KR20080084126A - 마이크로스트립 전송선로 구조 및 이를 이용한 비대칭윌킨슨 전력 분배기 - Google Patents

마이크로스트립 전송선로 구조 및 이를 이용한 비대칭윌킨슨 전력 분배기 Download PDF

Info

Publication number
KR20080084126A
KR20080084126A KR1020070025366A KR20070025366A KR20080084126A KR 20080084126 A KR20080084126 A KR 20080084126A KR 1020070025366 A KR1020070025366 A KR 1020070025366A KR 20070025366 A KR20070025366 A KR 20070025366A KR 20080084126 A KR20080084126 A KR 20080084126A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
transmission line
microstrip transmission
dielectric layer
power divider
variable capacitance
Prior art date
Application number
KR1020070025366A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100863392B1 (ko
Inventor
임종식
안달
Original Assignee
순천향대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 순천향대학교 산학협력단 filed Critical 순천향대학교 산학협력단
Priority to KR1020070025366A priority Critical patent/KR100863392B1/ko
Publication of KR20080084126A publication Critical patent/KR20080084126A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100863392B1 publication Critical patent/KR100863392B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
    • H01P3/08—Microstrips; Strip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/04—Coupling devices of the waveguide type with variable factor of coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
    • H01P3/026—Coplanar striplines [CPS]
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port

Landscapes

  • Waveguides (AREA)

Abstract

본 발명은 마이크로스트립(microstrip) 전송선로 구조 및 이를 이용한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기(unequal Wilkinson power divider)를 개시한다. 이에 의하면, 마이크로스트립 전송선로 아래의 접지층에 결함 접지 구조(defected ground structure: DGS)를 형성하고, 결함 접지 구조(DGS) 내에 아일랜드 패턴(island pattern)을 형성하고, 접지층과 아일랜드 패턴 사이에 가변 커패시턴스 수단을 설치함으로써 출력단자에서의 전력 분배 비율을 가변시킬 수가 있다
결함 접지 구조, 전송선로, 비대칭 전력 분배기, 윌킨슨 전력 분배기, 비대칭 윌킨슨 전력 분배기, 가변 분배 비율

Description

마이크로스트립 전송선로 구조 및 이를 이용한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기{Microstrip Transmission Line Structure And Unequal Wilkinson Power Dividers Using The Same}
도 1a 및 도 1b는 표준형 마이크로스트립(microstrip) 전송선로 구조의 상면 사시도 및 저면 사시도이다.
도 2는 종래의 결함 접지 구조(defected ground structure: DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로 구조의 저면 사시도이다.
도 3은 종래의 또 다른 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로 구조의 저면 사시도이다.
도 4a 내지 도 4c는 종래의 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로 구조의 제조방법을 나타낸 공정 순서도이다.
도 5는 도 2의 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로 구조의 에스-파라메터(S-parameter) 특성을 시뮬레이션한 결과를 나타낸 그래프이다.
도 6은 도 2에 도시된 바와 같이 실제로 제작된 결함 접지 구조(DGS) 마이크로스트립 전송선로 구조에 대하여 에스-파라메터 특성을 측정한 결과를 나타낸 그래프이다.
도 7은 일반적인 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 이론적인 회로도이다.
도 8은 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 실제적인 회로도이다.
도 9는 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 각 회로소자의 값을 N=1에서부터 N=6까지 증가함에 따라 나타낸 표이다.
도 10은 종래의 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃(layout)이다. 도 11은 종래의 또 다른 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃이다. 도 12는 본 발명에 의한 마이크로스트립 전송선로 구조를 나타낸 저면 사시도이다.
도 13은 도 12의 마이크로스트립 전송선로 구조를 채택한 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃이다.
도 14, 도 15 및 도 16은 각각 본 발명에 의한 또 다른 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃이다.
도 17a 및 도 17b는 도 13에 도시된 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃을 활용하여 실제로 제작한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기를 나타낸 평면도 및 저면도이다.
도 18은 도 14에 도시된 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃을 활용하여 실제로 제작한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기를 나타낸 저면도이다.
도 19는 도 15에 도시된 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃을 활용하여 실제로 제작한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기를 나타낸 저면도이다.
도 20은 도 16에 도시된 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃을 활용하여 실제로 제작한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기를 나타낸 저면도이다.
도 21a, 도 21b 및 도 21c는 각각 본 발명에 적용된 고정형 1:6 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 특성을, 회로 시뮬레이터로 시뮬레이션한 그래프, 전자기적 시뮬레이터로 시뮬레이션한 그래프 및 실제 측정한 그래프이다.
도 22는 본 발명에 의한 가변형 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에 다이오드가 2개 설치된 경우에 대하여 직류 바이어스 전압이 0V일 때의 특성을 실제 측정한 그래프이다.
도 23은 본 발명에 의한 가변형 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에 다이오드가 2개 설치된 경우에 대하여 직류 바이어스 전압에 따른 비대칭 분배 비율의 변화를 실제 측정한 그래프이다.
도 24는 본 발명에 의한 가변형 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에 다이오드가 4개 설치된 경우에 대하여 직류 바이어스 전압이 0V일 때의 특성을 실제 측정한 그래프이다.
도 25는 본 발명에 의한 가변형 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에 다이오드가 4개 설치된 경우에 대하여 직류 바이어스 전압에 따른 비대칭 분배 비율의 변화를 실제 측정한 그래프이다.
본 발명은 마이크로스트립 전송선로 구조(microstrip transmission line structure) 및 이를 이용한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기(unequal Wilkinson power divider)에 관한 것으로, 출력단자에서의 전력 분배 비율을 가변시킬 수 있도록 한 마이크로스트립 전송선로 구조 및 이를 이용한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에 관한 것이다.
일반적으로, 초고주파용 마이크로스트립 전송선로의 특성 임피던스(Zo)를 구현할 수 있는 한계값은, 기판의 두께에 따라 다르지만, 100~120Ω 정도이다. 이 값은, 표준적이고 이론적인 구조에 의한 전송선로의 특성 임피던스를 구현 가능한 한계값으로서, 양산성 및 양산에 따른 신뢰성이 확보될 수 있는 값이다(K.C. Gupta, et al., Microstrip Lines and Slotlines, 2nd edition, pp. 430 ~ 432, Artech House, Boston, 1996. 참조).
그런데 윌킨슨 전력 분배기에 있어서, 1:1의 대칭 분배(equal division)일 경우에는 전송선로의 임피던스 값이 구현 가능한 범위 내에 있으므로 상기 임피던스 값의 구현 가능성에 특별한 문제점이 없다.
그러나 1:N(N>1, N은 실수)의 비대칭 분배일 경우에는 N의 값이 커질수록 전송선로의 임피던스 특성이 매우 높아져야 하므로 상기 임피던스 특성의 구현 가능성에 문제점이 발생하게 된다.
예를 들어서, 윌킨슨 전력 분배기에 있어서, N=2의 비대칭만 되더라도 1:2 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 요구되는 특성 임피던스가 103Ω이 되므로, 기판에 따라서 상기 특성 임피던스의 구현이 매우 어려워지는 문제점이 있다. 만약에 N=3이면, 1:3 비대칭 윌킨슨 전력 분배기가 132Ω의 특성 임피던스를 필요로 하기 때 문에 상기 특성 임피던스의 구현하기가 더욱 어려워진다. 더욱이 N>3인 경우, 즉 N=4,5,6,.과 같은 고비율 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에서는, 상기 표준형 마이크로스트립 전송선로 구조로써 상기 고비율 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 특성 임피던스를 현실적으로 신뢰성 있게 구현할 수 없는 것으로 알려져 있다. 왜냐 하면, 150Ω 이상의 특성 임피던스를 구현하려면 마이크로스트립 전송선로를 극히 좁은 선폭으로 형성하여야 하는데, 상기 전송선로의 선폭이 구현 한계를 초과하여 상기 전송선로의 선폭 오차가 매우 커지므로 신뢰성 있는 구현 및 양산(量産)이 불가능하였기 때문이다.
이러한 문제점을 해결하기 위한 방안의 하나로서, 마이크로스트립 전송선로의 신호선 아래에 위치한 접지층에 사각형의 결함 접지 구조(defected ground structure: DGS)를 1개 이상 형성함으로써 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 특성 임피던스를 207Ω까지 증가시키고, 이를 이용하여 1:6까지의 비대칭 분배 비율을 갖는 윌킨슨 전력 분배기를 제작하는 방법이 대한민국 공개특허 10-2003-0069140에 개시되어 있다.
도 1a 및 도 1b는 표준형 마이크로스트립 전송선로 구조를 나타낸 상면 사시도 및 저면 사시도이다.
도 1a 및 도 1b를 참조하면, 표준형 마이크로스트립 전송선로 구조는 일반적인 평면형 인쇄회로기판(printed circuit board: PCB)용 유전체층(1)을 구비한다. 또한, 유전체층(1)의 제1면 즉 상면에 마이크로스트립 전송선로의 신호선 패턴(4)이 일정한 선폭으로 연장하여 형성되고, 유전체층(1)의 제2면 즉 하면의 전체에 제 2 도전층(5)의 접지층이 형성되어 있다.
여기서, 유전체 기판의 일 예로서, 본 발명에서는 유전체층(1)의 비유전율(εr)이 2.2이고, 유전체층(1)의 두께(H)가 0.79mm이며, 제1 도전체층의 신호선 패턴(4)과 제2 도전체층(5)의 두께(T)가 0.036mm인 기판이 사용된다. 한편, 공기의 비유전율(εr)이 1이고, 기타 물질의 비유전율(εr)은 1보다 크다.
도 2는 종래의 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로 구조의 저면 사시도이다.
도 2를 참조하면, 종래의 마이크로스트립 전송선로 구조는 상기 유전체층(1)의 제2면 즉 하면에 결함 접지 구조(DGS)(6)를 가진 제2 도전층(5)이 형성된 것을 제외하면 도 1의 구조와 동일하다.
여기서, 상기 결함 접지 구조(DGS)(6)는 1개의 단순한 사각형 홈으로서, 신호선 패턴(4)과 동일 수직선 상에 위치한다. 상기 결함 접지 구조(DGS)(6)의 가로와 세로의 치수가 각각 W1, W2이다. 물론, 상기 결함 접지 구조(DGS)(6)는 도면에 도시하지 않았으나, 신호선 패턴(4)과 동일 수직선 상에 위치하지 않아도 좋다.
한편, 접지층에 결함 접지 구조(DGS)가 형성된 마이크로스트립 전송선로는 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로이고, 접지층에 결함 접지 구조(DGS)가 형성되지 않은 마이크로스트립 전송선로는 표준형 마이크로스트립 전송선로이다.
도 3은 종래의 또 다른 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선 로 구조의 저면 사시도이다.
도 3을 참조하면, 종래의 또 다른 마이크로스트립 전송선로 구조는 결함 접지 구조(6a)가 복수개인 것을 제외하면 도 2의 마이크로스트립 전송선로 구조와 동일하다.
여기서, 결함 접지 구조(DGS)(6a)는 복수개, 예를 들어 3개의 사각형 패턴으로서, 가로 및 세로 치수가 각각 W11, W2이다. 인접한 결함 접지 구조(DGS)(6a)는 간격(G)을 두고 이격하여 배치된다.
한편, 각각의 결함 접지 구조(DGS)(6a)는 가로 및 세로 치수가 동일한 것으로 도시되어 있으나, 각각의 결함 접지 구조(DGS)(6a)의 가로 및 세로 치수가 상이하여도 무방하다. 마찬가지로, 인접한 결함 접지 구조(DGS)(6a) 사이의 간격이 동일한 것으로 도시되어 있으나, 인접한 결함 접지 구조(DGS)(6a) 사이의 간격이 상이하여도 무방하다.
도 4a 내지 도 4d는 종래의 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로 구조의 제조방법을 나타낸 공정 순서도이다.
도 4a를 참조하면, 먼저, 유전체 기판, 예를 들어 일반적인 평면형 인쇄회로기판(printed circuit board: PCB)을 준비한다. 상기 인쇄회로기판은 유전체층(1)을 구비한다. 또한, 유전체층(1)의 제1면 즉 상면에 마이크로스트립 전송선로를 위한 제1 도전체층(3)이 넓게 분포되어 있고, 유전체층(1)의 제2면 즉 하면에 접지층을 위한 제2 도전체층(5)이 제1 도전층(3)과 등간격을 이루며 넓게 분포되어 있다. 여기서, 유전체 기판의 일 예로서, 본 발명에서는 유전체층(1)의 비유전율(εr)이 2.2이고, 유전체층(1)의 두께(H)가 0.79mm이며, 제1 도전체층의 신호선 패턴(4)과 제2 도전체층(5)의 두께(T)가 0.036mm인 기판이 사용된다. 한편, 공기의 비유전율(εr)이 1이고, 기타 물질의 비유전율(εr)은 1보다 크다.
도 4b를 참조하면, 이어, 예를 들어 사진식각공정 등을 이용하여 제1 도전층(3)의 일부분, 즉 마이크로스트립 전송선로를 위한 부분만을 남기고 불필요한 부분의 제1 도전층(3)을 제거함으로써 상기 유전체층(1)의 상면 상에 일정한 선폭(Wm)의 마이크로스트립 전송선로의 신호선 패턴(4)을 형성한다. 이때, 상기 마이크로스트립 전송선로가 특정한 값의 특성 임피던스를 갖도록 상기 선폭(Wm)을 결정하는 것이 바람직하다. 가령, 유전체층(1)의 비유전율(εr), 유전체층(1)의 두께(H), 제1, 2 도전층(3),(5)의 두께(T)가 임의의 값으로 결정되었을 때, 특정한 값의 선폭(Wm)을 가진 신호선 패턴(4)의 특성 임피던스는 당 기술 분야에서 공지된 수식에 의해 결정될 수 있다. 설명의 편의상, 설명의 단순함을 위하여 이에 대한 상세한 설명을 생략하기로 한다.
도 4c를 참조하면, 이후, 예를 들어 사진식각공정 등을 이용하여 제2 도전층(5)의 일부분, 즉 결함 접지 구조(DGS)(6)를 위한 부분만을 제거하고 제2 도전층(5)의 나머지 필요한 부분을 모두 남김으로써 상기 결함 접지 구조(DGS)(6)를 통하여 유전체층(1)의 저면을 노출시킨다. 여기서, 상기 결함 접지 구조(DGS)(6)는 1개의 사각형 패턴이며, 신호선 패턴(4)과 동일 수직선 상에 위치한다. 상기 결함 접지 구조(DGS)(6)의 가로와 세로의 치수가 각각 W1, W2이다. 물론, 상기 제2 도전층(5)에 1개의 결함 접지 구조(6)를 형성하는 대신에 도 3에 도시된 바와 같이, 복수개, 예를 들어 3개의 사각형 결함 접지 구조(6a)를 형성하는 것도 가능하다. 또한, 상기 결함 접지 구조(6)는 도면에 도시하지 않았으나, 신호선 패턴(4)과 동일 수직선 상에 위치하지 않아도 좋다.
도 5는 도 2의 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로 구조의 에스-파라메터(S-parameter) 특성을 시뮬레이션한 결과를 나타낸 그래프이다.
도 5를 참조하면, 통상적인 전자기적 해석 도구를 이용하여 도 2의 DGS 마이크로스트립 전송선로 구조에 대하여 시뮬레이션하여 상기 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로의 전기적 전송특성을 대표적인 특성 지표인 에스-변수(s-parameter)로 나타내었다.
여기서, 유전체 기판의 일 예로서, 본 발명에서는 유전체층(1)의 비유전율(εr), 유전체층(1)의 두께(H), 제1, 2 도전층(3),(5)의 두께(T)는 각각 2.2, 0.79mm, 0.036mm인 기판이 사용된다. 또한, 예로서, 신호선 패턴(4)의 선폭(Wm)은 0.4㎜이다. 결함 접지 구조(DGS)(6)의 가로(W1) 및 세로(W2)는 각각 22㎜, 12㎜이다.
상기 결함 접지 구조(DGS)(6)를 가진 마이크로스트립 전송선로가 207Ω의 특성 임피던스를 갖는데, 상기 신호선 패턴(4)의 선폭(Wm) 0.4㎜는, 도 1a 및 도 1b에 도시된 바와 같이 결함 접지 구조(DGS)가 형성되지 않은 표준형 마이크로스트립 전송라인의 특성 임피던스 120Ω에 해당하는 선폭 치수이다.
그러므로, 상기 표준형 마이크로스트립 전송라인 구조에서 207Ω의 특성 임피던스를 구현하려면, 그 신호선 패턴의 선폭을 0.035㎜으로 대폭 축소하여야 한다. 그러나, 상기 0.035㎜의 선폭은, 기존의 초고주파용 하이브리드(hybrid) 인쇄회로기판 제조공정을 이용할 경우, 해당 선폭을 신뢰성 있게 구현하기 어려운 치수일 뿐만 아니라 양산성도 좋지 않은 치수이다.
도 2에 도시된 마이크로스트립 전송선로는 신호의 원활한 흐름을 방해하는 결함 접지 구조(DGS)를 접지층인 제2 도전층(5)에 의도적으로 형성한 것이므로 도 5에 도시된 바와 같이, 설계하고자 하는 중심 주파수 예를 들어, 1.5㎓에서 S11은 전반사에 가까운 특성 즉, 0㏈에 가까운 값을 나타내고, S21도 매우 불량한 전달특성을 나타낸다.
이와 같은 불량한 특성은, 결함 접지 구조(DGS)로 인한 높은 특성 임피던스를 얻기 위하여 의도적으로 유도된 것이다. 즉, 결함 접지 구조(DGS)에 의하여 특성 임피던스가 207Ω의 매우 높은 값으로 증가한다. 이 값은 입력단자(input port)의 표준 특성 임피던스인 50Ω과 매우 심한 부정합(mismatching)을 이루므로 상기한 바와 같은 불량한 전달 특성이 나타난다.
마찬가지로, 통상적인 전자기적 해석 도구를 이용하여 도 3에 도시된 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로 구조에 대하여 시뮬레이션하여 보면, 도면에 도시하지 않았으나, 상기 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로의 전기적 전송특성이 도 5에 도시된 바와 같이 유사하게 나타난다.
도 6은 도 2에 도시된 바와 같이 실제로 제작된, 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로 구조에 대하여 에스-파라메터 특성을 측정한 결과를 나타낸 그래프이다.
도 6을 참조하면, 도 2에 도시된 바와 같은, 207Ω의 특성 임피던스를 갖는, 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로를 실제로 제작한 후 그 전기적 특성인 에스 파라메터를 측정하였다.
도 6의 특성 측정 결과는 도 5에 도시된 바와 같은 전자기적 해석 도구(electromagnetic simulation tool)에 의한 특성과 매우 유사하며, 의도적으로 유도된 열악한 전달 특성(S21)과, 의도적으로 유도된 열악한 반사 계수 특성(S11)의 -1㏈ 정도의 값을 나타낸다. 참고로, 표준형 마이크로스트립 전송선로는, 손실이 거의 없다고 가정하면 S21이 0㏈에 매우 가까운 값이고 S11도 우수한 단자 정합특성을 나타내므로, 최고 -20㏈ 이하의 우수한 특성을 나타낸다.
마찬가지로, 도 3에 도시된 바와 같이 실제로 제작된, 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로의 그 전기적 특성을 측정하여 보면, 도면에 도시하지 않았으나, 상기 결함 접지 구조(DGS)를 가진 마이크로스트립 전송선로의 전기적 특성이 도 6에 도시된 바와 같이 유사하게 나타난다.
도 7은 일반적인 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 이론적인 회로도이고, 도 8은 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 실제적인 회로도로서, 도 7의 이론적인 회로를 실제로 측정 가능하도록 출력단자들을 원하는 특성 임피던스(Z0)로 변환한 실제 적인 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로도이다.
도 7을 참조하면, 일반적인 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는 제1단자(P1)로 입사된 입력신호가 제3단자(P3)와 제2단자(P2)에 1:N의 비율로 분배하여 출력되도록 구성되어 있다. 가장 기본적인 이등분 전력 분배기의 경우, N=1이다.
여기서, Z0는 제1단자(P1)의 특성 임피던스로서, 통상적으로 측정 표준값인 50Ω을 주로 사용한다. Z2는 제1단자(P1)에서 제2단자(P2)로 진행하는 전송선로 경로의 특성 임피던스이고, Z3은 제1단자(P1)에서 제3단자(P3)로 진행하는 전송선로 경로의 특성 임피던스이다. Rint는 제3단자(P3)와 제2단자(P2) 사이의 격리저항(isolation resistor)이고, R2 및 R3은 1:N의 전력 분배를 얻기 위한 제2단자(P2) 및 제3단자(P3)의 단락 임피던스(termination impedance) 값이다.
이와 같이 구성된 이론적인 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에서는 N의 변화에 따라 출력단자의 단락 임피던스(R2),(R3)가 달라진다. 그러나 일반적인 계측기나 회로 및 시스템의 단자 특성 임피던스는 실제 사용이나 측정상의 편리함을 위하여 대부분 Z0=50Ω을 표준값으로 사용하고 있다.
따라서 임의의 값을 갖는 R2, R3을 아래의 수학식1과 수학식2에 의해 Z0=50Ω으로 λ/4 임피던스 변환(impedance transform)시키면, 출력 단자 임피던스가 모두 Z0=50Ω이 되는 실제적인 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는 도 8에 도시된 바와 같이 설계될 수 있다.
Figure 112007020815670-PAT00001
Figure 112007020815670-PAT00002
여기서, Z4는 R2와 Z0=50Ω 사이의 λ/4 임피던스 변환 값이고, Z5는 R3과 Z0=50Ω 사이의 λ/4 임피던스 변환 값이다.
이와 같은 구조를 가진 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 각 회로소자의 값은 N=1에서부터 N=6까지 증가함에 따라 도 9의 표에 도시된 바와 같이 나타난다. 한편, 상기 제시한 방법으로 N의 값을 6보다 크게 계속 증가시킬 수 있으나, 본 발명에서는 발명의 이해를 돕기 위하여 처음의 고정 비대칭 분배 비율을 6으로 정하기로 한다.
도 10은 종래의 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃(layout)이고, 도 11은 종래의 또 다른 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃이다.
도 10을 참조하면, 종래의 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃에서는 1개의 사각형 패턴(106)과 신호선 패턴(104)이 배치되고, 상기 사각형 패턴(106)과 신호선 패턴(104)이 서로 겹쳐져 있다.
즉, 상기 사각형 패턴(106)은 도 2에 도시된 바와 같이 유전체층(1)의 저면 상의 접지층인 제2 도전층(5)에 1개의 사각형 결함 접지 구조(DGS)(6)를 형성하기 위한 패턴이다. 상기 신호선 패턴(104)은 도 2에 도시된 바와 같이 유전체층(1)의 상면 상에 신호선 패턴(4)을 형성하기 위한 패턴이다. Rint는 격리저항이다.
도 11을 참조하면, 종래의 또 다른 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃에서는 복수개, 예를 들어 3개의 사각형 패턴(116a)과 신호선 패턴(114)이 배치되고, 상기 3개의 사각형 패턴(116a)과 신호선 패턴(114)이 서로 겹쳐져 있다.
즉, 상기 사각형 패턴(116a)은 도 2에 도시된 바와 같이 유전체층(1)의 저면 상의 접지층인 제2 도전층(5)에 3개의 이격된 사각형 결함 접지 구조(DGS)(6a)를 형성하기 위한 패턴이다. 상기 신호선 패턴(114)은 도 2에 도시된 바와 같이 유전체층(1)의 상면 상에 신호선 패턴(4)을 형성하기 위한 패턴이다. Rint는 격리저항이다.
한편, 도 10 및 도 11에 도시된 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 레이아웃은 예를 들어 1:6 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 레이아웃으로서, 1:6 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에 해당한다. 본 발명에서는 주파수의 예를 제시하기 위하여 상기 1:6 비대칭 윌킨슨 전력 분배기 회로의 중심주파수를 1.5㎓로 선택한다. 상기 회로의 각 전송선로의 특성 임피던스가 도 9에 도시된 바와 같이 구현된다.
그러나 종래의 방법을 이용하여 설계 및 제작한, 결함 접지 구조(DGS)를 가진 비대칭 전력 분배기의 경우에는, 특정한 형상과 크기를 가진 결함 접지 구조(DGS)가 고정되면, 상기 결함 접지 구조(DGS)에 의하여 마이크로스트립 전송선로의 특성 임피던스와 비대칭 분배 비율(N)이 증가하지만, 비대칭 분배 비율(N)은 어느 하나의 값으로 고정되어 버리는 문제점이 있다. 즉 N=6을 목표로 하거나 또는 N=5를 목표로 하여 결함 접지 구조(DGS)의 형상과 크기를 결정하고, 목표로 하는 1:N 비대칭 전력 분배기를 제작하면 비대칭 분배 비율(N)을 더 이상 가변시킬 수가 없는 문제점이 있다.
따라서 이미 구현되어 있는, 결함 접지 구조(DGS)를 가진 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에 대하여 비대칭 분배 비율을 가변시키고자 할 때는, 새로운 결함 접지 구조(DGS)의 형상과 크기를 결정하고, 상기 결함 접지 구조(DGS)를 포함하는 마이크로스트립 전송선로를 다시 설계하고, 상기 마이크로스트립 전송선로의 특성 임피던스가 원하는 값을 갖는지 여부를 시뮬레이션(simulation) 및 측정을 통하여 확인한 후에, 다시 새로이 원하는 분배 비율을 갖는 비대칭 전력 분배기를 설계 및 제작하는 과정을 반복해야만 하는 문제점이 있다.
따라서 본 발명의 목적은 결함 접지 구조(DGS)의 형상과 크기를 가변하지 않으면서도 마이크로스트립 전송선로의 특성 임피던스를 가변시키도록 하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 결함 접지 구조(DGS)의 형상과 크기를 가변하지 않으면서도 마이크로스트립 전송선로의 특성 임피던스를 가변시킴으로써 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 비대칭 분배 비율을 가변시키도록 하는데 있다.
이와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 의한 마이크로스트립 전송선로 구조는 마이크로스트립 전송선로에 있어서, 제1 면과, 상기 제1 면에 대향하는 제2면을 갖는 유전체층; 상기 유전체층의 제1 면 상에 형성된 마이크로스트립 전송선로의 신호선; 상기 신호선 아래에 위치하는, 상기 유전체층의 제2 면의 일부분에 결함 접지 구조가 1개 이상 형성되도록 상기 유전체층의 제2 면의 일부분 외측에 형성된 접지층; 상기 접지층과 직류적으로 격리되도록 상기 결함 접지 구조 내의 유전체층의 제2 면의 일부분 상에 1개 이상 형성된 아일랜드 패턴; 및 상기 아일랜드 패턴과 상기 접지층을 전기적으로 연결하는 1개 이상의 가변 커패시턴스 수단을 포함하며, 상기 가변 커패시턴스 수단의 커패시턴스를 가변함으로써 상기 마이크로스트립 전송선로의 전기적 전송 특성을 가변시키는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 가변 커패시턴스 수단은, 외부 인가되는 직류 바이어스 전압의 조절에 의하여 등가적으로 커패시턴스가 가변되는 다이오드, 트랜지스터, 가변 커패시턴스를 얻을 수 있는 전자식, 회전식, 기계식 구성 등의 가변 커패시터 중 어느 하나를 가질 수 있다.
바람직하게는, 상기 가변 커패시턴스 수단은 고정값 커패시터로 구성되며, 필요시 수시로 상기 고정값 커패시터를 다른 고정값 커패시터로 교체하거나, 복수개의 서로 다른 고정값 커패시터를 조합함으로써 등가적으로 원하는 하나의 커패시턴스 값을 가질 수 있다.
바람직하게는, 상기 가변 커패시턴스 수단은 1개 이상의 고정값 커패시터를 사용하고 아울러 1개 이상의 가변 커패시터를 사용하는 조합으로 등가적으로 원하는 하나의 커패시턴스를 가질 수 있다.
또한, 이와 같은 목적을 달성하기 위한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는, 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에 있어서, 제1 면과, 상기 제1 면에 대향하는 제2면을 갖는 유전체층; 상기 유전체층의 제1 면 상에 형성된 마이크로스트립 전송선로의 신호 선; 상기 신호선 아래에 위치하는, 상기 유전체층의 제2 면의 일부분에 결함 접지 구조가 1개 이상 형성되도록 상기 유전체층의 제2 면의 일부분 외측에 형성된 접지층; 상기 접지층과 직류적으로 격리되도록 상기 결함 접지 구조 내의 유전체층의 제2 면의 일부분 상에 1개 이상 형성된 아일랜드 패턴; 및 상기 아일랜드 패턴과 상기 접지층을 전기적으로 연결하는 1개 이상의 가변 커패시턴스 수단을 포함하며, 상기 가변 커패시턴스 수단의 커패시턴스를 가변함으로써 상기 마이크로스트립 전송선로의 전기적 전송 특성을 가변시키는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 가변 커패시턴스 수단은, 외부 인가되는 직류 바이어스 전압의 조절에 의하여 등가적으로 커패시턴스가 가변되는 다이오드, 트랜지스터, 가변 커패시턴스를 얻을 수 있는 전자식, 회전식, 기계식 구성 등의 가변 커패시터 중 어느 하나를 가질 수가 있다.
바람직하게는, 상기 가변 커패시턴스 수단은 고정값 커패시터로 구성되며, 필요시 수시로 상기 고정값 커패시터를 다른 고정값 커패시터로 교체하거나, 복수개의 서로 다른 고정값 커패시터를 조합함으로써 등가적으로 원하는 하나의 커패시턴스 값을 가질 수 있다.
바람직하게는, 상기 가변 커패시턴스 수단은 1개 이상의 고정값 커패시터를 사용하고 아울러 1개 이상의 가변 커패시터를 사용하는 조합으로 등가적으로 원하는 하나의 커패시턴스를 가질 수 있다.
이하, 본 발명에 의한 마이크로스트립 전송선로 구조 및 이를 이용한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기를 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다.
도 12는 본 발명에 의한 마이크로스트립 전송선로 구조를 나타낸 저면 사시도이다.
도 12를 참조하면, 본 발명의 마이크로스트립 전송선로 구조는 일반적인 평면형 인쇄회로기판(PCB)용 유전체층(1)을 구비한다. 또한, 유전체층(1)의 제1면 즉 상면에 마이크로스트립 전송선로의 신호선 패턴(4)이 일정한 선폭으로 연장하여 형성되고, 유전체층(1)의 제2면 즉 하면에 결함 접지 구조(DGS)(6)를 가진 제2 도전층(5)이 형성된다. 또한, 결함 접지 구조(DGS)(6) 내의 유전체층(1) 상에 제2 도전층(5)과 직류(DC)적으로 격리된 도전성 아일랜드 패턴(island pattern)(7)이 형성되어 있다.
여기서, 상기 아일랜드 패턴(7)은 제2 도전층(5)과 동일 재질로 구성될 수 있고, 상기 결함 접지 구조(6)를 위한 면적의 상당 부분을 점유한다. 상기 아일랜드(7)의 각 변과 사각형 결함 접지 구조(DGS)(6)의 대응하는 외측변 사이에는 좁은 폭의 슬롯(slot)(8)이 존재한다. 상기 결함 접지 구조(6)의 제1변 및 제2변에 해당하는 가로 및 세로의 치수는 각각 W1, W2이고, 아일랜드 패턴(7)의 가로 및 세로의 치수는 각각 W12, W21이다. 신호선 패턴(4)의 선폭은 Wm이다. 유전체 기판의 일 예로서, 본 발명에서는 상기 유전체층(1)의 비유전율(εr)이 2.2이고, 유전체층(1)의 두께(H)가 0.79mm이며, 제1, 2 도전체층(3),(5)의 두께(T)가 0.036mm인 기판이 사용된다. 한편, 공기의 비유전율(εr)은 1이고, 기타 물질의 비유전율(εr)은 1보다 크다.
가령, W1=22㎜, W2=12㎜, W12=18㎜, W21=8㎜이면, 상기와 같은 구조에 대한 전자기적 해석하여 보면 그 결과는 도면에 도시하지 않았으나, 도 5와 유사하게 나타난다. 또한, 상기와 같은 치수로 실제로 제작된 구조에 대하여 그 전송특성을 측정하면, 그 측정 결과는 도면에 도시하지 않았으나, 도 6과 유사하게 나타난다.
도 13은 도 12의 마이크로스트립 전송선로 구조를 채택한 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃이다.
도 13을 참조하면, 본 발명의 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃에서는, 1개의 제1 사각형 패턴(106)과 신호선 패턴(134)이 배치되고, 상기 제1 사각형 패턴(106) 내에 1개의 제2 사각형 패턴(137)이 삽입하여 배치되어 있다. 또한, 상기 제1, 2 사각형 패턴(106)(137)과 신호선 패턴(104)은 서로 겹쳐져 있다.
즉, 상기 제1 사각형 패턴(106)은 도 12에 도시된 바와 같이 유전체층(1)의 저면 상의 접지층인 제2 도전층(5)에 1개의 사각형 결함 접지 구조(DGS)(6)를 형성하기 위한 패턴이다. 상기 제2 사각형 패턴(137)은 도 12에 도시된 바와 같이 상기 결함 접지 구조(DGS)(6) 내의 유전체층(1) 상에 상기 아일랜드(7)를 형성하기 위한 패턴이다. 상기 제2 사각형 패턴(137)의 각 변은 상기 제1 사각형 패턴(106)의 대응하는 변보다 작다. Rint는 격리저항이다.
도 14, 도 15 및 도 16은 각각 본 발명에 의한 또 다른 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃이다.
본 발명의 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃은 도 14에 도시된 바와 같이, 도 13의 제1 사각형 패턴(106) 내에 2개의 제2 사각형 패턴(147)이 이격 간격을 두고 삽입하여 배치된 DGS 마이크로스트립 전송선로 구조를 채택할 수 있거나, 도 15에 도시된 바와 같이, 도 13의 제1 사각형 패턴(106) 내에 3개의 제2 사각형 패턴(157)이 이격 간격을 두고 삽입하여 배치된 DGS 마이크로스트립 전송선로 구조를 채택할 수 있거나, 도 16에 도시된 바와 같이, 도 13의 제1 사각형 패턴(106)이 복수개, 예를 들어 3개의 제1 사각형 패턴(166)이 이격 간격을 두고 배치되며, 각각의 제1 사각형 패턴(166) 내에 1개의 제2 사각형 패턴(167)이 삽입하여 배치되거나, 도면에 도시하지 않았으나 상기 제1 사각형 패턴(166) 내에 복수개의 제2 사각형 패턴이 삽입하여 배치되는 DGS 마이크로스트립 전송선로 구조를 채택할 수 있다. 설명의 편의상, 설명의 중복을 피하기 위하여 이에 대한 상세한 설명을 생략하기로 한다.
한편, 상기 제1 사각형 패턴과 제2 사각형 패턴 대신에 여러 가지 형태의 패턴, 예를 들어 타원형, 원형, 삼각형, 오각형, 맴돌이형, 또는 기타 기하학적으로 가능한 패턴을 채택하여도 무방하다.
한편, 본 발명은, 상기한 바와 같은 DGS 마이크로스트립 전송선로 구조가 도 8의 Z3에 해당하는 전송선로에만 적용된 예를 설명하였으나, 도면에 도시하지 않았지만, 상기한 바와 같은 DGS 마이크로스트립 전송선로 구조가 도 8의 Z2에 해당하는 전송선로에만 적용되거나, Z2 및 Z3에 해당하는 선로들 모두에 적용된 예에도 가능함은 자명하다.
도 17a 및 도 17b는 도 13에 도시된 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃을 활용하여 실제로 제작한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기를 나타낸 평면도 및 저 면도이다.
도 17a 및 도 17b를 참조하면, 본 발명의 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는 제1 도전층의 마이크로스트립 전송선로가 도 17a에 도시된 바와 같이, 유전체층(1)의 제1면, 예를 들어 상면 상에 도13에 도시된 레이아웃의 패턴으로 형성된다. Rint는 격리저항이다. 또한, 도 17b에 도시된 바와 같이, 결함 접지 구조(DGS)(176)가 도 17a의 영역(A) 아래에 위치하며 도 13에 도시된 레이아웃 패턴으로 형성되고, 결함 접지 구조(DGS)(176) 외측의 유전체층(1)의 저면 전체에 제2 도전층의 접지층(175)이 형성되고, 상기 결함 접지 구조(DGS)(176) 내에 제2 도전층의 1개 사각형 아일랜드 패턴(177)이 도 13에 도시된 레이아웃 패턴으로 형성된다.
여기서, 상기 아일랜드 패턴(177)과 접지층(175) 사이에 좁은 폭의 슬롯(178)이 존재하므로 상기 아일랜드 패턴(177)과 접지층(175)은 서로 직류(DC)적으로 격리된다.
이에 더하여, 상기 아일랜드 패턴(177)과 접지층(175) 사이에는 직류 바이어스의 인가에 따른 가변 커패시턴스를 얻기 위한 가변 커패시턴스 수단, 예를 들어 4개 다이오드(D)가 추가로 설치된다. 또한, 상기 4개 다이오드(D)를 구동하기 위하여 상기 아일랜드 패턴(177)과 접지층(175)에 각각 직류 바이어스(미도시)의 양극단자(+)와 음극단자(-)가 전기적으로 연결된다.
한편, 설명의 편의상, 상기 가변 커패시턴스 수단(179)이 4개 다이오드(D)로 구성된 것만을 하여 도시하였나, 1개 이상의 다이오드로 구성될 수 있음은 자명하다. 또한, 4개 다이오드(D)가 상기 아일랜드 패턴(177)의 4변과 접지층(175)의 대 응하는 지점 사이에 각각 1개씩 설치되는 것으로 도시되어 있으나, 필요에 따라 상기 아일랜드 패턴(177)과 접지층(175) 사이의 원하는 지점에 원하는 개수의 다이오드가 설치될 수 있다.
상기 4개 다이오드(D)는 직류 바이어스의 인가에 따라 가변 커패시턴스를 얻을 수 있는 버랙터 다이오드(varactor diode)가 주로 사용될 수 있고, 이외에도 다른 종류의 다이오드나 트랜지스터도 사용 가능하다. 물론, 가변 커패시턴스를 갖는 전자식, 기계식, 회전식 구성 등의 가변 커패시터(varicap: variable capacitor)도 사용 가능하며, 고정값 커패시터를 수시로 다른 고정값 커패시터로 교체함으로써 상기 다이오드를 대신할 수 있다. 더욱이, 가변 커패시턴스 수단을 구성하기 위하여 2개 이상 다수개의 고정값 커패시터를 조합하여 원하는 커패시턴스 가변을 대신할 수 있으며, 상기 설명한 가변 커패시턴스 수단에 고정값 커패시터를 조합하여 역시 다양한 가변 커패시턴스 수단을 대신할 수도 있다.
도 18은 도 14에 도시된 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃을 활용하여 실제로 제작한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기를 나타낸 저면도이다.
도 18을 참조하면, 본 발명의 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는 제2도전층의 2개 사각형 아일랜드 패턴(187)이 결함 접지 구조(DGS)(176) 내에 배치되며, 도 14에 도시된 레이아웃 패턴으로 형성된 것을 제외하면 도 17a 및 도 17b의 비대칭 윌킨슨 전력 분배기와 동일하다.
여기서, 상기 아일랜드 패턴(187)과 접지층(175) 사이에 좁은 폭의 슬롯(188)이 존재하므로 상기 아일랜드 패턴(187)과 접지층(175)은 서로 직류(DC)적 으로 격리된다.
이에 더하여, 상기 아일랜드 패턴(187)과 접지층(175) 사이에는 직류 바이어스의 인가에 따른 가변 커패시턴스를 얻기 위한 가변 커패시턴스 수단, 예를 들어 6개의 다이오드(D)가 추가로 설치되고, 아울러 인접한 아일랜드 패턴들(187) 사이에도 1개 다이오드(D)가 추가로 설치된다. 또한, 상기 7개 다이오드(D)를 구동하기 위하여 상기 아일랜드 패턴(187)과 접지층(175)에 각각 직류 바이어스(미도시)의 양극단자(+)와 음극단자(-)가 전기적으로 연결된다.
도 19는 도 15에 도시된 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃을 활용하여 실제로 제작한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기를 나타낸 저면도이다.
도 19를 참조하면, 본 발명의 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는 제2도전층의 3개 사각형 아일랜드 패턴(197)이 결함 접지 구조(DGS)(176) 내에 도 15에 도시된 레이아웃 패턴으로 형성된 것을 제외하면 도 18의 비대칭 윌킨슨 전력 분배기와 동일하다.
여기서, 상기 아일랜드 패턴(197)과 접지층(175) 사이에 좁은 폭의 슬롯(198)이 존재하므로 상기 아일랜드 패턴(197)과 접지층(175)은 서로 직류(DC)적으로 격리된다.
이에 더하여, 상기 아일랜드 패턴(197)과 접지층(175) 사이에는 직류 바이어스의 인가에 따른 가변 커패시턴스를 얻기 위한 가변 커패시턴스 수단, 예를 들어 8개 다이오드(D)가 추가로 설치되고, 아울러 인접한 아일랜드 패턴들(197) 사이에도 1개 다이오드(D)가 각각 추가로 설치된다. 또한, 상기 10개 다이오드(D)를 구동 하기 위하여 상기 아일랜드 패턴(197)과 접지층(175)에 각각 직류 바이어스(미도시)의 양극단자(+)와 음극단자(-)가 전기적으로 연결된다.
도 20은 도 16에 도시된 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 회로 레이아웃을 활용하여 실제로 제작한 비대칭 윌킨슨 전력 분배기를 나타낸 저면도이다.
도 20을 참조하면, 본 발명의 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는 3개 결함 접지 구조(DGS)(206)가 일정 간격을 두고 이격하며 도 16에 도시된 레이아웃 패턴으로 형성되고, 결함 접지 구조(DGS)(206) 외측의 유전체층(1)의 저면 전체에 제2 도전층의 접지층(205)이 형성되고, 상기 결함 접지 구조(DGS)(206) 내에 각각 제2 도전층의 1개 사각형 아일랜드 패턴(207)이 도 16에 도시된 레이아웃 패턴으로 형성된 것을 제외하면 도 19의 비대칭 윌킨슨 전력 분배기와 동일하다.
여기서, 상기 아일랜드 패턴(207)과 접지층(205) 사이에 좁은 폭의 슬롯(208)이 존재하므로 상기 아일랜드 패턴(207)과 접지층(205)은 서로 직류(DC)적으로 격리된다.
이에 더하여, 상기 아일랜드 패턴(207)과 접지층(205) 사이에는 직류 바이어스의 인가에 따른 가변 커패시턴스를 얻기 위한 가변 커패시턴스 수단, 예를 들어 8개 다이오드(D)가 추가로 설치되고, 아울러 인접한 아일랜드 패턴들(207) 사이에도 1개 다이오드(D)가 각각 추가로 설치된다. 또한, 상기 10개 다이오드(D)를 구동하기 위하여 상기 아일랜드 패턴(207)과 접지층(205)에 각각 직류 바이어스(미도시)의 양극단자(+)와 음극단자(-)가 전기적으로 연결된다.
한편, 본 발명은 지금까지 도시된 예와 달리, 결함 접지 구조(DGS)의 패턴 및 개수, 아일랜드 패턴 및 개수, 다이오드 설치 위치 및 개수 등을 다양하게 변형할 수 있음은 자명하다.
도 21a, 도 21b 및 도 21c는 각각 본 발명에 적용된 고정형 1:6 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 특성을, 회로 시뮬레이터로 시뮬레이션한 그래프, 전자기적 시뮬레이터로 시뮬레이션한 그래프 및 실제 측정한 그래프이다.
도 17a 및 도 17b에 도시된 바와 같이, 사각형 결함 접지 구조(DGS) 내에 1개 사각형 아일랜드 패턴이 형성되도록 실제로 제작된 가변 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는, 가변 커패시턴스 수단인 다이오드(D)가 모두 제거되었을 뿐만 아니라 아일랜드 패턴에 직류 바이어스가 인가되지 않았을 경우, 비대칭 분배 비율이 고정되므로 고정 비대칭 비율 윌킨슨 전력 분배기, 예를 들어 1:6 비대칭 윌킨슨 전력 분배기가 된다. 상기 아일랜드 패턴이 추가로 제거되었을 경우에도, 1:6의 비대칭 분배 비율이 그대로 유지된다. 왜냐하면, 상기 아일랜드 패턴은 아직까지 전기적으로 중요한 역할을 하지 못하는 상태로 격리되어 있기 때문이다.
이와 같이 가변 커패시턴스 수단이 전혀 설치되지 않은 고정형 1:6 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 성능을 회로 시뮬레이터에 의해 예측하여 보면, 상기 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는 이상적인 전송선로 소자로만 구성되어 있으므로 도 21a에 도시된 바와 같이, 이상적인 1:6 비대칭 전력 분배기의 특성을 나타낸다. 즉, 상기 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는 고정형 1:6 비대칭 분배 비율을 가지므로 S31은 이상적으로 10log(1/7)= -8.45㏈의 특성을 나타내고, S21은 이상적으로, 10log(6/7)= -0.67㏈의 특성을 나타낸다.
또한, 상기 고정형 1:6 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 성능을 전자기적 시뮬레이터에 의해 예측한 특성은 도 21b에 도시된 바와 같이, 도 21a의 특성과 유사함을 나타낸다.
또한, 도 17a 및 도 17b에 도시된 바와 같이, 사각형 결함 접지 구조(DGS) 내에 1개 사각형 아일랜드 패턴이 형성되도록 실제로 제작된 가변 비대칭 윌킨슨 전력 분배기의 성능을 실제로 측정한 특성은 도 21c에 도시된 바와 같이, 도 21b의 특성과 유사함을 나타낸다. 따라서 본 발명에 제시된 1:6 비대칭 윌킨슨 비대칭 전력 분배기의 구조는 상기 아일랜드 패턴을 갖더라도 여전히 타당한 구조임을 의미한다.
도 22 및 도 23은 각각 본 발명에 의한 가변형 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에 다이오드가 2개 설치된 경우에 대하여 직류 바이어스 전압이 0V일 때의 특성을 실제 측정한 그래프 및 직류 바이어스 전압에 따른 비대칭 분배 비율의 변화를 실제 측정한 그래프이다.
도 17a 및 도 17b에 도시된 바와 같이, 사각형 결함 접지 구조(DGS) 내에 1개 사각형 아일랜드 패턴이 형성되도록 실제로 제작된 가변 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는, 가변 커패시턴스 수단인 다이오드(D)가 2개 제거되고 2개만 그대로 설치되었을 뿐만 아니라 아일랜드 패턴에 직류 바이어스가 인가되었을 경우, 상기 2개 다이오드(D) 자체가 갖는 소정의 커패시턴스를 추가로 포함한다. 그러므로 상기 다이오드의 커패시턴스가 결함 접지 구조(DGS) 전송선로에 이미 등가적으로 존재하는 등가 회로 성분을 변화시킨다. 그 결과, 상기 결함 접지 구조(DGS) 전송선로의 등 가 특성 임피던스가 상기 추가 포함된 커패시턴스에 의해 가변된다. 즉, 상기 다이오드(D)에 의한 등가 커패시턴스가 추가되고 또한 이것이 직류 바이어스에 의하여 가변되면 상기 결함 접지 구조(DGS) 전송선로의 특성 임피던스가 가변되므로 1:N 비대칭 분배 비율이 가변된다.
상기 가변 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는, 상기 다이오드가 2개 설치되고 직류 바이어스 전압이 0V이면, 분배 비율의 측정 결과는 도 22에 도시된 바와 같다. 상기 다이오드(D)를 설치하기 전에는 도 21c에 이미 도시한 바와 같이, 이상적인 특성에 가까운 1:6 고정 비대칭 분배 비율이 측정되었으나, 현재 측정값은 S31=-6.56㏈, S21= -1.4㏈로서 두 출력단자간 분배비율은 1:3.27이다. 즉 N=6에서 N=3.27로 가변한 것이다.
이어 상기 직류 바이어스 전압을 예를 들어 1V 간격으로 조정하면서 예를 들어 10V까지 변화시켜 보면, 그 측정 결과는 도 23에 도시된 바와 같다. 상기 직류 바이어스 전압의 변화에 따라 비대칭 분배 비율(N)의 값이 가변하고, 상기 직류 바이어스 전압이 4V일 때 N=10.36의 최대값을 나타낸다. 즉, 상기 직류 바이어스 전압의 변화에 따라 상기 다이오드(D)의 가변 커패시턴스의 영향으로 인하여 상기 비대칭 전력 분배기의 1:6 고정 분배 비율이 다양하게 가변한다.
도 24 및 도 25는 각각 본 발명에 의한 가변형 1:N 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에 다이오드가 4개 설치된 경우에 대하여 직류 바이어스 전압이 0V일 때의 특성을 실제 측정한 그래프 및 직류 바이어스 전압에 따른 비대칭 분배 비율의 변화를 실제 측정한 그래프이다.
도 17a 및 도 17b에 도시된 바와 같이, 사각형 결함 접지 구조(DGS) 내에 1개 사각형 아일랜드 패턴이 형성되도록 실제로 제작된 가변 비대칭 윌킨슨 전력 분배기는, 가변 커패시턴스 수단인 다이오드(D)가 4개 설치되었을 뿐만 아니라 아일랜드 패턴에 0V의 직류 바이어스가 인가되었을 경우, 분배 비율의 측정 결과는 도 24에 도시된 바와 같다. 상기 다이오드(D)를 설치하기 전에는 도 21c에 이미 도시한 바와 같이, 이상적인 특성에 가까운 1:6 고정 비대칭 분배 비율이 측정되었으나, 현재 측정값은 S31=-6.6㏈, S21= -1.4㏈로서 두 출력단자간 분배비율은 1:3.31이다. 즉 N=6에서 N=3.31로 가변한 것이다.
이어 상기 직류 바이어스 전압을 예를 들어 1V 간격으로 조정하면서 예를 들어 10V까지 변화시켜 보면, 그 측정 결과는 도 25에 도시된 바와 같다. 상기 직류 바이어스 전압의 변화에 따라 비대칭 분배 비율(N)의 값이 가변하고, 상기 직류 바이어스 전압이 3V일 때 N=16.0의 최대값을 나타낸다. 즉, 상기 직류 바이어스 전압의 변화에 따라 상기 다이오드(D)의 가변 커패시턴스의 영향으로 인하여 상기 비대칭 전력 분배기의 1:6 고정 분배 비율이 다양하게 가변한다.
한편, 설명의 편의상, 설명의 단순함을 위하여 도 23 및 도 25에 도시된 바와 같이 상기 직류 바이어스 전압을 예를 들어 1V의 간격으로 조정하였으나, 상기 직류 바이어스 전압을 1V보다 작은 전압, 예를 들어 0.5V 또는 0.1V 등 다양한 전압 간격으로 조정하면 좀 더 정밀하고도 다양한 비대칭 비율(N)을 얻을 수 있음은 자명하다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명은 가변 커패시턴스 수단으로서 다이오 드를 사용하였으나, 실제로는 상기 다이오드 대신에 트랜지스터, 다른 형태의 가변 커패시터를 사용하거나, 고정값 커패시터를 다른 고정값 커패시터로 대체하는 방법으로 커패시턴스 값을 가변시킴으로써 결국에는 가변 비대칭 분배 비율(N)을 얻는 방법 등이 가능하다.
이상에서 살펴본 바와 같이, 본 발명은 마이크로스트립 전송선로 아래의 접지층에 결함 접지 구조를 형성하고, 상기 접지 결함 구조 내에 아일랜드 패턴을 형성하고, 상기 아일랜드 패턴과 접지층 사이에 가변 커패시턴스 수단을 설치함으로써 1:N 가변 분비 비율 비대칭 윌킨슨 전력 분배기를 구현할 수 있다.
따라서 본 발명의 가변 분배 비율 비대칭 윌킨슨전력분배기는, 분배기로 쓰이는 일반적인 결합기(coupler)에서 발생하는 위상차(phase difference) 문제없이 저비대칭 비율(1:N, N<3)은 물론 고비대칭 비율(1:N, N≥3)의 가변 분배 비율을 가지므로 각종 RF/마이크로파 대역 통신, 방송용 송수신 시스템, 고주파 이동통신 시스템, 고출력증폭기의 선형화 시스템 등에서 매우 요긴하게 사용될 수가 있다.
한편, 본 발명은 상기 언급된 바람직한 실시예들과 관련하여 설명하였지만, 발명의 요지와 범위로부터 벗어남이 없이 다양한 수정이나 변형을 하는 것이 가능하다. 따라서 첨부된 특허청구의 범위는 본 발명의 요지에서 속하는 이러한 수정이나 변형을 포함할 것이다.

Claims (8)

  1. 마이크로스트립 전송선로에 있어서,
    제1 면과, 상기 제1 면에 대향하는 제2면을 갖는 유전체층;
    상기 유전체층의 제1 면 상에 형성된 마이크로스트립 전송선로의 신호선;
    상기 신호선 아래에 위치하는, 상기 유전체층의 제2 면의 일부분에 결함 접지 구조가 1개 이상 형성되도록 상기 유전체층의 제2 면의 일부분 외측에 형성된 접지층;
    상기 접지층과 직류적으로 격리되도록 상기 결함 접지 구조 내의 유전체층의 제2 면의 일부분 상에 1개 이상 형성된 아일랜드 패턴; 및
    상기 아일랜드 패턴과 상기 접지층을 전기적으로 연결하는 1개 이상의 가변 커패시턴스 수단을 포함하며,
    상기 가변 커패시턴스 수단의 커패시턴스를 가변함으로써 상기 마이크로스트립 전송선로의 전기적 전송 특성을 가변시키는 것을 특징으로 하는 마이크로스트립 전송선로 구조.
  2. 제1항에 있어서, 상기 가변 커패시턴스 수단은, 외부 인가되는 직류 바이어스 전압의 조절에 의하여 등가적으로 커패시턴스가 가변되는 다이오드, 트랜지스터, 가변 커패시턴스를 얻을 수 있는 전자식, 회전식, 기계식 구성 등의 가변 커패시터 중 어느 하나를 갖는 것을 특징으로 하는 마이크로스트립 전송선로 구조.
  3. 제1항에 있어서, 상기 가변 커패시턴스 수단은 고정값 커패시터로 구성되며, 필요시 수시로 상기 고정값 커패시터를 다른 고정값 커패시터로 교체하거나, 복수개의 서로 다른 고정값 커패시터를 조합함으로써 등가적으로 원하는 하나의 커패시턴스 값을 갖는 것을 특징으로 하는 마이크로스트립 전송선로 구조.
  4. 제1항에 있어서, 상기 가변 커패시턴스 수단은 1개 이상의 고정값 커패시터를 사용하고 아울러 1개 이상의 가변 커패시터를 사용하는 조합으로 등가적으로 원하는 하나의 커패시턴스를 갖는 것을 특징으로 하는 마이크로스트립 전송선로 구조.
  5. 비대칭 윌킨슨 전력 분배기에 있어서,
    제1 면과, 상기 제1 면에 대향하는 제2면을 갖는 유전체층;
    상기 유전체층의 제1 면 상에 형성된 마이크로스트립 전송선로의 신호선;
    상기 신호선 아래에 위치하는, 상기 유전체층의 제2 면의 일부분에 결함 접지 구조가 1개 이상 형성되도록 상기 유전체층의 제2 면의 일부분 외측에 형성된 접지층;
    상기 접지층과 직류적으로 격리되도록 상기 결함 접지 구조 내의 유전체층의 제2 면의 일부분 상에 1개 이상 형성된 아일랜드 패턴; 및
    상기 아일랜드 패턴과 상기 접지층을 전기적으로 연결하는 1개 이상의 가변 커패시턴스 수단을 포함하며,
    상기 가변 커패시턴스 수단의 커패시턴스를 가변함으로써 상기 마이크로스트립 전송선로의 전기적 전송 특성을 가변시키는 것을 특징으로 하는 비대칭 윌킨슨 전력 분배기.
  6. 제5항에 있어서, 상기 가변 커패시턴스 수단은, 외부 인가되는 직류 바이어스 전압의 조절에 의하여 등가적으로 커패시턴스가 가변되는 다이오드, 트랜지스터, 가변 커패시턴스를 얻을 수 있는 전자식, 회전식, 기계식 구성 등의 가변 커패시터 중 어느 하나를 갖는 것을 특징으로 하는 비대칭 윌킨슨 전력 분배기.
  7. 제5항에 있어서, 상기 가변 커패시턴스 수단은 고정값 커패시터로 구성되며, 필요시 수시로 상기 고정값 커패시터를 다른 고정값 커패시터로 교체하거나, 복수개의 서로 다른 고정값 커패시터를 조합함으로써 등가적으로 원하는 하나의 커패시턴스 값을 갖는 것을 특징으로 하는 비대칭 윌킨슨 전력 분배기.
  8. 제5항에 있어서, 상기 가변 커패시턴스 수단은 1개 이상의 고정값 커패시터를 사용하고 아울러 1개 이상의 가변 커패시터를 사용하는 조합으로 등가적으로 원하는 하나의 커패시턴스를 갖는 것을 특징으로 하는 비대칭 윌킨슨 전력 분배기.
KR1020070025366A 2007-03-15 2007-03-15 마이크로스트립 전송선로 구조 및 이를 이용한 비대칭윌킨슨 전력 분배기 KR100863392B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070025366A KR100863392B1 (ko) 2007-03-15 2007-03-15 마이크로스트립 전송선로 구조 및 이를 이용한 비대칭윌킨슨 전력 분배기

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070025366A KR100863392B1 (ko) 2007-03-15 2007-03-15 마이크로스트립 전송선로 구조 및 이를 이용한 비대칭윌킨슨 전력 분배기

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20080084126A true KR20080084126A (ko) 2008-09-19
KR100863392B1 KR100863392B1 (ko) 2008-10-14

Family

ID=40024534

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020070025366A KR100863392B1 (ko) 2007-03-15 2007-03-15 마이크로스트립 전송선로 구조 및 이를 이용한 비대칭윌킨슨 전력 분배기

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100863392B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113725581A (zh) * 2021-07-19 2021-11-30 西安电子科技大学 一种基于嵌套u型缺陷地结构的微带线功分器和射频电路

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101040426B1 (ko) 2009-06-05 2011-06-09 순천향대학교 산학협력단 주파수 가변성을 갖는 쌍대 합성 우좌향 전송선로 구조
CN103384022A (zh) * 2013-06-17 2013-11-06 西安电子工程研究所 一种平面微带线型高分配比不等功率分配器实现方法
KR101691179B1 (ko) 2015-04-28 2016-12-30 한국해양대학교 산학협력단 블루투스 응용을 위한 소형 윌킨슨 전력 분배기
EP3910732B1 (en) 2020-05-14 2024-07-10 Nxp B.V. Power combiner/splitter for millimetre wave applications

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20040066213A (ko) * 2003-01-17 2004-07-27 (주)싸이네텍 유전체를 이용한 다중변성 광대역 고주파 전력분배 및 합성기
KR100578280B1 (ko) * 2003-07-22 2006-05-11 임종식 단순한 사각형의 결함 접지 구조를 이용한 비대칭 윌킨슨전력 분배기

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113725581A (zh) * 2021-07-19 2021-11-30 西安电子科技大学 一种基于嵌套u型缺陷地结构的微带线功分器和射频电路

Also Published As

Publication number Publication date
KR100863392B1 (ko) 2008-10-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100863409B1 (ko) 마이크로스트립 전송선로 구조 및 이를 이용한 비대칭 전력분배기 및 브랜치 하이브리드 커플러
US8928428B2 (en) On-die radio frequency directional coupler
US7345366B2 (en) Apparatus and method for testing component built in circuit board
US9093734B2 (en) Miniature radio frequency directional coupler for cellular applications
CN110011039A (zh) 贴片天线
US7741929B2 (en) Miniature quadrature hybrid
RU2427950C2 (ru) Соединительное устройство для локальной сети
KR100863392B1 (ko) 마이크로스트립 전송선로 구조 및 이를 이용한 비대칭윌킨슨 전력 분배기
US11696392B2 (en) Transmission line and mounting structure thereof
US5705962A (en) Microwave power dividers and combiners having an adjustable terminating resistor
EP1388170A2 (en) Bond wire tuning of rf power transistors and amplifiers
Deutschmann et al. Compact ultra-broadband power dividers with integrated resistors
KR100578280B1 (ko) 단순한 사각형의 결함 접지 구조를 이용한 비대칭 윌킨슨전력 분배기
Damm et al. Artificial line phase shifter with separately tunable phase and line impedance
US7202760B2 (en) Resistive voltage divider
CN101546989B (zh) 可变衰减器
US7049905B2 (en) High power directional coupler
US7230319B2 (en) Electronic substrate
Kibble Proposals for extending traceable impedance measurements to higher frequencies
Buiculescu et al. Choke flange-like structure for direct connection of cascaded substrate integrated waveguide components
US5434502A (en) Calibration device for hyper-frequency adjustment of the reference planes of an apparatus for measuring the dispersion parameters of elements of integrated circuits
Squartecchia et al. Design of a planar ultra-wideband four-way power divider/combiner using defected ground structures
KR101206511B1 (ko) 소형 아날로그 위상 천이기
US20070170968A1 (en) Device for transmitting electromagnetic signals and application of said device
US10254312B2 (en) Transmission line coupler for testing of integrated circuits

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20121107

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130726

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140911

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150921

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170407

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171110

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180918

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20191023

Year of fee payment: 12