CN105609915A - 基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器及设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器及其设计方法，一种基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器，包括连接有负载的第一端口、第二端口和第三端口，由第一等效传输线和第二等效传输线组成的第一等效传输线网络，由第三等效传输线和第四等效传输线组成的第二等效传输线网络，以及RLC并联谐振网络；本发明还提供了一种所述基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器的电路参数设计方法。本发明利用开路微带线和并联RLC谐振网络，实现一种体积小且精确实现阻抗变换的双频等分威尔金森功分器。该电路结构不仅实现了较大程度减小功分器的体积和实现精确的双频操作，而且在高频上还有些平坦的色散特性。

Description

基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器及设计方法

技术领域

本发明涉及一种功率分配器，尤其涉及一种威尔金森功率分配器。

背景技术

功率分配器(功分器)主要用于将功率按比例分配，特别是微波功率放大器(PA)，在微波和射频领域的应用非常广泛，通过将两个PA的输出功率合成并转换成单端输出，极大程度上缓解了单个PA输出相同功率时功耗大的问题，不过，由于功分器的尺寸较大，从而限制了其在集成电路方面的应用。另外，传统的威尔金森功分器只适用于特定的基波频率及其奇次谐波，很明显不能满足现代通信系统多频带和宽带的要求，而且随着手持设备的模块功能越来越复杂，各个模组芯片的集成度越来越高，为适应这个趋势，研究降低功分器的面积尺寸具有重要的实际意义。

虽然I.Lin等人在文献中(I.Lin,M.Vincentis,etal.Arbitrarydual-bandcomponentsusingcompositeright/left-handtransmissionlines[J].IEEETrans.Microw.TheoryTech.,Apr.2004,52(4):1142-1149.)通过采用特殊的电路结构和材料实现双频功分器，但这些方法对于微波集成电路来说过于复杂。

在现有技术中，已经报道了多种实现双频功分器的技术方案，如文献(MonzonC.ASmallDual-FrequencyTransformerinTwoSections[J].IEEETtransactionsonMicrowaveTheoryandTechniques.2003,51(4):1157-61.)通过级联两条不同特性阻抗的传输线，实现用于任意两个频率的阻抗转换器，然而这并不能完全实现四分之一阻抗变换器的功能，因此在这个基础上，文献(LeiWu,SunZ,etal.ADual-FrequencyWilkinsonPowerDivider[J].IEEETtransactionsonMicrowaveTheoryandTechniques.2006,54(1):278-84.)使用并联RLC谐振网络实现了任意比例的双频威尔金森功分器，不过这并没有使功分器的尺寸得以缩小反而提高了系统调试的复杂性，因此，文献(RawatK,GhannouchiFM.ADesignMethodologyforMiniaturizedPowerDividersUsingPeriodicallyLoadedSlowWaveStructureWithDual-BandApplications[J].IEEETtransactionsonMicrowaveTheoryandTechniques.2009,57(12):3380-8.)提出采用慢波结构来替代功分器电路的传输线。此外，由于慢波结构的传输线的相速度比光速小得多，因此有着较为平坦的色散特性，所以较传统的宽带技术更适合宽带的应用。

在中国专利201220433173.9中，采用阶梯阻抗谐振器实现双频阻抗变换的功能，不过这种方法并没有在较大程度上减小功分器的体积。

另外，在中国专利201010213812.6中，采用两节传输线实现阻抗变换，并通过在分别在两输出端口并联一段开路微带线提高隔离度，不过这种方法并不能有效地减小功分器的体积。

发明内容

在已报道的双频威尔金森设计方法上，要么依赖特殊板质材料，要么采用传统方式的微带线结构，从而使所设计的功分器体积过于庞大且在高频段的色散特性不平坦，不适合于现代通信系统的要求。

本发明采用周期性电容加载方式的慢波结构，提出一种结构简单，利于小型化同时可实现精确阻抗变换的双频威尔金森功分器电路结构及其设计方法。其通过以下技术方案实现：

一种基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器，包括连接有负载的第一端口、第二端口和第三端口，由第一等效传输线102和第二等效传输线110组成的第一等效传输线网络，由第三等效传输线103和第四等效传输线111组成的第二等效传输线网络，以及RLC并联谐振网络106；

所述第一端口经第一传输线101连接于第一等效传输线102和第二等效传输线110的连接处；

所述第一等效传输线102的另一端与第三等效传输线103相连；

所述第二等效传输线110的另一端与第四等效传输线111相连；

所述第二端口经第二传输线104连接于第三等效传输线103的另一端与RLC并联谐振网络106的连接处；

所述第三端口经第三传输线105连接于第四等效传输线111的另一端与RLC并联谐振网络106的另一端的连接处；

所述第一和第二等效传输线网络均由多个独立的慢波结构最小单元108构成周期性加载的慢波结构；所述慢波结构最小单元108均由传输线部109和开路传输线部107组成；所述第一和第二等效传输线网络的慢波结构最小单元108的参数不同。

进一步，所述第一端口、第二端口和第三端口连接的负载的阻值相同，记为Z₀；

所述第一端口在第二端口和第三端口负载阻值为Z₀时的输入阻抗为Z₀；

所述第二端口在第一端口和第三端口负载阻值为Z₀时的输入阻抗为Z₀；

所述第三端口在第一端口和第二端口负载阻值为Z0时的输入阻抗为Z₀。

进一步，所述第一传输线101、第二传输线104和第三传输线105的长度均为λ/2，特性阻抗均为Z₀；所述第一传输线、第二传输线和第三传输线的长度指中心轴向长度，且形状可灵活变化。所述第一传输线、第二传输线和第三传输线的长度可以为任意λ/2的整数倍，且在不需要有严格相位要求时，长度可以任意；其中λ为对应工作频率的波长。

进一步，为了消除传输线直角的电容效应，在所有等效传输线拐角处采用切角处理，且切角112的宽度为拐角处相接等效传输线线宽的1.8倍。

本发明还提供了一种所述基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器的电路参数设计方法；其包括以下步骤：

步骤A，确定PCB板材参数，确定所述第一端口、第二端口和第三端口所接负载的电阻值以及所述功分器的任意两个频率点f₁、f₂(f₁≤f₂)，并记f₁＝Mf₂，根据所述频率比M计算第一和第二等效传输线网络的最小比例因子；根据第一端口、第二端口和第三端口所接负载的电阻值，以及任意两频率f1、f₂的相位常数(β₁，β₂)，计算第一和第二等效传输线网络的特性阻抗(Z₁，Z₂)，长度(l₁，l₂)，以及RLC并联谐振网络106中的电容值Cx和电感值Lx；

步骤B，根据所述步骤A中计算的第一和第二等效传输线网络的长度，计算对应第一和第二等效传输线网络的总电长度；根据所述步骤A中确定的板材参数，确定每个慢波结构最小单元传输线部109的线宽，开路传输线部107的特性阻抗，以及第一和第二等效传输线网络在所述任意两个频率下的相速度；计算对应于所述第一和第二等效传输线网络时慢波结构最小单元108的传输线部109的长度d；计算所述慢波结构最小单元108的开路传输线部107的长度d_stub；将所述慢波结构最小单元108级联起来，并分别代替步骤A所述的第一和第二等效传输线网络。

一般情况，根据加工厂家的工艺加工精度和最小线宽等工艺条件，慢波结构最小单元传输线部109的线宽，对应传输线的特性阻抗Zc越大，等效的波速越小，则所采用的慢波结构的传输线的尺寸越小，因此，慢波结构最小单元传输线部109的线宽一般选为当前工艺允许的最小值；

进一步，所述步骤A中，为了保证功率平均分配，第一端口、第二端口和第三端口所接负载的电阻值相同为Z₀。

进一步，所述步骤A中，第一和第二等效传输线网络的最小比例因子为正整数n。

进一步，所述步骤A中，为了使所述功分器的物理尺寸最小，第一和第二等效传输线l₁与第三和第四等效传输线l₂的长度相等且为：

$l_1=l_2=\frac{n\mathrm{\π}}{{\mathrm{\β}}_1+{\mathrm{\β}}_2}$

第一和第二等效传输线网络的传输线特性阻抗(Z₁，Z₂)分别为：

$Z_1=\frac{Z_0{R}_L}{Z_2}$

$Z_2=\sqrt{\frac{Z_0}{2\mathrm{\α}}(R_L-Z_0)+\sqrt{{\[\frac{Z_0(R_L-Z_0)}{2\mathrm{\α}}\]}^2+R_L{Z_0}^3}}$

其中，R_L为所述RLC并联谐振网络106中的电阻，R_L＝2Z₀，α＝(tanβ₁l₁)²，

RLC并联谐振网络中的电容值Cx和电感值Lx分别为：

$C_x=\frac{A/{\mathrm{\ω}}_2-B/{\mathrm{\ω}}_1}{2({\mathrm{\ω}}_1/{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_2/{\mathrm{\ω}}_1)}$

$L_x=\frac{2({\mathrm{\ω}}_1/{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_2/{\mathrm{\ω}}_1)}{{\mathrm{A\ω}}_2-{\mathrm{B\ω}}_1}$

其中，ω₁和ω₂分别为所述两个工作频率点的角频率，p＝tanβ₁l₁，

A＝(Z₂-Z₁p²)/[Z₂(Z₁+Z₂)p]，q＝tanβ₂l₂，B＝(Z₂-Z₁q²)/[Z₂(Z₁+Z₂)q]。

进一步，所述步骤B中，第一和第二等效传输线网络的总电长度计算方法为：

Φ₀＝β_Bl₁

慢波结构最小单元传输线部109的长度d的计算方法为：

$d=\frac{{\mathrm{\Φ}}_0}{N}\·\frac{Z_B}{Z_c}\·\frac{1}{{\mathrm{\β}}_B}$

其中，N为慢波结构最小单元108的个数，Z_B和β_Β分别为第一或第二等效传输线网络的特性阻抗和传播常数，Z_C为慢波结构最小单元传输线部109的特性阻抗；

开路传输线部107的长度d_stub为：

$d_{stub}=\frac{\arctan \left(C_p{\mathrm{\ω}}_0{Z}_{stub}\right)}{{\mathrm{\β}}_0}$

其中，Zstub和β₀分别为开路传输线部107的特性阻抗和传播常数，ω₀为对应所述任意两个频率中的最小频率的角频率，且C_p为：

$C_p=\frac{\[1-{\left(\frac{Z_B}{Z_c}\right)}^2\]{\mathrm{sin\β}}_{0}d}{{\mathrm{\ω}}_0{Z}_c\[{\left(\frac{Z_B}{Z_c}\right)}^2{\cos }^2{\mathrm{\β}}_{0}d+{\sin }^2\frac{{\mathrm{\β}}_{0}d}{2}\]}.$

本发明的有益效果：本发明利用开路微带线和并联RLC谐振网络，实现一种体积小且精确实现阻抗变换的双频等分威尔金森功分器。该电路结构不仅实现了较大程度减小功分器的体积和实现精确的双频操作，而且在高频上还有些平坦的色散特性。

附图说明

图1为实施例的版图；

图2为实施例的等效电路图；

附图标记说明：101第一传输线、102第一等效传输线、103第三等效传输线、104第二传输线、105第三传输线、106RLC并联谐振网络、107慢波结构最小单元开路传输线部、108慢波结构最小单元、109慢波结构最小单元传输线部、110第二等效传输线、111第四等效传输线、112切角。

图中P1、P2、P3分别为第一端口、第二端口和第三端口。

具体实施方式

本发明的一个较佳实施例，如图1和图2所示，一种基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器，工作频率为900MHz和1.8GHz，包括连接有相同负载负载Z₀的第一端口、第二端口和第三端口，由第一等效传输线102和第二等效传输线110组成的第一等效传输线网络，由第三等效传输线103和第四等效传输线111组成的第二等效传输线网络，以及RLC并联谐振网络106；所述第一端口经第一传输线101连接于第一等效传输线102和第二等效传输线110的连接处；所述第一等效传输线102的另一端与第三等效传输线103相连；所述第二等效传输线110的另一端与第四等效传输线111相连；所述第二端口经第二传输线104连接于第三等效传输线103的另一端与RLC并联谐振网络106的连接处；所述第三端口经第三传输线105连接于第四等效传输线111的另一端与RLC并联谐振网络106的另一端的连接处；所述第一和第二等效传输线网络均由多个独立的慢波结构最小单元108构成周期性加载的慢波结构；所述慢波结构最小单元108均由传输线部109和开路传输线部107组成；所述第一和第二等效传输线网络的慢波结构最小单元108的参数不同。所有等效传输线拐角处为切角处理，且切角112的宽度为拐角处相接等效传输线线宽的1.8倍。除了RCL并联谐振网络采用分立器件，其余均采用微带线实现。选用介电常数为4.61GHz以及损耗角正切为0.011GHz的FR4板材，板材厚度为0.8mm和铜箔厚度为1/1oz，R_L＝100Ω，Z_c＝100Ω，Zstub＝100Ω，n＝1，N1＝N2＝10，N1，N2分别为第一和第二等效传输线网络的慢波结构最小单元108的个数，用本发明技术方案的方法计算得，第一和第二等效传输线网络的总电长度分别为Φ₁＝60°，Φ₂＝120°，Z₁＝79.3Ω，Z₂＝63Ω，L_x＝15.7nH，C_x＝1pF，第一等效传输线网络的慢波结构最小单元108的dstub1＝1.2mm，第二等效传输线网络的慢波结构最小单元108的dstub2＝2.5mm。

Claims (9)

1.一种基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器，其特征在于：包括连接有负载的第一端口、第二端口和第三端口，由第一等效传输线(102)和第二等效传输线(110)组成的第一等效传输线网络，由第三等效传输线(103)和第四等效传输线(111)组成的第二等效传输线网络，以及RLC并联谐振网络(106)；

所述第一端口经第一传输线(101)连接于第一等效传输线(102)和第二等效传输线(110)的连接处；

所述第一等效传输线(102)的另一端与第三等效传输线(103)相连；

所述第二等效传输线(110)的另一端与第四等效传输线(111)相连；

所述第二端口经第二传输线(104)连接于第三等效传输线(103)的另一端与RLC并联谐振网络(106)的连接处；

所述第三端口经第三传输线(105)连接于第四等效传输线(111)的另一端与RLC并联谐振网络(106)的另一端的连接处；

所述第一和第二等效传输线网络均由多个独立的慢波结构最小单元(108)构成周期性加载的慢波结构；所述慢波结构最小单元(108)均由传输线部(109)和开路传输线部(107)组成；所述第一和第二等效传输线网络的慢波结构最小单元(108)的参数不同。

2.根据权利要求1所述的基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器，其特征在于：所述第一端口、第二端口和第三端口连接的负载的阻值相同，记为Z₀。

3.根据权利要求2所述的基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器，其特征在于：所述第一传输线(101)、第二传输线(104)和第三传输线(105)的长度均为λ/2，特性阻抗均为Z₀。

4.根据权利要求1，2或3所述的基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器，其特征在于：所有等效传输线拐角处为切角处理，且切角(112)的宽度为拐角处相接等效传输线线宽的1.8倍。

5.根据权利要求1所述的基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器的电路参数设计方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

步骤A，确定PCB板材参数，确定所述第一端口、第二端口和第三端口所接负载的电阻值以及所述功分器的任意两个频率点f1、f2(f1≤f2)，并记f1＝Mf2，根据所述频率比M计算第一和第二等效传输线网络的最小比例因子；根据第一端口、第二端口和第三端口所接负载的电阻值，以及任意两频率f1、f₂的相位常数(β₁，β₂)，计算第一和第二等效传输线网络的特性阻抗(Z₁，Z₂)，长度(l₁，l₂)，以及RLC并联谐振网络(106)中的电容值Cx和电感值Lx；

步骤B，根据所述步骤A中计算的第一和第二等效传输线网络的长度，计算对应第一和第二等效传输线网络的总电长度；根据所述步骤A中确定的板材参数，确定每个慢波结构最小单元传输线部(109)的线宽，开路传输线部(107)的特性阻抗，以及第一和第二等效传输线网络在所述任意两个频率下的相速度；计算对应于所述第一和第二等效传输线网络时慢波结构最小单元(108)的传输线部(109)的长度d；计算所述慢波结构最小单元(108)的开路传输线部(107)的长度d_stub；将所述慢波结构最小单元(108)级联起来，并分别代替步骤A所述的第一和第二等效传输线网络。

6.根据权利要求5所述的基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器的电路参数设计方法，其特征在于：所述步骤A中，第一端口、第二端口和第三端口所接负载的电阻值相同为Z₀。

7.根据权利要求6所述的基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器的电路参数设计方法，其特征在于：所述步骤A中，第一和第二等效传输线网络的最小比例因子为正整数n。

8.根据权利要求7所述的基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器的电路参数设计方法，其特征在于：所述步骤A中，第一和第二等效传输线l₁与第三和第四等效传输线l₂的长度相等且为：

$l_1=l_2=\frac{n\mathrm{\π}}{{\mathrm{\β}}_1+{\mathrm{\β}}_2}$

第一和第二等效传输线网络的传输线特性阻抗(Z₁，Z₂)分别为：

$Z_1=\frac{Z_0{R}_L}{Z_2}$

$Z_2=\sqrt{\frac{Z_0}{2\mathrm{\α}}(R_L-Z_0)+\sqrt{{\[\frac{Z_0(R_L-Z_0)}{2\mathrm{\α}}\]}^2+R_L{Z_0}^3}}$

其中，R_L为所述RLC并联谐振网络(106)中的电阻，R_L＝2Z₀，α＝(tanβ₁l₁)²，

RLC并联谐振网络中的电容值Cx和电感值Lx分别为：

$C_x=\frac{A/{\mathrm{\ω}}_2-B/{\mathrm{\ω}}_1}{2({\mathrm{\ω}}_1/{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_2/{\mathrm{\ω}}_1)}$

$L_x=\frac{2({\mathrm{\ω}}_1/{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_2/{\mathrm{\ω}}_1)}{{\mathrm{A\ω}}_2-{\mathrm{B\ω}}_1}$

其中，ω₁和ω₂分别为所述两个工作频率点的角频率，p＝tanβ₁l₁，

A＝(Z₂-Z₁p²)/[Z₂(Z₁+Z₂)p]，q＝tanβ₂l₂，B＝(Z₂-Z₁q²)/[Z₂(Z₁+Z₂)q]。

9.根据权利要求8所述的基于慢波结构的双频等分威尔金森功分器的电路参数设计方法，其特征在于：所述步骤B中，第一和第二等效传输线网络的总电长度计算方法为：

Φ₀＝β_Bl₁

慢波结构最小单元传输线部(109)的长度d的计算方法为：

$d=\frac{{\mathrm{\Φ}}_0}{N}\·\frac{Z_B}{Z_c}\·\frac{1}{{\mathrm{\β}}_B}$

其中，N为慢波结构最小单元(108)的个数，Z_B和β_Β分别为第一或第二等效传输线网络的特性阻抗和传播常数，Z_C为慢波结构最小单元传输线部(109)的特性阻抗；

开路传输线部(107)的长度d_stub为：

$d_{stub}=\frac{arctan\left(C_p{\mathrm{\ω}}_0{Z}_{stub}\right)}{{\mathrm{\β}}_0}$

其中，Zstub和β₀分别为开路传输线部(107)的特性阻抗和传播常数，ω₀为对应所述任意两个频率中的最小频率的角频率，且Cp为：

$C_p=\frac{\[1-{\left(\frac{Z_B}{Z_c}\right)}^2\]{\mathrm{sin\β}}_{0}d}{{\mathrm{\ω}}_0{Z}_c\[{\left(\frac{Z_B}{Z_c}\right)}^2{\cos }^2{\mathrm{\β}}_{0}d+{\sin }^2\frac{{\mathrm{\β}}_{0}d}{2}\]}.$