KR20100016133A - 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

무선 채널을 통해 제1 노드에서 제2 노드로의 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법이 제공된다. 무선 채널은 적어도 세개의 입력과 적어도 하나의 출력을 갖는다. 제1 노드 및 제2 노드는 무선 통신 시스템에 포함된다. 본 방법은, 적어도 하나의 심볼 스트림을 획득하는 단계(401); 블록 대각 행렬의 왼쪽에 블록 대각화 유니터리 행렬을 곱함으로써 생성되는 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬을 결정하는 단계(403); 결정된 프리코딩 행렬로 적어도 하나의 심볼 스트림을 프리코딩하는 단계(404); 및 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림을 무선 채널을 통해 제2 노드에 전송하는 단계(405)를 포함한다.
멀티-안테나 전송, 블록 대각화 유니터리 행렬, 블록 대각 행렬, 프리코딩, 프로덕트 구조

Description

멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법 및 장치{METHOD AND ARRANGEMENT FOR ADAPTING A MULTI-ANTENNA TRANSMISSION}
본 발명은 제1 노드에서의 방법 및 장치와 제2 노드에서의 방법 및 장치에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 무선 채널을 통한 제1 노드에서 제2 노드로의 멀티-안테나 전송의 적응에 관한 것이다.
무선 통신 시스템에서 노드의 송신기 및/또는 수신기에서의 다수개 안테나의 사용은 무선 통신 시스템의 용량(capacity) 및 커버리지(coverage)를 상당히 증대시킬 수 있다. 이러한 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템들은 예를 들면 신호를 반송하는 몇개의 병렬(parallel) 정보를 전송하는, 이른바 공간적 멀티플렉싱에 의해 성능을 증진시키기 위해 통신 채널의 공간적 디멘션을 활용한다. 전송을 현재 채널 조건에 적응시킴으로써, 상당한 추가적 이점들이 달성될 수 있다. 적응의 한가지 형태로는, 하나의 TTI(Transmission Time Interval)에서 다른 TTI까지, 동시에 전송된 정보 반송 신호들의 개수를, 채널이 지원할 수 있는 것에 동적으로 적응시키는 것이 있다. 이는 일반적으로 전송 랭크 적응으로 지칭된다. 프리코딩(precoding)은, 현재 채널 속성들이 보다 잘 맞도록 상술한 신호의 위상들(phases) 및 진폭들(amplitudes)이 적응되는, 적응의 또 다른 관련 형태이다. 전통적인 빔-형성은 정보-반송 신호의 위상이 각 전송 안테나에서 조정되어서 전송된 신호들 모두가 수신기에서 구조적으로(constructively) 추가하는 특별한 경우의 프리코딩이다.
신호들이 벡터-값 신호를 형성하고 조정은 프리코더 행렬의 곱으로 생각될 수 있다. 프리코더 행렬은 채널 속성들에 관한 정보에 기초하여 선택된다. 공통적인 접근법은 유한의 가산 집합, 이른바 코드북(codebook)으로부터 프리코더 행렬을 선택하는 것이다. 이러한 코드북 기반 프리코딩은 LTE(Long Term Evolution) 표준 중 구성요소로서의 일부(integral part)이며, WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access)에서 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)용 MIMO에도 마찬가지로 지원될 것이다. 그러면 수신기(예를 들면, UE(User Equipment))는 통상적으로 코드북 내 상이한 프리코더 행렬들 전부를 구하고 어떤 요소(element)가 바람직한지를 송신기(예를 들면 Node B)에 신호할 것이다. 그러면 송신기는 어느 프리코더 행렬을 적용할 것인지 결정할 때에, 신호된 정보를 사용할 것이다. 코드북 인텍스들이 신호될 필요가 있고 수신기는 적합한 코드북 요소를 선택할 필요가 있기 때문에, 코드북 크기를 가능한 한 작게 유지하는 것이 중요하다. 반면에, 보다 큰 코드북들은 현재 채널 조건들을 보다 가까이 매칭시키는 엔트리를 발견하는 것이 가능함을 보장한다.
코드북 기반의 프리코딩은 채널 양자화의 형태로 보일 수 있다. 다른 방법으로는, 양자화의 도움없이 프리코더 행렬을 계산하는 방법들이 사용될 수 있다.
프리코더 코드북 설계의 근본적인 목적은 가능한 높은 성능을 계속 획득하는 동시에 코드북 크기는 작게 유지하는 것이다. 따라서 코드북 내 요소들의 설계는 원하는 성능을 얻기 위해서 결정적인 것이 된다.
다른 안테나 어레이 구성은 코드북 요소들이 어떻게 설계되어야 할지에 영향을 준다. 많은 기존 해법들은, 공간적으로 상관되지 않은 채널 페이딩을 염두에 두고 설계되며, 각 채널 계수가 동일한 평균 파워(average power)로 페이딩된다. 그러나, 이러한 채널 모델은 교차 편파(cross-polarized) 안테나 어레이가 사용될 경우에는 충분히 정확하지 않다. 따라서, 기존의 설계들은 이러한 구성(실제로는 중요하다고 간주되는 안테나 구성)에는 부적합(ill-suited)하다.
동일한 파워의 채널 계수들에 맞추어진 기존의 설계들이 교차 편파 안테나 어레이 셋업에는 효율적이지 않은 이유를 이해하기 위해, 단순히 송신기와 수신기 양쪽 모두가 교차 편파 어레이들을 사용하고 두 개의 직교 편파(orthogonal polarizations)가 송신 및 수신 측에 정렬된, 예를 들면, 링크의 양 측에 수직 및 수평 편파 안테나들의 쌍이 있는, 2x2 MIMO 시스템을 고려하자. 그러면 MIMO 채널 행렬은 대각선으로(diagonally) 무거워질 것(heavy)이고, 이는 대각선상의 요소들(on-diagonal elements)이 평균적으로 대각선 바깥에 있는 요소들보다 실질적으로 더 큰 파워를 갖는다는 것을 의미하는데, 왜냐하면 수직 및 수평 편파들이 심지어 라디오 채널을 지나 수신기에 도달한 후라도 평균적으로 상당히 양호하게 분리되기 때문이다. 이러한 채널의 경우, 최소 크기의 적절한 코드북은 단위 벡터들과 단위 행렬을 포함한다. 이는 원-스트림(one-stream) 전송(랭크-원 전송)이 수행될 때에, 스트롱 채널을 갖는 안테나에 전송 파워가 모두 할당될 수 있고, 평균적으로 수신기에 상당한 파워를 전달하는 것이 불가능할 다른 안테나에 낭비되는 파워는 없을 것을 보장한다. 후자의 원인은 랭크-원 전송의 선택과 관련된 교차 편파 셋업 때문인데, 이는 채널 행렬이 통상적으로 0 보다 실질적으로 큰 파워를 갖는 단 하나의 요소를 가질 것과 그 요소는 대각선 상에 있을 것을 의미한다.
따라서 모든 파워는 상술한 0이 아닌 대각 요소에 대응하는 안테나에 할당되어야 한다. 그러나, 동일한 파워의 채널 계수들을 갖는 시나리오를 목적으로 하는 프리코더 설계의 경우, 이는 통상적으로 사실이 아니다. 이는 대각 프리코더 구조 또는 프리코더 코드북 구조에 의해 보장된다. 셋 이상의 전송 (Tx) 안테나를 갖는 MIMO 시스템에서는, 블록 대각 구조가 적합하다.
위에서 언급한 바와 같이, 송신기에서 수직 편파와 수평 편파를 갖는 교차 편파 어레이들은 양호하게 분리된 전송 파이프들을 만들어 내는 경향이 있는데, 이는 멀티-스트림 MIMO 전송의 경우에 매력적이다. +-45도 교차 편파 어레이들의 일반적 사용은 이 관점에서 매력적이지 않은데, 왜냐하면 두 개의 상이한 편파로부터의 전송들은 수직 편파와 수평 편파 모두에서 혼합되기 때문이다. 이는 스크림 간(inter-stream) 간섭을 잠재적으로 증가시키므로 MIMO 성능에 손상을 준다. 따라서 블록 대각 프리코더 구조는, 기존의 배치에서 매우 일반적인 셋업인, +-45 교차 편파된 경우에는 최적화되지 않는다.
블록 대각 구조의 다른 문제는, 이것이 PA(Power Amplifiers)에서 파워 불균형(imbalance) 문제로 이어진다는 점이다. PA들의 풀링(pooling)이 사용되어서 PA 간에 파워가 공유될 수 있지 않는 한, 모든 PA가 최고 파워로 동작하지 않는다. 그러나 PA를 풀링하는 것은 복잡하고 비쌀 수 있고 때로는 불가능할 수도 있다.
실제로 수직 편파와 수평 편파 간의 분리 정도(degree of separation)는 다양할 수 있으므로 MIMO 스킴이 오로지 스트림들을 분리하기 위해 편파에 의존한다면 스트림 간(inter-stream) 간섭을 증가시킬 수 있다. 이는 또한 순수한 블록 대각 프리코더는 바람직하지 않을 수 있다는 것을 의미한다. 블록 대각 요소들과 다른 요소들의 혼합이 사실상 적절할 수 있다. 이는 일반적으로 증폭기에서 파워 불균형 문제를 야기하고, 블록 대각 및 비-블록 대각 요소들의 혼합 때문에, PA들을 풀링하는 기존의 기술들이 더이상 유용하지 않다.
본 발명의 목적 과제는 프리코딩을 이용할 때 무선 채널의 성능을 향상시키기 위한 메카니즘을 제공하는 것이다.
본 발명의 제1 양태에 따르면, 이 목적은 제1 노드에서 무선 채널을 통해 제2 노드로의 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법에 의해 달성된다. 무선 채널은 적어도 3개의 입력 및 적어도 하나의 출력을 포함한다. 제1 노드 및 제2 노드는 무선 통신 시스템에 포함되어 있다. 상기 방법은 적어도 하나의 심볼 스트림을 획득하는 단계, 및 블록 대각화 유니터리 행렬(block diagonalizing unitary matrix)이 왼쪽에 곱해지고 있는 블록 대각 행렬에 의해 생성되는 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩(precoding) 행렬을 결정하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 또한 적어도 하나의 심볼 스트림을 결정된 프리코딩 행렬로 프리코딩하는 단계, 및 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림을 무선 채널을 통해 상기 제2 노드로 전송하는 단계를 더 포함한다.
본 발명의 제2 양태에 따르면, 이 목적은 제2 노드에서 제1 노드로부터 무선 채널을 통해 멀티-안테나 전송을 수신하기 위한 방법에 의해 달성된다. 무선 채널은 적어도 3개의 입력 및 적어도 하나의 출력을 포함한다. 제1 노드 및 제2 노드는 무선 통신 시스템에 포함되어 있다. 상기 방법은 무선 채널을 통해 제1 노드로부터 운송되는 적어도 하나의 심볼 스트림에 대응하는 전송을 수신하는 단계를 포함한다. 적어도 하나의 심볼 스트림은 블록 대각화 유니터리 행렬이 왼쪽에서 곱해지고 있는 블록 대각 행렬에 의해 생성되는 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬로 프리코딩된다.
본 발명의 제3 양태에 따르면, 이 목적은 무선 채널을 통해 제2 노드에 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 제1 노드 내의 장치(arrangement)에 의해 달성된다. 무선 채널은 적어도 3개의 입력 및 적어도 하나의 출력을 포함한다. 제1 노드 및 제2 노드는 무선 통신 시스템에 포함되어 있다. 제1 노드 장치는 적어도 하나의 심볼 스트림을 획득하도록 구성된 획득 유닛, 블록 대각화 유니터리 행렬이 왼쪽으로부터 곱해지고 있는 블록 대각 행렬에 의해 생성되는 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬을 결정하도록 구성된 결정 유닛을 포함한다. 제1 노드의 장치는 또한 적어도 하나의 심볼 스트림을 결정된 프리코딩 행렬로 프리코딩하도록 구성된 프리코딩 유닛, 및 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림을 무선 채널을 통해 제2 노드로 전송하도록 구성된 전송 유닛을 더 포함한다.
본 발명의 제4 양태에 따르면, 이 목적은 제1 노드로부터 무선 채널을 통해 멀티-안테나 전송을 수신하기 위한 제2 노드 내의 장치에 의해 달성된다. 무선 채널은 적어도 3개의 입력 및 적어도 하나의 출력을 포함한다. 제1 노드 및 제2 노드는 무선 통신 시스템에 포함되어 있다. 제2 노드 장치는 무선 채널을 통해 상기 제1 노드로부터 운송되는 적어도 하나의 심볼 스트림에 대응하는 전송을 수신하도록 구성된 수신 유닛을 포함한다. 적어도 하나의 심볼 스트림은 블록 대각화 유니터리 행렬이 왼쪽에서 곱해지고 있는 블록 대각 행렬에 의해 생성되는 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬로 프리코딩된다.
프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬이 사용된다. 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬은 블록 대각화 유니터리 행렬을 곱한 블록 대각 행렬에 의해 생성된다. 무선 링크를 통해 전송할 때에 심볼 스트림을 프리코딩하기 위해 프로덕트 구조를 갖는 이 행렬을 이용하면, PA들의 균형을 맞추게 한다. 이는 전파 채널에 보다 많은 파워가 방출될 수 있게 하여 무선 채널의 성능이 증가됨을 의미한다.
이는, 상술한 유니터리 행렬들로 곱한 코드북이 각 행렬/벡터 내 각 요소들이 동일한 크기를 갖는 새로운 코드북을 만든다는 사실에 의해 입증된다. 특히 관심이 있는 것은 일반적으로 활용되는 +-45 편파 안테나와 함께 이른 바 블록 대각화 유니터리 행렬을 사용하는 것인데, 이는 심지어 블록 대각 프리코더 요소들과 몇몇 비블록 대각 프리코더 요소들이 혼합된 경우에도 수평 및 수직 방향으로의 편파된 전송에 대한 원하는 회전 및 파워 균형을 동시에 달성한다.
본 해결책의 이점은 프로덕트 구조를 갖는 행렬을 사용하여, 특히 +-45도 편파 어레이들과 함께 사용될 때 편파가 완벽하게 분리되지 않은 경우(예를 들면, XPD(cross polar discrimination)를 완화함)에도, 예를 들면, 보다 높은 데이터 레이트 또는 보다 나은 신뢰도를 허용함으로써 성능을 개선한다는 것이다. PA들의 사용은 또한 최적화되어 전력 소비 뿐만 아니라 열 소실도 감소시킨다.
본 발명의 예시적인 실시예들을 설명하는 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명이 보다 상세히 설명된다.
도 1은 무선 통신 시스템의 실시예들을 설명하는 도식적인 블록도.
도 2는 무선 통신 시스템의 실시예들을 설명하는 도식적인 블록도.
도 3은 제1 노드의 실시예들을 설명하는 도식적인 블록도.
도 4는 제1 노드에서의 방법의 실시예들을 설명하는 흐름도.
도 5는 제1 노드 장치의 실시예들을 설명하는 도식적인 블록도.
도 6은 제2 노드에서의 방법의 실시예들을 설명하는 흐름도.
도 7은 제2 노드 장치의 실시예들을 설명하는 도식적인 블록도.
본 발명은 각각의 제1 및 제2 노드에서의 방법 및 장치로 정의되는데, 이는 이하에 설명된 실시예들로 실행될 수 있다.
도 1은 무선 통신 시스템(110)의 제1 노드(100)를 도시한다. 무선 통신 시스템(110)은 셀룰러 시스템 및/또는 예를 들면, LTE(Long Term Evolution), E-UTRA(Evolved - Universal Terrestrial Radio Access), WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access), UTRA(Universal Terrestrial Radio Access), WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access), GSM, UMB(Ultra Mobile Wideband) 또는 상이한 형태의 전송들 간 적응을 수행하고 복수의 안테나를 사용하는 기술을 이용한 임의의 기타 무선 통신 시스템과 같은 시스템일 수 있다. 제1 노드(100)는 무선 통신 시스템(110)에서 무선 채널(130)을 통해 제2 노드(120)와 통신하도록 구성될 수 있다. 충분히 짧은 전송 기간동안 무선 채널의 입-출력 관계를 모델링하기 위해 선형 및 시간-불변 MIMO 필터가 사용될 수 있다. 충분히 협소한 대역(narrowband) 전송의 경우, 필터를 표현하기 위해 하나의 행렬이 사용될 수 있다. 이러한 채널 행렬 표현은 또한 부반송파(subcarrier)(또는 채널의 코히어런스 대역폭에 비해 좁은 대역폭을 스팬하는 몇개의 부반송파)를 통해 채널 모델링을, 예를 들면 LTE와 같은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서 유지한다. 제1 노드(100)는 LTE에서와 같이, 예를 들면, NodeB와 같은 임의의 타입의 기지국일 수 있다. 제2 노드(120)는 예를 들면, 휴대전화, PDA(Personal Digital Assistant), 랩탑과 같은 UE(User Equipment)일 수 있다. 또한 반대로 제1 노드(100)는 예를 들면, 휴대전화, PDA(Personal Digital Assistant) 등의 UE일 수 있고, 제2 노드(120)는 예를 들면, NodeB와 같은 임의 타입의 기지국일 수 있다. 도 1의 예에서, 제1 노드(100)는 기지국이고 제2 노드(120)는 UE(사용자 장치)일 수 있다. 또한, 제1 노드(100) 및 제2 노드(120)는 서로 통신하고 있고 특정한 계층적 순서가 없는 임의의 무선 디바이스들을 구성할 수 있다.
제1 노드(100)는 멀티플 안테나 시스템을 사용, 즉, 자신의 제2 노드(120)로 의 전송을 위해 다수의 안테나를 사용한다. 제2 노드(120)는 또한 제1 노드의 전송의 수신을 위해 멀티플 안테나 시스템을 사용할 수 있다. 따라서 이는 채널에 대한 입력들이 제1 노드(100)의 전송 안테나들에 대응하고 출력들은 제2 노드(120) 내 수신 안테나들에 대응하는, MIMO 시스템이다. 송신기 및 수신기 필터링/처리는 또한 채널에 포함되는 것으로 상정될 수 있다. 이러한 MIMO 셋업는 단 하나의 수신 안테나라는 특수한 경우를 포함할 수 있음을 유념해야 한다. 도 2는 제1 노드(100)와 제2 노드(120)가 각각 4개의 안테나를 포함하는 멀티 안테나 시스템을 사용하는 몇몇 실시예들을 도시한다. 제1 노드(100)는 일련의 정보 비트들로 표현되는 정보 반송 신호(140)를 획득하는데, 여기서 정보는 무선 채널(130)을 통해 제2 노드(120)에 전달될 것이다. 도 2는 제1 노드(100)를 전송 노드 (Tx)로, 그리고 제2 노드(120)를 수신 노드 (Rx)로 도식적으로 나타내고, 제1 노드(100) 및 제2 노드(120)는 멀티플 안테나 시스템(150)을 사용하여, MIMO 링크가 될 수 있다. 이 예에서 제1 노드(100)는 4개의 전송 안테나(160 1, 2, 3, 4)를 포함하고(예를 들면, 4개의 전송 안테나가 있는 기지국), 제2 노드(120)는 4개의 수신 안테나(170 1, 2, 3, 4)를 포함한다(예를 들면, 4개의 수신 안테나가 있는 UE(사용자 장치)).
도 2의 예에서, 제1 노드(100)는 인코딩 유닛(162), 포스트 프리코딩 유닛(163) 및 4개의 라디오 송신기 유닛(164)을 포함한다. 인코딩 유닛(162)은 전송될 정보 반송 신호(140)를 수신하도록 구성된다. 인코딩 유닛(162)은 또한 가능하다면 정보 비트들을 하나 이상의 정보 비트 열로 디멀티플렉싱(demultiplex)하고, 몇몇 채널 코드(예를 들면, 터보 코드, LDPC(low-density parity-check) 코드, 컨 볼루션 코드)를 이용하여 이들 정보 비트 열들을 코딩하고, 심볼들을 생성하기 위해 코딩된 비트들을 변조하고, 정보 반송 심볼 벡터들의 시퀀스에 심볼들을 매핑하고, 정보 반송 심볼 벡터들을 프리코딩한 후에 마지막으로 그 결과를 가능한 포스트 프리코딩 유닛(163)에 포워드하도록 더 구성될 수 있다. 포스트-프리코딩 유닛(163)은 가장 단순한 경우에 프리코딩된 신호를 단순히 포워드할 수 있거나(즉, 포스트 프리코딩 유닛(163)이 투명하여(transparent) 존재하지 않는 것 처럼 보임), 소정의 방법, 예를 들면, 라디오 송신기 유닛(164)을 활용한 전송을 위해 가능하게 처리된 신호들을 출력하기 전에, 프리코딩된 신호를 제2 노드(120)에 전송하기 위한 각각의 전송 안테나(160 1, 2, 3, 4)를 이용하여, 기저대역 내에서 디지털 필터링을 수행하는 방법으로 이를 처리할 수 있다. 송신기의 기본 기능은 당업자에게 공지되어 있으므로 상세히 설명하지 않음이 이해된다. 이 예에서 송신기는 SDMA(Spatial-Division Multiple Access), SDMA 프리코딩, MIMO, MIMO 프리코딩, 및/또는 MIMO-SDMA와 같은 기술들을 지원할 수 있다.
도 2의 예에서, 제2 노드(120)는 전처리 유닛(171), 디코딩 복조 유닛(172), 및 4개의 라디오 수신기 유닛(174)을 포함한다. 제2 노드(120)는 제1 노드(100)로부터 프리코딩된 신호를 수신하도록 구성된다. 그 신호는 수신 안테나(170 1, 2, 3, 4), 전처리 유닛(171) 및 라디오 수신기 유닛들(174)에 의해 수신된다. 전처리 유닛(171)은 각종 처리 단계들을 구현할 수 있는데, 예를 들면, 이는 기저대역(base band)에서 필터링을 수행하거나, 변경되지 않은 신호를 디코딩 복조 유닛(172)에 단순히 포워드할 수 있다. 후자의 경우, 전처리 유닛(171)은 대안적으 로는 존재하지 않는 것으로 고려될 수 있다(즉, 전처리 유닛이 존재하지 않는 것에 대응하는 투명함). 디코딩 복조 유닛(172)은 전처리 유닛(171)으로부터 코딩된 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 디코딩 복조 유닛(172)은 또한 코딩된 신호를 데이터 비트로 복조하도록 구성될 수 있다. 수신기의 기본 기능이 당업자에게 공지되어 있어 이하에서는 상세히 설명되지 않음이 이해된다.
제2 노드(120) 내 수신기와 제1 노드(100) 내 송신기 양쪽 모두는 동작 모드 기능(operation mode functioning)을 각각 송신기(transmitter) 및 수신(receive)으로 변경할 수 있다.
프리코딩
상술한 바와 같이, 제1 노드(100) 내 인코딩 유닛(162)은 또한, 코딩 및 변조 유닛(300)과 예를 들면 프리코더와 같은 프리코딩 유닛(310)에 대응하는, 2개 부분으로 분할될 수 있다. 코딩 및 변조 유닛(300)과 프리코딩 유닛(310)의 예가 도 3에 도시된다. 코딩 및 변조 유닛(300)은 정보 비트들을 입력으로서 채용하고 정보 반송 심볼 벡터들의 시퀀스, 즉, 벡터-값 정보-반송 신호를 출력으로서 생성한다. 정보 반송 심볼 벡터들은, 각 벡터 s의 각 요소가 특정 심볼 스트림에 속해 있는 하나 또는 병렬의(in parallel) 복수개 심볼 스트림들로 보일 수 있다. 상이한 심볼 스트림들은 일반적으로 층(layer)들로 지칭되고 임의의 정해진 시점에 전송 랭크 r에 대응하여, r 개의 상이한(r different) 이러한 층들이 존재한다. 따라서, 무선 채널(130)을 통해 제2 노드(120)에 전송되어야 하는 신호는 적어도 하나의 심볼 스트림(또는 층)을 포함한다. 후속하여 r 심볼들, 특히 r×1 정보 반송 심볼 벡터 s는 NT×r 프리코더 행렬
Figure 112009067022415-PCT00001
로 곱해지는데, 여기서 NT는 MIMO 채널의 입력의 개수(예를 들면, 전송 안테나의 개수, 안테나 포트들의 개수 등)를 나타낸다. 상술한 프리코딩 동작은 도출된 출력을 후처리 유닛(163)에 포워드한다. 제1 노드(100)는 특정 프로덕트 구조(product structure)를 갖는 프리코딩 행렬을 결정하는데, 이는 이하에서 더 설명될 것이다. 이는 채널의 특성(characteristic)들에 매칭하도록, 즉, NR×NT MIMO 채널 행렬 Ｈ를 매칭하도록 프리코딩 행렬을 선택함으로써 수행될 수 있다. 따라서 프리코더 행렬
Figure 112009067022415-PCT00002
는 채널 Ｈ의 값에 따라 다를 수 있다. s에서 r 정보 반송 심볼들은 일반적으로 복소 값이다. 랭크 적응의 지원은, 동시적으로 전송되는 심볼 스트림들의 개수 r가, 현재 채널 특성들에 맞게끔 설정되게 한다. 프리코딩 후에, 신호들은 채널 Ｈ를 통해 운송되고 NR 요소들을 갖는 안테나 어레이에 의해 수신된다. 수신기는 가능하면 전 처리 유닛(171)에 의해 신호를 처리한다. 신호들을 모아 NR×1 벡터 y를 만들고 채널의 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth)에 비해 충분히 좁은 대역폭을 통한 신호들을 가정하면, 아래의 모델을 얻는데,
Figure 112009067022415-PCT00003
여기서, e는 일반적으로 몇몇 랜덤 프로세스의 실현으로서 획득된 노이즈 벡터로 모델링되고 이에 따라 채널의 출력은 전처리 유닛(171)의 출력에 대응한다(후자는 투명할 수 있음). 이 모델은 또한 통상적으로 부반송파 기반으로 적용될 수 있는 OFDM 시스템들(예를 들면, LTE, WiMaX 등)에서도 유지된다.
채널 행렬, Ｈ
도 2를 다시 참조하면, 제1 노드(100)는 몇몇 실시예에서 적어도 하나의 안테나가 수평 편파 방향으로 라디오 파를 방출하고 적어도 하나의 다른 안테나는 직교(즉, 수직) 편파 방향으로 에너지를 방출하는 멀티-안테나 시스템을 포함한다. 따라서 이러한 듀얼, 또는 교차 편파 안테나 셋업은 동일 편파(co-polarized) 안테나들의 그룹과 이 그룹에 상대적으로 직교하여 편파된 동일 편파 안테나들의 다른 그룹을 포함할 수 있다. "동일 편파(co-polarization)"란 안테나들이 동일한 편파로 전송함을 의미한다. 이상적인 송수신선(line of sight) 조건 하에서, 수신 측에서 이상적인 안테나 응답 및 유사한 듀얼-편파 안테나 셋업을 가정하면, 교차-편파 안테나 셋업은 블록 대각 채널 행렬이 되는데, 이는 이하에서 더 상세히 설명될 것이다. 도 2의 예에서, 처음의 두 송신 안테나(160 1, 160 2)는 수평으로 편파되고 나머지 두개(160 3, 160 4)는 수직으로 편파된 채로 있다. 제2 노드(120)의 수신 안테나들도 유사하게 구성된다. 전송 어레이 내 동일 편파 안테나들은 충분히 멀리 떨어져 위치될 수 있어서, 페이딩(fading)은 동일 편파 요소들과 관련된 채널 간에서 대략(roughly) 상관되지 않는다. 상술한 바와 같이, 채널은 채널 행렬을 이용하여 모델링될 수 있다. 그러면, 보편성(generality)을 잃지 않고, 전송 및 수신 안테나 요소들을 적절하게 재정렬(reordering)함으로써, 4×4의 도출된 채널 행렬 Ｈ는,
Figure 112009067022415-PCT00004
에 따른 블록-대각 구조를 갖는 경향이 있다.
이러한 블록-대각 유효 채널 행렬을 이용하여, 제1 노드(100)의 안테나(160 1, 160 2)에서 송신된 신호들은, 수신 안테나(170 3, 170 4)에 도달하지 않고, 전송 안테나(160 3 106 4)로부터의 신호들은 수신 안테나(170 1, 170 2)에 도달하지 않는다. 도 2에 도시된 바와 같이, 수평으로 편파된 처음의 두 전송 안테나(160 1, 160 2)의 경우,
복소 값의 채널 계수 h11은 전송 안테나(160 1)와 수신 안테나(170 1) 간의 물리적 채널을 포함하는 유효 채널을 나타내고,
복소 값 채널 계수 h12는 전송 안테나(160 2)와 수신 안테나(170 1) 간의 물리적 채널을 포함하는 유효 채널을 나타내고,
복소 값 채널 계수 h21은 전송 안테나(160 1)와 수신 안테나(170 2) 간의 물리적 채널을 포함하는 유효 채널을 나타내고,
복소 값 채널 계수 h22는 전송 안테나(160 2)와 수신 안테나(170 2) 간의 물리적 채널을 포함하는 유효 채널을 나타낸다.
또한, 도 2에 도시된 바와 같이, 수직으로 편파된 나머지 2개의 전송 안테 나(160 3, 160 4)의 경우,
복소 값 채널 계수 h33은 전송 안테나(160 3)와 수신 안테나(170 3) 간의 물리적 채널을 포함하는 유효 채널을 나타내고,
복소 값 채널 계수 h34는 전송 안테나(160 4)와 수신 안테나(170 3) 간의 물리적 채널을 포함하는 유효 채널을 나타내고,
복소 값 채널 계수 h43은 전송 안테나(160 3)와 수신 안테나(170 4) 간의 물리적 채널을 포함하는 유효 채널을 나타내고,
복소 값 채널 계수 h44는 전송 안테나(160 4)와 수신 안테나(170 4) 간의 물리적 채널을 포함하는 유효 채널을 나타낸다.
블록 대각 채널 행렬의 일반적인 의미는 아래의 구조
Figure 112009067022415-PCT00005
를 갖는 경향이 있다는 뜻인데, 여기서 행렬은 대각선 바깥의(off-diagonal)
Figure 112009067022415-PCT00006
블록들
Figure 112009067022415-PCT00007
(k= 1, 2, ..., K≠l=1, 2, ..., K)과 크기들이 다양할 수 있는 대각선 상의(on-diagonal)
Figure 112009067022415-PCT00008
블록들
Figure 112009067022415-PCT00009
(k=1, 2, ..., K)로 세분화될 수 있다. 채널은, 위와 같은 형태를 갖도록 적절한 행 및 열 치 환(permutations)에 의해 재배열되어서 대각선 바깥의 블록들
Figure 112009067022415-PCT00010
내 채널 계수들의 평균 파워들(빠른 페이딩이 평균에 달하도록(averaged out) 상당히 긴 시간에 걸쳐 평균내어짐)이 대각선 상의 블록들
Figure 112009067022415-PCT00011
내 채널 계수들의 평균 파워보다 상당히 낮아질 수 있다면, 블록 대각선화 되도록 정의된다는 것에 유의해야 하겠다. 이러한 상당히 낮은 파워는 예를 들면, 제1 노드(100)에서 교차 편파 안테나 셋업이 사용되고 제2 노드(120)에서 유사한 교차 편파 안테나 셋업이 사용되는 경우에 일어날 것이다. 블록 대각선 상의 채널 계수들과 블록 대각선 바깥의 채널 계수들 간의 평균 파워의 차이는 종종 전파 시나리오에 따라 다른데, 6 ㏈ 근방이나 그보다 실질적으로 높다. 제2 노드(120)에서 사용된 안테나 셋업이 정확하게 교차 편파되지 않은 경우라도, 파워 차이들은 여전히 상당할 수 있다.
프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬
본 해결책에서, 제1 노드(100)는 특정한 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬을 결정한다. 프로덕트 구조의 표기(notion)는 나중에 제시될 것이며 프리코딩 및 프리코딩을 위한 코드북에 관한 논의 후에 명확하게 정의될 것이다. 결정된 프리코딩 행렬은 제2 노드(120)에 전송될 적어도 하나의 심볼 스트림(즉, 하나 이상의 층)을 프리코딩하는 데 사용될 것이다. 채널 행렬 H를 사용하여 모델링된 채널의 특성들에 매칭하도록 프리코딩된 행렬을 선택함으로써 결정이 수행될 수 있다. 제1 노드(100)에서의 교차 편파 안테나 셋업이 수평 및 수직 편파 안테나들을 사용한다면, 블록 대각 구조 프리코더의 사용이 블록 대각 채널 행렬의 블록 대각 구조 에 매칭하기 때문에, 블록 대각 구조를 갖는 프리코딩이 적합하다. 그러나, 설명한 안테나 셋업이 그 대신에, 예를 들면 +-45도로 배향된 편파를 사용한다면, 채널 행렬은 더이상 수평 및 수직 편파가 사용되었을 때 처럼 블록 대각화되지 않을 것이다. 이 경우에 프리코더 프로덕트 구조는 프리코더를 두 개의 행렬(하나는 소위 블록 대각화 유니터리 행렬이라고 불리는 유니터리이고, 하나는 블록 대각 행렬)의 프로덕트로 분해하는 것을 포함하므로 유리한데, 여기서 블록 대각 행렬의 왼쪽으로부터 유니터리 행렬을 곱한다. 사용하도록 결정된 블록 대각화 유니터리 행렬은, +-45도 교차 편파 안테나 셋업이 가상의 0/90도 교차 편파 안테나 셋업(즉, 수평 및 수직으로 편파됨)으로 변환되게 하는데, 이는 이어서 블록 대각화되려는 경향을 갖는 새로 도출된 채널을 보게된다. 블록 대각화 가상 채널이 효과적으로 획득되기 때문에, 프로덕트 구조의 블록 대각화 프리코더는 이제 그것의 특성을 매칭하는 데 사용될 수 있다. 기본적으로, 유니터리 행렬은 편파들을 회전시켜서 전송된 신호가 수직 및 수평 방향으로 정렬되게 한다. 이러한 프로덕트 구조의 이점은, 어떤 정확한 프로덕트 구조 프리코더가 사용되는지에 관계없이, 모든 안테나 포트들에서 동일한 파워가 사용된다고 의미하는, 일정한 모듈러스 요소들을 프리코더들이 갖도록 할 수 있다는 것이다. 따라서 이는 상이한 파워 증폭기(PAs; power amplifiers)에서 상이한 전송 파워들을 다뤄야 하는 문제를 해결한다. 따라서, 프로덕트 구조는 유리한 수평 및 수직 편파로 전송을 정렬할 뿐만 아니라 동시에 이들 두 편파 간에 PA 파워의 풀링(pooling)을 제공한다.
코드북
도 2를 참조하면, 몇몇 실시예에서, 제1 노드(100)는 코드북(180)를 포함한다. 제1 노드(100)는, 제1 노드(100)에 포함되는 코드북(180)에서 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬을 선택함으로써 특정한 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬의 결정을 수행할 수 있다.
몇몇 실시예에서 제2 노드(120)는 도 2에 도시된 바와 같이 코드북(190)을 포함한다. 제2 노드(120)는 예를 들면, 코드북(190)에서 프리코딩 행렬을 선택하고 선택된 프리코딩 행렬을 사용하도록 제1 노드에게 추천(recommend)할 수 있다. 이는 추천한 프리코딩 행렬을 제1 노드(100)에 운송함으로써 수행될 수 있다. 그러면 제1 노드(100)는 추천한 프리코딩 행렬을 사용하거나 제공된 채널 정보를 몇가지 다른 방법으로 활용하기로 결정할 수 있다.
코드북(180, 190)은 프리코딩 행렬들을 포함하는데, 여기서 각 프리코딩 행렬이 상이한 다수의 전송 모드 또는 공간적 처리의 형태, 예를 들면, 채널 종속 프리코딩, MIMO 프리코딩, SDMA, 프리코딩이 있는 SDMA, MIMO-SDMA 등에 대응할 수 있다. 이러한 정보는 사전 정의될 수 있다. 코드북(180, 190)은 프리코더 행렬들/벡터들 외에도, 전송 랭크, 변조 선택, 수송 블록 크기, 파워 및/또는 채널화 코드들 등과 같은 많은 다른 파라미터들을 더 포함할 수 있다. 몇몇 실시예에서 코드북(180, 190)은 프리코더를 포함하는데, 여기서 전송 랭크는 프리코더 행렬의 크기에 의해 내재적으로 주어진다. 코드북(180, 190)은 필수적이진 않지만 0/90도 편파를 갖는 제1 노드에서의 안테나 셋업에 적합한데, 여기서 코드북(180, 190)은 상기 프로덕트 구조를 갖는 하나 이상의 프리코딩 행렬을 포함한다. 코드북(180, 190)은 또한 비-프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬들을 더 포함할 수 있다. 그러나, 본 방법에 따라, 제1 노드(100) 또는 제2 노드(120)는 코드북에서, 상기 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬을 자유롭게 선택한다. 코드북(180, 190)은 제1 노드(100)와 제2 노드(120) 양쪽 모두에 의해 공지된 선험명제(a priori)일 수 있다. 또한, 제1 노드(100)의 송신기는, 예를 들면, 제2 노드(120)의 수신기에게 자신의 코드북(180)을 통지할 수 있다. 적합한 코드북 구조는 또한, 상당한 개수의 프리코더 요소들이 프로덕트 구조를 사용한다는 의미에서 프로덕트 구조를 가질 것이다. 위에서 나타낸 바와 같이, 프로덕트 구조를 갖는 프리코더 요소들은,
Figure 112009067022415-PCT00012
라고 쓸 수 있는데, 여기서 V는 NT×NT 블록 대각화 유니터리 행렬이고,
Figure 112009067022415-PCT00013
는 NT×r 블록 대각 행렬이다.
Figure 112009067022415-PCT00014
의 블록 대각 특성은 프리코더 행렬들에서 0의 배치와 관련이 있다. 블록 대각 프리코더 행렬
Figure 112009067022415-PCT00015
은 일반적으로,
Figure 112009067022415-PCT00016
라고 쓸 수 있는데, 여기서 보이는 바와 같이 (블록 도메인 내의) 대각선 상에 있는 크기가 다를 수 있는 Mk×Lk 블록들
Figure 112009067022415-PCT00017
, k= 1, 2, ..., K 만이 0이 아닌 요 소들을 포함할 수 있다. 프리코더 행렬은 위와 같은 형태가 되도록 그것의 열과 행들이 치환될 수 있다면 블록 대각으로 간주된다. 표 1의 랭크 2 경우는 프리코더 행렬들이 구조
Figure 112009067022415-PCT00018
를 갖는 예시를 보여준다.
또한 블록이 1×1 크기일 수도 있다는 점에 유의하라. 따라서, 단위 행렬 또한 블록 대각 구조를 갖는다고 간주될 수 있다.
블록 대각화 유니터리 행렬의 일례는
Figure 112009067022415-PCT00019
가 있는데, 여기서, 처음의 두개 안테나가 +45 편파 방향을 갖고 나중의 두개는 -45도 편파 방향을 갖는 NT=4 TX 안테나 어레이를 가정하면, +-45 도 편파를 회전시켜서 수평 및 수직 방향으로 정렬시킬 것이다. 표 1에 표시된 집합 내 블록 대각 요소들
Figure 112009067022415-PCT00020
와 결합되면, 전송은 수직 및 수평으로 편파된 안테나를 갖는 안테나 셋업에 적용된 블록 대각 코드북에서 기인한 것처럼 보일 수 있다. 블록 대각화 유니터리 V에 표 1의
Figure 112009067022415-PCT00021
행렬들을 곱함으로써, 표 2의 프리코더 요소들의 코드북을 얻는다. 보이는 바와 같이, 각 프리코더 행렬의 스칼라 요소들 모두는 어떤 프리코더 요소가 선택되더라도 균형잡힌 설계를 뜻하는 동일한 절대값을 갖고, 다양한 안테나 포트들/전송 안테나들에 대응하는 신호들은 모두 동일한 파워를 갖는다. 따라서, PA들은 프리코딩 동작의 관점에서 완전히 활용될 수 있다.
TX 랭크 랭크 당 코드북 표 1
1
Figure 112009067022415-PCT00022
2
Figure 112009067022415-PCT00023
표 1: 두개의 공간적으로 분리된 (짧은 거리) 교차 편파 안테나 쌍에 특히 잘 맞는 블록 대각
Figure 112009067022415-PCT00024
행렬들의 집합의 예.
TX 랭크 랭크 당 코드북 표 2
1
Figure 112009067022415-PCT00025
2
Figure 112009067022415-PCT00026
표 2: 프로덕트 구조를 갖는 프리코더 행렬 Ｗ의 예시적인 코드북.
두 편파가 잘 분리돼 있는 한, 즉, XPD(cross-polar discrimination)이 충분히 높다면, 표 2의 코드북은 양호하게 동작한다. 중간 XPD의 시나리오에서 성능을 증진시키기 위해서는, 표 3, 표 4, 및 표 5에서
Figure 112009067022415-PCT00027
에 대한 행렬들의 집합으로 예시된 바와 같이, 두 편파에 대한 가중치 부호를 바꾸도록 하는 것이 유리하다. 이는 두 편파가 서로 상쇄되지 않도록 돕는다. 그러면 문제는 위 V 행렬을 곱하더라도 PA들 간에 파워 불균형을 초래한다는 것이다. 즉, 각 프리코더 행렬/벡터 곱에서 모든 요소들이 동일한 크기를 갖는 것은 아니다. 이 경우, 보다 나은 선택은
Figure 112009067022415-PCT00028
로 곱하는 것일 수 있다.
이는 모든 요소들이 동일한 진폭을 갖고 따라서 모든 PA의 완전한 사용을 가능하게 하는 것을 보장하며, 이는 또한 +-45도 편파를, 멀티-스트림 모드에서 스트림들의 보다 나은 분리를 제공하는 수직 및 수평 편파로 변환하는 이점을 제공한다.
코드북과 상술한 유니터리 행렬들은 다른 전송 어레이 크기로 (즉, 4개 안테나 이외로) 쉽게 일반화될 수 있고 또한 프리코더 요소들의 오른쪽에 몇몇 가능한 유니터리 행렬 또는 행렬들을 곱하고 마찬가지로 왼쪽에는 추가의 행렬 곱들이 가능하다. 이는 프리코더 요소들의 행들 및/또는 열들을 치환하는 것을 포함한다. 이 코드북들은 또한 보다 큰 코드북들의 부분집합일 수 있다. 이와 관련하여, 특히, 블록 대각화 유니터리 행렬 V의 경우 위 프로덕트 구조를 표현하는 많은 동치 방법이 있음을 이해해야 한다. 예를 들면, 처음에 예시된 V를 표현하는 다른 동치 형태는
Figure 112009067022415-PCT00029
또는
Figure 112009067022415-PCT00030
일 수 있다.
일반적으로, 블록 대각화 유니터리 행렬의 표기는 유니터리 (스케일링 인자까지의 유니터리: unitary up to a scaling factor) 행렬을 평균낸 것으로 정의되어서, 특히 교차 편파 안테나 셋업의 경우, 이는 수직 및 수평으로 편파된 안테나들을 갖는 교차-편파 안테나 셋업으로부터의 전송을 모방하는 가상 교차-편파 안테나 셋업을 생성하게 하며, 이는 동시에 프로덕트 구조의 블록 대각 행렬들과 함께, 도출된 프로덕트 구조 프리코더 행렬들의 모든 스칼라 요소들이 동일한 절대값을 갖는다는 것을 보장한다. 따라서, 블록 대각화 유니터리 행렬은 상기 방식으로 편파를 회전시키고 PA들의 사용은 균형적임을 보장한다. 또한 45도 블록 대각화 유니터리 행렬의 표시는 편파 방향을 45도 회전시키는 블록 대각화 유니터리 행렬을 평균내는 것으로 정의된다.
TX 랭크 랭크 당 코드북 표 3
1
Figure 112009067022415-PCT00031
2
Figure 112009067022415-PCT00032
표 3: SU-MIMO 모드에서 두개의 공간적으로 분리된 (짧은 거리) 교차 편파 안테나 쌍들에 특히 잘 맞는
Figure 112009067022415-PCT00033
행렬들의 집합의 예시적인 구조. 표시상 단순함을 위해, 선택된 프리코딩 행렬에 관계 없이 총 전송 파워를 일정하게 유지하도록 행렬들의 스케일링은 의도적으로 제외되었음에 유의할 것.
TX 랭크 랭크 당 코드북 표 4
1
Figure 112009067022415-PCT00034
2
Figure 112009067022415-PCT00035
3
Figure 112009067022415-PCT00036
4
Figure 112009067022415-PCT00037
표 4: SU-MIMO 모드에서 두개의 공간적으로 분리된 (긴 거리) 교차 편파 안테나 쌍들에 특히 잘 맞는
Figure 112009067022415-PCT00038
행렬들의 집합의 예시적인 구조. 표시상 단순함을 위해, 선택된 프리코딩 행렬에 관계 없이 총 전송 파워를 일정하게 유지하도록 행렬들의 스케일링은 의도적으로 제외되었음에 유의할 것.
TX 랭크 랭크 당 코드북 표 5
1
Figure 112009067022415-PCT00039
2
Figure 112009067022415-PCT00040
3
Figure 112009067022415-PCT00041
4
Figure 112009067022415-PCT00042
표 5: SU-MIMO 모드에서 두개의 공간적으로 분리된 (긴 거리) 교차 편파 안테나 쌍들에 특히 잘 맞는
Figure 112009067022415-PCT00043
행렬들의 집합의 예시적인 구조. 표시상 단순함을 위해, 선택된 프리코딩 행렬에 관계 없이 총 전송 파워를 일정하게 유지하도록 행렬들의 스케일링은 의도적으로 제외되었음에 유의할 것.
이제 일부 실시예에 따른 제1 노드(100)에서 무선 채널(130)을 통해 멀티-안테나 전송을 제2 노드(120)에 적응시키기 위한 방법의 단계들이 도 4에 도시된 흐름도를 참조하여 기술될 것이다. 무선 채널(130)은 적어도 3개의 입력 및 적어도 하나의 출력을 가진다. 제1 노드(100) 및 제2 노드(120)는 무선 통신 시스템(110)에 포함되어 있다. 이 방법은 다음의 단계들을 포함한다:
401. 제1 노드가 적어도 하나의 심볼 스트림(symbol stream)을 획득한다. 심볼 스트림은 무선 채널을 통해 제2 노드(120)로 전송되는 것이로 의도되었다.
402. 이 단계는 선택 사항이다. 일부 실시예에서, 제1 노드(100)는 제2 노드(120)로부터 채널 정보를 수신한다. 일반적으로 채널 정보는 통계적으로 무선 채널에 관련된 수량(quantity)이다. 채널 정보의 예로는 채널 추정(estimates), 양자화된 채널 추정, 프리코더 권장 등을 포함한다. 특히, 수신된 채널 정보는 제2 노드(120)가 제1 노드(100)에게 프리 코딩 단계에 이용할 것을 권장하는 프리코딩 행렬을 포함할 수 있다. 일부 실시예에서, 상기 채널 정보는 채널 추정을 포함하는데, 이 채널 추정은 제1 노드(100)가 전송에 적절한 프리코더 행렬을 결정하는 데에 이용될 수 있다.
403. 이 단계에서 제1 노드(100)는 블록 대각화 유니터리 행렬(block diagonalizing unitary matrix)과 왼쪽으로부터 곱해지는 블록 대각 행렬에 의해 생성되는 프로덕트 구조(product structure)를 갖는 프리코딩(precoding) 행렬을 결정한다.
일부 실시예에서 블록 대각화 유니터리 행렬은 45도 블록 대각화 유니터리 행렬이다.
일부 실시예에서 제1 노드(100)는 선택 사항인 단계(402)에서 제2 노드(120)로부터 채널 정보를 수신하였다. 이들 실시예에서, 이러한 프리코딩 행렬을 결정하는 단계는 제2 노드(120)로부터 수신된 채널 정보에 기초하여 수행된다.
이러한 프리코딩 행렬을 결정하는 단계는 또한 역 링크(reverse link)에서 수행된 측정치, 즉, 제2 노드(120)로부터의 전송으로 발생한 수신된 신호의 제1 노드(100)에서의 측정치에 대한 결정에 기초하고/거나 채널 상호관계 속성들(channel reciprocity properties)을 활용함으로써 수행될 수 있다. 채널 상호관계란 채널, 또는 채널의 특정 속성들이 (제1 노드(100)로부터 제2 노드(120)로의) 순방향 링크에서와 (제2 노드(120)로부터 제1 노드(100)로의) 역링크에서가 서로 유사함을 의미한다. 이러한 역링크 상의 측정치들은 채널 추정을 포함할 수 있다.
일부 실시예에서 제1 노드(100)는 프리코딩 요소들을 포함하는 프리코딩 코드북(180)을 포함하는데, 프리코딩 코드북(180)의 프리코딩 요소들 중 적어도 1/2은 상기 프로덕트 구조를 가진다. 이 경우 이 결정 단계는 프리코딩 코드북(180)으로부터 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬을 선택함으로써 수행될 수 있다.
블록 대각화 유니터리 행렬은, 예를 들면,
Figure 112009067022415-PCT00044
또는
Figure 112009067022415-PCT00045
와 동치이다.
404. 제1 노드(100)는 적어도 하나의 심볼 스트림을 결정된 프리코딩 행렬로 프리코딩한다.
405. 그 다음 제1 노드(100)는 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림을 무선 채널(130)을 통해 제2 노드(120)로 전송한다. 일부 실시예에서 제1 노드(100)에서의 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림의 전송은 교차-편파 안테나 셋업을 구비한 멀티-안테나 시스템을 이용하여 수행된다.
상술한 방법 단계들을 수행하기 위하여, 제1 노드(100)는 도 5에 도시된 장치(500)를 포함한다. 상술한 바와 같이, 제1 노드(100) 및 제2 노드(120)는 무선 통신 시스템(110)에 포함된다. 제1 노드 장치는 무선 채널을 통해 제2 노드(120)에 멀티-안테나 전송을 적응시키도록 구성된다. 무선 채널(130)은 적어도 3개의 입력 및 적어도 하나의 출력을 포함한다. 상술한 바와 같이, 제1 노드(100) 및 제2 노드(120)는 무선 통신 시스템(110)에 포함된다.
제1 노드 장치(500)는 적어도 하나의 심볼 스트림을 획득하도록 구성된 획득 유닛(510)을 포함한다.
제1 노드 장치(500)는 블록 대각화 유니터리 행렬이 왼쪽으로부터 곱해지는 블록 대각 행렬에 의해 생성되는 프로덕트 구조를 갖는, 프리코딩 행렬을 결정하도록 구성된 결정 유닛(520)을 더 포함한다. 일부 실시예에서 블록 대각화 유니터리 행렬은 45도 블록 대각화 유니터리 행렬이다.
결정 유닛(520)은 또한 역 링크(reverse link) 상의 측정치에 대한 결정에 기초하고/거나 채널 상호관계 속성들을 활용함으로써 프리코딩 행렬을 결정하도록 구성될 수 있다.
블록 대각화 유니터리 행렬은
Figure 112009067022415-PCT00046
또는
Figure 112009067022415-PCT00047
와 동치이다.
제1 노드 장치(500)는 또한 적어도 하나의 심볼 스트림을, 결정된 프리코딩 행렬에 의해 프리코딩하도록 구성된 프리코딩 유닛(530)을 더 포함한다.
제1 노드 장치(500)는 또한 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림을 무선 채널(130)을 통해 제2 노드(120)로 전송하도록 구성된 전송 유닛(540)을 더 포함한다.
일부 실시예에서 제1 노드 장치(500)는 프리코딩 코드북(180)을 포함한다. 프리코딩 코드북(180)은 프리코딩 요소들을 포함할 수 있는데, 프리코딩 코드북(180)의 프리코딩 요소들 중 적어도 1/2은 상기 프로덕트 구조를 가진다. 이 경우 결정 유닛(520)은 프리코딩 코드북(180)으로부터 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬을 선택하도록 구성될 수 있다.
일부 실시예에서, 제1 노드 장치(500)는 제2 노드(120)로부터 채널 정보를 수신하도록 구성된 수신 유닛(550)을 포함한다. 이 경우, 결정 유닛(520)은 제2 노드(120)로부터 수신된 채널 정보에 기초하여 프리코딩 행렬을 결정하도록 구성될 수 있다.
채널 정보는 제2 노드(120)가 제1 노드(100)에게 프리 코딩에 이용할 것을 권장하는 프리코딩 행렬을 포함할 수 있다.
일부 실시예에서, 채널 정보는 채널 추정을 포함한다.
제1 노드 장치(500)는 교차-편파 안테나 셋-업을 구비한 멀티-안테나 시스템을 더 포함할 수 있다. 이 경우 전송 유닛(540)은 상기 멀티-안테나를 이용하여 제1 노드(100)에서 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림을 전송하도록 구성될 수 있다.
이제 일부 실시예에 따른 제2 노드(120)에서 제1 노드(100)로부터 무선 채널(130)을 통해 멀티-안테나 전송을 수신하기 위한 방법의 단계들이 도 6에 도시된 흐름도를 참조하여 기술될 것이다. 무선 채널(130)은 적어도 3개의 입력 및 적어도 하나의 출력을 포함한다. 상술한 바와 같이, 제1 노드(100) 및 제2 노드(120)는 무선 통신 시스템(110)에 포함되어 있다.
이 방법은 다음 단계를 포함한다:
601. 이 단계는 선택 사항이다. 제2 노드는 전송을 프리코딩하기 위하여 제1 노드(100)에 의해 이용될 것이 권장되는 프리코딩 행렬을 선택한다.
프리코딩 코드북(180, 190)은 제2 노드(120)에 포함될 수 있다. 이 경우, 권장되는 프리코딩 행렬은 상기 프리코딩 코드북(180, 190)으로부터 선택될 수 있다.
602. 이 단계는 선택 사항이다. 제2 노드(120)는 제1 노드(100)에 채널 정보를 운송한다. 채널 정보는 적어도 하나의 심볼 스트림에 대응하는 전송이 프리코딩되는데 이용되는 프리코딩 행렬을 결정하기 위한 기초로서 제1 노드(100)에 의해 이용될 수 있다.
선택 사항인 단계(601)가 수행된다면, 상기 운송된 채널 정보는 상기 권장되는 프리코딩 행렬에 의해 나타내어질 수 있다.
603. 제2 노드(120)는 무선 채널(130)을 통해 제1 노드(100)로부터 운송되는 적어도 하나의 심볼 스트림에 대응하는 전송을 수신한다. 적어도 하나의 심볼 스트림은 블록 대각화 유니터리 행렬이 왼쪽으로부터 곱해지는 블록 대각 행렬에 의해 생성되는 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬로 프리코딩된다. 일부 실시예에서 블록 대각화 유니터리 행렬은 45도 블록 대각화 유니터리 행렬이다.
프리코딩 행렬은 유한 사이즈의 프리코딩 코드북(180, 190)에 포함될 수 있는데, 이 프리코딩 코드북의 프리코딩 요소들 중 적어도 1/2은 상기 프로덕트 구조를 가진다.
블록 대각화 유니터리 행렬은
Figure 112009067022415-PCT00048
또는
Figure 112009067022415-PCT00049
와 동치일 수 있다.
일부 실시예에서 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림의 상기 전송의 수신은 교차-편파 안테나 셋업을 구비한 멀티-안테나 시스템을 이용함으로써 수행된다.
상기 방법의 단계들을 수행하기 위하여, 제2 노드(120)는 도 7에 도시된 장치(700)를 포함한다. 상술한 바와 같이, 제2 노드(120)는 제1 노드(100)로부터 무선 채널(130)을 통해 멀티-안테나 전송을 수신하도록 구성된다. 무선 채널은 적어도 3개의 입력 및 적어도 하나의 출력을 포함한다. 제1 노드(100) 및 제2 노드(120)는 무선 통신 시스템(110)에 포함되어 있다.
제2 노드 장치(700)는 무선 채널(130)을 통해 제1 노드(100)로부터 운송되는 적어도 하나의 심볼 스트림에 대응하는 전송을 수신하도록 구성된 수신 유닛(710)을 포함한다. 이 적어도 하나의 심볼 스트림은 블록 대각화 유니터리 행렬이 왼쪽으로부터 곱해지는 블록 대각 행렬에 의해 생성되는 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬로 프리코딩된다. 일부 실시예에서 블록 대각화 유니터리 행렬은 45도 블록 대각화 유니터리 행렬이다. 프리코딩 행렬은 유한 사이즈의 프리코딩 코드북(180, 190)에 포함될 수 있고, 이 프리코딩 코드북의 프리코딩 요소들 중 적어도 1/2은 상기 프로덕트 구조를 가진다. 프리코딩 코드북(180, 190)은 제1 노드(100) 또는 제2 노드(120)에 포함될 수 있다.
블록 대각화 유니터리 행렬은, 예를 들면,
Figure 112009067022415-PCT00050
또는
Figure 112009067022415-PCT00051
와 동치일 수 있다.
일부 실시예에서 제2 노드 장치(700)는 제1 노드(100)에 채널 정보를 운송하도록 구성된 운송 유닛(720)을 더 포함한다. 채널 정보는 수신된 적어도 하나의 심볼 스트림이 프리코딩되는 데에 이용되는 프리코딩 행렬을 결정하기 위한 기초로서 제1 노드(100)에 의해 이용될 수 있다.
일부 실시예에서, 운송되도록 구성된 채널 정보는 채널 추정을 포함한다.
제2 노드 장치(700)는 상기 전송을 프리코딩하기 위하여 제1 노드(100)에 의해 이용될 것이 권장되는 프리코딩 행렬을 선택하도록 구성된 선택 유닛(730)을 더 포함할 수 있다.
운송 유닛(720)에 의해 제1 노드(100)로 운송되도록 구성되는 채널 정보는 선택되고 권장되는 프리코딩 행렬에 의해 나타내어 질 수 있다.
일부 실시예에서 프리코딩 코드북(190)은 제2 노드(120)에 포함된다. 이 경우 권장되는 프리코딩 행렬은 상기 프리코딩 코드북(180, 190)으로부터 선택될 수 있다.
일부 실시예에서 제2 노드 장치(700)는 교차-편파 안테나 셋업을 구비한 멀티-안테나 시스템을 더 포함한다. 이 경우 수신 유닛(710)은 상기 멀티-안테나 시스템을 이용함으로써 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림의 상기 전송을 수신하도록 더 구성될 수 있다.
본 방법의 일부 실시예는 코드북 프리-코더 요소(codebook procoder element)들, 전송된 신호, 또는 그 일부, 이전 또는 이후의 가능한 파일롯(pilot)들 중 하나 또는 몇 개를 특정 유니터리 행렬들과 곱하고 비-블록 대각 요소들을 갖는 블록 대각 코드북(block diagonal codebook)을 확장함으로써 프리-코딩 스킴을 수정하는 단계를 포함하는, 무선 통신 환경에서의 성능을 향상시키기 위한 방법으로서 기술될 수 있다.
비-블록 대각 요소들은 교차 편파 차이(cross polar discrimination)가 무한하지 않는 경우에서 성능을 향상시키기 위하여 블록 대각 코드북에 추가될 수 있다.
상기 코드북의 모든 요소들은 유니터리 행렬과 곱해져서 ±45도 교차 편파 안테나 어레이(array)를 가상의 수직 및 수평으로 편파된 어레이로 변환시킬 수 있다.
일부 실시예에서 PA(power amplifier)들 간의 파워 균형을 맞추기 위해 동일한 유니터리 행렬이 선택된다.
본 방법의 일부 실시예는 코드북으로부터의 복수의 전송 모드들 중 하나의 전송 모드를 선택하도록 구성된 프로세서, 및 이 프로세서에 연결된 메모리를 포함하는 무선 통신 장치로서 기술될 수 있다. 프로세서는 또한 코드북 프리-코더 요소들, 전송된 신호, 또는 그 일부, 이전 또는 이후의 가능한 파일롯들 중 하나 또는 몇 개를 특정 유니터리 행렬들과 곱하고 비-블록 대각 요소들을 갖는 블록 대각 코드북을 확장함으로써 상기 메모리에서의 프리-코딩 스킴을 수정하도록 구성된다.
본 방법의 일부 실시예는 코드북 프리-코더 요소들, 전송된 신호, 또는 그 일부, 이전 또는 이후의 가능한 파일롯들 중 하나 또는 몇 개를 특정 유니터리 행렬들과 곱하고 비-블록 대각 요소들을 갖는 블록 대각 코드북을 확장함으로써 프리-코딩 스킴을 처리하고 수정하기 위한 명령어들이 저장되어 있는 컴퓨터 판독가능 매체로서 기술될 수 있다.
제1 노드로부터 무선 채널을 통해 전송되고 제2 노드(120)에 의해 수신되는 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 본 발명의 메카니즘은 도 5에 도시된 제1 노드 장치(500)의 프로세서(560) 또는 도 7에 도시된 제2 노드 장치(700)의 프로세서(740)와 같은 하나 이상의 프로세서들을 통해, 본 발명의 해결책의 기능들(functions)을 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램 코드와 함께 구현될 수 있다. 상술한 프로그램 코드는 컴퓨터 프로그램 제품으로서, 예를 들면, 제1 노드(100) 또는 제2 노드(120)에 로딩될 때 본 발명의 해결책을 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램 코드를 반송하는 데이터 캐리어(carrier) 형태로 또한 제공될 수 있다. 하나의 이러한 캐리어는 CD ROM 디스크 형태가 될 수도 있다. 그러나 메모리 스틱과 같은 다른 데이터 캐리어들을 이용하여 실행될 수 있다. 또한 컴퓨터 프로그램 코드는 서버 상의 순수한 프로그램 코드로서 제공되어 제1 노드(100) 또는 제2 노드(120)에 원격으로 다운로드될 수 있다.
단어 "포함한다" 또는 "포함하는"을 이용하는 경우 비 제한적으로, 즉, "적어도 ~를 포함하는"이라 해석되어야 한다.
본 발명은 상술한 실시예들로 제한되지 않는다. 다양한 대안, 수정 및 동등물들이 이용될 수 있다. 따라서, 상기 실시예들은 첨부된 청구항들에 의해 정의된 본 발명의 범위를 제한하는 것으로 간주해서는 안된다.

Claims (22)

  1. 제1 노드(100)에서, 무선 채널(130)을 통해 제2 노드(120)에 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법 - 상기 무선 채널(130)은 적어도 3개의 입력 및 적어도 하나의 출력을 갖고, 상기 제1 노드(100) 및 상기 제2 노드(120)는 무선 통신 시스템(110)에 포함됨 - 으로서,
    상기 방법은,
    적어도 하나의 심볼 스트림을 획득하는 단계(401),
    블록 대각화 유니터리 행렬(block diagonalizing unitary matrix)이 왼쪽으로부터 곱해지는 블록 대각 행렬에 의해 생성되는 프로덕트 구조(product structure)를 갖는 프리코딩(precoding) 행렬을 결정하는 단계(403),
    상기 적어도 하나의 심볼 스트림을 상기 결정된 프리코딩 행렬로 프리코딩하는 단계(404), 및
    상기 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림을 무선 채널(130)을 통해 상기 제2 노드(120)로 전송하는 단계(405)
    를 포함하는, 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 블록 대각화 유니터리 행렬은 45도(degree) 블록 대각화 유니터리 행렬인, 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    프리코딩 행렬을 결정하는 상기 단계(403)는 프리코딩 요소들을 포함하는 프리코딩 코드북(180, 190)으로부터 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬을 선택함으로써 수행되고,
    상기 프리코딩 코드북(180, 190)의 프리코딩 요소들 중 적어도 1/2은 상기 프로덕트 구조를 갖는, 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 블록 대각화 유니터리 행렬은
    Figure 112009067022415-PCT00052
    와 동치인, 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법.
  5. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 블록 대각화 유니터리 행렬은
    Figure 112009067022415-PCT00053
    와 동치인, 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제2 노드(120)로부터 채널 정보를 수신하는 단계(402)를 더 포함하고,
    상기 프리코딩 행렬을 결정하는 단계(403)는 상기 제2 노드(120)로부터 수신된 채널 정보에 기초하여 수행되는, 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 수신된 채널 정보는 상기 제2 노드(120)가 상기 제1 노드(100)에게 상기 프리코딩하는 단계(404)에서 이용할 것을 권장하는 프리코딩 행렬을 포함하는, 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 수신된 채널 정보는 채널 추정(channel estimate)을 포함하는, 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 프리코딩 행렬을 결정하는 단계(403)는 역 링크(reverse link) 상의 측정치에 대한 결정에 기초하고/하거나 채널 상호관계 속성들(channel reciprocity properties)을 활용함으로써 수행되는, 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법.
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 노드(100)의 상기 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림의 전송은 교차-편파 안테나 셋-업(cross-polarized antenna set-up)을 구비한 멀티-안테나 시스템을 이용하여 수행되는, 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 방법.
  11. 제2 노드(120)에서, 제1 노드(100)로부터 무선 채널(130)을 통해 멀티-안테나 전송을 수신하기 위한 방법으로서,
    상기 무선 채널(130)은 적어도 3개의 입력 및 적어도 하나의 출력을 갖고, 상기 제1 노드(100) 및 상기 제2 노드(120)는 무선 통신 시스템(110)에 포함되며,
    상기 방법은,
    상기 무선 채널(130)을 통해 상기 제1 노드(100)로부터 운송되는 적어도 하나의 심볼 스트림에 대응하는 전송을 수신하는 단계(603) - 적어도 하나의 심볼 스트림은 블록 대각화 유니터리 행렬과 왼쪽으로부터 곱해지는 블록 대각 행렬에 의해 생성되는 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬로 프리코딩됨 -
    를 포함하는 멀티-안테나 전송 수신 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 블록 대각화 유니터리 행렬은 45도 블록 대각화 유니터리 행렬인 멀티-안테나 전송 수신 방법.
  13. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 프리코딩 행렬은 유한 사이즈의 프리코딩 코드북에 포함되고,
    상기 프리코딩 코드북의 프리코딩 요소들 중 적어도 1/2은 상기 프로덕트 구조를 갖는 멀티-안테나 전송 수신 방법.
  14. 제11항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 블록 대각화 유니터리 행렬은
    Figure 112009067022415-PCT00054
    와 동치인 멀티-안테나 전송 수신 방법.
  15. 제11항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 블록 대각화 유니터리 행렬은
    Figure 112009067022415-PCT00055
    와 동치인 멀티-안테나 전송 수신 방법.
  16. 제11항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 노드(100)에 채널 정보를 운송하는 단계(602)를 더 포함하고,
    상기 채널 정보는 상기 수신된 적어도 하나의 심볼 스트림이 프리코딩되는데 이용되는 상기 프리코딩 행렬을 결정하기 위한 기초로서 상기 제1 노드(100)에 의해 이용되는 멀티-안테나 전송 수신 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 전송을 프리코딩하기 위하여 상기 제1 노드(100)에 의해 이용될 것이 권장되는 상기 프리코딩 행렬을 선택하는 단계(601)를 더 포함하고,
    상기 제1 노드(100)에 상기 채널 정보를 운송하는 단계(602)에서 상기 운송된 채널 정보는 상기 권장되는 프리코딩 행렬에 의해 나타내어지는 멀티-안테나 전송 수신 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 프리코딩 코드북은 상기 제2 노드(120)에 포함되어 있으며,
    상기 권장되는 프리코딩 행렬은 상기 프리코딩 코드북으로부터 선택되는 멀티-안테나 전송 수신 방법.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 운송된 채널 정보는 채널 추정을 포함하는 멀티-안테나 전송 수신 방법.
  20. 제11항 내지 제19항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림의 상기 전송의 수신은 교차-편파 안테나 셋업을 구비한 멀티-안테나 시스템을 이용함으로써 수행되는 멀티-안테나 전송 수신 방법.
  21. 무선 채널(130)을 통해 제2 노드(120)에 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 제1 노드(100) 내의 장치(arrangement; 500)로서,
    상기 무선 채널(130)은 적어도 3개의 입력 및 적어도 하나의 출력을 포함하고, 상기 제1 노드(100) 및 상기 제2 노드(120)는 무선 통신 시스템(110)에 포함되며,
    상기 제1 노드 장치는,
    적어도 하나의 심볼 스트림을 획득하도록 구성된 획득 유닛(510),
    블록 대각화 유니터리 행렬과 왼쪽으로부터 곱해지는 블록 대각 행렬에 의해 생성되는 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬을 결정하도록 구성된 결정 유닛(520),
    상기 적어도 하나의 심볼 스트림을 상기 결정된 프리코딩 행렬로 프리코딩하도록 구성된 프리코딩 유닛(530), 및
    상기 프리코딩된 적어도 하나의 심볼 스트림을 무선 채널을 통해 상기 제2 노드(120)로 전송하도록 구성된 전송 유닛(540)
    을 포함하는, 멀티-안테나 전송을 적응시키기 위한 장치(500).
  22. 제1 노드(100)로부터 무선 채널(130)을 통해 멀티-안테나 전송을 수신하기 위한 제2 노드(120) 내의 장치(700)로서,
    상기 무선 채널(130)은 적어도 3개의 입력 및 적어도 하나의 출력을 갖고, 상기 제1 노드(100) 및 상기 제2 노드(120)는 무선 통신 시스템(110)에 포함되며,
    상기 제2 노드 장치(700)는,
    무선 채널을 통해 상기 제1 노드(100)로부터 운송되는 적어도 하나의 심볼 스트림에 대응하는 전송을 수신하도록 구성된 수신 유닛(710) - 적어도 하나의 심볼 스트림은 블록 대각화 유니터리 행렬과 왼쪽으로부터 곱해지는 블록 대각 행렬에 의해 생성되는 프로덕트 구조를 갖는 프리코딩 행렬로 프리코딩됨 -
    을 포함하는, 멀티-안테나 전송을 수신하기 위한 장치(700).
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