 유사하므로 송신 단은 정확한 채널 정보를 재구성할 수 있다.
하지만, 상향링크 채널의 용량이 작은 경우, 수신 단들은 양자화 비트 수를 작게하여 근사 값을 송신 단으로 피드백한다. 이 경우, 송신 단은 양자화 오류가 많이 발생하여 송신 단은 채널 정보를 잘못 구성할 수 있는 문제가 발생할 수도 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 그라스마니안(Grassmannian) 공간을 이용하여 효율적으로 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 피드백 채널의 비트수 대비 피드백 효율을 높이기 위해 채널 정보의 전체가 아닌 행공간을 나타내는 그라스마니안 공간의 원소를 피드백하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 채널 행렬에 대한 행공간의 정규 표현과 행작용(Row Operation)을 이용하여 피드백 정보를 생성하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중 안테나 시스템의 송신 단에서 수신 단으로부터 피드백받은 채널 정보의 행공간을 나타내는 그라스마니안 공간의 원소를 이용하여 선부호화하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 채널 정보의 행공간을 나타내는 그라스마니안 공간의 원소를 이용하여 후부호화하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 다중 안 테나 시스템에서 채널 피드백 방법은, 송신 단으로부터 수신받은 신호를 이용하여 채널을 추정하는 과정과, 직교화 기법을 이용하여 추정한 채널에 대한 정규 표현(normal form)을 산출하는 과정과, 상기 정규 표현에 따라 산출된 행렬에 대한 행 작용(Row operation)을 수행하여 추정한 채널과 크기가 동일하며 상기 추정한 채널의 행 공간 정보를 포함하는 제 1 행렬을 생성하는 과정과, 상기 제 1 행렬을 양자화하여 상기 송신 단으로 피드백하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같이 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 채널 정보의 전체가 아닌 행공간을 나타내는 그라스마니안 공간의 원소를 피드백함으로써, 피드백 채널의 비트 수 대비 피드백 효율이 높아지는 이점이 있다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 그라스마니안(Grassmannian) 공간을 이용하여 효율적으로 채널 정보를 피드백하기 위한 기술에 대해 설명한다.
이하 설명에서 다중 안테나 시스템은 하기 도 1에 도시된 바와 같이 구성되는 것으로 가정하여 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 무선통신시스템의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 1에 도시된 바와 같이 무선통신시스템에서 송신 단(100)은 K개의 수신 단들(110, 120)로 서비스를 제공한다. 이때, 상기 송신 단(100)은 N개의 안테나를 사용하고, 상기 수신 단들(110, 120)은 각각 M개의 안테나들을 사용한다. 여기서, 상기 N는 K와 M의 곱과 동일하다.
상술한 바와 같이 구성되는 다중 안테나 시스템에서 수신 단은 피드백 효율을 높이기 위해 하기 도 2에 도시된 바와 같이 채널 정보의 전체가 아닌 행공간을 나타내는 그라스마니안 공간의 원소를 피드백한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신시스템의 수신 단에서 채널 피드백 절차를 도시하고 있다.
상기 도 2를 참조하면 먼저 수신 단은 201단계에서 송신 단으로부터 하향링크 신호가 수신되는지 확인한다.
만일, 신호가 수신되는 경우, 상기 수신 단은 203단계로 진행하여 상기 수신신호를 이용하여 채널을 추정한다.
이후, 상기 수신 단은 205단계로 진행하여 상기 추정한 채널의 행공간 정보를 나타내는 그라스마니안 공간의 원소를 생성하기 위해 상기 추정한 채널에 대한 정규 표현(Normal form)을 산출한다. 예를 들어, 수신 단은 하기 <수학식 1>과 같이 표현되는 신호를 수신받는다.
Figure 112008069585982-PAT00001
여기서, yk는 k번째 수신 단이 수신받은 M×1의 수신신호를 나타내고, Hk는 송신 단과 k번째 수신 단과의 M×N의 채널 행렬을 나타내며, xk는 송신 단에서 k번째 수신 단으로 전송하는 M×1의 신호를 나타내고, Tk는 상기 xk를 선부호화하기 위한 M×1의 선부호 행렬을 나타낸다. 또한, K는 송신 단에서 서비스를 제공하는 전체 수신 단의 수를 나타내고, nk는 k번째 수신 단에 대한 M×1의 백색 가우시안 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise)을 나타낸다.
상기 수신 단이 상기 <수학식 1>과 같은 신호를 수신받는 경우, 상기 수신 단은 Hk에 대한 직교화 기법을 수행하여 채널 행렬로부터 각 행의 크기가 1이고 행들이 서로 직교한 행렬을 생성한다. 예를 들어, 상기 수신 단은 그람-슈미터(Gram-Schmidt) 직교화 기법을 통해 하기 <수학식 2>와 같이 Hk에 대한 직교화 행렬을 생성한다.
Figure 112008069585982-PAT00002
여기서, Hk는 송신 단과 k번째 수신 단과의 M×N의 채널 행렬을 나타내고, Lk는 그람-슈미터 직교화 기법을 통해 생성한 M×M의 하위 삼각 행렬(Lower triangular matrix)를 나타내며, Qk는 행렬을 구성하는 행들이 서로 직교하며 모든 행의 크기(norm)가 1인 특성을 같는 M×N의 행렬을 나타낸다.
상기 <수학식 2>와 같이 직교화 기법을 통해 생성한 Qk는 Hk에 유일하지 않다. 즉, 상기 Hk는 Qk뿐만 아니라
Figure 112008069585982-PAT00003
로 표현되는 Q'k의 행렬을 사용하여 표현될 수 있다.
이때, 상기 Hk를 표현할 수 있는 Qk와 Q'k는 하기 <수학식 3>과 같은 특징을 갖는다.
Figure 112008069585982-PAT00004
Figure 112008069585982-PAT00005
여기서, Q'k와 Qk는 Hk에 직교화 기법을 적용하여 생성한 M×N 행렬을 나타내고, 상기 Uk는 거리 보존(uniary) 행렬을 나타낸다. 상기 Q'k와 Qk는 행렬을 구성하는 행들이 서로 직교하며 모든 행의 크기(norm)가 1인 특성을 같는 M×N의 행렬을 나타낸다.
상기 <수학식 3>과 같이 단위 행렬인 Uk를 적용하면 Hk를 표현할 수 있는 Qk 와 Q'k가 동일해진다. 따라서, 하기 <수학식 4>와 같이
Figure 112008069585982-PAT00006
와
Figure 112008069585982-PAT00007
은 동일하게 된다.
Figure 112008069585982-PAT00008
여기서, Q'k와 Qk는 Hk에 직교화 기법을 적용하여 생성한 M×N 행렬을 나타내고, 상기 Uk는 거리 보존(uniary) 행렬을 나타낸다. 상기 Q'k와 Qk는 행렬을 구성하는 행들이 서로 직교하며 모든 행의 크기(norm)가 1인 특성을 같는 M×N의 행렬을 나타낸다. 여기서, 상기
Figure 112008069585982-PAT00009
와
Figure 112008069585982-PAT00010
는 N×N 행렬이 된다.
상기 <수학식 4>에 따라
Figure 112008069585982-PAT00011
는 Hk를 표현할 수 있는 유일한 행렬로 Hk에 대한 정규 표현이다.
상기 205단계에서 정규 표현을 산출한 후, 상기 수신 단은 207단계로 진행하여 상기 정규 표현에 따라 산출한 행렬에 대한 행작용(Row operation)을 수행하여 상기 추정한 채널과 동일한 크기의 행렬(Rk)을 생성한다. 예를 들어, 수신 단은 하기 도 3에 도시된 바와 같은 피봇(pivot)을 고려한 수정된 가우스 소거법을 이용하 여 행작용을 수행한다.
상기 Rk를 생성한 후, 상기 수신 단은 209단계로 진행하여 피드백하기 위해 상기 Rk를 양자화하여 양자화된 Rk를 송신 단으로 피드백한다. 즉, 상기 수신 단은 미리 정해진 코드북에서 상기 Rk에 따른 코드를 선택하여 송신 단으로 피드백한다. 예를 들어, 로이드(Llod) 방식에 따른 코드북을 사용하고 피드백을 위해 사용하는 비트 수가 b인 경우, 수신 단은 2b개의 중심점(centroid) 집합 C를 이용하여 Rk행렬을 송신 단으로 피드백한다. 즉, 수신 단은 상기 207단계에서 생성한 Rk행렬을 구성하는 각각의 원소들에 가장 가까운 C집합의 원소를 선택하여 송신 단으로 피드백한다.
이후, 상기 수신 단은 본 알고리즘을 종료한다.
상술한 바와 같이 수신 단은 정규 표현과 행작용을 통해 생성한 Rk를 이용하여 피드백을 수행한다. 이때, 상기 Rk를 이용하여 표현할 수 있는 채널인 Hk는 하기 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008069585982-PAT00012
여기서, Hk는 송신 단과 k번째 수신 단과의 M×N의 채널 행렬을 나타내고, Rk는 행작용을 통해 생성한 M×N 행렬을 나타내며, Ak는 가역 행렬을 나타낸다.
상기 <수학식 5>와 같이 Hk는 Ak와 Rk로 표현할 수 있다. 이때, 수신 단은 Hk가 아닌 Hk의 행공간 정보만을 포함하는 Rk를 이용하여 피드백을 수행하므로 Hk 전체를 고려하여 피드백을 수행하는 경우에 비해 피드백 효율을 높일 수 있다.
이하 설명은 수신 단에서 피봇(pivot)을 고려한 수정된 가우스 소거법을 이용하여 행작용을 수행하기 위한 방법에 대해 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신시스템의 수신 단에서 행작용(Row operation) 절차를 도시하고 있다.
상기 도 3을 참조하면 먼저 수신 단은 채널에 대한 정규 표현을 통해 산출한 위수 M을 가지는 N×N 행렬에서 절대 값이 가장 큰 원소를 피봇으로 선택한다. 만일, 절대 값이 동일한 최대 원소가 다수 개인 경우, 상기 수신 단은 상기 원소들의 행 번호를 비교하여 행 번호가 작은 원소를 피봇으로 선택한다. 또한, 행번호와 절대 값이 동일한 최대 원소가 다수 개인 경우, 상기 수신 단은 상기 원소들의 열 번호를 비교하여 열 번호가 작은 원소를 피봇으로 선택한다.
피봇을 선택한 후, 상기 수신 단은 303단계로 진행하여 피봇을 고려한 행작용을 수행한다.
이후, 상기 수신 단은 305단계로 진행하여 행작용을 통해 피봇과 동일한 열의 다른 원소들이 0이 되었는지 확인한다.
만일, 피봇과 동일한 열의 다른 원소들의 모두 0이 아닌 경우, 상기 수신 단 은 상기 303단계로 되돌아가 피봇을 고려한 행작용을 다시 수행한다.
한편, 피봇과 동일한 열의 다른 원소들이 모두 0인 경우, 상기 수신 단은 307단계로 진행하여 모든 원소가 0인 행이 존재하는지 확인한다.
만일, 상기 307단계에서 모든 원소가 0인 행이 존재하지 않는 경우, 상기 수신 단은 311단계로 진행하여 삭제되지 않은 행의 개수를 확인한다.
한편, 상기 307단계에서 모든 원소가 0인 행이 존재하는 경우, 상기 수신 단은 309단계로 진행하여 모든 원소가 0인 행을 삭제한다.
이후, 상기 수신 단은 상기 311단계로 진행하여 삭제되지 않은 행의 개수를 확인한다.
만일, 상기 311단계에서 삭제되지 않은 행의 개수가 M보다 큰 경우, 상기 수신 단은 상기 301단계로 되돌아가 절대 값이 가장 큰 원소를 피봇으로 선택한다.
한편, 상기 311단계에서 삭제되지 않은 행의 개수가 M인 경우, 상기 수신 단은 본 알고리즘을 종료한다.
상술한 바와 같이 수신 단에서 채널 정보의 전체가 아닌 행공간을 나타내는 그라스마니안 공간의 원소들로 구성되는 Rk를 고려하여 채널 정보를 피드백한다. 따라서, 송신 단은 상기 Rk를 이용하여 하기 도 4에 도시된 바와 같이 선부호화를 수행한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신시스템의 송신 단에서 선부호화 절차를 도시하고 있다. 이하 설명은 송신 단에서 k번째 수신 단으로부터 제공받은 피드백 정보를 이용하여 k번째 수신 단에 대한 선부호를 생성하기 위는 것으로 가정하여 설명한다.
상기 도 4를 참조하면 먼저 송신 단은 401단계에서 서비스 영역에 위치하는 단말들로부터 피드백 정보가 수신되는지 확인한다.
만일, 피드백 정보가 수신되는 경우, 상기 송신 단은 403단계로 진행하여 상기 피드백 정보에 포함된 채널 정보인 M×N 크기의 Rk 행렬 정보를 사용하여 선부호를 생성하기 위한 가중치 행렬을 생성한다. 예를 들어, 상기 송신 단은 Rk 행렬 정보의 영 공간(null space)들의 교집합을 생성하는 열벡터들로 이루어진 N×M의 가중치 행렬을 생성한다. 여기서, 상기 Rk 행렬 정보는 수신 단에서 Rk를 양자화하여 피드백한 정보를 나타낸다.
가중치 행렬을 생성한 후, 상기 송신 단은 405단계로 진행하여 상기 403단계에서 생성한 가중치 행렬과 상기 피드백 정보에 포함된 Rk 행렬 정보를 사용하여 k번째 수신 단에 대한 선부호(precode)를 생성한다. 예를 들어, 상기 송신 단은 하기 <수학식 6>과 같은 선부호를 생성한다.
Figure 112008069585982-PAT00013
여기서, Tk는 상기 xk를 선부호화하기 위한 M×1의 선부호 행렬을 나타내고, Wk는 Rk 행렬 정보(
Figure 112008069585982-PAT00014
)의 영 공간(null space)들의 교집합을 생성하는 열벡터들로 이루어진 N×M의 가중치 행렬을 나타내며,
Figure 112008069585982-PAT00015
는 수신 단에서 Rk를 양자화하여 피드백한 정보를 나타낸다.
상기 선부호를 생성한 후, 상기 송신 단은 상기 생성한 선부호를 이용하여 k번째 수신 단으로 전송한 데이터를 선부호화(precoding)한다.
이후, 상기 송신 단은 본 알고리즘을 종료한다.
상술한 바와 같이 송신 단은 수신 단으로부터 피드백된 Rk 행렬 정보를 이용하여 데이터를 선부호화하여 전송한다.
이때, 수신 단은 송신 단에서 전송한 신호를 하기 <수학식 7>과 같이 추정할 수 있다.
Figure 112008069585982-PAT00016
여기서,
Figure 112008069585982-PAT00017
는 k번째 수신 단에서 추정한 송신 단의 전송 데이터를 나타내고, Hk는 송신 단과 k번째 수신 단과의 M×N의 채널 행렬을 나타내며, yk는 k번째 수신 단이 수신받은 M×1의 수신신호를 나타내고,
Figure 112008069585982-PAT00018
는 k번째 수신 단에서 송신 단으로 피드백한 양자되된 Rk의 유사역행렬(pseudo-inverse)을 나타낸다.
송신 단의 전송 데이터를 상기 <수학식 7>과 같이 추정하는 경우, 상기 수신 단은 상기 <수학식 1>과 <수학식 7>을 이용하여 송신 단이 전송한 신호를 복호할 수 있다.
이하 설명은 수신 단들로부터 피드백받은 채널 정보를 이용하여 선부호를 수행하기 위한 송신 단의 구성에 대해 설명한다.
도 5는 본 발명에 따른 무선통신시스템에서 송신 단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 5에 도시된 바와 같이 상기 송신 단은 부호기(501-1 내지 501-N), 변조기(503-1 내지 503-N), 선부호기(505), RF처리기(507-1 내지 507-NT), 가중치 생성기(509) 및 선부호 생성기(511)를 포함하여 구성된다.
상기 부호기(501-1 내지 501-N)는 서비스를 제공하기 위한 수신 단들로 전송할 데이터를 각각의 수신 단의 채널 상태에 적합한 변조 수준으로 부호화하여 출력한다. 여기서, 상기 변조 수준은 MCS(Modulation and Coding Scheme)레벨을 나타낸다.
상기 변조기(503-1 내지 503-N)는 각각의 부호기(501-1, 501-N)로부터 제공받은 부호화된 신호를 각각의 수신 단의 채널 상태에 적합한 변조 수준에 따라 변조하여 출력한다.
상기 선부호기(505)는 상기 선부호 생성부(511)로부터 제공받은 선부호로 상기 변조기들(503-1 내지 503-N)로부터 제공받은 신호들을 선부호화하여 각각의 안테나에 연결된 RF처리기들(507-1 내지 507-NT)로 출력한다. 이때, 상기 선부호 기(505)는 각각의 수신 단들로 전송하기 위한 데이터 별로 선부호화한다.
상기 가중치 생성기(509)는 수신 단들로부터 제공받은 피드백 정보에 포함된 채널 정보인 M×N 크기의 Rk 행렬 정보를 이용하여 선부호를 생성하기 위한 가중치 행렬을 생성한다. 예를 들어, 상기 가중치 생성기(509)는 Rk 행렬 정보의 영 공간(null space)들의 교집합을 생성하는 열벡터들로 이루어진 N×M의 가중치 행렬을 생성한다. 여기서, 상기 Rk 행렬 정보는 수신 단에서 Rk를 양자화하여 피드백한 정보를 나타낸다.
이때, 상기 가중치 생성기(509)는 각각의 수신 단으로부터 피드백된 Rk 행렬 정보를 이용하여 각각의 수신 단에 대한 선부호를 생성하기 위한 가중치를 생성한다.
상기 선부호 생성기(511)는 상기 가중치 생성기(509)에서 생성한 가중치 행렬과 상기 피드백 정보에 포함된 Rk 행렬 정보를 사용하여 서비스를 제공하기 위한 수신 단에 대한 선부호(precode)를 생성한다. 예를 들어, 상기 선부호 생성기(511)는 상기 <수학식 6>과 같이 k번째 수신 단에 대한 선부호를 생성한다.
이때, 상기 선부호 생성기(511)는 상기 가중치 생성기(509)로부터 제공받은 각각의 수신 단에 대한 가중치 행렬과 각각의 수신 단으로부터 피드백된 Rk 행렬 정보를 이용하여 각각의 수신 단에 대한 선부호를 생성한다.
상기 RF처리기들(507-1 내지 507-NT)은 상기 선부호기(505)로부터 제공받은 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환한다. 이후, 상기 RF처리기들(507-1 내지 507-NT)은 상기 아날로그 신호를 실제 전송 가능한 고주파(RF : Radio Frequency)신호로 변환하여 해당 안테나를 통해 송신한다.
이하 설명은 채널 정보의 전체가 아닌 행공간을 나타내는 그라스마니안 공간의 원소를 피드백하기 위한 수신 단의 구성에 대해 설명한다.
도 6은 본 발명에 따른 무선통신시스템에서 수신 단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 6에 도시된 바와 같이 상기 수신 단은 RF처리기(601-1 내지 601-NR), 후부호기(603), 복조기(605), 복호기(607), 채널 추정기(609) 및 피드백 제어기(611)를 포함하여 구성된다.
상기 RF처리기(601-1 내지 601-NR)는 각각의 안테나를 통해 수신되는 고주파(RF : Radio Frequency) 신호를 기저 대역 신호로 변환한다. 이후, 상기 RF처리기(601-1 내지 601-NR)는 상기 기저 대역의 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력한다.
상기 채널 추정기(609)는 상기 RF처리기(601-1 내지 601-NR)로부터 제공받은 신호에 포함된 파일럿을 이용하여 송신 단과의 채널을 추정한다.
상기 피드백 제어기(611)는 상기 채널 추정기(609)에서 추정한 채널의 전체가 아닌 행 공간을 나타내는 그라스마니안 공간의 원소를 송신 단으로 피드백한다. 이때, 상기 피드백 제어기(611)는 상기 채널 추정기(609)에서 추정한 채널의 행 공간 정보만을 피드백하기 위해 하기 도 7과 같이 구성될 수 있다.
상기 후부호기(603)는 상기 피드백 제어기(611)로부터 제공받은 송신 단으로 피드백한 행 공간 정보를 이용하여 상기 RF처리기들(601-1 내지 601-NR)로부터 제공받은 수신신호를 후부호화한다.
상기 복조기(605)는 상기 후부호기(603)에서 후부호화된 신호를 해당 변조 수준에 따라 복조한다.
상기 복호기(607)는 상기 복조기(605)로부터 제공받은 신호를 해당 변조 수준에 따라 복호하여 원본 데이터를 확인한다.
도 7은 본 발명에 따른 무선통신시스템의 수신 단에서 피드백 제어기의 상세 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 7에 도시된 바와 같이 피드백 제어기(611)는 정규화 제어기(701), 행 작용 제어기(703) 및 양자화기(705)를 포함하여 구성된다.
상기 정규화 제어기(701)는 상기 채널 추정기(609)에서 추정한 채널의 행공간 정보를 나타내는 그라스마니안 공간의 원소를 생성하기 위해 상기 추정한 채널에 대한 정규 표현(Normal form)을 산출한다. 이때, 상기 정규화 제어기(701)는 상기 <수학식 4>에 따라 Hk를 표현할 수 있는 유일한 행렬로 Hk에 대한 정규 표현으로
Figure 112008069585982-PAT00019
를 생성한다.
상기 행작용 제어기(703)는 상기 정규화 제어기(701)로부터 제공받은 채널의 정규 표현에 따라 산출한 행렬에 대한 행작용(Row operation)을 수행하여 상기 추정한 채널과 동일한 크기의 행렬(Rk)을 생성한다. 예를 들어, 행작용 제어기(703)는 절대 값이 가장 큰 원소를 피봇으로 선택한 후, 상기 피봇을 고려한 수정된 가우스 소거법을 이용하여 행작용을 수행한다.
상기 양자화기(705)는 상기 행작용 제어기(703)에서 생성한 Rk를 양자화하여 송신 단으로 피드백한다. 예를 들어, 로이드(Llod) 방식에 따른 코드북을 사용하고 피드백을 위해 사용하는 비트 수가 b인 경우, 상기 양자화기(705)는 2b개의 중심점(centroid) 집합 C를 이용하여 Rk행렬을 송신 단으로 피드백한다. 즉, 상기 양자화기(705)는 상기 행작용 제어기(703)에서 생성한 Rk를 구성하는 각각의 원소들에 가장 가까운 C집합의 원소를 선택하여 송신 단으로 피드백한다.
상술한 바와 같이 수신 단은 자신이 추정한 채널의 전체가 아닌 행공간을 나타내는 그라스마니안 공간의 원소를 피드백한다. 이때, 상기 다중 안테나 시스템은 하기 도 8에 도시된 바와 같이 성능이 변한다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 성능 변화 그래프를 도시하고 있다.
상기 도 8을 참조하면 본 발명에 따라 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio)에 대한 비레 에러율(BER: Bit Error Rate)을 나타내기 위해 가로축은 각각의 수신 단에 대한 신호대 잡음비를 나타내고, 세로축은 비트 에러율을 나타낸다.
도시된 바와 같이 피드백을 위해 4비트를 사용하는 경우, 본 발명에 따른 피 드백 방식(GR)은 스칼라 양자화(Scalar Quantization)하고 영 강압(Zero-Forcing) 기법을 사용하는 피드백 방식(SQ)보다 낮은 비트 에러율을 갖는다.
또한, 본 발명에 따른 피드백 방식(GR)은 스칼라 양자화 및 로이드 알고리즘을 이용하는 피드백 방식(SQL)보다도 낮은 비트 에러율을 갖는다.
더욱이 피드백의 위한 비트 수가 증가하는 경우에도 본 발명에 따른 피드백 방식이 SQ 피드백 방식 과 SQL 피드백 방식보다 비트당 에러 발생율이 적게 나타난다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능하다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 본 발명에 따른 무선통신시스템의 구성을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신시스템의 수신 단에서 채널 피드백 절차를 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신시스템의 수신 단에서 행작용(Row operation) 절차를 도시하는 도면,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 무선통신시스템의 송신 단에서 선부호화 절차를 도시하는 도면,
도 5는 본 발명에 따른 무선통신시스템에서 송신 단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 6은 본 발명에 따른 무선통신시스템에서 수신 단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 7은 본 발명에 따른 무선통신시스템의 수신 단에서 피드백 제어기의 상세 블록 구성을 도시하는 도면, 및
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 성능 변화 그래프를 도시하는 도면.

Claims (1)

  1. 다중 안테나 시스템에서 채널 피드백 방법에 있어서,
    송신 단으로부터 수신받은 신호를 이용하여 채널을 추정하는 과정과,
    직교화 기법을 이용하여 추정한 채널에 대한 정규 표현(normal form)을 산출하는 과정과,
    상기 정규 표현에 따라 산출된 행렬에 대한 행 작용(Row operation)을 수행하여 추정한 채널과 크기가 동일하며 상기 추정한 채널의 행 공간 정보를 포함하는 제 1 행렬을 생성하는 과정과,
    상기 제 1 행렬을 양자화하여 상기 송신 단으로 피드백하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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