KR20100015389A - 형광 램프 어레이에서 전압과 전류를 제어하는 방법 및 펌웨어 - Google Patents

형광 램프 어레이에서 전압과 전류를 제어하는 방법 및 펌웨어 Download PDF

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조지 산체스
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테세이 소프트웨어 디벨롭먼트 케이지, 엘엘씨
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Abstract

전기적 부하에서 전압과 전류를 제어하는 방법과 펌웨어는 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 수치적으로 양자화된 듀티 사이클을 인버터 전압의 함수로서 산출하는 단계와, 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하여 전기적 부하에서 부하 전류를 발생시킴으로써 인버터 전압을 제어하는 단계를 포함한다.
펌웨어, 인버터 전압 마이크로컨트롤러, 듀티 사이클, 디지털 스위치 제어 신호

Description

형광 램프 어레이에서 전압과 전류를 제어하는 방법 및 펌웨어{METHOD AND FIRMWARE FOR CONTROLLING VOLTAGE AND CURRENT IN A FLUORESCENT LAMP ARRAY}
관련 출원의 상호 인용
본 출원은 미국 임시출원 제60/893,016호(출원일: 2007년 3월 5일, 발명의 명칭: 형광 램프 어레이에서 전압과 전류를 제어하는 방법 및 펌웨어(METHOD AND FIRMWARE FOR CONTROLLING VOLTAGE AND CURRENT IN A FLUORESCENT LAMP ARRAY))의 우선권을 주장한다. 이 임시출원은 그 전체 내용이 모든 목적상 본 명세서에 명시적으로 인용으로 포함된다.
본 발명은 형광 램프 어레이를 제어하는 것에 관한 것이다. 특히 본 발명은 이에 한정됨이 없이 형광 램프에서 전압과 전류를 제어하는 방법과 펌웨어에 관한 것이다.
형광 램프 어레이는 통상적으로 예컨대 컴퓨터나 텔레비젼 수상기에서 액정 표시 장치(LCD)에 사용되는 백라이트에 내장된다. 형광 램프의 전압과 전류는 형광 램프에 충돌하거나 이를 이온화시키고 형광 램프 어레이로부터 원하는 광출력을 유지하기 위하여 조정된다. 종래 기술에서는 몇 가지 장치를 이용하여 형광 램프 어레이에서 전압과 전류를 조정해왔었다.
일 실시예에서, 전기적 부하에서 전압과 전류를 제어하는 방법은,
인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 수치적으로 양자화된 듀티 사이클을 인버터 전압의 함수로서 산출하는 단계; 및
상기 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하여 상기 전기적 부하에서 부하 전류를 발생시킴으로써 상기 인버터 전압을 제어하는 단계
를 포함한다.
다른 실시예에서, 전기적 부하에서 전압과 전류를 제어하는 방법은,
부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 수치적으로 양자화된 듀티 사이클을 상기 전기적 부하에서의 부하 전류의 함수로서 산출하는 단계; 및
상기 전기적 부하에 인버터 전압이 인가될 때에 상기 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 조정함으로써 상기 부하 전류를 제어하는 단계
를 포함한다.
상기 및 기타 다른 양상, 특징 및 이점들은 비한정적인 예시로서 제시된 하기의 도면과 관련한 상세한 설명으로부터 더 명백하게 될 것이다. 도면 전체에 걸쳐 동일 도면 부호는 유사한 구성 요소를 나타낸다.
도 1은 형광 램프 어레이에서 전압과 전류를 제어하는 마이크로컨트롤러 회로의 블록도.
도 2는 도 1의 인버터 전압 마이크로컨트롤러의 회로도.
도 3은 도 2의 인버터 전압 마이크로컨트롤러용 인버터 펌웨어 엔진(IFE)의 기능도.
도 4는 도 3의 IFE의 플로우차트.
도 5는 도 3의 디지털 IFE 디밍(dimming) 기능의 타이밍도.
도 6은 도 3의 IFE용 인버터 변압기에서 단락 회로를 검출하기 위한 회로를 도시한 도.
도 7은 도 3의 IFE와 PC 간에 파라미터를 전달하기 위한 그래픽 사용자 인터페이스(GUI)를 도시한 도.
도 8은 도 1의 부하 전류 마이크로컨트롤러(116)의 회로도.
도 9는 도 8의 부하 전류 마이크로컨트롤러용 ASIC 펌웨어 엔진(AFE)의 기능도.
도 10은 도 9의 AFE를 가지고 전류를 제어하는 방법의 플로우 차트.
도 11은 도 10의 AFE를 가지고 부하 전류를 측정하기 위한 이중 기울기 적분(dual-slope integration)의 타이밍도.
도 12는 도 10의 AFE가 수행하는 진폭 편이 변조된 부하 전류 조정의 타이밍도.
도 13은 도 1의 부하 전류 컨트롤러를 위한 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 계산하기 위한 폐루프 디지털 서보의 개략도.
도 14는 도 9의 AFE와 PC 간에 파라미터를 전달하기 위한 그래픽 사용자 인터페이스(GUI)를 도시한 도.
도면에서 구성 요소들은 단순하고 명료하도록 도시되어 있으며 반드시 일정한 비례에 따라 확대 또는 축소된 것은 아니다. 예컨대 도면에서 일부 구성 요소는 그 치수, 크기 및/또는 상대적 배치는 예시된 실시예의 특징적인 형상을 명료하게 나타내도록 다른 구성 요소에 비해 과장되어 있을 수 있다. 또한 상업적으로 실시가능한 실시예에 유용하거나 필요할 수 있는 일반적이고 잘 이해되는 구성 요소는 예시된 실시예가 더욱 명료하게 볼 수 있도록 대개는 그 도시가 생략된다.
하기의 설명은 한정적 의미로서가 아니라, 예시된 실시예에 포함된 일반적인 원리를 특정의 예를 통해 설명하기 위해 제공된다. 예컨대 특정 동작이나 단계는 특정의 수행 순서로 기술 또는 묘사될 수 있다. 그러나 당업자라면 특정 순서는 단지 예시적으로 주어지는 것이며 특정 순서가 설명된 단계들을 실질적으로 동일한 결과를 달성하는 다른 순서로 수행시키는 것을 배제하는 것은 아님을 잘 알 것이다. 또한 상세한 설명에서 사용된 용어와 표현은, 여기서 특별히 다른 의미가 기재된 경우를 제외하고는, 조사와 연구의 해당 분야에서 그와 같은 용어와 표현에 따른 보통의 의미를 갖는다. 용어 "펌웨어"는 구절 "컴퓨터에 의해 실행 시에 방법을 구현하는 명령어들을 실체적으로 구체화하는 컴퓨터 판독 저장 매체"와 호환적으로 사용되며 이 구절과 동일한 의미를 갖는다.
형광 램프 어레이를 제어하는데 이용되는 타이밍 주파수와 전압 레벨을 발생하는 RC 발진기와 같은 회로에는 개별적인 아날로그 컴포넌트가 이미 사용되었다. 그러나 형광 램프 어레이에 대한 성능 요건이 각 형광 램프에 대한 좁은 공차(tolerance) 내에서 광 출력을 유지하는 것에 관해 더욱 엄격해지고 있기 때문에 동작 온도 변화, 제조 변동 및 노화로 인한 아날로그 컴포넌트 거동의 불안정성이 문제가 되고 있다. 또한 형광 램프 어레이 컨트롤러의 크기는 더 작아지고 비용은 더 감소되어야 한다는 요건 때문에 개별 아날로그 컴포넌트를 사용하는 것은 더욱 비실용적으로 되고 있다. 바람직한 대안은 아날로그 컨트롤러가 수행하는 기능을 마이크로컴퓨터 상에서 구현되는 펌웨어로 구체화하여, 함께가 아니라면 가능한 아날로그 컴포넌트의 사용을 피하여 형광 램프 어레이 컨트롤러 내의 컴포넌트의 총 수를 최소화하는 것이다. 컴포넌트의 수를 줄이면 양호하게는 형광 램프 어레이 컨트롤러의 제조 비용과 크기를 줄일 수 있다. 용어 "마이크로컨트롤러"는 펌웨어와 집적 회로를 이용하여 아날로그 컴포넌트를 대체함으로써 달성되는 형광 램프 어레이 컨트롤러의 치밀한 치수를 기술한다.
도 1은 형광 램프 어레이에서 전압과 전류를 제어하는 마이크로컨트롤러 회로(100)의 블록도이다. 도 1에는 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102), 펄스폭 변조(PWM) 브리지 드라이버(104), 인버터 브리지(106, 108), 인버터 변압기(110, 112), 형광 램프 어레이(114), 부하 전류 마이크로컨트롤러(116), 디지털 스위치 제어 신호(118, 120), 스위칭 신호(122, 124), 동기 신호(126), 디지털 지령 신호(128), 밝기 제어 신호(IPWM)(130) 및 변압기 전류 신호(132, 134)가 도시되어 있다.
도 1에서 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102)는 예컨대 펌웨어가 위치한 온 칩(on-chip)으로부터의 명령어를 실행할 수 있는 집적 회로 마이크로컴퓨터로서 구현될 수 있다. 펄스폭 변조(PWM) 브리지 드라이버(104)는 예컨대 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102)로부터 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)를 수신하여 인버터 브리지(106)를 위한 스위칭 신호를 발생하는 디지털 회로로서 구현될 수 있다. PWM 인버터 브리지 드라이버(104)는 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102)의 디지털 출력 포트에 바로 연결되며 바람직하게는 아날로그 타이밍 컴포넌트를 포함하지 않는다. 인버터 브리지(106)는 예컨대 공통 디지털 스위칭 컴포넌트를 이용하여 H-브리지나 풀(full) 브리지로서 구현될 수 있다. 인버터 변압기(110, 112)는 각각 예컨대 마이크로컨트롤러 회로(100)의 컴포넌트를 탑재하는데 사용되는 회로 기판의 높이를 감소시키기 위해 병렬로 접속된 한 쌍의 변압기로서 구현될 수 있다. 형광 램프(114)는 예컨대 냉음극 형광 램프(CCEL)와 외부 전극 형광 램프(EEFL)를 포함하여, 인버터에 의해 구동되는 임의 형태의 발광 장치로서 구현될 수 있다.
일 실시예에서 부하 전류 마이크로컨트롤러(116)는 DMOS FET 스위치들을 포함한다. 이들 스위치 각각은 평균 부하 전류를 조정하기 위하여 형광 램프들(114) 중 하나와 직렬로 접속된다. 부하 전류 마이크로컨트롤러(116)에는 형광 램프(114)의 부하 전류, 온도, 및 광출력을 측정하기 위하여 센서 회로가 포함될 수 있다.
동작 시 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102)는 인버터 변압기(110, 112)로부 터 출력된 인버터 전압을 형광 램프 어레이(114)에 스트라이크(strike)하여 형광 램프(114) 각각을 통해 충분한 부하 전류를 유지하여 원하는 광출력을 제공하도록 설정한다. 부하 전류 마이크로컨트롤러(116)는 변압기(106)로부터 형광 램프(110) 각각을 통해 흐르는 평균 전류를 조정하여 형광 램프(114) 각각에 대한 원하는 설정 포인트를 유지한다. 디지털 지령 신호(128)는 예컨대 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102)에게 인버터 변압기(110, 112)로부터 출력된 인버터 전압 각각을 증가, 감소, 유지 또는 차단하도록 지시하는 디지털 스위치 제어 신호(118, 120) 각각에 대한 2-비트 디지털 신호로서 구현될 수 있다.
도 2는 도 1의 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102)의 회로도(200)를 보여준다. 도 2에는 마이크로프로세서(202), 펄스폭 변조 회로(204), 아날로그-디지털 컨버터(206), RS-232 인터페이스(208), 외부 인터럽트 회로(210) 및 범용 I/O 회로(212)가 도시되어 있다.
도 2에서 마이크로프로세서(202)는 랜덤 액세스 메모리(RAM), 펌웨어를 저장하는 플래시 메모리, 타이머 및 내부 클록 신호 발생기를 포함한다. 마이크로프로세서(202) 내의 펌웨어는 여기서는 인버터 펌웨어 엔진(IFE)이라고도 한다. 펄스폭 변조 회로(204)는 도 1의 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)로부터 각각 인버터 브리지(106, 108)를 위한 스위칭 신호(122, 124)를 발생하는 디지털 회로이다. 아날로그-디지털(A/D) 컨버터(206)는 예컨대 10-비트 A/D 컨버터로서 구현될 수 있다. RS-232 인터페이스(208)는 그래픽 사용자 인터페이스(GUI) 또는 외부 디스플레이 컨트롤러와 통신하는데 사용될 수 있다. 외부 인터럽트 회로(210)와 범용 I/0 회로(212)는 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102)와 부하 전류 마이크로컨트롤러(116) 간에 인버터 전압을 전달하는데 사용될 수 있다. 예컨대 마이크로프로세서(202)는 프리스케일(Freescale) MCU 모델 MC9S08QG8과 같은 상업적으로 입수할 수 있는 제품일 수 있다.
일 실시예에서 형광 램프에 대한 전압과 전류를 제어하는 방법은,
인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 수치적으로 양자화된 듀티 사이클을 인버터 전압의 함수로서 산출하는 단계; 및
상기 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하여 상기 전기적 부하에서 부하 전류를 발생시킴으로써 상기 인버터 전압을 제어하는 단계
를 포함하는, 전기적 부하에서 전압과 전류를 제어하는 방법의 단계들을 포함한다.
도 3은 도 2의 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102)용 인버터 펌웨어 엔진(IFE)의 기능도(300)를 보여준다. 도 3에는 애플리케이션 계층(302), 드라이버 계층(304), 인버터 제어 기능(306), 디지털 디밍 기능(308), 램프 고장 검출 기능(310), 변압기 단락 회로 검출 기능(312), 외부 장치 통신 기능(314), 디지털 지령 기능(316), 과전압/부족전압 검출 기능(318), 인에이블/디스에이블 기능(320), 아날로그-디지털 기능(322), 펄스폭 변조 기능(324), 범용 I/O 기능(326), 외부 인터럽트 기능(328) 및 직렬 통신 기능(330)이 도시되어 있다.
도 3에서 인버터 제어 기능(306), 디지털 디밍 기능(308), 램프 고장 검출 기능(310), 변압기 단락 회로 검출 기능(312), 외부 장치 통신 기능(314), 디지털 지령 기능(316), 과전압/부족전압 검출 기능(318) 및 인에이블/디스에이블 기능(320)은 애플리케이션 계층(302)에 포함된다. 아날로그-디지털 기능(322), 펄스폭 변조 기능(324), 범용 I/O 기능(326), 외부 인터럽트 기능(328) 및 직렬 통신 기능(330)은 드라이버 계층(304)에 포함된다. 이들 기능들 각각은 후에 자세히 설명한다.
도 4는 도 3의 IFE를 가지고 전압을 제어하는 방법의 플로우 차트(400)를 보여준다.
단계(402)는 플로우 차트(400)의 시작점이다.
단계(404)에서, IFE는 예컨대 플래시 메모리에 저장된 캘리브레이션(calibration) 데이터베이스로부터 디폴트 값을 검색하거나 부하 전류와 같은 파라미터로부터 듀티 사이클의 다항(polynomial) 함수를 산출함으로써 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 수치적으로 양자화된 이 듀티 사이클을 인버터 전압의 함수로서 산출한다. 디지털 스위치 제어 신호(118, 120) 각각에 대한 듀티 사이클의 값은 IFE에서 숫자로 표현되는 백분율이므로 듀티 사이클은, 통상적으로 제조 편차와 온도 조건에 따라 달라지는 전압이나 전류와 같은 듀티 사이클의 아날로그 표현과는 달리 수치적으로 양자화된다. 듀티 사이클을 펌웨어에서 숫자로서 수치적으로 양자화함으로써 아날로그 회로에서의 불안정성 문제가 바람직하게 해소되고, 변압기(110, 112)로부터 출력된 인버터 전압은 액정 표시 장치의 백라이트와 같은 요구되는 어플리케이션에 맞도록 정확하고 정밀하게 제어될 수 있다. IFE는 예컨대 듀티 사이클 백분율에 대응하는 시스템 클록 사이클의 수(PWM 온(ON) 타임)에 대해서는 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)를 게이트 온시키고 시스템 클록 사이클의 추가 수(PWM 오프(OFF) 타임)에 대해서는 PWM 인버터 스위치 제어 신호(118, 120)를 게이트 오프시킴으로써 디지털 스위치 제어 신호(118, 120) 각각을 발생한다. 클록 사이클의 총 수는 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)의 주기를 결정한다. 듀티 사이클을 증가 또는 감소시키면 그에 따라 변압기(110, 112)로부터 출력되는 인버터 전압이 증가 또는 감소된다. 디지털 스위치 제어 신호(118, 120) 각각의 듀티 사이클은 다음과 같이 표현될 수 있다.
듀티 사이클 = 스위치 온 타임/(스위치 온 타임+스위치 오프 타임)
단계(406)에서 IFE는 단계(404)에서 산출된 듀티 사이클로부터 디지털 스위치 제어 신호(118, 120) 각각을 발생한다. 디지털 스위치 제어 신호(118, 120) 각각은 PWM 브리지 드라이버(104)에 의해 수신되며, 이 드라이버는 해당 인버터 브리지(106, 108)를 위한 스위칭 신호를 발생한다. 동작 중 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)에 대한 듀티 사이클 조정에 따라 인버터 전압 출력은 형광 램프 어레이(114)를 원하는 부하 전류 설정 포인트에서 구동시키기에 충분하게 된다.
예컨대 변압기 단락 회로, 부하 개방 회로, 부하 단락 회로, 인버터 디스에이블 신호 또는 인버터 브리지 과전압/부족전압 신호에 응답하여 인버터가 차단된 동안에는 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)의 듀티 사이클은 영(zero)이다. 즉, 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)는 인버터 브리지(106, 108)의 스위치에 전류가 흐르지 않도록 로우 또는 오프 상태로 구동된다. 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)는 디지털 디밍 듀티 사이클의 오프 상태 중에도 로우 상태로 구동된다.
단계(408)에서, IFE는 부하 전류 마이크로컨트롤러(116)로부터의 디지털 지령 신호(128)에 응답하여 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호(118, 120) 각각의 듀티 사이클을 다음과 같이 조정한다.
제1 상태에서, IFE는 해당 인버터 전압 값을 그 현재 값으로 유지한다. 이 상태는 형광 램프 어레이의 평균 부하 전류가 설정 포인트 값에 도달했을 때에 설정된다.
제2 상태에서, IFE는 해당 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)의 듀티 사이클을 수치적으로 양자화된 증분량, 예컨대 1 퍼센트만큼 증분시킴으로써 해당 인버터 전압을 증가시킨다. 수치적으로 양자화된 증분량을 이용하면, 바람직하게는 아날로그 회로에서 연속적으로 조정된 듀티 사이클을 표상하는 컴포넌트 값과 온도에 따른 타이밍 변동을 피할 수 있다. 결과적으로 인버터 전압은 더 높은 정밀도와 정확도로 제어될 수 있다.
제3 상태에서, IFE는 해당 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)의 듀티 사이클을 수치적으로 양자화된 증분량, 예컨대 1 퍼센트만큼 감분시킴으로써 해당 인버터 전압을 감소시킨다.
제4 상태에서, IFE는 예컨대 부하 단락 회로 또는 부하 개방 회로에 응답하여 인버터를 차단한다. IFE는 디지털 스위치 제어 신호(118, 120) 양자의 듀티 사이클을 영으로 설정한다. 즉 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)는 인버터 브리 지(106, 108)의 스위치에서 전류가 흐르지 않도록 로우 또는 오프 상태로 구동된다. 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)는 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102)가 파워 오프되고 온될 때까지 로우 상태로 구동된다.
단계(410)는 플로우 차트(400)의 종료점이다.
IFE에 대해 전술한 도 4의 방법은 공지의 컴퓨터 프로그래밍 기술에 따라서 컴퓨터 상에 로드되어 실행되도록 디스크, CD-ROM, 및 기타 다른 컴퓨터 판독 매체에서 구체화될 수 있다.
도 5는 도 3의 IFE 디밍 기능(308)의 타이밍도(500)를 보여준다. 도 5에는 SYNC 신호(502)와 디지털 스위치 제어 신호(504)가 도시되어 있다.
IFE는 도 2의 A/D 컨버터(206)로부터 디지털화된 밝기 제어 신호(IPWM)(130)를 수신하여 이 밝기 제어 신호(IPWM)(130)의 DC 전압으로부터 디밍 듀티 사이클을 발생한다. IFE는 이 디밍 듀티 사이클을 이용하여 디지털 스위치 제어 신호(504)를 변조하여 램프 플리커(flicker)를 피하기 위해 약 160 Hz 내지 200 Hz의 주파수에서 인버터 전압을 스위치 온 및 오프시킨다. 또한 IFE는 디밍 듀티 사이클과 동일한 듀티 사이클을 가진 펄스폭 변조 SYNC 신호(502)를 부하 전류 마이크로컨트롤러(116)에 전송한다. 부하 전류 마이크로컨트롤러(116)는 이 SYNC 신호(502)를 이용하여 형광 램프(114) 각각에 대한 디지털 스위치 제어 신호를 변조한다.
또한 IFE는 예컨대 도 2의 A/D 컨버터(206)로부터의 인버터 브리지(106) 각각의 DC 공급 전압을 IFE의 캘리브레이션 데이터베이스에 저장된 과전압 및 부족전압 임계치와 비교하여 과전압/부족전압 상태를 검출한다. 과전압/부족전압 상태는 인버터 변압기(110, 112) 중 어느 것으로부터의 인버터 전압이 과전압 임계치보다 크거나 부족전압 임계치보다 작을 때에 참(true)이다. 과전압/부족전압 상태가 참(true)이면, IFE는 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)의 듀티 사이클을 메모리에 저장하고, 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)의 듀티 사이클을 영으로 설정한다. 즉, 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)는 인버터 브리지(106, 108)의 스위치에서 전류가 흐르지 않도록 로우 또는 오프 상태로 구동된다. IFE가 인버터 전압이 동작 범위로 복귀되었다는 것, 바람직하게는 과전압 임계치와 부족전압 임계치 사이에 있다는 것을 검출하면, IFE는 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)의 듀티 사이클을 메모리에 저장된 값으로 복구시키고, 인버터 동작은 정상으로 돌아간다.
도 6은 도 1의 인버터 변압기들(110, 112) 중 하나에서 단락 회로를 검출하기 위한 회로(600)를 보여준다. 변압기(110, 112) 중 어느 것의 2차 전류가 미리 결정된 임계치를 초과하면, 비교기들 중 하나는 도 2의 외부 인터럽트 회로(210)의 입력부에서 단락 회로 신호를 발생한다. IFE가 변압기 단락 회로 신호를 검출하면, IFE는 안버터 브리지(106, 108)의 스위치에 전류가 흐르지 않도록 디지털 스위치 제어 신호(118, 120) 모두의 듀티 사이클을 영으로 설정한다. 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)는 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102)가 파워 오프된 다음에 온될 때까지 로우 상태로 구동된다.
IFE는 도 2의 범용 I/O 회로(212)에 연결된 인에이블(ENABLE) 신호를 모니터하여 인버터 전압이 온 또는 오프되어야 하는지를 판단한다. 인에이블 신호가 참(true)이면, 인버터 전압은 영향을 받지 않는다. 인에이블 신호가 거짓(false) 이면, IFE는 인에이블 신호가 참일 때까지 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)를 로우 상태로 구동한다. 인에이블 신호는 예컨대 수동적인 회로 체크 중에 기술자가 전기적 충격을 입지 않도록 하는데 이용될 수 있다.
도 7은 도 3의 IFE와 PC 간에 파라미터를 전달하기 위한 그래픽 사용자 인터페이스(GUI)(700)를 보여준다. IFE는 RS-232 인터페이스(208)를 통해 외부 장치, 예컨대 개인용 컴퓨터(PC)와 통신하여, IFE와 형광 램프 어레이(114)를 캘리브레이션하고 테스트하는 애플리케이션 프로그램 간에 파라미터를 송수신할 수 있다. RS-232 인터페이스(208)를 통해 IFE와 외부 장치 간에 전달될 수 있는 파라미터의 예로는 디지털 스위치 제어 신호(118, 120) 각각의 듀티 사이클, 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)의 듀티 사이클들 간의 차이 또는 오프셋, 디지털 스위치 제어 신호(118, 120)의 주파수, 디밍 듀티 사이클, 서보 모드 신호, 스트라이크(strike) 전압 시구간, 및 스트라이크 전압 시구간 중의 디지털 스위치 제어 신호(118, 120) 각각의 듀티 사이클이 있다.
또한 IFE는 도 2의 범용 I/O 회로(212)로부터 부하 전류 마이크로컨트롤러(116)로 INIT 신호를 발생하여 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102)와 부하 전류 마이크로컨트롤러(116) 내의 디지털 로직을 기지의 상태로 리셋할 수 있다.
다른 실시예에서, 전기적 부하에서 전압과 전류를 제어하기 위한 방법은,
부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 수치적으로 양자화된 듀티 사이클을 상기 전기적 부하에서의 부하 전류의 함수로서 산출하는 단계; 및
상기 전기적 부하에 인버터 전압이 인가될 때에 상기 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하여 상기 부하 전류를 제어하는 단계를 포함한다.
도 8은 도 1의 부하 전류 마이크로컨트롤러(116)의 회로도(800)를 보여준다. 도 8에는 마이크로프로세서(802), 리셋 회로(804), 직렬 주변 장치 인터페이스(SPI)(806), RS-232 인터페이스(808), 외부 인터럽트 회로(810) 및 범용 I/O 회로(812)가 도시되어 있다.
도 8에서 마이크로프로세서(802)는 랜덤 액세스 메모리(RAM), 펌웨어를 저장하는 플래시 메모리, 타이머 및 내부 클록 신호 발생기를 포함한다. 마이크로프로세서(802) 내의 펌웨어는 여기서는 ASIC 펌웨어 엔진(AFE)이라고도 한다. 리셋 회로(804)는 부하 전류 마이크로컨트롤러(116) 내의 디지털 로직을 초기화시키는 시스템 리셋 신호를 수신하는 디지털 회로이다. SPI 회로(806)는 클록 신호, 데이터 신호 및 스트로브 신호를 발생한다. RS-232 인터페이스(808)는 그래픽 사용자 인터페이스(GUI) 또는 외부 디스플레이 컨트롤러와 통신하는데 사용될 수 있다. 외부 인터럽트 회로(810)와 범용 I/O 회로(812)는 인버터 전압 마이크로컨트롤러(102)와 부하 전류 마이크로컨트롤러(116) 간에 지령을 전달하는데 사용된다. 예컨대 마이크로컨트롤러(802)는 프리스케일(Freescale) MCU 모델 MC9S08QG8과 같은 상업적으로 입수할 수 있는 제품일 수 있다.
도 9는 도 8의 부하 전류 마이크로컨트롤러(800)용 ASIC 펌웨어 엔진(AFE)의 기능도(900)를 보여준다. 도 9에는 애플리케이션 계층(902), 드라이버 계층(904), 전류 제어 기능(906), 디지털 디밍 기능(908), 고장 검출 기능(910), 외부 장치 통 신 기능(912), 디지털 지령 기능(914), 직렬 주변 장치 인터페이스(SPI)(916), 범용 I/O 기능(918), 외부 인터럽트 기능(920) 및 직렬 통신 기능(922)이 도시되어 있다.
도 9에서 인버터 제어 기능(906), 디지털 디밍 기능(908), 고장 검출 기능(910), 외부 장치 통신 기능(912) 및 디지털 지령 기능(914)은 애플리케이션 계층(902)에 포함된다. 직렬 주변 장치 인터페이스(SPI)(916), 범용 I/O 기능(918), 외부 인터럽트 기능(920) 및 직렬 통신 기능(922)은 드라이버 계층(904)에 포함된다. 이들 기능들 각각은 후에 자세히 설명한다.
도 10은 도 9의 AFE를 가지고 전류를 제어하는 방법의 플로우 차트(1000)를 보여준다.
단계(1002)는 플로우 차트(1000)의 시작점이다.
단계(1004)에서, AFE는 예컨대 이중 기울기 적분(dual-slope integration)을 이용하여 어레이 내의 각 형광 램프의 평균 부하 전류를 측정한다.
단계(1006)에서, AFE는 각 부하 전류를 부하 개방 회로 임계치와 비교한다. 부하 개방 회로 임계치는 어레이에서 사용되는 형광 램프의 종류에 대한 최소 동작 전류보다 작은 선택된 전류값이다. 부하 전류들 중 어느 것도 부하 개방 회로 임계치보다 작지 않다면, 방법은 단계(1012)부터 계속한다. 그렇지 않으면 방법은 단계(1008)부터 계속한다.
단계(1008)에서, AFE는 타이머를 개방 회로에 대한 회로 과도 현상(transient)이나 글리치(glitch)로 착각하지 않도록 선택된 미리 결정된 지연과 비교한다. 타이머 값이 이 지연보다 작다면, 방법은 단계(1006)부터 계속한다. 그렇지 않으면 방법은 단계(1010)부터 계속한다.
단계(1010)에서, AFE는 디지털 지령 신호(128)를 부하 개방 회로 상태를 표시하도록 설정하고, 방법은 단계(1034)부터 계속한다.
단계(1012)에서, AFE는 각 부하 전류를 부하 단락 회로 임계치와 비교한다. 부하 단락 회로 임계치는 어레이에서 사용되는 형광 램프의 종류에 대해 최대 동작 전류보다 큰 선택된 전류값이다. 부하 전류들 중 어느 것도 부하 단락 회로 임계치보다 크지 않다면, 방법은 단계(1018)부터 계속한다. 그렇지 않으면 방법은 단계(1014)부터 계속한다.
단계(1014)에서, AFE는 타이머를 단락 회로에 대한 회로 과도 현상이나 글리치로 착각하지 않도록 선택된 미리 결정된 지연과 비교한다. 타이머 값이 이 지연보다 작다면, 방법은 단계(1012)부터 계속한다. 그렇지 않으면 방법은 단계(1016)부터 계속한다.
단계(1016)에서, AFE는 부하 단락 회로 상태를 표시하도록 디지털 지령 신호(128)를 설정하고, 방법은 단계(1034)부터 계속한다.
단계(1018)에서, AFE는 각 부하 전류를 대응하는 부하 전류 설정 포인트와 비교한다. 부하 전류 설정 포인트는 예컨대 형광 램프 어레이의 캘리브레이션 중에 결정될 수 있고 AFE 내의 캘리브레이션 데이터베이스에 저장될 수 있다. 선택된 부하 전류가 부하 전류 설정 포인트보다 크다면, 방법은 단계(1020)부터 계속한다. 선택된 부하 전류가 부하 전류 설정 포인트보다 작다면, 방법은 단계(1026)부 터 계속한다. 선택된 부하 전류가 부하 전류 설정 포인트와 같다면, 방법은 단계(1032)부터 계속한다.
단계(1020)에서, 해당 형광 램프에 대한 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클이 0 퍼센트보다 크다면, 방법은 단계(1022)부터 계속한다. 그렇지 않으면 방법은 단계(1024)부터 계속한다.
단계(1022)에서, AFE는 해당 형광 램프에 대한 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 수치적으로 양자화된 증분량, 예컨대 1 퍼센트만큼 감소시키고, 방법은 단계(1034)부터 계속한다.
단계(1024)에서, AFE는 인버터 전압의 증가를 요구하도록 디지털 지령 신호(128)를 설정하고, 방법은 단계(1034)부터 계속한다.
단계(1026)에서, 해당 형광 램프에 대한 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클이 100 퍼센트보다 작다면, 방법은 단계(1028)부터 시작한다. 그렇지 않으면 방법은 단계(1030)부터 시작한다.
단계(1028)에서, AFE는 해당 형광 램프에 대한 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 수치적으로 양자화된 증분량만큼 증가시키고, 방법은 단계(1034)부터 계속한다.
단계(1030)에서, AFE는 인버터 전압 출력의 증가를 요구하도록 디지털 지령 신호(128)를 설정하고, 방법은 단계(1034)부터 계속한다.
단계(1032)에서, AFE는 현재 인버터 전압 출력을 유지하도록 디지털 지령 신호(128)를 설정한다.
단계(1034)는 플로우 차트(1000)의 종료점이다.
도 11은 도 10의 AFE를 가지고 부하 전류를 측정하기 위한 이중 기울기 적분의 타이밍도(110)를 보여준다. 이중 기울기 적분에서 샘플/홀드 커패시터는 미리 결정된 시구간 TC 동안에는 부하 전류에 의해 충전되고, 측정된 시구간 TD 동안에는 기지의 기준 전류 IREF에 의해 방전된다. 부하 전류 IL은 다음과 같이 주어진다.
Figure 112009060961735-PCT00001
여기서
Figure 112009060961735-PCT00002
는 DC로부터 rms로의 변환 계수이다.
AFE는 마이크로프로세서(802) 내의 타이머에 의해 결정된 시구간 TC 동안에 커패시터를 부하 전류를 가지고 0 볼트에서 0이 아닌 전압 VC로 충전한다. 예컨대 TC는 200 Hz에서 1 디밍 사이클, 즉 5 ms일 수 있다. 충전 시간이 종료하면 충전 회로는 스위치 오프되고, 커패시터 전압 VC는 일정하게 유지된다. IFE는 커패시터를 기지의 기준 전류 IREF로 전환시키고 마이크로프로세서 내의 타이머를 개시한다. 커패시터 전압이 0이 되면, 비교기는 부하 전류 컨트롤러(116)의 A2DOUT 출력을 구동하여 마이크로프로세서(802) 내의 타이머를 중지시키는 인터럽트를 AFE에 발생한 다. 그러면 AFE는 타이머 값 TD를 읽고 수학식 2로부터 부하 전류를 산출한다.
도 12는 도 10의 AFE가 수행하는 진폭 편이 변조된 부하 전류 조정의 타이밍도(1200)를 보여준다. 도 12에는 디지털 스위치 제어 신호(1202)와 진폭 천이 변조된 부하 전류(1204)가 나타나 있다. AFE는 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호(1202)의 수치적으로 양자화된 듀티 사이클을 산출하고, IFE에 대해 전술한 것과 동일한 방식으로 듀티 사이클을 조정하여 형광 램프들(114) 중 대응하는 것에서의 부하 전류를 조정한다. 디지털 스위치 제어 신호(1202)는 형광 램프들 중 하나와는 직렬로 부하 저항기와는 병렬로 접속된 고전압 스위치, 예컨대 DMOS FET를 구동한다. 디지털 스위치가 오프 상태에 있을 때에는 부하 저항기는 부하 전류를 진폭 천이 변조된 부하 전류(1204)의 하한으로 제한한다. 디지털 스위치가 온 상태에 있을 때에는 부하 저항기는 바이패스되고 부하 전류는 램프 임피던스에 의해 진폭 천이 변조된 부하 전류(1204)의 상한으로 제한된다. 평균 부하 전류는 도시된 예에서는 50 퍼센트인 디지털 스위치 제어 신호(1202)의 듀티 사이클에 의해 조정된다. 부하 전류는 듀티 사이클이 100 퍼센트로 증가함에 따라 최대치로 증가하고 듀티 사이클이 0 퍼센트로 감소함에 따라 최소치로 감소한다. 각 형광 램프에 대한 DMOS FET 스위치와 그 관련 회로는 도 1의 부하 전류 컨트롤러(116)에 대한 ASIC에 경제적으로 패킹될 수 있다. 디지털 스위치 제어 신호(1202)는 디지털 샘플을 예컨대 4 MHz의 천이율(shift rate)로 직렬 주변 장치 인터페이스(SPI)(916)로 천이시킴으로써 10개의 형광 램프 어레이에 대해 동시에 발생될 수 있다.
개루프 동작 시에 AFE는 도 10의 플로우 차트(1000)에서 설명한 바와 같이 설정 포인트 값에 도달하도록 디지털 스위치 제어 신호(1202)의 듀티 사이클을 동일한 증분량만큼 조정한다. 대안으로서 AFE는 비례 적분 알고리즘을 이용하여 디지털 스위치 제어 신호(1202)의 듀티 사이클을 산출하는데 폐루프 디지털 서보를 이용할 수 있다.
도 13은 도 1의 부하 전류 컨트롤러(116)를 위한 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 산출하기 위한 폐루프 디지털 서보의 개략도(1300)를 보여준다. 도 13에는 부하 전류 설정 포인트(1302), 부하 전류(1304), 합산 기능(1306), 비례 적분 서보(1308), 조정치(1310), 단위 변환 계수(1312) 및 듀티 사이클 보정치(1314)가 도시되어 있다.
도 13에서 부하 전류 설정 포인트(1302)는 도 1의 형광 램프 어레이(114) 중 하나의 원하는 부하 전류에 대응한다. 일 실시예에서 부하 전류 설정 포인트 값(1302)은 캘리브레이션 중에 결정되어 AFE의 캘리브레이션 데이터베이스에 저장된다. 부하 전류(1304)는 도 11을 참조로 설명한 대로 AFE에 의해 측정될 수 있다.
AFE는 합산 기능(1306)을 이용하여 부하 전류 설정 포인트(1302)를 부하 전류(1304)로부터 감산하여 하기의 수학식에 따라 에러 신호 err을 발생한다.
err = 설정 포인트 - 부하 전류
합산 기능(1306)으로부터 도출된 에러 신호 err에 대해 비례 적분 서 보(1308)를 적용하여 그 선택된 파라미터에 대한 조정치(1310)를 하기의 수학식 4에 따라 생성한다.
조정치 = (α＊err + int_last)＊KG
여기서 조정치는 적분된 에러 출력이고,
α는 피드백 상수이고,
int_last는 err의 현재 및 이전 값의 누적합이고,
KG는 루프 이득 상수이다.
일 실시예에서 개루프 변동 공차를 감안하도록 0.9의 감쇠율(damping ratio)을 제공하기 위해 루프 이득 KG=1.975×10-3이고 α=39.5이다. 이 예에서 서보 루프는 2초의 주기 간격으로 수행된다.
에러 신호 err은 이전의 에러와 합산된다.
int_last = int_last + err
비례 적분 서보(1308)는 바람직하게는 주지의 프로그래밍 기법에 따라서 AFE 내에 구체화되고 도 8의 마이크로프로세서(802)에 의해 산출되어 조정치(1310)를 발생한다. 조정치(1310)에는 단위 변환 계수(1312)가 곱해져 부하 전류 단위를 도 12의 디지털 스위치 제어 신호들(1202) 중 하나에 대한 듀티 사이클 보정치(1314)로 변환한다. 예컨대 +10 마이크로암페어의 조정치(1310)는 +4 마이크로초의 듀티 사이클 보정치(1314)로 변환될 수 있다.
대안으로서, AFE는 캘리브레이션 데이터베이스로부터 다항 계수를 검색하고 디지털 스위치 제어 신호(1202) 각각의 듀티 사이클에 대한 값을 원하는 부하 전류의 함수로서 산출함으로써 개루프에서 디지털 스위치 제어 신호(1202)의 듀티 사이클을 산출할 수 있다. 예컨대 디지털 스위치 제어 신호들(1202) 중 하나의 듀티 사이클을 산출하기 위한 부하 전류의 다항 함수는 하기의 수학식 6으로 주어진다.
DCi(IL) = DC0i + DC1i＊IL + DC2i＊IL 2 + DC3i＊IL 3 + ...
여기서 DCi는 i번째 형광 램프(114)에 대한 디지털 스위치 제어 신호(1202)의 듀티 사이클이고, IL은 원하는 부하 전류이고, DC0i, DC1i, DC2i, DC3i, ...는 형광 램프 어레이(114) 각각에 대한 디지털 스위치 제어 신호(1202)의 듀티 사이클의 캘리브레이션 중에 주지의 기법에 따라 결정된 다항 계수이다. 다항 계수는 AFE의 캘리브레이션 데이터베이스에 저장될 수 있다.
다른 실시예에서 디지털 스위치 제어 신호(1202)의 듀티 사이클은 AFE에 의해 캘리브레이션 데이터베이스로부터 미리 정해진 상수로서 검색될 수 있다.
도 14는 도 9의 AFE와 PC 간에 파라미터를 전달하기 위한 그래픽 사용자 인터페이스(GUI)(1400)를 도시한 것이다. AFE는 RS-232 인터페이스(808)를 통해 외부 장치, 예컨대 개인용 컴퓨터(PC)와 통신하여, 형광 램프 어레이(114)를 캘리브레이션하고 테스트하는 애플리케이션 프로그램과 AFE 간에 파라미터를 전달할 수 있다. RS-232 인터페이스(208)를 통해 IFE와 외부 장치 간에 전달될 수 있는 파라미터의 예로는 디지털 스위치 제어 신호(1202) 각각의 듀티 사이클, 서보 모드 신호, 부하 전류를 산출하기 위한 기준 전류, 부하 전류를 산출하기 위한 변환 계수, 부하 전류의 설정 포인트 값, 부하 전류를 산출하기 위한 이득 계수, 및 부하 전류를 산출하기 위한 오프셋 전류가 있다.
전술한 플로우 차트는 특정 순서로 수행된 특정 단계들을 보여주지만 이들 단계는 첨부된 청구범위의 범위 내에서 조합, 세분 또는 재정렬될 수 있다. 명시적으로 달리 기재되지 않는 한 단계들의 순서와 그룹화는 청구범위의 범위 내에 있을 수 있는 다른 실시예의 한정이 아니다.
IFE와 AFE에 대해 전술한 플로우 차트는 주지의 컴퓨터 프로그래밍 기법에 따라 컴퓨터 상에 로딩하여 실행하기 위해 디스크, CD-ROM 기타 다른 실체적인 컴퓨터 판독 매체로 구체화될 수 있다.
전술한 실시예는 일반적으로 형광 램프 어레이에 대한 것이지만 다른 실시예도 다른 전기적 부하에 대한 첨부된 청구범위의 범위 내에서 실시될 수 있다.
전술한 특정 실시예와 그 응용은 단지 예시적인 것이며 하기의 청구범위의 범위 내에서 행해질 수 있는 변형과 변경을 배제하는 것은 아니다.

Claims (61)

  1. 전기적 부하에서 전압과 전류를 제어하는 방법으로서,
    인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 수치적으로 양자화된 듀티 사이클을 인버터 전압의 함수로서 산출하는 단계; 및
    상기 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하여 상기 전기적 부하에서 부하 전류를 발생시킴으로써 상기 인버터 전압을 제어하는 단계
    를 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 부하 전류 컨트롤러로부터 수신된 디지털 지령 신호에 응답하여 상기 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 디지털 지령 신호에 응답하여 상기 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 수치적으로 양자화된 시간 증분량만큼 증가시키는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 디지털 지령 신호에 응답하여 상기 펄스폭 변조된 인버터 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 수치적으로 양자화된 시간 증분량만큼 감소시키는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 디지털 지령 신호에 응답하여 상기 펄스폭 변조된 인버터 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 영(zero)으로 설정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러가 파워 오프된 다음에 온 될 때까지 디지털 지령 신호에 응답하여 상기 펄스폭 변조 인버터 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 영으로 유지하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 온 상태 및 오프 상태를 가진 변압기 단락 회로 신호(transformer short circuit signal)를 수신하 는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 변압기 단락 회로 신호가 상기 오프 상태에서 상기 온 상태로 전이될 때에 상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 저장하고 상기 듀티 사이클을 영으로 설정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 변압기 단락 회로 신호가 상기 온 상태에서 상기 오프 상태로 전이될 때까지 상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 펄스폭 변조된 인버터 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 영으로 유지하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 변압기 단락 회로 신호가 미리 결정된 시구간 동안 상기 오프 상태로 유지될 때에 상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 펄스폭 변조된 인버터 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 복구하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 온 상태와 오프 상태를 가진 인버터 브리지 과전압/부족전압 신호(inverter bridge over-voltage/under-voltage signal)를 수신하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 과전압/부족전압 신호가 상기 오프 상태에서 상기 온 상태로 전이될 때에 상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 펄스폭 변조된 인버터 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 저장하고 상기 듀티 사이클을 영으로 설정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 과전압/부족전압 신호가 상기 온 상태에서 상기 오프 상태로 전이될 때까지 상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 펄스폭 변조된 인버터 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 영으로 유지하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 과전압/부족전압 신호가 미리 결정된 시구간 동안 상기 오프 상태로 유 지될 때에 상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 복구하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  15. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 부하 디밍(dimming) 신호를 수신하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 부하 디밍 신호에 응답하여 부하 디밍 듀티 사이클을 발생하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 부하 디밍 듀티 사이클과 동일한 듀티 사이클을 가진 펄스폭 변조 동기 신호를 발생하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 부하 디밍 듀티 사이클에 의해 상기 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호를 변조하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  19. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 온 상태와 오프 상태를 가진 디지털 인에이블 신호를 수신하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 디지털 인에이블 신호가 상기 온 상태에서 상기 오프 상태로 전이될 때에 상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 저장하고 상기 듀티 사이클을 영으로 설정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 디지털 인에이블 신호가 상기 오프 상태로 유지되는 동안에 상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 펄스폭 변조된 인버터 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 영으로 유지하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 디지털 인에이블 신호가 상기 오프 상태에서 상기 온 상태로 전이될 때에 상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 펄스폭 변조된 인버터 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 복구하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  23. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 인버터 전압 마이크로컨트롤러와 그래픽 사용자 인터페이스 간에 파라미터를 전달하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 파라미터를, 상기 펄스폭 변조된 인버터 스위치 제어 신호의 듀티 사이클, 상기 펄스폭 변조된 인버터 스위치 제어 신호의 주파수, 부하 디밍 듀티 사이클, 듀티 사이클 오프셋, 스트라이크(strike) 전압 지속 기간, 스트라이크 전압 듀티 사이클 및 서보 모드 신호 중 적어도 하나로서 전달하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  25. 제2항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 디지털 지령 신호를 설정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  26. 제2항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 미리 결정된 시구간 동안 부하 전류를 이용하여 커패시터를 제1 전압에서 제2 전압으로 충전하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 커패시터를 기지의 기준 전류만큼 방전시키고 상기 커패시터를 상기 제2 전압에서 상기 제1 전압으로 방전시키는데 필요한 시구간을 측정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 측정된 시구간으로부터 상기 부하 전류를 산출하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  29. 제2항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 제2 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 수치적으로 양자화된 듀티 사이클을 상기 부하 전류의 함수로서 산출하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 제2 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 폐루프 서보로부터 산출하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  31. 제30항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 제2 디지털 스위치 제어 신호를 이용하여 상기 부하 전류를 조정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 부하 디밍 듀티 사이클과 동일한 듀티 사이클을 가진 펄스폭 변조 동기 신호를 이용하여 상기 제2 디지털 스위치 제어 신호를 변조하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  33. 제2항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 부하 개방 회로 상태를 상기 부하 전류의 함수로서 결정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 부하 전류를 미리 결정된 임계치와 비교함으로써 상기 부하 개방 회로 상태가 참인지 거짓인지 여부를 결정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  35. 제34항에 있어서,
    상기 부하 전류가 미리 결정된 시구간 내에서 상기 미리 결정된 임계치 위로 상승할 때에 상기 부하 개방 회로 상태가 거짓인 것으로 결정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  36. 제35항에 있어서,
    상기 부하 개방 회로 상태에 응답하여 상기 디지털 지령 신호를 설정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  37. 제2항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 부하 단락 회로 상태를 상기 부하 전류의 함수로서 결정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  38. 제37항에 있어서,
    상기 부하 전류를 미리 결정된 임계치와 비교함으로써 상기 부하 단락 회로 상태가 참인지 거짓인지 여부를 결정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 부하 전류가 미리 결정된 시구간 내에서 상기 미리 결정된 임계치 아래로 강하될 때에 상기 부하 단락 회로 상태가 거짓인 것으로 결정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  40. 제39항에 있어서,
    상기 부하 단락 회로 상태에 응답하여 상기 디지털 지령 신호를 설정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  41. 제1항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 부하 전류 마이크로컨트롤러와 그래픽 사용자 인터페이스 간에 파라미터를 전달하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  42. 제35항에 있어서,
    상기 파라미터를, 제2 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클, 서보 모드 신호, 상기 부하 전류를 산출하기 위한 기준 전류, 상기 부하 전류를 산출하기 위 한 변환 계수, 상기 부하 전류의 설정 포인트 값, 상기 부하 전류를 산출하기 위한 이득 계수, 및 상기 부하 전류를 산출하기 위한 오프셋 전류 중 적어도 하나로서 전달하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  43. 전기적 부하에서 전압과 전류를 제어하는 방법으로서,
    부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 수치적으로 양자화된 듀티 사이클을 상기 전기적 부하에서의 부하 전류의 함수로서 산출하는 단계; 및
    상기 전기적 부하에 인버터 전압이 인가될 때에 상기 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 조정함으로써 상기 부하 전류를 제어하는 단계
    를 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  44. 제43항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 인버터 전압을 조정하기 위하여 디지털 지령 신호를 설정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  45. 제44항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 미리 결정된 시구간 동안 상기 부하 전류를 이용하여 커패시터를 제1 전압에서 제2 전압으로 충전하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  46. 제45항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 커패시터를 기지의 기준 전류만큼 방전시키고 상기 커패시터를 상기 제2 전압에서 상기 제1 전압으로 방전시키는데 필요한 시구간을 측정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  47. 제46항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 측정된 시구간으로부터 상기 부하 전류를 산출하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  48. 제43항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 펄스폭 변조된 디지털 스위치 제어 신호의 수치적으로 양자화된 듀티 사이클을 상기 부하 전류의 함수로서 산출하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  49. 제43항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클을 폐루프 서보로부터 산출하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  50. 제49항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 디지털 스위치 제어 신호를 이용하여 상기 부하 전류를 조정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  51. 제50항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 부하 디밍 듀티 사이클과 동일한 듀티 사이클을 가진 펄스폭 변조 동기 신호를 이용하여 상기 디지털 스위치 제어 신호를 변조하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  52. 제44항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 부하 개방 회로 상태를 상기 부하 전류의 함수로서 결정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  53. 제52항에 있어서,
    상기 부하 전류를 미리 결정된 임계치와 비교함으로써 상기 부하 개방 회로 상태가 참인지 거짓인지 여부를 결정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  54. 제53항에 있어서,
    상기 부하 전류가 미리 결정된 시구간 내에서 상기 미리 결정된 임계치 위로 상승할 때에 상기 부하 개방 회로 상태가 거짓인 것으로 결정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  55. 제54항에 있어서,
    상기 부하 개방 회로 상태에 응답하여 상기 디지털 지령 신호를 설정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  56. 제44항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 부하 단락 회로 상태를 상기 부하 전류의 함수로서 결정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  57. 제56항에 있어서,
    상기 부하 전류를 미리 결정된 임계치와 비교함으로써 상기 부하 단락 회로 상태가 참인지 거짓인지 여부를 결정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  58. 제57항에 있어서,
    상기 부하 전류가 미리 결정된 시구간 내에서 상기 미리 결정된 임계치 아래로 강하될 때에 상기 부하 단락 회로 상태가 거짓인 것으로 결정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  59. 제58항에 있어서,
    상기 부하 단락 회로 상태에 응답하여 상기 디지털 지령 신호를 설정하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  60. 제43항에 있어서,
    상기 부하 전류 마이크로컨트롤러 내의 펌웨어에 의해, 상기 부하 전류 마이크로컨트롤러와 그래픽 사용자 인터페이스 간에 파라미터를 전달하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
  61. 제60항에 있어서,
    상기 파라미터를, 상기 디지털 스위치 제어 신호의 듀티 사이클, 서보 모드 신호, 상기 부하 전류를 산출하기 위한 기준 전류, 상기 부하 전류를 산출하기 위한 변환 계수, 상기 부하 전류의 설정 포인트 값, 상기 부하 전류를 산출하기 위한 이득 계수, 및 상기 부하 전류를 산출하기 위한 오프셋 전류 중 적어도 하나로서 전달하는 단계를 더 포함하는 전압 전류 제어 방법.
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