CN202454709U - 一种定向耦合器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种定向耦合器，属于通信技术领域。本实用新型包括两传输线；其特征在于两所述传输线的耦合区位于同一侧的两端口之间具有一电容结构。本实用新型在传统的微带线定向耦合器的基础上，基于电容加载，改变耦合结构，从而在保证耦合度和隔离度的情况下，大幅度减小微带线定向耦合器的体积，从而有利于电路的集成化和小型化。主要应用于各种电子设备的微波电路和微波集成电路中，也适用于印刷电路的批量生产。

Description

一种定向耦合器

技术领域

本实用新型涉及一种定向耦合器，尤其涉及一种电容加载微带线定向耦合器，属于通信技术领域。 

背景技术

定向耦合器是一种通用的微波/毫米波部件，在微波系统中广泛应用，是一种具有定向传输特性的四端口元件，其本质是将微波信号按一定比例进行功率分配。 

定向耦合器可用于信号的隔离、分离和混合，如功率的监测、源输出功率稳幅、信号源隔离、传输和反射的扫频测试等。主要技术指标有：方向性、驻波比、耦合度、插入损耗。 

定向耦合器由传输线构成，这些传输线包括同轴线、矩形波导、圆波导、带状线和微带线，因而从结构上看，定向耦合器种类繁多，差异也很大。从耦合机理看，主要有小孔耦合、平行耦合、分支耦合以及匹配双T。图1就是传统的微带线定向耦合器。 

随着航空航天技术的发展，微波电路系统逐渐向小型化、轻量化和更高的性能可靠性等方向发展，原本体积较小的带状线和微带线也逐渐达不到技术要求。 

实用新型内容

针对现有技术中存在的技术问题，本实用新型的目的在于提供一种电容加载的微带线定向耦合器，用于实现微带线定向耦合器的小型化和高定向传输特性，同时可以根据不同的指标和尺寸需要来改变电容加载线的位置、电容加载线的尺寸、两传输线的线宽或两传输线的间距。 

本实用新型的技术方案为： 

一种定向耦合器，包括两传输线；其特征在于两所述传输线的耦合区位于同一侧的两端口之间具有一电容结构。 

耦合区一端为微波信号输入端口、另一端为直通端口的所述传输线称为主耦合线，耦合区一端为耦合端口、另一端为隔离端口的另一所述传输线称为副耦合线；所述副耦合线的耦合区两端的线宽大于该副耦合线耦合区中间部分的线宽，使所述副耦合线与所述主耦合线位于耦合区同一侧的两端口形成一电容结构。 

所述副耦合线与所述主耦合线相对一侧的耦合区两端分别设有一金属线，作为所述电容结构的一个极板。 

所述副耦合线的耦合区两端的金属线长度相等。 

所述金属线与所述传输线为相同材料。 

所述传输线的线宽为1mm，两传输线耦合区间距为0.7mm；所述传输线长度为3.9mm，所述金属线长度为1.2mm，宽度为0.3mm。 

所述传输线为微带线。 

所述传输线为同轴线、或矩形波导。 

所述传输线为圆波导、或带状线微带线。 

为了实现上述目的，本实用新型提供的微带线定向耦合器，如图2所示，包括：主耦合线、副耦合线、输入端口、直通端口、耦合端口、隔离端口和电容加载线(电容加载线即副耦合线两端加宽的线)。与传统的微带线耦合器相比，该耦合器的副耦合线两端并不是与传输线等宽的微带线，而是在靠近传输线一侧有更大的线宽，即其中一条传输线(即副耦合线)的两端的线宽大于副耦合线中间部分的线宽，如图2所示。这种结构可以使端口3耦合信号和端口4隔离信号有更大的差值，即有更好的隔离度。 

所述的主耦合线就是主信号通过的微带线，微波信号从输入端口进，从直通端口出。 

所述的副耦合线就是耦合信号通过的微带线，主耦合线中的微波信号通过电磁场耦合进入副耦合线，电耦合电流和磁耦合电流在耦合端口叠加输出，在隔离端口抵消输出。 

本实用新型将原来微带线长度大大缩短，耦合端口的信号也有所提高，同时隔离端口的隔离度也变好。 

理论依据： 

微带线定向耦合器图2的等效电路就是图3，即在微带定向耦合器的两端对称加上两个相等的电容，即副耦合线两端的加宽线与主耦合线成为了电容的两块极板。图3中微带定向耦合器的微带耦合线部分长度为l，耦合线间距为S，基底的介电常数为ε_r。 

通过给定向耦合器的主耦合微带线上的端口提供对称的(即偶模)和非对称(即奇模)的信号激励，将整个四端口模型简化为一个双端口模型，如图4所示。这样定向耦合器就被转化为了两段传输线，它们的特性阻抗分别为Z_oo和Z_oe，相对介电常数为ε_effo和ε_effe，其中下脚标中得第二个字母代表了奇模(odd)和偶模(even)。我们发现补偿电容并没有影响偶模的表达式。 

我们使用标准的ABCD矩阵来描述这两种回路： 

${\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)}_e=\left(\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_e& {\mathrm{jZ}}_{\mathrm{oe}}\\ {\mathrm{jY}}_{\mathrm{oe}}{\sin \mathrm{\θ}}_e& {\cos \mathrm{\θ}}_e\end{array}\right)---\left(1\right)$

${\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)}_o=\left(\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_o-Z_{00}2\mathrm{\ω}{C\sin \mathrm{\θ}}_o& {\mathrm{jZ}}_{\mathrm{oo}}{\sin \mathrm{\θ}}_o\\ j({4\mathrm{\ω}C\cos \mathrm{\θ}}_o+(Y_{\mathrm{oo}}-Z_{00}{\left(2\mathrm{\ωC}\right)}^2){\sin \mathrm{\θ}}_o)& {\cos \mathrm{\θ}}_o-Z_{00}2\mathrm{\ωC}{\sin \mathrm{\θ}}_o\end{array}\right)---\left(2\right)$

然后，这些矩阵被用来进一步推导出定向耦合器的散射矩阵。 

定向耦合器的方向性是我们所关注的指标，用耦合度(coupling)和隔离度(isolation)来表征，它们的单位是dB。而这两个指标都是由定向耦合器的散射矩阵推导出来的： 

$\mathrm{Isolation}=20\log 10\left(\frac{1}{\left|S_{13}\right|}\right)---\left(3\right)$

$\mathrm{Coupling}=20\log 10\left(\frac{1}{\left|S_{21}\right|}\right)---\left(4\right)$

方向性就被定义为： 

$D=20\log 10\left(\frac{\left|S_{21}\right|}{\left|S_{13}\right|}\right)---\left(5\right)$

有别于其它的推导方式，我们将实际情况的奇模电路等效的转化为一种理想化的奇模电路，如图5中所示，从图中我们可以得到：理想的奇模的电长度被等效的转变为了偶模的电长度。另外，实际的特征阻抗与理想情况是不同的。为了满足这种等效，ABCD矩阵的表达式被重新书写，特别的，ABCD矩阵的每一项都是相等和条件决定的。实际的奇模的矩阵表达式即为公式(2)，而理想的表达式为： 

${\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)}_{\mathrm{oi}}=\left(\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_e& {\mathrm{jZ}}_{\mathrm{ooi}}{\sin \mathrm{\θ}}_e\\ {\mathrm{jY}}_{\mathrm{ooi}}{\sin \mathrm{\θ}}_e& {\cos \mathrm{\θ}}_e\end{array}\right)---\left(6\right)$

由公式(2)和(6)中的A、B项得到： 

cosθ_e＝cosθ_o-Z₀₀2ωC sinθ_o(7) 

Z_oosinθ_o＝Z_ooisinθ_e    (8) 

由公式(7)和(8)计算得到： 

cosθ_e＝cosθ_o-Z_ooi2ωC sin θ_e    (9) 

因此在中心频率时 

${\mathrm{\θ}}_e=\frac{2}{\mathrm{\π}}---\left(10\right)$

所以： 

$C=\frac{{\cos \mathrm{\θ}}_o}{Z_{\mathrm{ooi}}2\mathrm{\ω}}---\left(11\right)$

由上可得： 

${\mathrm{\θ}}_o=\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{go}}}L=\frac{\mathrm{\π}}{2}\sqrt{\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{effo}}}{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{effe}}}}---\left(12\right)$

所以补偿电容就变为： 

$C=\frac{\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\sqrt{\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{effo}}}{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{effe}}}}\right)}{Z_{\mathrm{ooi}}2\mathrm{\ω}}---\left(13\right)$

实际的奇模的特性阻抗就是 

$Z_{\mathrm{ooa}}=\frac{Z_{\mathrm{ooi}}}{\sqrt{1-{\left(\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\sqrt{\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{effo}}}{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{effe}}}}\right)\right)}^2}}---\left(14\right)$

公式(14)要求Z_ooa要比Z_ooi大。因此要求耦合线变窄或耦合线的间距加大，以使得偶模的特征阻抗保持不变。 

由上得，在定向耦合器设计的中心频率处，公式(1)和公式(2)变为： 

${\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)}_e=\left(\begin{array}{cc}0& {\mathrm{jZ}}_{\mathrm{oe}}\\ {\mathrm{jY}}_{\mathrm{oe}}& 0\end{array}\right)---\left(15\right)$

${\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)}_o=\left(\begin{array}{cc}0& {\mathrm{jZ}}_{\mathrm{ooi}}\\ {\mathrm{jY}}_{\mathrm{ooi}}& 0\end{array}\right)---\left(16\right)$

那样就可以得到S参数的矩阵： 

$\left(S\right)=\left(\begin{array}{cccc}0& k& -j\sqrt{1-k^2}& 0\\ k& 0& 0& -j\sqrt{1-k^2}\\ -j\sqrt{1-k^2}& 0& 0& k\\ 0& -j\sqrt{1-k^2}& k& 0\end{array}\right)---\left(17\right)$

$k=\frac{Z_{\mathrm{oe}}-Z_{\mathrm{oo}}}{Z_{\mathrm{oe}}*Z_{\mathrm{oo}}}---\left(18\right)$

$Z_o=\sqrt{Z_{\mathrm{oe}}*Z_{\mathrm{oo}}}---\left(19\right)$

与现有技术相比，本实用新型的积极效果为： 

本实用新型在传统的微带线定向耦合器的基础上，基于电容加载，改变耦合结构，从而在保证耦合度和隔离度的情况下，大幅度减小微带线定向耦合器的体积。 

本实用新型可以有效减小微带线定向耦合器的体积，从而有利于电路的集成化和小型化。 

主要应用于各种电子设备的微波电路和微波集成电路中，也适用于印刷电路的批量生产。 

附图说明 

图1传统意义上的微带线定向耦合器； 

图2本实用新型的微带线定向耦合器； 

图3本实用新型的等效电路图； 

图4电容加载的定向耦合器； 

(a)偶模等效电路，(b)奇模等效电路， 

图5从实际的奇模电路等效为理想的奇模电路； 

图6无电容加载的定向耦合器的仿真图； 

图7无电容加载的定向耦合器的仿真结果； 

图8电容加载定向耦合器的仿真图； 

图9电容加载定向耦合器的仿真结果； 

其中，1--输入端口(射频输入)，2--直通端口(射频输出)， 

3--耦合端口(正向耦合输出)，4--隔离端口(反向耦合输出)。 

具体实施方式

本实用新型通过一个实际的例子来说明上面的公式，设计的耦合器工作的中心频率为3GHz，介质基板的相对介电常数ε_r为9.6，基板厚度为1mm，耦合度为-15dB。 

则计算可得： 

奇偶模的特性阻抗分别为：59.9Ω和41.8Ω； 

输入输出口微带线的宽度为：0.98mm； 

耦合线的线宽为：0.94mm； 

耦合线间距为：0.74mm； 

无电容加载的微带线定向耦合器的耦合线长度为：9.90mm。 

以上是理论计算的结果，考虑到工业加工的精度和制作成本，在实际的制作中将尺寸略微调整为： 

耦合线的线宽为：1mm； 

耦合线间距为：0.7mm； 

无电容加载的微带线定向耦合器的耦合线长度为：9.9mm。 

仿真图和结果如图6、7所示。 

由图中可得耦合度为-16dB，隔离度为-23dB。 

当在原设计上加上电容补偿后，通过优化仿真，可得如图8所示结果。 

在上述其他条件不变的情况下，图8中耦合线长度缩短为3.9mm，电容加载线的长度为1.2mm，宽度为0.3mm，考虑到加工工艺和成本，其材料与耦合器的传输线是同一种材料。仿真结果如图9所示，由图9中可得耦合度为-15dB，隔离度为-36dB。 

从上面实例的比较，我们可以发现电容加载的定向耦合器的耦合线长度明显小于无电容加载的定向耦合器，且方向性指标上来说，电容加载的定向耦合器也有明显的优势。 

对于其他传输线，即本发明主副耦合线采用其他传输线(比如同轴线、矩形波导、圆波导、带状线)时，同样可以缩短耦合线的长度，提高耦合器的性能。 

Claims (9)

1.一种定向耦合器，包括两传输线；其特征在于两所述传输线的耦合区位于同一侧的两端口之间具有一电容结构。

2.如权利要求1所述的定向耦合器，其特征在于耦合区一端为微波信号输入端口、另一端为直通端口的所述传输线称为主耦合线，耦合区一端为耦合端口、另一端为隔离端口的另一所述传输线称为副耦合线；所述副耦合线的耦合区两端的线宽大于该副耦合线耦合区中间部分的线宽，使所述副耦合线与所述主耦合线位于耦合区同一侧的两端口形成一电容结构。

3.如权利要求2所述的定向耦合器，其特征在于所述副耦合线与所述主耦合线相对一侧的耦合区两端分别设有一金属线，作为所述电容结构的一个极板。

4.如权利要求3所述的定向耦合器，其特征在于所述副耦合线的耦合区两端的金属线长度相等。

5.如权利要求3或4所述的定向耦合器，其特征在于所述金属线与所述传输线为相同材料。

6.如权利要求5所述的定向耦合器，其特征在于所述传输线的线宽为1mm，两传输线耦合区间距为0.7mm；所述传输线长度为3.9mm，所述金属线长度为1.2mm，宽度为0.3mm。

7.如权利要求1或2或3或4所述的定向耦合器，其特征在于所述传输线为微带线。

8.如权利要求1或2或3或4所述的定向耦合器，其特征在于所述传输线为同轴线、或矩形波导。

9.如权利要求1或2或3或4所述的定向耦合器，其特征在于所述传输线为圆波导、或带状线微带线。

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