KR20080039515A - 신호 전송을 위한 스크램블링 코드들의 결정 방법 및 장치 - Google Patents

신호 전송을 위한 스크램블링 코드들의 결정 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

통신 시스템에서 공동 채널 간섭을 최소화하기 위한 스크램블링 코드들을 결정하는 방법들 및 장치들이 개시된다. 본 발명에 따른 방법은 적어도 하나의 초기 디폴트 시퀀스를 정의하는 단계(700), 초기 디폴트 시퀀스로부터 스크램블링 코드를 생성하는 단계(702), 생성된 스크램블링 코드를 이용하여 스크램블링하는 단계(704), 스크램블링된 헤더들과 다른 임계치 아래의 교차 상관을 갖는 모든 다른 스크램블링된 헤더를 비교하는 단계(706), 및 스크램블링된 헤더들과 다른 스크램블링된 헤더들 간의 교차 상관이 또한 다른 임계치 아래 있는 것으로 비교에 의해 결정되는 경우에, 스크램블링 코드를 저장하는 단계(708)를 포함한다.
Figure P1020087007238
통신 시스템, 공동 채널 간섭, 스크램블링 코드, 교차 상관, 헤더부

Description

신호 전송을 위한 스크램블링 코드들의 결정 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DETERMINING SCRAMBLING CODES FOR SIGNAL TRANSMISSION}
본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 신호 간섭을 최소화기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
도 1은 관련 기술의 대표적인 위성 텔레비전 시스템을 나타낸다.
도 1은 통신 시스템, 구체적으로는 오디오, 비디오 및 데이터 신호들을 위성을 통해 송수신하는 텔레비전 방송 시스템(100)을 나타낸다. 본 발명은 위성 기반의 텔레비전 방송 시스템과 관련하여 설명되지만, 본 명세서에서 설명되는 기술들은 지상 무선 시스템, 케이블 기반 시스템 및 인터넷과 같은 다른 프로그램 콘텐츠 전달 방법들에 동일하게 적용 가능하다. 또한, 본 발명은 주로 텔레비전 콘텐츠(즉, 오디오 및 비디오 콘텐츠)와 관련하여 설명되지만, 본 발명은 비디오 콘텐츠, 오디오 콘텐츠, 오디오 및 비디오 관련 콘텐츠(예를 들어, 텔레비전 시청자 채널들), 또는 데이터 콘텐츠(예를 들어, 컴퓨터 데이터)를 포함하는 다양한 프로그램 콘텐츠 자료를 이용하여 실시될 수 있다.
텔레비전 방송 시스템(100)은 송신국(102), 업링크 디쉬(104), 적어도 하나의 위성(106), 및 수신기국들(108A-108C)(집합적으로 수신기국들(108)이라고 함)을 포함한다. 송신국(102)은 아날로그 텔레비전 신호, 디지털 텔레비전 신호, 비디오 테이프 신호, 오리지날 프로그래밍 신호 및 HTML 콘텐츠를 포함하는 컴퓨터 생성 신호와 같은 다양한 신호를 수신하기 위한 복수의 입력(110)을 포함한다. 또한, 입력들(110)은 하드 디스크 또는 기타 디지털 저장 매체를 갖춘 디지털 비디오 서버들로부터 신호를 수신한다. 송신국(102)은 또한 신문 및 텔레비전 가이드에 포함된 텔레비전 스케쥴에서 발견되는 것과 같은 다양한 텔레비전 채널의 타이밍 및 콘텐츠에 관한 전자 스케쥴 정보를 제공하는 복수의 타이밍 입력(112)을 포함한다. 송신국(102)은 타이밍 입력들(112)로부터의 데이터를 프로그램 가이드 데이터로 변환한다. 프로그램 가이드 데이터는 또한 송신국(102)의 위치에서 수동으로 입력될 수 있다. 프로그램 가이드 데이터는 복수의 "객체"로 구성된다. 프로그램 가이드 데이터의 객체들은 사용자의 텔레비전 모니터 상에 궁극적으로 표시되는 전자 프로그램 가이드를 구성하기 위한 데이터를 포함한다.
송신국(102)은 입력들(110) 및 타이밍 입력들(112) 상에서 다양한 입력 신호를 수신하여 이를 처리하고, 수신된 신호들을 표준 형태로 변환하고, 표준 신호들을 단일 출력 데이터 스트림(114)으로 결합하며, 출력 데이터 스트림(114)을 업링크 디쉬(104)로 연속 전송한다. 출력 데이터 스트림(114)은, MPEG-4 또는 다른 스킴들과 같은 다른 압축 스킴들이 이용될 수 있지만, 통상적으로 MPEG-2 인코딩을 이용하여 압축된 디지털 데이터 스트림이다.
출력 데이터 스트림(114) 내의 디지털 데이터는 복수의 패킷으로 분할되며, 각각의 패킷에는 서비스 채널 식별(SCID) 번호가 표기된다. SCID들은 수신기 국(108) 내의 수신기에 의해 각각의 텔레비전 채널에 대응하는 패킷들을 식별하는 데 사용될 수 있다. 에러 정정 데이터도 출력 데이터 스트림(114)에 포함된다.
출력 데이터 스트림(114)은 통상적으로 표준 주파수 및 편광 변조 기술들을 이용하여 송신국(102)에 의해 변조된 다중화된 신호이다. 출력 데이터 스트림(114)은 바람직하게 복수의 주파수 대역, 통상적으로 16개의 주파수 대역을 포함하며, 각각의 주파수 대역은 좌측 편광 또는 우측 편광된다. 대안으로, 수직 및 수평 편광이 이용될 수 있다.
업링크 디쉬(104)는 송신국(102)으로부터 출력 데이터 스트림(114)을 연속 수신하고, 수신된 신호를 증폭하고, 신호(116)를 적어도 하나의 위성(106)에 전송한다. 도 1에는 단일 업링크 디쉬(104) 및 3개의 위성(106)이 도시되지만, 바람직하게는 추가 대역폭을 제공하고, 수신기국(108)으로의 신호(114)의 연속 전달의 보증을 돕기 위해 다수의 업링크 디쉬(104) 및 보다 많은 수의 위성(106)이 사용된다.
위성들(106)은 지구 둘레의 지구 정지 궤도에서 회전한다. 위성들(106) 각각은 업링크 디쉬(104)에 의해 전송되는 신호들(116)을 수신하고, 수신된 신호들(116)을 증폭하고, 수신된 신호들(116)을 상이한 주파수 대역들로 주파수 시프트시킨 후에, 증폭되고 주파수 시프트된 신호들(118)을, 수신기국들(108)이 위치하거나 미래의 소정 시간에 위치하게 될 지구 상의 원하는 지리 영역들로 다시 전송하는 복수의 트랜스폰더를 포함한다. 이어서, 수신기국들(108)은 위성들(106)에 의해 전송된 신호들(118)을 수신하여 처리한다.
각각의 위성(106)은 통상적으로 오디오, 비디오 또는 데이터 신호들, 또는 임의 조합일 수 있는 프로그래밍의 방송을 위해 다양한 사용자에게 허가된 32개의 상이한 주파수로 신호들(118)을 방송한다. 이들 신호는 통상적으로 주파수들의 Ku 대역, 즉 11-18 GHz에 위치하지만, 주파수들의 Ka 대역, 즉 18-40 GHz, 보다 일반적으로는 20-30 GHz 범위, 또는 다른 주파수 대역들에서 방송될 수 있다.
도 2는 오디오, 비디오 및 데이터 신호들을 수신하고 디코딩하는 수신기국들(108) 중 하나의 블록도이다. 통상적으로, 수신기국(108)은 위성 방송 텔레비전 신호들(118)의 수신을 위해 일반적으로 가옥 또는 공동 주택 내에 위치하는 통합 수신기 디코더(IRD)로도 알려진 "셋톱 박스"이다. 수신기국(108)은 후일의 재생을 위해 신호들을 기록할 수 있는 개인용 비디오 레코더(PVR)일 수도 있다.
수신기 디쉬(200)는 일반적으로 가옥 또는 공동 주택에 설치된 보다 작은 디쉬 안테나인 옥외 유닛(ODU)일 수 있다. 그러나 수신기 디쉬(200)는 원할 경우 보다 큰 지면 설치 안테나 디쉬일 수도 있다.
수신기 디쉬(200)는 통상적으로 반사기 디쉬 및 피드혼 어셈블리(feedhorn assembly)를 이용하여 다운링크 신호들(118)을 수신하고, 이를 와이어 또는 동축 케이블을 통해 수신기국(108)으로 지향시킨다. 각각의 수신기국은 수신기 디쉬(200)가 멀티 스위치를 통해 다운링크 신호들(118)을 수신기국(108)으로 선택적으로 지향시키는 것을 가능하게 하고 수신기국(108)이 신호들(118) 중 어느 신호가 요구되는지를 결정하는 것을 가능하게 하는 전용 케이블을 구비한다.
수신기국(108)은 통상적으로 수신기 디쉬(200), 대체 콘텐츠 소스(202), 수 신기(204), 모니터(206), 기록 장치(208), 원격 제어(210) 및 액세스 카드(212)를 포함한다. 수신기(204)는 튜너(214)/복조기/포워드 에러 정정(FEC) 디코더(216), 디지털/아날로그(D/A) 변환기(218), CPU(220), 클럭(222), 메모리(224), 로직 회로(226), 인터페이스(228), 적외선(IR) 수신기(230) 및 액세스 카드 인터페이스(232)를 포함한다. 수신기 디쉬(200)는 위성들(106)에 의해 전송된 신호들(118)을 수신하고, 신호들(118)을 증폭하여 신호들(118)을 튜너(214)로 전달한다. 튜너(214) 및 복조기/FEC 디코더(216)는 CPU(220)의 제어 하에 동작한다.
CPU(220)는 메모리(224) 내에, 또는 CPU(220) 내의 보조 메모리 내에 저장된 운영 체제의 제어 하에 동작한다. CPU(220)에 의해 수행되는 기능들은 메모리(224)에 저장된 하나 이상의 제어 프로그램 또는 애플리케이션에 의해 제어된다. 운영 체제 및 애플리케이션들은, CPU(220)에 의해 판독되어 실행될 때, 수신기(204)가 통상적으로 메모리(224) 내에 저장된 데이터에 액세스하여 조작함으로써 본 발명을 구현 및/또는 이용하는 데 필요한 기능들 및 단계들을 수행하게 하는 명령들을 포함한다. 이러한 애플리케이션들을 구현하는 명령들은 메모리(224) 또는 액세스 카드(212)와 같은 컴퓨터 판독 가능 매체 내에 구현된다. CPU(220)는 또한 인터페이스(228) 또는 수신기 디쉬(200)를 통해 다른 장치들과 통신하여, 메모리(224) 내에 저장될 커맨드들 또는 명령들을 수신함으로써, 본 발명에 따른 컴퓨터 프로그램 제품 또는 제조품을 만들 수 있다. 따라서, 본 명세서에서 사용되는 "제조품", "프로그램 저장 장치" 및 "컴퓨터 프로그램 제품"이라는 용어는 CPU(220)에 의해 임의의 컴퓨터 판독 가능 장치 또는 매체로부터 액세스될 수 있는 임의의 애플리케이션을 포함하는 것을 의도한다.
메모리(224) 및 액세스 카드(212)는 수신기(204)가 처리하여 그에 대한 표시들을 생성하도록 허가된 채널들의 리스트, 수신기(204)가 사용되는 지역에 대한 우편 번호 및 지역 코드, 수신기(204)의 모델 명칭 및 번호, 수신기(204)의 일련 번호, 액세스 카드(212)의 일련 번호, 수신기(204)의 소유자의 이름, 주소 및 전화 번호, 및 수신기(204)의 제조자의 명칭과 같은 수신기(204)에 대한 다양한 파라미터를 저장한다.
액세스 카드(212)는 (도 2에 도시된 바와 같이) 수신기(204)로부터 분리될 수 있다. 액세스 카드(212)는, 수신기(204) 안에 삽입될 때, 인터페이스(228)를 통해 고객 서비스 센터(도시되지 않음)와 통신하는 액세스 카드 인터페이스(232)에 결합된다. 액세스 카드(212)는 사용자의 특정 계정 정보에 기초하여 고객 서비스 센터로부터 액세스 권한 정보를 수신한다. 또한, 액세스 카드(212) 및 고객 서비스 센터는 서비스에 대한 청구서 작성 및 주문에 관하여 통신한다.
클럭(222)은 현재의 지역 시간을 CPU(220)에 제공한다. 인터페이스(228)는 수신기국(108)의 위치에서 전화 잭(234)에 바람직하게 결합된다. 인터페이스(228)는 수신기(224)가 전화 잭(234)을 통해 도 1에 도시된 바와 같은 송신국(102)과 통신하는 것을 가능하게 한다. 인터페이스(228)는 또한 인터넷과 같은 네트워크로 그리고 네트워크로부터 데이터를 전송하는 데 사용될 수 있다.
수신기 디쉬(200)에서 튜너(214)로 전송된 신호들은 복수의 변조된 무선 주파수(RF) 신호이다. 이어서, 원하는 RF 신호가 튜너(214)에 의해 기저 대역으로 하향 변환되며, 튜너는 또한 동상 및 직교 위상(I 및 Q) 신호들을 생성한다. 이어서, 이들 두 신호는 복조기/FEC ASIC(216)로 전달된다. 이어서, 복조기(216) ASIC은 I 및 Q 신호들을 복조하고, FEC 디코더는 각각의 전송된 심볼을 정확하게 식별한다. 수신된 QPSK(Quaternary Phase Shift Keying) 또는 8PSK 신호들에 대한 심볼들은 2개 또는 3개의 데이터 비트를 각각 갖는다. 정정된 심볼들은 데이터 비트들로 변환되며, 데이터 비트들은 또한 페이로드(payload) 데이터 바이트들로, 궁극적으로는 데이터 패킷들로 조합된다. 데이터 패킷들은 130 데이터 바이트 또는 188 바이트(187 데이터 바이트 및 1 동기 바이트)를 지닐 수 있다.
수신기 디쉬(200)에 의해 수신되는 디지털 위성 신호들 외에, 다른 텔레비전 콘텐츠 소스들이 또한 바람직하게 이용된다. 예를 들어, 대체 콘텐츠 소스(202)는 추가적인 텔레비전 콘텐츠를 모니터(206)에 제공한다. 대체 콘텐츠 소스(202)는 튜너(214)에 결합된다. 대체 콘텐츠 소스(202)는 무선 신호들로부터 NTSC 신호들을 수신하기 위한 안테나, ATSC 신호들을 수신하기 위한 케이블, 또는 다른 콘텐츠 소스일 수 있다. 하나의 대체 콘텐츠 소스(202)만이 도시되지만, 다수의 소스가 이용될 수 있다.
먼저, 데이터가 수신기(204)에 입력될 때, CPU(220)는 일반적으로 산업에서 부트 객체로서 지칭되는 초기화 데이터를 찾는다. 부트 객체는 모든 다른 프로그램 가이드 객체가 발견될 수 있는 SCID들을 식별한다. 부트 객체들은 항상 동일 SCID와 함께 전송되며, 따라서 CPU(220)는 그 SCID로 표기된 패킷들을 찾아야 한다는 것을 안다. 부트 객체로부터의 정보는 CPU(220)에 의해 프로그램 가이드 데이 터의 패킷들을 식별하고 이들을 메모리(224)로 라우팅하는 데 사용된다.
원격 제어(210)는 수신기(204) 내의 적외선 수신기(230)에 의해 수신되는 적외선(IR) 신호들(236)을 방출한다. 제한적이 아니라 예를 들어, 초고주파(UHF) 원격 제어, 수신기(204) 상의 키패드, 원격 키보드 및 원격 마우스와 같은 다른 타입의 데이터 입력 장치들이 대안으로 사용될 수 있다. 사용자가 원격 제어(210) 상의 "가이드" 버튼을 눌러 프로그램 가이드의 표시를 요청할 때, 가이드 요청 신호가 IR 수신기(230)에 의해 수신되고, 로직 회로(226)로 전송된다. 로직 회로(226)는 CPU(220)에게 가이드 요청을 알린다. 가이드 요청에 응답하여, CPU(220)는 메모리(224)가 프로그램 가이드 디지털 이미지를 D/A 변환기(218)로 전송하게 한다. D/A 변환기(218)는 프로그램 가이드 디지털 이미지를 표준 아날로그 텔레비전 신호로 변환한 후, 모니터(206)로 전송한다. 이어서, 모니터(206)는 TV 비디오 및 오디오 신호들을 표시한다. 모니터(206)는 대안으로 디지털 텔레비전일 수 있으며, 이 경우에는 수신기(204)에서의 디지털/아날로그 변환이 필요하지 않다.
사용자들은 원격 제어(210)를 이용하여 전자 프로그램 가이드와 상호작용한다. 사용자 상호작용의 예는 특정 채널의 선택 또는 추가 가이드 정보의 요청을 포함한다. 사용자가 원격 제어(210)를 이용하여 채널을 선택할 때, IR 수신기(230)는 사용자의 선택을 로직 회로(226)로 중계하며, 이어서 로직 회로는 선택을 메모리(224)로 전달하고, 메모리는 CPU(220)에 의해 액세스된다. CPU(220)는 FEC 디코더(216)로부터 수신된 오디오, 비디오 및 다른 패킷들에 대해 MPEG2 디코딩 단계를 수행하고, 선택된 채널에 대한 오디오 및 비디오 신호들을 D/A 변환 기(218)로 출력한다. D/A 변환기(218)는 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하고, 아날로그 신호를 모니터(206)로 출력한다.
본 명세서에서 예를 들어 텔레비전 방송 시스템(100)으로 도시되는 통신 시스템(100)은 디지털 기술에 의해 가능하게 되는 고품질 전송에 대한 요구를 수용하였다. 패킷들 및 다른 데이터가 업링크 디쉬(104)에서 수신기(108)로 전송됨에 따라, 다른 수신기국들(108)에 대해 의도된 패킷들 내의 심볼들 및 비트들은 통상적으로 동일 주파수 상에서 위성(106)에서 수신기(108)로 하향 전송되는데, 이는 전송 주파수가 위성들(108)의 제한들에 의해 제어되고, 이용 가능한 전송 주파수들이 주파수 스펙트럼 내의 특정 주파수들에서의 전송에 대한 정부 허가에 의해 제어되기 때문이다.
또한, 데이터 프레임들은 서로 간섭할 수 있는 방식으로 코딩되며, 수신기(108)는 수신기(108)가 어느 데이터 패킷들을 디코딩하여 모니터(206) 상에 제공해야 하는지를 알 수 없다. 이러한 간섭을 "공동 채널" 간섭이라고 하는데, 여기서 하나의 데이터 채널은 다른 데이터 채널의 수신 및 복조를 방해한다. 실제 응용에 있어서, 공동 채널 간섭은 또한 다른 시스템 운영자들의 전송, 인접 궤도 슬롯에서 동작하는 위성(106), 또는 스폿 빔 위성 방송 시스템(100) 내의 다른 스폿 전송 빔들로부터 발생할 수 있다.
통신 시스템(100)이 보다 많은 데이터, 즉 모니터(206) 상에서 볼 수 있는 위성 방송 시스템 상의 보다 많은 프로그래밍 채널을 전송함에 따라, 데이터 전송 간의 간섭은 증가하며, 따라서 신호 수신 품질은 보다 나빠진다.
이용 가능한 스펙트럼의 사용을 최적화하고 많은 수의 상이한 프로그래밍 채널을 전달하기 위하여, 동일 주파수를 이용하는 RF 전송들이 상이한 지리 영역들로 지향될 수 있다. 그러나 상이한 서비스 영역들의 접경 영역에서는, 수신국이 원하는 전송을 검출할 수 있지만, 다른 공동 주파수 전송들을 검출할 수도 있는 것이 가능하다. 원하지 않는 전송들은 간섭이며, 원하는 채널 수신기의 전체 성능을 크게 저하시킬 수 있다.
전통적으로, 공동 채널 간섭의 부정적인 효과들은 다양한 트랜스폰더 또는 위성(106)에 할당되는 주파수 할당들을 재설계함으로써 최소화되었다. 그러나 이것은 문제를 어느 정도 이상으로는 해결하지 못한다.
따라서, 방송 시스템에서 간섭을 최소화할 필요가 이 분야에 존재한다는 것을 알 수 있다.
종래 기술의 한계를 최소화하기 위하여, 그리고 본 명세서를 읽고 이해할 때 명확해질 다른 한계를 최소화하기 위하여, 본 발명은 통신 시스템에서 공동 채널 간섭을 최소화하기 위한 스크램블링 코드(scrambling code)를 결정하는 방법 및 장치를 개시한다. 본 발명에 따른 방법은 적어도 하나의 초기 디폴트 시퀀스(default sequence)를 정의하는 단계, 스크램블링 코드를 생성하는 단계, 생성된 스크램블링 코드를 이용하여 신호를 스크램블링하는 단계, 스크램블링된 신호와 지정된 기준을 만족시키는 모든 다른 스크램블링된 신호를 비교하는 단계, 및 스크램블링 코드로 스크램블링된 신호가 지정된 기준을 또한 만족시키는 것으로 비교에 의해 결정되는 경우에, 스크램블링 코드 워드를 저장하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양태들, 특징들 및 이점들은 청구되고 개시되는 시스템들 및 방법들에 고유하거나, 아래의 상세한 설명 및 첨부 도면들로부터 명백할 것이다. 상세한 설명 및 첨부 도면들은 본 발명의 특정 실시예들 및 구현들을 예시할 뿐이며, 본 발명은 또한 다른 그리고 상이한 실시예들일 수 있고, 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 그의 여러 상세가 다양한 점에서 변경될 수 있다. 따라서, 도면들 및 설명은 본 발명에 대한 제한이 아니라 예시적인 것으로 간주되어야 한다.
본 발명은 동일한 참조 번호들이 유사한 요소들을 지칭하는 첨부 도면들에서 제한적이 아니라 예시적으로 설명된다.
도 1은 관련 기술의 대표적인 위성 기반 방송 시스템을 나타내는 도면이다.
도 2는 오디오, 비디오 및 데이터 신호들을 수신하고 디코딩하는 수신기국의 블록도이다.
도 3A 및 3B는 도 1 및 도 2의 시스템의 디지털 송신 설비에서 사용되는 예시적인 송신기 및 복조기를 나타내는 도면이다.
도 4A 및 4B는 본 발명의 일 실시예에 따라서, 도 3의 시스템에서 사용되는 프레임 구조, 및 상이한 고유 워드(UW;unique word)들로 프레임 헤더들을 스크램블링하기 위한 로직을 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 다양한 실시예에 따라서 공동 채널 간섭을 단절하기 위한 스크램블러의 도면이다.
도 6은 본 발명을 이용하여 생성되는 코드들 상에서 사용되는 테스트 셋업을 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 단계들을 나타내는 흐름도이다.
디지털 방송 및 상호작용 시스템에서 공동 채널 간섭을 줄이기 위한 장치, 방법 및 소프트웨어가 설명된다. 아래의 설명에서는 그의 일부를 구성하고 본 발명의 여러 실시예를 예시적으로 나타내는 첨부 도면들을 참조한다. 다른 실시예들이 이용될 수 있고, 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서 구조적 변경이 이루어질 수 있음을 이해한다.
개요
본 발명에서, 디지털 데이터는 송신국(102)에서 신호(114), 위성들(116) 및 신호(118)를 통해 전송된다. 디지털 데이터는 3개의 주요 컴포넌트, 즉 물리 계층 헤더 또는 PL 헤더라고 하는 데이터 프레임의 헤더부, 페이로드 데이터, 및 수신기국(108)에서의 유해한 감쇠 효과들, 주로 위상 잡음을 줄이기 위해 수신기(108)에 의해 사용되는 파일럿 심볼들이라고 하는 옵션으로 추가되는 삽입 심볼들을 포함한다. 복조기/FEC 디코더(216)는 PL 헤더를 이용함으로써 매 데이터 프레임의 시작에서 정확한 위상을 빠르게 취득할 수 있다. 많은 8PSK 및 QPSK 송신 모드에서, 파일럿 심볼들은 위상 잡음을 보다 정확히 추적하는 데에도 필요하다. 그러나 소정의 사례들에서, 원하는 신호 및 간섭 공동 주파수 신호의 PL 헤더들이 시간적으 로 정렬될 때에는 간섭이 커서, 복조기/FEC 디코더(216)는 원하는 신호와 연관된 캐리어 주파수의 위상을 필요한 정확도로 결정할 수 없게 된다. 이것은 복조기(216)가 원하는 신호 상에서 위상 동기를 유지하려고 시도할 때에, 원하지 않는 신호가 동일 헤더 심볼들 또는 파일럿 심볼들을 제공하고, 복조기(216)는 원하지 않는 신호의 존재에 의해 혼란을 일으킬 수 있으며, 따라서 원하는 신호의 위상을 추적할 수 없게 됨을 의미한다. 이러한 복조기(216)에서의 혼란은 이 분야에서 복조기(216)가 원하는 신호에서 "풀 오프(pull off)"되는 것으로 알려져 있다. 복조기(216)가 QPSK 송신을 위한 최적 배열점으로부터 45도를 향해 풀링되는 경우, 복조기는 심볼들을 정확하게 식별할 수 없게 된다. 이것은 에러를 유발하며, 빨리 교정되지 않을 경우, 데이터 에러는 동기의 손실로서 나타날 것이다. 이것은 또한 마이크로프로세서(220)가 복조기(216)에게 신호를 다시 취득하도록 지시하게 하며, 이는 원하는 신호가 다시 취득될 때까지 데이터의 손실을 유발한다. 이러한 데이터의 손실은 모니터(206) 상에 부정확한 데이터를 제공하며, 아마도 시청자가 볼 때 모니터(206) 상에서의 서비스 중단을 제공하게 된다. 공동 채널 간섭은 시청자가 주어진 모니터(206) 상에서 모션 및 다이얼로그를 이용하여 원하는 텔레비전 채널을 보는 게 아니라, 모니터가 어두운 스크린으로 흐려지는 것을 보거나, 왜곡된 픽처를 보거나, 왜곡된 오디오를 듣게 한다. 공동 채널 간섭은 텔레비전 방송 시스템(100) 상에 유해한 효과들을 생성할 수 있음이 명백하다.
본 발명은 이러한 공동 채널 간섭의 효과를 줄이는 여러 요소를 제공한다.
시스템 개요
방송 응용에 있어서는 연속 모드 수신기들(108)이 널리 사용된다. 낮은 신호 대 잡음비(SNR) 환경에서 양호하게 동작하는 스크램블링 및 에러 정정 코드들은 동기화(예를 들어, 캐리어 위상 및 캐리어 주파수)와 관련하여 이들 수신기(108)와 맞지 않는다. 물리 계층 헤더 및/또는 파일럿 심볼들이 이러한 동기화를 위해 사용될 수 있다. 따라서, 시스템 성능과 관련하여 하나의 중요한 고려 사항은 물리 계층 헤더 및/또는 파일럿 심볼들에 대한 공동 채널 간섭이다. 물리 계층 헤더 및/또는 파일럿들이 캐리어 위상 및 캐리어 주파수를 취득 및/또는 추적하는 데 사용되므로, 이러한 간섭은 수신기 성능을 저하시킬 수 있다.
많은 디지털 방송 시스템(100)은 이들의 동기화 프로세스를 위해 프레임 구조에서 정상적인 오버헤드 비트들의 사용 외에도 추가적인 훈련 심볼들의 사용을 필요로 한다. 오버헤드의 증가는 특히 신호 대 잡음비(SNR)가 필요한 레벨에 비해 낮고, 조합하여 또는 단독으로 위상 잡음이 높은 때에 필요한데, 이러한 환경은 고성능 코드들이 고차 변조와 함께 사용될 때에 전형적이다. 통상적으로, 연속 모드 수신기들은 캐리어 주파수 및 위상을 취득 및 추적하기 위해 피드백 제어 루프를 이용한다. 피드백 제어 루프에 순수하게 기초하는 이러한 접근법은 강한 무선 주파수(RF) 위상 잡음 및 열 잡음에 취약하여, 전체 수신기 성능 상에 높은 사이클 슬립 레이트(slip rate) 및 에러 플로어(error floor)를 유발한다. 따라서, 이러한 접근법은 제한된 취득 범위 및 긴 취득 시간 외에 소정의 성능 목표에 대해 훈련 심볼들의 관점에서 오버헤드가 증가하는 부담을 갖는다. 또한, 이러한 통상적인 동기화 기술들은 특정 변조 스킴에 의존하며, 따라서 변조 스킴들의 사용에 있 어서 유연성을 방해한다.
시스템(100)에서, 수신기들(108)은 통상적으로 방송 데이터 프레임 구조들(도 4A에 도시)에 내장되는 프리앰블들, 헤더들, 및/또는 고유 스크램블링 코드들 또는 고유 워드(UW)들을 검사함으로써 캐리어 동기화를 달성하여, 훈련 목적으로 특별히 지정되는 추가 오버헤드의 사용을 줄인다.
이러한 개별 통신 시스템(100)에서, 송신 설비(102)는 매체 콘텐츠(예를 들어, 오디오, 비디오, 텍스트 정보, 데이터 등)를 나타내는 개별 세트의 가능한 메시지들을 생성하는데, 이들 가능한 메시지의 각각은 대응하는 신호 파형을 갖는다. 이들 신호 파형은 통신 채널(116, 118)에 의해 감쇠되거나 변경된다. 방송 채널(116, 118)에서 잡음을 없애기 위하여, 송신 설비(102)는 저밀도 패리티 체크(LDPC) 코드 또는 상이한 FEC 코드들의 연결과 같은 포워드 에러 정정 코드들을 이용한다.
송신 설비(102)에 의해 생성되는 LDPC 또는 다른 FEC 코드 또는 코드들은 어떠한 성능 손실도 발생시키지 않고 고속 구현을 용이하게 한다. 송신 설비(102)로부터 출력되는 이러한 구조의 LDPC 코드들은 변조 스킴(예를 들어, 8PSK)에 의해 채널 에러들에 이미 취약해진 비트 노드들에 대한 소수의 체크 노드들의 정렬을 회피한다. 이러한 LDPC 코드들은, 이롭게도 추가, 비교 및 테이블 탐색과 같은 간단한 동작들을 수반하는 병렬화 가능 디코딩 프로세스를 갖는다(터보 코드와 다름). 더욱이, 주의 깊게 설계된 LDPC 코드들은 얕은 에러 플로어를 나타내지 않는데, 예를 들어 신호 대 잡음비가 증가하더라도 에러의 감소는 발생하지 않는다. 에러 플 로어가 존재하는 경우, 이러한 에러 플로어를 크게 억제하기 위하여 BCH(Bose/Chaudhuri/Hocquenghem) 코드 또는 다른 코드들과 같은 다른 코드를 사용하는 것이 가능하다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 송신 설비(102)는 도 2에서 후술하는 바와 같은 비교적 간단한 인코딩 기술을 이용하여 스크램블링 코드들을 생성하는데, 이들은 이들의 공동 채널 간섭을 제거하는 능력에 기초하여 생성된다.
송신기 기능들
도 3A는 도 2A의 시스템(100)의 디지털 송신 설비에서 사용되는 예시적인 송신기의 도면이다. 송신 설비(102) 내의 송신기(300)는 정보 소스(110)로부터 입력을 수신하고 수신기(108)에서의 에러 정정 처리에 적합한 보다 높은 리던던시의 코딩된 스트림을 출력하는 LDPC/BCH 인코더(302)를 구비한다. 정보 소스(110)는 입력 X로부터 신호 k를 생성한다. LDPC 코드들은 패리티 체크 매트릭스들로 지정된다. LDPC 코드들의 인코딩은 일반적으로 생성기 매트릭스들의 지정을 필요로 한다. BCH 코드들은 시스템(100)의 에러 플로어를 줄이기 위해 포함되며, 이는 에러 정정 성능을 향상시킨다.
인코더(302)는 패리티 체크 매트릭스 상에 구조를 부과함으로써 패리티 체크 매트릭스만을 이용하는 간단한 인코딩 기술을 이용하여 신호 Y를 스크램블러(304) 및 변조기(306)에 생성해준다. 구체적으로, 매트릭스의 소정 부분을 삼각형으로 한정함으로써 패리티 체크 매트릭스 상에 제한을 부과한다. 이러한 제한은 사소한 성능 손실로 높은 연산 효율을 얻으며, 따라서 매력적인 절충을 달성한다.
스크램블러(304)는 후술하는 바와 같이 본 발명에 따라서 FEC 인코딩된 심볼들을 스크램블링하여, 공동 채널 간섭을 최소화한다.
변조기(306)는 스크램블러(304) 출력으로부터의 스크램블링된 메시지들을 송신 안테나(104)로 전송되는 신호 파형들에 맵핑하며, 송신 안테나(104)는 이들 파형을 통신 채널(116)을 통해 방사한다. 송신 안테나(140)로부터의 전송은 후술하는 바와 같이 복조기로 전파된다. 위성 통신 시스템의 경우, 안테나(104)로부터 전송되는 신호들은 도 1에 도시된 바와 같이 위성을 통해 수신기(108)로 중계된다.
복조기
도 3B는 도 2의 시스템의 예시적인 복조기/FEC 디코더(216)의 도면이다. 복조기/FEC 디코더(216)는 복조기(308), 캐리어 동기화 모듈/디스크램블러(310), 및 LDPC/BCH 디코더(312)를 포함하며, 안테나(200)를 통한 송신기(300)로부터의 신호들의 수신을 지원한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 복조기(308)는 안테나(200)로부터 수신된 LDPC 인코딩된 신호들의 필터링 및 심볼 타이밍 동기화를 제공하며, 캐리어 동기화 모듈(310)은 복조기(308)로부터 출력된 신호들의 프레임 동기화, 주파수 및 위상 취득 및 추적, 및 디스크램블링을 제공한다. 복조 후, 신호들은 메시지들 X'를 생성함으로써 오리지날 소스 메시지들을 재구성하려고 시도하는 LDPC 디코더(312)로 전송된다.
수신 측과 관련하여, 원하는 캐리어 및 간섭 캐리어의 양자가 동일한 변조 및 코딩 구성(또는 모드)을 이용하는 경우, 프레임 헤더(도 4A에 도시)가 시간적으로 정렬되지만, 이들의 상대 주파수 오프셋이 작은 때, 간섭은 복조기에 대한 위상 추정에 있어서 상당한 에러들을 유발할 수 있다. 결과적으로, 복조기는 신호 및 간섭 프레임들이 시간적으로 정렬될 때 주기적으로 에러들을 없앨 수 있다. 이러한 조건은 당해 신호들의 주파수 및 심볼 클럭이 서로에 대해 드리프트(drift)하고 있을 수 있더라도 충분히 근접할 때 발생한다.
프레임 구조
도 4A는 본 발명의 시스템에서 사용되는 예시적인 프레임 구조의 도면이다. 예로서, 예를 들어 위성 방송 및 상호작용 서비스를 지원할 수 있는 LDPC 코딩된 프레임(400)이 도시된다. 프레임(400)은 물리 계층 헤더("PL" 헤더로 표시)(401)를 포함하며, 하나의 슬롯은 물론, 데이터 또는 다른 페이로드를 위한 다른 슬롯들(403)도 점유한다. 또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 프레임(400)은 캐리어 위상 및 주파수의 동기화를 돕기 위해 매 16 슬롯 뒤에 파일럿 블록(405)을 사용한다. 파일럿 블록들(405)은 옵션임에 유의한다. 스크램블링된 블록을 나타내는 파일럿 블록(또는 파일럿 시퀀스)(405)이 16개의 슬롯(403) 뒤에 도시되지만, 프레임(400)을 따라 어느 곳에나 삽입될 수 있다.
일 실시예에서, 파일럿 삽입 프로세스는 1440 심볼들마다 파일럿 블록을 삽입한다. 이러한 시나리오에서, 파일럿 블록은 36개의 파일럿 심볼을 포함한다. 따라서, 예를 들어, 물리 계층 프레임(400)에서, 제1 파일럿 블록은 PL 헤더(401)의 시작에서 1440개의 페이로드 심볼 뒤에 삽입되고, 제2 파일럿 블록은 2880개의 페이로드 심볼 뒤에 삽입되고, 기타 등등이다. 파일럿 블록 위치가 다음 PL 헤더(401)의 시작과 일치하는 경우, 파일럿 블록(405)은 삽입되지 않는다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 캐리어 동기화 모듈(310; 도 3)은 캐리어 주파수 및 위상 동기화를 위해 PL 헤더(401) 및/또는 파일럿 블록(405)을 사용한다. PL 헤더(401) 및/또는 파일럿 블록(405)은 캐리어 동기화를 위해, 즉 주파수 취득 및 추적, 및 위상 추적 루프의 동작을 지원하기 위해 사용될 수 있다. 따라서, PL 헤더(401) 및 파일럿 블록(405)은 "훈련" 또는 "파일럿" 심볼들로 간주되며, 개별적으로 또는 집합적으로 훈련 블록을 구성한다.
각각의 PL 헤더(401)는 통상적으로 26개의 심볼을 포함하는 프레임 시작(SOF)부, 및 64개의 심볼을 포함하는 물리 계층 시그널링 코드 필드(PLS 코드)를 포함한다. 통상적으로, SOF부는 추가적인 스크램블링 없이 전송되는 모든 신호의 모든 PL 헤더(401)에 대해 동일하다.
QPSK, 8PSK 및 다른 변조들에 대해, 파일럿 시퀀스(405)는 36 심볼 길이의 세그먼트(각각의 세그먼트는 (1+j)/√2임)이다. 프레임(400)에서, 파일럿 시퀀스(405)는 데이터의 1440 심볼 뒤에 삽입될 수 있다. 이러한 시나리오에서, PL 헤더(401)는 변조, 코딩 및 파일럿 구성에 따라 64개의 가능한 포맷을 가질 수 있다.
간섭 캐리어 및 원하는 캐리어(즉, 공동 채널들)의 PL 헤더들(401)이 시간적으로 정렬될 때, 간섭 PL 헤더(401)로부터의 가간섭성 기여는 상당한 위상 에러를 도입하여, 허용 가능하지 않은 성능 저하를 유발할 수 있다. 마찬가지로, 양 공동 채널이 파일럿 심볼들을 이용하는 경우(양자가 파일럿 블록들(405)에 대해 동일한 골드 코드(Gold code) 시퀀스를 이용함), 파일럿 블록들(405)은 정확하게 동일한 방법으로 스크램블링되어, 간섭 캐리어(또는 공동 채널)에서의 파일럿 블록의 가간 섭성 기여가 여전히 문제가 될 것이다.
공동 채널 간섭의 효과를 줄이기 위하여, 프레임(400)은 파일럿 모드에서 스크램블링된다. 일반적으로, 이 모드에서, 비 헤더부(407)는 송신기에 고유한 골드 코드 시퀀스를 이용하여 스크램블링된다. 그러나 방송 모드에서는, 파일럿 블록(405)을 포함하는 전체 프레임(400)이 공통 코드를 이용하여 스크램블링되는데, 예를 들어 모든 수신기(105)는 동일 골드 시퀀스를 제공받는다.
PL 헤더에 대한 상이한 스크램블링 코드들의 적용
도 4B에 도시된 바와 같이, 공동 채널 간섭의 영향을 줄이기 위하여, PL 헤더(401)와 동일한 길이의 여러 상이한 고유 워드(UW) 패턴이 PL 헤더(401)를 스크램블링하기 위해 각각의 공동 채널에 대해 이용될 수 있다. 예를 들어, 상이한 UW 패턴들(411, 413)과 PL 헤더(401)의 배타적 OR(XOR 로직(409)을 통해)이 원하는 캐리어 및 간섭 캐리어(즉, 공동 채널들)에 대해 수행될 수 있다. 이러한 접근법에서, 간섭 캐리어의 PL 헤더(401)와 연관된 전력은 원하는 캐리어의 PL 헤더(401)에 더 이상 가간섭적으로 추가되지 않는다.
프레임(400)이 위성 방송 및 상호작용 서비스들을 지원하는(그리고 디지털 비디오 방송(DVB)-S2 표준을 따름) 구조와 관련하여 설명되지만, 본 발명의 캐리어 동기화 기술들은 다른 프레임 구조들에 적용될 수 있다는 것을 인식한다.
또한, 개별 PL 헤더들(401)은 PL 헤더(401)를 프레임(400)에 첨부하기 전에 스크램블링될 수 있으며, 개별 PL 헤더들(401)은 다른 PL 헤더들(401)이 스크램블링되지 않고도 스크램블링될 수 있다. 본 발명은 2개의 데이터 프레임(400) 간에 예상되는 공동 채널 간섭에 기초하여 스크램블링 코드들(또는 스크램블링 코드들을 생성하기 위한 시드(seed)들)을 선택하거나, 대안으로 스크램블링 코드를 선택하지 않는 것을 구상한다. PL 헤더들은 도 5에 도시된 바와 같은 데이터 프레임(400) 스크램블링의 일부로서 다시 스크램블링되거나, 암호화 스키마를 이용하여 암호화될 수 있다.
PL 헤더(401)를 스크램블링하는 데 사용되는 코드들(411, 413)은 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 본 명세서에 설명되는 바와 같은 골드 코드들, 다른 시드 코드들, 또는 코딩 스킴들일 수 있다. 이러한 코드들 또는 이러한 코드들에 대한 시드들은 제한된 수의 코드들 또는 시드들로부터 선택될 수 있으며, 이러한 코드들 또는 시드들은 데이터 프레임(400)을 디스크램블링하여 프레임(400)을 복조하고 디스크램블링하는 데 사용하기 위해 수신기(108)로 전송될 수 있다. 제한된 수의 코드들 또는 시드들은 위성들(32)의 수, 또는 통신 시스템(100)에서 예상되는 공동 채널 간섭들의 수를 포함하는 다수의 요소에 기초하여 선택될 수 있다.
공동 채널 스크램블링
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라서 공동 채널 간섭을 단절하기 위한 시퀀스 스크램블러의 도면이다. 스크램블링 코드는 본 발명의 일 실시예에 따라서 골드 코드로부터 구성될 수 있는 복소 시퀀스이다. 즉, 스크램블러(304)는 스크램블링 시퀀스 Rn(i)를 생성한다. 표 1은 도 6의 스크램블러 시퀀서 생성기에 따라 스크램블링 시퀀스 Rn(i)가 스크램블러(304)를 이용하여 어떻게 프레임을 스크램블링하는지를 정의한다. 구체적으로, 표 1은 스크램블러(304)의 출력에 기초하는 입력 심볼의 출력 심볼로의 맵핑을 나타낸다.
Rn(i) 입력(i) 출력(i)
0 I+jQ I+jQ
1 I+jQ -Q+jI
2 I+jQ -I-jQ
3 I+jQ Q-jI
이러한 2개의 m 시퀀스 생성기들 중 어느 하나에 대해 상이한 시드들을 이용하여 상이한 골드 시퀀스들을 생성할 수 있다. 상이한 서비스들에 대해 상이한 시드들(500)을 이용함으로써 상호 간섭이 감소할 수 있다.
방송 모드에서, 90 심볼 물리 계층 헤더(401)는 특정 물리 채널에 대해 일정하게 유지될 수 있다. 골드 시퀀스는 각 프레임의 시작에서 리셋되며, 따라서 스크램블링된 파일럿들은 주기적임은 물론, 프레임 길이와 동일한 주기를 갖는다. 프레임 내의 데이터를 지니는 정보는 변하고 랜덤하게 보이므로, 공동 채널 간섭은 랜덤하고 동작 SNR을 저하시킨다. 이러한 스킴을 이용하지 않으면, 오리지날 PL 헤더(401) 및 파일럿 블록(405)의 시간 불변성으로 인해, 취득 및 추적에 대해 파일럿들 및 물리 계층 헤더에 의존하는 수신기에서 캐리어 및 위상 추정은 왜곡될 것이다. 이것은 랜덤 데이터와 연관된 SNR 저하 외에 성능을 저하시킬 것이다.
스크램블러(304)는 상이한 스크램블링 시퀀스들(도 6의 n)을 이용하여 공동 채널 간섭을 더 단절한다. 하나의 스크램블링 시퀀스가 PL 헤더에 대해 제공되고, 파일럿들에 대해 하나가 제공된다. 상이한 파일럿들은 골드 시퀀스들의 n 값으로부터의 상이한 시드들과 관련하여 지정된다.
따라서, 본 발명은 공동 채널 간섭 완화를 위해 PL 헤더(401), 파일럿 블록들(405) 및 페이로드(403)의 여러 조합의 개별 스크램블링을 고려한다. 시스템의 복잡성에 따라, 주어진 채널에 대한 PL 헤더들(401) 및 파일럿 블록들(405)(존재할 경우)은 페이로드(403)를 스크램블링하지 않고 공동 채널과 다른 코드를 이용하여 스크램블링될 수 있다. 본질적으로, 하나의 채널(400) 내에 존재하는 모든 비 페이로드(403) 심볼은 하나의 코드를 이용하여 스크램블링되며, 다른 채널(400) 내의 모든 비 페이로드(403) 심볼은 상이한 코드를 이용하여 스크램블링된다.
또한, 2개의 상이한 채널에 대한 PL 헤더들(401) 및 파일럿 블록들(405)(존재할 경우)은 상이한 스크램블링 코드들을 이용하여 스크램블링될 수 있으며, 이들 채널에 대한 페이로드들(403)은 다른 코드들을 이용하여 스크램블링될 수 있다. 예를 들어, 제1 스크램블링 시퀀스가 제1 PL 헤더(401)에 적용될 수 있고, 제2 스크램블링 시퀀스가 제2 PL 헤더(401)에 적용될 수 있다. 제1 페이로드(403)에는 제3 스크램블링 시퀀스가 적용되며(통상적으로 골드 코드), 제2 페이로드에는 제4 스크램블링 시퀀스가 적용된다(또한 통상적으로 골드 코드).
PL 헤더(410) 및 페이로드(403)에 대해 짝을 이루는 코드 쌍들을 사용하는 시스템들이 존재할 수 있음이 본 발명 내에서 또한 고려된다. 따라서, PL 헤더(401)에 대해 사용된 주어진 스크램블링 코드는 항상 그 PL 헤더(401)에 대한 페이로드(403)를 스크램블링하는 데 사용되는 스크램블링 코드와 함께 사용된다. 이들 코드 쌍은 임의의 신호(400)에 적용될 수 있으며, 원할 경우에 하나의 신호(400)에서 다른 신호(400)로 재할당될 수 있다.
시스템(100) 내의 각각의 페이로드(403) 신호가 고유 스크램블링 코드를 수신하는 것도 본 발명의 범위 내에서 고려된다. 또한, 각각의 PL 헤더(401)는 원할 경우에 페이로드(403)에 대한 스크램블링 코드와 짝을 이룰 수 있는 고유 스크램블링 코드를 수신할 수 있다.
주어진 채널(400)에 대해 단일 스크램블링 시퀀스로서 설명되지만, 본 발명은 주어진 수의 프레임이 전송된 후에 스크램블링 시퀀스들이 변경 또는 회전될 수 있는 것도 고려한다. PL 헤더(401), 페이로드(403), 또는 이들 양자에 대한 스크램블링 시퀀스들은 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 원하는 대로 랜덤하게 또는 주기적으로 회전될 수 있다.
특정 순서/조합에서의 코드들의 적용
도 4A 및 4B에 도시된 바와 같이, 골드 시퀀스 시드들(500)(이들은 페이로드(403)를 스크램블링하는 데 사용된다) 및 헤더 스크램블링 코드들(411, 413)(PL 헤더(401)를 스크램블링하는 데 사용된다)은 각각의 신호에 적용된다. 그러나 주어진 시드(500)는 반드시 주어진 헤더 코드(411)에 대해 매우 양호하게 작동되는 것은 아니다. 본 발명은 최상의 시드들(500) 및 PL 헤더 코드들(411)을 결정하고, 선택된 시드(500)/헤더 코드(411) 조합들이 시드(500)/헤더 코드(411) 쌍들의 다른 조합들과 간섭하지 않을 것을 보증한다.
이러한 쌍들(주어진 채널에 적용될 시드들(500)/헤더 코드들(411)의 쌍들)이 시스템(100) 내의 모든 다른 쌍과 함께 적절히 동작하는 것을 보증하기 위하여, 각각의 쌍은 가능한 공동 채널 간섭에 대해 모든 다른 쌍에 대해 체크되어야 한다. 방송될 1000개의 채널이 존재하는 경우, 1000개의 시드(500)/헤더 코드(411) 쌍이 생성되고 체크되어야 한다.
시드 생성
먼저, 시드들(500)의 각각이 헤더 코드들(411)과 독립적으로 생성된다.
각각의 쌍은 때때로 진보된 변조 및 코딩(AMC) 스크램블링 코드로 지칭되며, 쉬운 참조 도구로서 AMC 코드 번호가 주어진다. 제한적이 아닌 예로서, AMC 코드 1은 시드(500)(이 시드는 "00"임) 및 헤더 코드(411)(이 헤더 코드는 코드 "01"임)의 조합일 수 있다. AMC 코드 2는 상이한 시드(500) 및 상이한 헤더 코드(411)의 조합일 것이다. 이어서, 송신기(300) 및 복조기(308)는 위성들(106)의 각각의 트랜스폰더에 대해 AMC 코드 번호들로 프로그래밍되며, 따라서 복조기(308)는 튜닝 및 복조를 위해 주어진 신호에 어느 AMC 코드를 적용할지를 "알게 된다".
먼저, DVB-S2 방송 표준으로부터 디폴트 시드를 채택하는 것과 같은 원하는 스킴을 이용하여 제1 시드(이는 각각의 신호에 대한 골드 스크램블링 시퀀스가 됨)가 선택된다. 골드 시퀀스 풀의 나머지로부터 제2 후보 시드(500)가 선택되어, 파일럿 심볼들을 이용하여 DVBS-2 전송 모드에서 구현되는 바와 같은 제1 시퀀스와 관련한 후보 골드 시퀀스의 교차 상관들을 계산한다. 후보 시드는 그의 모든 제1 시드와의 교차 상관이 모든 파일럿 오프셋에 대해 소정의 임계치 아래 있는 경우에만 유지되며, 그렇지 않은 경우에는 제2 시드를 위해 나머지 시드 풀로부터 다른 후보가 선택되며, 제2 시드가 선택될 때까지 처리가 계속된다. 이어서, 제3 후보 시드가 선택되고, 제3 후보 골드 코드를 이용하여 스크램블링된 제3 전송에 대한 두 번의 이전 전송 각각과의 교차 상관들이 계산된다. 제3 시드는 그의 제1 및 제2 시드들 양자와의 교차 상관들이 모든 파일럿 오프셋에 대해 임계치 아래 있을 경우에만 선택되는 등등이다. 프로세스는 필요한 수의 코드들이 식별될 때까지 계속된다. 따라서, 모든 선택된 골드 시퀀스는 소정의 임계치 아래로 서로에 관하여 교차 상관을 가지며, 이는 이들 시드를 이용하는 전송들이 서로 잘 상관되지 않으며, 따라서 서로에 대해 최소의 유해한 간섭을 발생시킨다는 것을 지시한다. 임계치는, 시스템(100)을 구축하는 데 사용된 컴포넌트들에서 가능한 채널 분리가 주어질 때 공동 채널 간섭에 대한 최악의 시나리오로서 선택된다. 이러한 시드들(500)의 서브세트는 예를 들어 부트 스트랩 로더(BSL)를 위해 또는 다른 목적으로 사용되는 시스템(100)의 특정 부분들을 위해 비축될 수 있다. 이러한 시드(500) 시퀀스들의 교환들이 비교됨에 따라, 코드들이 성능에 따라 순위화될 수 있으며, 최상의 시드들(500)은 최악의 시드들(500)보다 높은 순위를 가지며, 따라서 시드들(500)의 순위 순서가 생성될 수 있다.
골드 코드(시드)에 대한 교차 상관 비교 방법
후보 골드 코드를 생성하기 위하여, 저장된 세트에서 1의 디폴트 시드 값이 사용된다. 다음 연속 시드(500) 값이 선택되고, 골드 코드가 계산된다. 주어진 논-백워드 호환 전송 모드에 대해, 새로 생성된 골드 코드와 이미 생성된 골드 코드 간의 상관은 다음의 [수학식 1]에 의해 결정된다.
Figure 112008021633850-PCT00001
여기서, i>35 또는 i<0인 경우, ai=0이다.
여기서, ai +j는 제1 전송에 대한 코드로부터 (i+j) 번째 심볼이고, bi는 제2 전송에 대해 i 번째 심볼이다.
시스템(100), 시스템(100)을 구축하는 데 사용되는 컴포넌트들, 수신기(108) 등의 요건에 기초하여, 그리고 새로 생성된 시드(500)를 모든 다른 이미 저장된 시드(500)와 관련하여 검색하는 데 걸리는 시간에 기초하여 상관 임계치가 설정된다. 이 임계치는 0 dB, -3 dB, -6 dB, -9 dB, -12 dB 또는 임의의 다른 값일 수 있으며, 이 값이 작을수록 임계 교차 상관 값이 낮아지고, 따라서 세트 내의 후보 골드 코드들 중 임의 코드로 인코딩된 전송들이 서로에 대해 측정 가능한 간섭을 가질 가능성이 낮아진다. 원할 경우에는 코드들을 체크하는 데 이용 가능한 시간에 기초하여 절충 임계치가 선택될 수 있다.
이어서, 새로 생성된 시드(500)를 이용하여 생성된 골드 코드들과 저장된 세트 내의 모든 다른 골드 코드들 간의 상관이 선택된 임계치 이하인 경우, 새로 생성된 시드(500)가 저장된 시드들(500)의 세트("저장된 세트")에 추가된다. 이 프로세스는 원하는 수의 시드들(500) 및 대응하는 골드 코드들이 저장된 세트 내에 존재할 때까지 반복된다.
고유 워드 생성
유사한 방식으로, 헤더 코드들(411)은 전송 네트워크에서 사용될 모든 가능한 DVBS-2 인코딩된 전송 모드의 헤더들 간의 교차 상관들을 계산함으로써 선택될 수 있다. 예를 들어, 몇몇 전송 모드들은 다음과 같다: QPSK: 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6, 8/9, 및 9/10; 8PSK: 3/5, 2/3, 3/4, 5/6, 8/9 및 9/10; 이들 양자는 파일럿 심볼을 갖기도 하고 갖지 않기도 한다. 이어서, 이들 모드는 후보 헤더 코드들을 이용하여 스크램블링되며, 이어서 스크램블링된 헤더에 소정의 임계치 아래의 교차 상관을 제공하는 헤더 코드들(411)(UW들)을 식별한다. 이 코드들(411)의 서브세트는 예를 들어 부트 스트랩 로더(BSL)를 위해 또는 다른 목적을 위해 사용되는 시스템(100)의 특정 부분들을 위해 비축될 수 있다.
최상의 시드들(500) 및 헤더 코드들(411)의 모두가 전술한 바와 같이 생성되면, 각각의 시드(500)는 헤더 코드(411)와 쌍을 이루어 AMC 코드가 생성되며, 이어서 AMC 코드에는 참조 번호가 주어진다. 이 프로세스는 시스템(100)에 충분한 AMC 코드들이 생성될 때까지 계속된다. 시드들(500)과 헤더 코드들(411)의 짝짓기(pairing)는 시드들(500) 및 헤더 코드들(411)의 각각을 개별적으로 순위화한 후에 "최상의" 시드(500)와 "최상의" 헤더 코드(411)를 짝짓는 등등을 행함으로써 이루어질 수 있다. 특정 짝짓기를 위해 순위화된 시드들(500) 및 헤더 코드들(411)의 서브세트를 선택하고 나머지를 랜덤하게 짝짓기하는 랜덤 짝짓기와 같은 다른 방법들, 또는 다른 방법들도 존재한다.
헤더 코드(고유 워드)에 대한 교차 상관 비교 방법
헤더 코드(411)를 생성하기 위하여, DVB-S2로부터의 디폴트 시퀀스가 저장 세트에서 사용될 수 있다. 랜덤 헤더 코드(411)(UW)가 생성되어, 주어진 논-백워드 호환 전송 모드에 대해 가능한 헤더들을 스크램블링하는 데 사용된다. 새로 생 성된 후보 헤더 코드들(411)과 이미 생성된 것들을 이용하여 스크램블링된 헤더들 간의 상관은 [수학식 2]에 의해 결정된다.
Figure 112008021633850-PCT00002
여기서, i>89 또는 i<0인 경우에 ai=0이다.
여기서, ai +j는 제1 헤더의 (i+j) 번째 비트이고, bj는 제2 헤더의 j 번째 비트이다.
이어서, 모든 후보 헤더 코드를 이용하여 스크램블링된 모든 가능한 헤더에 대한 최대 교차 상관이 결정된다. 상관 임계치는 시스템(100), 시스템(100)을 구축하는 데 사용되는 컴포넌트들, 수신기(108) 등의 요건에 기초하여, 그리고 새로 생성된 헤더 코드(411)를 모든 다른 이미 저장된 헤더 코드(411)와 관련하여 검색하는 데 걸리는 시간에 기초하여 설정된다. 이 임계치는 0 dB, -3 dB, -6 dB, -9 dB, -12 dB 또는 임의의 다른 값일 수 있고, 이 값이 작을수록 임계 교차 상관 값은 낮아지며, 따라서 세트 내의 후보 헤더 코드들 중 임의의 코드로 인코딩된 전송들이 서로에 대해 측정 가능한 간섭을 가질 가능성이 낮아진다.
이어서, 새로 생성된 헤더 코드(411)와 저장된 세트(4로부터) 내의 모든 다른 코드(411) 간의 상관이 선택된 임계치 이하인 경우에, 새로 생성된 헤더 코드(411)가 저장된 헤더 코드들(411)의 세트("저장된 세트")에 추가된다. 이 프로 세스는 원하는 수의 헤더 코드들(411)이 저장된 세트 내에 존재할 때까지 반복된다.
최상의 고유 워드 및 골드 코드의 선택
시드들(500) 및 헤더 코드들(411)의 저장된 세트들이 결정되면, 다른 코드들과의 최소 양의 교차 상관을 갖는 코드들이 발견될 수 있다. 예를 들어, 헤더 코드(411) 저장 세트에서 디폴트 시퀀스 0에서 시작하거나, 시드(500) 저장 세트에서 1의 디폴트 시드 값에서 시작함으로써, 저장된 세트들을 순서화함으로써, 새로운 임계치가 설정될 수 있고, 각각의 세트가 순차적으로 테스트되어, 위에서(시드들(500)/헤더 코드들(411)의 초기 저장 세트들을 결정할 때) 설정된 것보다 낮은 임계치를 갖는 시드들(500)/헤더 코드들(411)의 서브세트를 발견할 수 있다. 상관 임계치를 변경함으로써, 공동 채널 간섭과 관련하여 중대하다고 생각되는 영역들에 대해 보다 많거나 적은 수의 "최상" 시드들(500) 및 헤더 코드들(411)이 결정될 수 있다.
이어서, 나머지 시드들(500)/헤더 코드들(411)의 각각 간의 상관을 "최상" 시드들(500)/헤더 코드들(411)에 대해 계산하고 이들을 상관 값들에 의해 분류함으로써 시드들(500)/헤더 코드들(411)의 나머지가 순위화될 수 있다.
이어서, 시드들(500)/헤더 코드들(411)은 "최상"에서 "최악"(그러나 정의된 임계치보다 낮기 때문에 여전히 허용됨)까지 순서화된 후 짝짓기되어, AMC 코드가 생성된다. 대안으로, 세트들 내의 모든 시드 및 코드는 수용 가능한 성능을 가지므로, 이들은 원할 경우에 랜덤하게 짝짓기될 수 있다.
코드 테스팅
도 6은 본 발명을 이용하여 생성된 코드들에 사용되는 테스트 셋업을 나타낸다.
원하는 신호(C1 및 C2), 또는 간섭 신호(I)인 신호들을 생성하기 위해 변조기들(600, 602, 604)이 사용되었다. 변조기들(600-604)은 모두 특정 시드(500) 및 헤더 코드(411)를 이용하여 신호를 생성할 수 있으며, 따라서 공지된 시드(500) 및 헤더 코드(411)가 신호를 스크램블링하는 데 사용된다. 특정 모델의 변조기들(600-604)로서 도시되지만, 본 발명의 범위 내에서 임의의 변조기가 사용될 수 있다. 변조기(600)는 제1 헤더 코드(411)를 이용하여 스크램블링된 PL 헤더(400) 및 제1 시드(500)를 이용하여 스크램블링된 페이로드(403)를 갖는 신호(606)를 생성한다. 마찬가지로, 변조기(602)는 신호(608)를 생성하고, 변조기(604)는 신호(610)를 생성한다.
신호들(606, 608)은 관심 채널들이다. 신호(610)는 채널들(606, 608)과의 간섭 채널이다. 채널들(606, 608)이 동일 시드들(500) 및 헤더 코드(411)로 스크램블링되고, 채널(610)이 상이한 시드(500) 및 헤더 코드(411)로 스크램블링되는 경우, 채널들(606, 610) 사이는 물론, 채널들(608, 610) 사이의 공동 채널 간섭이 결정될 수 있다. 이러한 구성에서 2개의 캐리어 대 간섭비(C1/I 및 C2/I)는 양 신호(612) 및 신호(614)에 대해 8 dB로 측정되었는데, 이는 이 예시적인 테스트를 위해 선택된 전형적인 수신기(108)에서의 C/I 비이다. 테스트되는 특정 C/I 비는 전 송 네트워크의 특성들에 의존한다. 2개의 신호(606, 608)가 도시되지만, 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 임의 수의 원하는 신호들(606, 608)이 사용될 수 있다.
조합된 신호들(606, 610)은 신호(612)가 되는 반면, 조합된 신호들(610, 608)은 신호(614)가 된다. 신호(612)는 수신기(616)에 입력되고, 신호(614)는 수신기(618)에 입력된다. 이들 수신기(616-618)는 각각의 전송을 복조한 후 디코딩하고, 이어서 이들 신호를 컴퓨터(622)에 결합된 비트 에러 레이트 테스트(BERT) 박스(620)로 전달한다. 컴퓨터(622)는 신호들(606, 608)과의 간섭을 체크하기 위하여 신호(610)를 새로운 시드(500) 및 헤더 코드(411)로 변경하도록 변조기(604)를 제어한다. 원할 경우에 추가 화이트 가우스 잡음(AWGN)이 테스트 셋업에 추가될 수 있다. 본 발명의 범위를 벗어나지 않고, 신호들(612, 614)을 검출할 수 있는 임의의 수신기들(616-618) 또는 임의 타입의 컴퓨터(622)가 사용될 수 있다.
컴퓨터(622)는 모든 가능한 시드(500)/헤더 코드(411) 쌍이 모든 다른 시드(500)/헤더 코드(411) 쌍에 대해 고속 방식으로 테스트되는 것을 가능하게 한다. 이러한 테스트는 원할 경우에 수동으로 행해질 수 있다. 박스(620)에서 임의의 에러가 관측되고 컴퓨터(622)에 의해 기록되는지를 결정하기 위해 각각의 신호(610)가 주어진 양의 시간 동안 주입된다. 테스트 기간 동안, 양 신호들(606 및 610, 및 608 및 610)에 대한 헤더 및 파일럿 심볼 블록들의 정렬의 여러 사례가 발생하는 것이 중요하다. 변조기들의 심볼 레이트들은 서로 약간 오프셋되며, 따라서 하나의 전송에 대한 헤더 및 파일럿 심볼 블록들은 다른 전송에 대해 시간적으로 드리프트된다. 도 6의 셋업에서, 이것은 간섭 및 원하는 신호들에 대한 심볼 레이트 및 주파수 양자를 오프셋함으로써 달성된다. 도 6에서, 이것은 간섭 신호(610)에 대해 29.999 메가보드(Megabaud)의 보드 레이트 및 999.999 MHz의 RF 주파수이고, 양 원하는 신호(606, 608)에 대해 30 메가보드의 보드 레이트 및 1000 MHz의 RF 주파수이다. 상향 변환기는 시스템의 요건 또는 사용자의 요구에 따라 상이한 주파수들, 예를 들어 930 MHz 또는 1070 MHz로 배치될 수 있다. 필요한 경우, 3개의 변조기 및 주파수 상향 변환기에 대한 내부 클럭들을 동기시키기 위한 추가 수단이 도 6에는 도시되지 않지만 제공될 수도 있다.
간섭을 나타내는 신호(610) 및 원하는 신호(606)가 동일 시드(500)/헤더 코드(411)를 사용할 때, 에러가 관측되는데, 이는 신호들이 서로 간섭하기 때문이다. 신호들(610, 606)이 상이한 시드들(500) 및/또는 상이한 헤더 코드들(411)을 사용하는 경우, 간섭 신호(610)가 신호(606)에 대해 테스트될 때, 에러가 관측되거나 관측되지 않을 수 있다. 그러나 시드들(500) 및 헤더 코드들(411)이 주어진 임계치에 대해 선택되는 경우, 상이한 시드들(500)/헤더 코드들(411)의 쌍들이 사용될 때, 에러는 예상되지 않고 관측되지 않는다.
흐름도
도 7은 본 발명의 단계들을 나타내는 흐름도이다.
박스 700은 적어도 하나의 초기 디폴트 시퀀스를 정의하는 단계를 나타낸다.
박스 702는 스크램블링 코드를 생성하는 단계를 나타낸다.
박스 704는 생성된 스크램블링 코드를 이용하여 신호를 스크램블링하는 단계를 나타낸다.
박스 706은 스크램블링된 신호와 지정된 기준을 만족시키는 모든 다른 스크램블링된 신호를 비교하는 단계를 나타낸다.
박스 708은 스크램블링 코드로 스크램블링된 신호가 또한 지정된 기준을 만족시키는 것으로 비교에 의해 결정되는 경우 스크램블링 코드 워드를 저장하는 단계를 나타낸다.
결론
요컨대, 본 발명은 통신 시스템에서 공동 채널 간섭을 최소화하기 위한 스크램블링 코드들을 결정하는 방법들 및 장치들을 포함한다. 본 발명에 따른 방법은 초기 디폴트 시퀀스를 정의하는 단계, 스크램블링 코드를 생성하는 단계, 생성된 스크램블링 코드를 이용하여 신호를 스크램블링하는 단계, 스크램블링된 신호와 지정된 기준을 만족시키는 모든 다른 스크램블링된 신호를 비교하는 단계, 및 스크램블링 코드로 스크램블링된 신호가 또한 지정된 기준을 만족시키는 것으로 비교에 의해 결정되는 경우에 스크램블링 코드 워드를 저장하는 단계를 포함한다.
방법은 신호의 헤더에 또는 신호의 페이로드부에 스크램블링 코드를 적용하는 단계를 옵션으로 더 포함하는데, 이 스크램블링 코드는 골드 코드이고, 지정된 기준은 0 dB 내지 -12 dB, 또는 그보다 낮게 설정되는 상관 임계치이다.
방법은 또한 지정된 기준보다 엄격한 제2 기준을 설정하는 단계, 및 저장된 스크램블링 코드들을 비교하여 저장된 스크램블링 코드들의 순위를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
통신 시스템에서 공동 채널 간섭을 최소화하기 위한 스크램블링 코들을 결정 하는 대안적인 방법은 초기 시드를 정의하는 단계, 시드로부터 시드화된 스크램블링 코드를 생성하는 단계, 생성된 시드화된 스크램블링 코드를 이용하여 신호의 페이로드부를 스크램블링하는 단계, 신호의 스크램블링된 페이로드부와 제1 지정 기준을 만족시키는 모든 다른 스크램블링된 페이로드부를 비교하는 단계, 시드화된 스크램블링 코드로 스크램블링된 신호의 페이로드부가 또한 제1 지정 기준을 만족시키는 것으로 비교에 의해 결정되는 경우에 시드화된 스크램블링 코드 워드를 저장하는 단계, 초기 디폴트 시퀀스를 정의하는 단계, 고유 워드(UW) 스크램블링 코드를 생성하는 단계, 생성된 UW 스크램블링 코드를 이용하여 신호의 헤더부를 스크램블링하는 단계, 신호의 스크램블링된 헤더부와 제2 지정 기준을 만족시키는 모든 다른 스크램블링된 헤더부를 비교하는 단계, 스크램블링 코드로 스크램블링된 신호가 또한 제2 지정 기준을 만족시키는 것으로 비교에 의해 결정되는 경우에 UW 스크램블링 코드 워드를 저장하는 단계, 및 저장된 UW 스크램블링 코드들과 저장된 시드화된 스크램블링 코드들을 짝짓기하는 단계를 포함한다.
대안적인 방법은 제1 또는 제2 지정 기준이 0 dB 내지 -12 dB, 또는 그보다 낮은 값으로 설정되는 상관 임계치이고, 저장되는 UW 스크램블링 코드들의 수 및 시드화된 스크램블링 코드들의 수가 통신 시스템 내의 채널 수에 기초하여 결정되는 것을 옵션으로 더 포함한다.
대안적인 방법은 또한 시드화된 스크램블링 코드들 및 UW 스크램블링 코드들과 연관된 정보를 통신 시스템 내의 수신기로 전송하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명은 또한 통신 시스템에서 공동 채널 간섭을 최소화하기 위한 명령들 을 갖는 컴퓨터 판독 가능 매체를 포함하는데, 상기 명령은 실행시 하나 이상의 프로세서가 위의 방법들을 수행하게 하도록 구성된다.
본 발명의 범위는 상세한 설명에 의해 제한되는 것이 아니라 본 명세서에 첨부된 청구범위 및 그의 균등물에 의해 제한되는 것을 의도한다. 위의 명세서, 예들 및 데이터는 본 발명의 구성의 제조 및 이용의 완전한 설명을 제공한다. 본 발명의 많은 실시예가 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 이루어질 수 있으므로, 본 발명은 이하에 첨부되는 청구범위 및 그의 균등물 내에 존재한다.

Claims (19)

  1. 통신 시스템에서 공동 채널 간섭을 최소화하기 위한 스크램블링 코드(scrambling code)들을 결정하는 방법으로서,
    적어도 하나의 초기 디폴트 시퀀스(default sequence)를 정의하는 단계;
    스크램블링 코드를 생성하는 단계;
    상기 생성된 스크램블링 코드를 이용하여 신호를 스크램블링하는 단계;
    상기 스크램블링된 신호와, 지정된 기준을 만족시키는 모든 다른 스크램블링된 신호를 비교하는 단계; 및
    상기 스크램블링 코드로 스크램블링된 신호가 또한 상기 지정된 기준을 만족시키는 것으로 상기 비교에 의해 결정되는 경우에, 상기 스크램블링 코드 워드(word)를 저장하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 스크램블링 코드는 상기 신호의 헤더에 적용되는 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 스크램블링 코드는 상기 신호의 페이로드부(payload portion)에 적용되는 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 스크램블링 코드는 골드 코드(Gold code)인 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 지정된 기준은 상관 임계치인 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 상관 임계치는 0 dB와 -12 dB 사이에서 설정되는 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 지정된 기준보다 엄격한 제2 기준을 설정하는 단계; 및
    상기 저장된 스크램블링 코드들을 비교하여 상기 저장된 스크램블링 코드들의 순위를 결정하는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  8. 통신 시스템에서 공동 채널 간섭을 최소화하기 위한 스크램블링 코드들을 결정하는 방법으로서,
    초기 시드(seed)를 정의하는 단계;
    상기 시드로부터 시드화된 스크램블링 코드를 생성하는 단계;
    상기 생성된 시드화된 스크램블링 코드를 이용하여 신호의 페이로드부를 스크램블링하는 단계;
    상기 신호의 스크램블링된 페이로드부와 제1 지정 기준을 만족시키는 모든 다른 스크램블링된 페이로드부를 비교하는 단계;
    상기 시드화된 스크램블링 코드로 스크램블링된 상기 신호의 페이로드부가 또한 상기 제1 지정 기준을 만족시키는 것으로 상기 비교에 의해 결정되는 경우에, 상기 시드화된 스크램블링 코드 워드를 저장하는 단계;
    초기 디폴트 시퀀스를 정의하는 단계;
    고유 워드(UW;unique word) 스크램블링 코드를 생성하는 단계;
    상기 생성된 UW 스크램블링 코드를 이용하여 상기 신호의 헤더부를 스크램블링하는 단계;
    상기 신호의 스크램블링된 헤더부와 제2 지정 기준을 만족시키는 모든 다른 스크램블링된 헤더부를 비교하는 단계;
    상기 스크램블링 코드로 스크램블링된 상기 신호가 또한 상기 제2 지정 기준을 만족시키는 것으로 상기 비교에 의해 결정되는 경우에, 상기 UW 스크램블링 코드 워드를 저장하는 단계; 및
    상기 저장된 UW 스크램블링 코드들과 상기 저장된 시드화된 스크램블링 코드들을 짝짓기(pairing)하는 단계
    를 포함하는 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제1 지정 기준은 상관 임계치인 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 상관 임계치는 0 dB와 -12 dB 사이에서 설정되는 방 법.
  11. 제9항에 있어서, 상기 상관 임계치는 -12 dB 아래로 설정되는 방법.
  12. 제8항에 있어서, 상기 제2 지정 기준은 상관 임계치인 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 상관 임계치는 0 dB와 -12 dB 사이에서 설정되는 방법.
  14. 제12항에 있어서, 상기 상관 임계치는 -12 dB 아래로 설정되는 방법.
  15. 제8항에 있어서, 상기 저장된 UW 스크램블링 코드들의 수 및 상기 시드화된 스크램블링 코드들의 수는 상기 통신 시스템 내의 채널 수에 기초하여 결정되는 방법.
  16. 제8항에 있어서, 상기 시드화된 스크램블링 코드들 및 상기 UW 스크램블링 코드들과 연관된 정보를 상기 통신 시스템 내의 수신기로 전송하는 단계를 더 포함하는 방법.
  17. 통신 시스템에서 공동 채널 간섭을 최소화하기 위한 명령들을 갖는 컴퓨터 판독 가능 매체로서,
    상기 명령은, 실행시, 하나 이상의 프로세서가 제1항의 방법을 수행하게 하도록 구성되는 컴퓨터 판독 가능 매체.
  18. 통신 시스템에서 공동 채널 간섭을 최소화하기 위한 명령들을 갖는 컴퓨터 판독 가능 매체로서,
    상기 명령은, 실행시, 하나 이상의 프로세서가 제8항의 방법을 수행하게 하도록 구성되는 컴퓨터 판독 가능 매체.
  19. 2개의 스크램블링 코드 간의 교차 상관을 테스트하는 방법으로서,
    원하는 헤더 및 원하는 페이로드를 포함하는 적어도 하나의 원하는 신호를 생성하는 단계 - 상기 원하는 페이로드는 제1 시드를 이용하여 스크램블링되고, 상기 원하는 헤더는 제1 헤더 코드를 이용하여 스크램블링됨 -;
    헤더와 페이로드를 포함하는 간섭 신호를 생성하는 단계 - 상기 간섭 신호의 상기 페이로드는 제2 시드를 이용하여 스크램블링되고, 상기 간섭 신호의 상기 헤더는 제2 헤더 코드를 이용하여 스크램블링됨 -;
    상기 적어도 하나의 원하는 신호와 상기 간섭 신호를 비교하는 단계;
    상기 적어도 하나의 원하는 신호와 상기 간섭 신호의 비교에 기초하여 상기 적어도 하나의 원하는 신호와 상기 간섭 신호 간의 교차 상관을 결정하는 단계; 및
    상기 적어도 하나의 원하는 신호와 상기 간섭 신호 간의 교차 상관이 지정된 기준을 만족시키는지를 결정하는 단계
    를 포함하는 방법.
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