KR20080068025A - 단일 벡터 신호 분석기를 갖는 다수의 직교 주파수 분할다중 전송기들의 동시적 검사를 위한 장치들 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, 복합 신호 내 다수의 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호들 중에서 하나 이상의 개별적인 OFDM 신호들의 신호 압축 레벨들을 측정하기 위한 신호 분석기 및 방법에 관한 것이다.

Description

단일 벡터 신호 분석기를 갖는 다수의 직교 주파수 분할 다중 전송기들의 동시적 검사를 위한 장치들 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR SIMULTANEOUS TESTING OF MULTIPLE ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXED TRANSMITTERS WITH SINGLE VECTOR SIGNAL ANALYZER}
본 특허출원은 2006년 9월 21일자로 출원된 미국 특허출원 번호 11/533,971과, 2005년 9월 23일자로 가출원된 미국 특허출원 60/596,444에 대한 우선권을 주장한다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 전송기들의 검사, 특히 벡터 신호 분석기(VSA : vector signal analyzer)를 이용한 OFDM 전송기들의 검사에 관한 것이다.
잘 알려진 바와 같이, 다중입력 다중출력(MIMO) 통신 시스템들은 통신 링크의 신호 용량과 신뢰성을 향상시키기 위해 다수의 전송기들 및 수신기들을 사용한다. 각각의 전송기의 검사는 일반적으로 각각의 개별 전송기를 VSA에 접속시킴으로써 그리고 각각의 전송기에 대한 측정들을 순차적으로 반복함으로써 이루어진다. 대안적으로, 다른 방법은 각각의 전송기를 각자의 고유 VAS에 접속시키고 검사들을 동시에 수행하는 것을 동반한다. 따라서, 첫 번째 방법은 하나의 VSA만을 요구하 지만 상당히 많은 시간을 요구하고, 반면에 두 번째 방법은 다수의 VSA 시스템들을 요구하지만 시간이 상당히 적게 요구된다.
전통적으로, 무선 장치들의 검사는 임의의 시각에 하나의 활성 전송기를 검사하는 것을 동반하였다. 상기 장치가 다수의 전송기들을 제공하더라도, 상기 다수의 전송기들은 통상적으로 병렬로 동작하지 않았다. 그러나, 사람들은 끊임없이 데이터 속도를 증가시키기 위해 시도해 왔다. 과거에는, 이러한 데이터 속도 증가가 더욱 복잡한 변조와 더 높은 대역폭을 이용함으로써 달성되었다. 이러한 방법들은 단일 전송기를 사용하여 측정들이 단일 입력 검사 장비에 의해 수행되도록 한다.
MIMO 기술의 도입에 의해, 개별 전송기들이 전송을 위한 동일한 주파수 및 대역폭을 사용하여 별개의 정보를 전달하도록 함으로써 주어진 대역폭에서 허용 가능 데이터 속도를 증가시키기 위해 다수의 병렬 전송기들이 사용된다. 정상적인 동작 동안에, 시스템은 동일한 대역폭을 통해 병렬 데이터 스트림들을 신뢰성 있게 동시에 전송하기 위하여 다중-경로를 요구한다. 상기 시스템은 요구되는 다수의 수신기들에서 별개의 상이한 전송 신호들에 대한 진보된 신호 프로세싱에 의존한다. 수신기들은 다수의 전송기들에 의해 전송된 데이터를 분리시키고 추출한다. 따라서, 다수의 병렬 수신기들은 진짜 MIMO 신호를 완전히 분석할 필요가 있으며, 전송된 신호를 완전히 분석하기 위해 단일 입력 검사 장비를 더 이상 사용할 수 없다.
이는 연구개발(R&D) 검사의 경우에 특히 그러한데, 여기서는 피검사장 치(DUT)에 관한 가능한 한 많은 정보를 얻을 필요가 있다. 그러나, 생산 검사의 경우, 많은 정보가 필요하지 않을 수도 있는데, 왜냐하면 DUT가 정확하게 조립되는지와 모든 구성요소들이 완전히 기능적인지를 결정하기 위해 실제로 검사중이기 때문이다. 모든 주요한 구성요소들(예컨대, 칩들)이 이미 검사되었고, 조립이 완료되고 정확한 경우 생산중인 설계가 정확하게 동작하는 것이 검증됨으로써 검사 셋업에 관한 세부사항들에 대한 필요가 제거된다는 것이 가정된다.
생산 관점에서는, 요구되는 검사들의 전체 적용 범위를 충족시키는 가능한 최저 검사 비용이 추구된다. 생산 검사는 일반적으로 제품 검증, 및 종종 훨씬 중요한 제품 보정 모두를 포함한다. 제품 보정 동안에, 장치의 성능은 원하는 성능을 충족시키도록 조절된다.
생산중 검사의 비용을 최적화하는 것은 합리적인 가격의 검사 장비로 가능한 신속한 검사 시간을 보장하는 것을 포함한다. MIMO 전송기들을 검사하는 것은 각각의 전송기가 병렬로 검사되도록 병렬 검사 장비를 활용할 수도 있다는 것을 의미할 수 있다. 이는 종래의 장치와 비교하여 검사 시간을 거의 추가하지 않을 것이지만, 검사 셋업 비용을 두 배로 할 것이며, 이로써 전체적인 검사 비용을 증가시킬 것이다.
최신 검사 장비가 훨씬 우수한 신호 프로세싱 능력을 제공하므로, 단순히 모든 검사들을 병렬로 수행하는 것 외에 옵션들이 존재한다. 알려진 바와 같이, 생산중인 DUT의 모든 파라미터들을 측정할 필요가 없을 수 있다; 종종, 생산 장치들에서 변화될 것으로 예상되는 파라미터들을 단순히 측정할 수 있다. 이는, 개별 전송기들의 성능이 최적에 가깝도록 보정하는 능력뿐만 아니라, 고장 구성요소들과 조립 문제점들을 식별하는 것을 포함한다.
본 발명에 따르면, 복합 신호 내 다수의 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호들 중에서 하나 이상의 개별적인 OFDM 신호들의 신호 압축 레벨들을 측정하기 위한 신호 분석기 및 방법이 제공된다.
본 발명의 한 실시예에 따르면, 복합 신호 내 다수의 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호들 중에서 하나 이상의 개별적인 OFDM 신호들의 신호 압축 레벨들을 측정하기 위한 신호 분석기는 :
복합 데이터 신호의 엔벨로프에 상응하는 제1 검출 데이터 신호를 제공하기 위하여 적어도 제1 OFDM 신호 및 제2 OFDM 신호를 포함하면서 신호 통신 경로를 통해 수신된 상기 복합 데이터 신호를 검출하기 위한 제1 신호 검출기 수단 - 상기 복합 데이터 신호는 연관된 다수의 신호 전송 프로세스들을 구비한 원격 신호 소스로부터 전송되고 각각이 다수의 전송 데이터의 각각의 일부분을 포함하는 다수의 데이터 패킷들을 포함하며, 상기 다수의 전송 데이터의 상기 각각의 일부분은 각각 상기 다수의 신호 전송 프로세스들 중에서 각각의 하나 및 상기 신호 통신 경로에 관련된 다수의 공지된 데이터의 각각의 일부분에 상응함 -;
상기 다수의 공지된 데이터 중에서 적어도 제1 일부분 및 제2 일부분에 상응하는 적어도 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 다수의 신호 전송 프로세스들과 적어도 실질적으로 유사한 다수의 프로세스들에 적어도 부분적으로 부합하여 상기 다수의 공지된 데이터 및 상기 복합 데이터 신호를 처리하기 위한 신호 프로세싱 수단;
적어도 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호를 제공하기 위하여 상기 적어도 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호를 각각 검출하기 위한 제2 신호 검출기 수단; 및
상기 적어도 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호에 대한 응답으로, 상기 적어도 제1 OFDM 신호 및 제2 OFDM 신호의 적어도 제1 전력 특성 및 제2 전력 특성을 지시하는 적어도 제1 분석 신호 및 제2 분석 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 제1 검출 데이터 신호를 분석하기 위한 신호 분석기 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 복합 신호 내 다수의 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호들 중에서 하나 이상의 개별적인 OFDM 신호들의 신호 압축 레벨들을 측정하기 위한 방법은 :
복합 데이터 신호의 엔벨로프에 상응하는 제1 검출 데이터 신호를 제공하기 위하여, 적어도 제1 OFDM 신호 및 제2 OFDM 신호를 포함하면서 신호 통신 경로를 통해 수신된 상기 복합 데이터 신호를 검출하는 단계 - 상기 복합 데이터 신호는 연관된 다수의 신호 전송 프로세스들을 구비한 원격 신호 소스로부터 전송되고 각각이 다수의 전송 데이터의 각각의 일부분을 포함하는 다수의 데이터 패킷들을 포함하며, 상기 다수의 전송 데이터의 상기 각각의 일부분은 각각 상기 다수의 신호 전송 프로세스들 중에서 각각의 하나 및 상기 신호 통신 경로에 관련된 다수의 공지된 데이터의 각각의 일부분에 상응함 - ;
상기 다수의 공지된 데이터 중에서 적어도 제1 일부분 및 제2 일부분에 상응하는 적어도 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 다수의 신호 전송 프로세스들과 적어도 실질적으로 유사한 다수의 프로세스들에 적어도 부분적으로 부합하여 상기 다수의 공지된 데이터 및 상기 복합 데이터 신호를 처리하는 단계;
적어도 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호를 제공하기 위하여 상기 적어도 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호를 각각 검출하는 단계; 및
상기 적어도 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호에 대한 응답으로, 상기 적어도 제1 OFDM 신호 및 제2 OFDM 신호의 적어도 제1 전력 특성 및 제2 전력 특성을 지시하는 적어도 제1 분석 신호 및 제2 분석 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 제1 검출 데이터 신호를 분석하는 단계를 포함한다.
도 1은 본 발명의 한 실시예에 따른 방법을 사용하기에 적합한 통상적인 MIMO OFDM 신호 버스트 구성들을 도시한 신호도,
도 2는 본 발명의 한 실시예에 따른 방법을 구현하기 위한 수신기 시스템을 도시한 블록도,
도 3은 도 2의 수신기 하위시스템에 대한 블록도,
도 4A 및 도 4B는 도 2의 인터페이스/컴퓨터에 대한 대안적인 실시예들을 도시한 블록도들,
도 5는 본 발명의 한 실시예에 따라 검사될 다수의 OFDM 전송기들을 도시한 블록도,
도 5A는 도 5의 전송 프로세스단들에 대한 한 예시적 실시예를 도시한 블록도,
도 6은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 검사 방법을 구현하는데 동반되는 프로세스들을 도시한 블록도,
도 6A 및 도 6B는 시간 및 주파수 도메인에서 도 6에서 식별된 선택 신호들을 도시한 도면,
도 7은 신호 압축을 유발하는 비선형 동작을 특징짓기 위한 기법을 도시한 블록도,
도 8A-8C는 본 발명을 구현하기 위한 검사 장비 구성들을 도시한 블록도,
도 9A-9B는 신호 EVM 측정들의 결과들을 도시한 그래프,
도 10A-10B는 신호 정정 측정들의 결과들을 도시한 그래프,
도 11A-11B는 CCDF 곡선들을 도시한 그래프,
도 12A-12B, 13A-13B, 14A-14C 및 15A-15D는 다양한 비압축, 압축 및 복합 MIMO 신호들을 도시한 그래프들, 및
도 16은 본 발명의 한 측면에 따라 측정 신호와 레퍼런스 신호를 비교하기 위한 기법을 도시한 블록도.
하기의 상세한 설명은 동반된 도면들을 레퍼런스한 본 발명의 예시적 실시예들에 관한 것이다. 이러한 설명은 예시적인 의도가 있을 뿐 본 발명의 범위를 제 한하지는 않는다. 이러한 실시예들은 당업자라면 누구든지 본 발명을 구현할 수 있도록 충분히 상세히 기술되며, 본 발명의 범위나 요지로부터 벗어나지 않고서 약간의 변동들을 갖는 다른 실시예들이 구현될 수 있음이 명백하다.
본 발명을 통틀어, 문맥으로부터 반대되는 명확한 지시가 없다면, 기술된 바와 같은 개별적인 회로 소자들이 개수에 있어서 하나이거나 복수일 수 있음이 명백하다. 예컨대, "회로"와 "회로설계"의 용어들은 단일 구성요소 또는 다수의 구성요소들을 포함할 수 있으며, 상기 구성요소들은 능동 및/또는 수동일 수 있고 기술된 기능을 제공하기 위하여 접속되거나 그렇지 않으면 서로 결합(예컨대, 하나 이상의 집적 회로칩들로서)된다. 부가하여, "신호"의 용어는 하나 이상의 전류들, 하나 이상의 전압들, 또는 데이터 신호를 레퍼런스할 수 있다. 도면 내에서, 유사하거나 관련된 요소들은 유사하거나 관련된 알파벳, 숫자 또는 문자 숫자식의 지시자들을 가질 것이다.
본 발명에 따른 검사 방법은 하나의 VSA를 이용하여 둘 이상의 OFDM 전송기들을 동시에 검사할 수 있도록 한다. 이러한 방법은 통상적인 MIMO OFDM 전송기가 버스트의 도입부에서, 즉 프리앰블 동안에 특정 정보를 갖는 버스트들의 출력 신호를 전송하는 사실과, 상기 신호 버스트의 남아있는 일부분에 대한 신뢰성 있는 수신 및 복조를 이용한다는 사실을 장점으로 갖는다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 한 실시예에 따라 두 개의 전송기들을 검사할 때 사용되는 일련의 신호들의 한 예시는 도시된 바와 같이 두 개의 신호 버스트들을 포함한다. 본 예시에서, 세 개의 프리앰블들이 사용되는데, 각각의 프리앰블은 자신의 고유 순환 시프트(CS)를 이용한다. 제2 전송기의 프리앰블들은 순환 시프트를 제외하고선 제1 전송기의 프리앰블들과 동일하다. 예컨대, 프리앰블들(1, 2, 3)의 순환 시프트들은 각각 400, 3100, 1600 나노초(nanoseconds)이다. 그러나, MIMO 동작을 위해 설계된 다른 프리앰블들도 또한 가능함은 명백하다.
도 2를 참조하면, 본 발명을 구현하기에 적합한 시스템의 한 실시예(200)는 수신기(202), 제어부(204), 컴퓨터를 포함할 수 있는 인터페이스(206)를 포함한다. 인입 무선 주파수(RF) 신호(201)(하기에서 더욱 상세히 논의됨)는 제어부(204)로부터의 제어 신호들(205)에 따라 수신기(202)에 의해 처리된다. 샘플링된 결과적 데이터 벡터(203)가 인터페이스(206)에 제공된다. 인터페이스(206)가 컴퓨터를 포함한다면, 샘플링된 데이터 벡터(203)가 지역적으로 처리될 수 있다. 그렇지 않다면, 샘플링된 데이터 벡터(203)는 처리를 위하여 예컨대 네트워크(이더넷과 같은) 인터페이스(209)를 통해 외부 컴퓨터에 전달될 수 있다. 인터페이스(206)의 내부 컴퓨터에 의해서 또는 네트워크 인터페이스(209)를 통해 수신됨에 따라 인터페이스(206)를 통해 외부 컴퓨터에 의해서, 제어 데이터(207)가 제어부(204)에 제공된다.
도 3을 참조하면, 수신기(202)의 한 예시적 실시예(202a)는 실질상 도시된 바와 같이 종래 방식으로 접속된 다수의 종래 소자들을 포함한다. 인입 RF 신호(201)는 제어부(204)로부터의 제어 신호들(205a)에 따라 가변 이득 증폭기(302)에 의해 증폭된다. 결과적 신호(303)는 제어부(204)로부터의 제어 신호들(205b)에 의해 제어되는 제1 LO(304)에 의해 지역 오실레이터(LO) 신호가 제공되는 믹 서(306)에서 주파수 다운-전환된다. 결과적 다운-전환된 신호(307)는 대역통과 필터(308)에 의해 필터링된다. 필터링된 신호(309)는 제어부(204)로부터의 제어 신호들(205c)에 따라 다른 가변 이득 증폭기(310)에 의해 증폭된다.
다운-전환 및 필터링된 신호(311)는 제어부(204)로부터의 제어 신호들(205d)에 의해 제어되는 제2 LO(312)로부터의 직교(quadrature) LO 신호들(313i, 313q)에 의해 믹서들(314i, 314q)에서 추가로 주파수 다운-전환된다. 결과적 기저대역 직교 신호들(315i, 315q)은 저역 필터들(316i, 316q)에 의해 필터링된다(단일 다운-전환이 대신에 수행될 수 있는데, 이때 인입 RF 신호(201)는 하나의 가변 이득 증폭기(310)에 의해 증폭되고 제2 LO(312)는 저역 필터들(316i, 316q)을 위한 적절한 주파수에서 직교 LO 신호들(313i, 313q)을 제공함이 손쉽게 이해될 것이다).
필터링된 신호들(317i, 317q)은 아날로그 형태의 직교 데이터 신호들이고, 제어부(204)로부터의 제어 신호들(205e, 205f)에 의해 제어되는 아날로그-디지털 변환기들(ADC들)(318i, 318q)에 의해 디지털 데이터 신호들(319i, 319q)로 전환된다. 상기 데이터 신호들(319i, 319q)은 제어부(204)로부터의 제어 신호들(205g)에 따라 동상(in-phase)(321i) 및 이상(quadrature phase)(321q) 데이터 신호들로서 이용 가능성을 위해 메모리(320)에 저장된다.
도 4A를 참조하면, 인터페이스(206)의 한 실시예(206a)는 측정 소프트웨어(402)와 제어 소프트웨어(404)로 프로그래밍된 컴퓨터를 포함한다. 사용자에 의한 동작은 그래픽 사용자 인터페이스(406)를 통해 수행되는데, 상기 그래픽 사용자 인터페이스(406)는 데이터(40) 및 제어(405) 정보를 통해 측정 소프트웨어(402) 및 제어 소프트웨어(404)와 통신한다.
도 4B를 참조하면, 외부 컴퓨터가 사용되는 경우, 이러한 컴퓨터(400)는 측정 소프트웨어(402) 및 제어 소프트웨어(404)가 네트워크 접속부(209)를 통해 지역 인터페이스(206)와 상호작용하도록 하는 인터페이스(440)를 포함한다. 데이터(441m) 및 제어(441c) 정보는 인터페이스(440)와 측정 소프트웨어(402) 및 제어 소프트웨어(404) 사이에서 교환된다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 한 실시예에 따른 방법에 의해 검사될 RF 신호(201)는 유사한 개수의 전송기들로부터의 둘 이상(본 예시의 경우 두 개)의 전송 신호들의 조합이다. 본 예시에서, 검사될 전송기들의 세트(500)는 두 개의 신호 전송 시스템들을 포함한다. 전송될 데이터(501a, 501b)는 전송 프로세스들(502a, 502b)에 따라 처리된다. 결과적 신호들(503a, 503b)은 시간 도메인 데이터 신호들(505a, 505b)을 생성하기 위해 증폭기들(504a, 505b)에 의해 증폭되고, 상기 시간 도메인 데이터 신호들(505a, 505b)은 전송을 위한 시간 도메인 데이터 신호들(507a, 507b)을 생성하기 위해 필터들(506a, 506b)에 의해 필터링된다. 필터들(506a, 506b)이 선형 왜곡들의 모델링을 제공하는 반면에, 다른 형태들의 왜곡(예컨대, 증폭기 잡음, 비선형 증폭기 및 믹서 왜곡들, I/Q 불균형들, 위상 잡음 등)은 신호 결합기들(552a, 552b)을 통해 도입되는 부가적 에러 신호들(551a, 551b)에 의해 모델링된다. 결과적 신호들(553a, 553b)은 RF 신호(201)를 생성하기 위해 신호 결합기(554)에서 합쳐진다.
도 5A를 참조하면, 전송 프로세스들(502a, 502b)의 한 예시적 실시예가 하기 와 같이 기술될 수 있다. 인입 데이터(501a, 501b)는 프로세스(510)에 의해 초기에 처리되는데, 상기 프로세스(510)에서는 인입 데이터가 인코딩되고, 인터리빙되고, 직렬 형태로부터 병렬 형태로 전환되고 직교 진폭 변조(QAM)에 따라 매핑된다. 결과적 직교 신호들 U1(k)(511i, 511q)은 역 고속 푸리에 변환(IFFT)(512)에 따라 처리되며, 이어서 결과적 신호들(513i, 513q)은 전환 프로세스(514)에서 병렬 형태로부터 직렬 형태로 전환된다. 결과적 직렬 신호들(515i, 515q)은 다음 차례의 프로세스(516)에서 추가된 순환 프리픽스를 갖고, 이로써 전송을 위한 직교 데이터 신호들(517i, 517q)이 생성된다.
프리앰블 생성기(518)는 직교 프리앰블 신호들(519i, 519q)을 생성한다. 데이터(517i, 517q)와 프리앰블(519i, 519q) 신호들이 신호 라우터, 예컨대 스위치(520)에 제공된다. 제어 신호(521c)에 따라, 라우터(520)는 데이터 신호들(517i, 517q)이 뒤이어지는 프리앰블 신호들(519i, 519q)을 선택한다. 선택된 신호들(521i, 521q)은 버퍼 증폭기들(522i, 522q)에 버퍼링되고 전환 신호들(531i, 531q)(하기에서 더욱 상세히 논의됨)을 이용하여 신호 믹서들(524i, 524q)에서 믹싱되기 이전에 디지털-아날로그 컨버터들(DAC들)(532i, 532q)에 의해 아날로그 신호들(533i, 533q)로 전환되며, 결과적 신호들(525i, 525q)은 출력 신호들(503a, 503q)을 생성하기 위해 신호 결합기(526)에서 합쳐진다.
지역 오실레이터 회로(528)는 직교 지역 오실레이터 신호들(529i, 529q)을 제공하고, 상기 직교 지역 오실레이터 신호들(529i, 529q)은 신호 전송 경로의 직교 불균형을 모델링하기 위해 이용되는 직교 신호들(531a, 531q)과 함께 신호 믹서 들(530i, 530q)에서 믹싱되고, 그럼으로써 직교 지역 오실레이터 신호들(531i, 531q)이 생성된다. 버퍼 증폭기들(522i, 522q)의 신호 이득들(Gi, Gq)은 직교 신호 전송 경로의 진폭 불균형을 모델링하기 위해 이용된다.
도 6을 참조하면, 본 발명의 한 실시예에 따른 측정 소프트웨어(402)는 프로세스 흐름(600)과 같이 표현될 수 있는 다수의 검사들 및 동작들을 수행한다. 샘플링된 인입 데이터 벡터(321i/321q)는 스펙트럼 계산(602), 매칭된 필터 검출(604), 주파수 정정(606)을 포함하는 다수의 프로세스들에서 이용된다. 스펙트럼 계산(602)은 예컨대 고속 푸리에 변환(FFT) 프로세스들의 결과들을 평균함으로써 결합된 신호의 전력 스펙트럼을 나타내는 데이터(603)를 제공한다.
매칭된 필터 검출 프로세스(604)는 인입 신호(321i/321q)에 대하여 신호의 시작, 심볼 경계들과 주파수 에러를 검출한다. 주파수 에러 정보(605a)가 주파수 정정 프로세스(606)에 제공되는 반면에 신호의 시작(605b) 및 심볼 경계들(605c) 정보는 병렬 전환 프로세스(608)에 제공된다.
인입 신호(321i/321q)는 주파수 에러 정보(605a)에 따라 주파수 정정 프로세스(606)에서 자신의 공칭 주파수가 정정된다. 정정된 신호 정보(607)는 신호의 시작(605b) 및 심볼 경계(605c) 정보에 따라 병렬 전환 프로세스(608)에 의해 병렬 신호 정보로 전환된다.
병렬 신호 정보(609)는 원래 데이터 전송 신호(201)에 상응하는 주파수 도메인 정보 Y1(k)*+Y2(k)*(611)을 생성하기 위해 FFT 프로세스(610)에 의해 처리된다. 상기 정보(611)는 프리앰블 프로세싱 프로세스(612)(하기에서 논의됨)에 제공된다. 부가하여, 합 프로세스(616)는 원래 데이터 전송 신호(201)에 존재하는 주파수 도메인(617)의 에러 신호를 생성하기 위해 레퍼런스 신호 정보(615)(하기에서 논의됨)를 공제함으로써 상기 정보(611)를 추가 처리한다.
프리앰블 프로세싱 프로세스(612)는 필터 프로세스들(506aa, 506ba)(하기에서 논의됨)을 위한 제어 데이터(613a, 613b)를 생성한다. 부가하여, 프리앰블 프로세싱 프로세스(612)는 데이터 전송 신호들(553a, 553b)의 각각의 전력 레벨을 나타내는 데이터(613c)를 생성하고, 데이터는 각각의 전송기에 대한 I 및 Q 데이터 신호들 사이의 불균형들(예컨대, 도 5A에 대하여 상기 논의된 바와 같이 위상들 및 진폭들), 각각의 데이터 전송 신호의 스펙트럼 평탄도(데이터 전송 신호들(553a, 553b)의 각각의 OFDM 캐리어의 진폭)를 나타낸다.
검사를 위하여, 검사되고 있는 전송 시스템(500)에 의해 전송되고 있는 원래 데이터가 공지되고, 측정 소프트웨어(402) 내에서 중복 전송 프로세스들(502aa, 502ba)을 위해 공지된 데이터(501aa, 501ba)로서 제공된다. 결과적 중복 주파수 도메인 데이터 신호들 U1(k)*(503aa), U2(k)*(503ba)은 필터 제어 데이터(613a, 613b)에 따라 전송 시스템(500)의 원래 필터들(506a, 506b)을 시뮬레이션하도록 의도된 필터링 프로세스들(506aa, 506ba)에 의해 필터링된다. 필터링된 결과적 데이터 S1(k)*(507aa), S2(k)*(507ba)는 재구성된 이상적인 전송된 신호(615)를 생성하기 위하여 결합 프로세스(614)에서 합쳐지고, 상기 신호(615)는 복합 에러 신호 E1(k)*+EY2(k)*(617)를 생성하기 위하여 수신된 신호(611)로부터 공제된다. 표준 공식들에 의해, EVM은 상기 복합 에러 신호(617)로부터 계산될 수 있다.
상기 공지된 데이터(501aa, 501ba)가 미공지된 시작 상태로 스크램블러에 의해 전송기들의 세트(500) 내에서(예컨대, 전송 프로세스들(502a, 502b) 내에서) 처리될 수도 있었음이 이해될 것이다. 이러한 불확실성은 인입 신호(321i/321q)로부터 검출된 데이터가 모든 가능한 스크램블러 시작 상태들에 대하여 상관되게 하는 프로세스에 의해 수신기(600) 내에서 해결될 수 있다.
앞선 논의들에 기초하면, 도 6에 도시된 바와 같이, 신호 측정들은 하기와 같이 요약될 수 있다 : 인입 신호의 시작과 심볼 경계가 예컨대 프리앰블을 위한 매칭된 필터에 의해 검출된다. 매칭된 필터의 출력이 적절한 주파수 정정이 계산될 수 있고 시간 도메인에서 제공될 수 있는 것으로부터 신호 캐리어 주파수 오프셋을 도출하기 위해 이용된다(다른 잘 공지된 기법들, 예컨대 전력 엔벨로프 정정 또는 자기상관이 상기를 달성하기 위해 이용될 수 있음이 명백하다).
인입 신호의 나머지 일부분, 예컨대 프리앰블 뒤에 이어지는 데이터는 고속 푸리에 변환(FFT)에 의해 처리되는데, 각각의 FFT 출력은 하나의 심볼을 나타낸다. 각각의 FFT 출력이 N 값들을 가짐으로써, 상기 값들의 하위집합 N1은 정보를 포함하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호 캐리어들을 나타낸다. 통상적으로, 값 N은 2의 거듭제곱을 갖고 N1은 N-10에 거의 동일하다. M 전송기들을 위해 이용되는 MIMO 프리앰블 구조는 전송된 신호들 Y1(k), Y2(k)에 존재하는 각각의 OFDM 캐리어 N1에 대하여 미공지된 M으로 M 공식들이 설정되도록 한다. 상기 공식들을 푸는 것은 상기 신호들 Y1(k), Y2(k)을 통해 전송되는 각각의 캐리어에 대한 진폭 및 위상 응답들(H1, H2)의 추정치들을 제공한다. 채널 평탄도는 필터들의 진폭 응답들(H1, H2)에 의해 결정되고, 반면에 전력 레벨은 전송된 신호들 Y1(k), Y2(k)을 통한 각각의 캐리어의 전력을 합침으로써 결정되며, I/Q 불균형은 상기 전송된 신호들 Y1(k), Y2(k)의 각각에 대한 중심 주파수 주위의 양의 캐리어 및 음의 캐리어 사이의 상관을 평가함으로써 계산된다.
프리앰블의 콘텐트가 선험적으로 공지되어 있으므로, 그리고 인입 프리앰블들이 별개의 순환 시프트들을 갖기 때문에, 다양한 전송기들로부터의 신호들은 각각의 캐리어 신호에 대하여 분리될 수 있다. 상이한 다중 입력 다중 출력(MIMO) 구현들에 의해, 상이한 프리앰블들이 이용될 수 있고, 이러한 프리앰블들은 적어도 실질상 직교가 되도록 설계된다. 원래 데이터가 공지된다면, 전송기들(500)은 스크램블링이 인에이블링되며 동작될 수 있는데, 그 이유는 스크램블러 셋팅이 매칭된 필터에 의해 도출될 수 있기 때문이며, 스크램블러 셋팅이 공지된다면 원하는 레퍼런스 신호가 도출될 수 있다.
앞선 상세한 설명의 결과로서, 스펙트럼 평탄도, 즉 주파수 스펙트럼 양단의 신호 전력들의 균일성뿐만 아니라, 각각의 전송기로부터의 각각의 캐리어 신호에 대한 전력 레벨은 각각의 전송기로부터 유용한 전력이 결정될 수 있는 것으로부터 설정될 수 있다. 각각의 전송기에 대한 각각의 캐리어 신호의 전력 및 위상은 필터 프로세스들(506aa, 506ba)에서 모델링되는 바와 같이 각각의 전송기에 대한 채널 응답을 지시한다.
상기 분리된 전송기 신호들을 비교함으로써, 각각의 전송기에 대한 직교(I/Q) 불균형이 도출될 수 있다.
검사 조건들 동안에(앞서 논의된 바와 같이, 스크램블러 불확실성들을 고려하는 동안에) 예상되는 바와 같이, 데이터 콘텐트가 공지된다면, 에러 벡터 크기(EVM : error vector magnitude)는 FFT 프로세스의 출력들과 채널 정정들의 제공이 뒤이어지는 이상적인 FFT 출력들을 비교함으로써 계산될 수 있다. 위상 잡음의 계산은 유사한 방식으로 수행될 수 있다. FFT 출력들을 평균함으로써, 결합된 신호의 전력 스펙트럼이 계산될 수 있다.
상대 타이밍은 매칭된 필터(604)의 출력들의 피크들의 위치들에 따라 결정될 수 있다.
도 6A 및 도 6B를 참조하면, 예로서 주파수 도메인 데이터 신호 U1(k)*(503)를 이용하여, 신호들 사이의 시간 및 주파수 도메인 관계들이 하기와 같이 기술될 수 있다. 도 6A를 참조하면, 신호 U1(k)는 열 벡터들의 시퀀스이고, 각각은 다수(N)의 FFT 엘리먼트들을 갖는데, 각각의 열은 주파수 도메인의 패킷의 심볼을 나타낸다. 예컨대, IEEE 802.11a/g의 경우 상기 숫자(N)는 통상적으로 64이고, IFFT 및 FFT 기능들은 64개의 엘리먼트 벡터 입력들로 수행된다. 신호 U1(k)는 패킷에서 k번째 심볼에 대한 열 벡터이다. 도 6B를 참조하면, 신호 u1(t)는 U1(k)(크기가 변하지 않는 프리앰블의 길이)에 상응하는 시간 도메인 신호이다. 예컨대, 주파수 도메인 벡터 U1(2)는 하기와 같이 시간 간격(t)에 대하여 시간 도메인 신호 u1(t)에 상응한다 :
Figure 112008028124098-PCT00001
주파수 도메인 신호 U1(k)는 하기와 같이 시간 도메인 신호 u1(t)로부터 도 출될 수 있다 :
Figure 112008028124098-PCT00002
이때 : t=mTsa-kTs+T0+TCP
Figure 112008028124098-PCT00003
, fc는 지역 오실레이터 신호들(529i, 529q)의 주파수
Tsa=1/디지털-아날로그 컨버터의 샘플 클록 주파수
Ts=순환 프리픽스를 포함하는 심볼 지속기간
T0=프리앰블 이후 제1 심볼의 시작
TCP=순환 프리픽스의 지속기간
k=심볼 개수
m=샘플 개수(예컨대, IEEE 802.11a/g의 경우 m=0:63)
앞서 논의된 바와 같이, MIMO 전송기들은 병렬로 검사될 수 있는데, 이때 개별 전송기들의 출력들은 결합된 신호를 진짜 신호 분석을 수행할 수 있는 단일 검사 장비로 공급하도록 예컨대 전력 결합기를 통해 결합된다. 진보된 신호 프로세싱 알고리즘들을 이용함으로써, 많은 개별적인 파라미터들이 상기 결합된 신호를 이용하여 개별적인 전송기들에 대하여 추출될 수 있다. 상기 분석은 MIMO 데이터 패킷의 고정된 일부분(예컨대, 데이터 패킷 헤더)뿐만 아니라, 전송된 데이터를 알고 있다는 것에 기초한다. 이러한 능력은 생산 시스템에서 큰 장점들을 갖는데, 왜냐하면 단 하나의 검사 장비를 이용하여 MIMO 전송 시스템의 병렬 검사를 허용함 으로써, 고속의 검사 속도와 저렴한 비용을 제공하며, 따라서 가능한 최저 생산 비용의 요구사항을 충족시키기 때문이다.
한 가지 바람직한 검사는 MIMO 시스템에서 사용되는 상이한 전송기들의 개별적인 압축을 측정하고 품질 측정을 각각의 전송기에 할당하는 것일 수 있다. 전송기가 전송되는 신호를 압축할 때, 신호의 품질이 떨어지는데, 이는 얼마나 많은 전송되는 신호가 이상적인 신호와 상이한지에 대한 측정으로서 EVM을 통해 표현될 수 있다. OFDM 신호들의 경우, 예컨대 앞서 언급된 바와 같이 IEEE 802.11a/g 표준들에 대한 EVM 요구사항들에서 EVM은 각각의 캐리어에 대한 콘스텔레이션 다이어그램과 이상적인 콘스텔레이션 다이어그램 사이의 차이로서 표현될 수 있다. 개별적인 전송 체인들과 압축 레벨들을 연관시키는 한 방법은, 잘 아려진 특성인 보완 누적 분포 함수(CCDF)를 측정하는 것이다(이 방법은 하기에서 더욱 상세히 논의된다).
도 7을 참조하면, 다른 방법은 압축을 유발하는 비선형 동작을 특징짓는 것이다. 전력 증폭기와 같은 비선형 소자로부터의 출력 x(t)는 하기와 같이 입력 신호 y(t)에 있어서 표현될 수 있다 :
Figure 112008028124098-PCT00004
이때, a3 및 a5는 세제곱 및 다섯제곱 오더 응답들(the power of the third and fifth order responses)을 결정하는 비선형 상관계수들이다. EVM에 있어서 각각의 전송기의 신호 품질은 복합 신호로부터 각각의 전송기에 대하여 압축 특성들, 즉 상관계수들 a3 및 a5로부터 도출될 수 있다.
주파수 도메인의 복합 에러 신호(617), 지역적으로 생성된 제1 이상적 전송기 신호(507aa), 지역적으로 생성된 제2 이상적 전송기 신호(507ba)는 한 번에 한 심볼씩 각각의 IFFT 프로세스들(702a, 704a, 704b)을 통해 시간 도메인으로 변환된다. 제1 전송기 시간 도메인 신호(705a)는 제3(706a) 및 제5(708a) 오더 비선형 프로세스들에 따라 처리된다. 결과들(707a, 709a)은 복합 에러 신호(703) e1(t)*+e2(t)*와 상관된다. 제1 상관자 출력(711a)
Figure 112008028124098-PCT00005
은 각각의 심볼을 위한 제1 전송기에 대한 a3 항의 추정치이고, 반면에 제2 상관자 출력(711b)
Figure 112008028124098-PCT00006
은 각각의 심볼을 위한 제1 전송기에 대한 a5 항의 추정치이다. 유사하게, 제3 상관자 출력(711c)
Figure 112008028124098-PCT00007
은 각각의 심볼을 위한 제2 전송기에 대한 a3 항의 추정치이고, 반면에 제4 상관자 출력(711d)
Figure 112008028124098-PCT00008
은 각각의 심볼을 위한 제2 전송기에 대한 a5 항의 추정치이다. EVM 계산 프로세스(712)는 패킷에 있어서 상기 추정치들을 평균하는데, 평균된 추정치들은 EVM 추정치들(713b, 713c)에 기초한 압축 및 전송기들 사이의 예상된 EVM 차이(713a)를 결정하기 위한 룩업 테이블들에 주소지정 하기 위하여 사용된다.
도 8A를 참조하면, 검사 구성(800a)은 다수의(예컨대, 두 개의) 전송기들(804a, 804b)을 갖는 DUT(802), 신호 결합기(806), VSA(808), 및 컴퓨터(810)를 포함한다. 컴퓨터(810)는 인터페이스(813)를 통해 DUT(802)에 명령어들 및 데이터를 제공하고 상기 DUT(802)로부터 데이터를 수신하는 DUT 제어 소프트웨어(812)를 포함하고 실행하며, 다른 인터페이스(815)를 통해 VSA(808)뿐만 아니라 데이터 및 명령어들을 상호 교환하는 VSA 제어 소프트웨어(814) 및 분석 소프트웨어(816)를 포함하고 실행한다.
도 8B를 참조하면, 대안적인 검사 구성(800b)에서, 스위치들(820a, 820b)은 전송기들(804a, 804b) 및 신호 결합기(806) 사이에 위치되고, 컴퓨터(810)의 VSA 및 스위치 제어 소프트웨어(814b)로부터의 명령어들에 의해 제어된다.
도 8C를 참조하면, 대안적인 검사 구성(800c)에서, 신호 결합기(806)는 제거되고, 각각의 전송기 출력(805a, 805b)은 각자의 고유 VSA(808a, 808b)에 의해 바로 측정된다.
도 8A를 다시 참조하면, 하나의 검사 구성에 따르면, 제1 전송기(804a)는 일정한 출력 신호(805a) 압축으로 동작함으로써 32dB의 EVM을 생성하는 반면에, 제2 전송기(804b)의 압축은 가변하였다. 제2 전송기(804b)의 EVM은 단일 VSA(808)에 의해 측정되었다. EVM 레퍼런스(reference)를 획득하기 위하여, 제2 전송기(804b)로부터의 EVM은 단지 제2 전송기(804b)에 접속된 VSA(808)에 의해서 바로 측정되었다, 즉 제1 전송기(804a)의 신호(805a)가 추가되지 않았다.
도 9A 및 도 9B를 참조하면, 두 측정들의 EVM이 비교될 수 있다. 수평축은 레퍼런스 소프트웨어로 분석될 때 제2 전송기(804b)의 EVM을 나타낸다. 수직축은 복합 측정 기법을 사용할 때 EVM의 에러(dB)를 나타낸다. IEEE 802.11a/g 시스템에서 사용되도록 의도된 상기 특정한 검사의 경우, EVM의 특정한 관심 범위가 -24 내지 -27dB 사이인데, 왜냐하면 최고 데이터 속도를 위한 수용 한계치가 -25dB이기 때문이다. 도 9A는 두 개의 전송기들이 동일한 전력(사전-압축)으로 전송하도록 설정된 경우를 묘사하는 반면에, 도 9B는 제1 전송기(804a)가 제2 전송기(804b)보다 한 데시벨 더 높은 레벨에 있는 경우를 묘사한다. 관심 범위에서, 에러는 작은 양의 바이어스를 나타내고, 도 9A가 +/-1dB의 에러 범위를 갖고 도 9B가 +/-1.5dB의 에러 범위를 갖는다. 상기 검사들은 단지 24개 심볼들의 상대적으로 짧은 패킷들로 수행되었다. 패킷들의 길이를 증가시키는 것은 정확성을 향상시킬 것이다.
도 10A 및 도 10B를 참조하면, 각각의 전송기(804a, 804b)의 EVM은 다른 손상 소스들에 의해 영향받을 수 있다. 상이한 전송 체인들로부터 상관 레벨들을 비교함으로써, 각각의 전송기의 압축이 감시될 수 있다. 제3 오더 상관 계수들의 비율(the ratio of the third order correlation coefficients)(=
Figure 112008028124098-PCT00009
Figure 112008028124098-PCT00010
)에 따른 수평축과 전송기들(804a, 804b) 사이의 EVM의 차이에 따른 수직축을 이용하여, 도 10A는 전송기 출력 신호들(805a, 805b)이 압축(비선형성이 없음) 이전의 전력과 동등한 경우를 묘사하고, 반면에 도 10B는 제1 전송기(804a)가 제2 전송기(804b)보다 한 데시벨 더 높은 레벨인 경우를 묘사한다.
다른 바람직한 검사는 MIMO 시스템에서 사용되는 상이한 전송기들의 개별적인 압축들을 측정하는 것이다. 높은 피크-대 평균 비율을 갖는 신호들, 예컨대 OFDM 신호들의 CCDF 형태로 종종 측정되고, 전송기의 성능을 검증하도록 도울 수 있는 중요한 정보를 제공한다. 잘 설계된 시스템에서, 전송된 신호 전력은 전송 품질 요구사항이 충족되도록 일정 레벨의 압축으로 조절된다. 출력 신호 전력을 감소시키는 것은 전력 공급 전류 소모가 증가하도록 유발할 것이지만, 전력을 증가시키는 것은 시스템이 더 깊은 출력 신호 압축으로 진입하게 함으로써, 우수하지 못한 전송 품질에 의해 시스템 성능이 제한될 수 있는 점까지 전송 품질이 떨어지게 유발할 것이다.
도 11A를 참조하면, IEEE 802.11a/g(OFDM) 전송기에 대한 통상적인 CCDF 곡선은 신호가 평균 전력에 비하여 X-dB 또는 보다 순간적인 전력을 가질 확률을 나타낸다. 곡선(1102)은 통상적인 잘 설계된 전송기의 측정된 CCDF를 나타내고, 반면에 곡선(1104)은 신호 압축이 없을 경우 이론적 CCDF를 나타낸다. 평균 전력에 비한 오프셋은 수평축 상에 있고, 확률은 수직축 상에 있다. 압축된 CCDF 곡선의 말단점(1106)은 압축의 레벨을 나타낼 수 있는데, 왜냐하면 상기 말단점이 입력 신호의 최고 피크들의 압축 정도를 지시하기 때문이다. 본 예시에서, 출력 신호는 이론적 신호에 비하여 약 3dB 압축된다. 상기 지점(1106)은 더 짧은 데이터 패킷들로 다소 변동할 수 있는데, 왜냐하면 패킷 콘텐츠(비압축됨)가 피크의 상기 레벨을 얻기에 상대적으로 낮은 확률로 인해 이론적 곡선(1104)을 정확하게 따라갈 수 없기 때문이다. 그러므로, 상기 지점(1106)은 압축을 시각적으로 식별하기 위해 종종 사용되는 동안에 단지 압축의 지시로서 보여야 한다.
CCDF는 그 자체로 도출하기에 상대적으로 쉬운 함수이다. 문제점은 생산 셋업에서 예컨대 나쁜 회로 성분에 의해 유발되는 고압축의 신호를 통상적으로 찾아내는 것이다. 단일 전송기 시스템에서는, 더 높은 곡률이 압축의 지시인 압축(도 11A)이 용이하게 식별될 수 있다. 신호는 절대 전력에 비하여 10dB 피크 전력까지 나타낼 수 있으나, 측정된 전송기 출력은 단지 피크의 약 7dB만을 나타낼 수 있다; 따라서, 전송기는 약 7dB까지 최고 피크들을 압축할 것이다. 이러한 피크 레벨들이 상대적으로 흔치 않기 때문에, 이러한 압축은 정상 성능 마진들 및 에러 정정에 기초하여 전송된 데이터의 복구를 방해하기에 충분한 전송기 성능에 일반적으로 영향을 끼치지 않을 것이다. 이러한 압축은 또한 전송기들 모두가 동일한 압축을 나타내는 경우 MIMO 시스템들에 틀림없다.
그러나, 결함 전송기를 갖는 MIMO 시스템은 압축된 신호 및 비압축된 신호 모두를 생성할 수 있으며, 이로써 상이한 신호 전송 특성들을 나타낼 것이다. 다중-스트림 MIMO 신호의 경우와 같이, 신호 피크들이 상관되지 않은 경우, 결합된 신호에 주목하는 것으로 압축을 측정하는 것이 어려울 수 있다. 신호들 모두가 압축을 나타내지 않을 경우, 절대 피크는 각각의 신호의 피크보다 3dB 초과일 수 있다. 그러나, RMS 전력이 또한 3dB 더 높고, 그래서 최대 10dB 피크 대 평균이 유지된다. 한 신호가 압축을 나타내지 않고 다른 신호가 다소 압축, 예컨대 두 신호들이 결합될 때 앞서 논의된 바와 같이 7dB 최대 피크(CCDF는 7dB에서 정지)를 나타내는 경우, CCDF는 (RMS 신호 전력들에 동등하게) 피크에서 약 1.3dB 감소를 나타낼 것이다. 5dB로 증가된 압축의 경우, 복합 CCDF는 이론적 신호에 비하여 1.8dB 압축만을 나타낼 것이고, 3dB 피크까지 추가 감소되는 경우 CCDF는 이론적 신호에 비하여 2.2dB를 나타낼 것이다. 통상적으로, 압축은 6.5dB 내지 7dB 사이의 피크 범위까지 전송기의 성능을 제한할 것이고, 두 개의 전송기들 중 하나가 고장나면, 전체 MIMO 시스템이 결함성이 된다.
도 11B를 참조하면, 이중-전송기 MIMO 신호에 대한 복합 CCDF 및 개별 CCDF의 CCDF 곡선들 사이의 차이점을 나타낸다. 곡선(1108)은 MIMO OFDM 신호에 대한 이론적인 곡선이고, 반면에 곡선(1110)은 복합(결합된) CCDF이다. 두 개의 MIMO 전송기들 중 한 전송기의 비압축된 입력에 대한 곡선은 실질적으로 이론적인 곡선(1108)에 동일하다. 곡선(1112)은 다른 한 MIMO 전송기에 대한 것으로, 최적으로 보정된 전송기의 경우에 근접하는 상당한 압축을 지시한다. 이로부터, 결합된 신호들에 대하여 CCDF의 측정을 사용하는 것은 거의 정보를 제공하지 않는다는 것이 명백한 듯하다. 이론적인 신호로부터 결합된 신호를 거의 구분할 수 없고, 반면에 동시에 전송기들 중의 한 전송기가 우수한 시스템에 대한 최고치까지 압축된다. 그러므로, 생산 검사 셋업을 위해 종종 원해지므로 CCDF를 측정할 수 있는 통상적인 단일 장비를 이용하여 적절하게 CCDF를 측정할 수는 없을 것이다. 그러나, CCDF는 생산 검사 속도를 향상시키는데 종종 도움을 줄 수 있는 원해지는 분석 도구인데, 왜냐하면 단순한 분석이고 신호 합성에 대한 중요한 관점을 제공하기 때문이다.
복합 신호 EVM을 측정함으로써, 복합 EVM에 대한 다른 기여자들이 식별될 수 있고, 그런 다음에 또한 압축 특징들을 앎으로써, EVM 기여자들이 상이한 신호 전송 경로들에 대하여 유사한지 또는 하나의 신호 전송 경로의 효과들이 복합 EVM에 지배적인지가 결정될 수 있다.
도 12A 및 도 12B를 참조하면, 시간 도메인에서, 이상적인 비압축 신호(도 12A)의 시간 샘플과 동일한 시간 샘플의 압축 버전(도 12B)의 비교는 도 11A의 곡 선(1102)과 유사한 CCDF 특징들을 드러낼 것이고, 압축이 피크들의 위치에 영향을 끼치지 않으며 더 작은 피크들보다 많이 더 큰 피크들을 감쇠시킨다는 것을 드러낼 것이다.
두 개의 MIMO 신호들 중 복합 신호에 대한 도 13A 및 도 13B를 참조하면, 도 12A는 신호들 모두가 압축되지 않은 경우의 결과를 도시하고, 반면에 도 13B는 두 신호들 중 한 신호가 도 11A의 1102에 도시된 바와 같은 레벨까지 압축되는 경우의 결과를 도시한다. 이로부터, 일부 경우들에서 압축이 나타날 수 있는 반면에 다른 경우들에서 신호들이 전체 피크를 지속적으로 나타낼 수 있다는 것을 알 수 있다. 예상된 바와 같이, 압축 신호(도 13B) 피크가 떨어지지만, 비압축 레퍼런스 신호(도 13A)와의 비교 없이 압축을 식별하는 것은 용이하지 않다.
도 14A-14C를 참조하면, 두 개의 개별적으로 전송된 신호들(도 14A 및 도 14B)은 복합 신호(도 14C)를 생성하고, 이때 일부 예시들에서 한 신호가 피크에 지배적이고 다른 예시들에서 다른 한 신호가 지배적이고 또 다른 예시들에서 양쪽 신호들 모두가 동시에 피크됨으로써 복합 신호가 훨씬 더 피크되도록 유발함을 알 수 있다.
도 15A-15D를 참조하면, 동일한 개별적으로 전송된 신호들(도 15A 및 도 15B)이지만, 한 신호가 압축되고(도 15A) 다른 신호가 압축되지 않은(도 15B) 경우, 다른 복합 신호(도 15C)가 생성된다. 비교의 경우, 신호 압축들이 없지만, 여전히 다른 복합 신호(도 15D)가 생성된다.
앞서 논의된 바와 같이, MIMO 신호를 통해 송신된 데이터가 공지되면, 이상 적 복합 신호를 추정하고 그로부터 EVM을 추정하는 것이 가능하다. 프로세스는 수신된 신호를 추출하고, 상기 추출된 신호를 이상적 레퍼런스 신호에 대하여 주파수 및 시간에 있어서 정렬하고, 상기 정렬된 신호를 레퍼런스 신호와 비교하는데, 추출된 신호와 레퍼런스 신호는 도 15C 및 도 15D에 도시된 신호들과 각각 유사하다. 개별적인 신호 측정들로부터, 두 개의 개별적인 레퍼런스 신호들이 존재하므로 개별적인 신호들도 존재함을 알 수 있다. 따라서, 두 신호들의 상이한 피크 지점들이 식별될 수 있고 상기 지점들이 어떻게 복합(결합된) 신호와 상관되는지 식별될 수 있다. 상기 지식을 이용하여, 지배적 기여자로서 신호들 중 하나가 전력에 있어서 다른 하나를 지배하는 지점에서 복합 신호를 분석하는 것이 가능하며, 상기 지점에서 이상적 복합 신호는 실제 측정된 신호와 비교될 수 있고 지배적 신호에 대한 압축이 결정될 수 있다.
도 16을 참조하면, 측정된 신호를 획득하여 레퍼런스 신호와 비교하기 위한 회로설계의 한 예시(1600)는 도시된 바와 같이 실질적으로 신호 엔벨로프 검출 회로들(1602, 1614a, 1614b), IFFT 회로들(1612a, 1612b), 임계치 비교 회로들(1616a, 1616b), 스위칭 회로들(1604a, 1604b), 전력 계산 회로들(1606a, 1606b), 히스토그램 계산 회로들(1608a, 1608b)을 포함한다. 샘플링된 엔벨로프 인입 데이터 벡터 신호(321i/321q)가 검출되고 제어 신호들(1617a, 1617b)(하기에서 논의됨)에 의해 결정됨에 따라 스위칭하기 위해 이용될 수 있다. 스위칭된 신호들(1605a, 1605b)의 전력 레벨들이 결정되고, 결과적 신호 전력 데이터(1607a, 1607b)는 각각의 전송기에 대한 CCDF 곡선들을 계산하기 위해 사용된다.
주파수 도메인에서 지역적으로 생성된 이상적 전송기 신호들(507aa, 507ba)은 각자의 IFFT 프로세스들(1612a, 1612b)을 통해 시간 도메인으로 변환된다. 전송기 시간 도메인 신호들의 엔벨로프들(1613a, 1613b)이 검출되어 전송기 신호들의 낮은 전력 지점들을 결정하기 위해 각각의 임계치들에 대하여 비교된다. 결과적 제어 신호들(1617a, 1617b)이 앞서 논의된 바와 같이 검출된 복합 신호 엔벨로프(1603)의 엔벨로프를 전환하거나 인에이블링하기 위해 이용된다.
대안적인 기법들은 각각의 전송기들에 대한 CCDF 곡선들의 실제적 파생에 대한 반복적 접근과 다른 변동들의 사용을 포함할 수 있는데, 모든 대안적인 기법들은 신호들의 상대적 전력들을 알고 그런 다음에 그 결과를 측정된 복합 CCDF 곡선과 비교하기 위해 상이한 신호들을 비교한다는 기본 접근에 기초한다.
본 발명의 동작에 관한 구조 및 방법에 있어서 다양한 다른 수정예들 및 대안들이 본 발명의 범위 및 요지를 벗어나지 않고서 가능함이 당업자에게 명백할 것이다. 본 발명이 특정한 바람직한 실시예들과 연관되어 기술되었지만, 청구된 바와 같은 본 발명이 이러한 특정한 실시예들로 제한되지 않음은 명백하다. 하기의 청구항은, 본 발명의 범위를 한정하고 상기 구조들 및 방법들이 본 발명의 청구범위의 범위 및 대등한 범위 내에서 커버되도록 의도된다.

Claims (10)

  1. 복합 신호 내 다수의 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호들 중에서 하나 이상의 개별적인 OFDM 신호들의 신호 압축 레벨들을 측정하기 위한 신호 분석기를 포함하는 장치로서,
    복합 데이터 신호의 엔벨로프에 상응하는 제1 검출 데이터 신호를 제공하기 위하여 적어도 제1 OFDM 신호 및 제2 OFDM 신호를 포함하면서 신호 통신 경로를 통해 수신된 상기 복합 데이터 신호를 검출하기 위한 제1 신호 검출기 수단 - 상기 복합 데이터 신호는 연관된 다수의 신호 전송 프로세스들을 구비한 원격 신호 소스로부터 전송되고 각각이 다수의 전송 데이터의 각각의 일부분을 포함하는 다수의 데이터 패킷들을 포함하며, 상기 다수의 전송 데이터의 상기 각각의 일부분은 각각 상기 다수의 신호 전송 프로세스들 중에서 각각의 하나 및 상기 신호 통신 경로에 관련된 다수의 공지된 데이터의 각각의 일부분에 상응함 -;
    상기 다수의 공지된 데이터 중에서 적어도 제1 일부분 및 제2 일부분에 상응하는 적어도 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 다수의 신호 전송 프로세스들과 적어도 실질적으로 유사한 다수의 프로세스들에 적어도 부분적으로 부합하여 상기 다수의 공지된 데이터 및 상기 복합 데이터 신호를 처리하기 위한 신호 프로세싱 수단;
    적어도 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호를 제공하기 위하여 상기 적어도 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호를 각각 검출하기 위한 제2 신호 검출기 수단; 및
    상기 적어도 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호에 대한 응답으로, 상기 적어도 제1 OFDM 신호 및 제2 OFDM 신호의 적어도 제1 전력 특성 및 제2 전력 특성을 지시하는 적어도 제1 분석 신호 및 제2 분석 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 제1 검출 데이터 신호를 분석하기 위한 신호 분석기 수단을 포함하는,
    장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 제1 전력 특성 및 제2 전력 특성 중 적어도 하나는 보완 누적 분포 함수(CCDF)를 포함하는,
    장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 다수의 데이터 패킷들의 각각은 다수의 프리앰블 데이터의 각각의 일부분을 더 포함하고,
    상기 신호 프로세싱 수단은,
    적어도 다수의 제어 데이터를 제공하기 위하여 상기 다수의 프리앰블 데이터 중 적어도 상기 각각의 일부분을 처리하기 위한 프리앰블 프로세싱 수단; 및
    상기 다수의 공지된 데이터와 상기 다수의 제어 데이터를 수신하고, 그에 대한 응답으로 상기 적어도 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호를 제공하기 위 하여 상기 다수의 프로세스들에 따라 상기 다수의 공지된 데이터를 처리하기 위한 데이터 프로세싱 수단을 포함하는,
    장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제2 신호 검출기 수단은,
    상기 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호의 각각의 엔벨로프들에 상응하는 적어도 제2 검출 데이터 신호 및 제3 검출 데이터 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 적어도 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호를 검출하기 위한 신호 엔벨로프 검출기 수단; 및
    상기 적어도 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 적어도 제2 검출 데이터 신호 및 제3 검출 데이터 신호를 검출하기 위한 신호 임계치 검출기 수단을 포함하는,
    장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호 분석기 수단은,
    상기 적어도 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호에 대한 응답으로, 적어도 제1 선택 신호 및 제2 선택 신호를 제공하기 위하여 상기 제1 검출 데이터 신호 중 적어도 부분적으로 일시적으로 별개인 일부분들을 선택하기 위한 스위칭 수단;
    적어도 제1 전력 신호 및 제2 전력 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 적어도 제1 선택 신호 및 제2 선택 신호를 위한 각각의 전력 레벨들을 검출하기 위한 전력 검출기 수단; 및
    상기 적어도 제1 분석 신호 및 제2 분석 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 적어도 제1 전력 신호 및 제2 전력 신호를 처리하기 위한 처리기 수단을 포함하는,
    장치.
  6. 복합 신호 내 다수의 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호들 중에서 하나 이상의 개별적인 OFDM 신호들의 신호 압축 레벨들을 측정하기 위한 방법으로서,
    복합 데이터 신호의 엔벨로프에 상응하는 제1 검출 데이터 신호를 제공하기 위하여, 적어도 제1 OFDM 신호 및 제2 OFDM 신호를 포함하면서 신호 통신 경로를 통해 수신된 상기 복합 데이터 신호를 검출하는 단계 - 상기 복합 데이터 신호는 연관된 다수의 신호 전송 프로세스들을 구비한 원격 신호 소스로부터 전송되고 각각이 다수의 전송 데이터의 각각의 일부분을 포함하는 다수의 데이터 패킷들을 포함하며, 상기 다수의 전송 데이터의 상기 각각의 일부분은 각각 상기 다수의 신호 전송 프로세스들 중에서 각각의 하나 및 상기 신호 통신 경로에 관련된 다수의 공지된 데이터의 각각의 일부분에 상응함 - ;
    상기 다수의 공지된 데이터 중에서 적어도 제1 일부분 및 제2 일부분에 상응하는 적어도 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 다수의 신호 전송 프로세스들과 적어도 실질적으로 유사한 다수의 프로세스들에 적어도 부분적으로 부합하여 상기 다수의 공지된 데이터 및 상기 복합 데이터 신호를 처리하는 단계;
    적어도 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호를 제공하기 위하여 상기 적어도 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호를 각각 검출하는 단계; 및
    상기 적어도 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호에 대한 응답으로, 상기 적어도 제1 OFDM 신호 및 제2 OFDM 신호의 적어도 제1 전력 특성 및 제2 전력 특성을 지시하는 적어도 제1 분석 신호 및 제2 분석 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 제1 검출 데이터 신호를 분석하는 단계를 포함하는,
    측정 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 적어도 제1 전력 특성 및 제2 전력 특성 중 적어도 하나는 보완 누적 분포 함수(CCDF)를 포함하는,
    측정 방법.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 다수의 데이터 패킷들의 각각은 다수의 프리앰블 데이터의 각각의 일부분을 더 포함하고,
    상기 처리 단계는,
    적어도 다수의 제어 데이터를 제공하기 위하여 상기 다수의 프리앰블 데이터 중 적어도 상기 각각의 일부분을 처리하는 단계; 및
    상기 다수의 공지된 데이터와 상기 다수의 제어 데이터를 수신하고, 그에 대한 응답으로 상기 적어도 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호를 제공하기 위하여 상기 다수의 프로세스들에 따라 상기 다수의 공지된 데이터를 처리하는 단계를 포함하는,
    측정 방법.
  9. 제 6 항에 있어서,
    상기 검출 단계는,
    상기 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호의 각각의 엔벨로프들에 상응하는 적어도 제2 검출 데이터 신호 및 제3 검출 데이터 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 적어도 제1 레퍼런스 신호 및 제2 레퍼런스 신호를 검출하는 단계; 및
    상기 적어도 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 적어도 제2 검출 데이터 신호 및 제3 검출 데이터 신호를 검출하는 단계를 포함하는,
    측정 방법.
  10. 제 6 항에 있어서,
    상기 신호 단계는,
    상기 적어도 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호에 대한 응답으로, 적어도 제1 선택 신호 및 제2 선택 신호를 제공하기 위하여 상기 제1 검출 데이터 신호 중 적어도 부분적으로 일시적으로 별개인 일부분들을 선택하는 단계;
    적어도 제1 전력 신호 및 제2 전력 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 적어도 제1 선택 신호 및 제2 선택 신호를 위한 각각의 전력 레벨들을 검출하는 단계; 및
    상기 적어도 제1 분석 신호 및 제2 분석 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 적어도 제1 전력 신호 및 제2 전력 신호를 처리하는 단계를 포함하는,
    측정 방법.
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