CN103384022A - 一种平面微带线型高分配比不等功率分配器实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种平面微带线型高分配比不等功率分配器实现方法，通过引入改善因子C的方法降低过大的特性阻抗，并通过“T”型结构代替特性阻抗过小的四分之一波长传输线，使得各段微带线的线宽均在合理的范围之内，解决了高分配比不等功率分配器用传统平面微带线制造的困难。并且与利用双面平行传输线（DSPSL）或非理想地平面结构（DGS）的现有解决技术相比，在制造成本、难度和电路尺寸上有优势。

Description

一种平面微带线型高分配比不等功率分配器实现方法

技术领域

本发明属于微波射频电路领域，具体涉及一种平面微带线型高分配比不等功率分配器实现方法，应用于需要高功率分配比的功率分配和功率合成平面微带电路中。

背景技术

功率分配器是微波无源器件，用于功率分配和功率合成电路中。而微带功率分配器体积小、易集成，因此被广泛应用于射频微波集成电路。在射频电路中，经常会有射频功率不平衡分配的需求，因此不等分微带功率分配器在实际射频电路中有着重要的应用价值。由于结构简单，Wilkinson型功率分配器的应用更为广泛。

图1是微带三端口Wilkinson功率分配器原理图，它是在微带T形结构的基础上发展起来的，其结构较简单。信号由端口1输入(所接传输线的特性阻抗为Z₀)分别经特性阻抗为Z₂，Z₃的两分支微带线从端口2和端口3输出，负载电阻分别为R₂和R₃。两分支间无耦合，各自在中心频率时的电长度为四分之一波长。

Wilkinson功率分配器应满足下列条件：

①端口2与端口3的输出功率比可为任意指定值（P₃＝K²P₂）；

②端口1输入无反射；

③端口2与端口3的输出电压等幅、同相。

由这些条件可确定Z₂，Z₃及R₂，R₃的值。

由于端口2和端口3的输出功率与输出电压的关系为：

$P_2=\frac{U_2^2}{2R_2},P_3=\frac{U_3^2}{2R_3}---\left(1\right)$

如由条件①要求输出功率比为：

$K^2=\frac{P_3}{P_2}---\left(2\right)$

则有

$\frac{U_2^2}{2R_2}{K}^2=\frac{U_3^2}{2R_3}---\left(3\right)$

按条件③中的U₂＝U₃，由式（3）可得

R₂＝K²R₃              （4a）

若取

R₂＝KZ₀               （4b）

则

$R_3=\frac{Z_0}{K}---\left(4c\right)$

由条件②，端口1无反射，即要求从输入端口向负载看去的由Z_in2和Z_in3并联而成的总输入阻抗等于Z₀。由于在中心频率处

则由传输线理论，

均为纯电阻，所以

$Y_0=\frac{1}{Z_0}=\frac{R_2}{Z_2^2}+\frac{R_3}{Z_3^2}---\left(5\right)$

如以输入电阻表示功率比，则

$\frac{P_2}{P_3}=\frac{Z_{\mathrm{in}3}}{Z_{\mathrm{in}2}}=\frac{Z_3^2}{R_3}\frac{R_2}{Z_2^2}=\frac{1}{K^2}---\left(6\right)$

联立式（4）～（6），可解得：

$Z_2=Z_0\sqrt{K(1+K^2)}---\left(7a\right)$

$Z_3=Z_0\sqrt{\frac{(1+K^2)}{K^3}}---\left(7b\right)$

由于U₂与U₃等幅、同相的特性，所以在端口2和端口3间跨接一个电阻R并不会影响功率分配器的性能。但当端口2和端口3外接负载不等于R₂和R₃时，来自负载的反射波功率便分别由端口2和端口3输入，此时该三端口网络变为一个功率合成器。为使端口2和端口3彼此隔离，须在其间加一个吸收电阻R起隔离作用。

隔离电阻R的数值，可由图2所示的等效电路分析求得为

$R=Z_0\×(K+\frac{1}{K})---\left(8\right)$

隔离电阻R通常是用镍铬合金或电阻粉等材料制成的薄膜电阻。

实际情况往往是输出端口2和端口3所接负载并不是电阻R₂和R₃，而是特性阻抗为Z₀的传输线，因此为要获得指定的功率分配比，需在其间各加四分之一波长传输线段，作为阻抗变换器。

如图3所示，变换传输线段的特性阻抗分别为Z₄和Z₅，由传输线理论容易求得其计算公式为：

$Z_4=\sqrt{R_2{Z}_0}=Z_0\×\sqrt{K}---\left(9a\right)$

$Z_5=\sqrt{R_3{Z}_0}=\frac{Z_0}{\sqrt{K}}---\left(9b\right)$

由式9可知，当功率分配比K²≥3时，传输线Z₂的特性阻抗变得很大，由于加工工艺的限制，微带线的特性阻抗最高只能做到120Ω～130Ω，过高的特性阻抗会因为线宽太窄而难以实现。

在高功率分配比情况下，由于加工线宽的限制，传统微带线Wilkinson型功率分配器难以实现高特性阻抗。现有的技术中，利用双面平行传输线DSPSL（Double-SideParallel-Strip line）可以解决这个问题，但是DSPSL与微带线的结合处会引入额外的插入损耗并且增大电路尺寸；此外，一种利用DGS（Defected Ground Structure）的非理想地平面结构能使较宽的微带线宽度实现较高特性阻抗，但是比传统微带线的制造难度要大很多。

发明内容

要解决的技术问题

为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种平面微带线型高分配比不等功率分配器实现方法，针对平面微带线型高功率分配比的实现困难提供了解决方案。

技术方案

一种平面微带线型高分配比不等功率分配器实现方法，其特征在于步骤如下：

步骤1：在功率分配比K²已知的情况下，采用下述公式确定Wilkinson功率分配器各段微带线的特性阻抗值：

$Z_2=K\sqrt{Z_0(1+K^2)C}$

$Z_3=\frac{\sqrt{Z_0(1+K^2)C}}{K}$

R＝(1+K²)C

$Z_4=K\sqrt{Z_{0}C}$

$Z_5=\sqrt{Z_{0}C}$

其中：C为一个单位为Ω的任意正实数；功率分配比K²≥3；Z₀为系统的传输线特性阻抗；Z₂、Z₃、Z₄、Z₅为本计算方法后的Wilkinson功率分配器各段微带线的特性阻抗，单位为Ω；R为隔离电阻阻值，单位为Ω；功分器中各段微带线的电长度均为四分之一波长；

步骤2：采用下列公式，通过改变θ_A3，得到左右两端微带线的特性阻抗和电长度均分别为Z_A3和θ_A3，中间并联开路枝节线的特性阻抗和电长度分别为Z_B3和θ_B3的“T”型微带线结构，替换步骤1得到的特性阻抗为Z₃的微带线：

Z_A3＝Z_B3＝Z₃cotθ_A3

tanθ_B3＝2cot(2θ_A3)；

步骤3：将步骤2公式中的数字“3”变为“5”，对步骤1得到特性阻抗为Z₅的微带线做与步骤2同样的替换处理，使各段微带线宽度远小于传输信号的波长；最终得到的平面微带线型高分配比不等功率分配器的结构分为上下两个部分：上部由两段特性阻抗分别为Z₂和Z₄的四分之一波长线串联组成，下部由步骤2和步骤3得到的两段“T”型结构串联组成，隔离电阻R的一端接在Z₂和Z₄之间，另一端接在Z_A3和Z_A5之间。

所述系统的传输线特性阻抗Z₀为50Ω。

有益效果

本发明提出的一种平面微带线型高分配比不等功率分配器实现方法，通过对Wilkinson功率分配器的理论研究和公式推导，应用了一种新的计算方法，通过引入改善因子C的方法降低过大的特性阻抗，并通过“T”型结构代替特性阻抗过小的四分之一波长传输线，使得各段微带线的线宽均在合理的范围之内，解决了高分配比不等功率分配器用传统平面微带线制造的困难。并且与利用双面平行传输线（DSPSL）或非理想地平面结构（DGS）的现有解决技术相比，在制造成本、难度和电路尺寸上有优势。

附图说明

图1：Wilkinson型功率分配器基本电路结构；

图2：微波功率相加等效电路；

图3：阻抗变换后的电路结构；

图4：“T”型等效结构；

图5：高分配比不等功率分配器电路结构；

图6：功率分配器版图；

图7：功率分配器仿真结果；

a：差损和隔离波损耗；

b：输入和输出回波损耗

具体实施方式

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

本实施例中，引入一个单位为Ω的任意正实数C，将图1中的外接负载阻值分别变为R₂＝K²×C与R₃＝C。且如图3中所示，两段长度为四分之一波长、特性阻抗分别为Z₄和Z₅的传输线是用来将R₂和R₃变换至Z₀（50Ω）。

由背景知识可知，不等功率分配器的设计须满足以下两个条件：端口3的输出功率是端口2的K²倍；端口2和端口3分别与地之间的电压相等，因此端口2内所有传输线段的特性阻抗必须是端口3对应传输线段特性阻抗的K²倍。并且利用端口1与其后电路的匹配关系，结合公式（7）到公式（9），引入C后的各段传输线的特性阻抗变换为如下形式：

$Z_2=K\sqrt{Z_0(1+K^2)C}---\left(10a\right)$

$Z_3=\frac{\sqrt{Z_0(1+K^2)C}}{K}---\left(10b\right)$

R＝(1+K²)C              （10c）

$Z_4=K\sqrt{Z_{0}C}---\left(10d\right)$

$Z_5=\sqrt{Z_{0}C}---\left(10e\right)$

由此可见，加入因子C后的隔离电阻R的取值由参数K和C共同确定，可以选定合适的C值得到相应R的阻值。更重要的是，当功率分配比K²比较大时，我们可以通过选择相对比较小的C值来降低特性阻抗最高的Z₂值，这样，整个电路就可以用平面微带线来实现了。

但是，可以注意到，当C的取值比较小时，Z₃和Z₅会变得很小，其对应的线宽会比较大。我们知道，当微带线的线宽和传输波长相比不是远小于的关系时，会导致高次模的形成。并且，如果线宽过大，在微带线的拐角和与高阻抗线的接合处会存在很大的不连续性，这将影响功率分配器的性能，同时给加工带来比较大的困难。为了解决这一问题，我们分别引入两个“T”型结构，如图4所示，用以代替原先特性阻抗为Z₃和Z₅的四分之一波长传输线。假设“T”型结构的ABCD矩阵代替的四分之一波长传输线特性阻抗为Z_E，得到以下方程：

$\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_A& {\mathrm{jZ}}_A\sin {\mathrm{\θ}}_A\\ \frac{j\sin {\mathrm{\θ}}_A}{Z_A}& \cos {\mathrm{\θ}}_A\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \frac{j\tan {\mathrm{\θ}}_B}{Z_B}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_A& {\mathrm{jZ}}_A\sin {\mathrm{\θ}}_A\\ \frac{j\sin {\mathrm{\θ}}_A}{Z_A}& \cos {\mathrm{\θ}}_A\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& {\mathrm{jZ}}_E\\ {\mathrm{jY}}_E& 0\end{array}\right]---\left(11\right)$

由式（11）可以得到：

Z_E＝Z_Atanθ_A             （12）

2Z_B＝Z_Atanθ_Btan(2θ_A)    （13）

由式（13）可得，若tanθ_B＝2cot(2θ_A)则Z_A＝Z_B，再结合式（12），可以看出，如果选定了合适的θ_A，可以使Z_A和Z_B分别大于Z_E，这样，就可以用线宽较窄的“T”型结构来代替原先很宽的四分之一波长传输线了。图5给出了整个功率分配器电路结构。

以具体设计一个中心频率f₀=1.3GHz，带宽200MHz，功率分配比为5:1的功率分配器为例。

输入输出端均为特性阻抗Z₀=50Ω的微带线。选择因子C=7Ω，图3中的其余参数由式（10）算得：R=42Ω，Z₂=102.5Ω，Z₃=20.5Ω，Z₄=41.8Ω，Z₅=18.7Ω，可以看出Z₂=102.5Ω是可以用微带线实现的。结合图5的电路结构，“T”型结构的参数计算如下：

tanθ_A3＝tanθ_A5＝0.5          （14a）

tanθ_B3＝tanθ_B5＝2cotθ_A3＝1.5 （14b）

再将其带入式（12）和式（13），得到如下结果：

Z_A3＝Z_B3＝2Z₃           （15a）

Z_A5＝Z_B5＝2Z₅           （15b）

利用以上结论得到两个“T”型结构，各段特性阻抗：Z_A3=Z_B3=41Ω，Z_A5=Z_B5=37.4Ω，则所有的参数都在可实现并且合理的范围内，如表1所示。

表1传统算法与本设计阻抗比较

采用介电常数Er=4.3，厚度为0.8mm的FR4微带线介质基片，利用ADS自带的微带线计算工具计算每段微带线的参数。通过优化与仿真，得到如图6的功率分配器版图结构。

图7给出了功率分配器版图的电磁仿真结果，在1.2GHz到1.4GHz的频带范围内S₁₁和S₂₂均小于-10dB且在中心频率处小于-25dB，S₃₃小于-15dB，隔离度S₂₃小于-18dB。在中心频率f₀=1.3GHz处，S₂₁=-0.85dB，S₃₁=-7.98dB，并且在1.2GHz到1.4GHz频带范围内上下不超过0.5dB，平坦度良好，可以实现功率分配比5:1。

Claims (2)

1.一种平面微带线型高分配比不等功率分配器实现方法，其特征在于步骤如下：

步骤1：在功率分配比K²已知的情况下，采用下述公式确定Wilkinson功率分配器各段微带线的特性阻抗值：

$Z_2=K\sqrt{Z_0(1+K^2)C}$

$Z_3=\frac{\sqrt{Z_0(1+K^2)C}}{K}$

R＝(1+K²)C

$Z_4=K\sqrt{Z_{0}C}$

$Z_5=\sqrt{Z_{0}C}$

其中：C为一个单位为Ω的任意正实数；功率分配比K²≥3；Z₀为系统的传输线特性阻抗；Z₂、Z₃、Z₄、Z₅为Wilkinson功率分配器各段微带线的特性阻抗，单位为Ω；R为隔离电阻阻值，单位为Ω；功分器中各段微带线的电长度均为四分之一波长；

步骤2：采用下列公式，通过改变θ_A3，得到左右两端微带线的特性阻抗和电长度均分别为Z_A3和θ_A3，中间并联开路枝节线的特性阻抗和电长度分别为Z_B3和θ_B3的“T”型微带线结构，替换步骤1得到的特性阻抗为Z₃的微带线：

Z_A3＝Z_B3＝Z₃cotθ_A3

tanθ_B3＝2cot(2θ_A3)；

步骤3：将步骤2公式中的数字“3”变为“5”，对步骤1得到特性阻抗为Z₅的微带线做与步骤2同样的替换处理，使各段微带线宽度远小于传输信号的波长；最终得到的平面微带线型高分配比不等功率分配器的结构分为上下两个部分：上部由两段特性阻抗分别为Z₂和Z₄的四分之一波长线串联组成，下部由步骤2和步骤3得到的两段“T”型结构串联组成，隔离电阻R的一端接在Z₂和Z₄之间，另一端接在Z_A3和Z_A5之间。

2.一种利用权利要求1所述的平面微带线型高分配比不等功率分配器实现方法，其特征在于：所述系统的传输线特性阻抗Z₀为50Ω。

Images