KR20090025359A - 통신 시스템, 송신기, 수신기 및 다중 접속 방법 - Google Patents

통신 시스템, 송신기, 수신기 및 다중 접속 방법 Download PDF

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KR20090025359A
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Abstract

송신 채널을 통해 신호를 송신하는 송신기 및 그 신호를 수신하는 수신기를 포함하는 통신 시스템에서, 송신기는: 변조된 신호를 필터링하여, 변조된 신호의 진폭 및 위상 특성을 변경하는 필터; 및 그 필터링된 신호에 대해 인터리빙 프로세스 및/또는 스크램블링 프로세스를 수행하는 제 1 프로세서를 포함한다. 한편, 수신기는: 수신된 신호에 대해 디인터리빙 프로세스 및/또는 디스크램블링 프로세스를 수행하는 제 2 프로세서; 및 그 제 2 프로세서로부터 공급되는 신호를 필터링하는 역방향 필터를 포함한다.
통신 시스템, OFDM, 고속 푸리에 변환, 다중 접속

Description

통신 시스템, 송신기, 수신기 및 다중 접속 방법{COMMUNICATION SYSTEM, TRANSMITTER, RECEIVER, AND MULTIPLE ACCESS METHOD}
기술 분야:
본 출원은, 2006년 6월 27일 출원되었으며 그 전체가 본 명세서에 참조로서 통합된 일본 특허 출원공보 제 2006-176529 호에 기초하며 이에 대해 우선권을 주장한다.
본 출원 발명은, 다중 입력 다중 출력 (MIMO) 채널을 갖는 시스템, 이러한 시스템에서 이용되는 송신기 및 수신기, 및 이러한 시스템에서의 다중 접속 방법에 관련된다.
배경 기술:
상이한 지점들 사이에서 다중 데이터를 송신하기 위해 다중 송신 안테나 및 다중 수신 안테나를 갖는 시스템 (MIMO: Multiple Input Multiple Output) 이 공지되어 있다 [B1]. MIMO 시스템의 채널 용량은 그 시스템의 송신 안테나의 수에 따라 선형으로 증가하기 때문에, 이러한 시스템은 매우 많은 주의를 요구한다. 최고의 처리율을 달성하기 위해, 각각의 송신 안테나는, 송신될 데이터의 직렬-병렬 변환에 의해 발생된 독립적인 데이터 스트림을 송신한다.
실제로, 이러한 시스템의 2 가지 구현 모드가 가능하다. 이 모드들 중, 제 1 모드에 따른 시스템은 OFDM (직교 주파수 분할 멀티플렉싱) 기술을 이용하여 신호를 변조한 이후 신호를 송신한다 [B3], [B4]. 제 2 모드에 따른 시스템은, 어떠한 OFDM 을 수행하지 않고 신호를 송신한다 [B5]. 채널에서는, 상이한 송신 안테나로부터의 신호들이 공중에서 혼합되는 반면, 수신기에서는, 다중 수신 안테나에 대한 신호 프로세싱 기술이 이용되어 그 신호들을 분리한다. 다중 신호를 동시에 송신하는 이 2 가지 모드의 시스템은, 각각 식 (1) 및 식 (2) 에 나타낸 수학적 모델을 이용하여 표현될 수 있다.
OFDM-MIMO 시스템에 대해, 주파수 빈 (bin) 각각을 통해 수신된 신호는:
Figure 112009004557879-PCT00001
(1)
로 표현될 수 있으며, 여기서,
Figure 112009004557879-PCT00002
이다. OFDM-MIMO 시스템은, 콘벌루션 연산을 이용하지 않는 시스템이다.
한편, 주파수 선택적인 채널을 갖는 넌-OFDM (non-OFDM) 시스템에 대해 [B5], 수신된 신호는:
Figure 112009004557879-PCT00003
(2)
로 표현될 수 있으며, 여기서, 윗첨자 "*" 는 콘벌루션 연산을 나타내며,
Figure 112009004557879-PCT00004
(3)
이다. 식 (2) 및 (3) 은, MIMO 채널의 역방향 전달 특성을 추정하기 위해 다수의 필터가 이용되어야 함을 의미한다. 수신된 신호 u No 로부터 송신된 신호 x k 를 획득하기 위해, 전술한 바와 같이, 수신기에서 H No 를 이용할 필요가 있다. 이러한 종류의 연산은 OFDM-MIMO 시스템에서의 신호 분리에 비해 계산량이 많다. 넌-OFDM 시스템에서, 수신기는 채널의 역 특성을 추정하기 위해 역방향 필터를 추정해야 하며, 이것은, 수신기의 복잡성을 증가시킨다. 그러나, OFDM-MIMO 시스템에서는, 콘벌루션 연산이 존재하지 않으며, 역방향 필터를 추정할 필요가 없다.
종래 기술에서, 채널 상태 정보 또는 역방향 채널은, 신호가 분리되기 이전에 추정되어야 한다. 이러한 추정은, 수신기에서 채널을 추정하는데 이용되는 트레이닝 신호를 전송함으로써 달성된다. 그러나, 트레이닝 신호의 송신에 기인하여, 처리율이 감소되는 댓가를 치를 필요가 있다. 또 다른 접근 방식은 MIMO CSI (채널 상태 정보) 또는 ICSI (역방향 채널 상태 정보) 의 완전한 블라인드 식별이다 [B1], [B2], [B6] 내지 [B8]. 그러나, 이에 대하여, 분리된 소스가 원래 송신된 신호의 치환, 즉, 순서의 치환을 초래할 가능성이 존재할 것이다 [B8]. 이러한 치환은, 모든 가능한 열 방향 조합을 고려하여 최소 에러를 갖는 조합을 선택하는 최대 가능도 검출기 (MLD) 를 사용하여 제거되어야 한다.
블라인드 분리된 소스에서 치환의 발생 문제에 대한 솔루션으로서, 각각의 송신기에 고유 필터를 할당하는 것에 기초한 태깅 방식이 제안되었다 [B9]. 이 고유 필터는 각각의 송신기에 대해 서로 다른 특성을 갖는 필터이다. 이 기술에서는, 각각의 일정 계수 (constant modulus) 소스 신호가 송신 전에 고유 필터에 의해 필터링된다. 수신기에서는, 역방향 필터가 이용되어, 일정하지 않은 계수 신호를 일정 계수 신호로 재변환한다. 그러나, 각각의 소스가 고유 필터를 가지기 때문에, 해당하는 소스만 취득될 것이고, 그 결과, 분리된 신호들은 소스 치환이 발생하지 않을 것이다.
그러나, 태깅 방식에서는, 결과로 얻어진 신호가 단일 입력 단일 출력 (SISO) 시스템에 대한 임의의 다른 블라인드 알고리즘에서와 같이 위상 회전을 경험할 수도 있다. 이 문제에 대한 솔루션은 차동 QPSK 변조 모드이다 [B10]. 또한, 단일 소스를 처리하는 것만을 수반하기 때문에 구성에서 더 단순한 채널 디코더를 이용할 수도 있다. 이제, 각각의 송신 안테나에 고유 필터가 할당되기 때문에, 송신 안테나의 수가 증가하는 경우 필터의 고유성을 유지하기 위해 필터들의 길이 또한 증가되어야 한다. 이러한 필터 길이에서의 증가는 수신기의 연산 복잡성을 증가시킬 것이다 [B9]. 전역통과 (allpass) 가 이용되는 경우, 시스템의 레이턴시 또한 증가할 것이다.
도 1 은 태깅 필터에 기초한 OFDM-MIMO 시스템의 기저대역 모델을 도시한다. 예시의 목적으로, 일정 계수 신호가 가정된다. 이 시스템은, 송신측에서, 복수의 고유 필터 (101) 및 각각의 고유 필터에 제공되는 안테나 (102) 를 포함한다. 여기서, N (N≥2) 개의 고유 필터 (101) 가 제공된다. 송신 안테나 (102) 로부터의 신호는 M 개의 수신 안테나 (103) 를 갖는 수신측에 도달한다. 수신측에서는, 송신측의 각각의 필터 (101) 의 역특성을 갖는 필터 (104) 및 각각의 필터 (104) 에 제공되는 신호 프로세서 (105) 가 또한 구성된다. 신호 프로세서 (105) 는 블라인드 MIMO 신호 프로세싱을 수행한다. 수신측에서는, 블라인드 신호 분리로 처리된 신호가 각각의 신호 프로세서 (105) 로부터 출력된다.
송신측에서는, 송신될 데이터에 대해 직렬-병렬 변환을 수행한 이후, 병렬 데이터의 각각의 성분이, 임펄스 응답
Figure 112009004557879-PCT00005
을 갖는 고유 필터 (101) 에 의해 필터링된다. 여기서, "(l)" 은 버퍼링된 입력 xl(k) 의 인덱스에 대응하는 윗첨자이며, l=1,...,N 이다.
l 번째 안테나를 이용하여 송신되는 기저대역 신호는:
Figure 112009004557879-PCT00006
(4)
에 의해 주어지며, 여기서, yl(k) 의 절대값 ｜yl(k)｜ 는 k 의 모든 값에 대해 일정하지 않다.
평탄한 MIMO 채널에 대해, 안테나 번호 j 의 안테나 (103) 에 의해 수신된 기저대역 신호는,
Figure 112009004557879-PCT00007
(5)
에 의해 주어질 것이며, 여기서, hjl 은 CSI (채널 상태 정보) 를 갖는 행렬 H 의 j 번째 행 l 번째 열의 성분에 대응하고, nj(k) 는 부가 잡음 벡터 n k 의 j 번째 엔트리이다. 제 1 송신 안테나로부터 신호를 취득하기 위해, 수신된 신호는,
Figure 112009004557879-PCT00008
의 역인 임펄스 응답
Figure 112009004557879-PCT00009
(=
Figure 112009004557879-PCT00010
) 을 갖는 필터 (104) 를 이용하여 필터링된다. 따라서, 제 1 신호와 연관된 태그를 제거한 후 각각의 안테나로부터 수신된 신호는:
Figure 112009004557879-PCT00011
(6)
로서 표현될 수도 있으며, 여기서, NR 은 임펄스 응답
Figure 112009004557879-PCT00012
의 길이이다. 일반적으로,
Figure 112009004557879-PCT00013
는,
Figure 112009004557879-PCT00014
(7)
가 되도록 설계되며, 여기서, δ(n) 은,
Figure 112009004557879-PCT00015
(8)
으로 표현되는 크로네커 델타 (Kronecker delta) 이고, D 는 TT 필터 (태깅 필터) 의 비-최소 위상으로부터 기인하는 지연이다. 식 (6) 으로부터, 필터
Figure 112009004557879-PCT00016
의 최대 위상 부분의 차수가 증가함에 따라, 지연 D 또한 증가할 것임을 알 수 있다.
이러한 OFDM 시스템에서, 고유 태깅 필터는 송신기 측에서, 도 2 의 <1> 로 표시된 위치에 배치될 수 있다. 도 2 는 OFDM-MIMO 송신기의 구성을 도시한다. N 이 2 이상의 정수인 것으로 가정하면, 이 송신기는 N 개의 송신 안테나 #1 내지 #N 을 이용하여 데이터를 전송한다. 이하, 안테나 번호 j 의 송신 안테나, 즉, j 번째 송신 안테나를 "송신 안테나 #j" 라 한다.
송신기는: 2 진 입력 신호의 채널 코딩을 수행하는 채널 코더 (111); 데이터를 각각의 안테나에 맵핑하기 위해, 채널 코딩된 신호에 대한 직렬-병렬 변환을 수행하는 S/P 변환기 (112); 데이터를 서브캐리어에 맵핑하기 위해, S/P 변환기 (112) 의 출력 각각에 대해, 그 데이터에 대한 직렬-병렬 변환을 수행하는 S/P 변환기 (113); 각각의 S/P 변환기 (113) 에 제공되며, 대응하는 S/P 변환기 (113) 로부터의 병렬 데이터에 대한 고속 푸리에 역변환을 수행하는 IFFT 유닛 (114); 각각의 IFFT 유닛 (114) 에 제공되며, 대응하는 IFFT 유닛 (114) 의 병렬 출력을 직렬 신호로 변환하는 P/S 변환기 (115); 각각의 P/S 변환기 (115) 에 제공되며, 데이터에 주기적 프리픽스 (CP) 를 부가하는 CP 부가 유닛 (116); 전술한 위치 <1> 에서, CP 부가 유닛 (116) 의 출력에 제공되는 태깅 필터 (117); 및 송신을 위한 신호 프로세싱을 수행하기 위해 태깅 필터 (117) 의 출력에 제공되는 신호 프로세서 (118) 를 포함한다.
이 송신기에서, 안테나 맵핑을 수행하는 S/P 변환기 (112) 는 N 개의 출력을 갖는다. 서브캐리어 맵핑을 수행하는 S/P 변환기 (113), IFFT 유닛 (114), P/S 변환기 (115), CP 부가 유닛 (116), 태깅 필터 (117) 및 송신을 위한 신호 프로세서 (118) 은 이 순서로 캐스캐이드되고, S/P 변환기 (112) 의 출력 각각에 접속된다. 각각의 신호 프로세서 (118) 의 출력은 송신 안테나 #1 내지 #N 의 대응 송신 안테나에 공급된다.
여기서, 스크램블링과 같은 프로세싱, CRC (순환 잉여 코드), FEC (순방향 에러 정정), 인터리빙 및 변조와 같은 프로세싱이 채널 코더 (111) 에서 수행된다. 업 샘플링, 대역 필터에 의한 필터링, 사전왜곡 (predistortion), 증폭이 신호 프로세서 (118) 에서 수행된다.
이러한 송신기에서, 태깅 필터의 위치는 위치 <1> 에 한정되지 않는다. 위치 <2>, 즉, IFFT 유닛 (114) 의 출력 위치, 또는 위치 <3>, 즉, S/P 변환기 (113) 의 출력 위치, 또는 위치 <4>, 즉, S/P 변환기 (112) 의 출력 위치에 태깅 필터를 재배치할 수 있다.
수신기에서, 역방향 태깅 필터는, 전술한 식 (7) 및 식 (8) 을 만족시키도록 설계될 것이다. 이러한 역방향 태깅 필터의 위치는 도 3 에 도시되어 있다. 도 3 은 OFDM-MIMO 시스템에서 수신기의 예시적 구성을 도시한다.
도 3 에 도시된 수신기에는 N 개의 수신 안테나 (103) 가 제공된다. 수신기는: 각각의 수신 안테나 (103) 에 제공되며, 수신된 신호의 증폭, 변조, 아날 로그-디지털 변환 등을 수행하는 아날로그 프로세서 (121); 아날로그 프로세서 (121) 의 출력에 제공되며, 고속 푸리에 변환 (FFT) 을 포함하는 프로세싱을 수행하는 디지털 프로세서 (122); M 개의 역방향 태깅 필터 (123); M 개의 역방향 태깅 필터 (123) 로부터의 신호가 공급되며, MIMO 신호 프로세싱을 수행하는 MIMO 신호 프로세서 (124); MIMO 신호 프로세서 (124) 로부터 M 개 세트의 병렬 출력 각각이 제공되며, 그 대응 병렬 출력을 직렬 신호로 변환하는 P/S 변환기 (125); 병렬로 각각의 P/S 변환기 (125) 의 출력이 제공되며, 이들 출력을 직렬 데이터로 변환하는 S/P 변환기 (126); 및 채널 디코딩 및 복조를 수행하기 위해 P/S 변환기 (126) 의 출력에 제공되는 채널 복조기 (127) 를 포함한다. N 개의 디지털 프로세서 (122) 각각은, M 개의 역방향 태깅 필터 (123) 중 임의의 태깅 필터에 입력되는 M 개의 출력을 포함한다. 따라서, 임의의 역방향 태깅 필터 (123) 에는, M 개의 디지털 프로세서 (122) 로부터의 출력이 공급된다.
각각의 디지털 프로세서 (122) 는 OFDM 프레임 동기화, 다운 샘플링, 주기적 프리픽스 제거, 및 고속 푸리에 변환 (FFT) 과 같은 프로세싱을 수행한다. P/S 변환기 (125) 에는 디인터리빙 행렬이 제공될 수도 있고 제공되지 않을 수도 있다. P/S 변환기 (125) 가 디인터리빙 행렬을 포함하면, P/S 변환기 (125) 는 그 디인터리빙 행렬에 기초하여 인터리빙을 수행한다. P/S 변환기 (126) 는 안테나로부터의 데이터의 디맵핑을 수행한다.
그러나, 태깅 필터에 기초한 MIMO 시스템에는 다음과 같은 문제점들이 해결될 필요가 있다:
(1) 설명을 위해, 2 차 전역통과 필터가 이용되고, 그 필터의 모든 폴 (pole) 이 복소 평면 (z-평면) 의 중심 (원점) 으로부터 0.5 의 반경 거리에 위치하는 경우를 고려한다. 도 4A 에 도시된 바와 같이, 2 개의 소스 또는 안테나가 존재하는 경우, 이 2 개의 소스의 폴 사이의 최대 간격 (Ps) 는 "1" 일 것이다. 도 4B 에 도시된 바와 같이, 8 개의 소스 또는 안테나가 존재하는 경우, 2 개의 폴 사이의 최대 간격은
Figure 112009004557879-PCT00017
일 것이다. 따라서, 소스의 수가 증가함에 따라, 서로 인접하는 폴을 갖는 2 개의 필터 사이의 유사성 또한 증가할 것이다. 따라서, 서로 인접하여 위치된 폴을 갖는 필터를 이용하여 태깅된 신호를 구별하는 것은 매우 어려워질 것이다. 차수의 증가는 승산기 수의 증가를 의미하고, 따라서, 시스템의 복잡성 또한 증가될 것이고, 이것은 시스템 비용을 증가시킨다.
(2) 유사하게, 전역통과 필터의 차수가 증가함에 따라, 역함수에 연관된 지연 또한 증가할 것이다. 이러한 긴 지연은 지연에 민감한 애플리케이션에 이용되는 시스템에는 바람직하지 않다. 이러한 지연 민감 시스템의 예로는, 원격으로 제어되는 무인 우주선과 같은 장치가 포함된다. 또한, 지연이 인간에게 수용가능한 특정 임계값을 초과하면, 음성 통화에 의한 대화 도중 불쾌감을 유발할 수도 있다.
본 발명자는, PCT 공개공보 WO2006/059767 [A1] 에서, 각각의 소스가 고유 필터에 의해 필터링되는, 복수의 안테나 또는 소스를 갖는 시스템을 제안하였다.
일본 특허 공개 공보 제 2000-286821 호 (JP-2000-286821A) [A2] 는, 송신 경로 (채널) 에서 다중경로 페이딩에서의 변동에 기인한 수신 왜곡을 보상하기 위해 소수의 파일럿 심볼을 이용하며 잡음에 기인한 송신 경로 추정 에러를 감소시킬 수 있는 OFDM 통신 디바이스를 개시한다. 이 디바이스는, 송신 경로의 특성에 대해 역 특성을 갖는 필터를 이용하고, 채널 상태 정보에 대응하는 신호를 필터링하며, 파일럿 데이터를 FFT 이후의 신호로 승산함으로써 시간 도메인에서 채널 상태 정보를 획득한다.
일본 특허 공개 공보 제 2002-111756 호 (JP-2002-111756A) [A3] 는, 송신기와 수신기 모두에 필터가 제공되며, 전파 환경에 적합한 페이딩 왜곡 보상을 수행하여 비트 에러 레이트를 감소시키는 무선 통신 시스템을 개시한다. 이 통신 시스템에서는, 입력 신호의 최대 대역폭보다 더 좁은 대역폭을 가진 필터에 의해 신호의 대역폭이 송신 전에 제한된다.
일본 특허 공개 공보 제 2005-318117 호 (JP-2005-318117A) [A4] 는, 송신 및 수신 안테나 및 스트림들 사이에 서로 다른 코딩 레이트 및 서로 다른 변조 방식을 선택함으로써 데이터 송신이 수행되는 폐루프 타입의 MIMO 송신 시스템을 개시한다. 이 시스템에서, 서로 다른 안테나에 데이터를 맵핑하는데 스크램블러가 이용된다.
일본 특허 공개 공보 평 05-219488 호 (JP-5-219488A) [A5] 는, 송신기에 인터리버 및 스크램블러가 배치되고 수신기에 디인터리버 및 디스크램블러가 배치되는, 동영상 신호를 송신 및 수신하는 시스템을 개시한다. 이 시스템에서, 송신 신호는, 변조의 한 종류로 간주되는 NRZI (non-return-to-zero inversion) 변환이 수행되기 이전에 인터리빙 프로세스 및 스크램블링 프로세스에 종속된다.
일본 특허 공개 공보 평 11-215091 호 (JP-11-215091A) [A6] 는, 송신 데이터 시퀀스가 변조 이전에 송신기에서 스크램블링 프로세스 또는 인터리빙 프로세스를 겪고, 복조 이후의 신호가 수신기에서 디스크램블링 프로세스 또는 디인터리빙 프로세스를 겪는 OFDM 신호 송신 시스템을 개시한다.
이하, 본 명세서에서 참조하는 참조문헌을 열거한다:
[A1] WO2006/059767
[A2] JP-2000-286821A
[A3] JP-2002-111756A
[A4] JP-2005-318117A
[A5] JP-5-219488A
[A6] JP-11-215091A
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[B16] J.G.Proakis 의 Digital Communications, McGraw Hill, 4th Edition, pp.840-852.
발명의 개시
본 발명이 해결하려는 과제:
본 발명의 목적은, 트레이닝 신호를 이용하지 않고 치환의 문제가 해결되고, 태깅 필터의 차수에서의 증가가 감소되는 통신 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 트레이닝 신호를 이용하지 않고 치환의 문제가 해결되고, 태깅 필터의 차수에서의 증가가 감소되는 다중 접속 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 트레이닝 신호를 이용하지 않고 치환의 문제가 해결되고, 태깅 필터의 차수에서의 증가가 감소되는 통신 시스템을 구성하기 위해 송신기 및 수신기를 제공하는 것이다.
과제 해결 수단:
본 발명의 예시적인 제 1 양태에 따르면, 송신 채널을 통해 신호를 송신하는 송신기; 및 그 신호를 수신하는 수신기를 포함하는 통신 시스템이 제공되며, 상기 송신기는: 변조된 신호를 필터링하여, 변조된 신호의 진폭 및 위상 특성을 변경하는 필터; 및 그 필터링된 신호에 대해 인터리빙 프로세스 및/또는 스크램블링 프로세스를 수행하는 제 1 프로세싱 수단을 포함하고, 상기 수신기는: 수신된 신호에 대해 디인터리빙 프로세스 및/또는 디스크램블링 프로세스를 수행하는 제 2 프로세 싱 수단; 및 제 2 프로세싱 수단으로부터 공급된 신호를 필터링하는 역방향 필터를 포함한다.
본 발명의 예시적인 제 2 양태에 따르면, 변조된 신호를 필터링하여, 변조된 신호의 진폭 및 위상 특성을 변경하는 필터; 및 필터링된 신호에 대해 인터리빙 프로세스 및/또는 스크램블링 프로세스를 수행하는 프로세싱 수단을 포함하는, 송신 채널을 통해 신호를 송신하는 송신기가 제공된다.
본 발명의 예시적인 제 3 양태에 따르면, 수신된 신호에 대해 디인터리빙 프로세스 및/또는 디스크램블링 프로세스를 수행하는 프로세싱 수단; 및 그 프로세싱 수단으로부터 공급된 신호를 필터링하는 역방향 필터를 포함하는, 신호를 수신하는 수신기가 제공된다.
본 발명의 예시적인 제 4 양태에 따르면, 신호를 송신하는 송신기 및 신호를 수신하는 수신기를 포함하는 시스템에서의 다중 접속 방법이 제공되며, 이 방법은: 필터와 인터리버 및/또는 스크램블링 코드의 조합을 포함하며, 풀 (pool) 또는 세트로부터 취득되는 태그를, 각각의 송신기에 고유하게 할당하는 단계; 그 태그를 이용하여 각각의 송신기 또는 각각의 소스의 신호를 프로세싱하는 단계; 및 다중 안테나 또는 수신 센서를 갖는 수신기에서, 역방향 필터 및 디인터리버, 및/또는 디스크램블러를 이용하고 송신기의 고유 태그에 기초하여, 동일한 태그를 갖는 송신기로부터의 신호만이 재발생되도록 각각의 송신 소스 또는 각각의 송신 안테나로부터의 신호를 디코딩하는 단계를 포함한다.
본 발명의 예시적인 제 5 양태에 따르면, 인터리버를 갖는 전술한 송신기를 포함하는, OFDM 방식에 따른 통신 시스템이 제공되며, 인터리버는, 행이 서브캐리어 인덱스에 대응하고 열이 OFDM 심볼 번호에 대응하는 데이터의 2 차원 블록을 인터리빙하도록 구성되고, 각각의 행에 대해 그 행의 데이터가 치환되는 인터리빙을 수행한다.
본 발명의 예시적인 제 6 양태에 따르면, 인터리버를 갖는 전술한 송신기를 포함하는, OFDM 방식에 따른 통신 시스템이 제공되며, 인터리버는, 행이 서브캐리어 인덱스에 대응하고 열이 OFDM 심볼 번호에 대응하는 데이터의 2 차원 블록을 인터리빙하도록 구성되고, 각각의 행에 대해 그 행의 데이터가 치환되어 행의 순서가 치환되는 인터리빙을 수행한다.
도면의 간단한 설명
도 1 은 태깅 필터 기반 다중 입력 다중 출력 (MIMO) 시스템에 대한 일반화된 기저대역 모델을 도시하는 블록도이다.
도 2 는 태깅 필터에 기초한 예시적인 OFDM-MIMO 송신기의 일 실시예를 도시하는 블록도이다.
도 3 은 태깅 필터에 기초한 예시적인 OFDM-MIMO 송신기의 일 실시예를 도시하는 블록도이다.
도 4A 및 4B 는, 소스의 수가 각각 2 및 8 인 경우, 태깅 필터에 기초한 전역통과 필터에서 폴 및 제로의 예시적인 위치를 도시하는 도면이다.
도 5 는, 필터, 및 인터리버 및/또는 스크램블러를 포함하는 태깅 필터에 기 초한 OFDM-MIMO 송신기를 도시하는 블록도이다.
도 6 은 인터리빙을 위한 데이터의 블록을 도시한다.
도 7 은 안테나 번호 1 을 갖는 안테나의 경우에 인트라-서브캐리어 인터리빙을 도시한다.
도 8 은 각각의 안테나 또는 각각의 다중 입력 시스템의 태그에 대한 스크램블링 코드를 발생시키는 단순한 방식을 도시하는 도면이다.
도 9 는, N 개의 송신 안테나를 이용하여 태깅되고 송신된 N 개의 신호를 분리하는 M 개의 수신 안테나를 갖는 수신기를 도시하는 블록도이다.
도 10A 및 10B 는 변조 및 맵핑 이후의 신호의 콘스텔레이션 도면이다.
도 11A 및 11B 는 변조된 신호를 필터링한 이후의 신호의 콘스텔레이션 도면이다.
도 12A 및 12B 는 BPSK (2 진 위상 시프트 키잉) 스크램블링 코드로 스크램블링한 이후의 신호의 콘스텔레이션 도면이다.
도 13A 및 13B 는 2 개의 수신 안테나에 의해 수신된 신호의 콘스텔레이션 도면이다.
도 14A 및 14B 는 "o" 및 "x" 를 이용하여 표시된 2 개의 혼합된 신호를 갖는, 2 개의 수신기 안테나에 의해 수신된 신호의 콘스텔레이션 도면이다.
도 15A 및 15B 는 디스크램블링 이후의 수신된 신호의 콘스텔레이션 도면이다.
도 16A 및 16B 는 "o" 및 "x" 를 이용하여 표시된 2 개의 혼합된 신호를 갖 는, 디스크램블링 이후의 수신된 신호의 콘스텔레이션 도면이다.
도 17A 및 17B 는 역방향 필터링 이후의 수신된 신호의 콘스텔레이션 도면이다.
도 18A 및 18B 는 "o" 및 "x" 를 이용하여 표시된 2 개의 혼합된 신호를 갖는, 역방향 필터링 이후의 수신된 신호의 콘스텔레이션 도면이다.
도 19 는, 태깅을 수행하고 N 개의 송신 안테나를 포함하는, 또 다른 예에 따른 송신기를 도시하는 블록도이다.
도 20 은, 다중 수신 안테나를 갖는 기지국, 및 단일 송신 안테나를 각각 갖는 다중 송신기를 포함하는 시스템을 도시하는 도면이다.
도 21 은 또 다른 예시적인 송신기를 도시하는 블록도이다.
도 22 는 또 다른 예시적인 수신기를 도시하는 블록도이다.
도 23 은 또 다른 예시적인 송신기를 도시하는 블록도이다.
도 24 는 또 다른 예시적인 수신기를 도시하는 블록도이다.
도 25 는 또 다른 예시적인 송신기를 도시하는 블록도이다.
도 26 은 또 다른 예시적인 수신기를 도시하는 블록도이다.
참조 부호의 설명
101 : 고유 필터
102 : 송신 안테나
103 : 수신 안테나
104, 211 : 필터
105, 118 : 신호 프로세서
111, 261 : 채널 코더
112, 113, 201, 202 : S/P 변환기
114, 204 : IFFT 유닛
115, 125, 126, 244, 245 : P/S 변환기
116 : CP 부가 유닛
117 : 태깅 프로세서
121 : 아날로그 프로세서
122 : 디지털 프로세서
124, 243 : MIMO 신호 프로세서
127, 246 : 채널 복조기
203 : 태깅 유닛
212 : 인터리버
213 : 스크램블러
231 : 의사랜덤 2 진 코드 발생기
232 : BPSK 변조기
233 : 지연 소자
234 : 카피어
241 : 전처리기
242 : 역방향 태깅 유닛
251 : 스크램블링 코드 발생기
252 : 승산기
253 : 디인터리버
254 : 역방향 필터
262 : 행렬 합성기
263 : 송신 프로세서
301 : 송신기
302 : 수신기
본 발명을 수행하는 최상의 모드
본 발명의 예시적인 실시형태에서, 통신 시스템으로서 구성된 MIMO 시스템은 송신기, 수신기, 및 그 송신기와 수신기 사이의 MIMO 채널로 이루어진다.
도 5 는 OFDM-MIMO 시스템에 대한 송신기의 모델을 도시한다. 설명을 위해, 여기서는 OFDM 기반 시스템이 고려되지만, 채널이 주파수 선택적이 아니면, 넌-OFDM 기반 MIMO 시스템에도 동일한 접근방식이 적용될 수 있다.
N 이 2 이상의 정수인 것으로 가정하면, 이 도면에 도시된 송신기는 입력 신호로서 채널 코딩된 신호를 수신하도록 구성되고, N 개의 송신 안테나로부터 신호를 송신한다. 송신기는: 각각의 안테나에 데이터를 맵핑하기 위해 채널 코딩된 신호에 대해 직렬-병렬 변환을 수행하는 S/P 변환기 (201); 그 데이터를 서브캐리어에 맵핑하기 위해, S/P 변환기 (201) 의 출력 각각에 대해 데이터에 대한 직렬-병렬 변환을 수행하는 S/P 변환기 (202); 각각의 S/P 변환기 (202) 로부터의 병렬 데이터를 태깅하는 태깅 유닛 (203); 및 태깅된 병렬 데이터에 대해 고속 푸리에 역변환을 수행하는 IFFT 유닛 (204) 을 포함한다. IFFT 유닛 (204) 으로부터의 출력 데이터는, 도 2 에 도시된 송신기의 경우와 같이 대응하는 송신 안테나로 전송된다. N 개의 S/P 변환기 (202) 및 N 개의 IFFT 유닛 (204) 은 송신 안테나의 수에 따라 제공된다. 각각의 S/P 변환기 (202) 에는 인터리빙 행렬이 제공될 수도 있고, 제공되지 않을 수도 있다.
태깅 유닛 (203) 은, 필터 (211), 인터리버 (212) 및 스크램블러 (213) 가 각각의 S/P 변환기 (202) 의 출력 각각에 대해 이 순서로 직렬로 접속되는 구조를 갖는다. 스크램블러 (213) 의 출력은 대응하는 IFFT 유닛 (204) 에 공급된다. 전술한 바와 같이, 인터리버 (212) 및 스크램블러 (213) 의 배열은 여기에 도시된 배열과는 달리 반전될 수도 있다. 대안적으로, 인터리버 (212) 및 스크램블러 (213) 는 생략될 수도 있다.
도 5 에서, 송신될 신호, 즉, 채널 코딩된 신호는 스크램블링, 채널 코딩, 인터리빙 및 변조에 의해 인코딩되었을 수도 있다. 따라서, 송신될 신호를 "변조 신호" 라 한다. 이 변조 신호는 먼저 S/P 변환기 (201) 에서 중재적 직렬-병렬 데이터 변환 기술을 이용하여 직렬 데이터로부터 N 개의 병렬 데이터 스트림으로 변환된다. 신호 스트림이 N 개의 스트림으로 분할되면, 즉, 안테나 맵핑이 수행되면, 각각의 스트림은 대응하는 S/P 변환기 (202) 에 의해 NSC 개의 스트림으로 더 분할될 것이다. 여기서, NSC 는 OFDM 에 이용되는 서브캐리어의 수에 대응한다. 종래 기술의 방법에서와 같이, 가드 대역으로서 널 (null) 서브캐리어가 이용될 수 있기 때문에, NSC 는 IFFT (고속 푸리에 역변환) 의 사이즈 (NIFFT) 에 대응할 필요가 없음을 유의해야 한다. 전술한 바와 같이, IFFT 서브캐리어에 대한 직렬-병렬 변환은, 확산을 수반할 수도 있는 임의의 방법을 이용하여 수행될 수 있다 [B11].
데이터가 각각의 할당된 서브캐리어에 맵핑된 이후, 데이터는 필터 (211; 태깅 필터 TFl) 로 필터링될 것이고, 아랫첨자 "l" 은 송신 안테나의 인덱스에 대응한다. 따라서, l = 1,2,...,N 이다. [B9] 에서 설명된 경우에 비해, 필터 TFl 는 필터 TFj 와 상이할 필요가 없다. 비-고유 필터와 고유 필터를 구별하기 위해, 고유 필터를
Figure 112009004557879-PCT00018
,...,
Figure 112009004557879-PCT00019
로서 정의하며, 여기서 NTF 는 고유 필터의 수이다. 고유성에 의해, 각각의 필터는, 모든 i,j (i≠j) 에 대해
Figure 112009004557879-PCT00020
가 되도록, 고유 위상 특성 및/또는 진폭 특성을 갖는다.
신호의 필터링 이후, 신호는 다음의 방식으로 고유 인터리버 Πl, 즉, 인터리버 (211) 에서 인터리빙될 것이다:
(1-a) 인터리빙을 위해 데이터의 블록을 생성한다. 데이터의 블록은 OFDM 심볼의 심볼 번호에 대응하는 인덱스 및 송신에 이용될 서브캐리어의 인덱스에 대응하는 또 다른 인덱스를 갖는다. 설명을 위해, 수평 방향의 인덱스인 행 인덱스가 심볼 번호에 대응하는 한편, 수직 방향의 인덱스인 열 인덱스가 서브캐리어에 대응한다고 가정한다. 이러한 종류의 인덱싱의 예가 도 6 에 도시되어 있다.
(1-b) 각각의 서브캐리어에 대해, 인터리빙 패턴 Pc,l 을 이용하여 심볼을 인터리빙하며, 여기서 c 는 서브캐리어 인덱스이고, l 은 안테나의 인덱스이다. 인터리빙 패턴 Pc,l 은, 모든 c 및 모든 i,j (i≠j) 에 대해 Pc,i≠Pc,j 가 되도록 설계될 것이다. 도 7 은, 안테나 번호가 1, 즉, l=1 인 경우의 인트라-서브캐리어 인터리빙을 도시한다. 단일 캐리어 시스템에서 NSC 는 1 이고, 그에 따라, c=0 이라는 것에 유의해야 한다.
(1-c) 또한, 서브캐리어의 위치를 c 로부터 c' 로 교환하는 것이 가능하다. 그러나, 인덱스의 교환은, 새로운 인덱스가 전술한 (1-b) 를 만족시키도록 행해져야 한다. 이러한 인덱스의 교환이 항상 필요한 것은 아님을 유의해야 한다.
고유 인터리버 Πl 는, 전술한 (1-b) 및 (1-c) 에 정의된 조합된 인터리버가, 송신 소스 또는 안테나의 대응 서브캐리어 각각에 대해 상이한 치환을 생성하도록 설계되는 인터리버이다.
그 후, 인터리빙된 데이터는, 인터리빙된 데이터 블록에 대해 기술한 랜덤 스크램블링 코드를 이용하여 스크램블러 (213) 에 의해 스크램블링된다. 전술한 인터리버의 경우에서와 같이, 이 데이터 블록은, 심볼 인덱스에 대응하는 수평축 및 송신을 위해 할당된 서브캐리어의 인덱스에 대응하는 수직축을 갖는다. 안테나 또는 소스의 스크램블링 코드는 Cc,l(k) 를 이용하여 각각의 서브캐리어에 대해 정의되며, 여기서 c 는 서브캐리어 인덱스이고, k 는 OFDM 심볼의 인덱스이고, l 은 안테나의 인덱스이며, 모든 c 및 모든 i,j (i≠j) 에 대해 Cc,i≠Cc,j 이다. 그 후, 안테나 #l 에 대한 스크램블링 코드는
Figure 112009004557879-PCT00021
(9)
로 기술된다.
송신기에서는, 각각의 송신 안테나 또는 각각의 소스에 대해 고유하게 확립된 태그가 필터, 인터리버 및 스크램블링 코드의 조합으로서 태깅 유닛 (203) 에서 정의되기 때문에, 태그가 고유 태그로 간주되도록, 각각의 태그에서 이들 3 개의 요소 중 적어도 하나는 상이해야 한다. 도 8 은, 다중 입력 시스템의 각각의 안테나 또는 각각의 입력에 대해 상이한 스크램블링 코드를 발생시킬 수 있는 방법 중 하나를 도시한다.
도 8 에서는, 단일한 의사랜덤 2 진 코드 발생기 (231) 가 이용된다. BPSK 변조 방식을 이용한 변조 이후, 랜덤 코드는 다중 입력 시스템의 입력 각각에 대한 코드를 발생시키기 위해 지연된다. 도 8 의 예에서, M 개의 지연 소자 (D; 233) 는, 의사랜덤 2 진 코드 발생기 (231) 에 의해 발생된 의사랜덤 수의 시퀀스에 대해 BPSK 변조를 수행하는 BPSK 변조기 (232) 의 출력에 직렬 접속된다. 지연이 제로가 아니면, 결과로 얻어진 스크램블링 코드는 안테나 각각 또는 소스 각각에 고유하다. 이 예에서 발생된 단순한 코드는 조건
Figure 112009004557879-PCT00022
을 만족시킨다. 발생된 코드는, 각각의 지연 소자 (233) 에 제공된 카피어 (123) 에 의해 NSC 개의 서브캐리어로 카피되고, 그 후, 각각의 서브캐리어에 맵핑된 인터리빙된 데이터 심볼로 승산된다.
다음으로, 수신기를 설명한다. 이 예시적인 실시형태에서는, 송신기의 입력 (안테나) 번호 "1" 에 대응하는 태그가 이용되어, 입력 (안테나) 번호 "1" 을 통해 송신된 신호를 수신기에서 취득한다. 도 9 는, N 개의 송신 안테나를 이용하여 송신된 N 개의 소스를 분리하기 위해 M 개의 수신 안테나를 갖는 수신기의 예를 도시한다. 여기서, N≥M 으로 가정된다.
도시된 수신기는: 각각의 수신 안테나 (103) 에 제공되는 전처리기 (241); M 개의 전처리기 (241) 로부터 신호를 각각 수신하는 N 개의 역방향 태깅 유닛 (242); N 개의 역방향 태깅 유닛 (242) 으로부터의 신호에 대한 MIMO 신호 프로세싱을 수행하는 MIMO 신호 프로세서 (243); MIMO 신호 프로세서 (243) 로부터의 M 개의 병렬 출력의 세트 각각에 제공되며, 그 대응하는 병렬 출력을 직렬 신호를 변환하는 P/S 변환기 (244); 각각의 P/S 변환기 (244) 의 출력을 병렬로 수신하여 이 출력을 직렬 데이터로 변환하는 P/S 변환기 (245); 및 P/S 변환기 (245) 의 출력에 제공되며 채널 디코딩 및 복조를 수행하는 채널 복조기 (246) 를 포함한다. N 개의 역방향 태깅 유닛 (242) 은 각각 N 개의 송신 안테나에 대응한다. 전처리기 (241) 는, 수신 안테나에서 수신된 수신 신호에 대해, 증폭, 복조, 아날로그-디 지털 변환, OFDM 프레임 동기화, 다운 샘플링, 주기적 프리픽스의 제거, 고속 푸리에 변환 (FFT) 과 같은 프로세싱을 수행한다. P/S 변환기 (244) 에는 디인터리빙 행렬이 제공될 수도 있고, 또는 제공되지 않을 수도 있다. P/S 변환기 (245) 는 안테나로부터의 데이터의 디맵핑을 수행한다.
l 번째 송신 안테나에 대응하는 역방향 태깅 유닛 (242) 은, 송신기에서 l 번째 송신 안테나와 연관되어 수행된 태깅의 역에 대응하는 프로세스를 수행하도록 구성된다. 이 역방향 태깅 유닛은: l 번째 송신 안테나에 이용된 스크램블링 코드와 동일한 스크램블링 코드 Cl(k) 를 발생시키는 코드 발생기 (251); 각각의 전처리기 (241) 로부터의 신호에 스크램블링 코드 Cl(k) 를 승산하여 디스크램블링을 수행하는 승산기 (252); 승산기 (252) 에 의해 디스크램블링된 신호를 디인터리빙하는 디인터리버 (253); 및 디인터리빙된 신호를 필터링하는 역방향 필터 (254) 를 포함한다. 승산기 (252) 는 디스크램플러로 기능한다.
이 예에서, 안테나 번호 "1" 을 이용하여 송신된 신호를 주목하면, 각각의 수신 안테나로부터의 각각의 신호는 스크램블링 코드 C1(k) 를 이용하여 디스크램블링될 것이다. 이것은, 디인터리버 (253) 및 역방향 필터 (254) 에 의한 프로세싱에 선행한다. 이 경우, 역방향 필터 (254) 및 디인터리버 (253) 는 안테나 번호 "1" 에 연관된 태그의 필터 (211) 및 인터리버 (212) 에 각각 대응한다. 즉, 디인터리버 (253) 는, 인터리버 (212) 에 의해 수행된 연산 Π1 의 역 연산 Π 1 -1 을 수행한다. 역방향 필터 (254) 는 필터 (211) 의 역방향 필터 특성을 갖는다.
그 후, 필터링 이후, 원래의 송신된 신호의 특성에 기초하여 신호를 분리하는 적응형 알고리즘이 MIMO 신호 프로세서 (243) 에서 역방향 필터 (254) 로부터의 신호에 적용된다. 일 예로, 원래의 신호가 QPSK 신호이면, 주지된 일정 계수 알고리즘 [B12]-[B15] 중 임의의 하나가 적용되어, 안테나 #1 로부터 송신된 신호만을 취득할 수 있다. 그 후, 도 3 에 도시된 종래기술의 수신기와 마찬가지로, P/S 변환기 (244, 245) 및 채널 디코더 (246) 를 통해 신호가 출력된다.
이 통신 시스템에서의 동작을 상세히 설명한다.
예시의 목적으로, 2 개의 송신 (Tx) 안테나가 존재하며, 직렬-병렬 변환에 의한 데이터의 안테나 및 서브캐리어로의 맵핑 이후, 신호는, 태깅 이전의 원래의 특성이 일정 계수 특성인 QPSK 신호인 것으로 가정한다. 일정 계수는, 랜덤으로 가정될 수 있는 심볼과 무관하게 절대값이 일정한 신호를 지칭한다. 도 10 은 각각의 송신 안테나에 대한 서브캐리어의 직렬-병렬 데이터 맵핑 이후 송신기에서의 신호에 대한 콘스텔레이션 도면을 도시한다. 콘스텔레이션 도면은, 동위상 성분 (I) 에 대해 수평축을 취하고 직교위상 성분 (Q) 에 대해 수직축을 취한 평면에 신호점들이 배치되는 것을 도시한 도면이다.
전술한 바와 같이, 2 개의 송신 안테나 각각에 대한 태그는 필터, 인터리버 및 스크램블링 코드로 이루어진다. 따라서, 고유 태그는 오직 스크램블링 코드 를 변경함으로써 생성될 수 있다. 이 경우, 스크램블링 코드는 BPSK 변조 신호이다. 예시의 목적으로, 2 개의 태그,
Figure 112009004557879-PCT00023
및
Figure 112009004557879-PCT00024
가 이용되는 것으로 가정한다. 이 태그 Tag1 및 Tag2 는 각각 안테나 번호 "1" 및 안테나 번호 "2", 즉, 송신 안테나 #1 및 송신 안테나 #2 에 대응한다. 이 예에서,
Figure 112009004557879-PCT00025
는,
Figure 112009004557879-PCT00026
(10)
로서 정의되는 전역통과 필터이다.
도 11 은 고유 태그로 이루어진 동일한 필터를 이용한 필터링 이후 2 개의 QPSK 신호의 콘스텔레이션 도면을 도시한다. 도면에 신호점들이 산재하여 분포되기 때문에, 필터링이 QPSK 신호의 일정 계수 특성을 파괴함을 알 수 있다.
필터링 이후, 이 예시적인 실시형태에서 필터링된 데이터는 인터리빙된다. 인터리빙은, QPSK 신호가 송신될 서브캐리어 및 심볼만을 변경하기 때문에, 콘스텔레이션 도면에서의 변화는 예상되지 않는다.
도 12 는, BPSK 에 의해 변조된 스크램블링 코드 C1, C2 로 2 개의 인터리빙된 신호를 스크램블링한 후의 콘스텔레이션 도면을 도시한다. 이 예에서, 신호는 확산되지 않고, 그 결과, 공지의 CDMA 역확산 및 신호 탐색 기술을 이용한 신호 분리는 적용될 수 없다.
식 (1) 에 의해 모델링된 수신 신호의 콘스텔레이션 도면이 도 13 에 도시되어 있다. 이 때, 도 13 에 제공된 신호는, 도 14 에서 "o" 및 "x" 로 도시된 2 개의 신호의 합산으로 구성된다. MIMO 채널 또는 MIMO 매체의 특성에 기인하여, 송신 안테나 #1 (또는 송신 안테나 번호 #2) 로부터의 신호는 수신 (Rx) 안테나 모두에서 수신되지만, 부가 방식으로 혼합되지는 않는다. 도 14 는, BPSK 코드 C1 에 의한 디스크램블링 이후, 수신 안테나 각각, 즉, 수신 안테나 #1 및 수신 안테나 #2 로부터의 신호의 콘스텔레이션을 도시한다.
도 15 는 디스크램블링 시점에서 수신된 신호의 콘스텔레이션 도면을 도시한다. 도 13 에서와 같이, 도 15 에 도시된 신호는 도 16 의 "o" 및 "x" 로 도시된 신호의 합산이다.
송신기에서 이용된 필터의 역방향 필터를 이용한 필터링 및 디인터리빙 이후, 도 17 에 도시되어 있는 콘스텔레이션 도면을 갖는 신호가 획득될 수 있다. 이 신호는 도 18 의 "o" 및 "x" 로 도시된 신호로 구성된다. 도 18 로부터, "o" 로 표시되는, 송신 안테나 #1 로부터의 신호만이 일정 계수 신호로 다시 변환됨을 알 수 있다. 한편, 송신 안테나 #2 로부터 송신된 신호는 일정 계수 특성을 갖지 않는다.
이것은, 동일한 필터 및 동일한 인터리버가 이용되는 경우에도 달성될 것이다. 따라서, 소정 수의 안테나에 있어서, 각각의 안테나에 고유한 필터만을 이용할 필요는 없다. 필터는 공유될 수 있어서, 감소된 수의 필터의 세트가 태그 에 이용될 수 있다. 따라서, 한정된 수의 고유 필터가 공유될 수 있기 때문에, 다수의 고유 필터를 이용하기 위해 매우 긴 임펄스 응답을 갖는 필터를 설계할 필요성이 제거된다. 또한, 식 (10) 으로부터, 이러한 종류의 구현에 의한 필터 설계는 임의의 승산기를 요구하지 않을 것임을 알 수 있다. 또한, 스크램블링 코드가 BPSK 변조 신호이기 때문에, 스크램블링 및 디스크램블링 또한 임의의 승산을 포함하지 않을 것이다.
전술한 통신 시스템은: 송신 채널을 통해 신호를 송신하는 송신기; 및 그 신호를 수신하는 수신기를 포함하는 시스템이며, 이 송신기는: 변조된 신호를 필터링하여, 변조된 신호의 진폭 및 위상 특성을 변경하는 필터; 그 필터링된 신호의 출력을 인터리빙하는 인터리버; 및 그 인터리빙된 신호를 스크램블링하는 스크램블러를 포함하고, 수신기는: 수신된 신호를 디스크램블링하는 디스크램블러; 그 디스크램블링된 신호를 디인터리빙하는 디인터리버; 및 그 디인터리빙된 신호를 필터링하는 역방향 필터를 포함한다. 여기서, 인터리버 및 스크램블러는, 필터링된 신호에 대해 인터리빙 프로세스 및/또는 스크램블링 프로세스를 수행하는 프로세싱 수단으로서 기능하는 장치의 일 예이다. 또한, 디스크램블러 및 디인터리버는, 수신된 신호에 대해 디인터리빙 프로세스 및/또는 디스크램블링 프로세스를 수행하는 프로세싱 수단으로서 기능하는 장치의 일 예이다.
다음으로, 또 다른 예시적인 실시형태에 따른 통신 시스템을 설명한다.
도 19 는 통신 시스템에서 송신기의 또 다른 실시예를 도시한다. 도시된 송신기는 N 개의 송신 안테나를 갖는 기지국 송신기이다. 한편, 수신기는 M 개 의 수신 안테나를 가지며, 여기서 N≥M 이다. 이 송신기는 도 5 에 도시된 송신기와 유사하지만, 입력 2 진 신호의 채널 코딩 및 S/P 변환기 (201, 202) 에 의한 직렬-병렬 변환에 대응하는 프로세싱을 수행하는 채널 코더 (261) 가 전술한 S/P 변환기 (201, 202) 대신에 제공된다는 점, 및 태깅 유닛 (203) 과 N 개의 IFFT 유닛 (204) 사이에 행렬 합성기 (262) 가 배치된다는 점에서, 도 5 에 도시된 송신기와는 상이하다. 주기적 프리픽스의 부가, 업 샘플링, 대역 통과 필터에 의한 필터링 등을 수행하는 송신 프로세서 (263) 가 각각의 IFFT 유닛 (204) 의 출력에 배열된다.
송신기에서, 송신될 신호는 변조되기 전에 채널 코더 (261) 에서 채널 코딩된다. 채널 코딩은 임의의 타입의 순방향 에러 정정 기술, 반복 또는 확산에 의한 코딩, 및 필요하다면 인터리버를 포함할 것이다. 변조의 경우, 송신될 신호는, QPSK, X-QAM (quadrature amplitude modulation), X-QPSK (여기서 "X" 는 정수임) 와 같은 일정 계수 신호이다. X 가 4 보다 큰 정수인 경우, 이 신호는 더 고차 레벨의 변조 신호로 고려될 것이다. 통상적인 X 의 예는 16-QAM 의 경우의 "16" 이다. 변조 이후, 신호는, 전술한 바와 같이, N 개의 송신 안테나 및 서브캐리어에 맵핑된다. 맵핑을 변조와 결합하는 것, 또는 맵핑 이후 변조를 수행하는 것이 가능함을 유의해야 한다.
다음으로, 안테나에 할당된 각각의 신호 스트림이 태깅 유닛 (203) 에서 필터링에 의해 프로세싱되고, 그 후, 인터리빙 프로세스 및/또는 스크램블링 프로세스가 후속한다. 또한, 신호를 필터링한 다음, 인터리빙 이전에 스크램블링 코 드를 이용하여 이를 스크램블링할 수 있다. IFFT (고속 푸리에 역변환) 연산 이전에, 행렬 합성기 (262) 에 의해 입력 신호에 행렬을 승산함으로써 신호들을 하나의 방식 또는 다른 방식으로 합성할 수 있다. 도 19 에 도시된 예에서, 행렬 합성기 (262) 에서는, 하나의 안테나의 소정의 서브캐리어로부터의 신호가 다른 나머지 안테나들의 소정의 서브캐리어로부터의 신호와 합성된다. 일반적으로, 합성은, 채널 특성에 관련된 행렬 GC 를 이용하는 것을 포함할 것이다. 일 예로, 태깅 이후, 안테나 1 의 서브캐리어 c1 (여기서, c1 ∈ 0,..., NSC-1 이고, NSC 는 서브캐리어의 수에 대응함) 에 할당된 신호는 안테나 j 의 서브캐리어 cj (여기서, cj ∈ 0,..., NSC-1 이고, c1=cj 임) 에 할당된 신호와 합성될 것이며, 여기서, j 는 2,3,...,N-1,N 의 값을 취한다. 수학적으로, 이러한 종류의 합성은,
Figure 112009004557879-PCT00027
(11)
로 표현될 것이며, 여기서 Gc 는 합성 행렬이고,
Figure 112009004557879-PCT00028
는 태깅 이후 서브캐리어에 할당된 신호 벡터이다. 윗첨자 "TAGi" 는 안테나 번호 "i" 가 TAGi 로 태깅된 것을 나타낸다. 도 19 는 이들 신호의 위치를 도시한다. 여기서, 행렬 Gc 가 단위 행렬인 경우, 이 시스템은 혼합 행렬이 존재하지 않는 상황과 동등하여, 즉,
Figure 112009004557879-PCT00029
(12)
이다.
다음으로, 송신기에서의 태그 할당을 설명한다.
예시의 목적으로, 전달 함수가 각각 다음의 식,
Figure 112009004557879-PCT00030
(13)
Figure 112009004557879-PCT00031
(14)
로 주어지는 전역통과 필터들이 이용되는 것으로 가정한다. 이 전역통과 필터들의 역방향 필터의 전달 함수는 각각
Figure 112009004557879-PCT00032
및
Figure 112009004557879-PCT00033
을 확장함으로써 근사된다.
다음으로, 수신기를 설명한다. 수신기에서는, 도 9 에 도시된 수신기와 유사한 수신기가 이용될 수 있다. 이 경우, N 개의 수신 안테나 각각에 의해 수신된 신호는, 주기적 프리픽스를 제거하고 NIFFT-포인트 FFT (고속 푸리에 변환) 를 적용하기 이전에 증폭 및 다운컨버팅된다 (즉, 더 낮은 주파수로의 주파수 변환을 경험한다). 안테나 번호 i 의 송신 안테나, 즉, 송신 안테나 #i 로부터 송신된 신호는 다음과 같이 취득될 것이다:
(a) 송신 안테나 #i 에서 이용된 스크램블링 코드를 이용하여 그 신호를 디스크램블링하고,
(b) 송신 안테나 #i 에서 이용된 인터리버에 대응하는 디인터리버를 이용하여 그 신호를 디인터리빙하고,
(c) 송신 안테나 #i 에 연관된 필터의 역방향 필터를 이용하여 그 신호를 필터링함.
다음으로, 이 예시적인 실시형태의 시스템의 동작을 설명한다.
설명의 목적으로, 안테나 및 서브캐리어로의 직렬-병렬 맵핑 이후, 신호는 QPSK 인 것으로 가정한다. 전술한 바와 같이, 2 개의 송신 안테나 각각에 대한 태그는 필터, 인터리버 및 스크램블링 코드로 구성된다. 필터링 이후, QPSK 신호의 일정 계수 특성은 파괴될 것이다. 다음으로, 필터링된 데이터는 인터리빙되고, 그 후, 스크램블링 코드를 이용하여 스크램블링된다. 선택된 태그에 따라, 스크램블링 코드는 동일할 수도 있고, 또는 동일하지 않을 수도 있다.
수신기에서는, 주기적 프리픽스를 제거한 이후, 수신된 신호에 대해 FFT 연산이 수행된다. 다음으로, 이 신호는 디스크램블링되고, 역방향 필터를 이용하여 필터링된다.
마지막으로, 신호 프로세싱 알고리즘이 적용되어, 비-일정 계수 신호로부터 일정 계수 신호를 분리한다. 전술한 바와 같이, 분리된 신호에는, 종래 기술에서 문제되는 치환이 존재하지 않는다. QPSK 신호에 대해 적용될 수 있는 통상적인 알고리즘은 일정 계수 알고리즘이다.
다음으로, 또 다른 예시적인 실시형태를 설명한다. 전술한 예시적인 실시형태에서는, 단일 송신기에 대해 복수의 송신 안테나가 배치된다. 이 예시적인 실시형태에서는, 단일한 송신 안테나를 각각 갖는 복수의 송신기가 제공되는 경우를 설명한다. 이 예시적인 실시형태는, 단일한 송신 안테나를 각각 갖는 복 수의 송신 단말기가 서비스 영역을 이동하는 이동 통신 시스템의 경우를 고려하여 구성된다. 각각의 송신기는 데이터를 전송하는데 동일한 주파수 대역을 이용한다. 통상적으로 기지국인 수신기에는 복수의 수신 안테나가 설비된다. 도 20 은 이러한 통신 시스템을 도시한다. 설명의 목적으로, 동일한 주파수 대역을 이용하여 송신을 수행하는 2 개의 송신기 (301) 가 도시되어 있다. 이 2 개의 송신기는 각각 사용자 #1 및 사용자 #2 에 대응한다.
각각의 송신기에서는, 2 진 데이터가 채널 코딩, 인터리빙 및 변조된다. 변조 이후, QPSK 신호가 획득되는 것으로 가정한다. 다음으로, 변조된 데이터가 할당된 서브캐리어에 맵핑된다. 각각의 송신기 (301) 는 단일한 송신 안테나를 이용하기 때문에, 안테나 맵핑을 위해 직렬-병렬 변환을 수행할 필요가 없다. 또한, 각각의 송신기 (301) 에, 필터, 및 인터리버 및/또는 스크램블러를 포함하는 상이한 태그가 할당된다. 고유 태그의 정의, 즉, 태그에서의 차이는 이미 설명하였다. 이 예는 사용자 #1 의 경우에 대해 도 20 에 도시되어 있다. 전술한 바와 같이, 서브캐리어가 맵핑 이후, 신호가 필터링되고, 인터리빙 및/또는 스크램블링된다.
수신기 (302), 즉, 기지국에서는, 주기적 프리픽스를 제거한 이후, 수신된 신호에 대해 FFT 연산이 수행된다. 다음으로, 이 신호는 디스크램블링되고, 역방향 필터를 이용하여 필터링된다. 마지막으로, 신호 프로세싱 알고리즘이 적용되어, 임의의 치환없이 원하는 신호를 취득하기 위해, 비-일정 계수 신호로부터 일정 계수 신호를 분리한다. QPSK 신호에 대해 적용될 수 있는 통상적인 알고 리즘은 일정 계수 알고리즘이다.
도 20 에 도시된 모델의 동작 원리는 기본적으로 도 19 에 도시된 동작 원리와 동일하다. 따라서, 도 19 의 모델에서 설명한 바와 같이, 도 20 에 도시된 모델에서 사용자 각각으로부터 모든 신호를 분리할 수 있다. 이를 달성하기 위해, 각각의 사용자에게는, 필터, 및 인터리버 및/또는 스크램블러를 포함하는 고유 태그가 할당되어야 한다.
다음으로, 또 다른 예시적인 실시형태를 설명한다. 전술한 바와 같이, 도 5 에 도시된 송신기의 태깅 유닛 (203) 에서 인터리버 (212) 및 스크램블러 (213) 의 위치를 반전하는 것이 가능하다. 도 21 은 이러한 송신기를 도시한다. 도 22 는, 도 21 에 도시된 송신기와 결합하여 이용되는 수신기를 도시한다. 도 22 에 도시된 수신기는, 도 9 에 도시된 수신기의 역방향 태깅 유닛 (242) 에서 디스크램블러인 승산기 (252) 와 디인터리버 (253) 의 위치가 반전되는 수신기이다. 통신 시스템은, 도 21 에 도시된 송신기, 도 22 에 도시된 수신기, 및 그 송신기와 수신기 사이의 MIMO 채널에 의해 구성된다. 이 통신 시스템은: 송신 채널을 통해 신호를 송신하는 송신기; 및 신호를 수신하는 수신기를 포함하는 시스템이며, 이 송신기는: 변조된 신호를 필터링하여, 그 변조된 신호의 진폭 및 위상 특성을 변경하는 필터; 그 필터링된 신호의 출력을 스크램블링하는 스크램블러; 및 그 스크램블링된 신호를 인터리빙하는 인터리버를 포함하고, 수신기는: 수신된 신호를 디인터리빙하는 디인터리버; 디인터리빙 이후의 신호를 디스크램블링하는 디스크램블러; 및 그 디스크램블링된 신호를 필터링하는 역방향 필터를 포함한다. 여기서, 스크램블러 및 인터리버는, 필터링된 신호에 대해 인터리빙 프로세스 및/또는 스크램블링 프로세스를 수행하는 프로세싱 수단으로서 기능하는 장치의 예이다. 또한, 디인터리버 및 디스크램블러는, 수신된 신호에 대해 디인터리빙 프로세스 및/또는 디스크램블링 프로세스를 수행하는 프로세싱 수단으로서 기능하는 장치의 예이다.
또한, 도 5 에 도시된 송신기의 태깅 유닛 (203) 으로부터 인터리버 (212) 를 제거할 수 있다. 도 23 은 이러한 송신기를 도시한다. 도 24 는, 도 23 에 도시된 송신기와 결합하여 이용되는 수신기를 도시한다. 도 24 에 도시된 수신기는, 도 9 에 도시된 수신기의 역방향 태깅 유닛 (242) 으로부터 디인터리버 (253) 가 제거된 수신기이다. 통신 시스템은, 도 23 에 도시된 송신기, 도 24 에 도시된 수신기, 및 송신기와 수신기 사이의 MIMO 채널로 구성된다. 이 통신 시스템은: 송신 채널을 통해 신호를 송신하는 송신기; 및 그 신호를 수신하는 수신기를 포함하는 시스템이며, 그 송신기는: 변조된 신호를 필터링하여, 변조된 신호의 진폭 및 위상 특성을 변경하는 필터; 및 그 필터링된 신호의 출력을 스크램블링하는 스크램블러를 포함하고, 수신기는: 수신된 신호를 디스크램블링하는 디스크램블러; 및 그 디스크램블링된 신호를 필터링하는 역방향 필터를 포함한다. 여기서, 스크램블러는, 필터링된 신호에 대한 인터리빙 프로세스 및/또는 스크램블링 프로세스를 수행하는 프로세싱 수단으로서 기능하는 장치의 예이다. 또한, 디스크램블러는, 수신된 신호에 대한 디인터리빙 프로세스 및/또는 디스크램블링 프로세스를 수행하는 프로세싱 수단으로서 기능하는 장치의 예이다.
또한, 도 5 에 도시된 송신기의 태깅 유닛 (203) 으로부터 스크램블러 (213) 을 제거할 수 있다. 도 25 는 이러한 송신기를 도시한다. 도 26 은 도 25 에 도시된 송신기와 결합하여 이용되는 수신기를 도시한다. 도 26 에 도시된 수신기는, 승산기 (252) 및 스크램블링 코드 발생기 (251) 로 구성된 디스크램블러가, 도 9 에 도시된 수신기의 역방향 태깅 유닛 (242) 으로부터 제거되는 수신기이다. 통신 시스템은, 도 25 에 도시된 송신기, 도 26 에 도시된 수신기, 및 송신기와 수신기 사이의 MIMO 채널에 의해 구성된다. 이 통신 시스템은: 송신 채널을 통해 신호를 송신하는 송신기; 및 그 신호를 수신하는 수신기를 포함하는 시스템이며, 이 송신기는: 변조된 신호를 필터링하여, 변조된 신호의 진폭 및 위상 특성을 변경하는 필터, 그 필터링된 신호를 인터리빙하는 인터리버를 포함하고, 수신기는: 그 수신된 신호를 디인터리빙하는 디인터리버; 및 디인터리빙된 신호를 필터링하는 역방향 필터를 포함한다. 여기서, 인터리버는, 필터링된 신호에 대해 인터리빙 프로세스 및/또는 스크램블링 프로세스를 수행하는 프로세싱 수단으로서 기능하는 장치의 예이다. 또한, 디인터리버는, 수신된 신호에 대해 디인터리빙 프로세스 및/또는 디스크램블링 프로세스를 수행하는 프로세싱 수단으로서 기능하는 장치의 예이다.
전술한 예시적인 실시형태 각각에서, 필터는, 예를 들어, 각각의 사용자 또는 각각의 소스가 동일한 주파수 특성을 갖도록 다수의 사용자 또는 소스에 할당될 수도 있다. 대안적으로, 필터는, 소스의 필터링 이후 신호의 주파수 스펙트럼이 중첩되도록 다수의 사용자 또는 소스에 할당될 수도 있다. 송신기의 필터 는, 예를 들어, 비선형 필터 또는 선형 필터이다. 예를 들어, 선형 필터로서 전역통과 필터가 이용될 수 있다.
전술한 예시적인 실시형태 각각을 적용함으로써, 태그의 일부로서 필터를 이용하는 시스템의 레이턴시를 감소시킬 수 있다. 전술한 통신 시스템의 채택은 트랜시버의 복잡성을 감소시키고, 그 결과, 트랜시버의 전반적 비용을 감소시킬 수 있다.
전술한 본 발명은, 주파수 선택적이 아닌 채널 및 다수의 송신 안테나를 갖는 시스템에 적용될 수 있다. 이러한 시스템은 다수의 안테나 및 OFDM 방식에 의해 구현될 수 있다. 다른 블라인드 신호 분리 기술에서와 같이, 본 발명은, 트레이닝 신호를 송신하지 않으면서 신호 분리를 수행할 수 있는 방법을 제안한다.
또한, 본 발명은, 다수의 송신기가 동일한 대역폭을 공유하고, 하나의 수신기가 신호를 분리하기 위해 다수의 수신 안테나를 이용하는 시스템에 적용될 수 있다.
본 발명에 따르면, 필터와, 인터리버 및/또는 스크램블링 코드와의 조합이, 예를 들어, 각각의 송신 안테나 또는 각각의 송신 소스에 할당되는 고유 필터로서 이용되기 때문에, 태깅 필터의 차수가 증가하는 것을 방지할 수 있고, 또한, 전역통과 필터의 이용에 기인한 지연이 증가하는 것을 방지할 수 있다.
다수의 사용자가 주파수 채널, 시간 채널 또는 확산 코드 채널 (CDMA) 일 수도 있는 동일한 채널을 공유하는 이동 무선 통신 분야에 본 발명에 기초한 기술을 적용할 수 있다. 더 상세하게는, 임의의 트레이닝 신호를 이용하지 않으면서 다른 네트워크로부터의 간섭이 최소화 또는 제거될 수 있는 무선 네트워크에 적용할 수 있다.
본 발명의 이용을 발견할 수 있는 또 다른 영역은, 다수의 센서 또는 헤드를 갖는 자기 또는 광학 기록 매체 상의 기록에서이다. 이러한 애플리케이션에서는, 임의의 치환없이 모든 병렬 트랙의 데이터를 블라인드 취득할 수 있다.
또한, 단일 입력 단일 출력 (SISO) 시스템에 본 발명을 적용할 수 있다. 이러한 시스템은 블라인드 적응형 등화기를 갖는 단순한 QPSK 기반 송신기 및 수신기일 수 있다. 이러한 종류의 애플리케이션에서, 실수부 채널 및 허수부 채널은, 2 포트 송신기 및 2 포트 수신기를 생성하는 채널로서 고려될 수 있다. 본 발명에 제공된 개념을 적용하면, 실수 신호 성분은 항상 실수부 상에서 취득되고, 허수부 신호 성분은 항상 허수부 채널 상에서 취득될 것이다.

Claims (28)

  1. 송신 채널을 통해 신호를 송신하는 송신기; 및 상기 신호를 수신하는 수신기를 포함하며,
    상기 송신기는, 변조된 신호를 필터링하여, 상기 변조된 신호의 진폭 및 위상 특성을 변경하는 필터; 및 상기 필터링된 신호에 대해 인터리빙 프로세스 및/또는 스크램블링 프로세스를 수행하는 제 1 프로세싱 수단을 포함하고,
    상기 수신기는, 수신된 신호에 대해 디인터리빙 프로세스 및/또는 디스크램블링 프로세스를 수행하는 제 2 프로세싱 수단; 및 상기 제 2 프로세싱 수단으로부터 공급된 신호를 필터링하는 역방향 필터를 포함하는, 통신 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 프로세싱 수단은, 상기 필터링된 신호의 출력을 인터리빙하는 인터리버; 및 상기 인터리빙된 신호를 스크램블링하는 스크램블러를 포함하고,
    상기 제 2 프로세싱 수단은, 상기 수신된 신호를 디스크램블링하는 디스크램블러; 및 상기 디스크램블링된 신호를 디인터리빙하는 디인터리버를 포함하고,
    상기 역방향 필터는 상기 디인터리빙된 신호를 필터링하는, 통신 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 프로세싱 수단은, 상기 필터링된 신호의 출력을 스크램블링하는 스크램블러; 및 상기 스크램블링된 신호를 인터리빙하는 인터리버를 포함하고,
    상기 제 2 프로세싱 수단은, 상기 수신된 신호를 디인터리빙하는 디인터리버; 및 상기 디인터리빙된 이후의 신호를 디스크램블링하는 디스크램블러를 포함하고,
    상기 역방향 필터는 상기 디스크램블링된 신호를 필터링하는, 통신 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 프로세싱 수단은, 상기 필터링된 신호의 출력을 스크램블링하는 스크램블러를 포함하고,
    상기 제 2 프로세싱 수단은, 상기 수신된 신호를 디스크램블링하는 디스크램블러를 포함하고,
    상기 역방향 필터는 상기 디스크램블링된 신호를 필터링하는, 통신 시스템.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 프로세싱 수단은, 상기 필터링된 신호를 인터리빙하는 인터리버를 포함하고,
    상기 제 2 프로세싱 수단은, 상기 수신된 신호를 디인터리빙하는 디인터리버를 포함하고,
    상기 역방향 필터는 상기 디인터리빙된 신호를 필터링하는, 통신 시스템.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 필터에는 복수의 사용자 또는 소스가 할당되고, 상기 복수의 사용자 또는 소스 각각에 할당된 필터 모두는 동일한 주파수 특성을 갖는, 통신 시스템.
  7. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 필터에는 복수의 사용자 또는 소스가 할당되고, 상기 복수의 사용자 또는 소스 각각에 할당된 필터 모두의 주파수 스펙트럼은 서로 중첩되는, 통신 시스템.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 송신기 내의 필터는 비선형 필터인, 통신 시스템.
  9. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 송신기 내의 필터는 선형 필터인, 통신 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 선형 필터는 전역통과 (allpass) 필터인, 통신 시스템.
  11. 송신 채널을 통해 신호를 송신하는 송신기로서,
    변조된 신호를 필터링하여, 상기 변조된 신호의 진폭 및 위상 특성을 변경하 는 필터; 및
    상기 필터링된 신호에 대해 인터리빙 프로세스 및/또는 스크램블링 프로세스를 수행하는 프로세싱 수단을 포함하는, 송신기.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 프로세싱 수단은, 상기 필터링된 신호의 출력을 인터리빙하는 인터리버; 및 상기 인터리빙된 신호를 스크램블링하는 스크램블러를 포함하는, 송신기.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 프로세싱 수단은, 상기 필터링된 신호의 출력을 스크램블링하는 스크램블러; 및 상기 스크램블링된 신호를 인터리빙하는 인터리버를 포함하는, 송신기.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 프로세싱 수단은, 상기 필터링된 신호의 출력을 스크램블링하는 스크램블러를 포함하는, 송신기.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 프로세싱 수단은, 상기 필터링된 신호를 인터리빙하는 인터리버를 포함하는, 송신기.
  16. 제 11 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 필터에는 복수의 사용자 또는 소스가 할당되고, 상기 복수의 사용자 또는 소스 각각에 할당된 필터 모두는 동일한 주파수 특성을 갖는, 송신기.
  17. 제 11 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 필터에는 복수의 사용자 또는 소스가 할당되고, 상기 복수의 사용자 또는 소스 각각에 할당된 필터 모두의 주파수 스펙트럼은 서로 중첩되는, 송신기.
  18. 제 11 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 필터는 비선형 필터인, 송신기.
  19. 제 11 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 필터는 선형 필터인, 송신기.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 선형 필터는 전역통과 필터인, 송신기.
  21. 신호를 수신하는 수신기로서,
    수신된 신호에 대해 디인터리빙 프로세스 및/또는 디스크램블링 프로세스를 수행하는 프로세싱 수단; 및
    상기 프로세싱 수단으로부터 공급된 신호를 필터링하는 역방향 필터를 포함하는, 수신기.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 프로세싱 수단은, 상기 수신된 신호를 디스크램블링하는 디스크램블러; 및 상기 디스크램블링된 신호를 디인터리빙하는 디인터리버를 포함하고,
    상기 역방향 필터는 상기 디인터리빙된 신호를 필터링하는, 수신기.
  23. 제 21 항에 있어서,
    상기 프로세싱 수단은, 상기 수신된 신호를 디인터리빙하는 디인터리버; 및 상기 디인터리빙 이후의 신호를 디스크램블링하는 디스크램블러를 포함하고,
    상기 역방향 필터는 상기 디스크램블링된 신호를 필터링하는, 수신기.
  24. 제 21 항에 있어서,
    상기 프로세싱 수단은, 상기 수신된 신호를 디스크램블링하는 디스크램블러를 포함하고,
    상기 역방향 필터는 상기 디스크램블링된 신호를 필터링하는, 수신기.
  25. 제 21 항에 있어서,
    상기 프로세싱 수단은, 상기 수신된 신호를 디인터리빙하는 디인터리버를 포 함하고,
    상기 역방향 필터는 상기 디인터리빙된 신호를 필터링하는, 수신기.
  26. 신호를 송신하는 송신기 및 상기 신호를 수신하는 수신기를 포함하는 시스템에서의 다중 접속 방법으로서,
    각각의 송신기에 고유하게 태그를 할당하는 단계로서, 상기 태그는, 필터와 인터리버 및/또는 스크램블링 코드와의 조합을 포함하고, 풀 또는 세트로부터 취득되는, 상기 태그를 할당하는 단계;
    상기 태그를 이용하여, 각각의 송신기 또는 소스의 신호를 프로세싱하는 단계; 및
    다수의 수신 안테나 또는 수신 센서를 갖는 수신기에서, 동일한 태그를 갖는 송신기로부터의 신호들만이 재발생되도록, 역방향 필터 및 디인터리버 및/또는 디스크램블러를 이용하고 상기 송신기의 고유 태그에 기초하여, 각각의 송신 소스 또는 각각의 송신 안테나로부터의 신호를 디코딩하는 단계를 포함하는, 다중 접속 방법.
  27. OFDM 방식에 따른 통신 시스템으로서,
    제 12 항, 제 13 항 또는 제 15 항 중 어느 한 항에 기재된 송신기를 포함하며,
    상기 인터리버는, 행이 서브캐리어 인덱스에 대응하고 열이 OFDM 심볼 번호 에 대응하는 데이터의 2 차원 블록을 인터리빙하도록 구성되고, 각각의 행에 대해 상기 행 내의 데이터가 치환되는 인터리빙을 수행하는, 통신 시스템.
  28. OFDM 방식에 따른 통신 시스템으로서,
    제 12 항, 제 13 항 또는 제 15 항 중 어느 한 항에 기재된 송신기를 포함하며,
    상기 인터리버는, 행이 서브캐리어 인덱스에 대응하고 열이 OFDM 심볼 번호에 대응하는 데이터의 2 차원 블록을 인터리빙하도록 구성되고, 각각의 행에 대해 상기 행 내의 데이터가 치환되고 행의 순서가 치환되는 인터리빙을 수행하는, 통신 시스템.
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